JP2000252939A - 信号を処理する方法および信号処理回路 - Google Patents
信号を処理する方法および信号処理回路Info
- Publication number
- JP2000252939A JP2000252939A JP2000044327A JP2000044327A JP2000252939A JP 2000252939 A JP2000252939 A JP 2000252939A JP 2000044327 A JP2000044327 A JP 2000044327A JP 2000044327 A JP2000044327 A JP 2000044327A JP 2000252939 A JP2000252939 A JP 2000252939A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- signal
- nyquist band
- sampling
- inverting
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 238000012545 processing Methods 0.000 title claims description 25
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 11
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims abstract description 38
- 238000001914 filtration Methods 0.000 abstract description 3
- 238000013519 translation Methods 0.000 description 7
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 6
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 4
- 238000013461 design Methods 0.000 description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 2
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 2
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 239000000969 carrier Substances 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 238000010295 mobile communication Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/26—Circuits for superheterodyne receivers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 効率的なフィルタリング回路を提供する信号
処理手段を提供する。 【解決手段】 あるサンプリング周波数で信号をサンプ
リングするステップを含む信号を処理する方法である。
そのサンプリング間隔における離散的時間成分が生成さ
れる。離散的時間成分の交番するものを反転させること
で、ナイキストバンドの一方の部分にあるサンプルされ
た信号の周波数成分をナイキストバンドの他方の部分に
移す（トランスレートする）。離散的時間成分の交番す
るものを反転させるステップは、サンプリング周波数の
半分の周波数であって、サンプリング間隔における離散
的時間成分を有する基準信号とサンプルされた信号とを
乗算するステップを含む。この方法を具現化するための
回路も開示する。
処理手段を提供する。 【解決手段】 あるサンプリング周波数で信号をサンプ
リングするステップを含む信号を処理する方法である。
そのサンプリング間隔における離散的時間成分が生成さ
れる。離散的時間成分の交番するものを反転させること
で、ナイキストバンドの一方の部分にあるサンプルされ
た信号の周波数成分をナイキストバンドの他方の部分に
移す（トランスレートする）。離散的時間成分の交番す
るものを反転させるステップは、サンプリング周波数の
半分の周波数であって、サンプリング間隔における離散
的時間成分を有する基準信号とサンプルされた信号とを
乗算するステップを含む。この方法を具現化するための
回路も開示する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ナイキストサンプ
ルバンド内の周波数のトランスレーションに係り、これ
に限定されるものでないが、特に、通信システムの受信
機または送信機における周波数のトランスレーションに
関する。
ルバンド内の周波数のトランスレーションに係り、これ
に限定されるものでないが、特に、通信システムの受信
機または送信機における周波数のトランスレーションに
関する。
【０００２】
【従来の技術】送信機および受信機がデジタル的に構成
される、従来のアームストロングスーパーヘテロダイン
アプローチに対する実用的な代替手段としてのソフトウ
ェアデファインド無線送受信機の出現は、受信機のアー
キテクチャのさらなる離散的デジタルドメインへの移動
が見られてきた。
される、従来のアームストロングスーパーヘテロダイン
アプローチに対する実用的な代替手段としてのソフトウ
ェアデファインド無線送受信機の出現は、受信機のアー
キテクチャのさらなる離散的デジタルドメインへの移動
が見られてきた。
【０００３】マルチキャリア通信システムにおいて、フ
ィルタは、システムにより使用される各キャリア周波数
に対して必要とされる。各フィルタは、サンプリング周
波数の下半分に位置するサンプル周波数スペクトルの一
部であるナイキストバンドにある中心周波数を有する。
通信システムによりサポートされる必要があるキャリア
周波数、即ちチャネルの数が増大すると、ナイキストバ
ンド中の異なる中心周波数を有することが必要とされる
フィルタの数が増大する。
ィルタは、システムにより使用される各キャリア周波数
に対して必要とされる。各フィルタは、サンプリング周
波数の下半分に位置するサンプル周波数スペクトルの一
部であるナイキストバンドにある中心周波数を有する。
通信システムによりサポートされる必要があるキャリア
周波数、即ちチャネルの数が増大すると、ナイキストバ
ンド中の異なる中心周波数を有することが必要とされる
フィルタの数が増大する。
【０００４】明らかに、ナイキストバンド中の周波数ス
ペクトルは、所定のサンプルレートに対して固定であ
る。したがって、通信システムの正しい動作を補償する
ために、使用されるキャリア周波数の数が増大すると、
使用されるフィルタの設計は、正確に定義された下側お
よび上側のカットオフ周波数を伴う非常に正確な帯域幅
を有しなければならない。
ペクトルは、所定のサンプルレートに対して固定であ
る。したがって、通信システムの正しい動作を補償する
ために、使用されるキャリア周波数の数が増大すると、
