JP2000295853A

JP2000295853A - マルチレベルコンバータ

Info

Publication number: JP2000295853A
Application number: JP11096128A
Authority: JP
Inventors: Reiji Kawashima; 玲二川嶋
Original assignee: Daikin Industries Ltd
Current assignee: Daikin Industries Ltd
Priority date: 1999-04-02
Filing date: 1999-04-02
Publication date: 2000-10-20

Abstract

(57)【要約】【課題】定格入力時の高調波電流発生量を低減すると
ともに、負荷変動や電源電圧変動に対しても高入力力率
を保つ。【解決手段】三相交流電源１に端子にそれぞれ第１リ
アクトル２を介して三相全波整流回路３の各入力端子を
接続し、三相全波整流回路３の出力端子間に、互いに直
列に接続され、かつ互いに等しい静電容量を有する平滑
用コンデンサＣ１１，Ｃ１２を接続し、三相全波整流回
路３の各入力端子と平滑用コンデンサＣ１１，Ｃ１２の
接続点との間に双方向スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３を接続
し、双方向スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３を電源電圧の半周
期に１回スイッチングさせるべく制御する制御部４を設
けている。また、電源のゼロクロスを検出する電源ゼロ
クロス検出部５と、電源の極性を検出する電源極性検出
部６と、電源電圧を検出する電源電圧検出部７と、直流
電圧を検出する直流電圧検出部８と、直流電流を検出す
る直流電流検出部９とを有する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明はマルチレベルコン
バータに関し、さらに詳細にいえば、交流電源に対して
全波整流回路を接続し、全波整流回路の出力端子間に、
互いに直列に接続されたコンデンサを接続してなる構成
のマルチレベルコンバータに関する。

【０００２】

【従来の技術】従来から、電源高調波規制に対応したコ
ンバータとして、ＰＷＭ（パルス幅変調）コンバータが
多く用いられている。このＰＷＭコンバータは、入力電
流を高周波スイッチングにより制御するので、入力電流
に高調波成分が含まれない正弦波状の電流波形を実現す
ることが可能である。

【０００３】しかし、このＰＷＭコンバータにおいて
は、高周波スイッチングに伴う効率の低下、ノイズの増
加を招くとともに、制御の複雑化、コストの増加を招く
という不都合がある。

【０００４】また、これらの問題点を解決することがで
きるコンバータ（マルチレベルコンバータ）として、図
２１に示すように、三相交流電源の各出力端子と三相全
波整流回路の各入力端子とをリアクトルを介して接続
し、三相全波整流回路の出力端子間に１対の平滑用コン
デンサを互いに直列接続し、三相全波整流回路の各入力
端子と平滑用コンデンサどうしの接続点との間に、電源
半周期に１度だけ動作される双方向スイッチを接続した
構成のものが提案されている（特開平１０−１７４４４
２号公報参照）。この構成のコンバータを採用すれば、
高効率、低高調波を両立させることができる。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】しかし、図２１に示す
マルチレベルコンバータでは、図２２に示すように、電
源半周期に１回しかスイッチングを行わないので、直流
電圧Ｖｏを制御する場合には、直流電圧Ｖｏと双方向ス
イッチのＯＮ時間ｔｏｎとの関係が図２３に示すように
定まっていることを考慮して、双方向スイッチのＯＮ時
間ｔｏｎを変化させる。そして、双方向スイッチのＯＮ
時間ｔｏｎを変化させると、コンバータ入力電圧Ｖｃの
振幅と波形とが共に変化してしまう。すなわち、双方向
スイッチのＯＮ時間ｔｏｎが決まれば図２３から直流電
圧Ｖｏが定まり、次式からコンバータ入力電圧基本波成
分Ｖｃ１が定まる。Ｖｃ１＝｛４（２）^1/2Ｖｏ／３π｝ｓｉｎ（π／３）
ｃｏｓ（π／６）ｃｏｓ（ｔｏｎ／２）ここで、負荷変動に対して、直流電圧Ｖｏが一定になる
ように双方向スイッチのＯＮ時間ｔｏｎを制御すれば、
図２４に示すように、コンバータ入力電圧の基本波成分
の振幅がほぼ一定となるために、図２５に示すように、
軽負荷時（参照）では入力電流の基本波が進み位相、
重負荷時（参照）では入力電流の基本波が遅れ位相と
なり、基本波力率が低下するという不都合が生じる。

