JP2000236201A - スプリアス低減回路 - Google Patents
スプリアス低減回路Info
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- H01P1/201—Filters for transverse electromagnetic waves
- H01P1/203—Strip line filters
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- H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
- H03H7/01—Frequency selective two-port networks
- H03H7/17—Structural details of sub-circuits of frequency selective networks
- H03H7/1741—Comprising typical LC combinations, irrespective of presence and location of additional resistors
- H03H7/1791—Combined LC in shunt or branch path
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 スプリアス低減回路に関し、主信号をロスさ
せずにスプリアス成分の輻射／混入を有効に抑圧するこ
とを課題とする。 【解決手段】 主信号線路１に対して抵抗Ｒと主信号周
波数ｆr で並列共振となるＬＣ並列回路２とからなる直
列回路を並列に接続すると共に、前記ＬＣ並列回路２に
対してスプリアス周波数ｆs で直列共振となるＬＣ直列
回路３を並列に接続する。主信号ｆr に対してはＬＣ並
列回路２の並列共振によりｂ点がハイインピーダンスと
なる結果、ａ点からは抵抗Ｒが見えなくなり、よって主
信号線路１には何の影響も与えない。それ以外の周波数
の信号成分については、ｂ点のインピーダンスが下がる
結果、ａ点を通過する際に抵抗Ｒによる減衰を受ける。
特にスプリアス周波数ｆs に対してはＬＣ直列回路３の
直列共振によりｂ点が等価的に接地状態となる結果、ａ
点を通過するスプリアス成分は抵抗Ｒにより十分な減衰
を受ける。
せずにスプリアス成分の輻射／混入を有効に抑圧するこ
とを課題とする。 【解決手段】 主信号線路１に対して抵抗Ｒと主信号周
波数ｆr で並列共振となるＬＣ並列回路２とからなる直
列回路を並列に接続すると共に、前記ＬＣ並列回路２に
対してスプリアス周波数ｆs で直列共振となるＬＣ直列
回路３を並列に接続する。主信号ｆr に対してはＬＣ並
列回路２の並列共振によりｂ点がハイインピーダンスと
なる結果、ａ点からは抵抗Ｒが見えなくなり、よって主
信号線路１には何の影響も与えない。それ以外の周波数
の信号成分については、ｂ点のインピーダンスが下がる
結果、ａ点を通過する際に抵抗Ｒによる減衰を受ける。
特にスプリアス周波数ｆs に対してはＬＣ直列回路３の
直列共振によりｂ点が等価的に接地状態となる結果、ａ
点を通過するスプリアス成分は抵抗Ｒにより十分な減衰
を受ける。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はスプリアス低減回路
に関し、更に詳しくは無線通信装置（移動局，基地局，
多重無線局等）における送／受信無線高周波部（ＲＦ
部，ＩＦ部等）の主信号回路に設けられてスプリアス
（不要波）の輻射／混入を抑圧可能なスプリアス低減回
路に関する。
に関し、更に詳しくは無線通信装置（移動局，基地局，
多重無線局等）における送／受信無線高周波部（ＲＦ
部，ＩＦ部等）の主信号回路に設けられてスプリアス
（不要波）の輻射／混入を抑圧可能なスプリアス低減回
路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図７，図８は従来技術を説明する図
（１），（２）で、図７は従来の無線通信装置の一部構
成（無線高周波部）を示している。送信高周波部１０に
おいて、入力の送信ベースバンド信号はＱＰＳＫ方式等
による変調器（ＭＯＤ）１１でＩＦ信号に変調され、Ｉ
Ｆアンプ（ＩＦＡ）１２で振幅増幅され、ＩＦフィルタ
（ＩＦＦ）１３で所要帯域幅のＩＦ信号が抽出される。
更にＲＦミキサ１４でＲＦ信号にアップコンバートさ
れ、ＲＦフィルタ（ＲＦＦ）１５で所要帯域幅のＲＦ信
号ｆt が抽出され、ハイパワーアンプ（ＨＰＡ）１６で
電力増幅され、そして、アンテン共用部（Ｃ）４２を介
してアンテナ４１より送信される。
（１），（２）で、図７は従来の無線通信装置の一部構
成（無線高周波部）を示している。送信高周波部１０に
おいて、入力の送信ベースバンド信号はＱＰＳＫ方式等
による変調器（ＭＯＤ）１１でＩＦ信号に変調され、Ｉ
Ｆアンプ（ＩＦＡ）１２で振幅増幅され、ＩＦフィルタ
（ＩＦＦ）１３で所要帯域幅のＩＦ信号が抽出される。
更にＲＦミキサ１４でＲＦ信号にアップコンバートさ
れ、ＲＦフィルタ（ＲＦＦ）１５で所要帯域幅のＲＦ信
号ｆt が抽出され、ハイパワーアンプ（ＨＰＡ）１６で
電力増幅され、そして、アンテン共用部（Ｃ）４２を介
してアンテナ４１より送信される。
【０００３】一方、アンテナ４１からの受信ＲＦ信号は
アンテン共用部４２を介して受信高周波部２０に導か
れ、低雑音アンプ（ＬＮＡ）２１で増幅され、ＲＦフィ
ルタ（ＲＦＦ）２２で所要帯域幅のＲＦ信号ｆr が抽出
される。更にＲＦミキサ２３でＩＦ信号にダウンコンバ
ートされ、ＩＦフィルタ（ＩＦＦ）２４，２６で所要帯
域幅のＩＦ信号が抽出されると共に、ＩＦアンプ（ＩＦ
Ａ）２５，２７及び自動利得制御回路（ＡＧＣ）２９を
使用したフィードバックループにより信号振幅が一定と
なる様に増幅され、ＱＰＳＫ方式等による復調器（ＤＥ
Ｍ）２８で受信ベースバンド信号に復調される。
アンテン共用部４２を介して受信高周波部２０に導か
れ、低雑音アンプ（ＬＮＡ）２１で増幅され、ＲＦフィ
