JP2000286083A - 高圧放電灯用電源装置 - Google Patents
高圧放電灯用電源装置Info
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- JP2000286083A JP2000286083A JP11092788A JP9278899A JP2000286083A JP 2000286083 A JP2000286083 A JP 2000286083A JP 11092788 A JP11092788 A JP 11092788A JP 9278899 A JP9278899 A JP 9278899A JP 2000286083 A JP2000286083 A JP 2000286083A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 エネルギー効率を高めて比較的低い電圧で点
灯を可能とする高圧放電灯用電源装置を提供する。 【解決手段】 ＰＷＭ変調した所定周波数の交流を発生
させるインバータ回路１２と、インバータ回路１２の出
力を一次入力とするトランス１３と、トランス１３の二
次側を介して接続される負荷の出力状態を検出して、イ
ンバータ回路１２を制御し負荷の定電流制御及び／又は
定電力制御を行う制御装置２８とを有する高圧放電灯用
電源装置１０において、トランス１３の二次側にトラン
ス１３を二次側からみた漏洩リアクタンスと共振する共
振用コンデンサ３４を設けＰＷＭ変調波又はその整数倍
に共振させて高電圧を発生させ、これによって、負荷の
放電灯３５の点灯処理を行う。
灯を可能とする高圧放電灯用電源装置を提供する。 【解決手段】 ＰＷＭ変調した所定周波数の交流を発生
させるインバータ回路１２と、インバータ回路１２の出
力を一次入力とするトランス１３と、トランス１３の二
次側を介して接続される負荷の出力状態を検出して、イ
ンバータ回路１２を制御し負荷の定電流制御及び／又は
定電力制御を行う制御装置２８とを有する高圧放電灯用
電源装置１０において、トランス１３の二次側にトラン
ス１３を二次側からみた漏洩リアクタンスと共振する共
振用コンデンサ３４を設けＰＷＭ変調波又はその整数倍
に共振させて高電圧を発生させ、これによって、負荷の
放電灯３５の点灯処理を行う。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、高圧水銀ランプ、
メタルハライドランプ、高圧ナトリウムランプ等の高圧
放電灯の電源装置に関する。
メタルハライドランプ、高圧ナトリウムランプ等の高圧
放電灯の電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】高圧水銀灯、高圧ナトリウムランプ、メ
タルハライドランプ等の高輝度放電灯が街路や工場等の
各種光源として使用され、かかる放電灯の点灯装置とし
て、従来は電源として通常の交流電源を使用し、リアク
トルとサイリスタを用いて高電圧を発生させて点灯する
方式もあるが、効率が悪くランプ寿命が短いという欠点
がある。そこで、本出願人は先に特開平９−２４５９７
５号公報において交流を一旦直流にし、これを再度高い
周波数の交流に変換するインバータを用いて高圧放電灯
を点灯する電源装置を提案した。
タルハライドランプ等の高輝度放電灯が街路や工場等の
各種光源として使用され、かかる放電灯の点灯装置とし
て、従来は電源として通常の交流電源を使用し、リアク
トルとサイリスタを用いて高電圧を発生させて点灯する
方式もあるが、効率が悪くランプ寿命が短いという欠点
がある。そこで、本出願人は先に特開平９−２４５９７
５号公報において交流を一旦直流にし、これを再度高い
周波数の交流に変換するインバータを用いて高圧放電灯
を点灯する電源装置を提案した。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前記公
報記載の高圧放電灯電源装置の点灯手段は、ＰＷＭ変調