使用されるフィルタの設計は、正確に定義された下側お
よび上側のカットオフ周波数を伴う非常に正確な帯域幅
を有しなければならない。
【０００５】トレンドは、絶えず増大する関連する帯域
幅と共に、デジタルドメインにおける送信機および受信
機の無限化に向かっており、アナログからデジタルへの
ドメイン変換およびデジタルからアナログへのドメイン
変換を提供する回路における増大させた柔軟性に対する
需要がある。したがって、回路のコストは、異なる中心
周波数おいて高度に調節された多数のフィルタを提供す
る必要性のために、回路のコストは増大する。フィルタ
の具現化に必要とされる回路を最小化する手段を提供す
ることが望まれている。
幅と共に、デジタルドメインにおける送信機および受信
機の無限化に向かっており、アナログからデジタルへの
ドメイン変換およびデジタルからアナログへのドメイン
変換を提供する回路における増大させた柔軟性に対する
需要がある。したがって、回路のコストは、異なる中心
周波数おいて高度に調節された多数のフィルタを提供す
る必要性のために、回路のコストは増大する。フィルタ
の具現化に必要とされる回路を最小化する手段を提供す
ることが望まれている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】したがって、本発明の
目的は、効率的なフィルタリング回路を提供する信号処
理手段を提供することである。
目的は、効率的なフィルタリング回路を提供する信号処
理手段を提供することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、サンプ
リング間隔において離散的時間成分を生成するために、
サンプリング周波数において信号をサンプリングステッ
プと、ナイキストバンドの一方の部分におけるサンプル
された信号の周波数成分をナイキストバンドの他方の部
分におけるものに移す（トランスレートする）ために、
離散的時間成分の交番するものを反転させるステップを
含む信号を処理する方法が提供される。
リング間隔において離散的時間成分を生成するために、
サンプリング周波数において信号をサンプリングステッ
プと、ナイキストバンドの一方の部分におけるサンプル
された信号の周波数成分をナイキストバンドの他方の部
分におけるものに移す（トランスレートする）ために、
離散的時間成分の交番するものを反転させるステップを
含む信号を処理する方法が提供される。
【０００８】離散的時間成分の交番するものを反転させ
るステップは、サンプルされた信号に、サンプリング周
波数の半分の周波数かつサンプリング間隔の離散的時間
成分を有する基準信号を乗算するステップを含みうる。
るステップは、サンプルされた信号に、サンプリング周
波数の半分の周波数かつサンプリング間隔の離散的時間
成分を有する基準信号を乗算するステップを含みうる。
【０００９】ナイキストバンドの上側半分における周波
数成分は、ナイキストバンドの下側半分にトランスレー
トされることができ、またはナイキストバンドの下側半
分における周波数成分は、ナイキストバンドの上側半分
にトランスレートされうる。この方法は、反転させるス
テップを選択的にイネーブルするステップをさらに含む
ことができる。反転させるステップは、サンプルされた
信号の周波数が所定範囲にあることに応答して選択的に
イネーブルされることができる。
数成分は、ナイキストバンドの下側半分にトランスレー
トされることができ、またはナイキストバンドの下側半
分における周波数成分は、ナイキストバンドの上側半分
にトランスレートされうる。この方法は、反転させるス
テップを選択的にイネーブルするステップをさらに含む
ことができる。反転させるステップは、サンプルされた
信号の周波数が所定範囲にあることに応答して選択的に
イネーブルされることができる。
【００１０】複数の信号のそれぞれは、ナイキストバン
ド内のある周波数を有する可能性があり、反転させるス
テップは、複数のサンプルされた周波数に対して選択的
に実行される可能性があり、これらの信号のうちの選択
されたものの周波数成分は、ナイキストバンドの別の部
分にトランスレートされる。ナイキストバンドの上側半
分における周波数を有するこれらの信号は、ナイキスト
バンドの下側半分にトランスレートされることができ、
ナイキストバンドの下側半分における周波数を有する信
号は、ナイキストバンドの上側半分にトランスレートさ
れることができる。
ド内のある周波数を有する可能性があり、反転させるス
テップは、複数のサンプルされた周波数に対して選択的
に実行される可能性があり、これらの信号のうちの選択
されたものの周波数成分は、ナイキストバンドの別の部
分にトランスレートされる。ナイキストバンドの上側半
分における周波数を有するこれらの信号は、ナイキスト
バンドの下側半分にトランスレートされることができ、
ナイキストバンドの下側半分における周波数を有する信
号は、ナイキストバンドの上側半分にトランスレートさ
れることができる。
【００１１】また、本発明は、信号を受信するように接
続された入力回路、入力回路に接続されて、サンプリン
グ周波数において信号をサンプリングし、サンプリング
間隔において離散的時間成分を生成するサンプリング回
路、およびサンプルされた出力を受信するように接続さ
れて、離散的時間成分の交番するものを反転させ、ナイ
キストバンドの一方の部分におけるサンプルされた信号
の周波数成分がナイキストバンドの他方の部分にトラン
スレートされるようにする反転手段を含む信号処理回路
を提供する。
続された入力回路、入力回路に接続されて、サンプリン
グ周波数において信号をサンプリングし、サンプリング
間隔において離散的時間成分を生成するサンプリング回
路、およびサンプルされた出力を受信するように接続さ
れて、離散的時間成分の交番するものを反転させ、ナイ
キストバンドの一方の部分におけるサンプルされた信号
の周波数成分がナイキストバンドの他方の部分にトラン
スレートされるようにする反転手段を含む信号処理回路
を提供する。
【００１２】反転させる手段は、サンプルされた信号
を、サンプリング周波数の半分の周波数であってサンプ
リング間隔の離散的時間成分を有する基準信号と、乗算
するように接続されている乗算器を含むことができる。
ナイキストバンドの上側半分における周波数成分は、ナ
イキストバンドの下側半分にトランスレートされること
ができ、ナイキストバンドの下側半分の周波数成分はナ
イキストバンドの上側半分にトランスレートされること
ができる。
を、サンプリング周波数の半分の周波数であってサンプ
リング間隔の離散的時間成分を有する基準信号と、乗算
するように接続されている乗算器を含むことができる。
ナイキストバンドの上側半分における周波数成分は、ナ
イキストバンドの下側半分にトランスレートされること
ができ、ナイキストバンドの下側半分の周波数成分はナ
イキストバンドの上側半分にトランスレートされること
ができる。
【００１３】信号処理回路は、反転させる手段を選択的
にイネーブルするための選択回路をさらに含むことがで
きる。反転する手段は、サンプルされた信号の周波数が
所定範囲にあることに応答して、選択的にイネーブルさ
れうる。
にイネーブルするための選択回路をさらに含むことがで