ルタ（ＲＦＦ）２２で所要帯域幅のＲＦ信号ｆr が抽出
される。更にＲＦミキサ２３でＩＦ信号にダウンコンバ
ートされ、ＩＦフィルタ（ＩＦＦ）２４，２６で所要帯
域幅のＩＦ信号が抽出されると共に、ＩＦアンプ（ＩＦ
Ａ）２５，２７及び自動利得制御回路（ＡＧＣ）２９を
使用したフィードバックループにより信号振幅が一定と
なる様に増幅され、ＱＰＳＫ方式等による復調器（ＤＥ
Ｍ）２８で受信ベースバンド信号に復調される。
【０００４】ところで、一般に無線装置は同一筐体内に
複数のローカル発振器やミキサを内蔵しており、ここか
らｌ，ｍ，ｎ倍波の組み合わせ（混変調歪み）に起因す
るスプリアスｆs が発生する。これを抑制するために、
送／受信部及び可能なら各ＲＦ／ＩＦ部を夫々独立した
モジュールとして組み上げると共に、夫々に十分な電磁
シールドを施し、更にＩＦ−ＲＦ部間の主信号を同軸線
等で接続することが行われるが、基本的にはスプリアス
をその発生元及び混入口で抑制することが好ましい。
複数のローカル発振器やミキサを内蔵しており、ここか
らｌ，ｍ，ｎ倍波の組み合わせ（混変調歪み）に起因す
るスプリアスｆs が発生する。これを抑制するために、
送／受信部及び可能なら各ＲＦ／ＩＦ部を夫々独立した
モジュールとして組み上げると共に、夫々に十分な電磁
シールドを施し、更にＩＦ−ＲＦ部間の主信号を同軸線
等で接続することが行われるが、基本的にはスプリアス
をその発生元及び混入口で抑制することが好ましい。
【０００５】従来は、図示の如く、送信側ではＲＦミキ
サ１４とＨＰＡ１６との間にＲＦフィルタ１５を設け、
所要帯域幅のＲＦ信号ｆt を抽出すると共に、スプリア
スｆ s の輻射を抑圧していた。また受信側ではＬＮＡ２
１とＲＦミキサ２３との間にＲＦフィルタ２２を設け、
所要帯域幅のＲＦ信号ｆr を抽出すると共に、スプリア
スｆs の混入を抑圧していた。
サ１４とＨＰＡ１６との間にＲＦフィルタ１５を設け、
所要帯域幅のＲＦ信号ｆt を抽出すると共に、スプリア
スｆ s の輻射を抑圧していた。また受信側ではＬＮＡ２
１とＲＦミキサ２３との間にＲＦフィルタ２２を設け、
所要帯域幅のＲＦ信号ｆr を抽出すると共に、スプリア
スｆs の混入を抑圧していた。
【０００６】図８は従来のＲＦフィルタ（回路構成は送
／受信部に共通）を示す図で、図８（Ａ）は集中定数回
路素子による構成例を示している。ここでは、ＬＣ直列
回路（Ｌ1 ，Ｃ1 ）及びＬＣ並列回路（Ｌ2 ，Ｃ2 ）に
よりバンドパスフィルタを構成すると共に、主信号線路
のＩＮ〜ＯＵＴ間に２段分のバンドパスフィルタをカス
コード接続により挿入し、２次のバンドパスフィルタを
構成している。従って、所要帯域幅の主信号のみを通過
させ、それ以外の周波数のＲＦ信号（スプリアス）は通
過させない。
／受信部に共通）を示す図で、図８（Ａ）は集中定数回
路素子による構成例を示している。ここでは、ＬＣ直列
回路（Ｌ1 ，Ｃ1 ）及びＬＣ並列回路（Ｌ2 ，Ｃ2 ）に
よりバンドパスフィルタを構成すると共に、主信号線路
のＩＮ〜ＯＵＴ間に２段分のバンドパスフィルタをカス
コード接続により挿入し、２次のバンドパスフィルタを
構成している。従って、所要帯域幅の主信号のみを通過
させ、それ以外の周波数のＲＦ信号（スプリアス）は通
過させない。
【０００７】図８（Ｂ）は分布定数的要素による構成例
を示しており、ここでは、図示の如く、背面に接地導体
５２を有するＧａＡｓや溶融シリカ等の誘電体基板５１
上で、主信号波長λに対応する長さλ／２の各ストリッ
プ線５４，５５をＩＮ，ＯＵＴの各伝送線５３，５６の
間に挟み込み、夫々をエッジで電磁結合させている。係
る構成では、長さλ／２のストリップ線５４，５５が主
信号周波数に対する共振器として動作するため、バンド
パスフィルタとなっている。従って、所要帯域幅の主信
号のみを通過させ、それ以外の周波数のＲＦ信号（スプ
リアス）は通過させない。
を示しており、ここでは、図示の如く、背面に接地導体
５２を有するＧａＡｓや溶融シリカ等の誘電体基板５１
上で、主信号波長λに対応する長さλ／２の各ストリッ
プ線５４，５５をＩＮ，ＯＵＴの各伝送線５３，５６の
間に挟み込み、夫々をエッジで電磁結合させている。係
る構成では、長さλ／２のストリップ線５４，５５が主
信号周波数に対する共振器として動作するため、バンド
パスフィルタとなっている。従って、所要帯域幅の主信
号のみを通過させ、それ以外の周波数のＲＦ信号（スプ
リアス）は通過させない。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかし、上記図８
（Ａ）に示す如く主信号線路にＬＣ直並列回路を挿入す
る方式であると、実際上，主信号線路にはインダクタン
スＬ1 ，Ｌ2 と共に抵抗やコンダクタンス成分が挿入さ
れる形となるため、主信号のロスが大きくなる。
（Ａ）に示す如く主信号線路にＬＣ直並列回路を挿入す
る方式であると、実際上，主信号線路にはインダクタン
スＬ1 ，Ｌ2 と共に抵抗やコンダクタンス成分が挿入さ
れる形となるため、主信号のロスが大きくなる。
【０００９】また、上記図８（Ｂ）に示す如く主信号線
路に長さλ／２の共振線路５４，５５を介在させる方式
であると、該共振線路における導体損αC ，誘電損
αD ，放射損αR 等により主信号のロスが大きくなる。
特にこの場合は、周波数が３０〜４０ＧＨｚと高くなる
と、共振線路５４，５５からの放射損αR が無視できな
くなり、元々高くないＱが更に低下して共振器としての
役目を果たさなくなる。
路に長さλ／２の共振線路５４，５５を介在させる方式
であると、該共振線路における導体損αC ，誘電損
αD ，放射損αR 等により主信号のロスが大きくなる。
特にこの場合は、周波数が３０〜４０ＧＨｚと高くなる
と、共振線路５４，５５からの放射損αR が無視できな
くなり、元々高くないＱが更に低下して共振器としての
役目を果たさなくなる。
【００１０】このため、従来の無線高周波装置では、そ
の送信側ではロスが大きく、利得及び消費電力の性能が
