JP2000262047A - スイッチングレギュレータ電源装置 - Google Patents
スイッチングレギュレータ電源装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】出力整流ダイオードから流れるリカバリ電流を
抑制する十分な値のインダクタンスを挿入してもスイッ
チング素子に加わるフライバック電圧を抑制して効率を
高める。 【解決手段】昇圧チョッパの出力整流ダイオードＤ１か
らスイッチング素子ＳＷに至る経路に、スイッチング素
子ＳＷがオンからオフに移行する過渡期間に出力整流ダ
イオードＤ１に流れるリガバリ電流を抑制するリカバリ
電流抑制用インダクタンスＬ２を設ける。またスイッチ
ング素子ＳＷと並列に、スイッチング素子ＳＷがオフか
らオンに移行する過渡期間にリカバリ電流抑制用インダ
クタンスＬ２に発生するフライバック電圧を吸収するダ
イオードＤ２とコンデンサＣ２を直列接続したスナバ回
路Ａをスイッチング素子ＳＷと並列に接続する。更にス
ナバ回路ＡのダイオードＤ２とコンデンサＣ２の接続点
から出力平滑用コンデンサＣ１のプラス側にスナバ回路
のコンデンサに蓄積されたエネルギをインダクタンスＬ
３を介して移行させるエネルギ移行経路を設ける。
抑制する十分な値のインダクタンスを挿入してもスイッ
チング素子に加わるフライバック電圧を抑制して効率を
高める。 【解決手段】昇圧チョッパの出力整流ダイオードＤ１か
らスイッチング素子ＳＷに至る経路に、スイッチング素
子ＳＷがオンからオフに移行する過渡期間に出力整流ダ
イオードＤ１に流れるリガバリ電流を抑制するリカバリ
電流抑制用インダクタンスＬ２を設ける。またスイッチ
ング素子ＳＷと並列に、スイッチング素子ＳＷがオフか
らオンに移行する過渡期間にリカバリ電流抑制用インダ
クタンスＬ２に発生するフライバック電圧を吸収するダ
イオードＤ２とコンデンサＣ２を直列接続したスナバ回
路Ａをスイッチング素子ＳＷと並列に接続する。更にス
ナバ回路ＡのダイオードＤ２とコンデンサＣ２の接続点
から出力平滑用コンデンサＣ１のプラス側にスナバ回路
のコンデンサに蓄積されたエネルギをインダクタンスＬ
３を介して移行させるエネルギ移行経路を設ける。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、昇圧チョッパを使
用したスイッチングレギュレータ電源装置に関する。
用したスイッチングレギュレータ電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、この種の昇圧チョッパを用いたス
イッチングレギュレータ電源装置としては、例えば図６
に示すものがある。
イッチングレギュレータ電源装置としては、例えば図６
に示すものがある。
【０００３】図６において、昇圧チョッパは、チョッパ
用チョークコイルＬ１、ＦＥＴ等のスイッチング素子Ｓ
Ｗ、出力用整流素子としてのダイオードＤ１、出力平滑
用コンデンサＣ１で構成される。
用チョークコイルＬ１、ＦＥＴ等のスイッチング素子Ｓ
Ｗ、出力用整流素子としてのダイオードＤ１、出力平滑
用コンデンサＣ１で構成される。
【０００４】スイッチング素子ＳＷは、パルス制御回路
ＰＧにより、入力電圧Ｖinと出力電圧Ｖout との比Ｖou
t ／Ｖinが１を越えるように、スイッチング周期Ｔに対
するスイッチオン時間でオン、オフ制御される。
ＰＧにより、入力電圧Ｖinと出力電圧Ｖout との比Ｖou
t ／Ｖinが１を越えるように、スイッチング周期Ｔに対
するスイッチオン時間でオン、オフ制御される。
【０００５】スイッチング素子ＳＷのオン期間には、入
力電源から電流でチョッパ用チョークコイルＬ１に磁気
的なエネルギを蓄積し、スイッチング素子ＳＷのオフ期
間に入力電源及びチョッパ用チョークコイルＬ１のエネ
ルギをダイオードＤ１を通して負荷側の出力平滑用コン
デンサＣ１に移行させる動作を繰り返す。
力電源から電流でチョッパ用チョークコイルＬ１に磁気
的なエネルギを蓄積し、スイッチング素子ＳＷのオフ期
間に入力電源及びチョッパ用チョークコイルＬ１のエネ
ルギをダイオードＤ１を通して負荷側の出力平滑用コン
デンサＣ１に移行させる動作を繰り返す。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな従来の昇圧チョッパを使用したスイッチングレギュ
レータ電源装置には次の問題があった。
うな従来の昇圧チョッパを使用したスイッチングレギュ
レータ電源装置には次の問題があった。
【０００７】従来の昇圧チョッパにあっては、出力整流
素子として使用しているダイオードＤ１のリカバリ特性
によって、スイッチング素子ＳＷがオフからオンへ移行
する期間にダイオードＤ１からリカバリ電流、即ち過渡
的な逆電流がスイッチング素子ＳＷに流れる。このため
リカバリ電流がそのままスイッチング素子ＳＷの損失と
なり、スイッチング素子の損失が大きいという問題があ
る。
素子として使用しているダイオードＤ１のリカバリ特性
によって、スイッチング素子ＳＷがオフからオンへ移行
する期間にダイオードＤ１からリカバリ電流、即ち過渡
的な逆電流がスイッチング素子ＳＷに流れる。このため
リカバリ電流がそのままスイッチング素子ＳＷの損失と
なり、スイッチング素子の損失が大きいという問題があ
る。
【０００８】またスイッチング素子ＳＷがオンからオフ
の切り替わる瞬間の急激な電流変化によって、スイッチ
ング素子ＳＷ、ダイオードＤ１及び出力平滑用コンデン
サＣ１を接続する配線で生じる斜線部の面積Ｓ２から急
激な磁束変化を生じることで、周りの電子部品へ誤動作
などの悪影響を与えたり、電源装置としてみた場合、出
力ノイズが大きいとか、入力帰還雑音が大きいという不
具合が生じやすい。