きる。反転する手段は、サンプルされた信号の周波数が
所定範囲にあることに応答して、選択的にイネーブルさ
れうる。
【００１４】入力回路は、異なる周波数を有する複数の
信号を受信するように接続されうる。複数の信号の各々
は、ナイキストバンド内の周波数を有し、反転手段は、
複数の信号のうちの選択されたものの周波数成分がナイ
キストバンドの別の部分にトランスレートされるように
選択的にイネーブルされる。
信号を受信するように接続されうる。複数の信号の各々
は、ナイキストバンド内の周波数を有し、反転手段は、
複数の信号のうちの選択されたものの周波数成分がナイ
キストバンドの別の部分にトランスレートされるように
選択的にイネーブルされる。
【００１５】ナイキストバンドの上側半分における周波
数を有する信号は、ナイキストバンドの下側半分にトラ
ンスレートされることができ、ナイキストバンドの下側
半分における周波数を有する信号は、ナイキストバンド
の上側半分にトランスレートされることができる。
数を有する信号は、ナイキストバンドの下側半分にトラ
ンスレートされることができ、ナイキストバンドの下側
半分における周波数を有する信号は、ナイキストバンド
の上側半分にトランスレートされることができる。
【００１６】
【発明の実施の形態】図１において、移動体通信システ
ムの移動体局または基地局に何れかの受信機において使
用されるような、通常のアナログ／デジタルコンバータ
出力段の構成が示されている。アナログ／デジタルコン
バータは、アナログ入力インタフェースおよびコンバー
タアーキテクチャブロックにデジタル処理回路ブロック
４、および出力ラッチ６を含む。受信機は、フィルタブ
ロック１８も含む。
ムの移動体局または基地局に何れかの受信機において使
用されるような、通常のアナログ／デジタルコンバータ
出力段の構成が示されている。アナログ／デジタルコン
バータは、アナログ入力インタフェースおよびコンバー
タアーキテクチャブロックにデジタル処理回路ブロック
４、および出力ラッチ６を含む。受信機は、フィルタブ
ロック１８も含む。
【００１７】受信された信号は、アナログ入力インタフ
ェースおよびコンバータアーキテクチャブロックへのラ
イン８に提供され、そこで、デジタル受信信号に変換さ
れて、デジタル処理回路へのライン１０に出力される。
デジタル処理の後に、処理されたデジタル信号は、出力
ラッチへのライン１２に出力され、フィルタ段１８へ供
給される。アナログ入力インタフェースおよびコンバー
タアーキテクチャ２、および出力ラッチ６は、ライン１
４上のＣＬＯＣＫ信号の制御の下で共にクロックされ
る。したがって、ＣＬＯＣＫ信号は、システムのサンプ
リング周波数を設定する。
ェースおよびコンバータアーキテクチャブロックへのラ
イン８に提供され、そこで、デジタル受信信号に変換さ
れて、デジタル処理回路へのライン１０に出力される。
デジタル処理の後に、処理されたデジタル信号は、出力
ラッチへのライン１２に出力され、フィルタ段１８へ供
給される。アナログ入力インタフェースおよびコンバー
タアーキテクチャ２、および出力ラッチ６は、ライン１
４上のＣＬＯＣＫ信号の制御の下で共にクロックされ
る。したがって、ＣＬＯＣＫ信号は、システムのサンプ
リング周波数を設定する。
【００１８】出力ラッチ６は、複数のライン１６ａない
し１６ｎ上にデジタル信号を生成する。いずれのクロッ
クサンプルにおいても、複数のシグナルライン１６上の
値は、入力アナログ値を示す。
し１６ｎ上にデジタル信号を生成する。いずれのクロッ
クサンプルにおいても、複数のシグナルライン１６上の
値は、入力アナログ値を示す。
【００１９】ライン１６0ないし１６n-1は、一緒にグル
ープ化されて、２n個の個別の振幅の分解能で到来する
信号レベルを表示することを可能にする。１つよりも多
い到来信号がある場合、ライン１６0ないし１６n-1上の
サンプルされた値は、その時点における全ての到来信号
の和である。以下に説明するように、全ての入力値から
必要とされる信号を復元することが、後続のフィルタの
仕事である。
ープ化されて、２n個の個別の振幅の分解能で到来する
信号レベルを表示することを可能にする。１つよりも多
い到来信号がある場合、ライン１６0ないし１６n-1上の
サンプルされた値は、その時点における全ての到来信号
の和である。以下に説明するように、全ての入力値から
必要とされる信号を復元することが、後続のフィルタの
仕事である。
【００２０】この例において、８個のキャリア周波数が
あり、したがってフィルタ段１８は、８個のフィルタを
含み、それぞれが、８個のキャリア周波数のうちの１つ
に関連づけられており、それぞれが、信号ライン１６0
ないし１６n-1上のデジタル値を受信するように接続さ
れていると仮定される。フィルタブロック１８中の各フ
ィルタは、フィルタブロック出力２０1ないし２０8のう
ちの１つにフィルタされたデジタル信号を出力する。フ
ィルタブロック１８中の各フィルタは、複数のライン１
６上のｎビットデジタル信号に対応するｎビットデジタ
ル信号を出力する。したがって、フィルタブロック出力
２０1ないし２０8の各々は、ｎ個の信号ラインを含む。
あり、したがってフィルタ段１８は、８個のフィルタを
含み、それぞれが、８個のキャリア周波数のうちの１つ
に関連づけられており、それぞれが、信号ライン１６0
ないし１６n-1上のデジタル値を受信するように接続さ
れていると仮定される。フィルタブロック１８中の各フ
ィルタは、フィルタブロック出力２０1ないし２０8のう
ちの１つにフィルタされたデジタル信号を出力する。フ
ィルタブロック１８中の各フィルタは、複数のライン１
６上のｎビットデジタル信号に対応するｎビットデジタ
ル信号を出力する。したがって、フィルタブロック出力
２０1ないし２０8の各々は、ｎ個の信号ラインを含む。
【００２１】キャリア周波数の各々は、ナイキストサン
プリング基準を満足するために、デジタル化された受信
波形のサンプリング周波数の半分よりも低くなければな
らない。したがって、フィルタブロック１８中の８個の
フィルタの各々の中心周波数は、ナイキストバンド内に
なければならず、ナイキストバンドは、サンプリング周
波数の半分よりも低い周波数スペクトルである。図２
は、フィルタブロック１８中の８個のフィルタに対する
フィルタ周波数特性の割当てを示す。周波数ｆc1ないし
ｆc8は、８個のフィルタの各々の中心周波数を示し、周
波数ｆ8はサンプリング周波数である。
プリング基準を満足するために、デジタル化された受信
波形のサンプリング周波数の半分よりも低くなければな
らない。したがって、フィルタブロック１８中の８個の
フィルタの各々の中心周波数は、ナイキストバンド内に
なければならず、ナイキストバンドは、サンプリング周
波数の半分よりも低い周波数スペクトルである。図２
は、フィルタブロック１８中の８個のフィルタに対する
フィルタ周波数特性の割当てを示す。周波数ｆc1ないし
ｆc8は、８個のフィルタの各々の中心周波数を示し、周
波数ｆ8はサンプリング周波数である。
【００２２】図２から理解できるように、上側および下
側のカットオフ周波数は、フィルタブロック中の各々の
フィルタに対して非常に良く定義されていなければなら
ない。８個のフィルタの各々は、非常に良く定義されて