【０００６】また、電源電圧変動に対して、直流電圧Ｖ
ｏが一定になるように双方向スイッチのＯＮ時間ｔｏｎ
を制御すれば、図２６に示すように、電源電圧が低下す
ると（参照）入力電流の基本波が進み位相、電源電圧
が上昇すると（参照）入力電流の基本波が遅れ位相と
なり、基本波力率が低下するという不都合が生じる。

【０００７】また、各双方向スイッチを電源半周期に１
度スイッチングさせると、図２７に示すように、コンバ
ータ入力電圧は７レベルの振幅を持つ１２ステップ波形
となる。そして、双方向スイッチのＯＮ時間ｔｏｎによ
りコンバータ入力電圧波形の幅θを変化させると、図２
８に示すように、コンバータ入力電圧の各次高調波成分
が変化する。ここで、コンバータ入力電圧ｎ次高調波成
分Ｖｃｎは次式で求められる。Ｖｃｎ＝｛４（２）^1/2Ｖｏ／３ｎπ｝ｓｉｎ（ｎπ／
３）ｃｏｓ（ｎπ／６）ｃｏｓ（ｎθ／２）また、図２９に示すように電源電圧に高調波成分が含ま
れていない場合、入力電流のｎ次高調波成分ＩＬｎは次
式で表され、コンバータ入力電圧の高調波成分とリアク
トル定数Ｌによって定まることが分かる。ＩＬｎ＝Ｖｃｎ／（ωｎ・Ｌ）＝｛２（２）^1/2Ｖｏ／
（３ｎ²π²ｆＬ）｝ｓｉｎ（ｎπ／３）ｃｏｓ（ｎπ／
６）ｃｏｓ（ｎθ／２）そして、高調波電流が最小となるリアクトル定数Ｌは次
式で表され、任意のＯＮ時間で入力電流が連続となる状
態の時である。Ｌ＝｛３Ｖｓ²・ｔａｎ（θ／２）｝／ωＰｏここで、Ｐｏはコンバータ入力電力である。

【０００８】また、リアクトル定数Ｌを高調波電流が最
小となる値で選定すると、入力電力が減少しても、高調
波電流が減少しないため、図３０に示すように、最大電
力時に高調波電流も発生量（高調波電流／基本波電流）
が最小となり、定格電力時に高調波電流発生量が増加す
るという不都合が生じる。

【０００９】

【発明の目的】この発明は上記の問題点に鑑みてなされ
たものであり、定格入力時の高調波電流発生量を低減す
ることができるとともに、負荷変動や電源電圧変動に対
しても高入力力率を保つことができるマルチレベルコン
バータを提供することを目的としている。

【００１０】

【課題を解決するための手段】請求項１のマルチレベル
コンバータは、交流電源に対して第１リアクトルを介し
て全波整流回路を接続し、全波整流回路の出力端子間に
互いに直列に接続された平滑用コンデンサを接続し、全
波整流回路の入力端子と平滑用コンデンサどうしの接続
点との間にスイッチング手段を接続し、電源電圧、負荷
の変動に拘わらず基本波力率がほぼ１になるようにスイ
ッチング手段をスイッチングさせるべく制御する制御手
段を設けたものである。

【００１１】請求項２のマルチレベルコンバータは、交
流電源に対して第１リアクトルを介して全波整流回路を
接続し、全波整流回路の出力端子間に互いに直列に接続
された平滑用コンデンサを接続し、全波整流回路の入力
端子と平滑用コンデンサどうしの接続点との間にスイッ
チング手段を接続し、電源電圧、負荷の変動に拘わらず
特定の高調波電流を低減するようにスイッチング手段を
スイッチングさせるべく制御する制御手段を設けたもの
である。