低下し、また受信側では雑音指数や利得の性能が低下す
ると言う問題があった。
の送信側ではロスが大きく、利得及び消費電力の性能が
低下し、また受信側では雑音指数や利得の性能が低下す
ると言う問題があった。
【００１１】本発明は上記従来技術の問題点に鑑み成さ
れたもので、その目的とする所は、主信号をロスさせず
にスプリアス成分の輻射／混入を有効に抑圧可能なスプ
リアス低減回路を提供することにある。
れたもので、その目的とする所は、主信号をロスさせず
にスプリアス成分の輻射／混入を有効に抑圧可能なスプ
リアス低減回路を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】上記の課題は例えば図１
の構成により解決される。即ち、本発明（１）のスプリ
アス低減回路は、主信号線路１に対して抵抗Ｒと主信号
周波数ｆr で並列共振となるＬＣ並列回路２とからなる
直列回路を並列に接続すると共に、前記ＬＣ並列回路２
に対してスプリアス周波数ｆs で直列共振となるＬＣ直
列回路３を並列に接続したものである。
の構成により解決される。即ち、本発明（１）のスプリ
アス低減回路は、主信号線路１に対して抵抗Ｒと主信号
周波数ｆr で並列共振となるＬＣ並列回路２とからなる
直列回路を並列に接続すると共に、前記ＬＣ並列回路２
に対してスプリアス周波数ｆs で直列共振となるＬＣ直
列回路３を並列に接続したものである。
【００１３】本発明（１）においては、主信号線路１に
対して抵抗Ｒと主信号周波数ｆr で並列共振となるＬＣ
並列回路２とからなる直列回路を並列に接続した構成に
より、主信号周波数ｆr に対してはＬＣ並列回路２の並
列共振によりｂ点がハイインピーダンス状態となる結
果、ａ点からは抵抗Ｒが見えなくなり、よって主信号線
路１には何の影響も与えない。またＩＮ−ＯＵＴ間で直
結する主信号線路１にはロスが無いので、主信号はその
まま整合負荷に入力する。一方、それ以外の周波数の信
号成分については、ｂ点のインピーダンスが下がる結
果、ａ点を通過する際に抵抗Ｒによる減衰を受ける。即
ち、この回路は所要帯域幅の主信号のみをロスさせずに
通過させるバンドパスフィルタとして動作する。この場
合に、ＬＣ並列回路２には高いＱが得られるので、主信
号成分を効率良く抽出できる。
対して抵抗Ｒと主信号周波数ｆr で並列共振となるＬＣ
並列回路２とからなる直列回路を並列に接続した構成に
より、主信号周波数ｆr に対してはＬＣ並列回路２の並
列共振によりｂ点がハイインピーダンス状態となる結
果、ａ点からは抵抗Ｒが見えなくなり、よって主信号線
路１には何の影響も与えない。またＩＮ−ＯＵＴ間で直
結する主信号線路１にはロスが無いので、主信号はその
まま整合負荷に入力する。一方、それ以外の周波数の信
号成分については、ｂ点のインピーダンスが下がる結
果、ａ点を通過する際に抵抗Ｒによる減衰を受ける。即
ち、この回路は所要帯域幅の主信号のみをロスさせずに
通過させるバンドパスフィルタとして動作する。この場
合に、ＬＣ並列回路２には高いＱが得られるので、主信
号成分を効率良く抽出できる。
【００１４】更に本発明（１）においては、上記ＬＣ並
列回路２に対してスプリアス周波数ｆs で直列共振とな
るＬＣ直列回路３を並列に接続した構成により、特にス
プリアス周波数ｆs に対してはＬＣ直列回路３の直列共
振によりｂ点が等価的に接地状態となる結果、ａ点を通
過するスプリアス成分は抵抗Ｒにより十分な減衰を受け
る。かくして、本発明（１）によれば、主信号をロスさ
せずにスプリアスの輻射／混入を有効に抑圧できる。
列回路２に対してスプリアス周波数ｆs で直列共振とな
るＬＣ直列回路３を並列に接続した構成により、特にス
プリアス周波数ｆs に対してはＬＣ直列回路３の直列共
振によりｂ点が等価的に接地状態となる結果、ａ点を通
過するスプリアス成分は抵抗Ｒにより十分な減衰を受け
る。かくして、本発明（１）によれば、主信号をロスさ
せずにスプリアスの輻射／混入を有効に抑圧できる。
【００１５】なお、ＬＣ並列回路２は、主信号周波数ｆ
r に対して並列共振特性を示すものであればどの様な回
路構成でも良く、図示の回路には限定されない。またＬ
Ｃ直列回路３はスプリアス周波数ｆs に対して直列共振
特性を示すものであればどの様な回路構成でも良く、図
示の回路には限定されない。
r に対して並列共振特性を示すものであればどの様な回
路構成でも良く、図示の回路には限定されない。またＬ
Ｃ直列回路３はスプリアス周波数ｆs に対して直列共振
特性を示すものであればどの様な回路構成でも良く、図
示の回路には限定されない。
【００１６】好ましくは本発明（２）においては、上記
本発明（１）において、ＬＣ並列回路２に代えて、主信
号周波数ｆr に対する波長λr の１／４の長さの先端短
絡分布定数線路４を設けたものである。
本発明（１）において、ＬＣ並列回路２に代えて、主信
号周波数ｆr に対する波長λr の１／４の長さの先端短
絡分布定数線路４を設けたものである。
【００１７】本発明（２）においては、長さλr ／４の
先端短絡分布定数線路（スタブ）４をｂ点で見ると主信
号周波数ｆr に関しては開放端に見えるので、これを主
信号線路１に接続しても影響を与えない。一方、それ以
外の周波数の信号成分については、ｂ点のインピーダン
スが下がる結果、ａ点を通過する際に抵抗Ｒによる減衰
を受ける。従って、マイクロ波帯でも上記ＬＣ並列回路
２と同様の作用、効果が得られる。
先端短絡分布定数線路（スタブ）４をｂ点で見ると主信
号周波数ｆr に関しては開放端に見えるので、これを主
信号線路１に接続しても影響を与えない。一方、それ以
外の周波数の信号成分については、ｂ点のインピーダン
スが下がる結果、ａ点を通過する際に抵抗Ｒによる減衰
を受ける。従って、マイクロ波帯でも上記ＬＣ並列回路
２と同様の作用、効果が得られる。
【００１８】また好ましくは本発明（２）においては、
上記本発明（１）又は（２）において、ＬＣ直列回路３
に代えて、スプリアス周波数ｆs に対する波長λs の１
／４の長さの先端開放分布定数線路（スタブ）５を設け
たものである。