いなければならず、８個のコードに調節されたフィルタ
が必要とされる。必要とされるフィルタの数は、当然の
ことながら、可能性のあるキャリア周波数の数により定
義され、８個よりも大きい可能性がある。したがって、
キャリア周波数の数が大きくなると、受信機のコストお
よび設計の複雑さが増大する。
側のカットオフ周波数は、フィルタブロック中の各々の
フィルタに対して非常に良く定義されていなければなら
ない。８個のフィルタの各々は、非常に良く定義されて
いなければならず、８個のコードに調節されたフィルタ
が必要とされる。必要とされるフィルタの数は、当然の
ことながら、可能性のあるキャリア周波数の数により定
義され、８個よりも大きい可能性がある。したがって、
キャリア周波数の数が大きくなると、受信機のコストお
よび設計の複雑さが増大する。
【００２３】図３（ａ）は、時間領域における周波数ｆ
1の連続信号ｘ（ｔ）を示す。ここで、ｘ（ｔ）＝Ｃｏ
ｓ．（２．π．ｆ1．ｔ）である。周波数ドメインにお
ける同じ信号ｘ（ｔ）は、周波数ｆ1における単一周波
数成分により、図３（ｂ）に示されているように表すこ
とができる。
1の連続信号ｘ（ｔ）を示す。ここで、ｘ（ｔ）＝Ｃｏ
ｓ．（２．π．ｆ1．ｔ）である。周波数ドメインにお
ける同じ信号ｘ（ｔ）は、周波数ｆ1における単一周波
数成分により、図３（ｂ）に示されているように表すこ
とができる。
【００２４】サンプリング周波数ｆsにおいて、アナロ
グ／デジタルコンバータを使用して信号ｘ（ｔ）を離散
時間ドメインに変換すると、図４（ａ）に示されている
ような時間ドメイン応答を有する関数ｘ（ｎ）を生じ
る。ここで、ｘ（ｎ）＝Ｃｏｓ．（２．π．ｆ1．ｎ）
である。信号ｘ（ｎ）、Ｘ（ｆ）の周波数応答は、図４
（ｂ）に示されている。図４（ａ）に示されているよう
に、信号ｘ（ｎ）の周波数応答Ｘ（ｆ）は、周波数ｆ1
における単一周波数成分である。サンプリング周波数ｆ
sは、ナイキスト基準を満足するように選ばれ、即ち、
ｆsは、サンプルされる信号の周波数ｆ1の２倍よりも大
きくなければならない。この関係は、図４（ｂ）に示さ
れている。
グ／デジタルコンバータを使用して信号ｘ（ｔ）を離散
時間ドメインに変換すると、図４（ａ）に示されている
ような時間ドメイン応答を有する関数ｘ（ｎ）を生じ
る。ここで、ｘ（ｎ）＝Ｃｏｓ．（２．π．ｆ1．ｎ）
である。信号ｘ（ｎ）、Ｘ（ｆ）の周波数応答は、図４
（ｂ）に示されている。図４（ａ）に示されているよう
に、信号ｘ（ｎ）の周波数応答Ｘ（ｆ）は、周波数ｆ1
における単一周波数成分である。サンプリング周波数ｆ
sは、ナイキスト基準を満足するように選ばれ、即ち、
ｆsは、サンプルされる信号の周波数ｆ1の２倍よりも大
きくなければならない。この関係は、図４（ｂ）に示さ
れている。
【００２５】図５は、離散時間ドメイン信号ｇ（ｎ）を
示し、ここで、ｇ（ｎ）＝Ｃｏｓ．（２．π．ｆs／
２．ｎ）である。したがって、信号ｇ（ｎ）は、サンプ
リング周波数ｆsの半分の周波数を有する。
示し、ここで、ｇ（ｎ）＝Ｃｏｓ．（２．π．ｆs／
２．ｎ）である。したがって、信号ｇ（ｎ）は、サンプ
リング周波数ｆsの半分の周波数を有する。
【００２６】時間ドメインにおいて、信号ｘ（ｎ）に信
号ｇ（ｎ）をかけ算すると、図６（ａ）に示されている
離散時間ドレイン信号ｙ（ｎ）を得る。信号ｘ（ｎ）に
信号ｇ（ｎ）を時間ドメイン乗算する効果は、図６
（ａ）に示されているように、信号ｘ（ｎ）の違うサン
プル毎に反転させることである。
号ｇ（ｎ）をかけ算すると、図６（ａ）に示されている
離散時間ドレイン信号ｙ（ｎ）を得る。信号ｘ（ｎ）に
信号ｇ（ｎ）を時間ドメイン乗算する効果は、図６
（ａ）に示されているように、信号ｘ（ｎ）の違うサン
プル毎に反転させることである。
【００２７】Ｃｏｓ.Ａ.Ｃｏｓ.Ｂ＝０．５［Ｃｏｓ.
(Ａ＋Ｂ)＋Ｃｏｓ.(Ａ−Ｂ)］ の三角法恒等式を使用し
て、ｘ（ｎ）およびｇ（ｎ）の時間ドメイン乗算を展開
して、次式を得た。 y(n)＝[Cos.(2.π.f1.n)].[Cos.(2.π.fs/2.n)] ＝0.5Cos.(2.π.f1.n＋2.π.fs/2.n)＋0.5Cos.(2.π.f1.n−2.πfs/2.n) ＝0.5Cos(2.π.(f1＋fs/2).n＋0.5Cos.(2.π.(f1−fs/2).n)
(Ａ＋Ｂ)＋Ｃｏｓ.(Ａ−Ｂ)］ の三角法恒等式を使用し
て、ｘ（ｎ）およびｇ（ｎ）の時間ドメイン乗算を展開
して、次式を得た。 y(n)＝[Cos.(2.π.f1.n)].[Cos.(2.π.fs/2.n)] ＝0.5Cos.(2.π.f1.n＋2.π.fs/2.n)＋0.5Cos.(2.π.f1.n−2.πfs/2.n) ＝0.5Cos(2.π.(f1＋fs/2).n＋0.5Cos.(2.π.(f1−fs/2).n)
【００２８】このように、ｘ（ｎ）およびｙ（ｎ）の時
間ドメインにおける乗算は、周波数ドメインにおける和
および差の周波数成分を作り、図６（ｂ）に示されてい
るように離散周波数スペクトルＨ（ｆ）を得ることが分
かる。図６（ｂ）において分かるように、周波数スペク
トルは、２つの周波数成分を有する。周波数（ｆ1−ｆs
／２）におけるものおよび周波数（ｆ1＋ｆs／２）にお
けるものである。
間ドメインにおける乗算は、周波数ドメインにおける和
および差の周波数成分を作り、図６（ｂ）に示されてい
るように離散周波数スペクトルＨ（ｆ）を得ることが分
かる。図６（ｂ）において分かるように、周波数スペク
トルは、２つの周波数成分を有する。周波数（ｆ1−ｆs
／２）におけるものおよび周波数（ｆ1＋ｆs／２）にお
けるものである。
【００２９】図６（ｂ）において分かるように、周波数
（ｆ1＋ｆs／２）は、ナイキスト範囲の外側にあり、し
たがって、（ｆs／２−ｆ1）の周波数を等式化する（ｆ
s−（ｆ1＋ｆs／２））の周波数に対するナイキスト範
囲中に別名で戻される。時間ドメインにおけるｘ（ｎ）
とｇ（ｎ）との乗算により生成される周波数成分は、図
６（ｃ）に示されているように、周波数ドメインにおい
て表現することができる。
（ｆ1＋ｆs／２）は、ナイキスト範囲の外側にあり、し
たがって、（ｆs／２−ｆ1）の周波数を等式化する（ｆ
s−（ｆ1＋ｆs／２））の周波数に対するナイキスト範
囲中に別名で戻される。時間ドメインにおけるｘ（ｎ）
とｇ（ｎ）との乗算により生成される周波数成分は、図
６（ｃ）に示されているように、周波数ドメインにおい
て表現することができる。
【００３０】負の周波数は、１８０°位相シフトされた
正の周波数と考えることができるので、図６（ｃ）の２
つの周波数成分は、ベクトル的に加算されて、図６
（ｄ）に示されているように、同じ周波数の周波数成分
（ｆs／２−ｆ1）となる。周波数成分（ｆs／２−ｆ1）
は、（ｆs／２−ｆ1）で周波数トランスレートされたオ
リジナルの離散的時間ドメイン信号ｘ（ｎ）の周波数成
分ｆ1である。
正の周波数と考えることができるので、図６（ｃ）の２
つの周波数成分は、ベクトル的に加算されて、図６
（ｄ）に示されているように、同じ周波数の周波数成分
（ｆs／２−ｆ1）となる。周波数成分（ｆs／２−ｆ1）
は、（ｆs／２−ｆ1）で周波数トランスレートされたオ
リジナルの離散的時間ドメイン信号ｘ（ｎ）の周波数成
分ｆ1である。
