JP2000228875A

JP2000228875A - スイッチング電源装置

Info

Publication number: JP2000228875A
Application number: JP11027474A
Authority: JP
Inventors: Takuya Ishii; 卓也石井
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1999-02-04
Filing date: 1999-02-04
Publication date: 2000-08-15

Abstract

(57)【要約】【課題】待機モードのような軽負荷時において、スイ
ッチング回路の損失を低減できるスイッチング電源装置
を提供すること。【解決手段】交流電源１の交流電圧を検出する検出回
路１０と、検出回路１０の出力信号を受けて交流電源１
の周波数に同期したトリガ信号を出力するトリガ回路１
１と、トリガ信号を受けてスイッチング回路を駆動する
駆動信号を生成すると共に、出力直流電圧を安定にする
ために、出力直流電圧を検出して駆動信号のパルス幅を
調整する駆動制御回路１２を有し、スイッチング周波数
を交流電源１の周波数に同期させた軽負荷時におけるス
イッチング損失を低減する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、交流電源からの交
流入力を直流出力に変換するスイッチング電源装置に関
する。

【０００２】

【従来の技術】ＶＴＲやファクシミリ等のように常時通
電状態にあり、実際に使用される状態の運転モードに比
べ、電力が供給されているが使用されていない状態の待
機モードの時間が長い電子機器に対し、省エネルギーへ
の社会的要望から待機モードでの低消費電力化が進めら
れている。電子機器の低消費電力化はもちろん必要であ
るが、電子機器に電力を供給するスイッチング電源装置
の待機モードでの低損失化も重要な課題となっている。
従来、このようなスイッチング電源装置に関して、待機
モード時にスイッチング周波数を低くすることにより、
スイッチング損失を低減してスイッチング電源装置の低
損失化を実現する技術が知られている。例えば、特公平
３−４５９８５号公報（第１の従来技術）及び特開平６
−３１９２５９号公報（第２の従来技術）に開示されて
いる。第１の従来技術は、リモコン受信回路を有するテ
レビジョン受像器の電源回路に用いられるスイッチング
レギュレータにおいて、軽負荷状態又は無負荷状態の時
にスイッチングトランジスタのオフ期間を強制的に長く
してスイッチング周波数を低くするものである。また、
第２の従来技術は、情報機器に用いられるスイッチング
電源装置において、情報機器の消費電力を監視し、休止
状態等の軽負荷時にスイッチング周波数を分周して低く
するものである。

【０００３】以下、第１の従来技術のスイッチングレギ
ュレータについて図６を参照しつつ説明する。図６は、
同公報の図５の要部回路図である。図６の回路は、同公
報の図５の回路の一部が省略され、各要素の図上の位置
が図５と異なっているが、回路の要部は実質的に図５と
同じである。図６において、交流電源１の交流電圧を、
整流回路２及び平滑コンデンサ３で整流し平滑して、ス
イッチング手段である第１のトランジスタ４ａが直列に
接続されたトランス５の１次巻線５１に印加している。
トランス５の２次巻線５２に発生した交流電圧は、ダイ
オード６及び平滑コンデンサ７で整流されて平滑され、
直流出力電圧として負荷であるＴＶ回路９に印加され
る。定電圧制御回路８０は、トランス５の出力電圧検出
巻線５４に発生する電圧をダイオード８４とコンデンサ
８５で整流平滑し、出力電圧に比例するコンデンサ８５
の電圧を安定化するように第２のトランジスタ８１及び
第３のトランジスタ８２が第１のトランジスタ４ａのベ
ース電流を制御する。オフ期間制御電圧を得るためにト
ランス５に設けられた５次巻線５５は、第１のトランジ
スタ４ａのオフ期間に５次巻線５５に発生する電圧をダ
イオード９１で整流し、コンデンサ９２を充電する。コ
ンデンサ９２は、抵抗９３とダイオード７５を介して第
３のトランジスタ８２のベースに接続され、ダイオード
７５はホトトランジスタ７４によってオンオフされる。