の切り替わる瞬間の急激な電流変化によって、スイッチ
ング素子ＳＷ、ダイオードＤ１及び出力平滑用コンデン
サＣ１を接続する配線で生じる斜線部の面積Ｓ２から急
激な磁束変化を生じることで、周りの電子部品へ誤動作
などの悪影響を与えたり、電源装置としてみた場合、出
力ノイズが大きいとか、入力帰還雑音が大きいという不
具合が生じやすい。
【０００９】このようなダイオードＤ１のリカバリ電流
によるスイッチング素子ＳＷでの損失の問題を解決する
には、ダイオードＤ１とスイッチング素子ＳＷのループ
内にインダクタンスを挿入すればよい。図６の従来の昇
圧チョッパにあっては、スイッチング素子ＳＷ、ダイオ
ードＤ１及び出力平滑用コンデンサＣ１を接続する配線
で生じる斜線部の面積Ｓ２に依存したインダクタンスＬ
４が、ダイオードＤ１のスイッチング素子ＳＷとの間に
等価的に存在する。しかし、インダクタンスＬ４の値が
小さいためリカバリ電流を抑制する効果は期待できな
い。
によるスイッチング素子ＳＷでの損失の問題を解決する
には、ダイオードＤ１とスイッチング素子ＳＷのループ
内にインダクタンスを挿入すればよい。図６の従来の昇
圧チョッパにあっては、スイッチング素子ＳＷ、ダイオ
ードＤ１及び出力平滑用コンデンサＣ１を接続する配線
で生じる斜線部の面積Ｓ２に依存したインダクタンスＬ
４が、ダイオードＤ１のスイッチング素子ＳＷとの間に
等価的に存在する。しかし、インダクタンスＬ４の値が
小さいためリカバリ電流を抑制する効果は期待できな
い。
【００１０】このためダイオードＤ１のスイッチング素
子ＳＷとの間にリカバリ電流抑制用のインダクタンスを
挿入したものもあるが、このインダクタンスによって発
生するフライバック電圧がスイッチング素子ＳＷに高圧
を印加するので、安易に大きな値を挿入することができ
なかった。
子ＳＷとの間にリカバリ電流抑制用のインダクタンスを
挿入したものもあるが、このインダクタンスによって発
生するフライバック電圧がスイッチング素子ＳＷに高圧
を印加するので、安易に大きな値を挿入することができ
なかった。
【００１１】本発明は、このような従来の問題点に鑑み
てなされたもので、出力整流用のダイオードから流れる
リカバリ電流を抑制する十分な値のインダクタンスを挿
入してもスイッチング素子に加わるフライバック電圧を
抑えて効率を高めるようにした昇圧チョッパを使用した
スイッチングレギュレータ電源装置を提供することを目
的とする。
てなされたもので、出力整流用のダイオードから流れる
リカバリ電流を抑制する十分な値のインダクタンスを挿
入してもスイッチング素子に加わるフライバック電圧を
抑えて効率を高めるようにした昇圧チョッパを使用した
スイッチングレギュレータ電源装置を提供することを目
的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
本発明は次のように構成する。まず本発明は、昇圧チョ
ッパを使用したスイッチングレギュレータ電源装置であ
って、昇圧チョッパは、スイッチング素子のオン期間に
流れる電流でチョッパ用インダクタンスに磁気的なエネ
ルギを蓄積し、スイッチング素子のオフ期間に入力電源
及びチョッパ用インダクタンスのエネルギを出力用整流
素子を通して負荷側の出力平滑用コンデンサに移行させ
る。
本発明は次のように構成する。まず本発明は、昇圧チョ
ッパを使用したスイッチングレギュレータ電源装置であ
って、昇圧チョッパは、スイッチング素子のオン期間に
流れる電流でチョッパ用インダクタンスに磁気的なエネ
ルギを蓄積し、スイッチング素子のオフ期間に入力電源
及びチョッパ用インダクタンスのエネルギを出力用整流
素子を通して負荷側の出力平滑用コンデンサに移行させ
る。
【００１３】このような昇圧チョッパを使用したスイッ
チングレギュレータ電源装置につき本発明は、出力整流
素子からスイッチング素子に至る経路に、スイッチング
素子がオンからオフに移行する過渡期間に出力整流素子
に流れるリカバリ電流を抑制するリカバリ電流抑制用イ
ンダクタンスを設け、スイッチング素子と並列に、スイ
ッチング素子がオフからオンに移行する過渡期間にリカ
バリ電流抑制用インダクタンスに発生するフライバック
電圧を吸収するダイオードとコンデンサを直列接続した
スナバ回路をスイッチング素子と並列に接続し、スナバ
回路のダイオードとコンデンサの接続点から出力平滑用
コンデンサのプラス側にスナバ回路のコンデンサに蓄積
されたエネルギを移行させるエネルギ移行経路を設けた
ことを特徴とする。
チングレギュレータ電源装置につき本発明は、出力整流
素子からスイッチング素子に至る経路に、スイッチング
素子がオンからオフに移行する過渡期間に出力整流素子
に流れるリカバリ電流を抑制するリカバリ電流抑制用イ
ンダクタンスを設け、スイッチング素子と並列に、スイ
ッチング素子がオフからオンに移行する過渡期間にリカ
バリ電流抑制用インダクタンスに発生するフライバック
電圧を吸収するダイオードとコンデンサを直列接続した
スナバ回路をスイッチング素子と並列に接続し、スナバ
回路のダイオードとコンデンサの接続点から出力平滑用
コンデンサのプラス側にスナバ回路のコンデンサに蓄積
されたエネルギを移行させるエネルギ移行経路を設けた
ことを特徴とする。
【００１４】このように本発明は、リカバリ電流を十分
に阻止できる大きさのインダクタンスを出力整流用ダイ
オードとスイッチング素子のループ内に挿入しても、リ
カバリ電流阻止用インダクタンスを設けたことによる大
きなフライバック電圧を、スイッチング素子と並列に接
続したスナバ回路で吸収するため、スイッチング素子の
耐圧を高めることなく、確実にリカバリ電流を抑圧して
スイッチング素子の損失を低減できる。
に阻止できる大きさのインダクタンスを出力整流用ダイ
オードとスイッチング素子のループ内に挿入しても、リ