のキャリア波の立上がりと立下がりの波形を利用してい
たので、トランスの二次側に発生する電力の実効値が小
さく点灯時の電力を確保するために、極めて高い電圧を
必要とするという問題があった。このため、高電圧が発
生するので感電等の恐れがあると共に、機器やそれ以後
の配線の絶縁性を高める必要があるという問題があっ
た。本発明はかかる事情に鑑みてなされたもので、エネ
ルギー効率を高めて比較的低い電圧で点灯を可能とする
高圧放電灯用電源装置を提供することを目的とする。
報記載の高圧放電灯電源装置の点灯手段は、ＰＷＭ変調
のキャリア波の立上がりと立下がりの波形を利用してい
たので、トランスの二次側に発生する電力の実効値が小
さく点灯時の電力を確保するために、極めて高い電圧を
必要とするという問題があった。このため、高電圧が発
生するので感電等の恐れがあると共に、機器やそれ以後
の配線の絶縁性を高める必要があるという問題があっ
た。本発明はかかる事情に鑑みてなされたもので、エネ
ルギー効率を高めて比較的低い電圧で点灯を可能とする
高圧放電灯用電源装置を提供することを目的とする。
【０００４】
【課題を解決するための手段】前記目的に沿う本発明に
係る高圧放電灯用電源装置は、ＰＷＭ変調した所定周波
数の交流を発生させるインバータ回路と、該インバータ
回路の出力を一次入力とするトランスと、該トランスの
二次側を介して接続される負荷の出力状態を検出して、
前記インバータ回路を制御し前記負荷の定電流制御及び
／又は定電力制御を行う制御装置とを有する高圧放電灯
用電源装置において、前記トランスの二次側に該トラン
スを二次側からみた漏洩リアクタンスと共振する共振用
コンデンサを設けＰＷＭ変調のキャリア波又はその整数
倍に共振させて高電圧を発生させ、これによって、負荷
の放電灯の点灯処理を行っている。これによって、高い
エネルギーを有する点灯電力を発生させることができ、
従来よりも比較的低い電圧で放電灯の点灯が可能とな
る。
係る高圧放電灯用電源装置は、ＰＷＭ変調した所定周波
数の交流を発生させるインバータ回路と、該インバータ
回路の出力を一次入力とするトランスと、該トランスの
二次側を介して接続される負荷の出力状態を検出して、
前記インバータ回路を制御し前記負荷の定電流制御及び
／又は定電力制御を行う制御装置とを有する高圧放電灯
用電源装置において、前記トランスの二次側に該トラン
スを二次側からみた漏洩リアクタンスと共振する共振用
コンデンサを設けＰＷＭ変調のキャリア波又はその整数
倍に共振させて高電圧を発生させ、これによって、負荷
の放電灯の点灯処理を行っている。これによって、高い
エネルギーを有する点灯電力を発生させることができ、
従来よりも比較的低い電圧で放電灯の点灯が可能とな
る。
【０００５】ここで、本発明に係る高圧放電灯用電源装
置において、前記ＰＷＭ変調のキャリア波の周波数をｆ
ｃ、前記インバータ回路の出力周波数をｆｐとした場
合、以下の関係式（１）を満足するのが好ましい。 ｆｃ／ｆｐ＝４・ｎ （但し、ｎ：整数） ・・・・・（１） これによって、以下の１〜３を満足し、放電灯を流れる
波形が安定し、放電灯に点滅バラツキ等が発生しないこ
とになる。１．出力波形の正負のアンバランスがない。
２．出力波形の９０度、２７０度の位相角位置にＰＷＭ
変調のキャリア波の最大幅の波形がある。これによって
出力波形が歪まない。３．出力波形の０度、１８０度、
３６０度の位置では必ずＰＷＭ変調のキャリア波の出力
が０である。また、本発明における高圧放電灯用電源装
置において、前記共振用コンデンサは、前記ＰＷＭ変調
のキャリア波の２倍の周波数に共振するように選定され
ているのが好ましい。これによって、適正な点孤角度で
放電灯を点灯させることができる。
置において、前記ＰＷＭ変調のキャリア波の周波数をｆ
ｃ、前記インバータ回路の出力周波数をｆｐとした場
合、以下の関係式（１）を満足するのが好ましい。 ｆｃ／ｆｐ＝４・ｎ （但し、ｎ：整数） ・・・・・（１） これによって、以下の１〜３を満足し、放電灯を流れる