【０００４】運転モードにおいては、リモコン受信回路
７１で制御されるスイッチ７０がオンになると、ホトダ
イオード７３が発光し、その光を受光するホトトランジ
スタ７４はオンになる。この時ダイオード７５はオフに
なるので、コンデンサ９２の電圧は第３のトランジスタ
８２には印加されず、スイッチングレギュレータは一般
的な自励発振のスイッチング電源装置として動作する。
待機モードにおいて、、スイッチ７０がオフになると、
ホトダイオード７３は発光せず、ホトトランジスタ７４
はオフになる。この時ダイオード７５はオンになり、コ
ンデンサ９２の電圧に基づいて第３のトランジスタ８２
が制御される。即ち、第１のトランジスタ４ａのオフ期
間においてトランス５のエネルギーの放出が終了し、第
１のトランジスタ４ａがオンに転換しようとしても、コ
ンデンサ９２の放電電流がトランジスタ８２のベースに
流れ込んでいるために第３のトランジスタ８２及び第２
のトランジスタ８１によって第１のトランジスタ４ａの
オンへの転換が阻止される。コンデンサ９２の放電電流
が小さくなると、上記阻止が解除されて第１のトランジ
スタ４ａがオンになる。従って、第１のトランジスタ４
ａのオフ期間が強制的に延長され、単位時間内のスイッ
チング回数が少なくなり、スイッチング周波数が低くな
る。

【０００５】次に、第２の従来技術のスイッチング電源
装置について図７を参照しつつ説明する。図７は、この
従来のスイッチング電源装置のブロック図である。図７
において、トランス５の２次側の整流平滑回路は、ダイ
オード６１、ダイオード６２、チョークコイル８、平滑
コンデンサ７により構成されている。デューティ制御部
１８は、２次側の電圧を検出して予め設定した電圧に合
致する様に最適なデューティ制御信号を主スイッチ素子
４ｂに伝達し制御する。負荷である本体回路９ａ内の制
御部２１は、本体回路９ａの電力消費状態を常に監視
し、定常負荷状態あるいは休止負荷状態を示す信号を分
周器１９に伝達する。分周器１９は本体回路９ａ内の制
御部２１からの信号により、パルス発振器２０からデュ
ーティ制御部１８へのスイッチングパルスを、定常負荷
状態には分周しないで伝達し、休止負荷状態の時には分
周して伝達する。従って、休止負荷状態である待機モー
ド時には、主スイッチ素子４ｂのスイッチング周波数を
定常負荷状態である運転モード時の１／２以下にする。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】以上説明した第１の従
来技術は、スイッチング手段である第１のトランジスタ
４ａのオフ期間を強制的に延長する方式である。また第
２の従来技術は主スイッチ素子４ｂをデューティ制御す
るスイッチングパルスを分周する方式である。いずれも
スイッチング周波数を低くするものである。しかしなが
ら、上記の両従来技術においては、待機モード時に、ス
イッチング周波数を運転モード時の数分の１にする。即
ち、運転モード時に数十から数百ｋＨｚのスイッチング
周波数に設定されている場合、待機モード時には、スイ
ッチング周波数を数ｋＨｚにする。最近の機器側での更
なる省エネルギー化に伴い、待機モード時における軽負
荷化も進んでおり、運転モード時と待機モード時の負荷
の差はさらに広がる傾向にある。