カバリ電流阻止用インダクタンスを設けたことによる大
きなフライバック電圧を、スイッチング素子と並列に接
続したスナバ回路で吸収するため、スイッチング素子の
耐圧を高めることなく、確実にリカバリ電流を抑圧して
スイッチング素子の損失を低減できる。
【００１５】またスイッチング素子と並列に接続したス
ナバ回路のフライバックエネルギを吸収するコンデンサ
にダイオードを接続し、コンデンサに蓄えられたエネル
ギのスイッチング素子への逆流を阻止して損失を防ぐ。
ナバ回路のフライバックエネルギを吸収するコンデンサ
にダイオードを接続し、コンデンサに蓄えられたエネル
ギのスイッチング素子への逆流を阻止して損失を防ぐ。
【００１６】また、スナバ回路のコンデンサに蓄えられ
たエネルギを負荷側の出力平滑用コンデンサに移動させ
る経路を設けたことで、リカバリ電流素子用インダクタ
ンスに蓄えられたエネルギを効率良く出力側へ逃がすこ
とができる。
たエネルギを負荷側の出力平滑用コンデンサに移動させ
る経路を設けたことで、リカバリ電流素子用インダクタ
ンスに蓄えられたエネルギを効率良く出力側へ逃がすこ
とができる。
【００１７】更に、スイッチング素子に並列接続したス
ナバ回路のループによって、スイッチング素子がオンか
らオフに移行する時の急激な電流変化をする配線の面積
を減少し、この配線面積の部分から発生する磁束が減少
し、装置自身の制御系に与える悪影響が減少する。
ナバ回路のループによって、スイッチング素子がオンか
らオフに移行する時の急激な電流変化をする配線の面積
を減少し、この配線面積の部分から発生する磁束が減少
し、装置自身の制御系に与える悪影響が減少する。
【００１８】スナバ回路コンデンサに蓄えられたエネル
ギを出力側に移すエネルギ移行経路にエネルギ移行用の
インダクタンスを挿入接続する。また損失が大きくない
場合やコストダウンのためには、スナバ回路からのエネ
ルギ移行経路にエネルギ移行用の抵抗を挿入接続しても
よい。
ギを出力側に移すエネルギ移行経路にエネルギ移行用の
インダクタンスを挿入接続する。また損失が大きくない
場合やコストダウンのためには、スナバ回路からのエネ
ルギ移行経路にエネルギ移行用の抵抗を挿入接続しても
よい。
【００１９】スナバ回路コンデンサに蓄えたエネルギを
移すエネルギ移行経路の出力コンデンサ側の接続は、出
力整流素子とリカバリ電流抑制用インダクタンスの間に
接続する。
移すエネルギ移行経路の出力コンデンサ側の接続は、出
力整流素子とリカバリ電流抑制用インダクタンスの間に
接続する。
【００２０】リカバリ電流抑制用インダクタンスの接続
位置としては、リカバリ電流抑制用インダクタンスをチ
ョッパ用インダクタンスと出力整流素子との間に挿入接
続し、スイッチング素子のプラス側をチョッパ用インダ
クタンスとリカバリ電流抑制用インダクタンスとの間に
接続する。
位置としては、リカバリ電流抑制用インダクタンスをチ
ョッパ用インダクタンスと出力整流素子との間に挿入接
続し、スイッチング素子のプラス側をチョッパ用インダ
クタンスとリカバリ電流抑制用インダクタンスとの間に
接続する。
【００２１】またリカバリ電流抑制用インダクタンスの
別の接続位置としては、チョッパ用インダクタンスと出
力整流素子との接続点からスイッチング素子のプラス側
を結ぶ経路にリカバリ電流抑制用インダクタンスを挿入
接続する。この接続は、チョッパ用インダクタンスと出
力整流ダイオードとの基板上の配線間隔を短くする必要
がある場合に適している。
別の接続位置としては、チョッパ用インダクタンスと出
力整流素子との接続点からスイッチング素子のプラス側
を結ぶ経路にリカバリ電流抑制用インダクタンスを挿入
接続する。この接続は、チョッパ用インダクタンスと出
力整流ダイオードとの基板上の配線間隔を短くする必要
がある場合に適している。
【００２２】
【発明の実施の形態】図１は本発明の昇圧チョッパを使
用したスイッチングレギュレータ電源装置の第１実施形
態の回路図である。
用したスイッチングレギュレータ電源装置の第１実施形
態の回路図である。
【００２３】図１において、昇圧チョッパは、チョッパ
用チョークコイルＬ１、スイッチング素子ＳＷ、出力整
流ダイオードＤ１及び出力平滑用コンデンサＣ１で構成
される。スイッチング素子ＳＷとしては例えばＭＯＳＦ
ＥＴを使用しており、そのゲートＧに対してはパルス制
御回路ＰＧからの制御パルスが入力している。
用チョークコイルＬ１、スイッチング素子ＳＷ、出力整
流ダイオードＤ１及び出力平滑用コンデンサＣ１で構成
される。スイッチング素子ＳＷとしては例えばＭＯＳＦ
ＥＴを使用しており、そのゲートＧに対してはパルス制
御回路ＰＧからの制御パルスが入力している。
【００２４】このような昇圧チョッパの回路構成は従来
と同じであるが、これに加えて本発明にあっては、まず
出力整流ダイオードＤ１とスイッチング素子ＳＷ、即ち
ＭＯＳＦＥＴのドレインＤとを結ぶ経路に十分なインダ
クタンスの値をもったリカバリ電流抑制用チョークコイ
ルＬ２を挿入している。
と同じであるが、これに加えて本発明にあっては、まず
出力整流ダイオードＤ１とスイッチング素子ＳＷ、即ち
ＭＯＳＦＥＴのドレインＤとを結ぶ経路に十分なインダ
クタンスの値をもったリカバリ電流抑制用チョークコイ
ルＬ２を挿入している。
【００２５】このため、スイッチング素子ＳＷがオフか
らオンに切り替わる過渡期間に出力整流ダイオードＤ１
から過渡的な逆電流であるリカバリ電流がスイッチング
素子ＳＷに流れようとしても、大きなインダクタンスの
値を持ったリカバリ電流抑制用チョークコイルＬ２によ
って、スイッチング素子ＳＷに流れるリカバリ電流を抑
えることができる。
らオンに切り替わる過渡期間に出力整流ダイオードＤ１
から過渡的な逆電流であるリカバリ電流がスイッチング
