JP2000295054A - 出力電力制御回路及び送信回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 温度変動や経時変化に伴う出力変動を抑圧
し、又、トラフィックの変動に呼応して出力電力を制御
することができる出力電力制御回路を提供する。 【解決手段】 出力電力制御の対象である被制御部の入
力を分岐する第一の分岐素子と、出力電力制御の対象で
ある該被制御部の出力を分岐する第二の分岐素子と、該
第一の分岐素子の出力を二乗検波する第一の二乗検波回
路と、該第二の分岐素子の出力を二乗検波する第二の二
乗検波回路と、該第一の二乗検波回路の出力を対数増幅
する第一の対数増幅器と、該第二の二乗検波回路の出力
を対数増幅する第二の対数増幅器と、該第一及び第二の
対数増幅器の出力を差をとる差分生成回路と、該差分生
成回路の出力と基準電圧の差を生成する制御電圧生成回
路を備える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、出力電力制御回路
に係り、特に、温度変動や経時変化に伴う出力変動を抑
圧し、又、トラフィックの変動に呼応して出力電力を制
御することができる出力電力制御回路に関する。

【０００２】無線通信は自由空間に電波を放射して二地
点間や多地点間の通信を行なう方式であるので、自身の
チャネルの信号以外は全て自身のチャネルの通信を阻害
する成分であり、同時に、自身のチャネルの信号もまた
他のチャネルの信号に対しては通信を阻害する成分とな
っている。

【０００３】周波数分割多重通信方式の場合、ろ波器を
使用して自身のチャネルに割り当てられた周波数と他の
チャネルに割り当てられた周波数とを分離している。使
用するろ波器の特性が安定しているものとすれば、自身
のチャネルに割り当てられた周波数を抽出するろ波器を
通過する他のチャネルの信号成分のレベルは、他のチャ
ネルのキャリア周波数の確度と出力電力に依存する。

【０００４】従って、周波数分割多重通信の場合は、通
信品質を高く保つにはキャリア周波数の安定化と出力電
力の安定化が必須要件となる。

【０００５】ところで、無線通信の歴史の中では比較的
最近のことであるが、拡散符号と呼ばれる擬似ランダム
符号によって送信信号の周波数成分を広い周波数帯域に
拡散して単位周波数帯域当たりの電力を微小化し、複数
の通話信号を互いに直交する（相関性が低いという意味
である。）拡散符号によって拡散することによって単一
のキャリアを使用して多重通信を行なう、符号分割多重
アクセス（Code Divi-sion Multiple Access; 略してＣ
ＤＭＡと呼ばれる。）方式の通信が実用化されている。

【０００６】符号分割多重アクセス方式の通信は、元々
擬似ランダム符号である拡散符号によって送信信号の周
波数成分を広い周波数帯域に拡散して送信し、受信側で
送信側と同じ拡散符号によって逆拡散して送信信号を復
元するために秘匿性に優れており、近い将来、符号分割
多重アクセス方式が移動通信の主流方式になろうとして
いる。

【０００７】この符号分割多重アクセス方式における受
信信号の中には、自身のチャネルの信号に対して通信を
阻害する他の複数のチャネルの信号が、総合レベルとし
ては自身のチャネルの信号以上に含まれている。その中
から自身のチャネルの送信信号を抽出するために、受信
信号を送信側で使用した拡散符号と同一の拡散符号によ
って逆拡散する訳である。

【０００８】この時、各チャネルに割り当てられる拡散
符号のビット数が有限であるために、各々の拡散符号の
間の相関が完全には０ではなく、微視的には他のチャネ
ルの拡散された信号と自身の拡散符号との間で相関がと
れることがある。このため、逆拡散して得られる信号は
自身のチャネルの送信信号の他に他チャネルの信号に起
因する不要成分を含んでいる。

【０００９】この不要成分は、複数のチャネルの独立な
拡散符号によって拡散された信号を自身の拡散符号で逆
拡散した信号の集積であるから、近似的には雑音として
扱うことができる。

【００１０】ここで、この雑音レベルは他のチャネルの
スペクトル強度に依存する。例えば、複数のチャネルの
中に極端に高いレベルで送信しているチャネルが一つあ
っても、その他のチャネルにとっては信号対雑音比の低
下につながる。

【００１１】つまり、各チャネルの出力電力と符号分割
多重アクセス方式におけるチャネル容量には密接な関係
がある。従って、符号分割多重アクセス方式において
も、出力電力の安定化が重要である。

【００１２】そして、完全に出力電力を安定化するに
は、出力電力の初期設定を正確に行なうだけではなく、
温度変動に伴う出力電力の変動及び経時変化に伴う出力
電力の変動の双方を抑圧することが重要である。

【００１３】更に、符号分割多重アクセス方式の通信シ
ステムにおいては、通信をしているチャネル数が少なく
て通信システム総合の送信電力が許容される総合の送信
電力より小さい時にはチャネル当たりの送信電力を一定
に保つこと、即ち、通信チャネル数に比例したレベルで
送信することも必要である。

【００１４】従って、無線通信全体を通して見ると、温
度変動や経時変化に伴う出力変動を抑圧し、又、トラフ
ィックの変動に呼応して出力電力を制御することができ
る出力電力制御回路の実現が強く要請されている。

【００１５】

【従来の技術】図１５は、従来の出力電力制御回路であ
る。

【００１６】図１５において、１０１は入力増幅器、１
０２は出力増幅器、１０３は可変利得増幅器、１０４は
制御電圧生成回路である。

【００１７】そして、該入力増幅器１０１、可変利得増
幅器１０３及び出力増幅器１０２が出力電力の制御を受
ける主信号部（以降、被制御部と呼ぶことにする。）の
一部を構成し、該可変利得増幅器１０３及び該制御電圧
生成回路１０４が出力電力制御部を構成する。

【００１８】図１５の構成においては、該制御電圧生成
回路１０４にＰＩＮダイオードやサーミスタなどの電圧
・電流特性に温度特性を有する素子を使用し、被制御部
の温度・利得特性を相殺できる電圧を生成して該可変利
得増幅器１０３に供給し、該可変利得増幅器１０３の利
得を制御することによって温度変動に伴う利得の変動を
抑圧している。

【００１９】図１８は、従来の送信回路の概略構成であ
る。

【００２０】図１８において、１０５は入力されるベー
スバンド信号を伝送に適した形態の信号に変換するベー
スバンド変調回路（図では、Ｂ．Ｂ変調回路と標記して
いるが、同一のものである。）、１０６は該ベースバン
ド変調回路１０５の出力を通常は２段の周波数変換を行
なうことによって無線伝送に適した周波数に変換する無
線周波変調回路、１０７は該無線周波変調回路１０６の
出力を十分なレベルに増幅する電力増幅回路、１０８は
該電力増幅回路の出力を空間に放射するアンテナで、こ
れらの構成要素によって送信回路が構成される。そし
て、出力電力制御回路は該無線周波変調回路１０６の一
部を構成することが多い。

【００２１】

【発明が解決しようとする課題】図１６は、従来の技術
の問題点（その１）を説明する図である。

【００２２】図１６において、横軸は温度、縦軸は利得
である。

【００２３】又、符号ａを付してある利得・温度特性は
被制御部の温度・利得特性の逆特性である、出力電力制
御回路に要求される利得・温度特性であり、符号ｂを付
してある利得・温度特性は図１５の制御電圧生成回路１
０４が供給する電圧によって制御される図１５の可変利
得増幅器１０３の利得・温度特性である。

【００２４】ここで説明したい問題点は、一般的に被制
御部に要求される温度・利得特性は非直線特性であり、
図１５の制御電圧生成回路１０４が供給する電圧によっ
て制御される図１５の可変利得増幅器１０３の利得・温
度特性を広い温度範囲でそれに一致させることが困難な
点である。

【００２５】即ち、第一の問題点は、図１５の構成によ
っては、特定の温度範囲に対して温度補償を確度よく行
なうことができるが、広い温度範囲に対しては温度補償
を確度が低いということである。これは、温度補償例で
ある図１６において、常温付近では温度補償の確度が高
く、低温及び高温側で温度補償の確度が低いことで示さ
れている。