【００３１】したがって、サンプリング周波数の半分の
周波数を有する離散ベクトル信号による離散的にサンプ
ルされた時間ドメイン信号の時間ドメインにおける乗算
は、離散的周波数ドメインにおける周波数トランスレー
ションとなることが分かった。この周波数トランスレー
ションの結果として、ナイキストバンドの上側半分にお
ける周波数は、ナイキストバンドの下側半分にトランス
レートされ、ナイキストバンドの下側半分の周波数は、
ナイキストバンドの上側半分にトランスレートされう
る。
周波数を有する離散ベクトル信号による離散的にサンプ
ルされた時間ドメイン信号の時間ドメインにおける乗算
は、離散的周波数ドメインにおける周波数トランスレー
ションとなることが分かった。この周波数トランスレー
ションの結果として、ナイキストバンドの上側半分にお
ける周波数は、ナイキストバンドの下側半分にトランス
レートされ、ナイキストバンドの下側半分の周波数は、
ナイキストバンドの上側半分にトランスレートされう
る。
【００３２】図６（ａ）の考察から、サンプリング周波
数の半分における離散ベクトルによるベクトルの乗算
は、オリジナルベクトルの違うサンプル毎の反転になる
ことが導き出される。したがって、以上に説明した乗算
の結果は、そのような反転により影響されうる。図７に
おいて、本発明による図１の受信機回路の具現化が示さ
れている。図１の構成要素と同じ図７中の構成要素は、
同様の参照番号により示されている。
数の半分における離散ベクトルによるベクトルの乗算
は、オリジナルベクトルの違うサンプル毎の反転になる
ことが導き出される。したがって、以上に説明した乗算
の結果は、そのような反転により影響されうる。図７に
おいて、本発明による図１の受信機回路の具現化が示さ
れている。図１の構成要素と同じ図７中の構成要素は、
同様の参照番号により示されている。
【００３３】図７において分かるように、図１の受信機
は、否定回路を使用することにより好ましくは具現化さ
れるインバータブロック２４の導入により修正されてい
る。インバータブロック２４は、ライン１２上でデジタ
ル処理回路４からのデジタル出力を受信する。インバー
タは、ライン２２上の信号ＨＥＴＥＲＯＤＹＮＥにより
制御される。ライン２２上の信号がセットされていない
場合、信号ライン１２上の値は、インバータの出力３２
において非反転状態で示される。ライン２２上の信号が
セットされている場合、信号ライン１２上の値は、イン
バータ２４の出力３２において反転状態で示される。
は、否定回路を使用することにより好ましくは具現化さ
れるインバータブロック２４の導入により修正されてい
る。インバータブロック２４は、ライン１２上でデジタ
ル処理回路４からのデジタル出力を受信する。インバー
タは、ライン２２上の信号ＨＥＴＥＲＯＤＹＮＥにより
制御される。ライン２２上の信号がセットされていない
場合、信号ライン１２上の値は、インバータの出力３２
において非反転状態で示される。ライン２２上の信号が
セットされている場合、信号ライン１２上の値は、イン
バータ２４の出力３２において反転状態で示される。
【００３４】信号ＨＥＴＥＲＯＤＹＮＥに応答してライ
ン１２上のバイナリー値を反転させるインバータ２４の
動作は、当業者により良く理解されるであろう。
ン１２上のバイナリー値を反転させるインバータ２４の
動作は、当業者により良く理解されるであろう。
【００３５】図７の受信機において、フィルタブロック
１８は、フィルタブロック１８中の４個のフィルタに対
応する４個の出力２１ないし２４（それぞれがｎビット
を含む）のみを有する。受信機は、以下に説明するよう
に、図１の受信機の８個のキャリア周波数を依然として
サポートすることができる。
１８は、フィルタブロック１８中の４個のフィルタに対
応する４個の出力２１ないし２４（それぞれがｎビット
を含む）のみを有する。受信機は、以下に説明するよう
に、図１の受信機の８個のキャリア周波数を依然として
サポートすることができる。
【００３６】図７の受信機は、離散的時間信号の違うサ
ンプル毎の反転は、サンプリング周波数の半分の周波数
における信号による乗算またはヘテロダイン化と同等で
ある。受信された信号がｆc1ないしｆc4のキャリア周波
数を有する場合、ライン２２上の信号ＨＥＴＥＲＯＤＹ
ＮＥはセットされず、キャリア周波数のうちの１つに関
連づけられた信号は、中心周波数ｆc1ないしｆc4を有す
るフィルタのうちの１つに対して、以前のものと同じ出
力ラッチ１８の出力２０１ないし２０４のうちの１つに
おいて提供される。
ンプル毎の反転は、サンプリング周波数の半分の周波数
における信号による乗算またはヘテロダイン化と同等で
ある。受信された信号がｆc1ないしｆc4のキャリア周波
数を有する場合、ライン２２上の信号ＨＥＴＥＲＯＤＹ
ＮＥはセットされず、キャリア周波数のうちの１つに関
連づけられた信号は、中心周波数ｆc1ないしｆc4を有す
るフィルタのうちの１つに対して、以前のものと同じ出
力ラッチ１８の出力２０１ないし２０４のうちの１つに
おいて提供される。
【００３７】キャリア周波数がｆc5ないしｆc8の周波数
を有する場合、ライン２２上の信号ＨＥＴＥＲＯＤＹＮ
Ｅは、違うサンプル毎にセットされ、インバータおよび
加算器は、デジタル処理回路４からの違うサンプル出力
毎にキャリア周波数を表すデジタル信号の２つの対にな
ったもののうちの一方を生成するように動作する。これ
は、信号の違うサンプル毎に反転させて、ナイキストバ
ンドの上側の半分からナイキストバンドの下側の半分へ
周波数トランスレーションを行う効果を有する。
を有する場合、ライン２２上の信号ＨＥＴＥＲＯＤＹＮ
Ｅは、違うサンプル毎にセットされ、インバータおよび
加算器は、デジタル処理回路４からの違うサンプル出力
毎にキャリア周波数を表すデジタル信号の２つの対にな
ったもののうちの一方を生成するように動作する。これ
は、信号の違うサンプル毎に反転させて、ナイキストバ
ンドの上側の半分からナイキストバンドの下側の半分へ
周波数トランスレーションを行う効果を有する。
【００３８】したがって、ｆc5，ｆc6，ｆc7，ｆc8のキ
ャリア周波数を有する信号は、それらが、ナイキストバ
ンドの下側半分において提供される４個のフィルタのう
ちの１つによりフィルタされ得るように、それぞれ
ｆc4，ｆc3，ｆc2，ｆc1の周波数にトランスレートされ
る。本発明を、ナイキストバンドの一方の半分から他方
の半分への周波数にトランスレートするために、適用さ
せることは、受信機における必要とされるフィルタの数
を半分に減少させることができる。
ャリア周波数を有する信号は、それらが、ナイキストバ
ンドの下側半分において提供される４個のフィルタのう
ちの１つによりフィルタされ得るように、それぞれ
ｆc4，ｆc3，ｆc2，ｆc1の周波数にトランスレートされ
る。本発明を、ナイキストバンドの一方の半分から他方
の半分への周波数にトランスレートするために、適用さ
せることは、受信機における必要とされるフィルタの数
を半分に減少させることができる。
【００３９】図８は図７の受信機に対する効率的な修正
を示す。図示されているように、Ｄタイプフリップフロ
ップ３０がさらに備えられている。フィリップフロップ
３０は、そのクロック入力においてクロック信号ＣＬＯ
