JP2000232494A - 信号キャリア回復処理方法 - Google Patents

信号キャリア回復処理方法

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JP2000232494A
JP2000232494A JP11340972A JP34097299A JP2000232494A JP 2000232494 A JP2000232494 A JP 2000232494A JP 11340972 A JP11340972 A JP 11340972A JP 34097299 A JP34097299 A JP 34097299A JP 2000232494 A JP2000232494 A JP 2000232494A
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    • H04L27/3845—Demodulator circuits; Receiver circuits using non - coherent demodulation, i.e. not using a phase synchronous carrier
    • H04L27/3854—Demodulator circuits; Receiver circuits using non - coherent demodulation, i.e. not using a phase synchronous carrier using a non - coherent carrier, including systems with baseband correction for phase or frequency offset
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Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【課題】 キャリア周波数の深刻な不一致を回復し、同
時に大きな振幅のエコーに対する補正をなすキャリア回
復処理方法を提供する。 【解決手段】 信号のキャリア周波数を推定する段階と
周波数推定段階に続いてこの信号と関連する位相を推定
する段階からなる受信信号に対するキャリア回復処理で
あって、周波数推定段階中に、信号等化段階がなされ、
その間に直接適応フィルタ１０と、再帰適応フィルタ１
４からなる等化器３は再帰適応フィルタ１４の係数にの
み適応し、位相推定段階中に、等化器３は再帰適応フィ
ルタ１４の係数のみに所定の時間適応を続ける。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はキャリア回復処理に
関し、より詳細にはキャリアが回復された信号が大きな
振幅のエコーにより妨害される媒体内に伝送される場合
に関する。本発明はまた、コンステレーションを形成す
る多数の状態を用いるオンキャリアデジタル直交伝送の
分野の応用で好ましく用いられる。
【０００２】
【従来の技術】一般に、伝送チャンネルを通してデジタ
ルデータを電送する目的で、これらのデータは例えばパ
ルス振幅の変調（”パルス振幅変調”又は”ＰＡＭ”）
の型を用いて変調される。直交振幅変調又はＱＡＭは利
用可能なチャンネルの帯域幅内で伝送されるデータの和
を増加するために用いられる。ＱＡＭ変調は複数の情報
ビットが以下でコンステレーションと称される配置と共
に伝送されるＰＡＭ変調の一つの型である。
【０００３】受信された信号と同期する視点で、デジタ
ル受信機は受信された信号と同相（インフェーズ）の基
準信号を発生させる装置を設けられていなければならな
い。同期されている場合に、復調器はその位相で情報を
含む信号の復調を許容する。例えば、ＱＡＭ変調で、”
０”と”１”ビットの変調は変調された信号の位相に対
応し、これはそれ自体知られている規則により決定され
ている。故に復調器はデータキャリアと同相で同期され
た基準信号を発生しなければならない。この処理はキャ