波形が安定し、放電灯に点滅バラツキ等が発生しないこ
とになる。１．出力波形の正負のアンバランスがない。
２．出力波形の９０度、２７０度の位相角位置にＰＷＭ
変調のキャリア波の最大幅の波形がある。これによって
出力波形が歪まない。３．出力波形の０度、１８０度、
３６０度の位置では必ずＰＷＭ変調のキャリア波の出力
が０である。また、本発明における高圧放電灯用電源装
置において、前記共振用コンデンサは、前記ＰＷＭ変調
のキャリア波の２倍の周波数に共振するように選定され
ているのが好ましい。これによって、適正な点孤角度で
放電灯を点灯させることができる。
【０００６】
【発明の実施の形態】続いて、添付した図面を参照しつ
つ、本発明を具体化した実施の形態につき説明し、本発
明の理解に供する。ここに、図１は本発明の一実施の形
態に係る高圧放電灯用電源装置の回路図、図２（Ａ）、
（Ｂ）及び図３（Ａ）、（Ｂ）はそれぞれＰＷＭ変調出
力に対する出力波形図である。
つ、本発明を具体化した実施の形態につき説明し、本発
明の理解に供する。ここに、図１は本発明の一実施の形
態に係る高圧放電灯用電源装置の回路図、図２（Ａ）、
（Ｂ）及び図３（Ａ）、（Ｂ）はそれぞれＰＷＭ変調出
力に対する出力波形図である。
【０００７】図１に示すように、本発明の一実施の形態
に係る高圧放電灯用電源装置１０は、三相交流のブリッ
ジ型整流器１１と、これに接続されるインバータ回路１
２と、その出力側に接続されるトランス１３とを有して
いる。以下、これらについて詳しく説明する。
に係る高圧放電灯用電源装置１０は、三相交流のブリッ
ジ型整流器１１と、これに接続されるインバータ回路１
２と、その出力側に接続されるトランス１３とを有して
いる。以下、これらについて詳しく説明する。
【０００８】ブリッジ型整流器１１の手前にはリアクト
ル１４〜１６とコンデンサ１７〜１９を備えているが、
これらはこの電源装置からラジオ周波数ノイズ（高周
波）が電源側に乗らないようにするためのもので、小さ
なインダクタンスを有するリアクトル１４〜１６と、コ
ンデンサ１７〜１９からなっている。ブリッジ型整流器
１１の出力側に設けられているコンデンサ２０は非常に
容量の小さいコンデンサで、ラジオノイズ吸収用のコン
デンサである。このブリッジ型整流器１１の出力側には
平滑回路が設けられているがこの平滑回路はリアクトル
２１、２２と容量の大きいコンデンサ２３とからなって
いる。これによって、三相交流の力率の改善を図ってい
る。
ル１４〜１６とコンデンサ１７〜１９を備えているが、
これらはこの電源装置からラジオ周波数ノイズ（高周
波）が電源側に乗らないようにするためのもので、小さ
なインダクタンスを有するリアクトル１４〜１６と、コ
ンデンサ１７〜１９からなっている。ブリッジ型整流器
１１の出力側に設けられているコンデンサ２０は非常に
容量の小さいコンデンサで、ラジオノイズ吸収用のコン
デンサである。このブリッジ型整流器１１の出力側には
平滑回路が設けられているがこの平滑回路はリアクトル
２１、２２と容量の大きいコンデンサ２３とからなって
いる。これによって、三相交流の力率の改善を図ってい
る。
【０００９】前記平滑回路を経て略均一になった直流
（約２８０Ｖ程度）は次のインバータ回路１２に入力さ
れている。このインバータ回路１２は通常のＰＷＭ変調
回路と同様、４つのＦＥＴ２４〜２７を有し、ＦＥＴ２
４、２７とＦＥＴ２５、２６とを交互に同時にオンとす
ることによって、図２、図３に示すように、出力側に交
流を発生させている。ＰＷＭ変調のキャリア波（搬送
波）の周波数ｆｃは８ｋＨｚであり、負荷時のその出力
周波数ｆｐは３３３Ｈｚとなっている。図３（Ａ）に示
すように、ＰＷＭの出力波形はその実効値が通常の交流
と同様に正弦波になるように、出力の正負それぞれの半
周期（Ｔ／２）において、最初はパルス幅が狭く徐々に
広くなって、９０度付近でパルス幅が最高幅になり、そ
の後は徐々にパルス幅が短くなっている。このインバー
