JP2000201494A

JP2000201494A - モ―タ駆動装置

Info

Publication number: JP2000201494A
Application number: JP11001389A
Authority: JP
Inventors: Yosuke Sasamoto; 洋介篠本
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1999-01-06
Filing date: 1999-01-06
Publication date: 2000-07-18

Abstract

(57)【要約】【課題】本発明はモータ駆動装置に係り、磁極位置セ
ンサを用いずに正弦波電流にてモータを駆動すると共
に、モータをスムーズに起動することを目的とする。【解決手段】Ｙ結線された抵抗回路３６の中性点とモ
ータ３０の中性点との電圧差に基づいて回転子の位置を
表す信号を出力する磁極位置検出手段３８を設ける。モ
ータ３０に駆動信号を供給するインバータ３２を設け
る。駆動信号を、回転子の位相に応じた位相で変化する
正弦波信号とするためのインバータ制御手段４０を設け
る。インバータ制御手段４０は、モータ３０を起動した
後、モータ回転数が第１の所定回転数に達した後、第２
の所定回転数を越えるまでは、駆動信号の通電位相を基
準位相に比して所定量だけ進ませて同期運転を行う。モ
ータ回転数が第２の所定回転数を越えたら駆動信号の通
電位相を基準位相に戻す。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、モータの磁極位置
を検出する素子を用いることなくモータを駆動するモー
タ駆動装置に係り、特に、磁極位置センサを用いずに正
弦波電流にてモータを駆動するモータ駆動装置に方式に
関する。

【０００２】

【従来の技術】図１７は特開平９−２３８４９３号公報
に示されているＤＣブラシレスモータの駆動装置を示
す。図１７において、１０はＤＣブラシレスモータ１１
は回転子、１２は固定子、１４は３相Ｙ結線された抵抗
回路、１６は回転位置検出器、１８はマイクロコンピュ
ータ（以下、「マイコン」と称す）、２０はベース駆動
回路、２２はレベル検出器、２４はＤＣブラシレスモー
タを動作させるインバータである。

【０００３】以下、図１７に示す駆動装置の動作につい
て説明する。ＤＣブラシレスモータ１０はＹ結線された
固定子１２を備えている。固定子１２の中性点電位は、
回転位置検出器１６の基準電位と等しいＧＮＤ電位に接
地されいる。Ｙ結線された抵抗回路１４の中性点出力は
回転位置検出器１６が備える増幅器２６に入力されてい
る。増幅器２６は、基準電位（ＧＮＤ電位）と上記の入
力信号との差により、固定子１２と抵抗回路１４の中性
点間の電位差信号を得ている。回転位置検出器１６は、
この電位差信号を基に位置信号を生成し、その位置信号
をマイコン１８に入力する。

【０００４】回転位置検出器１６は、増幅器２６から出
力される電位差信号を積分する積分器２８を備えてい
る。積分器２８の出力信号はレベル検出器２２に入力さ
れる。レベル検出器は、上述した中性点間の電位差信号
のレベルを表す信号を生成し、その信号をマイコン１８
に出力する。マイコン１８は、電位差信号のレベルがレ
ベル検出器２２の内部で生成されるしきい値（ＰＷＭ信
号の平滑レベル）よりも大きい場合は、そのレベルを小
さくするためにインバータ２４の出力電圧の位相を遅れ
方向へ補正する。一方、電位差信号のレベルが、しきい
値（ＰＷＭ信号の平滑レベル）よりも小さい場合は、電
位差信号のレベルを大きくするために、インバータ２４
の出力電圧の位相を進み方向に補正する。

【０００５】図１７に示すモータ駆動装置は、上記のよ
うにレベル検出器２２を設けて、固定子１２と抵抗回路
１４の中性点間の電位差レベルを適正なレベルに制御す
ることによって、ＤＣブラシレスモータを最大効率運転
を行わせるように制御するものである。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】特開平９−２３８４９
３号公報に示されるモータ駆動装置において、回転位置
検出器１６によって検出される中性点間の電位差信号
は、モータ１０が回転することによって固定子１２のコ
イルに発生する誘起電圧の３次高調波成分、すなわち、
モータ１０の電気回転角の３倍の周波数で発生する高調
波成分に起因する信号である。従来のモータ駆動装置で
は、その３次高調波成分を利用してモータ１０の回転位
置が検出される。

【０００７】ＤＣブラシレスモータ１０は、モータの回
転位相と駆動信号の位相とを同期させることにより安定
した高効率の運転が可能となる同期機である。このよう
なモータ１０の駆動装置には、モータ１０を起動した
後、モータ１０を同期運転に引き入れることが要求され
る。モータ１０を同期運転に引き入れるためには、モー
タ１０の回転位置を精度良く検出することが必要であ
る。モータ１０の誘起電圧を利用してその回転位置を検
出する方式によれば、モータ１０の定常回転中は何ら問
題を生じることなく正確な位置検出を行うことができ
る。

【０００８】しかしながら、モータ１０の誘起電圧は、
モータ１０の回転数に比例して大きくなる特性を有して
いる。このため、その誘起電圧は、モータ１０が起動し
た後、十分にその回転数が上昇するまでの間は極めて小
さな値となる。従って、その間は固定子１２と抵抗回路
１４の中性点間の電位差信号レベルも非常に小さい値と
なる。そのため、特開平９−２３８４９３号公報に開示
される技術は、モータ１０の起動時の制御に適用するこ
とができない。

【０００９】また、近年では、磁石埋め込み型の回転子
を有するモータが開発され、製品化され始めている。磁
石埋め込み型のＤＣブラシレスモータでは、インバータ
から供給する駆動信号の位相を進ませると、モータの誘
起電圧に歪みが生じ、誘起電圧の高調波成分が増加す
る。前記中性点間の電位差信号は３次高調波成分を利用
したものであるため、位相を進み方向に補正すると、３
次高調波が増加し、その結果、電位差信号のレベルが大
きくなる。逆にモータに供給する駆動信号の位相を遅れ
方向に補正すると、電位差信号のレベルは小さくなる。

【００１０】このため、磁石埋込型モータを駆動する場
合、駆動信号の位相を少しでも進む方向に補正すると電
位差信号のレベルが大きく増大し、一方、駆動信号の位
相を少しでも遅れ方向に補正すると電位差信号のレベル
が大きく減少する。従って、磁石埋め込み型モータを駆
動する場合、駆動信号の位相の調整には、非常に複雑で
繊細な制御が要求される。

【００１１】また、一般的によく知られているＤＣブラ
シレスモータの駆動方式である１２０度通電方式では、
インバータからモータの各相に、パルス幅が１２０度の
電気角に相当する駆動信号をステップ的に供給する駆動
方法が用いられている。１２０度通電方式の場合、イン
バータの出力電圧の位相は大きな位相裕度を持ってお
り、多少通電位相が最適な位相からずれていたとして
も、モータが脱調することはない。

【００１２】ところで、ＤＣブラシレスモータのトルク
の脈動を抑制して、モータの騒音レベルを下げるうえで
は、１２０度通電方式に比して、１８０度通電方式（各
相にパルス幅が１８０度の駆動信号を供給する方式）が
優れていることが一般的に知られている。しかしなが
ら、１８０度通電方式で確保できる位相裕度は、１２０
度通電方式で確保できる位相裕度に比して狭小となる。
ここで、特開平９−２３８４９３号公報に開示される駆
動装置では１８０度通電方式が適用されているが、この
方式に適用した場合、中性点間の電位差信号のレベル検
出を回転数や負荷量に応じて段階的に可変させないと、
モータを最高効率駆動することができなくなり、前記を
回路にて実現した場合、高精度なレベル検出が必要とな
って装置のコストアップを招く。

【００１３】本発明は、上記のような課題を解決するた
めになされたもので、モータに供給される駆動信号が正
弦波状となるようにインバータを駆動することによりモ
ータのトルク脈動に起因する騒音を低減して優れた静粛
性を実現し得ると共に、モータの起動から定常回転への
移行をスムーズに行うことができ、更に、定常回転に移
行した後にモータを最高の効率で動作させることのでき
るＤＣブラシレスモータ駆動装置を提供することを目的
とする。

【００１４】

【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明は、
Ｙ結線された複数の電機子巻線を有する固定子と、永久
磁石にて複数極を形成する回転子とを有するモータを駆
動するモータ駆動装置であって、前記電機子巻線のそれ
ぞれと並列に接続されるようにＹ結線された複数の抵抗
器を有する抵抗回路と、前記複数の抵抗器の結線中心に
形成される第１の中性点と、前記複数の電機子巻線の結
線中心に形成される第２の中性点との電圧差に基づいて
前記回転子の磁極位置に応じた位置信号を出力する磁極
位置検出手段と、前記モータの電機子巻線に駆動信号を
供給するインバータと、前記電機子巻線に供給される駆
動信号が、前記回転子の回転位相に対して所定の位相関
係を有する正弦波信号となるように、磁極位置検出手段
の検出結果に基づいて前記インバータを制御するインバ
ータ制御手段と、を備え、前記インバータ制御手段は、
予め決められた駆動信号でモータを起動した後、モータ
回転数が第１の所定回転数に達した後に同期運転の開始
指令を行う第１の同期運転制御部と、同期運転の開始指
令が発せられた後、モータ回転数が第２の所定回転数を
越えるまでは、駆動信号の通電位相を基準位相に比して
所定量だけ進ませる位相補償演算部と、モータ回転数が
前記第２の所定回転数を越えた後に駆動信号の通電位相
を前記基準位相に戻す第２の同期運転制御部と、を備え
ることを特徴とするものである。

【００１５】請求項２記載の発明は、請求項１記載のモ
ータ駆動装置であって、前記位相補償演算部は、モータ
が起動された後、非同期運転から同期運転への移行が行
われる際に、駆動信号の通電位相を基準位相に比して所
定量だけ進ませるに先だって、所定時間だけ、その通電
位相を非同期運転時の位相よりも遅らせることを特徴と
するものである。

【００１６】請求項３記載の発明は、請求項１または２
記載のモータ駆動装置であって、前記第２の所定回転数
は、モータの常用回転領域の下限値以上の回転数である
ことを特徴とするものである。

【００１７】請求項４記載の発明は、請求項１乃至３の
何れか１項記載のモータ駆動装置であって、前記インバ
ータ制御手段は、前記モータの負荷量に応じて駆動信号
の通電位相を増減させる負荷量検出部を備えることを特
徴とするものである。

【００１８】請求項５記載の発明は、請求項１乃至４の
何れか１項記載のモータ駆動装置であって、前記第１の
中性点と前記第２の中性点とを、直列に接続された抵抗
器とコンデンサとを介して接続する直列回路を備え、前
記磁極位置検出手段は、前記コンデンサの両端に発生す
る電圧を中性点間の電圧差として検出することを特徴と
するものである。