【０００７】図８は、運転モード時の出力が７０Ｗクラ
スのスイッチング電源装置をモデルにし、待機モード時
の入力電力Ｐｉが０．３Ｗと１Ｗである場合のスイッチ
ング周波数とスイッチング損失との関係を検討した結果
を示すグラフである。図８に示すように、スイッチング
周波数が低下するとともにスイッチング損失が低下する
が、スイッチング周波数が数百Ｈｚ以下に下がると、動
作電流の実効値の増加に伴う導通損失の増加が支配的と
なってスイッチング損失は逆に増加する。待機モード時
の消費電力が１Ｗを下回ってくると、スイッチング損失
が極小になるスイッチング周波数は数百Ｈｚになる。従
って、前記第１及び第２の従来例のスイッチング電源装
置では、軽負荷時にスイッチング損失が極小となる数十
Ｈｚから数百Ｈｚにまでスイッチング周波数を低くする
ことができないという問題があった。本発明は、待機モ
ードのような軽負荷時において、スイッチング手段の損
失を低減するためにスイッチング周波数を低くすること
のできるスイッチング電源装置を提供することを目的と
する。

【０００８】

【課題を解決するための手段】本発明のスイッチング電
源装置は、入力交流電源の交流電圧を整流平滑して得ら
れる直流電圧をスイッチング手段により開閉してトラン
スの１次側に印加し、前記トランスの２次側に発生する
交流電圧を整流平滑して負荷に直流電力を供給するスイ
ッチング電源装置において、前記入力交流電源の周波数
を検出する手段、及び前記入力交流電源の周波数又は前
記入力交流電源の周波数の２倍に同期したスイッチング
周波数で前記スイッチング手段を開閉駆動する駆動制御
手段を有することを特徴とする。上記構成のスイッチン
グ電源装置によれば、スイッチング周波数を入力交流電
圧の周波数又は入力交流電源の周波数の２倍の周波数に
同期させることができる。即ち入力交流電源が５０〜６
０Ｈｚの商用交流電源であれば、スイッチング周波数は
５０〜６０Ｈｚ又は１００〜１２０Ｈｚにできる。これ
により、待機モード時用のスイッチング電源装置のスイ
ッチング損失が、従来のスイッチング電源装置に比べて
より大幅に低減される。

【０００９】本発明の他の観点によるスイッチング電源
装置は、入力交流電源の交流電圧を整流平滑して得られ
る直流電圧をスイッチング手段により開閉してトランス
の１次側に印加し、前記トランスの２次側に発生する交
流電圧を整流平滑して負荷に直流電力を供給するスイッ
チング電源装置において、前記入力交流電源の周波数を
検出する検出手段、前記入力交流電源の周波数よりも高
いスイッチング周波数で前記スイッチング手段を開閉駆
動を制御する第１の駆動制御手段、前記入力交流電源の
周波数又は前記入力交流電源の周波数の２倍に同期した
スイッチング周波数で前記スイッチング手段の開閉駆動
を制御する第２の駆動制御手段、及び前記第１の駆動制
御手段の駆動信号と前記第２の駆動制御手段の駆動信号
を負荷条件により切り替えて前記スイッチング手段に供
給する切り替え手段を有することを特徴とする。このス
イッチング電源装置によれば、運転モード時には、入力
交流電源の周波数より高いスイッチング周波数でスイッ
チング手段を開閉駆動できるため、スイッチング電源を
小型化及び高効率化できる。また、待機モード時には、
入力交流電源の周波数又は入力交流電源の周波数の２倍
でスイッチング手段を開閉駆動できるため、スイッチン
グ損失の低減ができる。

【００１０】上記２つの構成のスイッチング電源装置に
おいて、前記検出手段は、前記入力交流電源の電圧を検
出する検出回路であり、前記駆動制御手段は、前記検出
回路の出力信号に基づいて前記入力交流電源の周波数ま
たは前記入力交流電源の周波数の２倍に同期したトリガ
信号を発生するトリガ回路と、前記トリガ信号に同期し
て前記スイッチング手段を駆動する駆動信号を発生させ
ると共に前記負荷に供給される出力直流電力を調整する
ように前記駆動信号のパルス幅を制御する制御駆動回路
とを備えているのが好ましい。また、前記検出回路は、
前記入力交流電源の入力線の一方と、前記交流電圧を整
流平滑して得られる前記直流電圧のゼロ電位点との間に
直列接続された複数の抵抗を有し、前記複数の抵抗間の
接続点に発生する脈流電圧信号を前記トリガ回路に出力
するのが好ましい。さらにまた、前記検出回路は、前記
入力交流電源の２本の入力線のそれぞれにアノード端子
が接続され、それぞれのカソード端子が共通に接続され
た一対のダイオードと、前記一対のダイオードのカソー
ド端子と前記交流電圧を整流平滑して得られる前記直流
電圧のゼロ電位点との間に直列接続された複数の抵抗を
有し、前記複数の抵抗の接続点に発生する脈流電圧信号
をトリガ回路に出力するのが好ましい。