素子ＳＷに流れようとしても、大きなインダクタンスの
値を持ったリカバリ電流抑制用チョークコイルＬ２によ
って、スイッチング素子ＳＷに流れるリカバリ電流を抑
えることができる。
【００２６】このように大きな値をもつリカバリ電流抑
制用チョークコイルＬ２を設けたことで、逆にスイッチ
ング素子ＳＷがオンからオフに切り替わる過渡期間にリ
カバリ電流抑制用チョークコイルＬ２に大きなフライバ
ック電圧が発生し、スイッチング素子ＳＷに加わる。こ
のリカバリ電流抑制用チョークコイルＬ２で発生するフ
ライバック電圧を吸収するため、本発明にあってはスイ
ッチング素子ＳＷと並列にスナバ回路Ａを接続してい
る。
制用チョークコイルＬ２を設けたことで、逆にスイッチ
ング素子ＳＷがオンからオフに切り替わる過渡期間にリ
カバリ電流抑制用チョークコイルＬ２に大きなフライバ
ック電圧が発生し、スイッチング素子ＳＷに加わる。こ
のリカバリ電流抑制用チョークコイルＬ２で発生するフ
ライバック電圧を吸収するため、本発明にあってはスイ
ッチング素子ＳＷと並列にスナバ回路Ａを接続してい
る。
【００２７】このスナバ回路Ａは、逆流阻止ダイオード
Ｄ２とフライバック電圧吸収用のコンデンサＣ２を直列
接続している。このため、スイッチング素子ＳＷがオン
からオフに切り替わる過渡状態で、大きな値をもつリカ
バリ電流抑制用チョークコイルＬ２により過大なフライ
バック電圧が発生しても、このフライバック電圧はスナ
バ回路Ａに設けたコンデンサＣ２で吸収され、スイッチ
ング素子ＳＷに大きなフライバック電圧が加わることを
防止する。
Ｄ２とフライバック電圧吸収用のコンデンサＣ２を直列
接続している。このため、スイッチング素子ＳＷがオン
からオフに切り替わる過渡状態で、大きな値をもつリカ
バリ電流抑制用チョークコイルＬ２により過大なフライ
バック電圧が発生しても、このフライバック電圧はスナ
バ回路Ａに設けたコンデンサＣ２で吸収され、スイッチ
ング素子ＳＷに大きなフライバック電圧が加わることを
防止する。
【００２８】スナバ回路Ａに設けた逆流阻止ダイオード
Ｄ２は、フライバック電圧によりコンデンサＣ２に蓄え
られたエネルギがスイッチング素子ＳＷをオフからオン
に切り替えたときに逆方向に流れてスイッチング素子Ｓ
Ｗの損失となってしまうことを防いでいる。、 更に本
発明にあっては、逆流阻止ダイオードＤ２を設けたこと
で、フライバック電圧によるコンデンサＣ２に蓄えられ
たエネルギの行き場所がない。そこで逆流阻止ダイオー
ドＤ２とコンデンサＣ２の接続点からエネルギ移行用イ
ンダクタンスＬ３を経由して出力平滑用コンデンサＣ１
のプラス側に接続するエネルギ移行のための経路を新た
に設け、エネルギ移行用インダクタンスＬ３を経由して
出力平滑用コンデンサＣ１にコンデンサＣ２に蓄えられ
た余分なエネルギを移行させることで効率を高めてい
る。
Ｄ２は、フライバック電圧によりコンデンサＣ２に蓄え
られたエネルギがスイッチング素子ＳＷをオフからオン
に切り替えたときに逆方向に流れてスイッチング素子Ｓ
Ｗの損失となってしまうことを防いでいる。、 更に本
発明にあっては、逆流阻止ダイオードＤ２を設けたこと
で、フライバック電圧によるコンデンサＣ２に蓄えられ
たエネルギの行き場所がない。そこで逆流阻止ダイオー
ドＤ２とコンデンサＣ２の接続点からエネルギ移行用イ
ンダクタンスＬ３を経由して出力平滑用コンデンサＣ１
のプラス側に接続するエネルギ移行のための経路を新た
に設け、エネルギ移行用インダクタンスＬ３を経由して
出力平滑用コンデンサＣ１にコンデンサＣ２に蓄えられ
た余分なエネルギを移行させることで効率を高めてい
る。
【００２９】更に図１の第１実施形態にあっては、スイ
ッチング素子ＳＷがオンからオフに切り替わる瞬間の急
激な電流変化によって周辺に急激な磁束変化を生ずる部
分は、スイッチング素子ＳＷに対し並列接続したスナバ
回路Ａの逆流阻止ダイオードＤ２とコンデンサＣ２を含
むループ配線によって囲まれた斜線部の面積Ｓ１とな
る。
ッチング素子ＳＷがオンからオフに切り替わる瞬間の急
激な電流変化によって周辺に急激な磁束変化を生ずる部
分は、スイッチング素子ＳＷに対し並列接続したスナバ
回路Ａの逆流阻止ダイオードＤ２とコンデンサＣ２を含
むループ配線によって囲まれた斜線部の面積Ｓ１とな
る。
【００３０】この配線によって形成される磁束の急激な
変化を発生させる面積Ｓ１は、図６に示した従来のスイ
ッチング素子ＳＷにスナバ回路を設けていない場合の出
力整流ダイオードＤ１と出力平滑用コンデンサＣ１を通
るループの配線によって形成される磁束の急激な変化を
発生させる面積Ｓ２に対し十分小さい。
変化を発生させる面積Ｓ１は、図６に示した従来のスイ
ッチング素子ＳＷにスナバ回路を設けていない場合の出
力整流ダイオードＤ１と出力平滑用コンデンサＣ１を通
るループの配線によって形成される磁束の急激な変化を
発生させる面積Ｓ２に対し十分小さい。
【００３１】このように配線によって形成される磁束の
急激な変化を発生させる面積Ｓ１が減少することで、周
囲の電子部品への誤動作に悪影響を与えたり、電源装置
として見た場合の出力ノイズや入力帰還雑音を低減し、
装置自身の制御系に与える悪影響を減少させることがで
きる。
急激な変化を発生させる面積Ｓ１が減少することで、周
囲の電子部品への誤動作に悪影響を与えたり、電源装置
として見た場合の出力ノイズや入力帰還雑音を低減し、
装置自身の制御系に与える悪影響を減少させることがで
きる。
【００３２】図２は、図１の第１実施形態におけるスイ
ッチング素子ＳＷに対するパルス制御回路ＰＧからの制
御パルスＶG 、スイッチング素子ＳＷを流れるドレイン
電流ＩD 、及びスイッチング素子ＳＷのドレイン，ソー
ス間電圧ＶDSの波形図である。