リア位相回復という名前で知られている。
【０００４】ＰＡＭ変調では各信号は振幅のレベルが伝
送されるシンボルにより決定されるパルスである。ＱＡ
Ｍ変調では、例えば１６−ＱＡＭ変調では、各直交チャ
ンネルでのシンボル−３，−１，１，３の振幅が用いら
れる。チャンネルを通して伝送された各シンボルの影響
はこのシンボルを表すために用いられた時間間隔を越え
て延在する。受信されたシンボルの得られた剰余により
引き起こされた歪みはシンボル間の干渉（又はＩＳＩ）
と称される。この歪みは限定された帯域幅のノイズの多
いチャンネルで高ビットレートでのデータ伝送に対する
原理的な障害との一つとなっている。それ故に”等化
器”として知られているデバイスはこのシンボル間干渉
問題の対策として用いられる。
【０００５】伝送チャンネルにより導入されたシンボル
間干渉の減少の目的で、正確な等化が要求される。チャ
ンネルの特性が前もってわからないので、統計的等化器
が用いられ、これは振幅及び遅延特性の項目として要求
されるチャンネルの領域の平均的な補正（ｍｅａｎ ｃ
ｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ）をなす。平均二乗誤差ストカ
スティック傾斜アルゴリズムはまたＬＭＳアルゴリズム
（最小二乗平均に基づく）として知られており、通常適
応等化アルゴリズムとして用いられる。
【０００６】故に、デジタル伝送システムの受信機の重
要な機能の一つは伝送側のキャリアと同相かつ同周波数
に同期されたキャリアの抽出である。復調レベルで不充
分な位相又は不充分な周波数は有用な信号のパワーを減
少し、復調されたＱＡＭ信号の直交成分Ｉ及びＱの間の
干渉を発生させ、故に回復された位相の重要性を示す。
【０００７】上記のような重要な機能はまた他に、受信
された信号の歪みの除去である。更にまた、通常知られ
ていないチャンネルの応答及び、更にまた時間にわたる
変動の影響であり、その等化はそれ自体をチャンネルに
適応し、その時間変動をトラッキングすることの可能な
適応等化器を要求する。従来の受信機で、特定の基準の
関数としてスイッチされる周波数推定器及び位相推定器
からなる適応等化器及びキャリア回復デバイスは受信連
鎖で相互に追従する。この意味で、大きな振幅又は極め
て考慮される位相シフトのエコーの存在でキャリア回復
をなすことは不可能である。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的はキャリ
ア周波数の深刻な不一致を回復し、同時に大きな振幅の
エコーに対する補正をなすことである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】この目的に対して、本発
明は、信号のキャリア周波数を推定する段階と周波数推
定段階に続いてこの信号と関連する位相を推定する段階
からなる受信信号に対するキャリア回復処理であって、 − 周波数推定段階中に、信号等化段階がなされ、その
間に直接適応フィルタと、再帰適応フィルタからなる等
化器は再帰適応フィルタの係数にのみ適応し、 − 位相推定段階中に、等化器は再帰適応フィルタの係
数のみに所定の時間適応を続ける各段階をなすことを特
徴とするキャリア回復処理方法を提供する。
【００１０】故に、本発明は大きな振幅又は非常に考慮
すべき周波数位相シフトのエコーの存在するキャリア回
復をなすことが可能である。第一に再帰フィルタの係数
の適応は等化を正確にする前にまず長いエコーを補正す
ることを可能にする。本発明は２５６状態の直交振幅変
調を実施するコンステレーションのような高いオーダー
のコンステレーションに関して強力なエコーを補正する
ことを可能にするという利点を有する。
【００１１】一実施例によれば、再帰適応フィルタの係
数の等化器による等化に続いて、信号等化段階がなさ
れ、その間に、該等化器は直接適応フィルタの係数に適
応し、また再帰適応フィルタの係数に適応することを特
徴とする。 一実施例によれば、周波数推定段階は周波数推定器によ