【００１１】

【発明の実施の形態】以下、本発明のスイッチング電源
装置の好適な実施例について図面を参照しつつ説明す
る。なお、従来例と同一の部分には同一参照符号を付し
て説明する。

【００１２】《実施例１》以下、本発明の実施例１のス
イッチング電源装置について図１及び図２を参照しつつ
説明する。図１は、実施例１のスイッチング電源装置の
回路図である。図１において、交流電源１は、商用交流
電源であり、その周波数は通常５０または６０Ｈｚであ
る。整流回路２は、ダイオードブリッジ構成により交流
電源１より入力した交流電圧を全波整流する。入力コン
デンサ３は、全波整流された脈流を直平滑する。スイッ
チング手段であるトランジスタ４は、トランス５の１次
巻線５１に直列に接続され、入力コンデンサ３の両端子
は、１次巻線５１とトランジスタ４の直列接続体に接続
されて、トランス５の１次巻線５１に交流電圧を印加す
る。トランス５の２次巻線５２に誘起した交流電圧はダ
イオード６により整流され、平滑コンデンサ７で平滑さ
れ、、出力直流電圧として負荷９へ供給される。

【００１３】各回路の駆動電力を供給するバイアス電源
１００は、トランス５に巻回された図示しないバイアス
巻線に発生する電圧を整流平滑して得られる。検出回路
１０は交流電源１の一方の入力線に接続された抵抗１０
１と抵抗１０２とがＡ点で直列接続されている。トリガ
回路１１は、抵抗１０３〜１０６、トランジスタ１０７
〜１０９で構成されるシュミットトリガ回路であり、ト
リガ信号はトランジスタ１０９のコレクタから出力され
る。トリガ信号の検出点をＢ点とする。制御駆動回路１
２は、抵抗１１０〜１１５、１２０、１２６〜１２９、
コンデンサ１１６、１３０、ツェナーダイオード１１
７、１３２、トランジスタ１１８、１１９、１２１〜１
２３、１３１、フォトトランジスタ１２４、フォトダイ
オード１２５とを有している。トランジスタ１２３のベ
ースの接続点をＣ点とする。

【００１４】実施例１のスイッチング電源装置の動作に
ついて図２を参照しつつ説明する。図２は、実施例１の
スイッチング電源装置における各部の動作波形図であ
る。図３の（ａ）は図１の交流電源１の電圧、（ｂ）は
図１のＡ点の電圧、（ｃ）は図１のＢ点の電圧、（ｄ）
は図１のＣ点の電圧、（ｅ）はＤ点の電圧をそれぞれ示
している。まず、図２の（ａ）に示した入力交流電圧に
対し、Ａ点に出力される検出回路１０の出力信号は、図
２の（ｂ）に示すような半波整流された電圧波形とな
る。この検出回路１０の出力信号を受けたトリガ回路１
１は、図２の（ｃ）に示すようなトリガ信号を出力す
る。図２の（ｂ）に破線で示すのはシュミットトリガ回
路のＨレベル、Ｌレベルのそれぞれのしきい電圧値であ
る。Ｂ点に出力されるトリガ信号は、抵抗１１０を介し
てトランジスタ１２１及びトランジスタ１２２で電力増
幅され、トランジスタ４を駆動する。