上記本発明（１）又は（２）において、ＬＣ直列回路３
に代えて、スプリアス周波数ｆs に対する波長λs の１
／４の長さの先端開放分布定数線路（スタブ）５を設け
たものである。
【００１９】本発明（３）においては、長さλs ／４の
先端開放分布定数線路（スタブ）５をｂ点で見るとスプ
リアス周波数ｆs に関しては接地端に見えるので、ａ点
を通過するスプリアス信号成分は抵抗Ｒによる十分な減
衰を受ける。従って、マイクロ波帯でも上記ＬＣ直列回
路３と同様の作用、効果が得られる。
先端開放分布定数線路（スタブ）５をｂ点で見るとスプ
リアス周波数ｆs に関しては接地端に見えるので、ａ点
を通過するスプリアス信号成分は抵抗Ｒによる十分な減
衰を受ける。従って、マイクロ波帯でも上記ＬＣ直列回
路３と同様の作用、効果が得られる。
【００２０】
【発明の実施の形態】以下、添付図面に従って本発明に
好適なる複数の実施の形態を詳細に説明する。なお、全
図を通して同一符号は同一又は相当部分を示すものとす
る。
好適なる複数の実施の形態を詳細に説明する。なお、全
図を通して同一符号は同一又は相当部分を示すものとす
る。
【００２１】図２は第１の実施の形態による無線高周波
装置を説明する図で、スプリアス低減回路を集中定数回
路素子で構成した場合を示している。図において、１５
´，２２´は上記図７のＲＦフィルタ１５，２２の代わ
りに設けられたスプリアス低減回路である。他の構成に
ついては上記図７で述べたものと同様で良い。
装置を説明する図で、スプリアス低減回路を集中定数回
路素子で構成した場合を示している。図において、１５
´，２２´は上記図７のＲＦフィルタ１５，２２の代わ
りに設けられたスプリアス低減回路である。他の構成に
ついては上記図７で述べたものと同様で良い。
【００２２】送信側のスプリアス低減回路１５´におい
て、ＲＦミキサ１４の出力端とＨＰＡ１６の入力端との
間は例えば特性インピーダンス５０Ωの伝送線（主信号
ライン）で整合接続されており、よって主信号ｆt に対
するロスは生じない。この主信号ラインに対して、抵抗
Ｒと、Ｌt Ｃt 並列回路とからなる直列回路を並列に接
続し、ここでＬt , Ｃt は主信号の送信周波数ｆt で並
列共振（Ｚt ≒∞）となる様に選ばれている｛ｆt ＝１
／２π√（Ｌt Ｃt ）｝。またこのＬt Ｃt 並列回路に
対してはＬs Ｃs 直列回路を並列に接続し、ここでＬ
s , Ｃs はスプリアス周波数ｆs で直列共振（ＺS ≒
０）となる様に選ばれている｛ｆs ＝１／２π√（Ｌs
Ｃs ）｝。
て、ＲＦミキサ１４の出力端とＨＰＡ１６の入力端との
間は例えば特性インピーダンス５０Ωの伝送線（主信号
ライン）で整合接続されており、よって主信号ｆt に対
するロスは生じない。この主信号ラインに対して、抵抗
Ｒと、Ｌt Ｃt 並列回路とからなる直列回路を並列に接
続し、ここでＬt , Ｃt は主信号の送信周波数ｆt で並
列共振（Ｚt ≒∞）となる様に選ばれている｛ｆt ＝１
／２π√（Ｌt Ｃt ）｝。またこのＬt Ｃt 並列回路に
対してはＬs Ｃs 直列回路を並列に接続し、ここでＬ
s , Ｃs はスプリアス周波数ｆs で直列共振（ＺS ≒
０）となる様に選ばれている｛ｆs ＝１／２π√（Ｌs
Ｃs ）｝。
【００２３】従って、送信周波数ｆt の送信信号につい
ては、Ｌt , Ｃt の並列共振によりＢ点のインピーダン
スが十分に高いため、Ａ点からは抵抗Ｒが見えなくな
り、送信信号ｆt は減衰を受けずに主信号ラインを通過
する。一方、スプリアス信号成分ｆs （≠ｆt ）につい
ては、Ｌs , Ｃs の直列共振によりＢ点が等価的に接地
状態となるため、スプリアス信号成分ｆs は抵抗Ｒによ
り十分な減衰を受ける。従って、このスプリアス低減回
路１５´によれば、送信信号ｆt を減衰させずに、スプ
リアス信号成分ｆs の輻射を十分に抑圧できる。
ては、Ｌt , Ｃt の並列共振によりＢ点のインピーダン
スが十分に高いため、Ａ点からは抵抗Ｒが見えなくな
り、送信信号ｆt は減衰を受けずに主信号ラインを通過
する。一方、スプリアス信号成分ｆs （≠ｆt ）につい
ては、Ｌs , Ｃs の直列共振によりＢ点が等価的に接地
状態となるため、スプリアス信号成分ｆs は抵抗Ｒによ
り十分な減衰を受ける。従って、このスプリアス低減回
路１５´によれば、送信信号ｆt を減衰させずに、スプ
リアス信号成分ｆs の輻射を十分に抑圧できる。
【００２４】受信側のスプリアス低減回路２２´におい
て、ＬＮＡ２１の出力端とＲＦミキサ２３の入力端との
間は例えば特性インピーダンス５０Ωの伝送線（主信号
ライン）で整合接続されており、よって主信号ｆr に対
するロスは生じない。この主信号ラインに対して、抵抗
Ｒと、Ｌr Ｃr 並列回路とからなる直列回路を並列に接
続し、ここで、Ｌr , Ｃr は主信号の受信周波数ｆr で
並列共振（Ｚr ≒∞）となる様に選ばれている｛ｆr ＝
１／２π√（Ｌr Ｃr ）｝。またこのＬr Ｃr並列回路
に対してはＬs Ｃs 直列回路を並列に接続し、ここで、
Ｌs , Ｃs はスプリアス周波数ｆs で直列共振（ＺS ≒
０）となる様に選ばれている｛ｆs ＝１／２π√（Ｌs
Ｃs ）｝。
て、ＬＮＡ２１の出力端とＲＦミキサ２３の入力端との
間は例えば特性インピーダンス５０Ωの伝送線（主信号
ライン）で整合接続されており、よって主信号ｆr に対
するロスは生じない。この主信号ラインに対して、抵抗
Ｒと、Ｌr Ｃr 並列回路とからなる直列回路を並列に接
続し、ここで、Ｌr , Ｃr は主信号の受信周波数ｆr で
並列共振（Ｚr ≒∞）となる様に選ばれている｛ｆr ＝
１／２π√（Ｌr Ｃr ）｝。またこのＬr Ｃr並列回路
に対してはＬs Ｃs 直列回路を並列に接続し、ここで、
Ｌs , Ｃs はスプリアス周波数ｆs で直列共振（ＺS ≒
０）となる様に選ばれている｛ｆs ＝１／２π√（Ｌs
Ｃs ）｝。
【００２５】従って、受信周波数ｆr の受信信号につい
ては、Ｌr , Ｃr の並列共振によりＤ点のインピーダン
スが十分に高いため、Ｃ点からは抵抗Ｒが見えなくな
り、受信信号ｆr は減衰を受けずに主信号ラインを通過
する。一方、スプリアス信号成分ｆs （≠ｆr ）につい
ては、Ｄ点が等価的に接地状態となるため、スプリアス
信号成分ｆs は抵抗Ｒにより十分な減衰を受ける。従っ
て、このスプリアス低減回路２２´によれば、受信信号
ｆr を減衰させずに、スプリアス信号ｆs の混入を十分
に抑圧できる。
ては、Ｌr , Ｃr の並列共振によりＤ点のインピーダン
スが十分に高いため、Ｃ点からは抵抗Ｒが見えなくな
り、受信信号ｆr は減衰を受けずに主信号ラインを通過
する。一方、スプリアス信号成分ｆs （≠ｆr ）につい
ては、Ｄ点が等価的に接地状態となるため、スプリアス
信号成分ｆs は抵抗Ｒにより十分な減衰を受ける。従っ
て、このスプリアス低減回路２２´によれば、受信信号
ｆr を減衰させずに、スプリアス信号ｆs の混入を十分
に抑圧できる。
【００２６】なお、抵抗Ｒの値を選択又は可変とするこ
とによりスプリアス成分の減衰量を所望に変更できる。
とによりスプリアス成分の減衰量を所望に変更できる。
【００２７】図３は第２の実施の形態による無線高周波
装置を説明する図で、上記図２のＬＣ並列回路に代え
て、長さλ／４の先端短絡分布定数線路（スタブ）を使
用した場合を示している。他の構成については上記図２
で述べたものと同様で良い。
装置を説明する図で、上記図２のＬＣ並列回路に代え
て、長さλ／４の先端短絡分布定数線路（スタブ）を使
用した場合を示している。他の構成については上記図２
で述べたものと同様で良い。
【００２８】送信側のスプリアス低減回路１５´におい
て、スタブ１７は送信信号波長λtに対して長さλt ／
４の分布定数線路からなっており、その一端が接地され
ている。従って、送信周波数ｆt の送信信号について
は、スタブ１７の作用によりＢ点が開放に見えるため、
Ａ点からは抵抗Ｒが見えなくなり、送信信号ｆt は減衰
を受けずに主信号ラインを通過する。一方、スプリアス
信号成分ｆs （≠ｆt ）については、Ｌs , Ｃs の直列
共振によりＢ点が等価的に接地状態となるため、スプリ
アス信号成分ｆs は抵抗Ｒにより十分な減衰を受ける。
て、スタブ１７は送信信号波長λtに対して長さλt ／
４の分布定数線路からなっており、その一端が接地され
ている。従って、送信周波数ｆt の送信信号について
は、スタブ１７の作用によりＢ点が開放に見えるため、
Ａ点からは抵抗Ｒが見えなくなり、送信信号ｆt は減衰
を受けずに主信号ラインを通過する。一方、スプリアス
信号成分ｆs （≠ｆt ）については、Ｌs , Ｃs の直列
共振によりＢ点が等価的に接地状態となるため、スプリ
アス信号成分ｆs は抵抗Ｒにより十分な減衰を受ける。
【００２９】受信側のスプリアス低減回路２２´におい
て、スタブ３１は受信信号波長λrに対して長さλr ／
４の分布定数線路からなっており、その一端が接地され
ている。従って、受信周波数ｆr の受信信号について
は、スタブ３１の作用によりＤ点が開放に見えるため、
Ｃ点からは抵抗Ｒが見えなくなり、受信信号ｆr は減衰
を受けずに主信号ラインを通過する。一方、スプリアス
信号成分ｆs （≠ｆt ）については、Ｌs , Ｃs の直列
共振によりＤ点が等価的に接地状態となるため、スプリ
アス信号成分ｆs は抵抗Ｒにより十分な減衰を受ける。
て、スタブ３１は受信信号波長λrに対して長さλr ／
４の分布定数線路からなっており、その一端が接地され
ている。従って、受信周波数ｆr の受信信号について
は、スタブ３１の作用によりＤ点が開放に見えるため、
Ｃ点からは抵抗Ｒが見えなくなり、受信信号ｆr は減衰
を受けずに主信号ラインを通過する。一方、スプリアス
信号成分ｆs （≠ｆt ）については、Ｌs , Ｃs の直列
共振によりＤ点が等価的に接地状態となるため、スプリ
アス信号成分ｆs は抵抗Ｒにより十分な減衰を受ける。
【００３０】図４は第３の実施の形態による無線高周波
装置を説明する図で、上記図２のＬＣ直列回路に代え
て、長さλ／４の先端開放分布定数線路（スタブ）を使
用した場合を示している。他の構成については上記図２
で述べたものと同様で良い。
装置を説明する図で、上記図２のＬＣ直列回路に代え
て、長さλ／４の先端開放分布定数線路（スタブ）を使
用した場合を示している。他の構成については上記図２
で述べたものと同様で良い。
【００３１】送信側のスプリアス低減回路１５´におい
て、スタブ１８はスプリアス信号波長λs に対して長さ
λs ／４の分布定数線路からなっており、その一端が開
放されている。従って、スプリアス信号成分ｆs につい
ては、スタブ１８の作用によりＢ点が等価的に接地状態
となるため、スプリアス信号成分ｆs は抵抗Ｒにより十
分な減衰を受ける。
て、スタブ１８はスプリアス信号波長λs に対して長さ
λs ／４の分布定数線路からなっており、その一端が開
放されている。従って、スプリアス信号成分ｆs につい
ては、スタブ１８の作用によりＢ点が等価的に接地状態
となるため、スプリアス信号成分ｆs は抵抗Ｒにより十
分な減衰を受ける。
【００３２】受信側のスプリアス低減回路２２´におい
て、スタブ３２はスプリアス信号波長λs に対して長さ
λs ／４の分布定数線路からなっており、その一端が開
放されている。従って、スプリアス信号成分ｆs につい
ては、スタブ３２の作用によりＤ点が等価的に接地状態
となるため、スプリアス信号成分ｆs は抵抗Ｒにより十
分な減衰を受ける。
て、スタブ３２はスプリアス信号波長λs に対して長さ
λs ／４の分布定数線路からなっており、その一端が開
放されている。従って、スプリアス信号成分ｆs につい
ては、スタブ３２の作用によりＤ点が等価的に接地状態
となるため、スプリアス信号成分ｆs は抵抗Ｒにより十
分な減衰を受ける。
【００３３】図５，図６は第４の実施の形態による無線
高周波装置を説明する図（１），（２）で、上記図２の
ＬＣ並列回路及びＬＣ直列回路に代えて、夫々に長さλ
／４の分布定数線路（スタブ）を使用した場合を示して
いる。他の構成については上記図２で述べたものと同様
で良い。
高周波装置を説明する図（１），（２）で、上記図２の
ＬＣ並列回路及びＬＣ直列回路に代えて、夫々に長さλ
／４の分布定数線路（スタブ）を使用した場合を示して
いる。他の構成については上記図２で述べたものと同様
で良い。
【００３４】図５の送信側のスプリアス低減回路１５´
において、スタブ１７は送信信号波長λt に対して長さ
λt ／４の分布定数線路からなっており、その一端が接
地されている。従って、送信周波数ｆt の送信信号につ
いては、スタブ１７の作用によりＢ点が開放状態に見え
るため、Ａ点からは抵抗Ｒが見えなくなり、送信信号ｆ
t は減衰を受けずに主信号ラインを通過する。またスタ
ブ１８はスプリアス信号波長λs に対して長さλs ／４
の分布定数線路からなっており、その一端が開放されて
いる。従って、スプリアス信号成分ｆs については、ス
タブ１８の作用によりＢ点が等価的に接地状態となるた
め、スプリアス信号成分ｆs は抵抗Ｒにより十分な減衰
を受ける。
において、スタブ１７は送信信号波長λt に対して長さ
λt ／４の分布定数線路からなっており、その一端が接
地されている。従って、送信周波数ｆt の送信信号につ
いては、スタブ１７の作用によりＢ点が開放状態に見え
るため、Ａ点からは抵抗Ｒが見えなくなり、送信信号ｆ
t は減衰を受けずに主信号ラインを通過する。またスタ
ブ１８はスプリアス信号波長λs に対して長さλs ／４
の分布定数線路からなっており、その一端が開放されて
いる。従って、スプリアス信号成分ｆs については、ス
タブ１８の作用によりＢ点が等価的に接地状態となるた
め、スプリアス信号成分ｆs は抵抗Ｒにより十分な減衰
を受ける。
【００３５】受信側のスプリアス低減回路２２´におい
て、スタブ３１は受信信号波長λrに対して長さλr ／
４の分布定数線路からなっており、その一端が接地され
ている。従って、受信周波数ｆr の受信信号について
は、スタブ３１の作用によりＤ点が開放状態に見えるた
め、Ｃ点からは抵抗Ｒが見えなくなり、受信信号ｆr は
減衰を受けずに主信号ラインを通過する。またスタブ３
２はスプリアス信号波長λs に対して長さλs ／４の分
布定数線路からなっており、その一端が開放されてい
る。従って、スプリアス信号成分ｆs については、スタ
ブ３２の作用によりＤ点が等価的に接地状態となるた
め、スプリアス信号成分ｆs は抵抗Ｒにより十分な減衰
を受ける。
て、スタブ３１は受信信号波長λrに対して長さλr ／
４の分布定数線路からなっており、その一端が接地され
ている。従って、受信周波数ｆr の受信信号について
は、スタブ３１の作用によりＤ点が開放状態に見えるた
め、Ｃ点からは抵抗Ｒが見えなくなり、受信信号ｆr は
減衰を受けずに主信号ラインを通過する。またスタブ３
２はスプリアス信号波長λs に対して長さλs ／４の分
布定数線路からなっており、その一端が開放されてい
る。従って、スプリアス信号成分ｆs については、スタ
ブ３２の作用によりＤ点が等価的に接地状態となるた
め、スプリアス信号成分ｆs は抵抗Ｒにより十分な減衰
を受ける。
【００３６】図６は図５のスプリアス低減回路２２´に
ついてのコンピュータシミュレーションによるＳ特性を
示している。例えば受信周波数ｆr ＝２．１ＧＨｚ帯と
した場合に、通過損失Ｓ21は約−０．１ｄＢと極めて低
損失が得られている。一方、帯域外減衰量は例えば４．
５ＧＨｚ付近で約−１５ｄＢとなっている。
ついてのコンピュータシミュレーションによるＳ特性を
示している。例えば受信周波数ｆr ＝２．１ＧＨｚ帯と
した場合に、通過損失Ｓ21は約−０．１ｄＢと極めて低
損失が得られている。一方、帯域外減衰量は例えば４．
５ＧＨｚ付近で約−１５ｄＢとなっている。
【００３７】なお、スタブ１７，１８，３１，３２の線
路幅を変更すれば、該スタブにおける損失（導体損等）
が変わるので、この方法によってもスプリアス低減回路
の減衰特性を可変にできる。
路幅を変更すれば、該スタブにおける損失（導体損等）
が変わるので、この方法によってもスプリアス低減回路
の減衰特性を可変にできる。
【００３８】また、上記各実施の形態では主信号ライン
に単一のスプリアス低減回路１５´，２２´を設けた場
合を述べたが、更に大きな帯域外減衰量を必要とする様
な場合には、上記スプリアス低減回路を多段（カスコー
ド）接続する事により、所要の減衰特性が得られる。
に単一のスプリアス低減回路１５´，２２´を設けた場
合を述べたが、更に大きな帯域外減衰量を必要とする様
な場合には、上記スプリアス低減回路を多段（カスコー
ド）接続する事により、所要の減衰特性が得られる。
【００３９】また、上記各実施の形態では基板の背面に
接地導体を有し、かつ基板の表面に単一のストリップ導
体を備える通常のマイクロストリップ線路への適用例を
述べたが、これに限らない。本発明はこれと同類又は変
種のサスペンデッドマイクロストリップ，逆形マイクロ
ストリップ，結合マイクロストリップ，スロットライ
ン，コプラナーストリップライン，コプラナーライン等
の各種ストリップ線路にも適用できる。
接地導体を有し、かつ基板の表面に単一のストリップ導
体を備える通常のマイクロストリップ線路への適用例を
述べたが、これに限らない。本発明はこれと同類又は変
種のサスペンデッドマイクロストリップ，逆形マイクロ
ストリップ，結合マイクロストリップ，スロットライ
ン，コプラナーストリップライン，コプラナーライン等
の各種ストリップ線路にも適用できる。
【００４０】また、上記本発明に好適なる複数の実施の
形態を述べたが、本発明思想を逸脱しない範囲内で各部
の構成及びこれらの組合せの様々な変更が行えることは
言うまでも無い。
形態を述べたが、本発明思想を逸脱しない範囲内で各部
の構成及びこれらの組合せの様々な変更が行えることは
言うまでも無い。
【００４１】
【発明の効果】以上述べた如く本発明によれば、主信号
をロスさせずにスプリアス成分の輻射／混入を有効に抑
圧でき、無線通信装置の通信品質向上に寄与する所が極
めて大きい。
をロスさせずにスプリアス成分の輻射／混入を有効に抑
圧でき、無線通信装置の通信品質向上に寄与する所が極
めて大きい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の原理を説明する図である。
【図２】第１の実施の形態による無線高周波装置を説明
する図である。
する図である。
【図３】第２の実施の形態による無線高周波装置を説明
する図である。
する図である。
【図４】第３の実施の形態による無線高周波装置を説明
する図である。
する図である。
【図５】第４の実施の形態による無線高周波装置を説明
する図（１）である。
する図（１）である。
【図６】第４の実施の形態による無線高周波装置を説明
する図（２）である。
する図（２）である。
【図７】従来技術を説明する図（１）である。
【図８】従来技術を説明する図（２）である。
１０ 送信高周波部 １１ 変調器（ＭＯＤ） １２ ＩＦアンプ（ＩＦＡ） １３ ＩＦフィルタ（ＩＦＦ） １４ ＲＦミキサ １５ ＲＦフィルタ １５´ スプリアス低減回路 １６ ハイパワーアンプ ２０ 受信高周波部 ２１ 低雑音アンプ（ＬＮＡ） ２２ ＲＦフィルタ（ＲＦＦ） ２２´ スプリアス低減回路 ２３ ＲＦミキサ ２４，２６ ＩＦフィルタ（ＩＦＦ） ２５，２７ ＩＦアンプ（ＩＦＡ） ２８ 復調器（ＤＥＭ） ２９ 自動利得制御回路（ＡＧＣ） ４１ アンテナ ４２ アンテナ共用部（Ｃ）
Claims (3)
- 【請求項１】 主信号線路に対して抵抗と主信号周波数
で並列共振となるＬＣ並列回路とからなる直列回路を並
列に接続すると共に、前記ＬＣ並列回路に対してスプリ
アス周波数で直列共振となるＬＣ直列回路を並列に接続
したことを特徴とするスプリアス低減回路。 - 【請求項２】 ＬＣ並列回路に代えて、主信号周波数に
対する波長の１／４の長さの先端短絡分布定数線路を設
けたことを特徴とする請求項１に記載のスプリアス低減
回路。 - 【請求項３】 ＬＣ直列回路に代えて、スプリアス周波
数に対する波長の１／４の長さの先端開放分布定数線路
を設けたことを特徴とする請求項１又は２に記載のスプ
リアス低減回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11036623A JP2000236201A (ja) | 1999-02-16 | 1999-02-16 | スプリアス低減回路 |
| US09/480,737 US6512427B2 (en) | 1999-02-16 | 2000-01-10 | Spurious signal reduction circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11036623A JP2000236201A (ja) | 1999-02-16 | 1999-02-16 | スプリアス低減回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000236201A true JP2000236201A (ja) | 2000-08-29 |
Family
ID=12474955
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11036623A Withdrawn JP2000236201A (ja) | 1999-02-16 | 1999-02-16 | スプリアス低減回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6512427B2 (ja) |
| JP (1) | JP2000236201A (ja) |
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| DE10201435B4 (de) * | 2002-01-16 | 2010-04-08 | Epcos Ag | Schaltungsanordnung mit einem Antenneneingang |
| DE10201433B4 (de) * | 2002-01-16 | 2010-04-15 | Epcos Ag | Schaltungsanordnung, Schaltmodul mit der Schaltungsanordnung und Verwendung des Schaltmoduls |
| JP2010199855A (ja) * | 2009-02-24 | 2010-09-09 | Furukawa Electric Co Ltd:The | フィルタ回路 |
| US8116046B2 (en) | 2002-10-02 | 2012-02-14 | Epcos Ag | Circuit arrangement that includes a device to protect against electrostatic discharge |
| JP2012134607A (ja) * | 2010-12-20 | 2012-07-12 | Mitsubishi Electric Corp | 高周波吸収回路、多段高周波吸収回路 |
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| US20050059371A1 (en) * | 2001-09-28 | 2005-03-17 | Christian Block | Circuit arrangement, switching module comprising said circuit arrangement and use of switching module |
| US7342470B2 (en) * | 2001-11-02 | 2008-03-11 | Fred Bassali | Circuit board microwave filters |