タ回路１２を構成する４つのＦＥＴ２４〜２７の制御
は、ＣＰＵを備えた制御装置であるコンピュータ２８に
よって予め記録されたプログラムによって行われ、その
出力信号をベースドライブ回路２９によって所定の電力
にした後、各ＦＥＴ２４〜２７を駆動している。
（約２８０Ｖ程度）は次のインバータ回路１２に入力さ
れている。このインバータ回路１２は通常のＰＷＭ変調
回路と同様、４つのＦＥＴ２４〜２７を有し、ＦＥＴ２
４、２７とＦＥＴ２５、２６とを交互に同時にオンとす
ることによって、図２、図３に示すように、出力側に交
流を発生させている。ＰＷＭ変調のキャリア波（搬送
波）の周波数ｆｃは８ｋＨｚであり、負荷時のその出力
周波数ｆｐは３３３Ｈｚとなっている。図３（Ａ）に示
すように、ＰＷＭの出力波形はその実効値が通常の交流
と同様に正弦波になるように、出力の正負それぞれの半
周期（Ｔ／２）において、最初はパルス幅が狭く徐々に
広くなって、９０度付近でパルス幅が最高幅になり、そ
の後は徐々にパルス幅が短くなっている。このインバー
タ回路１２を構成する４つのＦＥＴ２４〜２７の制御
は、ＣＰＵを備えた制御装置であるコンピュータ２８に
よって予め記録されたプログラムによって行われ、その
出力信号をベースドライブ回路２９によって所定の電力
にした後、各ＦＥＴ２４〜２７を駆動している。
【００１０】インバータ回路１２の出力には、小さい容
量のリアクトル３０、３１とラジオノズル除去用の小さ
い容量のコンデンサ３２が設けられ、その出力はトラン
ス１３の一次側に入力されている。このトランス１３は
漏洩トランスからなって、一次：二次の捲線比は１：
１．５となっている。これによって、インバータ回路１
２の負荷時の１９０Ｖの電圧を約３００Ｖに昇圧してい
る。このトランス１３の出力側には、スタビライザ用の
コンデンサ（２０μＦ）３３が直列に接続されていると
共に、共振用コンデンサ（この実施の形態では２５００
ｐＦ）３４が並列に接続されている。この共振用コンデ
ンサ３４の容量をＣｘとし、トランス１３を二次側から
みた場合の漏洩リアクタンスをＬとし、ＰＷＭ変調のキ
ャリア波の周波数をｆｃ（この実施の形態では８ｋＨ
ｚ）とした場合に、以下の式（２）を満足するようにそ
のＣｘの値が決定されている。 ２・ｆｃ＝１／（２πＬ1/2 ・Ｃｘ1/2 ） ・・・・・（２） 従って、出力側にＰＷＭ変調のキャリア波ｆｃの２倍の
周波数１６ｋＨｚの高電圧が発生する。
量のリアクトル３０、３１とラジオノズル除去用の小さ
い容量のコンデンサ３２が設けられ、その出力はトラン
ス１３の一次側に入力されている。このトランス１３は
漏洩トランスからなって、一次：二次の捲線比は１：
１．５となっている。これによって、インバータ回路１
２の負荷時の１９０Ｖの電圧を約３００Ｖに昇圧してい
る。このトランス１３の出力側には、スタビライザ用の
コンデンサ（２０μＦ）３３が直列に接続されていると
共に、共振用コンデンサ（この実施の形態では２５００
ｐＦ）３４が並列に接続されている。この共振用コンデ
ンサ３４の容量をＣｘとし、トランス１３を二次側から
みた場合の漏洩リアクタンスをＬとし、ＰＷＭ変調のキ
ャリア波の周波数をｆｃ（この実施の形態では８ｋＨ
ｚ）とした場合に、以下の式（２）を満足するようにそ
のＣｘの値が決定されている。 ２・ｆｃ＝１／（２πＬ1/2 ・Ｃｘ1/2 ） ・・・・・（２） 従って、出力側にＰＷＭ変調のキャリア波ｆｃの２倍の
周波数１６ｋＨｚの高電圧が発生する。
【００１１】この様子を図２、図３に示す。図３（Ａ）
にはトランス１３の一次側の電圧を１７０Ｖにした場合
の二次側の波形を図３（Ｂ）に示すが３３３Ｈｚの正弦
波ａにおいて約６０度付近の所でピークツウピーク（Ｐ
−Ｐ）１８００Ｖの高電圧が発生していることが分か
る。これはＰＷＭ変調波のオンオフのデューティが丁度
この付近で５０％になるので、トランス１３の１６ｋＨ
ｚの変換効率が最大となるからである。一方、図２