り受信された点が用いられた変調スキームを表すコンス
テレーションの所定の理想的な点に対応するときにトリ
ガーされ、該理想の点はコンステレーションのパターン
の間に含まれ、原点に対するかなりの距離により特徴づ
けられ、ゾーンを囲む該点に対してコンステレーション
の原点を対角線接続により辿られる収集ゾーンに配置さ
れることを特徴とする。
【００１２】一実施例によれば、周波数推定は該コンス
テレーションの受信された信号を表す点と該対角線との
間の角度距離に対応する位相差の測定によりなされるこ
とを特徴とする。 一実施例によれば、周波数推定段階中に、変調器に対す
るキャリア周波数誤差を得るアキュムレータの更新は受
信されたＮ個の連続する点とそれに対応する該理想の点
との間の位相不一致の測定に続いてなされることを特徴
とする。
【００１３】一実施例によれば、周波数推定段階中の等
化段階及び／又は位相推定段階中の信号等化段階はそれ
自体知られている一定のモジュラス（Ｃｏｎｓｔａｎｔ
Ｍｏｄｕｌｕｓ）又はＣＭＡ型のブラインド又は自動
回復により、システムの収集時間を減少するためになさ
れることを特徴とする。位相とは独立のブラインドアル
ゴリズムはキャリアがアウトオブロックであるときにさ
えなお安定である。
【００１４】一実施例によれば、周波数推定段階中のア
ルゴリズムの収束は測定の数Ｎを増加することにより加
速される。 一実施例によれば、位相推定段階中になされた該等化段
階は受信されたＭ点（Ｍは所定の整数）に関する位相誤
差の推定の後に開始されることを特徴とする。 一実施例によれば、位相推定のために用いられたアルゴ
リズムの収束が達成されたときに直接適応フィルタ及び
再帰適応フィルタはそれ自体知られた決定フィードバッ
クアルゴリズムにより測定された誤差の計算により適合
されることを特徴とする。
【００１５】
【発明の実施の形態】本発明の他の特徴及び利点は以下
に図面を参照して、非限定的な例により以下の実施例の
詳細な説明により明らかとなる。本発明の装置は復調器
１、キャリア回復ループ２、等化器３、混合器４からな
る。
【００１６】キャリア回復ループ２は周波数推定器５、
位相推定器６、スイッチ７、ループフィルタ８、位相シ
フタ９からなる。等化器３は直接適応（ｄｉｒｅｃｔ
ａｄａｐｔｉｖｅ）フィルタ１０、加算器１１、決定器
１２、第一のスイッチ１３、再帰（ｒｅｃｕｒｓｉｖ
ｅ）適応フィルタ１４、誤差計算回路１５、第二のスイ
ッチ１６からなる。
【００１７】キャリア回復ループの入力Ｅ１は周波数推
定器５と位相推定器６の入力にそれぞれ接続される。周
波数推定器５の出力と位相推定器の出力はスイッチ７の
２つの入力を構成し、その出力はループフィルタ８の入
力に接続される。ループフィルタ８の出力は位相シフタ
９の入力に接続され、その出力はキャリア回復ループ２
の出力Ｓ１を構成する。
【００１８】等化器３の入力Ｅ２は直接（ｄｉｒｅｃ
ｔ）適応フィルタ１０の入力に接続され、その出力は加
算器１１の第一の端子に接続される。加算器１１の出力
は決定器１２の入力に接続され、その一の出力はスイッ
チ１３の第一の入力に接続される。スイッチ１３の第二
の入力は加算器１１の出力に接続される。スイッチ１３
の出力は再帰適応フィルタ１４の入力に接続され、その
出力は加算器１１の第二の入力に接続される。加算器１
１の出力はスイッチ１３の第二の入力と同様に、誤差計
算回路１５の入力にも接続される。誤差計算回路１５の
出力は第二のスイッチ１６の第一の入力及び再帰適応フ
ィルタ１４の制御入力に接続される。
【００１９】決定器の第二の出力は等化器３の出力を構
成し、例えばデコーダ（図示せず）に接続される。第二
のスイッチ１６の出力は直接適応フィルタ１０の制御入
力に接続される。第二のスイッチ１６の第二の入力は例
えば第二のスイッチ１６がその第二の入力上にスイッチ
されるときに、直接適応フィルタ１０の制御はディセー
ブルになるように接地に接続される。
【００２０】等化器３の入力Ｅ２に印加される信号はΔ
φだけ位相シフトされた復調器１から発生された信号で
あり、Δφは位相シフタ９により得られた可変位相シフ
トである。本発明によれば、キャリア回復装置は幾つか
の連続モードを用いる。直接又は再帰フィルタの適応係
数により特に等化の技術は以下のように間接的に説明さ
れる。これらの技術はそれ自体知られており、Ｓｉｍｏ
ｎ Ｈａｙｋｉｎによる”Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ
Ｓｙｓｔｅｍｓ”のＣｈａｐｔｅｒ７．９ Ａｄａｐ
ｔｉｖｅ ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ ｐａｇｅｓ ４
５２−４６１に詳細が示されている。
【００２１】第一のモードにより、スイッチ７の出力は
周波数推定器の出力に接続され、第二のスイッチ１６の
出力は接地に接続された第二の入力に接続される。この
第一のモードに続いて、キャリア回復ループ２は周波数
推定器５を用い、等化器３は再帰適応フィルタ１４の係
数にのみ適応する。ここで、等化の真の問題は適応アル
ゴリズムの初期収束であり、これは通常誤差の分散が理
想的には０に等しい最小レベルで安定するために、シン
ボル周期の期間中に測定される。例えば、中央送信機が
多数の受信機に送信するポイント／マルチポイントネッ
トワークで、受信機がネットワークによって接続する度
毎にラーニングシーケンスを送信するためにデータの送
信をホルトすることは実際的ではない。故に等化器の収
束はブラインドモードで、即ち、送信されたデータを知
ることなしになされなければならない。これがこの場合
に再帰適応フィルタ１４の係数の適応がブラインドモー
ドでなされることが好ましい理由である。本実施例によ
り、用いられた技術はＣＭＡ型でありこれはそれ自体米
国特許第５８３５７３１号等により知られている。等化
器へ入来した信号の収束は予め確立された値に収束す
る。複素信号を発生する変調スキームを用いるデジタル
送信の場合には、後者は複素平面でベクトルとしてみら
れ、これは同相チャンネル（又は”Ｉ”チャンネル）と
称される実数軸と、直交チャンネル（又は”Ｑ”チャン
ネル）と称される虚数軸を有する。従って、これらの信
号がチャンネル歪みに曝されたときに、Ｉ及びＱチャン
ネル間の干渉が生じ、複素適応等化器を要求する。故
に、これはコンステレーションの特性を有する予め確立
された値に向かって収束する複素信号Ｉｓ＋ｊＱｓのパ
ワーを形成する問題であり、（Ｉｓ，Ｑｓ）は複素平面
での信号の座標を示し、コンステレーションは点（Ｉ
ｓ，Ｑｓ）の集合を示す。コンステレーションの各象限
は複素平面の原点から離れた”隅”を有する。この原点
を隅に接続するセグメントは対角線を形成し、これは位
相誤差の計算のために次に用いられる。
【００２２】このモードで、コンステレーションの回転
が実行される。周波数推定器は推定器入力信号が”コン
ステレーションの象限の隅に類似”するとすぐに、コン
ステレーションが９０゜以内に対して正しい（ｒｉｇｈ
ｔ）と見なされるとすぐに動作するように設定され
る。”コンステレーションの象限の隅に類似”という表
現は受信された点が十分なパワー（コンステレーション
の点のパワーは複素平面の原点からのこの点の距離と比
例する）を有し、それが対角線の近傍にあることを意味
する。同様に、”正しいと見なされる”という表現は等
化器の出力に局部的に現れた点が理想的な点又はコンス
テレーションのパターンに重なるという意味である。受
信された信号とコンステレーションの理想の隅との間の
位相誤差の測定は周波数推定器５によりなされ、ループ
フィルタ８に伝送される。隅に関する位相誤差はＮの連
続するサンプルで各成分Ｉ，Ｑに対して計算され、Ｎは
例えば１０に等しい整数である。
【００２３】アルゴリズムの収束はＮ個の値を適応させ
ることにより加速される。詳細には、用いられたアルゴ
リズムが周波数の理想的な値に向かって収束するとき
に、及びそれ故にコンステレーションの回転は減少す
る。周波数推定器のトリガリングは信号が９０゜の残り
の回転をなされるために要求されるより大きな時間のた
めに、より頻繁ではなくなる。故に位相誤差収集ウイン
ドウを増加する、即ちパラメータＮを増加することが可
能である。
【００２４】上記のように、この第一のモードにより、
等化器は再帰適応フィルタの係数にのみ適応する。ルー
プフィルタ８のアキュムレータ８０の安定化の後にトリ
ガーされた動作の第二のモードで、位相推定器６は周波
数推定器５の代わりをする。それで、スイッチ７の出力
に接続されるのは位相推定器６の出力である。動作のこ
の第二のモードにより等化器３は再帰適応フィルタ１４
の係数にのみ、なお適応する。位相の推定はコンステレ
ーションの隅でのみ可能である。位相の推定はＭ点のコ
ンステレーションでなされ、Ｍは例えば２０に等しい。
【００２５】動作のこの第二のモードは周波数推定器か
ら位相推定器へスイッチングするときに急な遷移を減少
すること及び誤ってラッチすることを回避することを可
能にする。詳細には、受信された点は収集ゾーンでまれ
であり、この場合には周波数推定器はしばしば更新され
ることはない。この状況でこの推定器の相対的な非常な
安定性は収束が得られ、誤ったラッチが生ずるという考
えに導く。
【００２６】好ましくは動作の第二のモードの終わり
で、即ち該Ｍ点の処理の後に、キャリアの位相は信号が
位相推定器から発生することを恒久的に可能にすること
により精密にトラックされる。位相推定の結果により、
キャリア回復プロセスは動作の第二のモードから動作の
第一のモードへの一以上の戻りを許容する。
【００２７】動作の第三のモードは動作の第二のモード
に続く。この第三のモードはブラインドモードの信号等
化位相が直接適応フィルタの係数に適応し、また再帰適
応フィルタの係数にも適応することが第二のモードと異
なる。動作の第三のモードは等化器３の入力で、コンス
テレーションの回転を安定することを可能にするという
利点を有する。この動作の第三のモードはまた等化器３
の出力でエコーによるタスクの集中を可能にする。動作
の第三のモードはコンステレーションの全ての点Ｐ、即
ち例えば２５６点で動作する。
【００２８】タスクの大きさが十分減少されたときに、
動作の第四のモードが動作の第三のモードに続く。この
第四のモードはブラインドモードで等化器の動作をもは
や用いず、決定フィードバックモードを用いる。スイッ
チ１３から出る信号は加算器１１から発生する信号では
なく決定器１２から発生する信号である。決定器１２は
コンステレーションを網目状にする（ｍｅｓｈｉｎｇ）
ように決定することを可能にする。直交成分Ｉ，Ｑによ
り決定される複素平面はＰ個の隣接するゾーンにデコン
ポジションされ、各ゾーンは不一致ΔＩ及び不一致ΔＱ
によりコンステレーションＩｉ，Ｑｉ（ｉ＝１，
２，．．．，Ｐ）の理想的な点の周囲で決定される。故
に、ゾーンＺｉ（ｉ＝１，２，．．．，Ｐ）は
【００２９】
【数１】
【００３０】との間で変動する振幅の成分Ｉ及び
【００３１】
【数２】
【００３２】との間で変動する振幅の成分Ｑにより決定
される。動作の第四のモードにより、直交信号Ｉ，Ｑの
値がゾーンＺｉに入るときに、決定器はそれぞれの理想
値Ｉｉ，Ｑｉをこれらの信号に割り当てる。決定フィー
ドバックモードは位相変調を完全に除去することを可能
にする。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による受信信号に対して装置の概略を示
す図である。
【符号の説明】
１ 復調器 ２ キャリア回復ループ ３ 等化器 ４ 混合器 ５ 周波数推定器 ６ 位相推定器 ７ スイッチ ８ ループフィルタ ９ 位相シフタ １０ 直接適応フィルタ １１ 加算器 １２ 決定器 １３ 第一のスイッチ １４ 再帰適応フィルタ １５ 誤差計算回路 １６ 第二のスイッチ Ｅ１，Ｅ２ 入力 ８０ アキュムレータ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 パトリク ロペス フランス国，35450 リーヴル エス／シ ャンジュオン，リュ・ピエール・デュ・コ ロンビエ 30−３ (72)発明者 シルヴァン シュヴロ フランス国，35000 レンヌ，スクワー ル・デュ・ルワ・アルテュール ９

Claims (9)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 信号のキャリア周波数を推定する段階と
    周波数推定段階に続いてこの信号と関連する位相を推定
    する段階とを有する受信信号に対するキャリア回復処理
    方法であって、 − 周波数推定段階中に、信号等化段階がなされ、その
    間に直接適応フィルタ（１０）及び再帰適応フィルタ
    （１４）からなる等化器（３）が再帰適応フィルタ（１
    ４）の係数にのみ適応し、 − 位相推定段階中に、等化器（３）は再帰適応フィル
    タ（１４）の係数のみに所定の時間適応を続ける各段階
    がおこなわれることを特徴とするキャリア回復処理方
    法。
  2. 【請求項２】 再帰適応フィルタ（１４）の係数の等化
    器（３）による等化に続いて、信号等化段階がなされ、
    その間に、該等化器（３）は直接適応フィルタ（１０）
    の係数に適応し、また再帰適応フィルタ（１４）の係数
    に適応することを特徴とする請求項１記載の処理方法。
  3. 【請求項３】 周波数推定段階は周波数推定器（５）に
    より受信された点が用いられた変調スキームを表すコン
    ステレーションの所定の理想的な点に対応するときにト
    リガーされ、該理想の点はコンステレーションのパター
    ンの間に含まれ、獲得領域に位置し、該獲得領域は原点
    に対しかなりの距離にあることにより特徴づけられ、ゾ
    ーンを囲む該点に対してコンステレーションの原点を対
    角線接続により辿られることを特徴とする請求項１又は
    ２記載の処理方法。
  4. 【請求項４】 周波数推定は該コンステレーションの受
    信された信号を表す点と該対角線との間の角度距離に対
    応する位相差の測定によりなされることを特徴とする請
    求項１乃至３のうちいずれか１項記載の方法。
  5. 【請求項５】 周波数推定段階中に、変調器（１）に対
    するキャリア周波数誤差を得るアキュムレータ（８０）
    の更新は受信されたＮ個の連続する点とそれに対応する
    該理想の点との間の位相不一致の測定に続いてなされる
    ことを特徴とする請求項１乃至４のうちいずれか１項記
    載の方法。
  6. 【請求項６】 周波数推定段階中の等化段階及び／又は
    位相推定段階中の信号等化段階は一定モジュラス又はＣ
    ＭＡ型のブラインド又はアルゴリズム自動回復によりな
    されることを特徴とする請求項２乃至５のうちいずれか
    １項記載の方法
  7. 【請求項７】 周波数推定段階中のアルゴリズムの収束
    は測定の数Ｎを増加することにより加速される請求項６
    記載の方法。
  8. 【請求項８】 位相推定段階中になされた該等化段階は
    受信されたＭ点（Ｍは所定の整数）に関する位相誤差の
    推定の後に開始されることを特徴とする請求項２乃至７
    のうちいずれか１項記載の方法。
  9. 【請求項９】 位相推定のために用いられたアルゴリズ
    ムの収束が達成されたときに直接適応フィルタ（１０）
    及び再帰適応フィルタ（１４）は決定フィードバックア
    ルゴリズムにより測定された誤差の計算により適合され
    ることを特徴とする請求項２乃至８のうちいずれか１項
    記載の方法。
JP34097299A 1998-12-04 1999-11-30 信号キャリア回復処理方法 Expired - Fee Related JP4315549B2 (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
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