ＣＫを受信するように構成されている。フリップフロッ
プのＱ出力は、ライン３２においてインバータ２４をイ
ネーブルするための入力を形成する。
を示す。図示されているように、Ｄタイプフリップフロ
ップ３０がさらに備えられている。フィリップフロップ
３０は、そのクロック入力においてクロック信号ＣＬＯ
ＣＫを受信するように構成されている。フリップフロッ
プのＱ出力は、ライン３２においてインバータ２４をイ
ネーブルするための入力を形成する。
【００４０】フリップフロップのＱバー出力は、フリッ
プフロップのＤ入力に接続されている。フリップフロッ
プ３０は、サンプルクロック（即ち、クロック信号ＣＬ
ＯＣＫ）を２で割るように、トグルモードにおいて構成
されている。インバータをイネーブルするためのライン
３２上の信号は、２個のサンプル毎に一度セットされ
る。即ち、インバータは違うサンプル毎にイネーブルさ
れる。
プフロップのＤ入力に接続されている。フリップフロッ
プ３０は、サンプルクロック（即ち、クロック信号ＣＬ
ＯＣＫ）を２で割るように、トグルモードにおいて構成
されている。インバータをイネーブルするためのライン
３２上の信号は、２個のサンプル毎に一度セットされ
る。即ち、インバータは違うサンプル毎にイネーブルさ
れる。
【００４１】回路に供給される信号ヘテロダインは、集
積回路パッケージの外部ピンに提供されることができ
る。代替的に、回路は、それから信号ヘテロダインが導
き出されるフラグを含むレジスタを含むことができる。
フラグをセットすることは、本発明の動作をイネーブル
する。受信機が、ナイキストバンドの下側半分における
キャリアが、上側半分にトランスレートされるように設
計されることが理解されるであろう。周波数ｆc3，
ｆc4，ｆc5，ｆc6におけるフィルタまたは周波数ｆc1，
ｆc2，ｆc7，ｆc8におけるフィルタが使用されるよう
に、いくつかの周波数が下側半分から上側半分にトラン
スレートされ、かついくつかの周波数が上側半分から下
側半分にトランスレートされるより複雑な構成も具現化
されうる。
積回路パッケージの外部ピンに提供されることができ
る。代替的に、回路は、それから信号ヘテロダインが導
き出されるフラグを含むレジスタを含むことができる。
フラグをセットすることは、本発明の動作をイネーブル
する。受信機が、ナイキストバンドの下側半分における
キャリアが、上側半分にトランスレートされるように設
計されることが理解されるであろう。周波数ｆc3，
ｆc4，ｆc5，ｆc6におけるフィルタまたは周波数ｆc1，
ｆc2，ｆc7，ｆc8におけるフィルタが使用されるよう
に、いくつかの周波数が下側半分から上側半分にトラン
スレートされ、かついくつかの周波数が上側半分から下
側半分にトランスレートされるより複雑な構成も具現化
されうる。
【００４２】ハイドロダイン化を達成するための２つの
対のうちの一方のスキームは、特に、デジタル受信機に
おいて有利である。これは、受信機が、優先的符号化お
よびラッチング回路を含むデジタル回路が既に備えられ
ているからである。本発明を具現化する必要な周波数ト
ランスレーションを実現するために必要とされる図１の
受信機のアーキテクチャに対する修正は、必要である場
合、現存するハードウェアのソフトウェア制御により達
成されうる。
対のうちの一方のスキームは、特に、デジタル受信機に
おいて有利である。これは、受信機が、優先的符号化お
よびラッチング回路を含むデジタル回路が既に備えられ
ているからである。本発明を具現化する必要な周波数ト
ランスレーションを実現するために必要とされる図１の
受信機のアーキテクチャに対する修正は、必要である場
合、現存するハードウェアのソフトウェア制御により達
成されうる。
【００４３】上述したスキームは、受信機中におけると
同様に送信機においても同様に適用可能であることが理
解されるであろう。本発明は、多数の周波数がナイキス
トバンドの上側半分および下側半分の両方に表れるいか
なる信号処理技術にも広く適用され、回路の複雑さおよ
びコストを低減することができる。
同様に送信機においても同様に適用可能であることが理
解されるであろう。本発明は、多数の周波数がナイキス
トバンドの上側半分および下側半分の両方に表れるいか
なる信号処理技術にも広く適用され、回路の複雑さおよ
びコストを低減することができる。
【００４４】本発明は、一般的なアナログ／デジタル時
間ドメインコンバータのデジタル出力段を修正すること
により、離散的時間周波数トランスレーション負担を制
御する手段をシステム設計者に提供する。
間ドメインコンバータのデジタル出力段を修正すること
により、離散的時間周波数トランスレーション負担を制
御する手段をシステム設計者に提供する。
【００４５】
【発明の効果】以上述べたように、本発明によれば、効
率的なフィルタリング回路を提供する信号処理手段を提
供することができる。
率的なフィルタリング回路を提供する信号処理手段を提
供することができる。
【図１】例示的な受信機における信号処理回路の一部の
基本構成要素を示す図。
基本構成要素を示す図。
【図２】図１の信号処理回路中のフィルタの周波数スペ
クトルの例を示す図。
クトルの例を示す図。
【図３】連続信号の時間および周波数表現を示す図。
【図４】図３の信号の離散的バージョンの時間および周
波数的表現を示す図。
波数的表現を示す図。
【図５】図４の信号のサンプリングレートの半分の周波
数での離散的時間ドメイン信号を示す図。
数での離散的時間ドメイン信号を示す図。
【図６】図４および図５の信号を乗算することにより生
成された信号の時間および周波数ドメインの表現を示す
図。
成された信号の時間および周波数ドメインの表現を示す
図。
【図７】本発明の原理により具現化される信号処理回路
の一部の基本構成要素を示す図。
の一部の基本構成要素を示す図。
【図８】本発明の原理による代替的な信号処理回路の一
部の基本構成要素を示す図。
部の基本構成要素を示す図。
２ アナログ入力インタフェースおよびコンバータアー
キテクチャ ４ デジタル処理回路 ６ 出力ラッチ １４ クロック １８ フィルタブロック ２２ ヘテロダイン ２４ インバータ ３０ フリップフロップ
キテクチャ ４ デジタル処理回路 ６ 出力ラッチ １４ クロック １８ フィルタブロック ２２ ヘテロダイン ２４ インバータ ３０ フリップフロップ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (71)出願人 596077259 600 Ｍｏｕｎｔａｉｎ Ａｖｅｎｕｅ, Ｍｕｒｒａｙ Ｈｉｌｌ， Ｎｅｗ Ｊｅ ｒｓｅｙ 07974−0636Ｕ．Ｓ．Ａ.
Claims (14)
- 【請求項１】 所定のサンプリング間隔での離散的時間
成分を生成するために、信号をサンプリング周波数でサ
ンプリングするステップと、 ナイキストバンドの一方の部分におけるサンプルされた
信号の周波数成分をナイキストバンドの他方の部分に移
すために、離散的時間成分の交番するものを反転させる
ステップとを有することを特徴とする信号を処理する方
法。 - 【請求項２】 前記離散的時間成分の交番するものを反
転させるステップは、前記サンプルされた信号に、サン
プリング周波数の半分の周波数でかつサンプリング間隔