【００１２】請求項３のマルチレベルコンバータは、前
記第１リアクトルとして、定格電力時に最も高調波電流
を低減できるリアクトル定数を有するものを採用するも
のである。

【００１３】請求項４のマルチレベルコンバータは、前
記第１リアクトルは、コンデンサ平滑回路による高調波
電流発生量の低減効果よりも少なくない高調波電流発生
量の低減効果を達成できるリアクトル定数を有するもの
であり、このリアクトル定数を、定格電力時に最も高調
波電流を低減できる値にすべく、第１リアクトルと直列
に接続される第２リアクトルをさらに含むものである。

【００１４】

【作用】請求項１のマルチレベルコンバータであれば、
全波整流回路の入力端子と平滑用コンデンサどうしの接
続点との間に接続したスイッチング手段を、制御手段に
よって、電源電圧、負荷の変動に拘わらず基本波力率が
ほぼ１になるようにスイッチングさせるべく制御するの
であるから、電源電圧変動、負荷変動に対しても、高入
力力率を保ことができる。

【００１５】請求項２のマルチレベルコンバータであれ
ば、全波整流回路の入力端子と平滑用コンデンサどうし
の接続点との間に接続したスイッチング手段を、制御手
段によって、電源電圧、負荷の変動に拘わらず特定の高
調波電流を低減するようにスイッチングさせるべく制御
するのであるから、電源電圧変動、負荷変動に対して
も、特定の高調波電流を低減することができる。

【００１６】請求項３のマルチレベルコンバータであれ
ば、前記第１リアクトルとして、定格電力時に最も高調
波電流を低減できるリアクトル定数を有するものを採用
するのであるから、請求項１または請求項２の作用に加
え、定格電力時の高調波電流を最も低減することができ
る。

【００１７】請求項４のマルチレベルコンバータであれ
ば、前記第１リアクトルは、コンデンサ平滑回路による
高調波電流発生量の低減効果よりも少なくない高調波電
流発生量の低減効果を達成できるリアクトル定数を有す
るものであり、このリアクトル定数を、定格電力時に最
も高調波電流を低減できる値にすべく、第１リアクトル
と直列に接続される第２リアクトルをさらに含むのであ
るから、第１リアクトルを標準装備しておき、第２リア
クトルを必要に応じて装着することによって、定格電力
時の高調波電流を最も低減することができる。また、標
準装備状態のコスト、寸法、重量を最小限に抑えること
ができる。その他、請求項１または請求項２と同様の作
用を達成することができる。

【００１８】

【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照して、この
発明のマルチレベルコンバータの実施の態様を詳細に説
明する。

【００１９】図１はこの発明のマルチレベルコンバータ
の一実施態様を示すブロック図である。

【００２０】このマルチレベルコンバータは、三相交流
電源１に端子にそれぞれ第１リアクトル２を介して三相
全波整流回路３の各入力端子を接続し、三相全波整流回
路３の出力端子間に、互いに直列に接続され、かつ互い
に等しい静電容量を有する平滑用コンデンサＣ１１，Ｃ
１２を接続し、三相全波整流回路３の各入力端子と平滑
用コンデンサＣ１１，Ｃ１２の接続点との間に双方向ス
イッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３を接続し、双方向スイッチＳ
１，Ｓ２，Ｓ３を電源電圧の半周期に１回スイッチング
させるべく制御する制御部４を設けている。また、電源
のゼロクロスを検出する電源ゼロクロス検出部５と、電
源の極性を検出する電源極性検出部６と、電源電圧を検
出する電源電圧検出部７と、直流電圧（各平滑用コンデ
ンサＣ１１，Ｃ１２の端子間電圧）を検出する直流電圧
検出部８と、直流電流を検出する直流電流検出部９とを
有している。