【００１５】一方、負荷９に供給される出力直流電圧
は、抵抗１２６、及び抵抗１２７で分割して検出され、
トランジスタ１３１によってツェナーダイオード１３２
のツェナー電圧と比較増幅される。すなわち、出力直流
電圧が所定値（ツェナー電圧）より高くなると、トラン
ジスタ１３１はフォトダイオード１２５を介して流れる
電流を大きくし、逆に出力直流電圧が所定値より低くな
ると、フォトダイオード１２５を介して流れる電流を小
さくする。この電流の変化は、フォトトランジスタ１２
４のコレクタ電流の変化として伝達され、抵抗１１３、
１１４、トランジスタ１１８、１１９で構成されるカレ
ントミラー回路によって、コンデンサ１１６を充電す
る。なお、コンデンサ１１６の電荷は、トリガ信号がオ
フの期間に抵抗１１５によって放電されている。

【００１６】図３の（ｄ）に示すように、コンデンサ１
１６の電位が上昇すると、トランジスタ１２３をオンと
し、トランジスタ１２１をオフ、トランジスタ１２２を
オンとする。その結果、図３の（ｅ）に示すように、ト
ランジスタ４を開閉駆動する駆動信号をオフにする。従
って、フォトトランジスタ１２４のコレクタ電流が大き
いほどコンデンサ１１６の充電時間が短くなるため、駆
動信号のパルス幅は狭くなる。即ち、出力直流電圧が所
定値より高くなると、駆動信号のパルス幅は狭くなり、
逆に出力直流電圧が所定値より低くなると駆動信号のパ
ルス幅は広くなる。上述したように、駆動信号のパルス
幅を調整することによりトランジスタ４のオン期間を調
整して直流出力電圧は安定化される。

【００１７】以上のように構成されたスイッチング電源
装置のスイッチング周波数は入力交流電源の周波数に同
期した５０または６０Ｈｚになる。また、トランジスタ
４のオン期間を数マイクロ秒〜数十マイクロ秒に設定
し、スイッチング周期に対し休止期間の長い動作をさせ
て出力直流電圧を安定化させている。即ち、商用周波数
と同じスイッチング周波数を有するスイッチング電源装
置が実現できる。従って、実施例１のスイッチング電源
装置によれば、数十〜数百ｋＨｚのスイッチング周波数
を有する従来のスイッチング電源装置に比べて、スイッ
チング素子であるトランジスタ４のスイッチング損失を
大幅に低減できる。

【００１８】なお、スイッチング電源装置は、一般にス
イッチング周波数を高くするほどトランス５等の部品の
サイズを小さく設計できるという特徴がある。しかし、
本実施例１のスイッチング電源装置では、トランジスタ
４のオン期間を数マイクロ秒〜数十マイクロ秒に設定
し、スイッチング周期に対し休止期間の長い動作をさせ
ている。そのため、トランス５等の部品のサイズは従来
の数十〜数百ｋＨｚであったスイッチング周波数の場合
と同様のものを使用する。オン期間が極めて短時間であ
るので、負荷９へ供給される電力は非常に小さなものと
なる。その結果、実施例１のスイッチング電源装置は、
このような極く軽負荷時専用のスイッチング電源装置に
好適する。

【００１９】《実施例２》以下、本発明の実施例２のス
イッチング電源装置について図２及び図３を参照しつつ
説明する。図２は、実施例２のスイッチング電源装置の
回路図である。実施例２のスイッチング電源装置は、実
施例１のスイッチング電源装置に運転モード時の第１の
制御駆動回路１３と切り替えスイッチを付加したもので
ある。実施例１のスイッチング電源装置と同一部分には
同一参照符号を付して説明は省略する。図３において、
第１の制御駆動回路１３は、出力電圧検出回路１４のフ
ォトダイオード１４１からフォトトランジスタ１４２を
介して帰還される情報に基づいて、数十〜数百ｋＨｚの
スイッチング周波数でトランジスタ４を制御駆動する。
モード設定回路１５は、負荷９に対しスイッチング電源
装置を運転モードにするか待機モードにするかを決定
し、切り替えスイッチ１６をそれぞれの動作モードに対
応した制御駆動回路からの駆動信号をトランジスタ４に
印加するように切り替える。運転モード時には、スイッ
チ１６は第１の制御駆動回路１３からの駆動信号をトラ
ンジスタ４に印加し、待機モード時には、実施例１の制
御駆動回路１２からの駆動信号をトランジスタ４に印加
するように切り替える。

