JP2000209854A - 他励式フライバック形スイッチングレギュレ―タ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 従来のスイッチングレギュレータでは、二次
側出力電圧を絶縁回路を有して検出し、一次側のスイッ
チング素子を制御する必要がある。また、トランスには
制御電源用の巻線を必要とするか、別の制御電源を必要
とする。 【解決手段】 反転回路１４と遅延回路１５及びタイマ
回路１６は、スイッチング素子２のオフ期間信号を得、
この期間にサンプルホールド回路１３はスイッチング素
子のオフ時の電圧を検出し、この電圧から分圧回路１１
で検出する入力電圧Ｅｉｎを減算回路１７で減算するこ
とで出力電圧Ｅ₀に比例した電圧を得、これを電圧検出
信号として制御アンプ１８とコンパレータ１９によって
スイッチング素子の制御を行う。スイッチング素子２の
スナバ回路のコンデンサ電荷を制御回路の制御電源とし
て利用することも含む。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング周波
数を固定した他励式フライバック形スイッチングレギュ
レータに係り、特に出力電圧の制御方式に関する。

【０００２】

【従来の技術】この種の従来回路を図３に示し、その各
部電圧電流波形を図４に示す。トランス１は、一次巻線
がスイッチング素子２と直列接続され、スイッチング素
子２のオンで直流電源電圧Ｅｉｎが印加される。トラン
ス１の二次巻線には逆極性の出力電圧Ｖ２で導通するダ
イオード３が設けられ、このダイオード３の整流出力を
平滑するコンデンサ４が設けられ、負荷５に制御された
直流電力を供給する。

【０００３】トランス１の三次巻線には逆極性の出力電
圧で導通するダイオード６が設けられ、このダイオード
６の整流出力を平滑するコンデンサ７が設けられ、スイ
ッチング素子２の制御回路８に直流電力を供給する制御
電源にされる。

【０００４】上記の構成における基本動作を説明する。
スイッチング素子２がオンすると、トランス１の一次側
巻線には電源電圧Ｅｉｎが印加され、二次側巻線にはそ
の巻数比から（−ｎ２／ｎ１）×Ｅｉｎの電圧が発生す
る。このとき二次側のダイオード３には逆電圧が加わっ
て導通せず、巻線のインダクタンスＬにＥｉｎ／Ｌの電
流ｉが流れ、この電流はほぼ一定の傾斜で増加する。

【０００５】次に、スイッチング素子２がオフすると、
トランス１のインダクタンスＬに蓄えられたエネルギー
はダイオード３を導通させ、コンデンサ４を充電する。
このとき、コンデンサ４の容量が大きく、その電圧が一
定であるとすると、二次側巻線電圧は出力電圧Ｅ₀にク
ランプされ、トランス１の一次側には（−ｎ１／ｎ２）
×Ｅ₀の電圧が発生する。

【０００６】このとき、スイッチング素子２がオンして
いる期間Ｔ１と、ダイオード３が導通している期間Ｔ２
に発生する各巻線の平均電圧は０であるため、二次側出
力電圧Ｅ₀は、下記の式で表現できる。

【０００７】

【数１】 Ｅ０＝（ｎ２／ｎ１）×（Ｔ１／Ｔ２）×Ｅｉｎ この式から、制御回路８による電圧制御は、スイッチン
グ素子２のオン期間Ｔ１を制御することになり、この制
御には出力電圧設定値と二次側電圧検出値を制御アンプ
の入力とし、その偏差を三角波等のキャリア信号とをコ
ンパレータで比較し、この比較出力でスイッチング素子
２を制御する。

【０００８】なお、トランスに二次巻線を複数設け、各
巻線から異なる電圧で負荷に供給する構成とする場合、
二次側回路のうち、負荷が最も大きく、最も長く導通す
るダイオード３をもつ回路の導通期間Ｔ２によって出力
電流が決定される。

【０００９】また、制御アンプやスイッチング素子２の
駆動のための制御電源は、分離された別の電源から供給
されるものもあるが、図示のように、三次巻線から供給
するものではこの巻線電圧を二次側の電圧検出信号とし
て利用することができる。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】従来のスイッチングレ
ギュレータをモータ駆動用インバータに組み込む場合な
ど、多数の二次側回路を設ける構成を必要とする場合、
トランス１には多数の巻線をもつものが必要となる。し
かし、トランス１用のボビンとして、汎用の製品を用い
ようとすると、端子数が不足したり、端子間隔の制約か
ら、一部の巻線回路についてボビンの端子が使用でき
ず、リード線を直接出力するような複雑な構造になって
しまう。

【００１１】また、端子数の制約から制御電源用巻線を
二次側巻線回路に利用する場合、分離した別の電源が必
要となったり、高価な絶縁された二次側電圧検出回路が
必要となる。

【００１２】本発明の目的は、トランスに必要な巻線数
を減らし、また低価格で電源効率も高めた他励式フライ
バック形スイッチングレギュレータを提供することにあ
る。

【００１３】

【課題を解決するための手段】本発明は、スイッチング
素子のオフ時の電圧が二次側出力電圧に比例することに
着目し、スイッチング素子のオフ時の両端電圧からトラ
ンスの一次入力電圧を減算することにより二次側出力電
圧に比例した電圧を検出することで二次側電圧検出回路
を不要にし、また、制御電源用三次巻線を不要にしたも
のである。

【００１４】また、本発明は、スイッチング素子の両端
に設けるスナバ回路のコンデンサ電荷を制御回路の制御
電源として利用することで電源効率を高めると共に制御
電源用三次巻線を不要にしたものである。

【００１５】トランスの一次巻線とスイッチング素子の
直列接続回路に直流入力電圧を印加し、前記スイッチン
グ素子のオン後のオフ時に前記トランスの二次側出力を
ダイオードで整流して負荷に直流電力を供給し、前記負
荷に供給する電圧を検出して前記スイッチング素子のオ
ン時間を制御する制御回路を設けた他励式フライバック
形スイッチングレギュレータにおいて、前記スイッチン
グ素子のオフ時の該スイッチング素子の両端電圧Ｖｄｓ
から前記直流入力電圧Ｅｉｎを減算して前記負荷に供給
する電圧に比例した電圧を得る電圧検出回路を備えたこ
とを特徴とする。

【００１６】また、前記スイッチング素子の両端に設け
るスナバ回路のコンデンサの電荷を電源として前記制御
回路の制御電源を得る定電圧電源回路を備えたことを特
徴とする。

【００１７】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の実施形態を示す
スイッチングレギュレータの回路構成であり、図３と同
等の部分は同一符号で示す。

【００１８】分圧回路１１は、直流入力電圧Ｅｉｎを検
出する。分圧回路１２は、スイッチング素子２の両端電
圧を検出する。

【００１９】サンプルホールド回路１３は、分圧回路１
２からの検出電圧のうち、スイッチング素子２のオフ時
から設定された遅れ時間経過後の値をサンプルホールド
する。このサンプルホールドのため、スイッチング素子
２の制御信号を反転回路１４で反転し、遅延回路１５で
遅れ時間を生成し、タイマ回路１６でサンプルホールド
時間を得る。

【００２０】減算回路１７は、サンプルホールド回路１
３からの検出電圧と分圧回路１１からの検出電圧との偏
差を求めることで二次側回路の出力電圧Ｅ₀に比例した
電圧（ｎ１／ｎ２）×Ｅ₀を得る。

【００２１】この電圧（ｎ１／ｎ２）×Ｅ₀が得られる
ことを説明する。前記のように、トランス１の二次側回
路のダイオード３の導通期間Ｔ２に一次側巻線に発生す
る電圧は、（−ｎ１／ｎ２）×Ｅ₀となるため、一次側
回路の直流電流ＥｉｎのＮ端子からみたスイッチング素
子２の両端電圧Ｖｄｓは、下記の式であらわせる。

【００２２】

【数２】Ｖｄｓ＝Ｅｉｎ＋（ｎ１／ｎ２）×Ｅ₀ したがって、上記式の関係になるスイッチング素子２の
電圧Ｖｄｓから入力電圧Ｅｉｎを減算すれば、減算回路
１７に電圧（ｎ１／ｎ２）×Ｅ₀を得ることができる。

【００２３】次に、制御アンプ１８は、電流設定値とし
て（ｎ１／ｎ２）×Ｅ₀に相当する値を設定し、減算回
路１７からの検出電圧（ｎ１／ｎ２）×Ｅ₀とを突き合
わせ、その偏差を比例積分（ＰＩ）演算で増幅する。コ
ンパレータ１９は、制御アンプ１８からの出力と鋸波発
振器２０からの鋸波（キャリア）とのレベル比較を行
い、スイッチング素子２のオン・オフ制御信号を得る。

【００２４】以上の構成により、制御アンプ１８の電圧
設定値に一致するようスイッチング素子２のオン・オフ
制御がなされ、負荷５に所期の出力電圧Ｅ₀を得ること
ができる。

【００２５】なお、電圧Ｖｄｓの検出のためのサンプル
ホールド回路１３のサンプルホールドの遅れ時間は、理
論的にはスイッチング素子２のオフ直後から二次側ダイ
オード３の導通期間にするが、トランス１に存在する漏
れインダクタンスによるサージ電圧（図４参照）の影響
を受けないようにするため、サージ電圧が減衰する時間
を遅延回路１５で確保する。この遅れ時間の設定は、漏
れインダクタンス等の回路定数やスイッチング素子２の
スイッチング速度によって最適値を決定する必要がある
が、基本的には想定されるスイッチング素子２の最小オ
ン時間になる。

【００２６】本実施形態によれば、トランスの二次側回
路の電圧検出を一次側で検出でき、従来の絶縁回路を設
けた高価な二次側電圧検出回路が不要になるし、制御電
源用の巻線をもたない装置に適用できる。

【００２７】図２は、本発明の他の実施形態を示す構成
図である。同図が図１と異なる部分は、スイッチング素
子２の両端に設けるスナバ回路２１を制御電源として利
用する点にある。

【００２８】トランス１の漏れインダクタンスによるサ
ージ電圧からスイッチング素子２を保護するため、スイ
ッチング素子２にはその両端にスナバ回路２１が設けら
れる。このスナバ回路２１は、スイッチング素子２がタ
ーンオフする時に発生するサージ電圧を逆流抑制用ダイ
オードＤ_Sを通してコンデンサＣ_Sで吸収する。コンデン
サＣ_Sの充電電荷は、抵抗Ｒ_Sで消費する。

【００２９】このスナバ回路２１では、コンデンサＣ_S
の電圧は入力電圧Ｅｉｎを最低値とし、スイッチング素
子２のオフ時に最大Ｅｉｎ＋（ｎ１／ｎ２）×Ｅ₀＋サ
ージ電圧まで上昇し、その後に抵抗Ｒ_Sによってコンデ
ンサＣ_Sの電荷が放電され、スイッチング素子２の次の
スイッチングまでに電圧Ｅｉｎを目標に電圧は低下す
る。

【００３０】ここで、本実施形態では、コンデンサＣ_S
と抵抗Ｒ_Sに並列に、電流制限用抵抗Ｒ_Lと定電圧ダイオ
ードＺＤの直列回路からなる定電圧電源回路２２を設
け、この出力を制御電源として制御回路２３の各部に供
給する。

【００３１】したがって、従来のスナバ回路２１の抵抗
Ｒ_Sで消費させるだけのスナバ吸収エネルギーを定電圧
電源回路２２の直流電源として利用する。このとき、抵
抗Ｒ_Sは制御電源として電力消費する分だけ従来のもの
よりも高い抵抗にすることになり、電源効率を高めるこ
とができる。また、トランス１には、制御電源用の巻線
を不要にし、必要な巻線数を減らすことができる。

【００３２】

【発明の効果】以上のとおり、本発明によれば、スイッ
チング素子のオフ時の両端電圧からトランスの一次入力
電圧を減算することにより二次側出力電圧に比例した電
圧を検出するようにしたため、従来の二次側電圧検出回
路を不要にし、また、制御電源用三次巻線が不要にな
る。

【００３３】また、本発明によれば、スイッチング素子
の両端に設けるスナバ回路のコンデンサ電荷を制御回路
の制御電源として利用するようにしたため、電源効率を
高めると共に制御電源用三次巻線が不要になる。

【００３４】これらのことから、本発明では、トランス
に必要な巻線数を減らし、また低価格で電源効率も高め
ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施形態を示すスイッチングレギュレ
ータの構成図。

【図２】本発明の他の実施形態を示すスイッチングレギ
ュレータの構成図。

【図３】従来のスイッチングレギュレータの構成図。

【図４】スイッチングレギュレータの各部波形図。

【符号の説明】

１…トランス ２…スイッチング素子 ３…ダイオード １１、１２…分圧回路 １３…サンプルホールド回路 １７…減算回路 １８…制御アンプ １９…コンパレータ ２１…スナバ回路 ２２…定電圧電源回路 ２３…制御回路

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 トランスの一次巻線とスイッチング素子
   の直列接続回路に直流入力電圧を印加し、前記スイッチ
   ング素子のオン後のオフ時に前記トランスの二次側出力
   をダイオードで整流して負荷に直流電力を供給し、前記
   負荷に供給する電圧を検出して前記スイッチング素子の
   オン時間を制御する制御回路を設けた他励式フライバッ
   ク形スイッチングレギュレータにおいて、 前記スイッチング素子のオフ時の該スイッチング素子の
   両端電圧Ｖｄｓから前記直流入力電圧Ｅｉｎを減算して
   前記負荷に供給する電圧に比例した電圧を得る電圧検出
   回路を備えたことを特徴とする他励式フライバック形ス
   イッチングレギュレータ。
2. 【請求項２】 前記スイッチング素子の両端に設けるス
   ナバ回路のコンデンサの電荷を電源として前記制御回路
   の制御電源を得る定電圧電源回路を備えたことを特徴と
   する請求項１に記載の他励式フライバック形スイッチン
   グレギュレータ。