における離散的時間成分を有する基準信号を乗算するス
テップを含むことを特徴とする請求項１記載の方法。 - 【請求項３】 ナイキストバンドの上側半分における周
波数成分がナイキストバンドの下側半分に移され、また
はナイキストバンドの下側半分における周波数成分がナ
イキストバンドの上側半分に移されることを特徴とする
請求項１または２記載の方法。 - 【請求項４】 前記反転させるステップを選択的にイネ
ーブルするステップをさらに含むことを特徴とする請求
項１ないし３のうちの何れかに記載の方法。 - 【請求項５】 前記反転させるステップが、前記サンプ
ルされた信号の周波数が所定の範囲にあることに応答し
て、選択的にイネーブルされることを特徴とする請求項
３記載の方法。 - 【請求項６】 複数の信号の各々がナイキストバンド内
の周波数を有し、前記反転させるステップが、複数のサ
ンプルされた信号に対して選択的に実行され、前記信号
のうちの選択されたものの周波数成分がナイキストバン
ドの他方の部分に移されることを特徴とする請求項１な
いし６のうちの何れかに記載の複数の異なる周波数の信
号を処理する方法。 - 【請求項７】 ナイキストバンドの上側半分にある周波
数を有する信号が、ナイキストバンドの下側半分に移さ
れ、またはナイキストバンドの下側半分にある周波数を
有する信号がナイキストバンドの上側半分に移されるこ
とを特徴とする請求項６記載の方法。 - 【請求項８】 信号を受信するように接続された入力回
路と、 前記入力回路に接続されて、所定のサンプリング間隔に
おいて離散的時間成分を生成するために前記信号をサン
プリング周波数でサンプリングするサンプリング回路
と、前記サンプルされた出力を受信するように接続され
て、ナイキストバンドの一方の部分にあるサンプルされ
た信号の周波数成分がナイキストバンドの他方の部分に
移されるように、離散的時間成分の交番するものを反転
させる反転手段とを有することを特徴とする信号処理回
路。 - 【請求項９】 前記反転手段が、前記サンプルされた信
号に、前記サンプリング周波数の半分の周波数でかつ前
記サンプリング間隔における離散的時間成分を有する基
準信号を乗算するように接続された乗算器を含むことを
特徴とする請求項８記載の信号処理回路。 - 【請求項１０】 ナイキストバンドの上側半分にある周
波数成分が、ナイキストバンドの下側半分に移され、か
つナイキストバンドの下側半分にある周波数成分がナイ
キストバンドの上側半分に移されることを特徴とする請
求項８または９記載の信号処理回路。 - 【請求項１１】 前記反転手段を選択的にイネーブルす
るための選択回路をさらに含むことを特徴とする請求項
８ないし１０の何れか１つに記載の信号処理回路。 - 【請求項１２】 前記反転手段が、サンプルされた信号
の周波数が所定範囲にあることに応答して、選択的にイ
ネーブルされることを特徴とする請求項８ないし１１の
何れか１つに記載の信号処理回路。 - 【請求項１３】 前記入力回路が、異なる周波数を有す
る複数の信号を受信するように接続され、前記複数の信
号の各々がナイキストバンド内の周波数を有し、前記反
転回路が、前記複数の信号のうちの選択されたものの周
波数成分がナイキストバンドの別の部分に移されるよう
に選択的にイネーブルされることを特徴とする請求項８
ないし１２の何れか１つに記載の信号処理回路。 - 【請求項１４】 ナイキストバンドの上側半分にある周
波数を有する信号がナイキストバンドの下側半分に移さ
れ、またはナイキストバンドの下側半分にある周波数を
有する信号がナイキストバンドの上側半分に移されるこ
とを特徴とする請求項１３記載の信号処理回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| EP99301398A EP1032136A1 (en) | 1999-02-25 | 1999-02-25 | Nyquist band frequency translation |
| EP99301398.6 | 1999-02-25 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000252939A true JP2000252939A (ja) | 2000-09-14 |
| JP3577255B2 JP3577255B2 (ja) | 2004-10-13 |
Family
ID=8241238
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000044327A Expired - Fee Related JP3577255B2 (ja) | 1999-02-25 | 2000-02-22 | 信号を処理する方法および信号処理回路 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6636569B1 (ja) |
| EP (1) | EP1032136A1 (ja) |
| JP (1) | JP3577255B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8194194B2 (en) * | 2007-07-31 | 2012-06-05 | Sharp Kabushiki Kaisha | Display system |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002366421A (ja) * | 2001-06-07 | 2002-12-20 | Oki Electric Ind Co Ltd | メモリ制御回路とメモリ制御方法 |
| CN101925558B (zh) * | 2008-01-30 | 2013-06-19 | 黑崎播磨株式会社 | 氧化锆莫来石耐火原料及板砖 |
| FR2956495B1 (fr) * | 2010-02-18 | 2021-08-06 | Snecma | Procede de numerisation d'un signal analogique par un convertisseur analogique-numerique de frequence de shannon determinee |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4825451A (en) * | 1982-10-11 | 1989-04-25 | Niravoice, Inc. | Technique for transmission of voice communications and apparatus useful therein |
| DE4237692C1 (de) * | 1992-11-07 | 1994-03-03 | Grundig Emv | Empfänger für ein digitales Rundfunksignal |
| US5422909A (en) * | 1993-11-30 | 1995-06-06 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for multi-phase component downconversion |