【００１９】請求項６記載の発明は、請求項５記載のモ
ータ駆動装置であって、前記磁極位置検出手段は、前記
コンデンサの一端の電圧を入力信号とするボルテージフ
ォロワと、前記ボルテージフォロワの出力信号と、前記
コンデンサの他端の電圧とを入力信号とする差動増幅器
と、前記コンデンサの他端の電圧を基準電圧とし、前記
差動増幅器の出力と前記基準電圧との大小比較に応じた
２値化信号を出力するゼロクロスコンパレータとを備
え、前記ゼロクロスコンパレータから出力される２値化
信号を位置信号として出力することを特徴とするもので
ある。

【００２０】請求項７記載の発明は、請求項５記載のモ
ータ駆動装置であって、前記磁極位置検出手段は、前記
コンデンサの一端の電圧を入力信号とするボルテージフ
ォロワと、前記ボルテージフォロワの出力信号と、前記
コンデンサの他端の電圧とを入力信号とする差動増幅器
とを備え、前記差動増幅器から出力されるアナログ信号
を位置検出信号として出力することを特徴とするもので
ある。

【００２１】請求項８記載の発明は、請求項１乃至７の
何れか１項記載のモータ駆動装置であって、前記インバ
ータ制御手段は、前記磁極位置検出手段の処理に伴う遅
延時間と、前記磁極位置検出手段から出力される位置信
号に基づいてインバータを制御するための信号を生成す
る際に生ずる遅延時間との合計時間に相当するモータの
回転位相を、前記モータの回転数に基づいて演算する遅
れ位相演算部を有し、前記遅れ位相演算部によって得ら
れた回転位相分だけ駆動信号の通電位相を進ませること
を特徴とするものである。

【００２２】請求項９記載の発明は、請求項１乃至８の
何れか１項記載のモータ駆動装置であって、インバータ
制御手段によって制御されるＰＷＭのキャリア周波数
は、可聴領域以上の周波数であることを特徴とするもの
である。

【００２３】請求項１０記載の発明は、請求項１乃至９
の何れか１項記載のモータ駆動装置であって、前記イン
バータ制御手段は、インバータに入力される直流電圧値
と所定の通電位相とに応じて決定される最高回転数に比
して高速のモータ回転数が要求される場合に、通電位相
を前記所定の通電位相から進ませる高速回転制御部を備
えることを特徴とするものである。

【００２４】請求項１１記載の発明は、請求項１乃至１
０の何れか１項記載のモータ駆動装置であって、モータ
に流れる相電流の極性を検出する極性検出手段を備え、
前記インバータ制御手段は、モータに供給する駆動信号
の指令電圧に対して、相電流の極性に対応して予め設定
された補正値を加減する電流極性補正部を備えることを
特徴とするものである。

【００２５】請求項１２記載の発明は、請求項１乃至１
１の何れか１項記載のモータ駆動装置であって、前記イ
ンバータ制御装置は、モータに供給する駆動信号の波形
を、３相変調方式でＰＷＭ制御により生成することを特
徴とするものである。

【００２６】請求項１３記載の発明は、請求項１乃至１
２の何れか１項記載のモータ駆動装置であって、前記イ
ンバータ制御手段は、モータの回転数に同期してモータ
への出力電圧を増減させる出力電圧補正部を有すること
を特徴とするものである。

【００２７】請求項１４記載の発明は、請求項１乃至１
３の何れか１項記載のモータ駆動装置であって、回転子
内部に永久磁石が配置されているモータを駆動すること
を特徴とするものである。

【００２８】請求項１５記載の発明は、請求項１乃至１
４の何れか１項記載のモータ駆動装置であって、固定子
が集中巻きで構成されているモータを駆動することを特
徴とするものである。

【００２９】請求項１６記載の発明は、請求項１乃至１
５の何れか１項記載のモータ駆動装置であって、圧縮機
のモータを駆動することを特徴とするものである。

【００３０】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照してこの発明の
実施の形態について説明する。尚、各図において共通す
る要素には、同一の符号を付して重複する説明を省略す
る。

【００３１】実施の形態１．図１は、本発明の実施の形
態１のモータ駆動装置の回路ブロック図である。図１に
おいて、３０はＹ結線された固定子を有する三相のＤＣ
ブラシレスモータ、３２はＤＣブラシレスモータ３０を
動作させるためのインバータ、３４はインバータ３２に
接続された直流電源、３６はＤＣブラシレスモータ３０
の固定子と並列にＹ結線接続された抵抗回路である。ま
た、３８は磁極位置検出手段、４０はマイコンなどで構
成されるインバータ制御手段、４２は位相補償演算部、
４４は同期運転制御部、４６はＰＷＭ生成部、４８はゲ
ート駆動部である。

【００３２】磁極位置検出手段３８は、ＤＣブラシレス
モータ３０の中性点と抵抗回路３６の中性点との電位差
からＤＣブラシレスモータ３０の回転子の位置を検出
し、その検出位置に応じた位置信号を発生する。磁極位
置検出手段３８から発せられる位置信号は、インバータ
制御手段４０の位相補償演算部４２に供給される。位相
補償演算部４２は、位置信号によって表される回転子の
位置に対して、インバータ３２から出力される駆動信号
に反映させるべき位相補償量を演算する。位相補償演算
部４２によって演算される位相補償量は、同期運転制御
部４４に供給される。

【００３３】同期運転制御部４４は、モータ３０の起動
時と同期運転時とを判別し、その起動時にはモータ３０
を同期運転に引き込むための起動制御を実行し、一方、
同期運転時には、外部から供給される回転数指令に基づ
いてモータ３０の回転数制御を実行する。ＰＷＭ生成部
４６は、同期運転制御部４４から出力される制御信号に
基づいて所定のＰＷＭ信号を生成する。ゲート駆動部４
８は、ＰＷＭ生成部４６において生成されたＰＷＭ信号
を用いてインバータ３２を動作させる。

【００３４】インバータ３２は、モータ３０のＵ相に対
応して、第１および第２トランジスタ５０，５２、およ
び、第１および第２ダイオード５４，５６を備えてい
る。また、インバータ３２は、モータ３０のＶ相に対応
して、第１および第２トランジスタ５８，６０、およ
び、第１および第２ダイオード６２，６４を備えてい
る。更に、インバータ３２は、モータ３０のＷ相に対応
して、第１および第２トランジスタ６６，６８、およ
び、第１および第２ダイオード７０，７２を備えてい
る。第１トランジスタ５０，５８および６６は、直流電
源３４の正極と各相コイルとの間に、一方、第２トラン
ジスタ５２，６０，６８は、直流電源３４の負極と各相
コイルとの間に配置されている。

【００３５】ＰＷＭ生成部４６およびゲート駆動部４８
は、インバータ３２が備える６つのトランジスタ５０，
５２，５８，６０，６６および６８のそれぞれに対応す
るＰＷＭ信号を生成する。これらのＰＷＭ信号は、各相
に対応する一組のトランジスタ（５０と５２、５８と６
０、および、６６と６８の組）が同時にオン状態となら
ないように制御される。

【００３６】モータ３０のＵ相に供給される駆動信号の
電圧は、第１トランジスタ５０に供給されるＰＷＭ信号
のデューティ比Duty１と、第２トランジスタ５２に供給
されるＰＷＭ信号のデューティ比Duty２との比Duty１／
Duty２により決定される。より具体的には、Ｕ相に供給
される駆動信号の電圧は、直流電源３４の出力電圧Ｖと
上記の比Duty１／Duty２との乗算値Ｖ＊Duty１／Duty２
で表される値となる。同様に、モータ３０のＶ相および
Ｗ相に供給される駆動信号の電圧は、それぞれ、第１お
よび第２トランジスタ５８，６０に供給されるＰＷＭ信
号のデューティ比の比、および、第１および第２トラン
ジスタ６６，６８に供給されるＰＷＭ信号のデューティ
比の比に応じた値となる。

【００３７】従って、モータ３０の各相に供給される駆
動信号の電圧は、ゲート駆動部４８からインバータ３２
に供給されるＰＷＭ信号を制御することにより、直流電
源３４の出力電圧Ｖを上限とする任意の値とすることが
できる。本実施形態において、ＰＷＭ生成部４６は、各
相に印加される駆動信号の電圧が、互いに１２０度の位
相差で、それぞれ正弦波状に変化するようにＰＷＭ信号
の値を変化させる。

【００３８】図１において、抵抗回路３６は抵抗をＹ結
線している。このため、抵抗回路３６の中性点（Ｙ結線
の中性点）からは、インバータ３２から各相に向けて出
力された駆動信号の合成電圧が出力される。従って、抵
抗回路３６の中性点は、インバータ３２の仮想的な中性
点の電位と捕らえることができる。

【００３９】以下、図２を用いてＤＣブラシレスモータ
３０の回転子の磁極位置を検出する方式について説明す
る。インバータ３２が、３相交流の正弦波電圧を出力し
ているとすれば、そのインバータ３２は、図２に示す如
く、３相交流電源のモデルと置き換えることができる。
この場合、インバータ３２の中性点における電圧は、次
式の如く表すことができる。 Vn=sin(αt)+sin(αt+2/3π)+sin(αt+4/3π)

【００４０】ＤＣブラシレスモータ３０はインダクタン
ス成分と抵抗成分とを有している。また、ＤＣブラシレ
スモータ３０の回転中は、回転子に配置されている永久
磁石と各相のコイルとの近接・離間が繰り返されること
により、各相のコイルに誘起電圧が発生する。このた
め、モータ３０の各相コイルは誘起電圧を発生する電圧
源とおくことができる。モータ３０の各相に発生する誘
起電圧は、モータ３０の回転周期に応じた周期で変動す
る主成分を有している。また、誘起電圧には、一般に、
その主成分の３倍の周波数で変動する３次の高調波成分
を始めとした多くの高調波成分を含んでいる。従って、
ＤＣブラシレスモータ３０は図２に示すようなモデルと
することができる。この場合、モータ３０の中性点にお
ける電圧は、次式の如く表すことができる。 Vm=sin(wt+ζ)+sin(wt+2/3π+ζ)+sin(wt+4/3π+ζ)+si
n(3wt+ζ)+sin(3(wt+2/3π)+ζ)+sin(3(wt+4/3π)+ζ)

【００４１】上述した２つの式より、ＤＣブラシレスモ
ータ３０の中性点電圧Vmとインバータ３２の中性点電圧
Vnとの差、すなわち、電位差信号は、次式の如く表すこ
とができる。 Vmn = Vm-Vn = 3sin(3wt+ζ )

【００４２】上記の如く、電圧差信号Vmnには、インバ
ータ３２の中性点電圧Vnの位相に関係するαが残存して
いない。つまり、モータ３０の誘起電圧に３次高調波が
含まれる場合、インバータ３２の位相の影響は、その３
次高調波には全く及ばない。従って、このようなモータ
３０においては、その回転子の磁極位置を、誘起電圧の
３次高調波成分に基づいて、すなわち、電位差信号Vmn
に基づいて正確に検出することができる。

【００４３】モータ３０内部に発生する誘起電圧には、
３次高調波成分以外の高調波成分が含まれることがあ
る。このような場合においても、３次高調波は、以下に
示す理由により、精度良く検出することが可能である。
すなわち、次数の異なる複数の高調波を含む信号は、通
常、低次の高調波成分をより多く含んでいる。また、高
調波成分のうち３次の高調波は、上記の如くモータ３０
の中性点においてその強度が３倍となるが、３逓倍の次
数以外の奇数次数では、高調波信号が３倍されることが
ない。そのため、モータ３０の内部では、誘起電圧に多
く含まれる３次高調波だけが更に３倍に増幅され、その
成分に次いで多く含有されている５次や７次の成分は増
幅されない。このため、３次高調波は、誘起成分に次数
の異なる複数の高調波成分が含まれている場合であって
も容易に検出することができる。

【００４４】上述の如く、ＤＣブラシレスモータ３０の
中性点と抵抗回路３６の中性点との間の電位差を検出す
る磁極位置検出手段３８によれば、誘起電圧の３次高調
波成分で構成される電位差信号を検出することができ
る。従って、本実施形態のモータ駆動装置によれば、磁
極位置検出手段３８において、その電位差信号に基づい
て、ＤＣブラシレスモータ３０の回転子の磁極位置を精
度良く検出することができる。

【００４５】図３は、ＤＣブラシレスモータの通電方法
として一般に用いられている１２０度通電方式を説明す
るためのタイミングチャートである。図３において、U
p、VpおよびWpは、それぞれ、Ｕ，Ｖ，Ｗ相のコイルに
正方向に駆動電流が流通するタイミングを示す。また、
Un、VnおよびWnは、それぞれ、Ｕ，Ｖ，Ｗ相のコイルに
逆方向に駆動電流が流通するタイミングを示す。

【００４６】ＤＣブラシレスモータの一般的な駆動方式
においては、図３に示す如く、各相に対して、パルス幅
が１２０度の駆動電流が順次供給される。この場合、各
相のコイルに正方向の電流が流通した後、逆方向の電流
が流通するまでの間に、６０度の休止区間が確保され
る。このような駆動方式で用いられるＤＣブラシレスモ
ータでは、各相のコイルに生ずる誘起電圧を、個々のコ
イルの端子電圧を計測することで検出し、その結果得ら
れた誘起電圧に基づいて回転子の磁極位置を検出する手
法が広く用いられている。

【００４７】各相のコイルの端子電圧から誘起電圧が検
出できる期間は、インバータから各相に駆動信号が供給
されていない間、すなわち、６０度の休止区間に限られ
る。言い換えると、上述した一般的な駆動方式において
は、休止区間が存在しないと回転子の磁極位置検出を行
うことができなくなる。

【００４８】図３に示す如く、１２０度通電の駆動方式
では、モータを流れる駆動電流の波形が１２０度の矩形
となる。モータが発生するトルクはモータの各相を流れ
る電流の値に依存する。従って、その駆動電流の波形が
矩形であると、モータが発生するトルクがステップ状と
なり、出力トルクに大きな脈動が生じ易くなる。トルク
の脈動は、モータの騒音の原因となる。従って、１２０
度通電の駆動方式が用いられる場合、モータが大きな騒
音を発生し易くなる。

【００４９】モータの騒音は、各相に対する通電の切り
替えを滑らかにして、すなわち、駆動電流の変動を滑ら
かにして、トルク脈動を小さくすることにより抑制でき
る。従って、モータの騒音を抑制するうえでは、各相に
対する駆動電流の供給が窮しされる区間、すなわち休止
区間が狭いほど有利である。

【００５０】上記の如く、本実施形態の駆動装置によれ
ば、駆動電流の休止区間を廃止してモータ３０への通電
を１８０度の正弦波で行っても、磁極位置検出手段３８
を用いることにより回転子の磁極位置を検出することが
できる。つまり、本実施形態の駆動装置によれば、回転
子の磁極位置を検出するためのセンサを用いることな
く、かつ、モータ３０に正弦波電流を供給しつつ、回転
子の磁極位置を検出することができる。

【００５１】モータ３０の回転子の磁極位置が検出でき
れば、モータ３０の各相に供給する駆動信号の位相を、
回転子の回転位相にあわせること、すなわち、モータ３
０を同期運転することができる。従って、本実施形態に
よれば、モータ３０を低騒音で同期運転させることので
きる駆動装置を簡単な構造で実現することができる。

【００５２】ところで、ＤＣモータの中には、１８０度
より短い通電区間にて正弦波電流を流すことができ、ま
た、インバータ３２が正弦波電圧でなく、例えば台形波
状の電圧を出力する場合にも各相に正弦波状の駆動電流
を流通させることのできるモータが存在する。しかしな
がら、このようなモータは、大きなインダクタンス成分
を有するものに限定される。本実施形態の駆動装置によ
れば、モータの仕様に関わらず、モータ内部を流れる電
流の波形を常に正弦波状とすることができる。従って、
本実施形態の駆動装置を用いることによれば、いかなる
モータが用いられる場合であっても、トルク脈動に起因
する騒音を有効に低減することができる。

【００５３】次に、図１、図４および図５を参照して、
本実施形態のモータ駆動装置が、モータ３０を起動した
後、滑らかにモータ３０を同期運転に引き込む動作につ
いて説明する。

【００５４】図４（ａ）は、ＤＣブラシレスモータ３０
の中性点と抵抗回路３６の中性点との電位差、すなわ
ち、電位差信号Vmnの波形を示す。電位差信号Vmnには、
インバータ３２が備えるトランジスタのオンオフに伴う
ＰＷＭ高周波成分が含まれている。磁極位置検出手段３
８は、内蔵フィルタによりそのＰＷＭ高週波成分を除去
して、ＤＣブラシレスモータ３０の誘起電圧に含まれる
３次高調波成分を主成分とする電圧波形（図４（ｂ））
を出力する。

【００５５】図５は、磁極位置検出手段３８の１例の回
路図を示す。図５に示す如く、磁極位置検出手段３８
は、電位差検出フィルタ７４を備えている。電位差検出
フィルタ７４には、モータ３０の中性点の電位と抵抗回
路の中性点の電位が供給されている。電位差検出フィル
タ７４は、それらの信号からＰＷＭ高周波成分を除去す
るフィルタの機能と、それらの信号の電位差、すなわ
ち、電位差信号Vmnを反転増幅する増幅機能とを備えて
いる。電位差信号Vmnは、電位差検出フィルタ７４で処
理されることにより、図４（ｂ）に示す信号、すなわ
ち、図４（ａ）に示す電位差信号Vmnに比して振幅が大
きく、かつ、逆の位相を有する信号に変換される。

【００５６】本実施形態において、磁極位置検出手段３
８は、上記の如く生成されたアナログ信号を、ディジタ
ル信号に変換してインバータ制御手段４０の位相補償演
算部４２に供給する機能を有している。尚、磁極位置検
出手段３８とインバータ制御手段４０との間の信号授受
の手法は、これに限定されるものではなく、磁極位置検
出手段３８からインバータ制御手段４０にアナログ信号
を供給し、インバータ制御手段４０が備えるＡ／Ｄ変換
ポートを利用してそのアナログ信号をディジタル信号に
変換してもよい。

【００５７】磁極位置検出手段３８の内部において、電
圧差検出フィルタ７４で生成された反転増幅信号（図４
（ｂ））は、ゼロクロスコンパレータ７６に供給され
る。ゼロクロスコンパレータ７４は、その反転増幅信号
が、その信号のゼロ位置と交差する前後で値を入れ替え
るディジタル信号（図４（ｃ））を生成する。ゼロクロ
スコンパレータ７６で生成されたディジタル信号は、フ
ォトカプラで構成される絶縁回路７８に供給される。絶
縁回路７８は、磁極位置検出手段３８とインバータ制御
手段４０とを電気的に絶縁しつつ、ゼロクロスコンパレ
ータ７６で生成されたディジタル信号をインバータ制御
手段４０に転送する（図４（ｄ））。

【００５８】インバータ制御手段４０は、上記の如く磁
極位置検出手段３８から供給されるディジタル信号を回
転子の磁極位置を表す位置信号として受信する。本実施
形態において、磁極位置検出手段３８は、抵抗回路３６
の中性点の電位を基準電位として電位差信号Vmnを検出
している。一方、インバータ制御手段４０では、直流電
源３４の負極電位が基準電位として用いられる。磁極位
置検出手段３８とインバータ制御手段４０とを上記の如
く絶縁回路７８で絶縁することによれば、それらの２つ
の回路の基準電位が異なっていても容易に回路を構成す
ることができる。

【００５９】インバータ制御手段４０の位相補償演算部
４２は、磁極位置検出手段３８から供給される位置信号
（図４（ｄ））の立ち上がりエッジと立ち下がりエッジ
との間の時間を計測する。インバータ制御手段４０に
は、その時間を計数するタイマー（図示せず）が内蔵さ
れている。インバータ制御手段４０は、後述の如く、そ
のタイマーの計数値に基づいて回転子の磁極位置を検出
することができる。インバータ制御手段４０は、上記の
如く検出した磁極位置に基づいて、モータ３０の回転位
相に応じた通電位相を演算する。

【００６０】インバータ制御手段４０に供給される位置
信号は、モータ３０の電気角の回転周期の３倍に相当す
る周期で変動するパルス信号である。従って、その信号
の立ち上がりおよび立ち下がりエッジは、電気角で６０
度毎に検出することができる。このため、インバータ制
御手段４０においては、隣接する２つのエッジの発生間
隔を６０で除算することにより、電気角１度あたりの変
化に要する時間が算出できる。

【００６１】モータ３０の運転中は、インバータ３２か
らモータ３０の各相に対して、正弦波状の波形を有する
駆動信号が供給される。モータ３０の回転子は、同期非
同期の別に関わらず、駆動信号の位相とほぼ対応する位
相を保って回転する。従って、インバータ３２からモー
タ３０に供給される駆動信号の位相を併せて考慮する
と、６０度の電気角毎に供給される位置信号のうち、何
れかの信号を回転子の電気角ゼロ度に対応する信号と特
定することができる。

【００６２】従って、インバータ制御装置４０は、磁極
位置検出手段３８から供給される位置信号と、上述する
タイマの計数値（エッジ発生後の時間）とに基づいて、
モータ３０の回転子の磁極位置を０度から３６０度ま
で、連続的に検知することができる。このため、インバ
ータ制御装置４０は、図４（ｅ）に示す如く、固定子の
磁極位置に対応して０度から３６０度へ直線的に変化す
るような通電位相の角度を生成することができる。更
に、インバータ制御装置４０は、位相補償演算部４２に
おいて、基準の通電位相（図４（ｅ））に対して、位相
を進ませた通電位相（図４（ｆ））を生成することがで
きる。

【００６３】ＤＣブラシレスモータ３０の動作中は、上
記の如く位置検出手段３８から位置信号が出力される。
しかしながら、モータ３０が起動される前は、回転子が
停止しており誘起電圧が発生しないため位置信号は出力
されない。従って、モータ３０の起動直後は、インバー
タ制御手段４０の内部において、モータ３０の動作と同
期する通電位相を生成することはできない。

【００６４】本実施形態において、モータ３０の起動が
要求されると、同期運転制御部４４から位相補償演算部
４２に向けて起動指令信号が供給される。位相補償演算
部４２は、上記の起動指令信号を受信すると、磁極位置
検出手段３８からの位置信号と関係のない所定の位相を
生成し、その位相を同期運転制御部４４に供給する。同
期運転制御部４４は入力された位相に基づいて３相交流
の正弦波信号を生成し、その信号をＰＷＭ生成部４６に
出力する。ＰＷＭ生成部４６は、同期運転制御部４４か
ら供給される信号に基づいてインバータ３２が備える６
つのトランジスタに対するＰＷＭ信号を生成し、そのＰ
ＷＭ信号に従ってゲート駆動部４８を駆動することでイ
ンバータ３２を動作させる。

【００６５】モータ３０の起動時は、回転子の位置に応
じた相を通電しているのではないが、固定子に発生する
回転磁界に回転子が引きつけられる形でモータ３０は動
作する。モータ３０の回転数がある程度上昇して、磁極
位置検出手段３８が安定した位置信号を出力し得る状態
となると、従来から一般に用いられている手法で、位置
信号を用いた同期運転への切り替えが行われる。

【００６６】ＤＣブラシレスモータ３０は、モータ３０
を駆動するうえで最も効率の良い位相（以下、「最適位
相」と称す）に比して位相の進んだ駆動電圧が印加され
た場合に誘起電圧に歪みを生じさせるという特性を有し
ている。誘起電圧に歪みが生ずると、その３次高調波成
分が増加し、モータ３０の中性点と抵抗回路３６の中性
点との差、すなわち、電位差信号Vmnが増加する。

【００６７】本実施形態の駆動装置は、ＤＣブラシレス
モータ３０の上記の特性を利用して、モータ３０の起動
後その回転数が所定回転数に達するまでの間は、モータ
３０が追従できる最大量の進み位相が生ずると予測され
る状態で非同期運転、すなわち、位置信号を用いない運
転を継続する。このため、本実施形態の駆動装置によれ
ば、モータの起動直後から、図４（ａ）に示す電位差信
号Vmnを大きく振幅させることができる。磁極位置検出
手段３８は、Vmnが大きな振幅を有するほど、精度の良
い位置信号を安定に出力することができる。従って、磁
極位置検出手段３８は、モータ３０の回転数が十分に上
昇する前に安定した位置信号を出力し始める。

【００６８】本実施形態の駆動装置によれば、モータ３
０の起動後早期に、上記の位置信号を用いた同期信号を
開始することができる。本実施形態の駆動装置は、上述
した最適位相に対して位相を進めた状態でモータ３０の
駆動を行う。同期運転を開始すると同時に、駆動信号の
位相を最適位相とすると、誘起電圧の高調波成分が減少
して、磁極位置検出手段３８が適性に位置信号を出力し
なくなることがある。本実施形態の駆動装置によれば、
回転数が十分に上昇するまで位相を進めて同期運転を行
うことで、そのような誤動作の発生を防止することがで
きる。

【００６９】モータ３０の回転数が常用回転数の下限値
に到達すると、同期運転制御部４４から位相補償演算部
４２に向けて、その状況を知らせるための信号が供給さ
れる。位相補償演算部４２は、上記の信号を受信する
と、モータ３０に供給される駆動信号の位相を最適位相
とするため、加速させてきた駆動信号の位相を遅らせる
ための処理を行う。具体的には、図４（ｆ）に示す矢印
（進み位相量）を短くするような通電位相を生成する。
上記の処理が実行されると、その後、回転子の位相が駆
動信号の位相に追い付いて最適位相が実現される。

【００７０】上記の起動方法は、特に、本実施形態の駆
動装置のようにインバータ３２がモータ３０に対して正
弦波電圧を出力する場合に有効である。すなわち、イン
バータ３２から出力される電圧が正弦波ではなく歪んだ
電圧であった場合、モータ３０の誘起電圧には歪みが生
ずる。この場合、モータ３０と抵抗回路３６との電位差
信号Vmnが得やすくなるため、比較的回転数の低い領域
から位置信号が得やすくなる。これに対して、インバー
タ３２から出力される電圧が正弦波電圧である場合は、
誘起電圧に重畳する歪みが、回転子における永久磁石の
配置に起因する歪みのみとなる。従って、この場合は、
モータ回転数が低い領域で安定した位置信号を得ること
が困難である。

【００７１】本実施形態の駆動装置のように、モータ３
０に対して正弦波状の駆動信号を供給し、かつ、モータ
３０の起動直後に、意識的に駆動信号の位相を進めた駆
動を行うことによれば、モータ３０の仕様に関わらず、
モータ内部に正弦波電流を流通させ、かつ、比較的早期
にモータ３０を同期運転に引き込むことができる。従っ
て、本実施形態の駆動装置によれば、モータ３０の仕様
に関わらず、優れた静粛性を実現しつつ、モータ３０を
スムーズに起動させることができる。

【００７２】更に、本実施形態の駆動装置によれば、モ
ータの回転数が常用回転領域に達した後に、最適位相に
よるモータ３０の同期運転が開始される。このため、本
実施形態の駆動装置によれば、常用回転領域において、
モータ３０を最高効率で駆動することができる。

【００７３】実施の形態２．図６は本発明の実施の形態
２のモータ駆動装置の動作を説明するためのタイムチャ
ートである。本実施形態のモータ駆動装置は、図１に示
す回路構成により実現することができる。

【００７４】図６（ａ）は、モータ３０の回転数の変化
を、また、図６（ｂ）は通電位相の状態を示す。図６
（ｂ）においては、縦軸の矢印方向が位相の進み方向で
ある。本実施形態の駆動装置によれば、実施の形態１の
場合と同様に、モータ３０の回転数が予め設定された回
転数（同期引き込み回転数）を超えるまでは、位相の進
んだ駆動信号による非同期運転が行われる。

【００７５】モータ３０の回転数が同期引き込み回転数
を越えると、図６（ｃ）に示す如く、同期運転制御部４
４から位相補償演算部４２に向けて同期運転の開始を要
求する信号が出力される。その後、本実施形態の駆動装
置は、モータ３０の運転方式を、非同期運転から同期運
転に、すなわち、磁極位置検出手段３８にて検出された
モータ３０の回転子の位置に応じて駆動信号の位相を制
御する運転に切り替える。

【００７６】非同期運転から同期運転への切り替えの際
には、進んでいた駆動信号の位相をモータの回転位相に
合わせるための処理、すなわち、駆動信号の位相を遅ら
せる処理が行われる。このため、非同期運転から同期運
転への切り替えが行われる際には、モータ３０への通電
が一時的に停止されるような状態が実現される。その結
果、上記の切り換えの際に、モータ３０の回転数は一時
的に低下する。

【００７７】本実施形態の駆動装置は、運転方式の切り
替えに伴うモータ回転子の減速に合わせて、回転数が同
期引き込み回転数に達した後、図３（ｂ）に示す如く所
定の微少区間だけ駆動信号の位相の進み具合を少なくす
るように動作する。尚、微少区間は、モータ３０の仕様
によって異なるため、モータ３０毎に適切な時間を設定
することが適切である。本実施形態において、位相補償
演算部４２および同期運転制御部４４は、微少区間の経
過後、通電位相を大きく進ませて、モータ３０を加速さ
せるように動作する。

【００７８】同期運転制御部４４は、モータ３０の回転
数が加速完了回転数に到達すると、位相補償演算部４２
に向けて最適位相の実現を要求する信号（図６（ｄ））
を出力する。位相補償演算部４２は、この信号を受け
て、進ませていた駆動信号の位相を、図６（ｂ）に示す
如く最適位相に戻す。以後、最適位相によるモータ３０
の同期運転が実行される。以後、モータ３０を更に加速
しても、減速しても、或いは、回転数を安定させても、
この起動方法に対する問題は生じない。

【００７９】ところで、図６においては、進み位相によ
る同期運転の実行中に用いられる位相が、非同期運転中
に用いられる位相に比して進み側に表されているが、両
者の位相の関係はこれに限定されるものではない。すな
わち、進み位相による同期運転の実行中に用いられる位
相は、モータ回転数が同期引き込み回転数に到達した後
の微少区間において用いられる位相に比して進み側であ
れば、非同期運転中に用いられる位相に比して遅れ側で
あってもよい。

【００８０】上記のような同期引き込み方式によれば、
安定したモータ３０の起動が保証できると共に、低速状
態からの同期運転へのスムーズな切り替えが可能とな
る。同期運転によれば、モータ３０の負荷変動等に対す
る耐性を、非同期運転に比して大きく確保することがで
きる。従って、本実施形態の駆動装置によれば、低回転
領域から大きな加速度でモータ３０の回転数を増加させ
ることができる。このため、本実施形態の駆動装置によ
れば、低速側にある筐体の共振点と一致するモータ回転
数を瞬間的に越えさせることにより、低速回転での騒音
や共振の問題を解決することができる。このように、本
実施形態の駆動装置によれば、モータ３０自身の静粛性
を改善するだけでなく、モータ３０に固定される筐体の
共振による騒音、振動等をも抑制することができる。

【００８１】また、本実施形態において、進み位相によ
る同期運転から最適位相による同期運転への切り替えが
行われるモータ回転数、すなわち、加速完了回転数を、
モータ３０の常用回転領域の下限値より大きな回転数に
設定すると、モータ回転数が常用回転領域に達するま
で、確実に磁極位置検出手段３８が３次高調波電圧を検
出し易い状況を継続させることができる。このような設
定によれば、モータ３０の加速時における脱調を防止し
て、モータ駆動装置の信頼性を更に高めることができ
る。

【００８２】実施の形態３．図７は本発明の実施の形態
３のモータ駆動装置のブロック図である。図７におい
て、８０はモータ３０の負荷量を検出する負荷量検出部
である。モータ３０の負荷量は、例えば、(1)インバー
タ３２から直流電源３４へ流れるモータ電流と、直流電
源３４の出力電圧Ｖとの組み合わせ、(2)モータ３０の
回転数とインバータ３２の出力電圧との組み合わせ、
(3)モータ３０の回転数と上述したモータ電流との組み
合わせ、或いは、(4)直流電源３４が図示しない交流直
流変換装置を介して交流電源に接続されている場合は、
その交流電源の入力電流と入力電圧との組み合わせなど
に基づいて算出することができる。

【００８３】負荷量検出部８０は、上述した何れかの入
力信号に基づいてモータ３０の負荷量を演算する。負荷
量検出部８０は、演算した負荷量に応じた通電位相角度
を位相補償演算部４２に出力する。位相補償演算部４２
はその指令に基づいてモータ３０の通電位相を決定し、
同期運転制御部４４へ指令を送信する。ここで、負荷量
に応じた通電位相角度は、数式化しても良いし、また、
データのテーブルとしてインバータ制御手段４０の内部
に持たせるような構成をとっても良い。

【００８４】モータ３０の誘起電圧は回転数に比例して
発生するが、モータ３０の出力は回転数とトルクの乗算
によって決定される。大きな発生トルクが必要となる場
合、大きな駆動電流がモータ３０内部を流通する。モー
タ３０内部に大きな駆動電流が流通すると、モータ３０
の各相におけるインダクタンスの変化等に起因して、モ
ータ３０の回転位置と電位差信号Vmnの位相との関係が
変化する。回転位置と電位差信号Vmnの位相との関係が
変化する量は、モータ３０の負荷に応じてほぼ一義的に
決定される。

【００８５】このため、本実施形態の駆動装置において
は、モータ３０の回転位置と電位差信号Vmnの位相との
関係の変化分を補うための通電位相角度がモータ３０の
負荷量に基づいて（数式或いはテーブルを用いて）演算
され、その演算値が駆動信号の位相に反映される。この
ように、モータ３０の負荷量に応じて通電位相を変化さ
せることによれば、モータ３０を、常にその負荷量に応
じた適正な位相にて駆動することができる。従って、本
実施形態の駆動装置によれば、正弦波電流駆動による優
れた静粛性を確保しつつ、負荷量の変化に関わらず常に
効率良くモータ３０を駆動することができる。

【００８６】実施の形態４．図８は、本発明の実施の形
態４のモータ駆動装置の主要部のブロック図である。本
実施形態のモータ駆動装置において、モータ３０の中性
点と抵抗回路３６の中性点とは、コンデンサ８２と抵抗
器８４とで構成される直列回路を介して接続されてい
る。磁極位置検出回路３８は、コンデンサ８２の両端電
圧を、電位差信号Vmnとして検出する。以下、モータ３
０の中性点と抵抗回路３６の中性点とをコンデンサ８２
および抵抗器８４を介して接続する目的について説明す
る。

【００８７】モータ３０と抵抗回路３６の中性点間を接
続せずに、それらの電位を磁極位置検出手段３８内部の
電圧差検出フィルタ７４に各々直接入力した場合、特
に、両者の電位差が小さい状況下では、インバータ３２
などのスイッチングノイズに起因する誤動作が生じ易く
なる。両者の電位差が小さい状況は、主にモータ回転数
が低い場合に生ずる現象である。このような場合に、磁
極位置検出手段３８に誤動作が生ずると、モータ３０を
適性に同期運転に引き込むことが困難となり、モータ３
０の起動不良が生じ易くなる。このため、安定した起動
性能を得るためには、両者の中性点間が接続されている
ことが望ましい。

【００８８】モータ３０と抵抗回路３６との中性点間
を、抵抗器８４のみを介して接続した場合、モータ３０
の中性点の電位と抵抗回路３６の中性点の電位とがバラ
ンスして、モータ３０の誘起電圧の３次高調波成分が消
えてしまう結果となる。従って、両者の中性点間を抵抗
器８４のみを介して接続する構造によっては、電位差信
号Vmnを精度良く検出する機能を満たすことができな
い。

【００８９】これに対して、モータ３０と抵抗回路３６
との中性点間をコンデンサ８２を介して接続した場合
は、両者の中性点間に、高周波成分に対して小さなイン
ピーダンスを示し、かつ、低周波成分に対して大きなイ
ンピーダンスを示す接続部を形成することができる。こ
の場合、モータ３０の回転周期の３倍の周波数を有する
誘起電圧の高調波成分は消滅しないため、磁極位置検出
手段３８では、中性点間が接続されていない場合と同等
の精度で電位差信号Vmnを検出することができる。

【００９０】更に、コンデンサ８２によれば、高い周波
数を有するインバータ３２のスイッチングノイズを、抵
抗回路３６からコンデンサ８２およびモータ３０を介し
てインバータ３２に環流させることができる。また、本
実施形態の構造のように、コンデンサ８２と直列に抵抗
器８４を接続することによれば、中性点間を流通する高
周波成分を有効に減衰させることができる。従って、モ
ータ３０と抵抗回路３６の中性点間をコンデンサ８２お
よび抵抗回路８４を介して接続することによれば、イン
バータ３２のスイッチングノイズなどの高周波成分が磁
極位置検出手段３８に流入するのを有効に防止すること
ができる。

【００９１】磁極位置検出手段３８への高周波成分の流
入が防止できると、磁極位置検出手段３８は、大きなノ
イズ耐力を確保して、高周波ノイズの有無に関わらず精
度良く電位差信号Vmnを検出できるようになる。従っ
て、本実施形態のモータ駆動装置によれば、電位差信号
Vmnが小さい状況における磁極位置検出手段３８の誤動
作を防止して、安定した起動特性をモータ３０に付与す
ることができる。

【００９２】モータ３０と抵抗回路３６の中性点間をコ
ンデンサ８２と抵抗器８４とを介して接続し、更に、コ
ンデンサ２４両端と電圧差検出フィルタ７４とを接続し
た場合、モータ３０、抵抗回路３６、コンデンサ８２、
抵抗器８４、および電圧差検出フィルタ７４等によるＲ
ＬＣ回路が形成される。モータ３０の仕様によっては、
例えばＲＬＣ回路の共振現象等に起因して、電圧差検出
フィルタ７４のインピーダンスが、中性点間の電位差、
すなわち電位差信号Vmnに影響を及ぼす状態が形成され
ることがある。

【００９３】図９は、上記の影響を排除する機能を有す
る磁極位置検出手段３８のブロック構成図である。図９
に示す磁極位置検出手段３８においては、コンデンサ８
２のの一端の電位が基準電位として電圧差検出フィルタ
７４に供給されていると共に、コンデンサ８２の他端の
電位が、ボルテージフォロワ２６を介して、比較電圧と
して電位差検出フィルタ７４に供給されている。

【００９４】上記の構造によれば、磁極位置検出手段３
８のインピーダンスの影響が中性点間の電位差に及ぶの
を防止することができる。このため、図９に示す磁極位
置検出手段３８においては、モータ３０の仕様に関わら
ず、コンデンサ８２や抵抗器８４の容量を決定すること
ができる。すなわち、モータ３０の仕様に制限されるこ
となく、コンデンサ８２や抵抗器８４の容量を、インバ
ータ３２で用いられるキャリア周波数付近で振動する信
号成分を減衰させるうえで好適な値とすることができ
る。

【００９５】更に、ボルテージフォロワ８６を用いて電
圧差検出フィルタ７４のインピーダンスの影響を排除す
ることによれば、電圧差検出フィルタ７４およびその後
段に接続される回路の構成部品のばらつきに起因する検
出誤差を抑制することができる。従って、図９に示す磁
極位置検出手段３８によれば、高いノイズ耐力と共に安
定した特性を実現し、その結果、検出系の信頼性を向上
させることができる。

【００９６】ところで、図８および図９に示す磁極位置
検出手段３８は、図５に示す磁極位置検出手段３８と同
様に、電圧差検出フィルタ７４の出力をゼロクロスコン
パレータ７６および絶縁回路７８で処理することにより
ディジタル信号を生成することとしているが、磁極位置
検出手段３８の出力信号をディジタル信号に限られるも
のではなく、アナログ信号を磁極位置検出手段３８の出
力信号としてもよい。この場合、インバータ制御手段４
０と磁極位置検出手段３８との間の基準電位に注意をす
る必要があり、インバータ制御手段３８の基準電位を磁
極位置検出手段３８と同一にするか、もしくはトランス
などの部品にて絶縁してアナログ信号を送信する必要が
ある。

【００９７】また、モータ３０と抵抗回路３６の中性点
間の電位差、すなわち、電位差信号Vmnは、図５、図８
または図９に示すような磁極位置検出部３８を用いるこ
となく、トランスなどで直接検出することとしても良
い。さらに、電位差信号Vmnは、モータ３０と抵抗回路
３６の中性点間にフォトカプラ（何れか一方の中性点電
位が他方の中性点電位に比して高い場合に信号を発する
フォトカプラ）のみを配置して検出することとしてもよ
い。

【００９８】上述の如く、モータ３０と抵抗回路３６の
中性点間を、コンデンサ８２と抵抗器８４とで構成され
る直列回路で接続することによれば、電位差信号Vmnを
精度良く検出することができ、高いノイズ耐性を有する
検出回路を構成することができる。従って、上記の構造
によれば、回転数の低い領域からモータ３０を容易に同
期運転に引き込むことができ、優れた静粛性を確保しつ
つ低速でも位置センサレス駆動が実現できるモータ駆動
装置を提供することができる。

【００９９】実施の形態５．図１０は本発明の実施の形
態５のモータ駆動装置のブロック図である。図１０にお
いて、８８は、磁極位置検出手段３８の検出回路による
遅れ時間とインバータ制御手段３８内部の演算による遅
れ時間によって発生する通電位相の遅れ分を演算し、そ
の遅れ分だけ駆動信号の位相を進ませるように動作する
遅れ位相演算部である。

【０１００】磁極位置検出手段３８が、電位差信号Vmn
を検出して、その信号Vmnに対応する位置信号を出力す
るまでには所定の遅延時間が生ずる。また、インバータ
制御手段４０が、磁極位置検出手段３８から発せられる
位置信号を受け取り、所定の演算を終えるまでの間に
も、同様に遅延時間が発生する。これら２つの遅延時間
は常に一定である。また、その遅延時間に対応して、駆
動信号の位相に生ずる遅れ分は、モータの回転数に対し
て一意に決まる値である。

【０１０１】遅れ位相演算部８８は、磁極位置検出手段
３８から供給される位置信号（図４（ｄ））に基づいて
モータ３０の回転速度を検出し、その回転速度に応じ
て、所定の遅延時間に相当する位相角度を演算する。遅
れ位相演算部８８で演算された位相角度は、位相補償演
算部４２に供給される。位相補償演算部４２は、磁極位
置検出手段３８およびインバータ制御手段４０の処理に
伴って生ずる遅延時間に相当する遅れ位相分だけ、駆動
信号の位相を更に進ませるように動作する。

【０１０２】上述の如く、本実施形態のモータ駆動装置
は、誘起電圧の３次高調波成分を利用してモータ３０の
回転子の磁極位置を検出する。すなわち、モータ３０の
回転数の３倍の周波数で振動する誘起電圧を利用して回
転子の磁極位置を検出する。モータの回転子の位置を誘
起電圧に基づいて検出する一般的な手法では、３相モー
タであれば、各相で得られる誘起電圧に基づいて３つの
位置信号が生成できる。これに対して、本実施形態の駆
動装置では、得られる位置信号は一つだけである。この
ため、本実施形態の駆動装置には、一つの位置信号に基
づく正確な位相設定が要求される。

【０１０３】上述の如く、本実施形態においては、信号
処理に伴う遅延時間に相当する位相角度を精度良く、か
つ、微少時間に算出し、その結果をインバータ３２から
出力される駆動信号の位相に反映させることができる。
このため、本実施形態の駆動装置によれば、遅延時間に
起因する位相ずれが補償されない場合に比して、位置ず
れによる脱調などの信頼性を向上させ、また、モータ３
０を、更に高い効率で駆動することができる。

【０１０４】実施の形態６．図１１は本発明の実施の形
態６のモータ駆動装置のブロック図である。図１１にお
いて、９０は、同期運転制御部４４から高速運転の指示
が出力された場合に、モータ回転数が回転指令値に到達
するまで通電位相を進ませるように、位相補償演算部４
２に対して指令を出力する高速回転制御部である。

【０１０５】ＤＣブラシレスモータ３０においては、モ
ータ３０に印加される電圧に比例するモータ回転数が生
ずる。従って、モータ３０の最高回転数は、直流電源３
4が出力し得る最大直流電圧により決定される。

【０１０６】ＤＣブラシレスモータ３０の固定子は、位
相の異なる駆動電流が各相のコイルを流通することによ
り回転磁界を発生する。モータ３０の固定子は、その回
転磁界を受けて回転する。回転子が回転すると、モータ
３０の各相には、モータ回転数に応じた誘起電圧が発生
する。その結果、各相のコイルには、モータ３０に対す
る外部印加電圧と誘起電圧との差分電圧と、モータ３０
の各相が有するインピーダンスとに応じた駆動電流が流
通する。モータ回転数が高くなると誘起電圧が高くな
り、トルクを増大させるための電流が確保できなくな
る。このため、モータ３０の最高回転数は、外部印加電
圧に応じた値に制限される。

【０１０７】モータ３０の最高回転数は、モータ内部に
生ずる誘起電圧を減少させることにより上昇させること
ができる。モータ内部に生ずる誘起電圧の大きさは、回
転子の永久磁石に起因して生ずる鎖交磁束と回転子の角
速度によって決定される。モータ３０において、駆動信
号の位相が進められると、モータ３０に流れる駆動電流
の励磁成分が増加し、固定子側で、永久磁石に起因する
鎖交磁束を弱めるような磁束成分が生成されるようにな
る。その結果、駆動信号の位相が進められると、永久磁
石に起因する鎖交磁束が見かけ上減少したようになり、
モータ内部に発生する誘起電圧が小さくなる。従って、
駆動信号の位相を進めることによれば、最適位相の駆動
信号が用いられる場合に比して、モータ３０の最高回転
数を高めることができる。

【０１０８】位置センサを用いることなく固定子の位置
を検出する一般的な方式においては、モータ各相への通
電が停止される通電休止区間に、各相の端子電圧に基づ
いて誘起電圧を検出する処理が行われる。このような位
置センサレス方式においては、休止区間の存在が要求さ
れるため、進めることができる位相に限度があり、位相
進み量がその限度を越える場合には、固定子の位置検出
ができなくなるという欠点があった。これに対して、本
実施形態において用いられるセンサレス方式によれば、
通電休止区間を設ける必要がないため、位相を進ませる
量に対して制限が無く、永久磁石の鎖交磁束をいくらで
も弱めることが可能である。従って、本実施形態のモー
タ駆動装置によれば、モータ３０の最高回転数を十分に
上昇させることができる。

【０１０９】上述の如く、モータ３０の最高回転数は、
駆動信号の位相を最適位相よりも進ませることによって
高めることができる。しかしながら、駆動信号の位相を
最適位相よりも進ませると、モータ３０の効率が低下す
るという問題が生ずる。

【０１１０】ところで、モータ３０の各相に発生する誘
起電圧は、各相のコイルのインダクタンスが大きいほ
ど、すなわち、各相コイルの巻き数が多いほど大きな値
となり、また、回転子に使用されている永久磁石の磁石
量が多いほど大きな値となる。従って、モータ３０の最
高回転数が外部印加電圧により制限される場合には、コ
イルの巻き数に関しても、最高回転数を確保するための
制限が課される。これに対して、本実施形態のように、
外部印加電圧による最高回転数の制限が解除できる場合
は、モータ３０の仕様を変更してコイルの巻き数や回転
子内に使用されている永久磁石の磁石量を増大させるこ
とが可能となる。

【０１１１】モータ３０が備えるコイルの巻き数を増大
させて、それらのインダクタンスを増大させると、高周
波に対する各相のインピーダンスを高めることができ
る。各相の高周波インピーダンスが向上すると、インバ
ータ３２が用いるキャリア周波数近傍の信号に起因する
モータ内部での高周波鉄損が抑制される。このため、コ
イルの巻き数が増大すると、低速・中速領域におけるモ
ータ３０の効率を高めることができる。また、永久磁石
の磁石量を増加させられるので、モータのトルクが少な
い電流で発生させられ、モータ３０の効率を高めること
ができる。

【０１１２】従って、本実施形態のモータ駆動装置によ
って、巻き数の大きなコイルを有するモータ３０若しく
は磁石量を増加させたモータ３０を駆動することによれ
ば、最高速領域付近における効率は多少低下してしまう
が、実製品での常用領域において、すなわち、実製品に
おいて用いられる比率の高い回転数領域において十分に
高い効率を確保することができる。このため、本実施形
態のモータ駆動装置によれば、日常的な使用環境下にお
ける製品の電力使用量を低下させ、結果的に製品の省エ
ネ性能を向上させることができる。

【０１１３】実施の形態７．図１２は本発明の実施の形
態７のモータ駆動装置のブロック図である。図１２にお
いて、９２はモータ３０の各相を流れる電流の極性を検
出する極性検出手段、９４は各相を流れる電流の極性に
応じて、インバータ３２の出力電圧を補正する電流極性
補正部である。本実施形態において、極性検出部９４は
回路のハードウェアとして構成され、電流極性補正部９
４はインバータ制御手段４０の内部にソフトウェアによ
り構成されている。

【０１１４】インバータ３２は、その内部に設けられた
６つのトランジスタ５０，５２，５８，６０，６６およ
び６８が、適当にＰＷＭ制御されることによりモータ３
０の各相に対して正弦波電圧を出力する。この際、それ
らのトランジスタのＰＷＭ制御は、回路内での短絡を防
止するため、直列に接続される一組のトランジスタが同
時に点弧しないように、より具体的には、それら一組の
トランジスタが微少時間だけ同時にオフするように行わ
れる。

【０１１５】Ｕ相に対応する一組のトランジスタ５０，
５２が同時にオフされると、モータ３０のインダクタン
ス成分による環流電流が、それらと並列に接続されてい
るダイオード５４，５６の何れかを通って流通する。上
記の環流電流がダイオード５４を通って流れる場合は、
２つのトランジスタ５０，５２が同時にオフした後、微
少時間だけ直流電源３４の正極電圧がＵ相に供給され
る。一方、上記の環流電流がダイオード５６を通って流
れる場合は、２つのトランジスタ５０，５２が同時にオ
フした後、微少時間だけ直流電源３４の負極電圧がＵ相
に供給される。

【０１１６】トランジスタ５０，５２のＰＷＭ制御は、
直流電源３４の正極電圧がＵ相に印加される時間がトラ
ンジスタ５０のオン時間と一致し、また、直流電源３４
の負極電圧がＵ相に印加される時間がトランジスタ５２
のオン時間と一致することを前提として行われる。従っ
て、環流電流の流通に伴って、２つのトランジスタ５
０，５２がオフしている間にＵ相に正極電圧或いは負極
電圧が印加されると、それらの印加分だけＵ相の駆動電
圧に誤差が生ずる。上述した駆動電圧の誤差は、Ｕ相と
同様に、Ｖ相およびＷ相においても発生する。

【０１１７】このため、インバータ３２から各相に向け
て出力される駆動電圧の波形は、ＰＷＭ制御が本来目的
とする正弦波形に、多少歪みが重畳したものとなる。イ
ンバータ３２から出力される駆動電圧にこのような歪み
が含まれる場合は、図２に示すモデルの仮定、すなわ
ち、インバータ３２が３相交流で正弦波を出力するとの
仮定が崩れる。従って、この場合は、インバータ３２内
部で発生した電圧の歪みが磁極位置検出手段３８に高調
波成分として入力されることを考慮することが必要とな
る。

【０１１８】インバータ３２の内部で生成される高調波
成分が小さい場合は、その成分がモータ３０の駆動特性
に問題を与えることはない。しかし、その高調波成分が
大きくなると、磁極位置検出手段３８によって、モータ
３０の高調波成分ではなくインバータ３２の高調波成分
が、電位差信号Vmnとして検出される事態が生ずる。こ
の場合、モータ駆動装置が、インバータ３２が発生する
高調波成分に基づいてモータ３０を駆動しようとするた
め、特に高速領域で脱調を生じ易くなる。

【０１１９】モータ３０を正弦波電流によって駆動する
場合、その駆動に伴う騒音は、ＰＷＭ制御のキャリア周
波数近傍に集中し易い。このため、正弦波電流を用いて
モータ３０を駆動する場合は、ＰＷＭ制御のキャリア周
波数を人間の可聴周波数以上にすると、モータ３０から
の電磁音は人間には全く聞こえなくなるのでより無騒音
に近くなる。しかし、インバータ３２から出力される高
調波成分は、インバータ３２がＰＷＭ制御の際に用いる
キャリア周波数が高いほど大きくなる。従って、ＰＷＭ
制御において、可聴周波数を超えるキャリア周波数が用
いられると、インバータ３２から大きな高調波成分が出
力され易くなる。

