JP2000201932A - 超音波信号を処理する方法および装置 - Google Patents

超音波信号を処理する方法および装置

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input signal
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 超音波信号を処理する新規な方法および装
置。 【解決手段】 入力信号の望ましくない成分を近似する
近似信号を生成する。入力信号は、身体からの超音波
（例えばドップラー）エコーを表す。近似信号を使用し
て、入力信号から望ましくない成分を除去し、超音波測
定および／または撮像システムによってさらに処理する
ことができる出力信号を残す。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は超音波撮像の分野に
関する。詳細には、本発明はドップラーを使用すること
ができる超音波システムの信号処理の分野に関する。
【０００２】
【従来の技術】身体内部および／または身体内の流れ構
造の画像を獲得するのに、種々の技術およびシステムを
使用することができる。本明細書では、身体とは人間、
動物、非生体構造などの種々のタイプの物体を指し、流
れ構造とは、静脈、動脈などで発生するような流体の流
れの領域を指す。これらの撮像技術には、磁気共鳴映像
法（ＭＲＩ）、ＣＴおよび超音波が含まれる。このよう
な技術の中で、超音波ドップラーはエコー（つまり送信
信号に基づく受信信号）を処理するもので、Ｘ線、ＭＲ
ＩおよびＣＴ撮像技術と比較して、機器のオペレータに
も物体（身体）にも非常に好都合で、費用効果も高い。
【０００３】連続波（ＣＷ）ドップラーおよびパルス波
（ＰＷ）ドップラーは、医療用途にしばしば使用される
超音波ドップラー撮像技術の２つの例である。ＣＷドッ
プラーは通常、身体内の血液または他の流体流れの速度
を測定するのに使用する。流体流れの速度が比較的高い
用途では、ＣＷドップラー方式は特に有用なことがあ
る。というのは、ＣＷドップラーは、ＰＷドップラーと
は異なり、一般に測定できる最高速度の大きさに関して
制限がないからである。したがって、ＣＷドップラー
は、例えば流体流れの速度が比較的高いことがある（例
えば最高７ｍ／ｓ以上）特定の心臓障害で血液速度の測
定に使用することができる。
【０００４】典型的なＣＷドップラー超音波システムの
概要 図１はＣＷドップラー・モードで操作できる従来の超音
波撮像システムのブロック図である。図１には、ＣＷド
ップラー・システム１００が図示され、これはそれぞれ
ＭおよびＮエレメントを備える送信（Ｔｘ）部１０２お
よび受信（Ｒｘ）部１０６の２つの部分によって示され
るトランスジューサ・アレイを含む。Ｔｘ部１０２は周
波数ｆ0 の超音波信号を身体内に送信することができ、
Ｒｘ部１０６は、身体から反射された送信信号に対応す
る信号を受信することができる。通常、ＭとＮとは同程
度の大きさである（つまり、２つのトランスジューサ部
１０２および１０６は、ほぼ同数の送信エレメントと受
信エレメントを有する）。Ｔｘトランスジューサ部１０
２はＴｘ増幅器１０４に結合され、Ｒｘトランスジュー
サ部１０６はＲｘ増幅器１０８に結合されて、信号レベ
ル利得を提供する。
【０００５】送信（Ｔｘ）ビーム・フォーマ１１０は、
Ｔｘ増幅器１０４に結合され、励起波形の個別に遅延さ
れたバージョンを生成し、したがってビームの向きを変
え空間の所望の点に合焦させることができる。Ｔｘ部１
０２の個々の送信エレメントは、Ｔｘ増幅器１０４の対
応する送信増幅器ＴｘＡにより励起される。
【０００６】同様に、受信（Ｒｘ）ビーム・フォーマ
は、Ｒｘ増幅器１０８に結合され、受信ビームの向きを
変え空間の所望の点に合焦させることができる。ＣＷド
ップラーのサンプル・ボリューム（感度領域）は、Ｔｘ
とＲｘビームが重なる場所で生じる。
【０００７】Ｒｘビーム・フォーマ１１２からの出力
は、複合復調器１１４を通過する。この複合復調器はそ
の後に低域フィルタを備えた２つの乗算器を有するよう
図示されている。複合復調器１１４に含まれる低域フィ
ルタは、一部分、例えば中心周波数の２倍で、望ましく
ないミクサの積を減少させるか、除去するのに使用する
ことができる。また、複合復調器１１４の低域フィルタ
を使用して、スペクトル分析器１１８に関して以下で述
べるその後のスペクトル分析の帯域に対応するようにノ
イズ帯域を制限することができる。
【０００８】複合復調器１１４の各直交成分は、高域フ
ィルタ（ウォール・フィルタ）１１６を通ってフィルタ
リングされ、これを使用して、組織および／またはシス
テム１００の送信回路と受信回路の間の電気的および音
響的クロストークから、またはトランスジューサから生
じる比較的強力な低周波数ドップラー・シフトを除去す
ることができる。血液からの信号は、ウォール・フィル
タの影響を実質的に受けない。というのは、血液速度は
通常、組織の速度よりはるかに大きいからである。
【０００９】高域フィルタ１１６の出力はスペクトル分
析器１１８に接続され、これは通常、高速フーリエ変換
（ＦＦＴ）に基づく。スペクトル分析器１１８を使用し
て、血液の流れがほぼ一定であるのに十分なほど短い時
間スパン（例えば１０ｍｓ程度）にわたり、移動平均ス
ペクトルを計算することができる。スペクトルは、例え
ばソノグラム・フォーマット（ログ・スペクトル強度で
画像強度を変調した状態の時間・周波数フォーマット）
で、モニタまたはハード・コピー・デバイスに表示する
ことができる。したがって、システム１００は図１に示
すように、グラフィックス・サブシステム１２０および
ディスプレイ１２２および／または他の入出力（Ｉ／
Ｏ）デバイスを含むことができる。
【００１０】システム１００に関連するベース・バンド
信号は、可聴信号としてシステム１００のオペレータ／
使用者に提供することができる。したがって、システム
１００は図１に示すように、オーディオ制御ユニット１
２４およびスピーカ・システム１２６を含むことができ
る。例えば、オペレータは案内の目的で、また超音波測
定の品質制御としてオーディオ信号を使用できることが
ある。
【００１１】図１はＣＷドップラー撮像システムの一例
を示すが、他に幾つかのタイプのＣＷドップラー系シス
テムがあり、それぞれが種々のタイプの信号処理回路を
使用することが理解されよう。さらに、図１に示すブロ
ック図の機能の大部分は、アナログまたはディジタル・
ドメインで実行できることが理解されよう。例えば、Ｒ
ｘビーム・フォーマ１１２はアナログ、ディジタル、ま
たはアナログとディジタルを組み合わせた回路を使用す
ることができる。同様に、多くの回路およびシステムの
位置または順序は、ＣＷドップラー撮像システム１００
の一般的機能に影響を与えずに再配置することができ
る。例えば、１つの変形形態は、直交ミクサを上げて処
理チェーンに配置し、例えば個々のチャネル（すなわ
ち、エレメント）それぞれ、または場合によってはチャ
ネルのグループについて、ミクサ対ごとに異なる位相で
このようなミキシングを実行することを含む。このよう
な実施例は、例えばビーム形成の一部または全てが、超
音波周波数ではなくベース・バンドで、または何らかの
中間周波数で実行される場合に使用することができる。
同様に、高域フィルタと低域フィルタの順序を入れ換え
ることができる。
【００１２】典型的なＰＷドップラー超音波システムの
概要 同様の参照番号で示すように、図２Ａに示すＰＷドップ
ラー撮像システムの成分および機能の幾つかは、図１に
示すＣＷドップラー撮像システムと同じである。しか
し、２つのシステムの操作には幾つか顕著な違いもあ
る。例えば、ＰＷシステム２００では、送信部分は連続
波ではなく比較的短くコヒーレントな超音波バーストを
生成する。超音波のバーストは、一般にＴｘゲート信号
の状態で収集され、これがＴｘ／Ｒｘスイッチ部２０２
を制御する。Ｔｘゲート信号の典型的なタイミング方式
を図２Ｂに示す。
【００１３】送信器および受信器区間（例えばＴｘビー
ム・フォーマ１１０およびＲｘビーム・フォーマ１１
２）は、通常、同じＮ個のトランスジューサ・エレメン
トを共用する。各エレメントはＴｘ／Ｒｘスイッチ部２
０２の１つのＴｘ／Ｒｘスイッチに結合され、これは、
Ｔｘゲートの状態に応じて、エレメントを交互に（送信
のために）Ｔｘ増幅器１０４の送信増幅器の出力または
（受信のために）Ｒｘ増幅器１０８の増幅器の入力に結
合する。図２Ａに示すように、Ｔｘ／Ｒｘスイッチ部２
０２のＴｘ／ＲｘスイッチはＲｘの位置に図示されてい
る。
【００１４】複合復調器１１４を使用して、システムの
ノイズ帯域を制限し、ミキシングから生じる望ましくな
い高次スペクトルを除去することができる。複合復調器
１１４によって提供される復調信号は、パルス送信から
遅延Ｔｄ後に信号Ｒｘゲートによってレンジ・ゲートさ
れる（図２Ｂ参照）。したがって、エコーは、通常、そ
の時間の間の音速で進んだ距離に対応する深のサンプル
・ボリュームから生じる。つまり、下式のようになる。 ｄｅｐｔｈ＝ｃ．Ｔｄ／２ （１） ここでｃは身体中の音速である。遅延を変更することに
より、実質的にすべての深さからのエコーの選択的サン
プリングを提供することができる。
【００１５】レンジ・ゲーティング後フィルタ２０４
（図２Ａの２つのＢＰＦブロックで示す）は、一般に、
１つまたは複数のホールド・エレメントおよび帯域通過
フィルタを備える。典型的なアナログの実施例では、フ
ィルタ２０４に含まれる帯域通過フィルタの低縁を使用
して、例えば壁から比較的強いエコーを除去することが
でき、高縁を使用して復調結果から高次スペクトルを除
去することができる。
【００１６】ＣＷドップラー・システムに対するＰＷド
ップラーシステムの１つの利点は、それで得られるレン
ジ解像度である。しかし、ＰＷドップラーは本質的にサ
ンプリングされたシステムであるので、測定できる最高
速度は、例えばパルス式システムのナイキスト限界など
によって通常は制限される。
【００１７】混合モードのドップラー・システムの操作 ドップラー検査がいわゆる混合モードで実行されること
もあり、ここでドップラー測定は、例えば明らかに同時
のＢモード（輝度モード）撮像および／またはカラー・
ドップラー撮像で実行され、２タイプの撮像がよく知ら
れている。混合モードを構築するには、ベクトルのイン
ターリーブやフレーム／サブフレームのインターリーブ
など、一般に使用されている幾つかの方法がある。
【００１８】ベクトルのインターリーブを使用するシス
テムでは、通常はｎ番目（ｎ＝２、３・・・）ごとのバ
ーストをドップラーに使用し、残りのバーストを混合モ
ードに存在する他のイメージ・モダリティに使用する。
このような技術は、用途によっては満足できる結果を提
供することがあるが、ＰＷドップラーで使用できる最大
パルス繰返し周波数（ＰＲＦ）が下がる結果になる。流
体速度が比較的高く、検査深度が比較的深い心臓用途の
ような幾つかの用途では、このような最大ＰＲＦの低下
は深刻な制限を設けることもある。さらに、このような
方法は当然、ＣＷドップラー・システムでは機能しな
い。
【００１９】混合モードを構築する別の方法は、フレー
ムまたはサブフレームのインターリーブを伴う。この方
法によると、ドップラー送信が比較的長い時間間隔（通
常はＰＷドップラーの数十パルス分に対応する）で中断
され、これは混合モードに存在する他のモダリティに対
して全フレームまたはフレームの大きな部分を獲得する
のに十分に長い。このような技術の１つの制約は、可聴
ドップラー信号が定期的な中断またはギャップを受ける
ことがあり、これは可聴フィードバックの有用性を低下
させる。この問題を緩和するため、幾つかのシステム
は、人工ドップラー信号を、失われたセグメントの内容
として同様のスペクトル内容と合成することによって、
ギャップを満たす技術を使用する。
【００２０】従来通りのドップラー超音波システムに伴
うダイナミック・レンジの制約 上記の制約に加えて、既存のドップラー・システムの別
の制約は、このようなシステムで処理する入力信号のダ
イナミック・レンジが時々広くなることに関する。ドッ
プラー・モードで作動する超音波アレイ・システムの見
かけの感度は、例えばビーム・フォーマのダイナミック
・レンジに関連する。特に、このような依存性は連続波
および高ＰＲＦ（ＨＰＲＦ）ＰＷモードに当てはまる。
このようなケースでは、血液からの所望のドップラー信
号は、通常、例えば静止組織または動きの遅い組織など
から生じるクラッタ・エコーより大幅に弱くなる。した
がって、両方の信号成分を同時に処理するには、比較的
高いダイナミック・レンジが必要である。
【００２１】ＣＷドップラーの入力信号の一モデルは、
入力信号（ｘin（ｔ））を２つ以上の成分の合計と見る
ことができる。一部の医療用途では、下式のように、１
つの成分が組織から生じ（ｘt（ｔ））、１つの成分が
血液から生じる（ｘb（ｔ））ことがある。 ｘin（ｔ）＝ｘb（ｔ）＋ｘt（ｔ） （２）
【００２２】さらに、組織および／または送信器のクロ
ストークからの混合信号は下式のように書けると想定す
ることができる。 ｘt（ｔ）＝ａt（ｔ）・ｃｏｓ（ω0ｔ＋φt（ｔ）） （３） ここでｆt（ｔ）はゆっくり変化する位相である。単純
化のため、血液に関連する信号は下式のように、角度ド
ップラー・シフトｗbを有する単一の周波数であると想
定することもできる。 ｘb（ｔ）＝ａb・ｃｏｓ（ω0＋ωb）ｔ （４）
【００２３】残念ながら、ダイナミック・レンジの問題
が一般的に発生するのは、血液に関連する信号レベルは
組織に関連する信号レベルより大幅に小さい、つまりａ
b｜≪｜ａt｜である。したがって、図１に示すようなＣ
Ｗシステムは、比較的強い組織信号（ｘt（ｔ））を処
理する一方、血液に関連する比較的弱い信号（ｘ
b（ｔ））を処理するため、十分な直線性を維持する必
要がある。例えば、幾つかの用途では、このような処理
には２０ｋＨｚにわたって１２０〜１３０ｄＢ程度の瞬
間ダイナミック・レンジが必要なことがあり、これは費
用がかかるか非実際的、あるいはその両方であると証明
されることがある。しかし、高域フィルタを通過する
と、入力信号の比較的強い方のクラッタ成分の一部は、
例えば組織に関連する場合のように、除去することがで
きる。したがって、例えばスペクトル分析計などに提供
される信号のダイナミック・レンジは、大幅に、例えば
６０ｄＢ程度だけ低いことがある。
【００２４】ディジタル・ビーム形成（ＤＢＦ）を使用
する超音波システムは、通常、個々のアナログ・ディジ
タル（Ａ／Ｄ）コンバータごとにビット数および／また
はディジタル化速度が上がり、ダイナミック・レンジが
増加する。しかし、方法は両方とも、超音波システムの
複雑さと費用とを大幅に増大させることがある。
【００２５】ＤＢＦシステムに時々使用されるもう１つ
の方法は、個々の信号処理チャネルの比較的初期の段階
に水晶ノッチ・フィルタを挿入し、望ましくない搬送波
成分を除去する。残念ながら、このような方法にも何ら
かの制約が存在する。例えば、水晶は概ねかさばり、比
較的高価で、一般に搬送波周波数に比較的精密に合わせ
る必要がある。さらに、複数の周波数で作動し、比較的
多数のチャネル（例えば６４Ｒｘチャネル・システム）
を有するシステムでは、１つの結晶が１つの周波数をフ
ィルタリングするよう固定されるので、結晶フィルタリ
ングの方法は実際的でないことがある。また、帯域が狭
いので、結晶はＣＷドップラーなど特定のタイプのドッ
プラー超音波技術に制限され、ＰＷドップラー・システ
ムに有用でないことがある。
【００２６】
【発明が解決しようとする課題】したがって、超音波ド
ップラー・システムの改良型の信号処理方法および装置
が望まれる。
【００２７】
【課題を解決するための手段】超音波信号を処理する方
法および装置が提供される。入力信号の望ましくない成
分を近似した近似信号が生成される。入力信号は、身体
からの超音波（例えばドップラー）エコーを表すことが
できる。近似信号は、入力信号から望ましくない成分を
除去し、超音波測定および／または撮像システムによっ
てさらに処理することができる出力信号を残すのに使用
される。本発明の一実施態様では、近似信号の生成およ
び／または望ましくない成分の除去を動的に（つまり信
号を受信または処理するにつれて）実行することができ
る。
【００２８】
【発明の実施の形態】本発明は、超音波信号を処理する
方法および装置を提供する。本発明の一形態によると、
比較的広いダイナミック・レンジが存在する状態でドッ
プラー超音波システムのパフォーマンスを改善する方法
および装置が提供される。一実施形態では、入力信号の
望ましくない成分が近似され、このような近似を表す近
似信号が生成される。近似された信号に基づき、入力信
号の望ましくない成分が入力信号から除去され、出力信
号を生成する。出力信号をさらなる処理に使用すること
ができる。本発明の一形態によると、近似信号の生成お
よびそれに対応する入力信号の成分の除去は、動的に
（つまり、信号の受信および／または処理の実行中に）
実行される。
【００２９】本発明の一実施形態では、入力信号の低ド
ップラー・シフトの成分が除去される。一実施形態で
は、入力信号の１つまたは複数の成分の除去は、ビーム
形成前に個々の処理チャネルそれぞれの入力増幅器の入
力時、またはその直後など（例えば図１から図２ＢのＲ
ｘＡｎ参照）、処理チェーンの比較的早い段階で実行さ
れる。本発明の一形態によると、本発明の方法および装
置を、アレイ・システムで発生する比較的多数の平行処
理チャネルで使用することができる。さらに、本発明
は、一実施形態では、一部または全体として集積回路に
実装することができる。本発明は、代替実施形態では、
超音波システムの他の種々のディジタルおよび／または
アナログ信号処理段階で使用できることが理解されよ
う。本発明は、ドップラーのみまたは混合モードで作動
するＣＷドップラー、ＰＷドップラー、その他など、種
々の超音波システムに用途を見いだせることも理解され
よう。したがって、本発明は、特定のタイプの超音波シ
ステムまたは超音波システムの特定の信号処理段階に制
限する必要はない。
【００３０】以下の記述で、本発明を徹底的に理解する
ため、多数の具体的詳細について述べる。ただし、本発
明はこれらの詳細なしに実行できることが理解されよ
う。他の場合には、本発明を曖昧にしないため、周知の
回路、構造、タイミングおよび技術を詳細に示していな
い。
【００３１】図３は、本発明の一実施形態により超音波
信号の処理に使用することができる回路のブロック図で
ある。具体的には、回路３００が図示され、これは超音
波信号で処理される入力信号の１つまたは複数の成分
（それに基づく信号を表すことがある）を除去するのに
使用することができる。回路３００は信号発生器３０４
を含む。一実施形態では、送信された超音波信号とコヒ
ーレントな基準信号が、除去される入力信号の少なくと
も１つの成分を信号発生器３０４に示す。基準信号に応
答して、信号発生器３０４は近似信号を生成する。近似
信号は、除去される入力信号の（少なくとも１つの）成
分の近似値である。
【００３２】近似信号および入力信号が減算器３０２に
与えられる。これに応答して、減算器３０２は、近似信
号に対応する入力信号の成分を除去し、その結果を出力
信号として出力する。出力信号は、近似信号によって示
された成分を除去した入力信号を表す。
【００３３】一実施形態では、回路３００が、図１から
図２Ｂのシステムで示したＲｘビーム・フォーマなどの
Ｒｘビーム・フォーマの１つまたは複数のチャネルで、
入力信号に基づいて作動し、入力信号の望ましくない成
分を除去する。しかし、本発明はチャネルごとの使用に
制限されるものではない。さらに、本発明は超音波シス
テムの処理チェーンで、その後の段階で使用することが
できる。一般に、本発明は、好ましくはベースバンド混
合を実行する前に、種々の信号処理段階で使用すること
ができる。したがって、本発明はアナログ回路のみを含
むか、アナログ回路とディジタル回路の組合せを使用す
ることができる。したがって、ディジタル回路を使用す
る本発明の実施形態では、ハード・ワイヤード回路およ
びマシンで実行可能なルーチンの種々の組合せを本発明
で使用することができる。
【００３４】上述したように、本発明は、一実施形態
で、入力信号の望ましくない成分、例えば血液および組
織に関連するドップラー信号の望ましくない強い低ドッ
プラー成分に比較的近い近似値であり、（例えば減算、
キャンセルなどを通して）入力信号から望ましくない成
分を除去する合成信号を含む。近似信号の獲得した近似
の品質に応じて、望ましくない成分を除去した後に生成
される出力信号ｘout（ｔ）は、入力信号の望ましい成
分か、少なくともそれに近似していなければならない。
【００３５】本発明を理解するために、上述したように
血液および組織に関連する成分を有する入力信号の例を
使用する。しかし、本発明は、他のタイプの構造、流体
／粒子の流れなどから発生した信号の処理に使用するこ
とができ、したがって本発明は、特定のタイプの入力信
号、超音波用途などに限定されるものではない。
【００３６】式（２）に関連して述べたように、本発明
の１つの用途では、入力信号ｘin（ｔ）は、少なくとも
部分的に血液成分ｘb（ｔ）と組織成分ｘt（ｔ）の組合
せとして表すことができる。組織成分ｘt（ｔ）は、入
力信号ｘin（ｔ）の望ましくない成分と見なすことがで
きる。というのはｘt（ｔ）は比較的強い低ドップラー
成分を表すことがあるからである。したがって本発明の
一実施形態では、近似信号
【数１】 を生成して望ましくない組織成分ｘt（ｔ）を近似する
ことができ、近似信号
【数２】 を入力信号ｘin（ｔ）から除去（例えば減算）すること
ができる。近似信号
【数３】 のために獲得される近似の品質に応じて、望ましくない
成分の除去後に生成される出力信号ｘout（ｔ）は、入
力信号の望ましい成分であるか少なくともそれを近似
し、これは所与の例では、下式のように血液成分ｘ
b（ｔ）に対応することができる。
【数４】
【００３７】したがって、出力信号のダイナミック・レ
ンジは入力信号に対して減らすことができ、したがって
｜ｘout（ｔ）｜≪｜ｘin（ｔ）となる。
【００３８】通常、近似信号
【数５】 は、その周波数がほぼ送信周波数ｆ0と等しくなるよう
生成される。したがって、近似信号
【数６】 は下式のように考えることができる。
【数７】 ここでａ（ｔ）、ｂ（ｔ）は、それぞれ比較的低速で変
化する振幅および位相関数である。概して、振幅および
位相関数は、トランスジューサを身体表面上で移動させ
た場合、または組織自体が動いた場合に、例えば組織信
号から比較的低速で動く振幅および位相のせいで、時間
変化するはずである。式（６）を式（３）と比較するこ
とにより、α（ｔ）＝ａt（ｔ）およびβ（ｔ）＝φ
t（ｔ）を有するのが望ましいことが理解される。
【００３９】本発明の一実施形態によると、式（６）は
他の形式に変形することができ、これは幾つかの例で
は、下式のように、比較的大きな単純さと柔軟性を与え
ることができる。
【数８】 ここで、 ｅt（ｔ）＝α（ｔ）・ｃｏｓβ（ｔ） ｅQ（ｔ）＝−α（ｔ）・ｓｉｎβ（ｔ） （８）
【００４０】式（７）の公式は、近似信号は、互いに対
して９０°の位相でシフトされ、それぞれが搬送波周波
数と等しい周波数を有する２つの信号の線形組合せとし
て生成できることを示唆する。一部のＣＷドップラー・
システムでは、送信器は通常、このような信号によって
駆動され、したがって近似信号を生成する基準を与える
ことができる。
【００４１】ＣＷドップラー・モードにおける本発明の
一実施形態の概要 図４は、本発明の一実施形態によりＣＷドップラー・モ
ードを使用する超音波システムで、超音波信号の処理に
使用することができる回路のブロック図である。図４に
は、位相検出器（ＰＨＤ）４０６および位相検出器（Ｐ
ＨＤ）４１６を含む回路４００が図示されている。直交
基準信号を表す２つの基準信号ＩｒｅｆおよびＱｒｅｆ
のうち一方が、ＰＨＤ４０６および４１６の一方にそれ
ぞれ与えられる。１対の動的基準係数ｅI（ｔ）、ｅ
Q（ｔ）（例えば上記の式（８）参照）は、それぞれＰ
ＨＤ４０６およびＰＨＤ４１６を使用して、出力信号ｘ
ＯＵＴ（ｔ）がその個々の基準信号ＩｒｅｆおよびＱｒ
ｅｆと比較することによって生成される。ＰＨＤ４０６
およびＰＨＤ４１６からの出力は、それぞれレギュレー
タ４０４およびレギュレータ４１４を通して送り返され
て最終基準係数ｅI（ｔ）およびｅQ（ｔ）を生成し、こ
れがそれぞれ乗算器（Ｉｍｕｌｔ）４０２および乗算器
（Ｑｍｕｌｔ）４１２に送られ、この乗算器が近似信号
のこの２つの成分を減算器４１０に与える。減算器４１
０は入力信号から近似信号（またはそれに対応する成
分）を除去し、結果を増幅器４０８に送り、これは減算
器４１０から与えられた結果を増幅して出力信号を生成
する。出力信号は、既知の技術に従ってさらに処理する
ことができる。例えば、出力信号を増幅し、ビーム・フ
ォーマおよび／または他の回路に与えて、超音波に基づ
く測定、撮像などを実行することができる。
【００４２】図４に示す回路４００は、閉ループと見な
すことができ、これは中心周波数が基準信号の周波数と
等しいノッチ・フィルタの応答を生じる。それに続くの
は、このようなフィルタとしての回路４００の分析であ
る。本発明のこの実施形態の理解を助けるため、以下の
分析では、概ね以下のように仮定する。 １．位相検出器は下式のような理想的な４象限乗算器で
ある。 ＰＨＤI,Q（ｔ）＝ｉｎｐｕｔ1（ｔ）・ｉｎｐｕｔ
2（ｔ） ２．ループ・レギュレータは時定数Ｔｉの理想的積分器
である。
【数９】
【００４３】回路４００の分析を助けるため、複素式を
使用することができる。したがって、基準信号は下式の
ように表すことができる。
【数１０】 （したがってＩｒｅｆ＝ｒ0ｃｏｓ（ω0）およびＩｒｅ
ｆ＝−ｒ0ｓｉｎ（ω0））。入力信号は角度ドップラー
・シフトｗｄの正弦波と見なすことができる。
【数１１】
【００４４】直線と仮定すると、出力信号は下式のよう
に表すことができる。
【数１２】 ここでＨ（ｗd）はノッチ・フィルタの伝達関数であ
る。
【００４５】したがって、回路４００の関数は次の積分
方程式で述べることができる。
【数１３】 ここでアステリスクは複素共役を示す。この近似積分方
程式は、入力および出力信号にはそれぞれ式（１０）お
よび（１１）を挿入することによって解くことができ
る。最終結果は下式のように表すことができる。
【数１４】 ここで有効時定数Ｔｈｐは下式によって与えられる。
【数１５】
【００４６】伝達関数は、下式で与えられる角遮断周波
数を有する１次高域フィルタのそれと等しいと認識され
る。
【数１６】 これは、例えば図１に関して述べたシステム１００では
ベースバンドで提供することができる。したがって、ｗ
0±ｗhpと等しい角周波数を有する入力信号は、概ね、
約３ｄＢの振幅減衰を受ける。一般に、減衰は｜ｗｄ｜
のオクターブ低減ごとに約６ｄＢだけ増加する。
【００４７】式（１２）の近似は、一般に入力信号の周
波数が基準信号の周波数（基準周波数と呼ぶことがあ
る）に比較的近く、有効時定数が逆基準周波数より大幅
に大きい、つまり下式のような状況で一般に有効であ
る。 Ｔhp・ω0≫１⇔ｆhp／ｆ0≪１ （１６） このような状況で、式（１２）で無視された項はゼロ平
均項で、位相比較器（例えばＰＨＤ４０６または４１
６）の出力においてｗin＋ｗ0の角周波数で振動する。
したがって、この項は、例えばフィルタリング（例えば
積分器を通す）を実行したら、低周波数項に対して無視
できると考えることができる。
【００４８】本発明の一実施形態では、式（１３）で述
べた高域フィルタの遮断周波数は、組織が動いていた
り、超音波プローブが身体表面上で移動していたりする
場合に、減算器４１０などの減算器が比較的効率的に作
動するよう、十分大きく選択することができる。これに
対して、遮断周波数は、一般に、望ましい入力信号成分
（例えば記載された例の血液）からのドップラー・シフ
トが大幅に減衰されるよう、余り高い値を選択しないほ
うが良い。上記のような用途では、１００〜１０００Ｈ
ｚ程度の遮断周波数を使用することができる。一般に、
超音波周波数は、通常、２〜２０ＭＨｚの範囲に入る。
しかし、本発明は他の周波数範囲で作動するよう拡張す
ることができる。
【００４９】式（１２）に示す近似は、例えばｘ
out（ｔ）の複素バージョンを使用する本発明の代替実
施形態で使用することができる。このような出力信号
は、例えば既知のヒルベルト変換法で生成することがで
きる。
【００５０】基準信号ＩｒｅｆおよびＱｒｅｆが、搬送
波周波数の近傍で比較的高いスペクトル純度を有するこ
とが、一般に望ましい。したがって、高い振幅安定性お
よび低い位相ジッタが提供され、ノイズが信号パスに直
接注入されるのを防止する。同様に、基準乗算器Ｉｍｕ
ｌｔ４０２およびＱｍｕｌｔ４１２がドップラー動作の
通過帯域内に大きなノイズを加えないことが、一般に望
ましい。
【００５１】これに対して、本発明の一実施形態では、
【数１７】 などの近似信号の比較的大きい程度の高調波ひずみを許
容することができる。本発明の一実施形態では、比較的
大きな量のひずみ（例えば正弦波より矩形波に似てい
る）を含む送信器を使用することができる。本発明の代
替実施形態では、中心周波数でほぼ完全な空白としない
ノッチ・フィルタを使用しなくてよい（例えば中心周波
数で６〜１０ｄＢの減衰で十分なことがある）。
【００５２】したがって、基準信号は高調波も含むこと
ができ、したがって理想的な正弦波ではない。一実施形
態では、基準信号は一般に力信号と同じ形状を有する。
【００５３】また、基準乗算器Ｉｍｕｌｔ４０２および
Ｑｍｕｌｔ４１２は、必ずしも理想的乗算器として機能
しないことが理解される。したがって、本発明の一実施
形態では、基準乗算器の出力で、比較的大きな量の高調
波ひずみを許容することができる。本発明の一実施形態
では、ｅIまたはｅQから振幅への伝達関数は単調でよ
く、少なくともフィードバック・トポグラフィ以外では
線形である必要はない。
【００５４】本発明の一実施形態では、基準乗算器への
入力の１つ（例えば基準入力）はＲＦ信号であり、第２
入力は比較的低速で変化する。したがって、本発明の一
実施形態では、電圧を制御した抵抗器を使用する回路を
使用することができることもある。
【００５５】本発明の代替実施形態では、２つの基準信
号が位相から９０°ずれたり、正確に同じ振幅を有した
りする必要はない。
【００５６】ＰＷドップラー・モードにおける本発明の
一実施形態の概要 本発明は、一実施形態では、図５および本発明の一実施
形態に関して以下で述べるように、ＰＷドップラー・モ
ードでも使用することができる。
【００５７】図５は、本発明の一実施形態により、ＰＷ
ドップラー・モードを使用する超音波システムで超音波
信号の処理に使用することができる回路のブロック図で
ある。図５では、積分器５０２および積分器５０４は、
「ゲート」論理信号がアサートされた時（アクティブ・
ローまたはアクティブ・ハイ）に積分するループ・レギ
ュレータとして機能するよう使用される。このような操
作は、ＰＷ処理のレンジ・ゲーティングに対応する時に
ほぼ発生すると仮定できる（例えば、ゲート信号は図２
Ａから図２Ｂに示すＲｘゲートとほぼ一致してよい）。
したがって、積分器５０２および５０４は、その後のレ
ンジ・ゲート間に情報を保存することができる。ＰＷ信
号に伴う比較的高い帯域により、ダイナミック・レンジ
低減は、通常、レンジ・ゲーティングが実行される時間
間隔で発生し、これは一実施形態では、出力信号をその
後の処理に使用する時に対応する。
【００５８】図５に示すような実施形態は、ゲートされ
た位相検出を使用し、これは、入力信号の帯域がＰＷド
ップラー・モードより比較的小さいＣＷドップラー用途
にも使用できることが理解されよう。
【００５９】一般に回路５００の動的挙動は、入力信号
の成分の決定および除去が、図４に関して述べたＣＷド
ップラー・モードで作動する回路４００と同様である
が、少なくとも１つの例外がある。つまり、回路５００
に関連するノッチ・フィルタの有効時定数は、通常、ゲ
ーティングに影響される。例えば上記と同じ位相検出器
とすると、使用するゲーティングでの時定数の値は、下
式のように近似することができる。
【数１８】 ここでＴgateはレンジ・ゲート信号の持続時間を表し、
ＰＲＦはパルス繰返し周波数を表す。ゲーティング操作
の結果、フィードバック・ループの作動が積分器の少数
部オンタイムだけ遅くなることが理解される。
【００６０】多くの場合、ＰＲＦ、レンジ・ゲート持続
時間などと比較的無関係に有効時定数を制御することが
望ましい。式（１４）および（１７）は、基準信号の振
幅｜ｒO｜の変更、積分時定数Ｔj の変動など、独立変
数の変動を補償するのに使用することができる種々のメ
カニズムを提供することができる。
【００６１】一実施形態では、図５に示すようなリセッ
ト信号を使用して、積分器の出力をゼロにクランプする
ことができる。したがって、例えば非ドップラー操作中
に、減算回路を不能にすることができる。
【００６２】混合モードにおける本発明の一実施形態の
概要 以下で述べるように、本発明は混合モードの操作にも使
用することができる。例えば、本発明をフレームまたは
サブフレーム・インターリーブ・システムまたは他のタ
イプの混合モード・システムで実現することができる。
【００６３】フレームまたはサブフレームのインターリ
ーブを使用するような特定の混合モード・システムで
は、何らかのＣＷ送信を断続的にオンとオフにすること
ができる。ＣＷ送信をオンにするたびに、比較的大きい
搬送波クロストーク／組織エコー信号が、入力増幅器に
突然現れる。その結果、搬送波減算デバイス（例えば減
算器４１０）は安定するのに多少の時間、恐らくＴhpの
２〜３倍程度を必要とすることがある。このような時間
は、実施例によっては１０ｍｓもかかることがあり、そ
の間、システムを作動しないよう所望の方法で遮断する
ことができる。
【００６４】したがって、本発明の一実施形態では、こ
のような時間のロスは、例えば搬送波減算回路に加える
ことができる急速安定メカニズムによって減少させるこ
とができる。本発明の一実施形態では、減算ユニットの
有効時定数は、ドップラー送信をオンにした直後に通常
値より小さくなりＴhpと同程度の時間中に通常の作動値
に多少徐々に有効時定数が増加するよう、選択される。
その結果、図４および図５に示すようなフィードバック
・ループは、最初は比較的高速にすることができ、それ
により搬送波信号を比較的迅速に調節することができ
る。既存の初期過渡現象のいずれかが崩壊すると、時定
数が所望の値に増加する。
【００６５】幾分、減算器回路の実現に応じて、動的に
整定するよう幾つかの技術を使用することができる。例
えば、一実施形態では、基準信号の振幅｜ｒ0｜を時間
依存性にする。別の実施形態では、積分時定数Ｔｉを時
間依存性にする。このような時間依存性とする技術は、
例えば電圧制御の抵抗器またはコンデンサ、積算器など
のエレメントを使用したり、ディジタル・アナログ（Ｄ
／Ａ）コンバータを乗算したりすることにより、当業者
には知られている。
【００６６】ベースバンド・ミクサを使用する本発明の
一実施形態の概要 上述したように、ベースバンド・ミクサを使用する超音
波システムもある。例えば、ベースバンド・ビーム形成
を使用するシステムは、通常、チャネルごとに、あるい
は場合によって比較的少数のチャネルのグループごとに
１つの複合復調器を含む。したがって、一実施形態で
は、直交ミクサを位相検出回路と組み合わせることがで
きる。その結果、使用するコンポーネント数を比較的節
約することができる。
【００６７】図６は本発明の一実施形態によりベースバ
ンド・ミクサを使用することができる超音波システム
で、超音波信号の処理に使用することができる回路のブ
ロック図である。回路６００で示すように、レギュレー
タ６０２およびレギュレータ６０４は、複合復調器６０
６からのフィードバック信号を受信するよう結合され
る。回路６００は、ベースバンド・ミクサを使用する超
音波システムに使用することができ、一実施形態では、
特に、単チャネル・アナログ・ドップラー・システムに
よく適していることが理解される。
【００６８】フィード・フォワード・トポグラフィを有
する本発明の一実施形態の概要 例えば図４から図６に関して上述した実施形態の幾つか
は、近似信号を生成するためにフィードバック・トポロ
ジーを使用するが、本発明の代替実施形態では、フィー
ド・フォワード、フィードバックとフィード・フォワー
ドの組合せ、または他のタイプのトポロジーを使用する
ことができる。
【００６９】図７は、フィード・フォワード・トポロジ
ーを有し、本発明の一実施形態により超音波システムで
超音波信号の処理に使用することができる回路のブロッ
ク図である。図７に示す回路７００は、例えば図４に示
す回路４００とは異なる。というのは、減算がフィード
バックではなくフィード・フォワード・トポロジーで実
施されるからである。回路７００に示すようなフィード
・フォワード・トポロジーは、混合、ＰＷドップラー、
ＣＷドップラーおよび他のシステムでも使用できること
が理解される。
【００７０】図７に示すように、回路７００はレギュレ
ータ７０６およびレギュレータ７０８を含む。レギュレ
ータの周波数応答がＨReg（ｗ）で、例えば式（９）お
よび（１０）などで上述したのと同様の状態を維持する
と、有効フィルタの伝達関数は下式で表される。
【数１９】
【００７１】レギュレータの伝達関数が１次低域フィル
タであり、したがって下式の通りと仮定する。
【数２０】 すると、搬送波減算器７１４からの出力信号は式（１
１）によって下式のように記述することができる。
【数２１】 これは式（１３）と等しい。
【００７２】本発明の上述した形態のいくつか、および
混合モードで使用することができるゲーティングおよび
／または急速整定技術などの関連する考慮事項は、フィ
ード・フォワード・トポロジーを使用する本発明の実施
形態でもあてはまることがある。
【００７３】本発明の代替実施形態 本発明は、その種々の実施形態で、種々のタイプの回路
および技術を幾つか使用できることが理解される。例え
ば、近似信号の生成に位相検出器を使用する実施形態で
は、数タイプの位相検出器を使用することができる。し
たがって、位相検出器の実現は、線形積算器位相検出器
などの特定のタイプに制限されるものではないことが理
解される。本発明の一実施形態では、非線形位相検出器
を使用し、したがって下式のようになる。 ＰＨＤout（ｔ）＝ｇ１（ｉｎｐｕｔ1（ｔ））・ｇ２（ｉｎｐｕｔ2（ｔ）） （２１） ここでｇ１（・）、ｇ２（・）は非線形、非対称および
単調関数（例えばＳ字形）として選択される。
【００７４】一実施形態では、信号ミクサが提供され、
これはｇ１の信号関数および選択肢ｇ２が線形になるよ
う選択することによって獲得することができる。
【数２２】 この実施形態では入力1（ｔ）は概ね基準に結合される
べきで、入力2（ｔ）は増幅器に結合することができ
る。その結果、増幅器における信号の振幅をミクサの出
力で維持することができる。動的挙動は式（１３）で記
述することができ、時定数は下式のように表すことがで
きる。
【数２３】
【００７５】本発明のさらに別の実施形態では、位相検
出が直交サンプリングによって実行され、ここでｘout
（ｔ）は搬送波に対して９０°離れた連続する２つの時
間間隔でサンプリングすることができ、サンプリング周
波数は搬送波を何らかの適切な正数Ｍで割った値に等し
い。例えばＩｒｅｆ＝ｃｏｓｗoｔである場合、直交サ
ンプリング体系は下式のように記述することができる。
【数２４】 ここでｄ（・）はクロネッカー・デルタ（サンプリン
グ）関数である。このような体系は、概ね、式（２１）
で記述された位相検出器のゲート制御変数に対応し、こ
こでｇ１（・）は基準信号がピーク値に到達した場合に
非ゼロの値であり、ゲート制御は周波数ｆ0／Ｍで実行
される。
【００７６】したがって、本発明の代替実施形態には、
他の数タイプの位相検出体系を使用できることが当業者
には理解される。同様に、上述した本発明の他の要素は
種々のタイプの回路で実装するか、他の回路に統合す
る、あるいは幾つかの実施形態では使用しないことがで
きる。例えば、本発明の幾つかの実施形態に使用するこ
とができるレギュレータは、本発明の幾つかの実施形態
で上述したように、積分レギュレータ（フィードバッ
ク）または１次低域（フィード・フォワード）に必ずし
も制限されない。レギュレータを使用する本発明の実施
形態では、他の数タイプのレギュレータ（例えば比例レ
ギュレータ、より高次の動的エレメントを使用するレギ
ュレータなど）を使用できることが当業者には理解され
る。したがって、レギュレータの動的挙動を使用して、
伝達関数Ｈ（ｗd ）の代替形状を生成することができ
る。本発明の幾つかの実施形態で重大になることがある
レギュレータの少なくとも２つの特性は、（１）比較的
小さい｜ｗｄ｜で比較的大きな減衰を有する伝達関数、
および（２）｜ｗｄ｜が比較的大きい（例えば血液から
の所望のドップラー・シフトの範囲）場合に減衰が比較
的微弱であることである。
【００７７】一実施形態では、上述したフィードバック
体系などの処理段階は、少なくとも部分的にディジタル
・ドメインに実装することができる。例えば、図４に関
連して上述した回路４００および本発明の一実施形態で
は、Ａ／Ｄコンバータを増幅器４０８の出力に結合する
ことができる。また、ＰＨＤ４０６または４１６、レギ
ュレータ４０４または４１４、および基準乗算器Ｉｍｕ
ｌｔ４０２およびＱｍｕｌｔ４１２は、ディジタル回路
も使用することができる。ディジタル回路を使用する一
実施形態では、近似信号の２つの成分は、２つのＤ／Ａ
コンバータで生成することができる。
【００７８】本発明を幾つかの実施形態に関して述べて
きたが、本発明は記載された実施形態に制限されるもの
ではないことが当業者には認識される。特に、本発明
は、望ましくない成分の近似の生成に基づき、入力信号
の望ましくない成分を除去し、この近似をこのような除
去に使用する幾つかの代替実施形態で実施することがで
きる。したがって、本発明は、種々のタイプおよび形状
の回路および信号処理技術を使用して、入力信号の望ま
しくない成分の除去に使用される近似信号を生成する幾
つかの実施形態で実施できることが理解される。
【００７９】したがって、本発明の方法および装置は、
添付の請求の範囲の精神および範囲内で変形および変更
を加えて実施できることを理解されたい。したがって、
記述は本発明を制限するものではなく、例示的なものと
見なされる。
【図面の簡単な説明】
【図１】ＣＷドップラー・モードで操作することができ
る従来通りの超音波システムのブロック図である。
【図２】ＰＷドップラー・モードで操作することができ
る従来通りの超音波システムのブロック図（Ａ）とＡに
対応するゲート・タイミングの図（Ｂ）である。
【図３】本発明の一実施形態により超音波信号の処理に
使用することができる回路のブロック図である。
【図４】本発明の一実施形態によりＣＷドップラー・モ
ードを使用する超音波システムで超音波信号の処理に使
用することができる回路のブロック図である。
【図５】本発明の一実施形態によりＰＷドップラー・モ
ードを使用する超音波システムで超音波信号の処理に使
用することができる回路のブロック図である。
【図６】本発明の一実施形態によりベースバンド・ミク
サを使用することができる超音波システムで超音波信号
の処理に使用することができる回路のブロック図であ
る。
【図７】フィード・フォワード・トポロジーを有し、本
発明の一実施形態により超音波システムの超音波信号の
処理に使用することができる回路のブロック図である。
【符号の説明】
３００ 回路 ３０２ 減算器 ３０４ 信号発生器 ４００ 回路 ４０２ 乗算器 ４０４ レギュレータ ４０６ 位相検出器 ４１０ 減算器 ４１２ 乗算器 ４１４ レギュレータ ４１６ 位相検出器

Claims (36)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 超音波システムに伴う信号を処理する回
    路であって、 入力信号を受信する入力部を備え、前記入力信号が第１
    成分と第２成分を備え、さらに、 前記入力部に結合されて、前記入力信号の前記第１成分
    を近似する近似信号を生成する信号発生器と、 前記入力部および前記信号発生器に結合されて、前記近
    似信号を前記入力信号から減算して、前記入力信号の前
    記第２成分の近似値を表す出力信号を出力する減算器と
    を備えた回路。
  2. 【請求項２】 前記入力信号の前記第１成分が低ドップ
    ラー・シフト成分を備える請求項１に記載の回路。
  3. 【請求項３】 前記入力信号がドップラー信号を伴う請
    求項１に記載の回路。
  4. 【請求項４】 前記信号発生器が、 前記出力信号に結合された第１入力部と、第１基準信号
    に結合された第２入力部とを有する第１比較器と、 前記出力信号に結合された第１入力部と、第２基準信号
    に結合された第２入力部とを有する第２比較器とを備え
    る請求項１に記載の回路。
  5. 【請求項５】 前記第１比較器が、前記第１比較器の前
    記第１および第２入力部に与えられた信号の比較に基づ
    き、前記近似信号の第１成分を出力する出力部を備え、 前記第２比較器が、前記第２比較器の前記第１および第
    ２入力部に与えられた信号の比較に基づき、前記近似信
    号の第２成分を出力する出力部を備える請求項４に記載
    の回路。
  6. 【請求項６】 前記近似信号が、前記近似信号の前記第
    １および第２成分の組合せを備える請求項５に記載の回
    路。
  7. 【請求項７】 さらに、前記出力信号を受信するように
    結合されたビーム・フォーマを備える請求項１に記載の
    回路。
  8. 【請求項８】 前記ビーム・フォーマがディジタル信号
    処理回路を備える請求項７に記載の回路。
  9. 【請求項９】 さらに、前記ビーム・フォーマに結合さ
    れ、前記出力信号に基づく画像を表示するディスプレイ
    を備える請求項８に記載の回路。
  10. 【請求項１０】 前記回路が連続波（ＣＷ）ドップラー
    撮像システムに関連する請求項１に記載の回路。
  11. 【請求項１１】 前記第１および第２比較器がそれぞ
    れ、位相検出回路を含む請求項５に記載の回路。
  12. 【請求項１２】 さらに、前記第１比較器の前記出力部
    に結合された第１レギュレータと、前記第２レギュレー
    タの前記出力部に結合された第２レギュレータとを備え
    る請求項１１に記載の回路。
  13. 【請求項１３】 さらに、前記第１比較器の前記出力部
    に結合された積分器と、前記第２レギュレータの前記出
    力部に結合された第２積分器とを備える請求項１１に記
    載の回路。
  14. 【請求項１４】 超音波システムに関連した信号を処理
    する方法であって、 第１成分および第２成分を含む入力信号を受信するステ
    ップと、 前記入力信号から近似信号を減算して出力信号を出力す
    るステップとを含み、前記近似信号が前記入力信号の前
    記第１成分の近似値を表し、前記出力信号が、前記入力
    信号の前記第２成分の近似値を表す方法。
  15. 【請求項１５】 前記入力信号の前記第１成分が低ドッ
    プラー・シフト成分を備える請求項１４に記載の方法。
  16. 【請求項１６】 前記入力信号の前記第１成分に関連す
    る振幅が、前記入力信号の前記第２成分に関連する振幅
    より相対的に大きい請求項１４に記載の方法。
  17. 【請求項１７】 前記出力信号を第１基準信号と比較し
    て、第１結果を生成するステップと、 前記出力信号を第２基準信号と比較して、第２結果を生
    成するステップと、 前記第１および第２結果に基づき、前記近似信号を生成
    するステップとをさらに含む請求項１４に記載の方法。
  18. 【請求項１８】 前記第１結果を前記第２結果と組み合
    わせて、前記近似信号を生成するステップをさらに含む
    請求項１７に記載の方法。
  19. 【請求項１９】 ディスプレイを生成するため前記出力
    信号を処理するため、前記出力信号をビーム・フォーマ
    に提供するステップをさらに含む請求項１４に記載の方
    法。
  20. 【請求項２０】 前記出力信号に基づいて画像を表示す
    るステップをさらに含む請求項１４に記載の方法。
  21. 【請求項２１】 前記画像が連続波（ＣＷ）ドップラー
    撮像システムに関連する請求項２０に記載の方法。
  22. 【請求項２２】 前記画像がパルス波（ＰＷ）ドップラ
    ー撮像システムに関連する請求項２０に記載の方法。
  23. 【請求項２３】 超音波撮像システムに関連したドップ
    ラー信号を処理する装置であって、 入力信号を受信する入力手段と、 ディスプレイを生成するために使用する出力信号を生成
    する回路手段とを備え、前記回路手段が、 少なくとも前記入力信号の第１成分に対応する近似信号
    を生成する生成手段と、 前記近似信号および前記入力信号を受信し、前記第１成
    分がほぼ除去された近似値を有する前記入力信号を表す
    前記出力信号を生成する出力手段とを備える装置。
  24. 【請求項２４】 前記入力信号の前記第１成分が低ドッ
    プラー・シフト成分を備える請求項２３に記載の装置。
  25. 【請求項２５】 前記回路手段が、さらに、 前記出力信号を第１基準信号と比較して第１結果を生成
    する第１比較手段と、 前記出力信号を第２基準信号と比較して第２結果を生成
    する第２比較手段とを備え、 前記第１および第２結果に基づき、前記生成手段が前記
    近似信号を生成する請求項２３に記載の装置。
  26. 【請求項２６】 前記生成手段が、前記第１結果を前記
    第２結果と組み合わせる組合せ手段を備える請求項２５
    に記載の装置。
  27. 【請求項２７】 さらに、 前記出力信号に基づいてディスプレイを生成する手段を
    備える請求項２３に記載の装置。
  28. 【請求項２８】 超音波信号を処理する方法であって、 入力信号の成分を示す近似信号を生成するステップと、 前記近似信号に基づいて、前記成分を前記入力信号から
    除去するステップとを含む方法。
  29. 【請求項２９】 前記入力信号の前記成分が低ドップラ
    ー・シフト成分を備える請求項２８に記載の方法。
  30. 【請求項３０】 前記近似信号の前記生成と、前記入力
    信号からの前記成分の前記除去のうち少なくとも一方が
    動的に実行される請求項２８に記載の方法。
  31. 【請求項３１】 さらに、 基準信号に基づいて前記近似信号を決定するステップを
    含む請求項２８に記載の方法。
  32. 【請求項３２】 さらに、 前記成分が除去された前記入力信号を表す出力信号を生
    成するステップと、 前記出力信号を超音波システムのビーム・フォーマに提
    供するステップとを含む請求項２８に記載の方法。
  33. 【請求項３３】 さらに、前記出力信号に基づいて画像
    を表示するステップを含む請求項３２に記載の方法。
  34. 【請求項３４】 前記画像が連続波（ＣＷ）ドップラー
    撮像システムを伴う請求項３３に記載の方法。
  35. 【請求項３５】 前記画像がパルス波（ＰＷ）ドップラ
    ー撮像システムを伴う請求項３３に記載の方法。
  36. 【請求項３６】 前記成分を前記入力信号から除去する
    ステップが、前記近似信号を前記入力信号から減算する
    ステップを含む請求項２７に記載の方法。
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