ッチング素子ＳＷに対するパルス制御回路ＰＧからの制
御パルスＶG 、スイッチング素子ＳＷを流れるドレイン
電流ＩD 、及びスイッチング素子ＳＷのドレイン，ソー
ス間電圧ＶDSの波形図である。
【００３３】図２（Ａ）のパルス制御回路ＰＧからの制
御パルスＶG は一定周期でオンパルスとオフパルスが繰
り返されている。いま時刻ｔ１で制御パルスＶG がオン
パルスに切り替わると、スイッチング素子ＳＷがオフ状
態からオン状態に切り替わる時刻ｔ２までの過渡期間が
生ずる。
御パルスＶG は一定周期でオンパルスとオフパルスが繰
り返されている。いま時刻ｔ１で制御パルスＶG がオン
パルスに切り替わると、スイッチング素子ＳＷがオフ状
態からオン状態に切り替わる時刻ｔ２までの過渡期間が
生ずる。
【００３４】この過渡期間において、出力整流ダイオー
ドＤ１には出力平滑用コンデンサＣ１のエネルギを受け
て逆電流となるリカバリ電流をスイッチング素子ＳＷに
流そうとする。しかしながら、出力整流ダイオードＤ１
からスイッチング素子ＳＷに至る経路にはリカバリ電流
抑制効果が十分に得られる大きさのインダクタンスを持
ったリカバリ電流抑制用チョークコイルＬ２が設けられ
ているため、出力整流ダイオードＤ１によるリカバリ電
流が十分に抑圧され、スイッチング素子ＳＷの損失を抑
えることができる。
ドＤ１には出力平滑用コンデンサＣ１のエネルギを受け
て逆電流となるリカバリ電流をスイッチング素子ＳＷに
流そうとする。しかしながら、出力整流ダイオードＤ１
からスイッチング素子ＳＷに至る経路にはリカバリ電流
抑制効果が十分に得られる大きさのインダクタンスを持
ったリカバリ電流抑制用チョークコイルＬ２が設けられ
ているため、出力整流ダイオードＤ１によるリカバリ電
流が十分に抑圧され、スイッチング素子ＳＷの損失を抑
えることができる。
【００３５】続いて時刻ｔ３で制御パルスＶG がオンパ
ルスからオフパルスに切り替わると、時刻ｔ４までのス
イッチング素子ＳＷがオンからオフに切り替わる過渡期
間を生ずる。このスイッチング素子ＳＷがオンからオフ
に切り替わる過渡期間において、リカバリ電流抑制効果
のある大きなインダクタンスをもつリカバリ電流抑制用
チョークコイルＬ２を設けたことで、リカバリ電流抑制
用チョークコイルＬ２に大きなフライバック電圧が発生
する。
ルスからオフパルスに切り替わると、時刻ｔ４までのス
イッチング素子ＳＷがオンからオフに切り替わる過渡期
間を生ずる。このスイッチング素子ＳＷがオンからオフ
に切り替わる過渡期間において、リカバリ電流抑制効果
のある大きなインダクタンスをもつリカバリ電流抑制用
チョークコイルＬ２を設けたことで、リカバリ電流抑制
用チョークコイルＬ２に大きなフライバック電圧が発生
する。
【００３６】しかしながら、スイッチング素子ＳＷと並
列にスナバ回路Ａを設けているため、リカバリ電流抑制
用チョークコイルＬ２に発生したフライバック電圧のエ
ネルギはスナバ回路ＡのダイオードＤ２を介してコンデ
ンサＣ２に吸収され、スイッチング素子ＳＷのドレイ
ン，ソース間ＤＳに加わるフライバック電圧を減少させ
ることができる。
列にスナバ回路Ａを設けているため、リカバリ電流抑制
用チョークコイルＬ２に発生したフライバック電圧のエ
ネルギはスナバ回路ＡのダイオードＤ２を介してコンデ
ンサＣ２に吸収され、スイッチング素子ＳＷのドレイ
ン，ソース間ＤＳに加わるフライバック電圧を減少させ
ることができる。
【００３７】この時刻ｔ３〜ｔ４の過渡期間でコンデン
サＣ２に蓄えられたエネルギは、続いてスイッチング素
子ＳＷがオフになったときエネルギ移行用インダクタン
スＬ３を通って出力平滑用コンデンサＣ１に移され、再
び出力側にエネルギを戻すことができ、装置全体として
の効率が高まる。
サＣ２に蓄えられたエネルギは、続いてスイッチング素
子ＳＷがオフになったときエネルギ移行用インダクタン
スＬ３を通って出力平滑用コンデンサＣ１に移され、再
び出力側にエネルギを戻すことができ、装置全体として
の効率が高まる。
【００３８】尚、スイッチング素子ＳＷがオフした際に
は、オン期間で流れるドレイン電流ＩD によりチョッパ
用チョークコイルＬ１に蓄えられた磁気的エネルギが出
力整流素子Ｄ１を通って出力平滑用コンデンサＣ１に移
されることはもちろんである。
は、オン期間で流れるドレイン電流ＩD によりチョッパ
用チョークコイルＬ１に蓄えられた磁気的エネルギが出
力整流素子Ｄ１を通って出力平滑用コンデンサＣ１に移
されることはもちろんである。
【００３９】図３は本発明の第２実施形態であり、この
実施形態にあっては図１の第１実施形態でスナバ回路Ａ
のコンデンサＣ２のエネルギを出力平滑用コンデンサＣ
１に移すエネルギ移行経路に設けていたエネルギ移行用
インダクタンスＬ３の代わりに、抵抗Ｒを用いたことを
特徴とする。このため昇圧チョッパを用いた本発明のス
イッチングレギュレータ電源装置の損失がそんなに大き
くない場合や装置コストを下げる場合に有効である。
実施形態にあっては図１の第１実施形態でスナバ回路Ａ
のコンデンサＣ２のエネルギを出力平滑用コンデンサＣ
１に移すエネルギ移行経路に設けていたエネルギ移行用
インダクタンスＬ３の代わりに、抵抗Ｒを用いたことを
特徴とする。このため昇圧チョッパを用いた本発明のス
イッチングレギュレータ電源装置の損失がそんなに大き
くない場合や装置コストを下げる場合に有効である。
【００４０】図４は本発明の第３実施形態の回路図であ
る。この第３実施形態は、スナバ回路Ａに設けたコンデ
ンサＣ２に蓄えられたエネルギを出力平滑用コンデンサ
Ｃ１に移すエネルギ移行経路として、エネルギ移行用イ
ンダクタンスＬ３の出力側を出力整流ダイオードＤ１と
リカバリ電流抑制用チョークコイルＬ２の間に接続した
ことを特徴とする。
る。この第３実施形態は、スナバ回路Ａに設けたコンデ
ンサＣ２に蓄えられたエネルギを出力平滑用コンデンサ
Ｃ１に移すエネルギ移行経路として、エネルギ移行用イ
ンダクタンスＬ３の出力側を出力整流ダイオードＤ１と
リカバリ電流抑制用チョークコイルＬ２の間に接続した
ことを特徴とする。
【００４１】この第３実施形態は、逆流阻止ダイオード
Ｄ２とコンデンサＣ２を備えたスナバ回路Ａと出力平滑
用コンデンサＣ１との距離が印刷配線板の構造上遠くな
り、出力平滑用コンデンサＣ１のプラス側に図１の実施
形態のように接続のための配線が困難な場合に有効であ
る。
Ｄ２とコンデンサＣ２を備えたスナバ回路Ａと出力平滑
用コンデンサＣ１との距離が印刷配線板の構造上遠くな
り、出力平滑用コンデンサＣ１のプラス側に図１の実施
形態のように接続のための配線が困難な場合に有効であ
る。
【００４２】図５は本発明の第４実施形態であり、図１
の第１実施形態に対しリカバリ電流抑制用チョークコイ
ルＬ２の挿入位置を変えている。この第４実施形態にあ
っては、図１とは異なり、リカバリ電流抑制用チョーク
コイルＬ２をチョッパ用チョークコイルＬ１と出力整流
ダイオードＤ１の接続点からスイッチング素子ＳＷのド
レイン端子との間に挿入接続している。
の第１実施形態に対しリカバリ電流抑制用チョークコイ
ルＬ２の挿入位置を変えている。この第４実施形態にあ
っては、図１とは異なり、リカバリ電流抑制用チョーク
コイルＬ２をチョッパ用チョークコイルＬ１と出力整流
ダイオードＤ１の接続点からスイッチング素子ＳＷのド
レイン端子との間に挿入接続している。
【００４３】またスナバ回路Ａに設けたコンデンサＣ２
に蓄えられたエネルギを出力平滑用コンデンサＣ１側に
移すエネルギ移行経路として、図４の実施形態と同様、
出力整流ダイオードＤ１のアノード側に接続している。
に蓄えられたエネルギを出力平滑用コンデンサＣ１側に
移すエネルギ移行経路として、図４の実施形態と同様、
出力整流ダイオードＤ１のアノード側に接続している。
【００４４】この図５におけるリカバリ電流抑制用チョ
ークコイルＬ２の挿入接続位置は、チョッパ用チョーク
コイルＬ１と出力整流ダイオードＤ１とが配線基板上で
近くに接続しなければならない配置構成となった場合に
有効である。
ークコイルＬ２の挿入接続位置は、チョッパ用チョーク
コイルＬ１と出力整流ダイオードＤ１とが配線基板上で
近くに接続しなければならない配置構成となった場合に
有効である。
【００４５】尚、上記の実施形態にあっては、リカバリ
電流抑制用のインダクタンスＬ２としてチョークコイル
Ｌ２を使用した場合を例にとるが、出力整流ダイオード
Ｄ１とスイッチング素子ＳＷとの間の印刷配線板上での
配線を長くすることで等価的に得ることもできる。
電流抑制用のインダクタンスＬ２としてチョークコイル
Ｌ２を使用した場合を例にとるが、出力整流ダイオード
Ｄ１とスイッチング素子ＳＷとの間の印刷配線板上での
配線を長くすることで等価的に得ることもできる。
【００４６】またリカバリ電流抑制用インダクタンスと
しては、チョークコイル以外に過飽和コアを使用した過
飽和リアクトルとしてもよい。リカバリ電流抑制用イン
ダクタンスに過飽和リアクトルを使用した場合、過飽和
リアクトルは本来、飽和を前提とした素子であることか
ら、全体としての損失が低減できる。
しては、チョークコイル以外に過飽和コアを使用した過
飽和リアクトルとしてもよい。リカバリ電流抑制用イン
ダクタンスに過飽和リアクトルを使用した場合、過飽和
リアクトルは本来、飽和を前提とした素子であることか
ら、全体としての損失が低減できる。
【００４７】更に上記の各実施形態にあっては、例えば
図１を例にとると、スイッチング素子ＳＷと並列に接続
したスナバ回路Ａに逆流阻止ダイオードＤ２とコンデン
サＣ２を直列接続しており、スイッチング素子ＳＷがオ
フからオンに切り替わる過渡期間での逆流阻止ダイオー
ドＤ２によるリカバリ電流によるスイッチング素子ＳＷ
の損失が軽減される。
図１を例にとると、スイッチング素子ＳＷと並列に接続
したスナバ回路Ａに逆流阻止ダイオードＤ２とコンデン
サＣ２を直列接続しており、スイッチング素子ＳＷがオ
フからオンに切り替わる過渡期間での逆流阻止ダイオー
ドＤ２によるリカバリ電流によるスイッチング素子ＳＷ
の損失が軽減される。
【００４８】しかしながら、逆流阻止ダイオードＤ２に
リカバリ電流が流れている期間はごく短く、スイッチン
グ素子ＳＷがオン状態に移行した頃には逆流阻止ダイオ
ードＤ２のリカバリ電流はもう流れていない。つまり、
逆流阻止ダイオードＤ２のキャリアが少ない状態となっ
ているため、そのリカバリ電流は問題にならないほど少
なく、出力整流ダイオードＤ１ほどリカバリ電流の影響
は考えられず、スナバ回路Ａに逆流阻止ダイオードＤ２
を設けても、そのリカバリ電流によるスイッチング素子
ＳＷの損失増加は問題とならない。
リカバリ電流が流れている期間はごく短く、スイッチン
グ素子ＳＷがオン状態に移行した頃には逆流阻止ダイオ
ードＤ２のリカバリ電流はもう流れていない。つまり、
逆流阻止ダイオードＤ２のキャリアが少ない状態となっ
ているため、そのリカバリ電流は問題にならないほど少
なく、出力整流ダイオードＤ１ほどリカバリ電流の影響
は考えられず、スナバ回路Ａに逆流阻止ダイオードＤ２
を設けても、そのリカバリ電流によるスイッチング素子
ＳＷの損失増加は問題とならない。
【００４９】更に本発明は上記の実施形態に限定され
ず、その目的と利点を損なわない適宜の変形を含む。
ず、その目的と利点を損なわない適宜の変形を含む。
【００５０】
【発明の効果】以上説明してきたように本発明によれ
ば、出力整流ダイオードとスイッチング素子との間の経
路にリカバリ電流を十分に抑制できる大きさのリカバリ
電流抑制用インダクタンスを設けたことで、出力整流ダ
イオードに流れるリカバリ電流を低減し、これによって
スイッチング素子の損失が減少し、電源装置として見た
場合の効率を向上することができる。
ば、出力整流ダイオードとスイッチング素子との間の経
路にリカバリ電流を十分に抑制できる大きさのリカバリ
電流抑制用インダクタンスを設けたことで、出力整流ダ
イオードに流れるリカバリ電流を低減し、これによって
スイッチング素子の損失が減少し、電源装置として見た
場合の効率を向上することができる。
【００５１】またリカバリ電流抑制用インダクタンスと
して大きなものを使用したことで、スイッチング素子が
オンからオフに切り替わるときに大きなフライバック電
圧を発生するが、スイッチング素子と並列にスナバ回路
を設けることによって、リカバリ電流抑制用インダクタ
ンスによるフライバック電圧を吸収し、スイッチング素
子として逆耐圧の小さいものを使用可能とする。
して大きなものを使用したことで、スイッチング素子が
オンからオフに切り替わるときに大きなフライバック電
圧を発生するが、スイッチング素子と並列にスナバ回路
を設けることによって、リカバリ電流抑制用インダクタ
ンスによるフライバック電圧を吸収し、スイッチング素
子として逆耐圧の小さいものを使用可能とする。
【００５２】またスイッチング素子と並列に逆流阻止ダ
イオードとコンデンサを直列接続したスナバ回路を設け
たことで、スイッチング素子がオンからオフに移行する
ときの急激な電流変化を受けて磁束の急激な変化を発生
させる回路ループで囲まれた配線部分の面積が減少し、
スイッチング素子の回りの電子部品への誤動作の悪影響
を与えたり、電源装置として見た場合の出力ノイズと入
力帰還雑音の増大という不都合を解消できる。
イオードとコンデンサを直列接続したスナバ回路を設け
たことで、スイッチング素子がオンからオフに移行する
ときの急激な電流変化を受けて磁束の急激な変化を発生
させる回路ループで囲まれた配線部分の面積が減少し、
スイッチング素子の回りの電子部品への誤動作の悪影響
を与えたり、電源装置として見た場合の出力ノイズと入
力帰還雑音の増大という不都合を解消できる。
【図１】本発明の第１実施形態の回路図
【図２】図１のスイッチング素子の信号波形図
【図３】本発明の第２実施形態の回路図
【図４】本発明の第３実施形態の回路図
【図５】本発明の第４実施形態の回路図
【図６】従来装置の回路図
Ｌ１：チョッパ用チョークコイル（チョッパ用インダク
タンス） Ｌ２：リカバリ電流抑制用チョークコイル（リカバリ電
流抑制用インダクタンス） Ｌ３：エネルギ移動用インダクタンス Ｄ１：出力整流ダイオード Ｄ２：逆流阻止ダイオード Ｃ１：出力平滑用コンデンサ Ｃ２：フライバック吸収用コンデンサ ＳＷ：スイッチング素子 ＰＧ：パルス制御回路
タンス） Ｌ２：リカバリ電流抑制用チョークコイル（リカバリ電
流抑制用インダクタンス） Ｌ３：エネルギ移動用インダクタンス Ｄ１：出力整流ダイオード Ｄ２：逆流阻止ダイオード Ｃ１：出力平滑用コンデンサ Ｃ２：フライバック吸収用コンデンサ ＳＷ：スイッチング素子 ＰＧ：パルス制御回路
Claims (6)
- 【請求項１】スイッチング素子のオン期間に流れる電流
でチョッパ用インダクタンスに磁気的なエネルギを蓄積
し、前記スイッチング素子のオフ期間に入力電源及び前
記チョッパ用インダクタンスのエネルギを出力用整流素
子を通して負荷側の出力平滑用コンデンサに移行させる
昇圧チョッパを使用したスイッチングレギュレータ電源
装置に於いて、 前記出力整流素子から前記スイッチング素子に至る経路
に、前記スイッチング素子がオンからオフに移行する過
渡期間に前記出力整流素子に流れるリカバリ電流を抑制
するリカバリ電流抑制用インダクタンスを設け、 前記スイッチング素子がオフからオンに移行する過渡期
間に前記リカバリ電流抑制用インダクタンスに発生する
フライバック電圧を吸収するダイオードとコンデンサを
直列接続したスナバ回路を前記スイッチング素子と並列
に接続し、 前記スナバ回路のダイオードとコンデンサの接続点から
前記出力平滑用コンデンサのプラス側に前記スナバ回路
のコンデンサに蓄積されたエネルギを移行させるエネル
ギ移行経路を設けたことを特徴とするスイッチングレギ
ュレータ電源装置。 - 【請求項２】請求項１記載のスイッチングレギュレータ
電源装置に於いて、前記エネルギ移行経路にエネルギ移
行用のインダクタンスを挿入接続したことを特徴とする
スイッチングレギュレータ電源装置。 - 【請求項３】請求項１記載のスイッチングレギュレータ
電源装置に於いて、前記エネルギ移行経路にエネルギ移
行用の抵抗を挿入接続したことを特徴とするスイッチン
グレギュレータ電源装置。 - 【請求項４】請求項１乃至３のいずれかに記載のスイッ
チングレギュレータ電源装置に於いて、前記エネルギ移
行経路の出力コンデンサ側を、前記出力整流素子とリカ
バリ電流抑制用インダクタンスの間に接続したことを特
徴とするスイッチングレギュレータ電源装置。 - 【請求項５】請求項１記載のスイッチングレギュレータ
電源装置に於いて、前記リカバリ電流抑制用インダクタ
ンスを前記チョッパ用インダクタンスと出力整流素子と
の間に挿入接続し、前記スイッチング素子のプラス側を
前記チョッパ用インダクタンスと前記リカバリ電流抑制
用インダクタンスとの間に接続したことを特徴とするス
イッチングレギュレータ電源装置。 - 【請求項６】請求項１記載のスイッチングレギュレータ
電源装置に於いて、前記リカバリ電流抑制用インダクタ
ンスを、前記チョッパ用インダクタンスと出力整流素子
との接続点から前記スイッチング素子のプラス側を結ぶ
経路に挿入接続したことを特徴とするスイッチングレギ
ュレータ電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11065862A JP2000262047A (ja) | 1999-03-12 | 1999-03-12 | スイッチングレギュレータ電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11065862A JP2000262047A (ja) | 1999-03-12 | 1999-03-12 | スイッチングレギュレータ電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000262047A true JP2000262047A (ja) | 2000-09-22 |
Family
ID=13299254
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11065862A Pending JP2000262047A (ja) | 1999-03-12 | 1999-03-12 | スイッチングレギュレータ電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000262047A (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100424444B1 (ko) * | 2001-04-18 | 2004-03-24 | 한국전기연구원 | 승압형 컨버터를 위한 무손실 스너버 회로 |
| JP2008099421A (ja) * | 2006-10-11 | 2008-04-24 | Honda Motor Co Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JP2008099423A (ja) * | 2006-10-11 | 2008-04-24 | Honda Motor Co Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JP2012138996A (ja) * | 2010-12-24 | 2012-07-19 | Fujitsu Ltd | 電源装置、情報処理装置 |
| CN104393748B (zh) * | 2014-11-28 | 2017-02-01 | 华东交通大学 | 一种变流器开关管实现软关断和能量回馈的电路及方法 |
| US9929670B2 (en) | 2013-05-28 | 2018-03-27 | Mitsubishi Electric Corporation | Power conversion device, motor drive control device equipped with power conversion device, compressor and blower equipped with motor drive control device, and air conditioner equipped with compressor or blower |
| CN107947577A (zh) * | 2017-11-28 | 2018-04-20 | 浙江水利水电学院 | 一种升压电路及其控制方法 |
-
1999
- 1999-03-12 JP JP11065862A patent/JP2000262047A/ja active Pending
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100424444B1 (ko) * | 2001-04-18 | 2004-03-24 | 한국전기연구원 | 승압형 컨버터를 위한 무손실 스너버 회로 |
| JP2008099421A (ja) * | 2006-10-11 | 2008-04-24 | Honda Motor Co Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JP2008099423A (ja) * | 2006-10-11 | 2008-04-24 | Honda Motor Co Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JP2012138996A (ja) * | 2010-12-24 | 2012-07-19 | Fujitsu Ltd | 電源装置、情報処理装置 |
| US9929670B2 (en) | 2013-05-28 | 2018-03-27 | Mitsubishi Electric Corporation | Power conversion device, motor drive control device equipped with power conversion device, compressor and blower equipped with motor drive control device, and air conditioner equipped with compressor or blower |
| CN104393748B (zh) * | 2014-11-28 | 2017-02-01 | 华东交通大学 | 一种变流器开关管实现软关断和能量回馈的电路及方法 |
| CN107947577A (zh) * | 2017-11-28 | 2018-04-20 | 浙江水利水电学院 | 一种升压电路及其控制方法 |
| CN107947577B (zh) * | 2017-11-28 | 2019-12-10 | 浙江水利水电学院 | 一种升压电路 |
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