【００２０】実施例２のスイッチング電源装置の動作に
ついて説明する。運転モード時においては、第１の制御
駆動回路１３からの駆動信号がトランジスタ４に印加さ
れ、実施例２のスイッチング電源装置は、数十〜数百ｋ
Ｈｚに設定されたスイッチング周波数で動作する。待機
モード時には、トランジスタ４のスイッチング周波数
は、５０〜６０Ｈｚといった交流電源１の周波数に同期
しているため、実施例１のスイッチング電源と同様にス
イッチング損失は低減される。上述したように、実施例
２のスイッチング電源装置によれば、運転モード時に
は、高いスイッチング周波数で高効率で動作し、待機モ
ード時には、交流電源の周波数に同期した低いスイッチ
ング周波数で低損失で動作する小型の汎用のスイッチン
グ電源装置が実現できる。

【００２１】《実施例３》本発明の実施例３のスイッチ
ング電源装置について図４及び図５を参照しつつ説明す
る。実施例３のスイッチング電源装置は、実施例２のス
イッチング電源装置と検出回路１０の入力交流電源との
接続点の構成のみが異なるものである。従って検出回路
の相違点と、その結果として得られるスイッチング周波
数が交流電源１の周波数の２倍となる動作原理について
説明し、その他の説明は省略する。図４は、実施例３の
スイッチング電源装置の検出回路のの回路図である。図
４において、カソードを共通とする一対のダイオード１
５１、１５２は、交流電源１の２本の入力線ににそれぞ
れのアノードが接続されている。この一対のダイオード
１５１、１５２の共通のカソードは図２の検出回路１０
の抵抗１０１に接続されている。

【００２２】以下、実施例３のスイッチング電源のスイ
ッチング周波数が交流電源１の周波数の２倍となる動作
原理について図５を参照しつつ説明する。図５は、実施
例３のスイッチング電源装置における各部の動作波形図
である。図５の（ａ）は図４の入力交流電源１の電圧、
（ｂ）は図４の抵抗１０１及び１０２の接続点Ａ点の電
圧、（ｃ）はトリガ信号、（ｄ）は駆動信号のそれぞれ
の波形を示している。実施例３のスイッチング電源装置
の検出回路においては、一対のダイオード１５１、１５
２によって入力交流電圧を全波整流するので、抵抗１０
１及び抵抗１０２の接続点Ａ点には、図５の（ｂ）に示
すような全波整流波形の検出信号が得られる。従って、
この検出信号を入力したトリガ回路１１は、図５の
（ｃ）に示すように、入力交流電源１の周波数の２倍に
同期したトリガ信号を発生させる。なお、図５の（ｂ）
に破線で示すのは、シュミットトリガ回路のＨレベル、
Ｌレベルのそれぞれのしきい値電圧である。即ち、実施
例３のスイッチング電源装置は、図５の（ｄ）に示すよ
うな、駆動信号により、入力交流電源１の２倍の周波数
である１００または１２０Ｈｚに同期したスイッチング
周波数でトランジスタ４が開閉駆動される。

【００２３】

【発明の効果】以上説明したように、本発明のスイッチ
ング電源装置によれば、入力交流電源の電圧を検出する
検出回路と、前記検出回路からの信号に基づいて前記入
力交流電源の周波数又は前記入力交流電源の周波数の２
倍に同期したスイッチング周波数でスイッチング手段の
開閉駆動を制御できる。その結果、待機モード時用電源
としてより一層のスイッチング損失の低減が可能なスイ
ッチング電源装置を提供できるという有利な効果が得ら
れる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例１のスイッチング電源装置の回
路図である。