| FR2838889B1 (fr) * | 2002-04-23 | 2004-07-09 | Thomson Licensing Sa | Filtre passe-bande ultra-selectif large bande en technologie hybride |
| JP3705257B2 (ja) * | 2002-08-30 | 2005-10-12 | 株式会社村田製作所 | 並列多段型帯域通過フィルタ |
| US20050232346A1 (en) * | 2004-04-16 | 2005-10-20 | Riggsby Robert R | Device including an equalizer and an amplification chain for broadband integrated circuit applications |
| KR20060005925A (ko) * | 2004-07-14 | 2006-01-18 | 에스케이 텔레콤주식회사 | Ｔｄｄ방식과 ｏｆｄｍ 변조 방식을 이용하는 이동통신망의 ｒｆ 중계기에서 전송 신호를 분리하는 스위칭타이밍 신호 생성 방법 및 시스템 |
| US7548138B2 (en) * | 2005-09-29 | 2009-06-16 | Intel Corporation | Compact integration of LC resonators |
| JP4628991B2 (ja) * | 2006-05-10 | 2011-02-09 | 富士通コンポーネント株式会社 | 分布定数型フィルタ装置 |
| US20090027141A1 (en) * | 2007-06-22 | 2009-01-29 | Taiyo Yuden Co., Ltd. | Filter circuit, filter circuit device, multilayered circuit board, and circuit module each including the filter circuit |
| JP4605404B2 (ja) * | 2007-11-12 | 2011-01-05 | Ｔｄｋ株式会社 | 電子部品 |
| DE102008017881B9 (de) | 2008-04-09 | 2012-11-08 | Andrew Wireless Systems Gmbh | TDD-Repeater für ein Drahtlos-Netz und Verfahren zum Betrieb eines solchen Repeaters |
| US7834814B2 (en) * | 2008-06-25 | 2010-11-16 | Nokia Corporation | Antenna arrangement |
| JP2013055835A (ja) * | 2011-09-06 | 2013-03-21 | Sony Corp | 給電装置、電子機器および給電システム |
| CN103259501B (zh) * | 2013-05-31 | 2016-06-29 | 电子科技大学 | 一种通信系统用带阻滤波器 |
| CN109889193A (zh) * | 2019-02-27 | 2019-06-14 | 中国电子科技集团公司第二十六研究所 | 抑制低鉴相频率锁相环的鉴相泄露杂散的环路滤波电路 |
Family Cites Families (7)
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|---|---|---|---|---|
| FR868344A (fr) * | 1940-12-26 | 1941-12-27 | Telefunken Gmbh | Filtre pour supprimer une bande latérale |
| GB1450931A (en) * | 1973-01-17 | 1976-09-29 | Ass Elect Ind | Frequency selective damping circuits for use in ac power systems |
| JPS5814766B2 (ja) | 1977-10-01 | 1983-03-22 | 富士通株式会社 | リジェクタ回路 |
| SU1334224A1 (ru) * | 1985-04-09 | 1987-08-30 | Предприятие П/Я Р-6208 | Вентиль на сосредоточенных элементах |
| AR241567A1 (es) * | 1985-07-24 | 1992-08-31 | Siemens Ag | Disposicion de circuito para suprimir señales de perturbacion sobre el ramal receptor de un circuito de conexion de abonado construido. |
| US5023866A (en) * | 1987-02-27 | 1991-06-11 | Motorola, Inc. | Duplexer filter having harmonic rejection to control flyback |
| JPH01144824A (ja) | 1987-12-01 | 1989-06-07 | Fujitsu Ltd | 中間周波高調波によるスプリアス低減回路 |
-
1999
- 1999-02-16 JP JP11036623A patent/JP2000236201A/ja not_active Withdrawn
-
2000
- 2000-01-10 US US09/480,737 patent/US6512427B2/en not_active Expired - Fee Related
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
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