【００２６】図１７は、従来の技術の問題点（その２）
を説明する図である。

【００２７】図１７において、横軸は温度、縦軸は利得
である。

【００２８】又、符号ａ−１乃至符号ａ−３を付してあ
る利得・温度特性は被制御部の温度特性に個体差がある
場合に、出力電力制御回路に要求される利得・温度特性
であり、符号ｂを付してある利得・温度特性は図１５の
制御電圧生成回路１０４が供給する電圧によって制御さ
れる図１５の被制御部の利得・温度特性である。

【００２９】ここで説明したい問題点は、一般的に被制
御部の温度・利得特性には個体差があり、それを図１５
の制御電圧生成部１０４が供給する電圧によって可変利
得増幅器１０３の利得を制御する場合、特定の被制御部
について温度補償を比較的確度よく補償できても、全て
の被制御部については温度補償を確度よく補償すること
は困難であるということである。

【００３０】即ち、第二の問題点は、図１５の構成によ
っては、被制御部の個体差を全て吸収することが困難な
点である。

【００３１】又、第三の問題点は、図１５の構成は電圧
・電流特性に温度特性がある素子を使用して被制御部の
温度・利得特性を補償しようとするものであるが、使用
される素子の温度特性に個体差がある場合、それを吸収
して温度補償することが困難な点である。

【００３２】尚、上記では温度補償のみについて記載し
ているが、経時変化の補償についても図１５の構成では
極めて困難である。

【００３３】更に、第四の問題点は、特に符号分割多重
アクセス方式において、トラフィックの輻輳状態に合わ
せて（同時に通信するチャネル数の増減に合わせて）出
力電力を制御する場合、通話チャネルが少なくて出力電
力が入力電力に比例してよい範囲はよいが、トラフィッ
クが輻輳して通信システム総合の送信電力が通信システ
ムに許容される総合の送信電力を越える範囲では送信電
力を抑圧することが難しいという点である。

【００３４】本発明は、かかる問題点に鑑み、被制御部
や出力電力制御部の個体差も含めて温度変動や経時変化
に伴う出力電力変動を抑圧し、又、トラフィックの変動
に呼応して出力電力を制御することができる出力電力制
御回路を提供することを目的とする。

【００３５】先にも記載したように、出力電力制御回路
は図１８の無線周波変調回路１０６の一部を構成するの
で、出力電力制御回路の問題点は直ちに送信回路の問題
点となる。

【００３６】従って、本発明は、改良された出力電力制
御回路を適用して、従来の問題点を解決することができ
る送信回路を提供することも目的とする。

【００３７】

【課題を解決するための手段】本発明の第一の原理は、
出力電力の制御対象である被制御部の出力端子において
分岐した信号を二乗検波して得た出力を対数増幅した電
圧と、該被制御部の入力端子において分岐した信号を二
乗検波して得た出力を対数増幅した電圧との差の電圧を
生成し、該差の電圧と、基準状態において該差の電圧が
とる電圧との差を該被制御部の利得を制御する電圧とし
て供給する技術である。尚、基準状態とは、温度が基準
温度で、経時変化がない状態を指す。

【００３８】本発明の第一の原理によれば、被制御部の
出力端子において分岐した信号を二乗検波して得た出力
を対数増幅した電圧は、ｄＢｍ（１ｍＷを０ｄＢｍとす
る信号電力の絶対単位である。）単位で表示した被制御
部の入力電力の一次関数になる。又、該被制御部の入力
端子において分岐した信号を二乗検波して得た出力を対
数増幅した電圧も、ｄＢｍ単位で表示した入力電力の一
次関数になり、しかも、原理的には出力端子において分
岐した信号を二乗検波した出力を対数増幅して得た電圧
とｄＢｍ単位で表示した入力電力とを関係付ける一次関
数の傾斜と同じ傾斜の一次関数になる。

【００３９】このため、上記差の電圧は、入力電力に無
関係な電圧となる。

【００４０】従って、上記差の電圧と、基準状態におい
て該差の電圧がとる電圧との差を該被制御部の利得を制
御する電圧として供給して負帰還をかければ、該被制御
部の利得の温度依存性と経時変化を抑圧することができ
る。

【００４１】本発明の第二の原理は、出力電力の制御対
象である被制御部の出力端子において分岐した信号を対
数増幅して得た電圧と、該被制御部の入力端子において
分岐した信号を対数増幅して得た電圧との差の電圧を生
成し、該差の電圧と、基準状態において該差の電圧がと
る電圧との差の電圧を該被制御部の利得を制御する電圧
として供給する技術である。

【００４２】本発明の第二の原理によれば、被制御部の
出力端子において分岐した信号を対数増幅して得た電圧
も、ｄＢｍ単位で表示した被制御部の入力電力の一次関
数になる。又、該被制御部の入力端子において分岐した
信号を対数増幅して得た電圧も又、ｄＢｍ単位で表示し
た入力電力の一次関数になり、しかも、原理的には出力
端子において分岐した信号を二乗検波した出力を対数増
幅して得た電圧とｄＢｍ単位で表示した入力電力とを関
係付ける一次関数の傾斜と同じ傾斜の一次関数になる。

【００４３】このため、上記差の電圧は、入力電力に無
関係な電圧となる。

【００４４】従って、上記差の電圧と、基準状態におい
て該差の電圧がとる電圧との差を該被制御部の利得を制
御する電圧として供給して負帰還をかければ、該被制御
部の利得の温度依存性と経時変化を抑圧することができ
る。

【００４５】本発明の第二の原理の変形（その１）は、
上記本発明の第二の原理において、少なくとも一方の対
数増幅器の出力側に該対数増幅器の入出力の傾斜を補償
する回路を設けて、出力電力の制御対象である被制御部
の出力端子において分岐した信号を対数増幅して得た電
圧と、該被制御部の入力端子において分岐した信号を対
数増幅して得た電圧の、ｄＢｍ単位で表示した入力電力
に対する傾斜を合わせた上で両者の差の電圧を生成し、
該差の電圧と、基準温度において該差の電圧がとる電圧
との差を該被制御部の利得を制御するための電圧として
供給する技術である。

【００４６】本発明の第二の原理の変形（その１）によ
れば、二つの対数増幅器に個体差があって上記一次関数
の傾斜が異なることがあっても、これを補償した上で被
制御部の利得を制御することができる。

【００４７】尚、上記技術は上記本発明の第一の原理に
対しても適用することができることはいうまでもない。

【００４８】本発明の第二の原理の変形（その２）は、
上記本発明の第二の原理において、双方の対数増幅器の
出力側に該対数増幅器の入出力の傾斜を補償する回路を
設けて、出力電力の制御対象である被制御部の出力端子
において分岐した信号を対数増幅して得た電圧と、該被
制御部の入力端子において分岐した信号を対数増幅して
得た電圧の、ｄＢｍ単位で表示した入力電力に対する傾
斜を合わせると共に該対数増幅器のオフセット電圧の差
を補償した上で両者の差の電圧を生成し、該差の電圧
と、基準状態において該差の電圧がとる電圧との差を該
被制御部の利得を制御する電圧として供給する技術であ
る。

【００４９】本発明の第二の原理の変形（その２）によ
れば、二つの対数増幅器に個体差があって上記一次関数
の傾斜とオフセットが異なることがあり、しかも、該傾
斜と該オフセットに温度特性があっても、それらを補償
した上で被制御部の利得を制御することができる。

【００５０】尚、上記技術は上記本発明の第一の原理に
対しても適用することができることはいうまでもない。

【００５１】本発明の第二の原理の変形（その３）は、
上記第一及び第二の原理に加えて、入力電力の変動を検
出すると共に外部条件による出力電力の加減を指示する
電圧を受けて、上記基準状態において該差の電圧がとる
電圧を可変にして利得制御を行なう技術である。

【００５２】本発明の第二の原理の変形（その３）によ
れば、被制御部の入力電力自体に変動があった場合にも
出力電力を一定に保つことも可能であるし、外部条件に
よって出力電力を可変にしなければならない場合にも出
力電力を制御することができる。

【００５３】特に、符号分割多重アクセス方式において
は、トラフィックの輻輳状態に応じて出力電力を制御す
る必要があるので、外部条件によって出力電力を可変に
できることは重要である。

【００５４】尚、上記技術は上記本発明の第一の原理に
対しても適用することができることはいうまでもない。

【００５５】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の第一の原理であ
る。

【００５６】図１において、１−１は第一のカプラ、１
−２は第二のカプラで、いずれも、端子Ａと端子Ｂに信
号電力を印加すると端子Ｃからそれらの合成電力を出力
し、端子Ａに信号電力を印加すると端子Ｂと端子Ｃに印
加電力を分岐して出力するデバイスである。２−１は第
一の増幅器、２−２は第二の増幅器、３は可変利得増幅
器で、該第一のカプラ１−１及び該第二のカプラ１−
２、該第一の増幅器２−１及び該第二の増幅器２−２、
該可変利得増幅器３によって被制御部が構成される。

【００５７】４−１は第一の二乗検波回路、４−２は第
二の二乗検波回路で、いずれも、入力電圧の二乗に比例
した出力電圧を出力する回路である。

【００５８】５−１は第一の対数増幅器、５−２は第二
の対数増幅器で、いずれも、入力電圧の対数に比例した
出力電圧を生成する回路である。

【００５９】７は二つの入力の差をとる差分生成回路、
８は該可変利得増幅器の利得制御をする電圧を生成する
制御電圧生成回路である。

【００６０】そして、該第一のカプラ１−１、該可変利
得増幅器３、該第二のカプラ１─２、該第一の二乗検波
回路４−１、該第二の二乗検波回路４−２、該第一の対
数増幅器５−１、該第二の対数増幅器５−２、該差分生
成回路７及び該制御電圧生成回路８によって出力電力制
御部が構成される。

【００６１】図１の構成において、該第一のカプラ１−
１は被制御部の入力電力を所定の割合で分岐して該第一
の二乗検波回路４−１に供給し、該第二のカプラ１−２
は被制御部の出力電力を所定の割合で分岐して該第二の
二乗検波回路４−２に供給する。従って、該第一の二乗
検波回路４−１の出力電圧は被制御部の入力電力に比例
する値となり、該第二の二乗検波回路４−２の出力電圧
は被制御部の出力電力に比例する値となる。

【００６２】つまり、該第一の二乗検波回路４−１の出
力電圧をｐ_IN（一般的に電力を意味するｐを用いている
が、これは、二乗検波回路の入力電力に比例することを
表わすためであって、あくまで電圧であるので注意され
たい。）とし、図１の構成の入力端子の電圧をｖ_INと
し、１／電圧のディメンジョンを持つ比例計数をａ_I と
すれば、 ｐ_IN＝ａ_I ・（ｖ_IN）² （１） の関係が成立し、該第二の二乗検波回路４−２の出力電
圧をｐ_OUT （これについても、上記理由であくまで電圧
を意味するので注意されたい。）とし、図１の構成の出
力電圧をｖ_OUT とし、１／電圧のディメンジョンを持つ
比例計数をａ_O とすれば、 ｐ_OUT ＝ａ_O ・（ｖ_OUT ）² （２） の関係が成立する。

【００６３】従って、該対数増幅器５−１の出力電圧を
Ｖ_IN、該対数増幅器５−２の出力電圧をＶ_OUT とすれ
ば、 Ｖ_IN＝ｌｏｇ（ａ_I ・（ｖ_IN）² ） （３） Ｖ_OUT ＝ｌｏｇ（ａ_O ・（ｖ_OUT ）² ） （４） となる。

【００６４】（３）式を対数演算の規則によって変形す
れば、 Ｖ_IN＝ｌｏｇ（ａ_I ）＋ｌｏｇ（（ｖ_IN）² ）（５） を得る。

【００６５】ここで、（５）式の第二項は図１の構成の
入力電力をｄＢｍ単位で表示した値に比例する量にな
る。これをＰ_INとすれば、 Ｖ_IN＝ｌｏｇ（ａ_I ）＋Ｐ_IN （６） となる。即ち、該対数増幅器５−１の出力電圧Ｖ_INはｄ
Ｂｍ単位で表示した入力電力Ｐ_INの一次関数になる。

【００６６】今、温度ｔがｔ₀ の時のｖ_out をｖ_toと
し、利得の温度特性を表わす関数をｆ（ｔ）とすると ｖ_OUT ＝ｖ_to（１＋ｆ（ｔ）） （７） の関係が成立する。但し、ｆ（ｔ₀ ）＝０である。

【００６７】そして、ｔ＝ｔ₀ の時の被制御部の電圧利
得をｇ₀ とすれば、 ｖ_t0＝ｇ₀ ｖ_IN （８） となるから、 ｖ_OUT ＝ｇ₀ ｖ_IN（１＋ｆ（ｔ）） （９） なる関係が成立する。

【００６８】（９）式を（４）式に代入して整理する
と、 即ち、該対数増幅器５−２の出力電圧Ｖ_OUT もｄＢｍ表
示の入力電力Ｐ_INの一次関数になり、しかも、その傾斜
は該対数増幅器５−１の出力電圧Ｖ_INのＰ_INに対する傾
斜と等しい傾斜になる。

【００６９】（10) 式と（６）式の差をとると、 を得る。

【００７０】（11）式の第一項は図１の構成の被制御部
の利得情報であり、第二項は定数であり、第三項のみが
温度依存性を持つ項になる。

【００７１】この（Ｖ_OUT −Ｖ_IN）は図１の差分生成回
路７によって生成される。これを図１の制御電圧生成回
路８の反転入力端子に供給し、該制御電圧生成回路８の
非反転入力端子には、上記（Ｖ_OUT −Ｖ_IN）がｔ＝ｔ₀
の時にとる電圧である を供給して、該制御電圧生成回路８の出力を図１の可変
利得増幅器３の利得制御端子に供給し、（Ｖ_OUT −
Ｖ_IN）＝Ｖ_REF の時に該可変利得増幅器３の利得が所定
の値になるように設定しておけば、（11）式における被
制御部の温度・利得特性によって生ずる第三項が常に０
なるように、即ち、常にｆ（ｔ）＝０となるように負帰
還がかかり、図１の構成の出力電圧ｖ_OUT には温度変動
による変動が生じなくなる。

【００７２】尚、経時変化の影響についても図１の構成
で抑圧できることは、（９）式において経時変化を示す
項を同時に考えれば明らかであるので、上記では温度変
動の影響のみ記載している。以降についても同様であ
る。

【００７３】図２は、本発明の第一の原理を説明する図
である。

【００７４】図２には、図１の対数増幅器５−１の出力
電圧Ｖ_INはｄＢｍ単位で表示した入力電力Ｐ_INの一次関
数になり、対数増幅器５−２の出力電圧Ｖ_OUT もｄＢｍ
単位で表示した入力電力Ｐ_INの一次関数になり、しか
も、その傾斜は該対数増幅器５−１の出力電圧Ｖ_INとＰ
_INの場合と同じ傾斜になること、及び、基準温度に対す
る（Ｖ_OUT −Ｖ_IN）の値であるＶ_REF を表示している。

【００７５】図３は、本発明の第二の原理である。

【００７６】図３において、１−１は第一のカプラ、１
−２は第二のカプラである。２−１は第一の増幅器、２
−２は第二の増幅器、３は可変利得増幅器で、該第一の
カプラ１−１及び該第二のカプラ１−２、該第一の増幅
器２−１及び該第二の増幅器２−２、該可変利得増幅器
３によって被制御部が構成される。

【００７７】５−１は第一の対数増幅器、５−２は第二
の対数増幅器である。

【００７８】７は二つの入力の差をとる差分生成回路、
８は該可変利得増幅器の利得制御をする電圧を生成する
制御電圧生成回路である。

【００７９】そして、該第一のカプラ１−１、該可変利
得増幅器３、該第二のカプラ１─２、該第一の対数増幅
器５−１、該第二の対数増幅器５−２、該差分生成回路
７及び該制御電圧生成回路８によって出力電力制御部が
構成される。

【００８０】図３の構成において、該第一のカプラ１−
１は被制御部の入力電力を所定の割合で分岐して該第一
の対数増幅器５−１に供給し、該第二のカプラ１−２は
被制御部の出力電力を所定の割合で分岐して該第二の対
数増幅器５−２に供給する。そして、この場合にも下記
に示す理由で、該第一の対数増幅器５−１の出力電圧
と、該第二の対数増幅器５−２の出力電圧はｄＢｍ表示
した被制御部の入力電力の一次関数となる。

【００８１】即ち、該第一の対数増幅器５−１の入力電
圧をｖ_INとし、該第一の対数増幅器５−１の出力電圧を
Ｖ_IN、該第二の対数増幅器５−２の入力電圧をｖ_out 、
第二の対数増幅器の出力電圧をＶ_OUT とすれば、 Ｖ_IN＝ｌｏｇ（ｖ_IN） （13） Ｖ_OUT ＝ｌｏｇ（ｖ_out ） （14） となる。

【００８２】ここで、（９）式の関係を（14）式に代入
すれば、 を得る。

【００８３】ところで、（６）式の直前に記載したこと
により、ｌｏｇ（ｖ_IN）² ＝Ｐ_INであるから、これを
（13）式と（15）式に代入することによって を得る。

【００８４】つまり、図３の構成の如く、該第一のカプ
ラ１−１で分岐した電圧を対数増幅して得られる電圧
と、該第二のカプラ１−２で分岐した電圧を対数増幅し
て得られる電圧も又ｄＢｍ単位で表示した入力電力Ｐ_IN
の一次関数となる。従って、図３の構成によっても図１
の構成と同じ作用を実現することができる。

【００８５】しかも、図３の構成は、二乗検波回路を必
要としない利点を有している。

【００８６】図４は、本発明の第二の原理の変形（その
１）である。

【００８７】図４において、１−１は第一のカプラ、１
−２は第二のカプラ、２−１は第一の増幅器、２−２は
第二の増幅器、３は可変利得増幅器で、該第一のカプラ
１−１及び該第二のカプラ１−２、該第一の増幅器２−
１及び該第二の増幅器２−２、該可変利得増幅器３によ
って主信号部の一部である被制御部が構成される。

【００８８】５−１は第一の対数増幅器、５−２は第二
の対数増幅器、６−１は傾斜補正回路、７は差分生成回
路、８は制御電圧生成回路である。

【００８９】そして、該第一のカプラ１−１、該可変利
得増幅器３、該第二のカプラ１─２、該第一の対数増幅
器５−１、該第二の対数増幅器５−２、該傾斜補正回路
６−１、該差分生成回路７及び該制御電圧生成回路８に
よって出力電力制御部が構成される。

【００９０】図４の構成の特徴は、該傾斜補正回路６−
１を設けている点にある。

【００９１】該第一の対数増幅器４−１及び該第二の対
数増幅器４−２に個体差がなければ、これらの出力電圧
とｄＢｍ表示の入力電力との関係は（16）式と（17）式
に示すように、傾斜が同じ一次関数になる。

【００９２】しかし、二つの対数増幅器に個体差がある
と、二つの対数増幅器の出力電圧とｄＢｍ表示の入力電
力との間の傾斜に差が生ずる。この傾斜の差は入力電力
レベルの変動につれて二つの対数増幅器の出力電圧の間
のオフセットが変動することを意味する。

【００９３】従って、二つの対数増幅器の出力電圧の間
の傾斜を補正して二つの対数増幅器の出力電圧の差をと
った上で制御電圧生成部に供給することによって上記等
価的オフセットの変動を抑圧し、被制御部の利得を入力
電力に依存しないようにすることができる。

【００９４】この様子を図５に示す、本発明の第二の原
理の変形（その１）を説明する図に示している。

【００９５】尚、図４においては、該傾斜補正回路６−
１を該対数増幅器５−２の出力側に配置する例を示して
いるが、該傾斜補正回路６−１を該対数増幅器５−１の
出力側に配置してもよい。

【００９６】尚、図４の構成と同様な構成は、図１の構
成を基準にしても適用することができる。

【００９７】図６は、本発明の第二の原理の変形（その
２）である。

【００９８】図６において、１−１及び１−２はカプ
ラ、２−１及び２−２は増幅器、３は可変利得増幅器
で、該第一のカプラ１−１及び該第二のカプラ１−２、
該第一の増幅器２−１及び該第二の増幅器２−２、該可
変利得増幅器３によって主信号部の一部である被制御部
が構成される。

【００９９】５−１は第一の対数増幅器、５−２は第二
の対数増幅器である。

【０１００】６−１は傾斜補正回路、６−２は第二の傾
斜補正回路である。

【０１０１】７は差分生成回路、８は制御電圧生成回路
である。

【０１０２】そして、該第一のカプラ１−１、該可変利
得増幅器３、該第二のカプラ１─２、該第一の対数増幅
器５−１、該第二の対数増幅器５−２、該傾斜補正回路
６−１、該第二の傾斜補正回路６−２、該差分生成回路
７及び該制御電圧生成回路８によって出力電力制御部が
構成される。

【０１０３】図６の構成の特徴は、該傾斜補正回路６−
１と該第二の傾斜補正回路６−２を該第一の対数増幅器
５−１と該第二の対数増幅器５−２の出力側の双方に設
けている点にある。

【０１０４】これによって、該第一の対数増幅器５−１
と該第二の対数増幅器５−２の出力の傾斜に個体差があ
ってもこれを補償することが可能なことは図４の構成と
同じである。

【０１０５】図６の構成は、それ以外に、二つの傾斜補
正回路自体に温度特性があってもこれを補償することが
できる利点を有する。

【０１０６】即ち、該傾斜補正回路６−１と該第二の傾
斜補正回路６−２に温度特性があって、温度変動に伴っ
て傾斜とオフセットが変わることがあっても、該傾斜補
正回路６−１と該第二の傾斜補正回路６−２の温度特性
の差を小さくすることは容易であるので、最終的に該対
数増幅器５−１と該対数増幅器５−２の傾斜を正確に補
正することができるからである。

【０１０７】尚、図６の構成と同様な構成は、図１の構
成を基準にしても適用することができる。

【０１０８】図７は、本発明の第二の原理の変形（その
３）で、図６の構成を基本にしたものである。

【０１０９】図７において、１−１は第一のカプラ、１
−２は第二のカプラである。

【０１１０】２−１は第一の増幅器、２−２は第二の増
幅器、３は可変利得増幅器で、該第一のカプラ１−１及
び該第二のカプラ１−２、該第一の増幅器２−１及び該
第二の増幅器２−２、該可変利得増幅器３によって主信
号部の一部である被制御部が構成される。

【０１１１】５−１は第一の対数増幅器、５−２は第二
の対数増幅器である。

【０１１２】６−１は傾斜補正回路、６−２は第二の傾
斜補正回路である。

【０１１３】７は差分生成回路、８は制御電圧生成回路
である。

【０１１４】又、９は入力電力の変動を検出すると共に
外部条件による出力電力の増減を指示する電圧を受け
て、該制御電圧生成回路８に供給される基準電圧を制御
することによって被制御部の利得を制御する利得制御回
路である。

【０１１５】そして、該第一のカプラ１−１、該可変利
得増幅器３、該第二のカプラ１─２、該第一の対数増幅
器５−１、該第二の対数増幅器５−２、該傾斜補正回路
６−１、該第二の傾斜補正回路６−２、該差分生成回路
７、該制御電圧生成回路８及び該利得制御回路９によっ
て出力電力制御部が構成される。

【０１１６】図７の構成の特徴は、該利得制御回路９を
設けることにある。

【０１１７】該利得制御回路９は、入力電力の変動を検
出すると共に外部条件による出力電力の増減を指示する
電圧を受けて、上記制御電圧生成回路８に供給する基準
電圧を可変にする。該基準電圧は被制御部の利得を決定
する電圧であるので、該利得制御回路９の設置によっ
て、入力電力に変動があった場合に利得を逆に変動させ
て出力電力を一定に保ったり、外部条件によって被制御
部の出力電力を増減することが可能になる。

【０１１８】特に、外部条件によって被制御部の出力電
力を増減することが可能になれば、トラフィックの輻輳
状態に応じた出力電力の制御が可能になるので、符号分
割多重アクセス方式において、トラフィック負荷が高い
時には出力電力を低下させてチャネル容量を増加させる
ことが可能にすることができる。

【０１１９】尚、図７の構成は図１の構成を基準にして
も構成可能であることはいうまでもない。

【０１２０】図８は、本発明の第一の実施の形態で、図
１に示した本発明の第一の原理に対応するものである。

【０１２１】図８において、１−１は第一のカプラ、１
−２は第二のカプラである。

【０１２２】２−１は第一の増幅器、２−２は第二の増
幅器、３は可変利得増幅器である。

【０１２３】４−１は第一の二乗検波回路、４−２は第
二の二乗検波回路である。

【０１２４】５−１は第一の対数増幅器、５−２は第二
の対数増幅器である。

【０１２５】又、７１は演算増幅器によって構成される
ボルテージ・フォロワ、７２は１／２分圧回路で、該ボ
ルテージ・フォロワ７１と該１／２分圧回路７２によっ
て図１の差分生成回路７を構成する。

【０１２６】更に、８１はアナログ・コンパレータ、８
２は低域通過ろ波器（図ではＬＰＦと標記している。）
で、該アナログ・コンパレータ８１及び該低域通過ろ波
器８２によって図１の制御電圧生成回路８を構成する。

【０１２７】尚、図１、図３、図４、図６、図７におい
て、被制御部の構成要素と出力電力制御部の構成要素を
その都度説明しているので、図８以降では、被制御部の
構成要素と出力電力制御部の構成要素については説明を
省略する。

【０１２８】該対数増幅器５−１の出力Ｖ_INは該ボルテ
ージ・フォロワ７１の反転入力端子に印加され、該該対
数増幅器５−２の出力Ｖ_OUT は該１／２分圧回路７２を
介して該ボルテージ・フォロワの非反転入力端子に印加
される。これは、該ボルテージ・フォロワ７１の非反転
利得が２で、該ボルテージ・フォロワ７１の反転利得が
−１であるためで、これにより該ボルテージ・フォロワ
７１の出力端子において差電圧（Ｖ_OUT −Ｖ_IN）を得る
ことができる。

【０１２９】そして、該アナログ・コンパレータ８１の
反転入力端子に該ボルテージ・フォロワ７１の出力を供
給し、該アナログ・コンパレータ８１の非反転入力端子
に基準状態において該差電圧（Ｖ_OUT −Ｖ_IN）がとる基
準電圧Ｖ_REF を印加することによって、該アナログ・コ
ンパレータ８１の出力において該可変利得増幅器３の利
得を制御する電圧を得ることができる。

【０１３０】そして、該アナログ・コンパレータ８１の
出力が０ボルトの時に被制御部の利得が所定の利得にな
り、該アナログ・コンパレータ８１の出力が正の電圧の
時に被制御部の利得を低下させ、該アナログ・コンパレ
ータ８１の出力が負の電圧の時に被制御部の利得を上昇
させるように該可変利得増幅器の利得特性を設定してお
けば、温度変動及び経時変化があっても被制御部の利得
を一定に保つことができる。尚、上記のように該可変利
得増幅器３の利得を制御することは容易なことであるの
で、特に該可変利得増幅器３の利得制御を行なう部位に
ついて図示をして説明することはしない。

【０１３１】ここで、該アナログ・コンパレータ８１の
出力側に該低域通過ろ波器８２を配置しているのは、誘
導によって該アナログ・コンパレータ８１の出力に重畳
する恐れがある交流成分を遮断して、利得制御を安定化
するためである。

【０１３２】上記の如くして、温度変動と経時変化によ
る被制御部の利得変動を抑圧して、出力電力を安定化す
ることができる。

【０１３３】そして、図８の構成には回路の試験調整上
非常に大きな利点がある。

【０１３４】即ち、通常、図８の構成を試験調整する時
には連続正弦波が入力され、図８の構成を実際に通信シ
ステム中で使用する時には変調された信号が入力され
る。

【０１３５】二乗検波回路の、連続正弦波に対する応答
と変調された信号に対する応答は一致しないが、被制御
部の入力側と出力側において二乗検波することによっ
て、連続正弦波に対する応答と変調された信号に対する
応答の差をキャンセルすることが可能になる。従って、
連続正弦波によって行なった試験調整後に再調整しなく
ても実際の通信システム中で使用することができる。

【０１３６】尚、二乗検波回路と対数増幅器については
回路の詳細な説明を省略しているが、これは、二乗検波
回路は通信方式において常識的な回路であるためであ
り、対数増幅器も集積回路化されて市販されているた
め、改めて説明する必要性がないからである。

【０１３７】又、図８においては、入力電力又は出力電
力を分岐する物として最も一般的なカプラを例に説明し
たが、電力を分岐する物としてはハイブリッドもあり、
いずれも本発明の目的に合致する。従って、カプラとし
て説明した物は一般的には分岐素子というべきであろ
う。この件については以降の発明の実施の形態において
も同様である。

【０１３８】図９は、本発明の第二の実施の形態で、図
３の本発明の第二の原理に対応するものである。

【０１３９】図９において、１−１は第一のカプラ、１
−２は第二のカプラである。２−１は第一の増幅器、２
−２は第二の増幅器、３は可変利得増幅器である。

【０１４０】５−１は第一の対数増幅器、５−２は第二
の対数増幅器である。

【０１４１】又、８１はアナログ・コンパレータ、８２
は低域通過ろ波器（図ではＬＰＦと標記している。）
で、該アナログ・コンパレータ８１及び該低域通過ろ波
器８２によって図１の制御電圧生成回路８を構成する。

【０１４２】図９の構成は、図８の構成における第一の
二乗検波回路４−１及び第二の二乗検波回路４−２を取
り除いたことだけが図８の構成とは異なり、動作は図８
の構成と全く同一であるので、ここでは動作説明は省略
する。

【０１４３】但し、図９の構成においては二乗検波回路
を必要としないので、回路構成が簡易になるという利点
がある。

【０１４４】又、対数増幅器の、連続正弦波に対する応
答と変調された信号に対する応答は一致しないが、被制
御部の入力側と出力側において対数増幅することによっ
て、連続正弦波に対する応答と変調された信号に対する
応答の差をキャンセルすることが可能になる。従って、
連続正弦波によって行なった試験調整後に再調整しなく
ても実際の通信システム中で使用することができること
は図８の構成と同様である。

【０１４５】尚、以降において説明する本発明の実施の
形態は全て図９の構成を基準とするものであるから、連
続正弦波によって行なった試験調整を変更しなくても実
際の通信システム中で使用することができることは図９
の構成と同様である。

【０１４６】図１０は、本発明の第三の実施の形態で、
図４の本発明の第二の原理の変形（その１）に対応する
ものである。

【０１４７】図１０において、１−１は第一のカプラ、
１−２は第二のカプラである。

【０１４８】２−１は第一の増幅器、２−２は第二の増
幅器、３は可変利得増幅器である。

【０１４９】５−１は第一の対数増幅器、５−２は第二
の対数増幅器である。

【０１５０】又、６１−１は演算増幅器、６２−１及び
６３−１は抵抗で、７１は演算増幅器によって構成され
るボルテージ・フォロワ、７３は分圧回路で、該演算増
幅器６１−１、該抵抗６２−１、該抵抗６３−１及び該
分圧回路７３によって図４の傾斜補正回路６−１を構成
し、該ボルテージ・フォロワ７１と該分圧回路７３によ
って図１の差分生成回路７を構成する。

【０１５１】更に、８１はアナログ・コンパレータ、８
２は低域通過ろ波器（図ではＬＰＦと標記している。）
で、該アナログ・コンパレータ８１及び該低域通過ろ波
器８２によって図１の制御電圧生成回路８を構成する。

【０１５２】該演算増幅器６１−１には該抵抗６２−１
と該抵抗６３−１によって負帰還がかけられており、そ
の非反転帰還利得は該抵抗６２−１と該抵抗６３−１の
抵抗値をそれぞれＲ₁ とＲ₂ とすれば（Ｒ₁ ＋Ｒ₂ ）／
Ｒ₁ ＝１＋Ｒ₂ ／Ｒ₁ となるから、例えば該抵抗６２−
１の抵抗値Ｒ₁ を可変にすることにより、該第二の対数
増幅器５−２の傾斜を１以上の領域で補正することがで
きる。

【０１５３】ただ、該第二の対数増幅器５−２の傾斜の
方が該第一の対数増幅器５−１の傾斜より大きい時には
傾斜を小さく補正する必要がある。そこで、該分圧回路
７３の分圧比を補正できるようにしておく訳である。

【０１５４】これによって、該第一の対数増幅器５−１
と該第二の対数増幅器５−２のいずれの傾斜が大きくて
も傾斜を補正することができる。

【０１５５】そして、必要があれば、該抵抗６２−１の
該演算増幅器６１−１とは反対側の端子に調整可能な電
圧を供給しておけば、該第二の対数増幅器５−２と該演
算増幅器６１−１のオフセットを基準状態において補償
することができる。

【０１５６】他については図８の構成の動作と同様であ
るので、これ以上の説明は省略する。

【０１５７】尚、図１０の構成は、図１の本発明の第一
の原理を基準にしても構成可能なことはいうまでもな
い。

【０１５８】図１１は、本発明の第四の実施の形態で、
図６の本発明の第二の原理の変形（その２）に対応する
ものである。

【０１５９】図１１において、１−１は第一のカプラ、
１−２は第二のカプラである。

【０１６０】２−１は第一の増幅器、２−２は第二の増
幅器、３は可変利得増幅器である。

【０１６１】５−１は第一の対数増幅器、５−２は第二
の対数増幅器である。

【０１６２】又、６１−１は演算増幅器、６２−１及び
６３−１は抵抗で、７１は演算増幅器によって構成され
るボルテージ・フォロワ、７２は１／２分圧回路で、該
演算増幅器６１−１、該抵抗６２−１、該抵抗６３−１
によって図６の傾斜補正回路６−１を構成し、該演算増
幅器６１−２、該抵抗６２−２、該抵抗６３−２によっ
て図６の第二の傾斜補正回路６−２を構成し、該ボルテ
ージ・フォロワ７１と該１／２分圧回路７２によって図
６の差分生成回路７を構成する。

【０１６３】更に、８１はアナログ・コンパレータ、８
２は低域通過ろ波器（図ではＬＰＦと標記している。）
で、該アナログ・コンパレータ８１及び該低域通過ろ波
器８２によって図６の制御電圧生成回路８を構成する。

【０１６４】図１１の構成においては、該演算増幅器６
１−１、該抵抗６２−１、該抵抗６３−１によって構成
される傾斜補正回路６−１と、該演算増幅器６１−２、
該抵抗６２−２、該抵抗６３−２によって構成される第
二の傾斜補正回路６−２が備えられているから、例え
ば、該抵抗６２−１及び該抵抗６２−２を可変抵抗にし
ておけば、該対数増幅器５−１と該対数増幅器５−２の
傾斜の補正を任意に行なうことができる。

【０１６５】又、傾斜補正回路を二つ設けており、該二
つの傾斜補正回路の出力の差をとっているので、二つの
傾斜補正回路自体の利得とオフセットに温度特性があっ
ても、二つの傾斜補正回路の利得とオフセットの温度特
性をほぼ等しくすることは容易に可能であるので、傾斜
補正回路自体の温度特性を抑圧することができる。

【０１６６】他については図８及び図１０の構成の動作
と同様であるので、これ以上の説明は省略する。

【０１６７】尚、図１１の構成は、図１の本発明の第一
の原理を基準にしても構成可能なことはいうまでもな
い。

【０１６８】図１２は、本発明の第五の実施の形態で、
図７の本発明の第二の原理の変形（その３）に対応する
ものである。

【０１６９】図１２において、１−１は第一のカプラ、
１−２は第二のカプラである。

【０１７０】２−１は第一の増幅器、２−２は第二の増
幅器、３は可変利得増幅器である。

【０１７１】５−１は第一の対数増幅器、５−２は第二
の対数増幅器である。

【０１７２】６１−１は演算増幅器、６２−１及び６３
−１は抵抗で、７１は演算増幅器によって構成されるボ
ルテージ・フォロワ、７２は１／２分圧回路で、該演算
増幅器６１−１、該抵抗６２−１、該抵抗６３−１によ
って図６の傾斜補正回路６−１を構成し、該演算増幅器
６１−２、該抵抗６２−２、該抵抗６３−２によって図
６の第二の傾斜補正回路６−２を構成し、該ボルテージ
・フォロワ７１と該１／２分圧回路７２によって図６の
差分生成回路７を構成する。

【０１７３】又、８１はアナログ・コンパレータ、８２
は低域通過ろ波器（図ではＬＰＦと標記している。）
で、該アナログ・コンパレータ８１及び該低域通過ろ波
器８２によって図６の制御電圧生成回路８を構成する。

【０１７４】更に、９１及び９２は演算増幅器で構成さ
れるボルテージ・フォロワ、９３及び９４は抵抗、９５
及び９６は１／２分圧回路で、該ボルテージ・フォロワ
９１及び９２、該抵抗９３及び９４、該１／２分圧回路
９５及び９６によって図７の利得制御回路９が構成され
る。

【０１７５】該ボルテージ・フォロワ９１の反転入力端
子には該演算増幅器６１−２の出力Ｖ_IN' が供給され、
該１／２分圧回路９５には基準状態の時の該演算増幅器
６１−２の出力Ｖ_IN’₍₀₎ が印加される。

【０１７６】該ボルテージ・フォロワ９１の非反転利得
は２で、反転利得は−１であるので、この構成によって
該ボルテージ・フォロワ９１の出力においてＶ_IN' とＶ
_IN’ ₍₀₎ の差の電圧を得ることができる。

【０１７７】該ボルテージ・フォロワ９２と該ボルテー
ジ・フォロワ９２の反転入力端子に接続される該抵抗９
３及び９４によって、該ボルテージ・フォロワ９１の出
力と外部制御電圧を加算する加算回路が構成される。

【０１７８】一方、基準電圧Ｖ_REF は該１／２分圧回路
９６を介して該ボルテージ・フォロワ９２の非反転入力
端子に供給される。

【０１７９】従って、該ボルテージ・フォロワ９２の出
力端子において、基準電圧Ｖ_REF から外部制御電圧と差
電圧（Ｖ_IN' −Ｖ_IN’₍₀₎ ）を加算した電圧を減算した
電圧を得ることができる。

【０１８０】該ボルテージ・フォロワ９２の出力を該ア
ナログ・コンパレータ８１の非反転入力端子に供給し、
該アナログ・コンパレータ８１の反転入力端子には差電
圧（Ｖ_OUT ' ─Ｖ_IN')が供給される。

【０１８１】ここで、被制御部の利得が所定の値の時に
該差電圧（Ｖ_OUT ' ─Ｖ_IN')が基準電圧Ｖ_REF になるよ
うに設定しておけば、この時には該アナログ・コンパレ
ータ８１の反転入力端子には基準電圧Ｖ_REF が帰還され
ることになる。

【０１８２】しかし、図１２の構成では、該アナログ・
コンパレータ８１の非反転入力端子には、外部制御電圧
とＶ_IN’₍₀₎ によって基準電圧Ｖ_REF とは異なる電圧が
供給されているので、これらの差に対応して該可変利得
増幅器３は利得は変化させなければならない。

【０１８３】従って、図１２の構成では、被制御部への
入力電力に変動があったり、外部制御電圧が印加されて
いると、該可変利得増幅器３の利得が変化する。即ち、
図１２の構成では、被制御部への入力電力に変動があっ
た場合に出力電力を変化させることが可能であり、又、
外部制御電圧によって出力電力を可変にすることが可能
である。

【０１８４】これによって、被制御部への入力電力が変
化しても出力電力を一定に保つことができるようした
り、トラフィックの輻輳状態を検出して外部制御電圧を
供給することによって、トラフィックの輻輳状態に応じ
て出力電力を制御することができるようになる。

【０１８５】図１２の構成を符号分割多重アクセス方式
の通信システムに適用する場合、次のように制御すれば
よい。

【０１８６】まず、通話チャネルの数が少なくて、通信
システムの総合電力が通信システムに許容される総合電
力より低い場合には、該１／２分圧回路９５に供給する
電圧Ｖ_IN’₍₀₎ を０ボルトとし、外部制御電圧も０ボル
トに設定すれば、該アナログ・コンパレータ８１の非反
転入力端子には基準電圧Ｖ_REF が供給されるので、図１
２の構成の被制御部の利得を一定に保つことができる。

【０１８７】又、通話チャネルの数が多くなって、通信
システムの総合電力が通信システムに許容される総合電
力より高くなった場合には、該１／２分圧回路９５に供
給する電圧Ｖ_IN’₍₀₎ を０ボルトとし、外部制御電圧に
０でない電圧を供給すれば、該アナログ・コンパレータ
８１の非反転入力端子には基準電圧Ｖ_REF とは異なる電
圧が供給されるので、図１２の構成の被制御部の利得を
抑圧することができる。

【０１８８】これによって、符号分割多重アクセス方式
の通信システムの通話チャネル数が少ない時には各チャ
ネルの信号対雑音比を所要の値に保ち、通話チャネル数
が多くなっても符号分割多重アクセス方式の通信システ
ムのチャネル容量を多く確保することが可能になる。

【０１８９】尚、上記外部制御電圧は、符号分割多重ア
クセス方式の通信システムの基地局又はシステム全体を
制御する制御局において決定すればよい。

【０１９０】又、図１２の構成を周波数分割多重通信方
式の通信システムに適用する場合、該１／２分圧回路９
５に基準状態の入力電力に対応する電圧Ｖ_IN’₍₀₎ を供
給し、外部制御電圧を０ボルトに設定すれば、入力電力
に変動があっても出力電力を一定に制御することができ
る。

【０１９１】ここで、図１２の構成は図１１の構成に対
して利得制御回路を付加したものであるが、図８及び図
１０の構成に対しても利得制御回路を付加することがで
きることはいうまでもない。

【０１９２】又、図１２と同様な構成は図１の本発明の
第一の原理を基準にしても構成可能なこともいうまでも
ない。

【０１９３】図１３は、本発明の第六の実施の形態で、
図１２の構成を基本とするものである。

【０１９４】図１３において、１−１は第一のカプラ、
１−２は第二のカプラである。

【０１９５】２−１は第一の増幅器、２−２は第二の増
幅器、３は可変利得増幅器である。

【０１９６】５−１は第一の対数増幅器、５−２は第二
の対数増幅器である。

【０１９７】６１−１は演算増幅器、６２−１及び６３
−１は抵抗で、７１は演算増幅器によって構成されるボ
ルテージ・フォロワ、７２は１／２分圧回路で、該演算
増幅器６１−１、該抵抗６２−１、該抵抗６３−１によ
って図６の傾斜補正回路６−１を構成し、該演算増幅器
６１−２、該抵抗６２−２、該抵抗６３−２によって図
６の第二の傾斜補正回路６−２を構成し、該ボルテージ
・フォロワ７１と該１／２分圧回路７２によって図６の
差分生成回路７を構成する。

【０１９８】又、８１はアナログ・コンパレータ、８２
は低域通過ろ波器（図ではＬＰＦと標記している。）
で、該アナログ・コンパレータ８１及び該低域通過ろ波
器８２によって図６の制御電圧生成回路８を構成する。

【０１９９】更に、９１及び９２は演算増幅器で構成さ
れるボルテージ・フォロワ、９３及び９４は抵抗、９５
及び９６は１／２分圧回路で、該ボルテージ・フォロワ
９１及び９２、該抵抗９３及び９４、該１／２分圧回路
９５及び９６によって図７の利得制御回路９が構成され
る。

【０２００】最後に、１０は局部発振器、１１は局部発
振出力を所定のレベルまで増幅する増幅器、１２は局部
発振器の出力に含まれる不要波を除去する帯域通過ろ波
器、１３は局部発振出力を該第二の増幅器２−２の出力
によって変調するミキサ、１４は該ミキサ１３の出力の
うち所要の側帯波を抽出する帯域通過ろ波器である。

【０２０１】図１３の構成は、図１２の構成に対して該
局部発振器１０、該増幅器１１、該帯域通過ろ波器１
２、該ミキサ１３及び該帯域通過ろ波器１４から成る周
波数変換機能が付加されていることが異なっている。

【０２０２】しかし、本発明の原理は被制御部の出力電
力の制御に関するもので、周波数には基本的には関係が
ない。しかも、既に説明したように、被制御部の入出力
で対数増幅を行なうか、二乗検波して対数増幅するとい
うようにしているので、周波数の影響を全く受けない構
成になっている。従って、図１３の構成における被制御
部の出力電力の制御を図１２の構成と全く同様に行なう
ことができる。

【０２０３】尚、周波数変換機能を付加して利得制御す
る技術は、図１２の構成を基本とする以外に、図８、図
１０及び図１１の構成に対して周波数変換機能を付加し
て利得制御することが可能であることはいうまでもな
い。

【０２０４】又、図１３と同様な構成は図１の本発明の
第一の原理を基準にしても構成可能なこともいうまでも
ない。

【０２０５】図１４は、本発明の第七の実施の形態で、
複数チャネル間で出力電力の制御をするものを示してい
る。尚、図８以降において詳細な回路図を示して説明を
しており、本発明の原理を示す図の各々の部位の構成が
明らかになっているので、図１４においては、図の輻輳
を避けるために本発明の原理を示す図で用いた構成要素
を以て回路構成を示すことにする。

【０２０６】図１４において、１−１は第一のカプラ、
１−２はカプラ、２−１は第一の増幅器、２−２は第二
の増幅器、３は可変利得増幅器、５−１は第一の対数増
幅器、５−２は第二の対数増幅器、６−１は傾斜補正回
路、７は差分生成回路で、上記の構成要素によって第一
のチャネルの出力電力制御回路を構成する。

【０２０７】又、１−１ａは第三のカプラ、１−２ａは
第四のカプラ、２−１ａは第三の増幅器、２−２ａは第
四の増幅器、３ａは第二の可変利得増幅器、５−１ａは
第三の対数増幅器、５−２ａは第四の対数増幅器、６−
１ａは第三の傾斜補正回路、７ａは第二の差分生成回
路、８ａは第二の制御電圧生成回路で、上記の構成要素
によって第二のチャネルの出力電力制御回路を構成す
る。

【０２０８】図１４の構成においては、該可変利得増幅
器３に供給する電圧Ｖ_AGC によって第一の出力電力制御
回路の出力電力を規定する。従って、該差分生成回路７
からは規定された出力電力に対応する電圧が出力され
る。

【０２０９】該差分生成回路７の出力電圧を該制御電圧
生成回路８ａに基準電圧として与えるので、該第二の出
力電力制御回路８ａにおいては該差分生成回路７から供
給される電圧を基準電圧として第二の出力電力制御回路
の出力電力が制御される。

【０２１０】つまり、該電圧Ｖ_AGC を制御することによ
って、第一の出力電力制御回路の出力電力を制御すると
共に、同時に、第二の出力電力制御回路の出力電力も制
御することができる。

【０２１１】このＶ_AGC の生成は、具体的には制御電圧
生成回路で行ない、該制御電圧生成回路に与える基準電
圧を一定電圧にすることも、利得制御回路を適用して該
基準電圧を制御することも可能である。

【０２１２】そして、図１４の構成の特徴は、利得制御
回路を用いて二つの出力電力制御回路の出力を制御する
場合、利得制御回路を第一の出力電力制御回路だけに設
けて、第二の出力電力制御回路においては第一の出力電
力制御回路の差分生成回路の出力を基準電圧とすること
ができる。

【０２１３】又、図１４に示した技術は二つの出力電力
制御回路間での出力電力制御に限らず、一般に３以上の
複数の出力電力制御回路間での出力電力制御にも適用で
きるので、図１４の構成によって複数チャネルの出力電
力の制御を行なう場合に回路規模を縮減することができ
る。

【０２１４】尚、図１４では図１０の構成を基本とする
ものを示しているが、図１０の構成を基本とする以外
に、図８、図１１、図１２及び図１３の構成を基本とす
ることも可能であることはいうまでもない。

【０２１５】又、図１４と同様な構成は図１の本発明の
第一の原理を基準にしても構成可能なこともいうまでも
ない。

【０２１６】かくの如く、本発明により出力電力制御回
路の従来の問題点が全て解決され、更に、広い用途に適
合することができる出力電力制御回路が実現できる。

【０２１７】出力電力制御回路は、通常、送信回路の主
要部である無線周波変調回路の一部を構成するので、上
記の如き出力電力制御回路の実現によって送信回路に関
する従来の問題点も全て解決することができる。

【０２１８】

【発明の効果】以上詳述した如く、本発明により、温度
変動による特性変動や経時変化による特性変動を吸収し
ながら出力電力を一定に保つことができる出力電力制御
回路を実現できる。

【０２１９】又、外部制御電圧によって出力電力制御の
基準電圧を可変にすることにより、例えばトラフィック
の輻輳状態に応じて出力電力を制御できる出力電力制御
回路を実現することができる。

【０２２０】更に、基準状態における入力電力に対応す
る電圧と変動を含んだ動作状態における入力電力に対応
する電圧との差によって出力電力制御の基準電圧を可変
にすることにより、入力電力が変動した時にも出力電力
を一定に保つ出力電力制御回路を実現することができ
る。

【０２２１】更に、特定のチャネルにおける出力電力の
制御結果を共通に使用して複数チャネルの出力電力を制
御できる出力電力制御回路を実現することができる。

【０２２２】かくの如く、本発明により、広い用途に適
合することが可能な出力電力制御回路を提供することが
できる。

【０２２３】更に、本発明による出力電力制御回路を送
信回路に適用することにより、送信回路に関する従来の
問題点も解決することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の第一の原理。

【図２】 本発明の第一の原理を説明する図。

【図３】 本発明の第二の原理。

【図４】 本発明の第二の原理の変形（その１）。

【図５】 本発明の第二の原理の変形（その１）を説明
する図。

【図６】 本発明の第二の原理の変形（その２）。

【図７】 本発明の第二の原理の変形（その３）。

【図８】 本発明の第一の実施の形態。

【図９】 本発明の第二の実施の形態。

【図１０】 本発明の第三の実施の形態。

【図１１】 本発明の第四の実施の形態。

【図１２】 本発明の第五の実施の形態。

【図１３】 本発明の第六の実施の形態。

【図１４】 本発明の第七の実施の形態。

【図１５】 従来の出力電力制御回路。

【図１６】 従来の技術の問題点（その１）。

【図１７】 従来の技術の問題点（その２）。

【図１８】 送信回路の概略構成。

【符号の説明】

１−１ 第一のカプラ １−２ 第二のカプラ １−１ａ 第三のカプラ １−２ａ 第四のカプラ ２−１ 第一の増幅器 ２−２ 第二の増幅器 ２−１ａ 第三の増幅器 ２−２ａ 第四の増幅器 ３ 可変利得増幅器 ３ａ 第二の可変利得増幅器 ４−１ 第一の二乗検波回路 ４−２ 第二の二乗検波回路 ４−１ａ 第三の二乗検波回路 ４−２ａ 第四の二乗検波回路 ５−１ 第一の対数増幅器 ５−２ 第二の対数増幅器 ５−１ａ 第三の対数増幅器 ５−２ａ 第四の対数増幅器 ６−１ 傾斜補正回路 ６−２ 第二の傾斜補正回路 ６−１ａ 第三の傾斜補正回路 ７ 差分生成回路 ７ａ 第二の差分生成回路 ８ 制御電圧生成回路 ８ａ 第二の制御電圧生成回路 ９ 利得制御回路 １０ 局部発振器 １１ 増幅器 １２ 帯域通過ろ波器 １３ ミキサ １４ 帯域通過ろ波器 ６１−１ 演算増幅器 ６２−１ 抵抗 ６３−１ 抵抗 ６１−２ 演算増幅器 ６２−２ 抵抗 ６３−２ 抵抗 ７１ ボルテージ・フォロワ ７２ １／２分圧回路 ７３ 分圧回路 ８１ アナログ・コンパレータ ８２ 低域通過ろ波器 ９１ ボルテージ・フォロワ ９２ ボルテージ・フォロワ ９３ 抵抗 ９４ 抵抗 ９５ １／２分圧回路 ９６ １／２分圧回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 中田 陽司 北海道札幌市北区北七条西四丁目３番地１ 富士通北海道ディジタル・テクノロジ株 式会社内 (72)発明者 三室 貴文 北海道札幌市北区北七条西四丁目３番地１ 富士通北海道ディジタル・テクノロジ株 式会社内 (72)発明者 岩附 元 北海道札幌市北区北七条西四丁目３番地１ 富士通北海道ディジタル・テクノロジ株 式会社内 Ｆターム(参考） 5J100 JA01 KA05 LA00 LA09 QA01 SA01 5K060 BB08 DD04 FF06 HH05 HH06 HH10 JJ06 JJ16 KK01 KK04 LL01 LL24 PP05

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 出力電力制御の対象である被制御部の入
   力を分岐する第一の分岐素子と、出力電力制御の対象で
   ある該被制御部の出力を分岐する第二の分岐素子と、 該第一の分岐素子の出力を二乗検波する第一の二乗検波
   回路と、該第二の分岐素子の出力を二乗検波する第二の
   二乗検波回路と、 該第一の二乗検波回路の出力を対数増幅する第一の対数
   増幅器と、該第二の二乗検波回路の出力を対数増幅する
   第二の対数増幅器と、 該第一及び第二の対数増幅器の出力を差をとる差分生成
   回路と、 該差分生成回路の出力と基準電圧の差を生成して、該被
   制御部に設けられている可変利得増幅器に利得制御電圧
   として供給する制御電圧生成回路とを備えることを特徴
   とする出力電力制御回路。
2. 【請求項２】 出力電力制御の対象である被制御部の入
   力を分岐する第一の分岐素子と、出力電力制御の対象で
   ある該被制御部の出力を分岐する第二の分岐素子と、 該第一の分岐素子の出力を対数増幅する第一の対数増幅
   器と、該第二の分岐素子の出力を対数増幅する第二の対
   数増幅器と、 該第一及び第二の対数増幅器の出力を差をとる差分生成
   回路と、 該差分生成回路の出力と基準電圧の差を生成して、該被
   制御部に設けられている可変利得増幅器に利得制御電圧
   として供給する制御電圧生成回路とを備えることを特徴
   とする出力電力制御回路。
3. 【請求項３】 請求項１又は請求項２のいずれかに記載
   の出力電力制御回路において、 上記第一の対数増幅器と上記差分生成回路の間又は上記
   第二の対数増幅器と上記差分生成回路の間に、該対数増
   幅器の入出力の傾斜を補正する傾斜補正回路を配置する
   ことを特徴とする出力電力制御回路。
4. 【請求項４】 請求項１乃至請求項３のいずれかに記載
   の出力電力制御回路において、 上記基準電圧を制御する利得制御回路を備えることを特
   徴とする出力電力制御回路。
5. 【請求項５】 請求項１乃至請求項４のいずれかに記載
   の出力電力制御回路を複数備える出力電力制御回路であ
   って、 特定の出力電力制御回路における上記差分生成回路の出
   力を、 その他の出力電力制御回路における上記制御電圧生成回
   路に供給する基準電圧とすることを特徴とする出力電力
   制御回路。
6. 【請求項６】 請求項１乃至請求項５のいずれかに記載
   の出力電力制御回路を備えることを特徴とする送信回
   路。