【図２】本発明の実施例１のスイッチング電源装置にお
ける各部の動作波形図である。

【図３】本発明の実施例２のスイッチング電源装置の回
路図である。

【図４】本発明の実施例３のスイッチング電源装置の検
知回路の回路図である。

【図５】本発明の実施例３のスイッチング電源装置にお
ける各部の動作波形図である

【図６】従来のスイッチングレギュレータの回路図であ
る。

【図７】従来のスイッチング電源装置の回路図である。

【図８】スイッチング周波数とスイッチング損失の関係
を示すグラフである

【符号の説明】

１入力直流電源２整流回路３入力コンデンサ４スイッチング手段５トランス６ダイオード７出力コンデンサ９負荷１０検出回路１１トリガ回路１２制御駆動回路１３運転モード時の制御駆動回路１４運転モード時の出力電圧検出回路１５モード設定回路１６切り替えスイッチ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力交流電源の交流電圧を整流平滑して
得られる直流電圧をスイッチング手段により開閉してト
ランスの１次側に印加し、前記トランスの２次側に発生
する交流電圧を整流平滑して負荷に直流電力を供給する
スイッチング電源装置において、前記入力交流電源の周波数を検出する手段、及び前記入
力交流電源の周波数又は前記入力交流電源の周波数の２
倍に同期したスイッチング周波数で前記スイッチング手
段を開閉駆動する駆動制御手段を有することを特徴とす
るスイッチング電源装置。
【請求項２】入力交流電源の交流電圧を整流平滑して
得られる直流電圧をスイッチング手段により開閉してト
ランスの１次側に印加し、前記トランスの２次側に発生
する交流電圧を整流平滑して負荷に直流電力を供給する
スイッチング電源装置において、前記入力交流電源の周波数を検出する手段、前記入力交流電源の周波数より高いスイッチング周波数
で前記スイッチング手段を開閉駆動する第１の駆動制御
手段、前記入力交流電源の周波数又は前記入力交流電源の周波
数の２倍に同期したスイッチング周波数で前記スイッチ
ング手段を開閉駆動する第２の駆動制御手段、及び前記
第１の駆動制御手段の出力する駆動信号と前記第２の駆
動制御手段の出力する駆動信号とを負荷条件により切り
替えて前記スイッチング手段に供給する切り替え手段を
有することを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項３】前記入力交流電源の周波数を検出する手
段が、前記入力交流電源の交流電圧を検出する検出回路
であり、前記駆動制御手段が、前記検出回路の出力する信号に基
づいて前記入力交流電源の周波数又は前記入力交流電源
の周波数の２倍に同期したトリガ信号を発生するトリガ
回路及び前記トリガ信号に同期して前記スイッチング手
段を駆動する駆動信号を発生させるととともに、前記負
荷に供給される出力直流電力を調整するように前記駆動
信号のパルス幅を制御する制御駆動回路であることを特
徴とする請求項１または２に記載のスイッチング電源装
置。
【請求項４】前記検出回路は、前記入力交流電源の一
方の入力線と、前記交流電圧を整流平滑して得られる前
記直流電圧のゼロ電位点との間に直列接続した複数の抵
抗を有し、前記複数の抵抗間の接続点に発生する脈流電
圧信号を前記トリガ回路に出力することを特徴とする請
求項３に記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】前記検出回路は、前記入力交流電源の２
本の入力線のそれぞれに、アノード端子が接続され、そ
れぞれのカソード端子が共通に接続された一対のダイオ
ードと、前記一対のダイオードのカソード端子と前記交
流電圧を整流平滑して得られる前記直流電圧のゼロ電位
点との間に直列接続された複数の抵抗を有し、前記複数
の抵抗間の接続点に発生する脈流電圧信号を前記トリガ
回路に出力することを特徴とする請求項３に記載のスイ
ッチング電源装置。