| WO1997005705A1 (en) * | 1995-07-26 | 1997-02-13 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Amps a-band single superhet |
| US5732337A (en) * | 1995-08-10 | 1998-03-24 | Ford Motor Company | Reconfigurable mixer-filter-decimator |
| US5602847A (en) | 1995-09-27 | 1997-02-11 | Lucent Technologies Inc. | Segregated spectrum RF downconverter for digitization systems |
| US6226325B1 (en) * | 1996-03-27 | 2001-05-01 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Digital data processing system |
-
1999
- 1999-02-25 EP EP99301398A patent/EP1032136A1/en not_active Withdrawn
-
2000
- 2000-02-22 JP JP2000044327A patent/JP3577255B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 2000-02-23 US US09/510,807 patent/US6636569B1/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8194194B2 (en) * | 2007-07-31 | 2012-06-05 | Sharp Kabushiki Kaisha | Display system |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6636569B1 (en) | 2003-10-21 |
| JP3577255B2 (ja) | 2004-10-13 |
| EP1032136A1 (en) | 2000-08-30 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP2926615B2 (ja) | Ｓｓｂ信号発生器 | |
| US5841388A (en) | A/D converter apparatus with frequency conversion function and radio apparatus using the same | |
| EP0335037A1 (en) | Direct conversion radio | |
| US20060111074A1 (en) | Hybrid heterodyne transmitters and receivers | |
| GB2277010A (en) | Generation and demodulation of modulated carrier signals | |
| US5519732A (en) | Digital baseband to IF conversion in cellular base stations | |
| JPS60112344A (ja) | 無線受信機及び復調方法 | |
| GB2225680A (en) | Complex digital sampling converter for demodulator | |
| US6683905B1 (en) | Dual-mode receiver | |
| US6507627B1 (en) | Direct conversion receiving apparatus with DC component cut function | |
| JP3577255B2 (ja) | 信号を処理する方法および信号処理回路 | |
| JPS59207768A (ja) | デイジタル式直交振幅変調方法 | |
| US5517433A (en) | Parallel digital data communications | |
| KR100663136B1 (ko) | 원하지 않는 전달 함수를 보상하는 장치 및 방법 | |
| JP3285920B2 (ja) | 中間周波信号のａ／ｄ変換回路装置付カーラジオ | |
| US7020221B2 (en) | System and method for an IF-sampling transceiver | |
| US6956911B2 (en) | Receiver | |
| US7132969B2 (en) | Configuration for digital-analog conversion of high-frequency digital input signal into carrier-frequency analog output signal | |
| EP1647095B1 (en) | Receiver for receiving frequency signals using delta-sigma modulators | |
| US7856070B2 (en) | Method and system for digital baseband receiver with digital RF/IF/VLIF support in GSM/GPRS/EDGE compliant handsets | |
| JP2001516528A (ja) | アナログ信号サンプリングの方法及び装置 | |
| JPS63502789A (ja) | アナログ／ディジタル変換：その方法および装置 | |
| JPH077426A (ja) | Ａ／ｄ変換装置 | |
| JPH05218992A (ja) | デジタルｆｍステレオ変調方法 | |
| KR960014531B1 (ko) | 디지탈 파형 발생기에 있어서 표본화 주파수 채배회로 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20040405 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040428 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20040525 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20040614 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20040709 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080716 Year of fee payment: 4 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |