JP2000227808A - インダクタ電流検出器を備えるｄｃ―ｄｃコンバ―タ及びその調整方法 - Google Patents

インダクタ電流検出器を備えるｄｃ―ｄｃコンバ―タ及びその調整方法

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JP2000227808A JP11367088A JP36708899A JP2000227808A JP 2000227808 A JP2000227808 A JP 2000227808A JP 11367088 A JP11367088 A JP 11367088A JP 36708899 A JP36708899 A JP 36708899A JP 2000227808 A JP2000227808 A JP 2000227808A
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Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【課題】 ＤＣ−ＤＣコンバータ及びその調整のための
出力電流の正確な検出を行う方法を提供する。 【解決手段】 電流検出器は直列に接続された抵抗器及
びコンデンサを備え、ピーク電流制御ループ回路に接続
されている。このピーク電流制御ループ回路はパルス幅
変調回路と協働して電流検出器に反応する該パワースイ
ッチを制御する。抵抗器とコンデンサは電流検出器が実
質的に瞬間電流検出器となるような値を夫々持つ。出力
インダクタは、第１の時定数を決定するインダクタンス
とＤＣ抵抗を有する。電流検出器の抵抗器とコンデンサ
が、第１の時定数の所定の範囲内で第２の時定数を決定
する。また別の実施例では、電流検出器の抵抗器とコン
デンサは、第１の時定数とほぼ等しい第２の時定数を決
定する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電子回路の分野に
関するものであり、より詳細には、ＤＣ−ＤＣコンバー
タ及びその調整方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＤＣ−ＤＣパワーコンバータは、コンピ
ュータやプリンタ等の電子機器に電源を供給するために
広く使用される。このようなＤＣ−ＤＣコンバータは、
電源電圧から所望の出力電圧を得るために様々な構成の
ものがある。例えば、バック／ステップダウンコンバー
タでは、電源電圧よりも小さい出力電圧が得られる。ス
テップダウンコンバータの代表的な例としては、パルス
幅変調されて、電源電圧を出力インダクタに接続して負
荷を付勢する単独または複数のパワースイッチを備える
ものがある。
【０００３】例えば、本出願人によって開発されたＨＩ
Ｐ５０６１コンバータは、高性能ＤＭＯＳトランジスタ
とＣＭＯＳ論理／下位アナログ回路部を同一のＩＣ上に
組み込んだ電力制御集積回路である。このコンバータ
は、上部スイッチのゲートドライバと高速ピーク電流制
御ループを有する。このコンバータのＤＣ出力の一部分
は、フィードバックされた信号と内部に保持する基準値
とを比較する相互コンダクタンスエラー増幅器に供給さ
れる。フィードバック信号は、コンバータの出力全体に
わたって接続されている分抵抗器によって発生される。
【０００４】エラー増幅器の出力はまた、制御ループの
ソフトスタートや周波数補償のための端子に接続されて
いる。同一の信号がピーク上部スイッチドレイン電流を
プログラムするために内部供給される。正確な電流制御
を行うために、ピーク電流制御ループの応答時間は５０
ナノ秒より短い。相互コンダクタンスエラー増幅器は、
フィードバックされた電圧のＤＣレベルと内部に保持す
る基準値とを比較すると共に、外部の抵抗器とコンデン
サを用いて電圧ループ補償を行う。エラー増幅器出力は
電流に変換され、所望の出力電圧を得るために必要なピ
ーク上部スイッチ電流をプログラムする。検出された上
部スイッチ電流と補償ランプの合計がエラー電流信号よ
りも大きい場合、ラッチがリセットされ、上部スイッチ
がオフになる。このループにおける電流補償を５０ナノ
秒より短い時間で行うことにより、２５０ＫＨｚという
高速度の変換作業が可能となる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】出力インダクタの電流
に比例する信号は、出力過負荷状態の間、分応力を制限
するために使用される（過負荷防止）。しかし、制御の
実行には、過負荷防止の際よりも信頼性の高い電流信号
が必要となる。一般的にはＤＣ−ＤＣコンバータのヒー
トシンクや熱対応部は、効率重視で作られており、過負
荷トリップレベル（電流信号）の最悪な例では、その最
大レーティング以下の成分を保持している。不都合なこ
とに、波形が制御に適していない場合もあり、スイッチ
周波数の点からも、検出回路の帯域幅を十分大きくする
必要がある。
【０００６】バックコンバータにおけるインダクタ電流
検出の最も一般的な方法は、出力インダクタに並列に接
続された検出抵抗器を使用する方法である。ここでの回
路は、出力インダクタ電流を検出抵抗器における差分電
圧として復元する。この方法を用いるＩＣの殆どは、電
流モード制御で出力電圧を調整し、出力電圧フィードバ
ックのための信号を用いる。
【０００７】この検出抵抗器の値は、検出信号をノイズ
よりも高く維持するのに十分な大きさである一方、過剰
な電力散逸を十分避けられるように小さい。この方法
は、高出力電流に対して明らかな欠点を有する。つま
り、散逸電力がインダクタ電流の２乗に比例して増加す
るため、必ずしも検出抵抗器によって電力が散逸される
とは限らない。場合によっては、検出抵抗器の値は、Ｍ
ＯＳ形ＦＥＴの抵抗値に近い。
【０００８】検出回路の別の例では、例えば、ＭＡＸＩ
Ｍ ＭＡＸ１６２４／ＭＡＸ１６２５データシートに開
示されているように、検出抵抗器は上部ＭＯＳ形ＦＥＴ
のドレインに直列に接続されている。この例は、信号が
大きい（抵抗値の大きい）場合でも検出抵抗器における
電力散逸が抑えられるという利点がある。しかし、この
検出抵抗器の位置によって、他の問題が生じ、更に不利
な構造になってしまう。この構造の主な問題点は、上部
ＭＯＳ形ＦＥＴのドレイン電流が断続的であるという点
である。上部ＭＯＳ形ＦＥＴがオンになる毎に、電流が
ゼロから始まり急激なスロープを描いて上昇する。更
に、電流の波形が、下部ＭＯＳ形ＦＥＴ及び／又はダイ
オード接合キャパシタンスの充電を行うのに必要な期間
はインダクタ電流を越えるものとなってしまう。制御Ｉ
Ｃは再度の初期電流を無視して、信号が一定になるのを
待つなければならない。これにより、制御ループに問題
が生じ、コンバータの入出力範囲を制限してしまう。
【０００９】更に別の方法としては、本出願人が開発し
たＨＩＰ６０１１コンバータによる電流検出がある。こ
のコンバータは、過負荷防止のための電流検出素子とし
て上部ＭＯＳ形ＦＥＴを用いる。このＩＣは出力電圧調
整のために電圧モード制御を行い、広い範囲の抵抗値を
取り得る。しかし、負荷電流として機能するよう出力電
圧を変更するドループ回路が必要となる。このドループ
回路は、出力インダクタ（低域フィルタとしての抵抗器
及びコンデンサ）の平均電圧降下を用いて出力電圧調整
を変更する。このインダクタの平均電圧は、インダクタ
の巻線抵抗によって乗じたＤＣ出力電流と同じである。
【００１０】本発明は上記の点に鑑みてなされたもの
で、ＤＣ−ＤＣコンバータ及びその調整のための出力電
流の正確な検出を行う方法を提供することを目的とす
る。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明の目的は、ＤＣ−
ＤＣコンバータ及びその調整のための出力電流の正確な
検出を行う方法を提供することである。上記目的を達成
するために、本発明は、少なくとも一つのパワースイッ
チと、該パワースイッチのための制御パルスを発生する
パルス幅変調回路と、該パワースイッチに接続された出
力インダクタと、該インダクタに並列に接続され該イン
ダクタを通る電流を検出する電流検出器とを備えるＤＣ
−ＤＣコンバータを提供する。電流検出器は直列に接続
された抵抗器及びコンデンサを備え、ピーク電流制御ル
ープ回路に接続されている。このピーク電流制御ループ
回路はパルス幅変調回路と協働して電流検出器に反応す
る該パワースイッチを制御する。抵抗器とコンデンサは
電流検出器が実質的に瞬間電流検出器となるような値を
夫々持つ。
【００１２】このような構成により、従来のインダクタ
電流検出技術の問題点は解消できる。前記出力インダク
タは、第１の時定数を決定するインダクタンスと直流抵
抗を有する。一実施例では、前記電流検出器の抵抗器と
コンデンサが、第１の時定数の所定の範囲内で第２の時
定数を決定する。この所定の範囲は、例えば室温のプラ
ス又はマイナス１０％である。別の実施例では、電流検
出器の抵抗器とコンデンサは、第１の時定数とほぼ等し
い第２の時定数を決定する。
【００１３】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは更に、前
記ピーク電流制御ループ回路と協働してピーク電流レベ
ルを設定するための電圧規制ループ回路を備える。この
電圧規制ループ回路は、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力に
接続された、出力電圧に対応した信号を発生するための
分圧器を備える。前記パルス幅変調回路は、好ましく
は、所定のスイッチ周波数で作動する。前記電流検出器
は該所定のスイッチ周波数よりも実質的に大きい検出帯
域幅を設定する。
【００１４】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは更に、電
流検出器に接続された過負荷防止回路を有する。また、
前記少なくとも一つのパワースイッチは、共に接続され
た上部スイッチ及び下部スイッチを含む場合もある。本
発明はまた、少なくとも一つのパワースイッチと、該パ
ワースイッチのための制御パルスを発生するパルス幅変
調回路と、該パワースイッチに接続された出力インダク
タと、パルス幅変調回路と協働するピーク電流制御ルー
プ回路とを備えるＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法を提
供する。この方法は好ましくは、互いに直列に接続され
た抵抗器及びコンデンサを備え出力インダクタに並列に
接続された電流検出器を用いてインダクタを通る電流を
検出する工程と、電流検出器に反応する該パワースイッ
チを制御するようにピーク電流制御ループ回路を作動す
る工程とを備える。抵抗器とコンデンサは、電流検出工
程において、インダクタを通る実質的な瞬間電流を検出
するような値を夫々持つ。
【００１５】前記出力インダクタは第１の時定数を決定
するインダクタンスと直流抵抗を有する。一実施例によ
ると、本発明の方法は、第１の時定数の範囲内で第２の
時定数を決定する前記電流検出器の抵抗器とコンデンサ
を選択する工程を更に含む。該所定の範囲は室温のプラ
ス又はマイナス１０％であるか、又は、第１の時定数と
第２の時定数とがほぼ等しい。
【００１６】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照しながら、本発
明の実施例の説明を行う。図示のＤＣ−ＤＣコンバータ
１０は、負荷１５に制御電圧Ｖout を供給する。本実施
例では、このＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、電源電圧Ｖ
inに接続された一対のパワースイッチである上部スイッ
チ１１及び下部スイッチ１２を備える。下部スイッチ１
２の代わりにダイオードを用いて、上部スイッチ１１の
みを含む構成としてもよい。また、ＭＯＳ形ＦＥＴが図
示されているが、他の半導体スイッチを用いてもよい。
【００１７】ＤＣ−ＤＣコンバータ１０はまた、好まし
くはスイッチドライバを有する概略図示されたパルス幅
変調回路１６を備える。この回路部については、米国特
許5,717,322 及び5,793,193 号に開示されている。この
パルス幅変調回路１６は、パルス幅変調された制御パル
スを連続的に発生し、負荷１５に接続された出力電圧Ｖ
out をパワースイッチ１１、１２が調整するようにす
る。
【００１８】ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は更に、上部ス
イッチ１１と下部スイッチ１２間のノードと負荷１５と
の間に接続された出力インダクタＬout を備える。ま
た、上部スイッチ１１と下部スイッチ１２間のノードと
アースとの間にはダイオード１７が接続されている。更
に、負荷１５と並列に出力コンデンサＣout が接続され
ることは、当業者には容易に理解できることである。
【００１９】本発明は、出力インダクタＬout を通る電
流検出における従来の問題点を解決するものである。出
力インダクタＬout に直列に検出抵抗器を配設する方法
が知られているが、この配列はＤＣ−ＤＣコンバータの
効率を低下させてしまう。上部スイッチのドレインに直
列に検出抵抗器を配設する方法も知られているが、上部
スイッチが断続的になり、スイッチがオンするたびに電
流がゼロから始まりその後急激に増加するという問題が
ある。この電流の波形は、下部スイッチの充電を行う期
間のインダクタ電流を上回る。従って、こうした構成に
おいては、制御回路が再度の初期入力電流を無視し、電
流検出信号が安定するのを待つ必要がある。このこと
が、コンバータの入出力範囲を限定することになる。
【００２０】そこで本発明では、出力インダクタＬout
に並列に接続された、出力インダクタＬout を通る電流
を検出するための電流検出器２０を備える。この電流検
出器２０は、共に直列に接続された抵抗器ＲCS及びコン
デンサＣCSを有する。電流検出器２０は、図示のピーク
電流制御ループ回路２２に接続されている。このピーク
電流制御ループ回路２２は、パルス幅変調回路１６と協
働して、電流検出器２０に反応するパワースイッチ１
１、１２を制御する。抵抗器ＲCS及びコンデンサＣCSは
夫々、電流検出器２０が実質的に瞬間電流検出器として
機能するような値を持つ。
【００２１】実際には、全てのインダクタは、磁性材料
や空気を囲む銅などのワイヤからなる巻線である。この
ワイヤは長さ単位の抵抗を有し、それによってインダク
タの直流抵抗として直流で分布抵抗が測定できる。実用
インダクタの比較的良いモデルとしては、分布した巻線
抵抗を単独の素子であるＤＣＲにまとめるものがあり、
図２に示すように、このＤＣＲは理想インダクタンスに
直列に配置される。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０
の出力インダクタＬout を、第１の時定数を決定する純
インダクタンスＬ及びＤＣＲを有するように構成するこ
とができる。一実施例によると、電流検出器２０の抵抗
器ＲCS及びコンデンサＣCSは、第１の時定数の所定の範
囲内で第２の時定数を決定する。この所定の範囲は、室
温のプラス又はマイナス１０％の範囲内である。別の実
施例では、電流検出器２０の抵抗器ＲCS及びコンデンサ
ＣCSは、第１の時定数にほぼ等しい第２の時定数を定め
る。 つまり、本発明は、ピーク電流モードに対応でき
る精度を持った瞬間インダクタ電流検出器としての電流
検出器２０を提供する。本発明では、出力インダクタＬ
out において電流の波形を復元する。出力インダクタＬ
out の集中定数モデルも電流検出器２０のレスカップ網
も、同一の励起源ＶS で動作する低域フィルタである。
【００２２】出力インダクタ電流はコンデンサＣCSの電
圧として復元される。実用インダクタとレスカップ網と
の分析から、どちらも低域フィルタであることがわか
る。しかし、電流の波形を復元するために、抵抗器ＲCS
及びコンデンサＣCSが以下のようにインダクタ時定数と
関係しているのが好ましい。 １／（Ｒcs〜Ｃcs）＝ ＤＣＲ／Ｌ この式において、ＤＣＲ／Ｌはインダクタ時定数であ
る。この構成において、コンデンサＣcsの瞬間電圧は、
インダクタＬout のＤＣＲの電圧に全く等しく、瞬間イ
ンダクタ電流に比例する。インダクタ時定数のパラメー
タは、温度と負荷状態によって可変である。インダクタ
ンス値は、負荷電流が増加するにつれ減少し、ＤＣＲは
インダクタ温度が上昇するにつれ増加する。これらの変
化は時定数にわずかなずれを生じることもある。しか
し、波形が通常の可変状態で保存されており、制御ルー
プがどのような直流誤差にも適合できる。
【００２３】図１に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ
１０は更に、ピーク電流制御ループ回路２２と協働して
ピーク電流レベルを設定するための電圧規制ループ回路
２４を含む。ピーク電流制御ループ回路２２は、既に説
明したように、電流検出器２０に接続されている。電流
検出信号は略示するインダクタ電流フィードバック信号
処理回路部２３で処理され、比較器２７へ供給できる状
態にする。
【００２４】ＤＣ−ＤＣコンバータ１０はまた、略示す
る出力電圧フィードバック信号処理回路２５を含む。電
圧フィードバック信号は、抵抗器３１、３２からなる図
示の分圧器を介して供給される。電圧規制ループ回路２
４は、所望のピーク電流レベルを設定する。そのピーク
電圧レベルは電流検出器２０から供給される瞬間インダ
クタ電流と比較され、パルス幅変調回路１６が制御され
る。
【００２５】ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は更に、過負荷
検出回路２８を有する。この過負荷検出回路２８は、電
流検出器２０から供給される電流信号を利用して過負荷
を防止する。これは、当業者には容易に理解されるとこ
ろである。図面の都合上、図示はしないが、ＤＣ−ＤＣ
コンバータ１０は上記のほかにも、ソフトスタート・ス
ロープ補償回路部などの部品や回路部を有する。また、
通常動作モードと断続的低電流デマンドモードとの間を
スイッチする図示しない履歴比較器を有する場合もあ
る。
【００２６】パルス幅変調回路１６は、所定のスイッチ
周波数で作動し、電流検出器２０は該所定のスイッチ周
波数より実質的に大きい検出帯域幅を設定する。例え
ば、スイッチ周波数は１００ＫＨｚから１ＭＨｚの範囲
である。従って、インダクタ電流フィードバック信号の
波形は、ピーク電流モード制御用に保存される。本発明
はまた、上記のタイプのＤＣ−ＤＣコンバータを調整す
る方法に関する。すなわち、少なくとも一つのパワース
イッチ１１と、該パワースイッチ１１のための制御パル
スを発生するパルス幅変調回路１６と、該パワースイッ
チ１１に接続された出力インダクタＬout と、パルス幅
変調回路１６と協働するピーク電流制御ループ回路２２
とを備えるＤＣ−ＤＣコンバータを制御する方法であ
る。本方法は、インダクタに並列に接続された電流検出
器２０によりインダクタを通る電流を検出する工程を含
む。電流検出器２０は、好ましくは、直列に接続された
抵抗器ＲCS及びコンデンサＣCSを備える。この方法は、
ピーク電流制御ループ回路２２を、電流検出器２０に反
応する少なくとも一つのパワースイッチ１１を制御する
ように作動させる工程を含む。抵抗器ＲCS及びコンデン
サＣCSは、好ましくは、インダクタを通る瞬間電流が検
出できるような値を持つ。
【００２７】出力インダクタＬout は、第１の時定数を
決定するインダクタンスと直流抵抗を有する。本方法の
一実施例では、第１の時定数の所定の範囲内で第２の時
定数を設定する抵抗器ＲCS及びコンデンサＣCSを選択す
る工程を含む。この所定の範囲は室温のプラス又はマイ
ナス１０％であり、第１の時定数と第２の時定数とがほ
ぼ等しい。
【００２８】
【発明の効果】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、少な
くとも一つのパワースイッチと、該パワースイッチのた
めの制御パルスを発生するパルス幅変調回路と、該パワ
ースイッチに接続された出力インダクタと、該インダク
タに並列に接続され該インダクタを通る電流を検出する
電流検出器とを備える。電流検出器は直列に接続された
抵抗器及びコンデンサを備え、ピーク電流制御ループ回
路に接続されている。このピーク電流制御ループ回路は
パルス幅変調回路と協働して電流検出器に反応する該パ
ワースイッチを制御する。抵抗器とコンデンサは電流検
出器が実質的に瞬間電流検出器となるような値を夫々持
つ。このような構成では、制御ループがどのような直流
誤差にも適合できる。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータの
調整のための正確な出力電流の検出を行うことができ
る。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータの概略回路
図である。
【図２】図１のインダクタ及びインダクタ電流検出回路
部を拡大して示す概略回路図である。
【符号の説明】
１０ ＤＣ−ＤＣコンバータ １１ 上部スイッチ １２ 下部スイッチ １５ 負荷 １６ パルス幅変調回路 １７ ダイオード ２２ ピーク電流制御ループ回路 ２３ インダクタ電流フィードバック信号処理回路部 ２４ 電圧規制ループ回路 ２５ 出力電圧フィードバック信号処理回路 ２７ 比較器 ２８ 過負荷検出回路 ３１、３２ 抵抗器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 チャールズ ホークス アメリカ合衆国 ノースカロライナ州 27513 ケアリー ドナ・プレイス 104

Claims (11)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 少なくとも一つのパワースイッチと、該
    パワースイッチのための制御パルスを発生するパルス幅
    変調回路と、該パワースイッチに接続された出力インダ
    クタと、該インダクタに並列に接続され該インダクタを
    通る電流を検出する電流検出器とを備えるＤＣ−ＤＣコ
    ンバータにおいて、該電流検出器は直列に接続された抵
    抗器及びコンデンサを備え、ピーク電流制御ループ回路
    が該パルス幅変調回路と協働して電流検出器に反応する
    該パワースイッチを制御し、該抵抗器とコンデンサは該
    電流検出器が実質的に瞬間電流検出器であるような値を
    夫々持つことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
  2. 【請求項２】 前記出力インダクタは第１の時定数を決
    定するインダクタンスと直流抵抗を有し、前記電流検出
    器の抵抗器とコンデンサは第２の時定数を決定し、該第
    １の時定数と第２の時定数は互いに所定の範囲内にあ
    り、該所定の範囲は好ましくは室温のプラス又はマイナ
    ス１０％であることを特徴とする請求項１記載のＤＣ−
    ＤＣコンバータ。
  3. 【請求項３】 前記出力インダクタは第１の時定数を決
    定するインダクタンスと直流抵抗を有し、前記電流検出
    器の抵抗器とコンデンサは第２の時定数を決定し、第２
    の時定数は該第１の時定数とほぼ等しいことを特徴とす
    る請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
  4. 【請求項４】 電圧規制ループ回路は前記ピーク電流制
    御ループ回路と協働してピーク電流レベルを設定し、該
    電圧規制ループ回路はＤＣ−ＤＣコンバータの出力に接
    続された分圧器を備えることを特徴とする請求項１記載
    のＤＣ−ＤＣコンバータ。
  5. 【請求項５】 前記パルス幅変調回路は所定のスイッチ
    周波数で作動し、前記電流検出器は該所定のスイッチ周
    波数よりも実質的に大きい検出帯域幅を設定し、電流検
    出器に接続された過負荷防止回路を有し、前記少なくと
    も一つのパワースイッチは互いに接続された上部スイッ
    チ及び下部スイッチを有することを特徴とする請求項１
    記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
  6. 【請求項６】 少なくとも一つのパワースイッチと、該
    パワースイッチのための制御パルスを発生するパルス幅
    変調回路と、該パワースイッチに接続された出力インダ
    クタと、該インダクタに並列に接続され該インダクタを
    通る電流を検出する電流検出器とを備えるＤＣ−ＤＣコ
    ンバータにおいて、該インダクタは第１の時定数を決定
    するインダクタンスと直流抵抗を有し、該電流検出器は
    第１の時定数の所定の範囲内で第２の時定数を有する実
    質的な瞬間電流検出器であり、ピーク電流制御ループ回
    路が該パルス幅変調回路と協働して電流検出器に反応す
    る該パワースイッチを制御し、前記所定の範囲は室温の
    プラス又はマイナス１０％であり、該第２の時定数は第
    １の時定数とほぼ等しいことを特徴とするＤＣ−ＤＣコ
    ンバータ。
  7. 【請求項７】 前記パルス幅変調回路は所定のスイッチ
    周波数で作動し、前記電流検出器は該所定のスイッチ周
    波数よりも実質的に大きい検出帯域幅を設定し、電流検
    出器に接続された過負荷防止回路を有する請求項６記載
    のＤＣ−ＤＣコンバータ。
  8. 【請求項８】 少なくとも一つのパワースイッチと、該
    パワースイッチのための制御パルスを発生するパルス幅
    変調回路と、該パワースイッチに接続された出力インダ
    クタと、該インダクタに並列に接続され該インダクタを
    通る瞬間電流を検出する瞬間電流検出器と、該パルス幅
    変調回路と協働して該瞬間電流検出器に反応する該パワ
    ースイッチを制御するピーク電流制御ループ回路とを備
    えるＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、該瞬間電流検出器
    は抵抗器及びコンデンサを備え、該出力インダクタは第
    １の時定数を決定するインダクタンスと直流抵抗を有
    し、該瞬間電流検出器の抵抗器及びコンデンサは第２の
    時定数を決定し、該第１の時定数と第２の時定数は互い
    に所定の範囲内にあり、該所定の範囲は好ましくは室温
    のプラス又はマイナス１０％であることを特徴とするＤ
    Ｃ−ＤＣコンバータ
  9. 【請求項９】 少なくとも一つのパワースイッチと、該
    パワースイッチのための制御パルスを発生するパルス幅
    変調回路と、該パワースイッチに接続された出力インダ
    クタと、該パルス幅変調回路と協働するピーク電流制御
    ループ回路とを備えるＤＣ−ＤＣコンバータの調整方法
    において、 互いに直列に接続された抵抗器及びコンデンサを備え該
    出力インダクタに並列に接続された電流検出器を用いて
    該インダクタを通る電流を検出する工程と、 該電流検出器に反応する該パワースイッチを制御するよ
    うに該ピーク電流制御ループ回路を作動する工程とを備
    え、 該抵抗器とコンデンサは、該電流検出工程においてイン
    ダクタを通る実質的な瞬間電流を検出するような値を夫
    々持つことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの調整方
    法。
  10. 【請求項１０】 前記出力インダクタは第１の時定数を
    決定するインダクタンスと直流抵抗を有し、該第１の時
    定数の範囲内で第２の時定数を決定する前記電流検出器
    の抵抗器とコンデンサを選択する工程を更に含み、該所
    定の範囲は好ましくは室温のプラス又はマイナス１０％
    であることを特徴とする請求項９記載のＤＣ−ＤＣコン
    バータの調整方法。
  11. 【請求項１１】 前記出力インダクタは第１の時定数を
    決定するインダクタンスと直流抵抗を有し、該第１の時
    定数にほぼ等しい第２の時定数を決定する前記電流検出
    器の抵抗器とコンデンサは第２の時定数を選択する工程
    を更に含み、電圧規制ループ回路が前記ピーク電流制御
    ループ回路と協働してピーク電流レベルを設定し、過負
    荷防止回路が前記電流検出器に接続されていることを特
    徴とする請求項１０記載のＤＣ−ＤＣコンバータの調整
    方法。
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