（Ａ）、（Ｂ）においては、トランス１３の一次側の電
圧を７０Ｖにした場合の発信波形を示すが、ＰＷＭ変調
波の電圧が低い場合は、発信電圧が比較的低いことが分
かる。従って、無負荷電圧が６０度付近になる位置で、
高圧放電灯３５が点灯するように二次電圧が調整されて
いる。
にはトランス１３の一次側の電圧を１７０Ｖにした場合
の二次側の波形を図３（Ｂ）に示すが３３３Ｈｚの正弦
波ａにおいて約６０度付近の所でピークツウピーク（Ｐ
−Ｐ）１８００Ｖの高電圧が発生していることが分か
る。これはＰＷＭ変調波のオンオフのデューティが丁度
この付近で５０％になるので、トランス１３の１６ｋＨ
ｚの変換効率が最大となるからである。一方、図２
（Ａ）、（Ｂ）においては、トランス１３の一次側の電
圧を７０Ｖにした場合の発信波形を示すが、ＰＷＭ変調
波の電圧が低い場合は、発信電圧が比較的低いことが分
かる。従って、無負荷電圧が６０度付近になる位置で、
高圧放電灯３５が点灯するように二次電圧が調整されて
いる。
【００１２】高圧放電灯３５の負荷電圧と負荷電流を測
定するための検出回路３６がトランス１３の二次側に設
けられている。負荷電流を検出する回路はＣＴ（電流変
成器）からなって、負荷電圧を検出する回路はＰＴ（電
圧変換器）若しくは分流抵抗からなっている。これによ
って、負荷の状況を検出してフィードバック回路３７に
てＡＤ変換し、コンピュータ（ＣＰＵ）２８に入力し、
ＰＷＭ変調の定電流及び／又は定電力制御を行ってい
る。なお、図１において、３８は電源回路、３９はコン
ピュータ２８に接続されるランプ類を備えた操作盤（表
示器）を示す。
定するための検出回路３６がトランス１３の二次側に設
けられている。負荷電流を検出する回路はＣＴ（電流変
成器）からなって、負荷電圧を検出する回路はＰＴ（電
圧変換器）若しくは分流抵抗からなっている。これによ
って、負荷の状況を検出してフィードバック回路３７に
てＡＤ変換し、コンピュータ（ＣＰＵ）２８に入力し、
ＰＷＭ変調の定電流及び／又は定電力制御を行ってい
る。なお、図１において、３８は電源回路、３９はコン
ピュータ２８に接続されるランプ類を備えた操作盤（表
示器）を示す。
【００１３】従って、この高圧放電灯用電源装置１０に
おいては、その出力側に高圧放電灯３５を接続した状態
で電源をオンにすると、高圧放電灯３５が点灯していな
い場合には、無負荷状態となり、出力側には図３（Ｂ）
に示すようなＰＷＭ変調のキャリア波の２倍の周波数の
高電圧が発生する。そして、正弦波ａに対してその位相
角が約６０度近傍になったときに、高圧放電灯３５の電
極間にアークが３３３Ｈｚの交流の約６０度付近で発生
しその後増加する電流によってメイン電流が流れる。メ
イン電流が流れると高電圧の発生は停止し、電源電圧が
約３００Ｖ、周波数が３３３Ｈｚの電流が高圧放電灯３
５に流れる。これによって、高圧放電灯３５は放電状態
を維持するが、始動時は定電力制御を行うと電極の温度
が低く電極の消耗が大きくなるので、始動電流と高圧放
電灯３５の電極の消耗を抑えるため、最初は定電流制御
を行い、放電が安定した状態、即ちランプ電圧が所定値
に達した状態で定電力制御にするのが好ましい。この高
圧放電灯３５は３３３Ｈｚという高周波で駆動されてい
るので、通常の商用周波数で点灯されている高圧放電灯
に比較して電力効率が増加し、より発光効率が増すこと
になる。
おいては、その出力側に高圧放電灯３５を接続した状態
で電源をオンにすると、高圧放電灯３５が点灯していな
い場合には、無負荷状態となり、出力側には図３（Ｂ）
に示すようなＰＷＭ変調のキャリア波の２倍の周波数の
高電圧が発生する。そして、正弦波ａに対してその位相
角が約６０度近傍になったときに、高圧放電灯３５の電
極間にアークが３３３Ｈｚの交流の約６０度付近で発生
しその後増加する電流によってメイン電流が流れる。メ
イン電流が流れると高電圧の発生は停止し、電源電圧が
約３００Ｖ、周波数が３３３Ｈｚの電流が高圧放電灯３
５に流れる。これによって、高圧放電灯３５は放電状態