【０１２０】上述の如く、インバータ３２から出力され
る高調波成分は、モータ３０の各相に対応して設けられ
ている一組のトランジスタが同時にオフされた後に、環
流電流の流通に伴って、微少時間だけ各相に直流電源３
４の電位が供給されることにより生ずる。従って、各ト
ランジスタのオン時間を補正して、その微少時間におけ
る直流電源３４からの電圧供給の影響を相殺すれば、イ
ンバータ３２から出力される駆動電圧の波形を正弦波状
とすることができる。

【０１２１】一組のトランジスタが同時にオン状態とさ
れた後に生ずる環流電流の向きは、各相を流れる駆動電
流の極性によって決定される。また、上記の環流電流が
ダイオードを流れることにより駆動電圧に生ずる歪み量
は、ＰＷＭ制御のキャリア周波数に対してほぼ一定量と
なる。従って、各相に対応する一組のトランジスタの駆
動デューティを、駆動電流の極性に応じて所定量だけ補
正すれば、インバータ３２の出力電圧を正弦波状に補正
することができる。

【０１２２】本実施形態のモータ駆動装置において、モ
ータ３０の各相を流れる駆動電流の極性は、極性検出手
段９２によって検出される。極性検出手段９２は、検出
した極性を電流極性補正部９４に出力する。電流極性補
正部９４は、各相を流れる駆動電流の極性に応じて環流
電流の流通方向を判別し、その影響を相殺するための電
圧補正量をＰＷＭ生成部４６に出力する。ＰＷＭ生成部
４６は、同期運転制御部４４から指示された印加電圧
に、その電圧補正量を加算して、インバータ３２の各ト
ランジスタに供給するＰＷＭ信号を補正する。その結
果、インバータ３２からモータ３０に供給される駆動電
圧は正弦波状に補正される。尚、電圧補正量は、ＰＷＭ
制御のキャリア周波数が一定であれば一定値で良いた
め、電流極性補正部９４に最初から格納しておけば良
い。

【０１２３】本実施形態のモータ駆動装置は、上記の如
く動作するため、インバータ３２で用いられるＰＷＭ制
御のキャリア周波数が高くても、磁極位置手段３８によ
って、モータ３０の高調波信号による電位差信号Vmnを
検出することができる。従って、本実施形態のモータ駆
動装置によれば、正弦波電流を用いることによりモータ
３０の騒音を低減できることに加えて、可聴周波数以上
のキャリア周波数を用いることで前述の通り、騒音の周
波数成分をキャリア周波数へ集中させることができ、イ
ンバータ３２を無騒音化することができる。従って、本
実施形態のモータ駆動装置によれば、上述した他の駆動
装置に比して、更に優れた低騒音化を実現することがで
きる。

【０１２４】ところで、上記の実施形態においては、Ｐ
ＷＭ生成部４６がＰＷＭ信号を生成する方式について
は、特に言及していないが、本実施形態の装置において
は、ＰＷＭ生成部４６に、３相変調によるＰＷＭ生成を
実行させることが有効である。３相変調による電圧供給
は、各相のコイルの印加電圧を見かけ上正弦波状に変化
させるのではなく、各相のコイルに、それぞれ正弦波状
の電圧を印加する手法である。従って、３相変調による
電圧供給によれば、インバータ３０から出力される電圧
の高調波成分を有効に抑制することができ、磁極位置の
検出精度を向上させることが可能になる。

【０１２５】また、上記の実施形態においては、電流極
性補正部９４が、駆動電流の極性に応じた補正のみを行
うこととしているが、本発明はこれに限定されるもので
はなく、電流極性補正部９４に、モータ３０の１回転中
の回転数に同期した電圧補正を行わせることとしてもよ
い。すなわち、モータ３０の回転数は、モータ３０に加
わる負荷の１回転中の増減に応じて変化する。電流極性
補正部９４に、回転数に同期した電圧補正を実行させる
ことによれば、モータ３０の１回転中の負荷変動に伴っ
て回転数が変動した際に、モータ３０の誘起電圧の３次
高調波成分がばらつくのを抑制することができる。従っ
て、上記の処理を実行することによれば、磁極位置の検
出精度を更に向上させて、モータ駆動装置の信頼性を高
めることができる。

【０１２６】また、上記の実施形態においては、ＰＷＭ
制御のキャリア周波数を可聴周波数以上に設定すること
としているが、その周波数は可聴周波数以下でも全く問
題はない。すなわち、可聴周波数以上というのは、一般
的には１６ｋＨｚ程度をいうが、本実施形態の駆動装置
に適用されるキャリア周波数は１０ｋＨｚ程度であって
も良いし、また、１０ｋＨｚ以下でも問題はない。

【０１２７】図１２および図１３は、それぞれ、ＤＣブ
ラシレスモータの回転子の平面図を示す。図１２に示す
回転子９６は、磁性体の内部に埋め込まれた永久磁石９
８を備えている。一方、図１３に示す回転子１００は、
その表面付近に環状に配置された永久磁石１０２を備え
ている。回転子９６を用いるＤＣブラシレスモータ（以
下、「埋込型モータ」と称す）は、回転子１００を用い
るＤＣブラシレスモータに比して高い運転効率が得られ
るという利点を持つ反面、トルクリップルにより大きな
騒音を生じ易いという課題を有している。

【０１２８】埋め込み型のモータにおいては、永久磁石
９８の埋め込み形状に応じて決まる比率（以下、「突極
比」と称す）が定義される。埋込型モータは、その突極
比が大きいほど、リラクタンストルク、すなわち、回転
子９６が固定子側の電磁石に引きつけられることにより
生ずるトルクをより有効に利用することができる。この
ため、埋込型モータの効率は、固定子の突極比が大きい
ほど高くなる。一方、埋込型モータには、固定子の突極
比に応じたトルクリップルが生ずる。このため、埋込型
モータの固定子は、問題となる騒音を発生させない程度
の突極比に制限される。

【０１２９】ところで、上述した実施の形態１乃至７の
モータ駆動装置は、ＤＣブラシレスモータ３０を正弦波
信号で駆動する。正弦波信号は、モータ３０のトルクリ
ップルを抑制するうえで有効な信号である。従って、そ
れらのモータ駆動装置によれば、突極比の大きな高効率
モータを、十分に騒音レベルを抑制しつつ駆動すること
ができる。

【０１３０】図１５および図１６は、それぞれ、ＤＣブ
ラシレスモータの固定子の平面図を示す。図１５に示す
固定子１０４は、分布巻きと呼ばれる巻き線方式で構成
されている。一方、図１６に示す固定子１０６は、集中
巻きと呼ばれる巻き線方式で構成されている。集中巻き
を用いる固定子１０６によれば、分布巻きを用いる固定
子１０４に比してＤＣブラシレスモータに高い運転効率
を付与することができる。しかしながら、集中巻きは、
分布巻きに比して大きな騒音を発生させ易いという課題
を有している。

【０１３１】上述の如く、実施の形態１乃至７のモータ
駆動装置は、正弦波電流を駆動電流とすることで、モー
タを低騒音で駆動することのできる装置である。従っ
て、それらのモータ駆動装置によれば、集中巻きを用い
る固定子１０６を備えるモータを、低騒音で効率良く駆
動することができる。

【０１３２】以上のように、本実施形態１乃至７のモー
タ駆動装置によれば、高効率であるが騒音対策に課題の
あるモータを容易に製品に適用することができるように
なる。また、これらの技術を適用することによれば、
騒音問題のために適用が保留されていた高効率モータを
用いて圧縮機を構成することができる。このような圧縮
機によれば、特に、圧縮機が屋内に配置される冷蔵庫や
除などにおいて、大きな効果を得ることができる。

【０１３３】

【発明の効果】この発明は以上説明したように構成され
ているので、以下に示すような効果を奏する。請求項１
記載の発明によれば、磁極位置検出センサを設けずにＤ
Ｃブラシレスモータを駆動するセンサレスのモータ駆動
装置における起動の信頼性を向上させることができる。
また、インバータから正弦波電圧を出力することにより
優れた静粛性を実現し、かつ、モータを効率よく駆動す
ることができる。更に、定常回転数においては、通電位
相を適正化することで、モータを最高効率で駆動するこ
とができる。

【０１３４】請求項２記載の発明によれば、モータを安
定に起動することができ、さらに、比較的低い回転数領
域から同期運転を開始することができる。このため、低
速側にある筐体の共振点を瞬間的に越えることが可能と
なり、低速回転での騒音や共振が引き起こす問題を解決
することが可能になる。その結果、優れた静粛性を持つ
モータ駆動装置を提供するだけでなく、モータを取り付
けている筐体の共振による騒音、振動を抑制することが
できる。

【０１３５】請求項３記載の発明によれば、駆動信号の
位相を最適位相に戻すモータ回転数が実使用条件下での
最低回転数よりも高く設定されている。このため、モー
タ回転数がその最低回転数に達するまでの間は、磁極位
置検出手段が容易に３次高調波電圧を検出できる状態が
継続する。その結果、加速時の脱調が防止でき、モータ
駆動装置の信頼性が向上する。また、低速領域で不安定
な３次高調波電圧を検出することなく磁極位置が検出で
きるので、安定した磁極位置検出信号を出力でき、モー
タを安定に駆動することが可能になる。

【０１３６】請求項４記載の発明によれば、モータの負
荷量に応じて通電位相を変化させることによって、モー
タを負荷量に応じた適正な位相にて駆動することができ
る。従って、本発明によれば、正弦波電流の駆動による
優れた静粛性を確保しつつ、負荷量の変化によるモータ
効率の悪化を有効に防止することができる。

【０１３７】請求項５記載の発明によれば、コンデンサ
と抵抗器の直列回路にて中性点間を接続することによっ
て、電位差信号の検出性能を確保しつつ、ノイズに強い
検出回路を構成することができる。従って、本発明によ
れば、回転数の低い領域からモータを同期運転に引き込
むことができ、正弦波電流の駆動による優れた静粛性を
確保しつつ低速でも位置センサレス駆動を実現すること
ができる。

【０１３８】請求項６記載の発明によれば、ボルテージ
フォロワによってインピーダンスの影響が無くなるの
で、モータの仕様に関わらず、コンデンサや抵抗器の容
量を決定することができる。このため、インバータで用
いられるキャリア周波数周辺の高周波成分などを減衰さ
せやすくなってノイズ耐力が向上する。また磁極位置検
出手段を構成する部品のばらつきによる検出精度のばら
つきもなくなるので、検出系の信頼性を向上させること
ができる。

【０１３９】請求項７記載の発明によれば、アナログ信
号を位置検出手段より送信するため、ノイズによる誤動
作を防ぎ、モータ駆動装置の信頼性を向上させることが
できる。

【０１４０】請求項８記載の発明によれば、位置信号の
検出に起因する微少な遅れ時間を相殺するための位相補
償を行うことができる。このため、本発明によれば、モ
ータの駆動効率を高めると共に、静粛性を高めることが
できる。更に、脱調の可能性を低下させ信頼性を向上で
きる。

【０１４１】請求項９記載の発明によれば、インバータ
で用いられるキャリア周波数が高くても磁極位置検出を
行うことが可能となる。このため、本発明によれば、可
聴周波数以上のキャリア周波数を用いる無騒音インバー
タ、すなわち、騒音のピーク周波数（キャリア周波数近
傍に集中）が、人間の可聴周波数を超えるインバータを
構成することができる。従って、本発明によれば、正弦
波電流によるトルクリップル低減に伴う低騒音化に加え
て、インバータの低騒音化を実現することができる。

【０１４２】請求項１０記載の発明によれば、駆動位相
の位相を進めることにより、モータの最高回転数を高め
ることができる。このため、本発明によれば、実使用領
域におけるモータの駆動効率を高めるうえで有利な状態
を形成できる。従って、本発明によれば、製品を日常的
に使用する場合における電力使用量を低下させ、適用す
る製品の省エネ性能を向上させることができる。

【０１４３】請求項１１記載の発明によれば、モータの
相電流の極性に応じた所定の電圧補正を駆動信号に施す
ことができる。上記の補正によれば、ＰＷＭ制御の実行
に伴って駆動信号に重畳する歪みを補正して、その波形
を精度良く正弦波状とすることができる。このため、本
発明によれば、モータのトルクリップルを有効に低減し
て優れた静粛性を実現することができる。

【０１４４】請求項１２記載の発明によれば、ＰＷＭ生
成部において３相変調によるＰＷＭ生成を行うことによ
ってインバータから出力される電圧の高調波成分を低減
でき、磁極位置検出の精度を向上させることが可能にな
る。

【０１４５】請求項１３記載の発明によれば、モータの
１回転中の回転数に同期する電圧補正が行われるため、
モータの１回転中の負荷変動に起因する回転数変動に伴
う誘起電圧の３次高調波成分のばらつきを抑制すること
ができる。このため、本発明によれば、磁極位置の検出
精度を高めると共に、安定した３次高調波電圧を検出す
ることによって、モータ駆動装置の信頼性を向上させる
ことができる。

【０１４６】請求項１４記載の発明によれば、高効率で
あるが騒音対策に課題のある埋め込み型のモータを静粛
に駆動することができる。従って、本発明によれば、静
粛性に優れ、かつ、効率の優れたモータ駆動システムを
構成することができる。

【０１４７】請求項１５記載の発明によれば、高効率で
あるが騒音対策に課題のある集中巻きモータを静粛に駆
動することができる。従って、本発明によれば、静粛性
に優れ、かつ、効率の優れたモータ駆動システムを構成
することができる。

【０１４８】請求項１６記載の発明によれば、静粛性に
優れ、かつ、効率の優れた圧縮機駆動システムを実現す
ることができる。本発明によれば、特に、屋内に圧縮機
を配置する冷蔵庫や除湿器などに適用することにより、
大きな効果を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態１のモータ駆動装置のブ
ロック図である。

【図２】図１に示すモータ駆動装置をモデル化して表
した図である。

【図３】ＤＣブラシレスモータの一般的な駆動方法を
説明するための図である。

【図４】図１に示すモータ駆動装置の動作を説明する
ためのタイミングチャートである。

【図５】図１に示すモータ駆動装置が備える磁極位置
検出手段の回路図である。

【図６】本発明の実施の形態２のモータ駆動装置の動
作を説明するためのタイミングチャートである。

【図７】本発明の実施の形態３のモータ駆動装置のブ
ロック図である。

【図８】本発明の実施の形態４のモータ駆動装置が備
える磁極位置検出手段の一例の回路図である。

【図９】本発明の実施の形態４のモータ駆動装置が備
える磁極位置検出手段の他の例の回路図である。

【図１０】本発明の実施の形態５のモータ駆動装置の
ブロック図である。

【図１１】本発明の実施の形態６のモータ駆動装置の
ブロック図である。

【図１２】本発明の実施の形態７のモータ駆動装置の
ブロック図である。

【図１３】埋め込み型永久磁石回転子の一例の平面図
である。

【図１４】表面配置型永久磁石回転子の一例の平面図
である。

【図１５】分布巻き型の固定子の一例の平面図であ
る。

【図１６】集中巻き型の固定子の一例の平面図であ
る。

【図１７】従来のモータ駆動装置のブロック図であ
る。

【符号の説明】

３０モータ、３２インバータ、３４直流
電源、３６抵抗回路、３８磁極位置検出手
段、４０インバータ制御手段。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】Ｙ結線された複数の電機子巻線を有する
固定子と、永久磁石にて複数極を形成する回転子とを有
するモータを駆動するモータ駆動装置であって、前記電機子巻線のそれぞれと並列に接続されるようにＹ
結線された複数の抵抗器を有する抵抗回路と、前記複数の抵抗器の結線中心に形成される第１の中性点
と、前記複数の電機子巻線の結線中心に形成される第２
の中性点との電圧差に基づいて前記回転子の磁極位置に
応じた位置信号を出力する磁極位置検出手段と、前記モータの電機子巻線に駆動信号を供給するインバー
タと、前記電機子巻線に供給される駆動信号が、前記回転子の
回転位相に対して所定の位相関係を有する正弦波信号と
なるように、磁極位置検出手段の検出結果に基づいて前
記インバータを制御するインバータ制御手段と、を備
え、前記インバータ制御手段は、予め決められた駆動信号でモータを起動した後、モータ
回転数が第１の所定回転数に達した後に同期運転の開始
指令を行う第１の同期運転制御部と、同期運転の開始指令が発せられた後、モータ回転数が第
２の所定回転数を越えるまでは、駆動信号の通電位相を
基準位相に比して所定量だけ進ませる位相補償演算部
と、モータ回転数が前記第２の所定回転数を越えた後に駆動
信号の通電位相を前記基準位相に戻す第２の同期運転制
御部と、を備えることを特徴とするモータ駆動装置。
【請求項２】前記位相補償演算部は、モータが起動さ
れた後、非同期運転から同期運転への移行が行われる際
に、駆動信号の通電位相を基準位相に比して所定量だけ
進ませるに先だって、所定時間だけ、その通電位相を非
同期運転時の位相よりも遅らせることを特徴とする請求
項１記載のモータ駆動装置。
【請求項３】前記第２の所定回転数は、モータの常用
回転領域の下限値以上の回転数であることを特徴とする
請求項１または２記載のモータ駆動装置。
【請求項４】前記インバータ制御手段は、前記モータ
の負荷量に応じて駆動信号の通電位相を増減させる負荷
量検出部を備えることを特徴とする請求項１乃至３の何
れか１項記載のモータ駆動装置。
【請求項５】前記第１の中性点と前記第２の中性点と
を、直列に接続された抵抗器とコンデンサとを介して接
続する直列回路を備え、前記磁極位置検出手段は、前記コンデンサの両端に発生
する電圧を中性点間の電圧差として検出することを特徴
とする請求項１乃至４の何れか１項記載のモータ駆動装
置。
【請求項６】前記磁極位置検出手段は、前記コンデンサの一端の電圧を入力信号とするボルテー
ジフォロワと、前記ボルテージフォロワの出力信号と、前記コンデンサ
の他端の電圧とを入力信号とする差動増幅器と、前記コンデンサの他端の電圧を基準電圧とし、前記差動
増幅器の出力と前記基準電圧との大小比較に応じた２値
化信号を出力するゼロクロスコンパレータとを備え、前記ゼロクロスコンパレータから出力される２値化信号
を位置信号として出力することを特徴とする請求項５記
載のモータ駆動装置。
【請求項７】前記磁極位置検出手段は、前記コンデンサの一端の電圧を入力信号とするボルテー
ジフォロワと、前記ボルテージフォロワの出力信号と、前記コンデンサ
の他端の電圧とを入力信号とする差動増幅器とを備え、前記差動増幅器から出力されるアナログ信号を位置検出
信号として出力することを特徴とする請求項５記載のモ
ータ駆動装置。
【請求項８】前記インバータ制御手段は、前記磁極位置検出手段の処理に伴う遅延時間と、前記磁
極位置検出手段から出力される位置信号に基づいてイン
バータを制御するための信号を生成する際に生ずる遅延
時間との合計時間に相当するモータの回転位相を、前記
モータの回転数に基づいて演算する遅れ位相演算部を有
し、前記遅れ位相演算部によって得られた回転位相分だけ駆
動信号の通電位相を進ませることを特徴とする請求項１
乃至７の何れか１項記載のモータ駆動装置。
【請求項９】インバータ制御手段によって制御される
ＰＷＭのキャリア周波数は、可聴領域以上の周波数であ
ることを特徴とする請求項１乃至８の何れか１項記載の
モータ駆動装置。
【請求項１０】前記インバータ制御手段は、インバー
タに入力される直流電圧値と所定の通電位相とに応じて
決定される最高回転数に比して高速のモータ回転数が要
求される場合に、通電位相を前記所定の通電位相から進
ませる高速回転制御部を備えることを特徴とする請求項
１乃至９の何れか１項記載のモータ駆動装置。
【請求項１１】モータに流れる相電流の極性を検出す
る極性検出手段を備え、前記インバータ制御手段は、モータに供給する駆動信号
の指令電圧に対して、相電流の極性に対応して予め設定
された補正値を加減する電流極性補正部を備えることを
特徴とする請求項１乃至１０の何れか１項記載のモータ
駆動装置。
【請求項１２】前記インバータ制御装置は、モータに
供給する駆動信号の波形を、３相変調方式でＰＷＭ制御
により生成することを特徴とする請求項１乃至１１の何
れか１項記載のモータ駆動装置。
【請求項１３】前記インバータ制御手段は、モータの
１回転中の回転数変動に同期してモータへの出力電圧を
増減させる出力電圧補正部を有することを特徴とする請
求項１乃至１２の何れか１項記載のモータ駆動装置。
【請求項１４】回転子内部に永久磁石が配置されてい
るモータを駆動することを特徴とする請求項１乃至１３
の何れか１項記載のモータ駆動装置。
【請求項１５】固定子が集中巻きで構成されているモ
ータを駆動することを特徴とする請求項１乃至１４の何
れか１項記載のモータ駆動装置。
【請求項１６】圧縮機のモータを駆動することを特徴
とする請求項１乃至１５の何れか１項記載のモータ駆動
装置。