を維持するが、始動時は定電力制御を行うと電極の温度
が低く電極の消耗が大きくなるので、始動電流と高圧放
電灯３５の電極の消耗を抑えるため、最初は定電流制御
を行い、放電が安定した状態、即ちランプ電圧が所定値
に達した状態で定電力制御にするのが好ましい。この高
圧放電灯３５は３３３Ｈｚという高周波で駆動されてい
るので、通常の商用周波数で点灯されている高圧放電灯
に比較して電力効率が増加し、より発光効率が増すこと
になる。
【００１４】前記実施の形態においては、共振用コンデ
ンサとしてＰＷＭ変調波の２倍の周波数で発信させてい
るが、ＰＷＭ変調のキャリア波の基本波や２倍を超える
その整数倍で共振するようにコンデンサを選定する場合
も本発明は適用される。また、前記実施の形態において
は、高圧放電灯を負荷とした場合について説明したが、
通常の高圧水銀灯、ナトリウムランプ等の高圧放電灯用
であっても本発明は適用される。また、前記実施の形態
においては、スタビライザーとして進相用のコンデンサ
ーを使用したが、リアクトルであってもよい。更に、前
記実施の形態においては、ＰＷＭ変調のキャリア波ｆｃ
の周波数を８ｋＨｚとし、出力周波数ｆｐを３３３Ｈｚ
としたが、前記（１）式を満足する周波数（例えば、ｆ
ｃ＝１６ｋＨｚ、ｆｐ＝４４４Ｈｚ等）であれば、他の
周波数でも適用可能である。
ンサとしてＰＷＭ変調波の２倍の周波数で発信させてい
るが、ＰＷＭ変調のキャリア波の基本波や２倍を超える
その整数倍で共振するようにコンデンサを選定する場合
も本発明は適用される。また、前記実施の形態において
は、高圧放電灯を負荷とした場合について説明したが、
通常の高圧水銀灯、ナトリウムランプ等の高圧放電灯用
であっても本発明は適用される。また、前記実施の形態
においては、スタビライザーとして進相用のコンデンサ
ーを使用したが、リアクトルであってもよい。更に、前
記実施の形態においては、ＰＷＭ変調のキャリア波ｆｃ
の周波数を８ｋＨｚとし、出力周波数ｆｐを３３３Ｈｚ
としたが、前記（１）式を満足する周波数（例えば、ｆ
ｃ＝１６ｋＨｚ、ｆｐ＝４４４Ｈｚ等）であれば、他の
周波数でも適用可能である。
【００１５】
【発明の効果】請求項１〜３記載の高圧放電灯用電源装
置は、トランスの二次側に該トランスを二次側からみた
漏洩リアクタンスと共振する共振用コンデンサを設けＰ
ＷＭ変調のキャリア波又はその整数倍に共振させて高電
圧を発生させ、これによって、負荷の放電灯の点灯処理
を行うことにしたので、比較的低い電圧で強いパワーを
もって放電灯を点灯させることができる。従って、全体
として扱う電圧が下がり機器やそれ以後の配線の絶縁性
を必要以上に高めることがなくなり、更には、感電の危
険性が減少した。特に、請求項２記載の高圧放電灯用電
源装置においてはＰＷＭ変調のキャリア波の周波数をｆ
ｃ、インバータ回路の出力周波数をｆｐとした場合、ｆ
ｃ／ｆｐ＝４・ｎ（但し、ｎ：整数）を満足するよう
に、それぞれの周波数を設定しているので、放電灯の点
灯が安定し、より高輝度の不安定要素のない照明を得る
ことができる。そして、請求項３記載の高圧放電灯用電
源装置において、共振用コンデンサは、ＰＷＭ変調のキ
ャリア波の２倍の周波数に共振するように選定されてい
るので、最もエネルギーを有する電圧を、基本周波数の
約６０度付近で発生させることができ、これによって、
放電灯が点灯した後に更に増加する大きな電流が流れて
主放電を発生させることができ、これによって自動点灯
が容易となった。
置は、トランスの二次側に該トランスを二次側からみた
漏洩リアクタンスと共振する共振用コンデンサを設けＰ
ＷＭ変調のキャリア波又はその整数倍に共振させて高電
圧を発生させ、これによって、負荷の放電灯の点灯処理
を行うことにしたので、比較的低い電圧で強いパワーを
もって放電灯を点灯させることができる。従って、全体
として扱う電圧が下がり機器やそれ以後の配線の絶縁性
を必要以上に高めることがなくなり、更には、感電の危
険性が減少した。特に、請求項２記載の高圧放電灯用電
源装置においてはＰＷＭ変調のキャリア波の周波数をｆ
ｃ、インバータ回路の出力周波数をｆｐとした場合、ｆ
ｃ／ｆｐ＝４・ｎ（但し、ｎ：整数）を満足するよう
に、それぞれの周波数を設定しているので、放電灯の点
灯が安定し、より高輝度の不安定要素のない照明を得る
ことができる。そして、請求項３記載の高圧放電灯用電
源装置において、共振用コンデンサは、ＰＷＭ変調のキ
ャリア波の２倍の周波数に共振するように選定されてい
るので、最もエネルギーを有する電圧を、基本周波数の
約６０度付近で発生させることができ、これによって、
放電灯が点灯した後に更に増加する大きな電流が流れて
主放電を発生させることができ、これによって自動点灯
が容易となった。
【図１】本発明の一実施の形態に係る高圧放電灯用電源
装置の回路図である。
装置の回路図である。
【図２】（Ａ）、（Ｂ）はＰＷＭ出力に対する出力波形
図である。
図である。
【図３】（Ａ）、（Ｂ）はＰＷＭ出力に対する出力波形
図である。
図である。
１０：高圧放電灯用電源装置、１１：ブリッジ型整流回
路、１２：インバータ回路、１３：トランス、１４〜１
６：リアクトル、１７〜２０：コンデンサ、２１ ２２、：リアクトル、２３：コンデンサ、２４〜２７：
ＦＥＴ、２８：コンピュータ、２９：ベースドライブ回
路、３０、３１：リアクトル、３２：コンデンサ、３
３：スタビライザ用のコンデンサ、３４：共振用コンデ
ンサ、３５：高圧放電灯、３６：検出回路、３７：フィ
ードバック回路、３８：電源回路、３９：操作盤
路、１２：インバータ回路、１３：トランス、１４〜１
６：リアクトル、１７〜２０：コンデンサ、２１ ２２、：リアクトル、２３：コンデンサ、２４〜２７：
ＦＥＴ、２８：コンピュータ、２９：ベースドライブ回
路、３０、３１：リアクトル、３２：コンデンサ、３
３：スタビライザ用のコンデンサ、３４：共振用コンデ
ンサ、３５：高圧放電灯、３６：検出回路、３７：フィ
ードバック回路、３８：電源回路、３９：操作盤
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 3K072 AA12 AA13 AA14 BA03 BB01 BC03 DD04 EB05 EB07 GA02 GB18 GC04 HA10 HB03 5H007 AA06 AA12 BB03 CA01 CB05 CB09 CC32 DA05 DB12 DC02 EA02
Claims (3)
- 【請求項１】 ＰＷＭ変調した所定周波数の交流を発生
させるインバータ回路と、該インバータ回路の出力を一
次入力とするトランスと、該トランスの二次側を介して
接続される負荷の出力状態を検出して、前記インバータ
回路を制御し前記負荷の定電流制御及び／又は定電力制
御を行う制御装置とを有する高圧放電灯用電源装置にお
いて、前記トランスの二次側に該トランスを二次側から
みた漏洩リアクタンスと共振する共振用コンデンサを設
けＰＷＭ変調のキャリア波又はその整数倍に共振させて
高電圧を発生させ、これによって、負荷の放電灯の点灯
処理を行うことを特徴とする高圧放電灯用電源装置。 - 【請求項２】 請求項１記載の高圧放電灯用電源装置に
おいて、前記ＰＷＭ変調のキャリア波の周波数をｆｃ、
前記インバータ回路の出力周波数をｆｐとした場合、以
下の関係式を有することを特徴とする高圧放電灯用電源
装置。 ｆｃ／ｆｐ＝４・ｎ （但し、ｎ：整数） - 【請求項３】 請求項１記載の高圧放電灯用電源装置に
おいて、前記共振用コンデンサは、前記ＰＷＭ変調のキ
ャリア波の２倍の周波数に共振するように選定されてい
ることを特徴とする高圧放電灯用電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11092788A JP2000286083A (ja) | 1999-03-31 | 1999-03-31 | 高圧放電灯用電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11092788A JP2000286083A (ja) | 1999-03-31 | 1999-03-31 | 高圧放電灯用電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000286083A true JP2000286083A (ja) | 2000-10-13 |
Family
ID=14064170
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11092788A Pending JP2000286083A (ja) | 1999-03-31 | 1999-03-31 | 高圧放電灯用電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000286083A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN105099207A (zh) * | 2015-08-20 | 2015-11-25 | 昂宝电子（上海）有限公司 | 用于调节准谐振模式下运行的电源变换系统的系统和方法 |
| CN109560578A (zh) * | 2018-09-30 | 2019-04-02 | 中国电力科学研究院有限公司 | 一种从高压输电线路取能的装置及方法 |
| KR20190035652A (ko) * | 2011-09-07 | 2019-04-03 | 양태허 | 다상 무효전력에 대한 제어가 가능한 고체 발광 장치 |
-
1999
- 1999-03-31 JP JP11092788A patent/JP2000286083A/ja active Pending
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20190035652A (ko) * | 2011-09-07 | 2019-04-03 | 양태허 | 다상 무효전력에 대한 제어가 가능한 고체 발광 장치 |
| KR102023869B1 (ko) | 2011-09-07 | 2019-11-04 | 양태허 | 다상 무효전력에 대한 제어가 가능한 고체 발광 장치 |
| CN105099207A (zh) * | 2015-08-20 | 2015-11-25 | 昂宝电子（上海）有限公司 | 用于调节准谐振模式下运行的电源变换系统的系统和方法 |
| CN105099207B (zh) * | 2015-08-20 | 2017-12-15 | 昂宝电子（上海）有限公司 | 用于调节准谐振模式下运行的电源变换系统的系统和方法 |
| US9847728B2 (en) | 2015-08-20 | 2017-12-19 | On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. | Systems and methods for regulating power conversion systems operating in quasi-resonant mode |
| US10291135B2 (en) | 2015-08-20 | 2019-05-14 | On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. | Systems and methods for regulating power conversion systems operating in quasi-resonant mode |
| CN109560578A (zh) * | 2018-09-30 | 2019-04-02 | 中国电力科学研究院有限公司 | 一种从高压输电线路取能的装置及方法 |
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