【００２１】前記制御部４は、電源電圧検出値Ｖａｃお
よび直流電流検出値Ｉｄｃを入力として直流電圧指令値
ＶＤＣ＊の読み出しを行わせる直流電圧指令テーブル４
ａと、電源極性検出結果を入力として極性フラグを出力
する電源極性判定部４ｂと、検出された両平滑用コンデ
ンサＣ１１，Ｃ１２の端子間電圧および直流電圧指令値
ＶＤＣ＊を入力としてパルス幅演算を行ってパルス幅ｔ
ｏｎ１、ｔｏｎ２を算出して出力するパルス幅演算部４
ｃと、電源ゼロクロス検出結果、極性フラグ、およびパ
ルス幅ｔｏｎ１、ｔｏｎ２を入力としてドライブ信号を
作成するドライブ信号作成部４ｄとを有している。そし
て、ドライブ信号を駆動回路１０を通して双方向スイッ
チに供給している。ただし、直流電圧指令テーブル４ａ
としては、直流電流検出値Ｉｄｃを入力として直流電圧
指令値の読み出しを行わせるとともに、電源電圧検出値
Ｖａｃに基づく補正を行って直流電圧指令値ＶＤＣ＊と
して出力するものを採用することも可能である。そし
て、何れの場合においても、直流電圧指令テーブル４ａ
には、電源電圧変動や負荷変動に対しても、常に、基本
波力率がほぼ１（もしくは、所望の高調波電流、例え
ば、５次高調波電流が低減される）となるように、直流
電圧指令値が格納されている。

【００２２】前記パルス幅演算部４ｃは、中性点電位の
変動を防ぐために、直流電圧検出部８によって直流電圧
Ｖｐｍと中性点電圧Ｖｍｎとを検出し、上下の２つの平
滑用コンデンサＣ１１，Ｃ１２の端子間電圧Ｖｐｍ、Ｖ
ｍｎがそれぞれ直流電圧指令値の半分ＶＤＣ＊／２に一
致するようにパルス幅演算を行い、パルス幅ｔｏｎ１、
ｔｏｎ２を算出するものである。具体的には、例えば、
図２に示すようなＰＩ制御系を設けることが考えられ
る。

【００２３】図２においては、直流電圧ＶｐｍとＶＤＣ
＊／２との差ｅｋ１＝（Ｖｐｍ−ＶＤＣ＊／２）を算出
する減算器と、差を入力として比例ゲインＫｐを乗算し
て比例出力ｕｋｐ１＝Ｋｐ・ｅｋ１を算出する比例ゲイ
ン部と、差を入力として積分ゲインＫｉ／ｓを乗算して
積分出力ｕｋｉ１＝Δ・Ｋｉ・ｅｋ１＋ｕｋｉ（−１）
を算出する積分ゲイン部と、比例出力と積分出力とを加
算してパルス幅ｔｏｎ１＝ｕｋｐ１＋ｕｋｉ１を出力す
る加算部と、中性点電圧ＶｍｎとＶＤＣ＊／２との差ｅ
ｋ２＝（Ｖｍｎ−ＶＤＣ＊／２）を算出する減算器と、
差を入力として比例ゲインＫｐを乗算して比例出力ｕｋ
ｐ２＝Ｋｐ・ｅｋ２を算出する比例ゲイン部と、差を入
力として積分ゲインＫｉ／ｓを乗算して積分出力ｕｋｉ
２＝Δ・Ｋｉ・ｅｋ２＋ｕｋｉ（−１）を算出する積分
ゲイン部と、比例出力と積分出力とを加算してパルス幅
ｔｏｎ２＝ｕｋｐ２＋ｕｋｉ２を出力する加算部とを有
している。なお、Δは制御周期である。

【００２４】図３は電圧指令作成処理およびパルス幅制
御演算処理の一例を説明するフローチャートである。な
お、このフローチャートは、直流電流値および電源電圧
値に対応する直流電圧指令値のテーブルを持つ場合に対
応している。

【００２５】ステップＳＰ１において、直流電流値、電
源電圧値のアナログデータを読み込み、ステップＳＰ２
において負荷であるインバータが動作中か否かを判定す
る。そして、インバータ動作中でない場合には、ステッ
プＳＰ４において、直流電圧指令値ｖｒｅｑを０に設定
する。

【００２６】ステップＳＰ２においてインバータ動作中
であると判定された場合には、ステップＳＰ３において
電源周波数が５０Ｈｚか６０Ｈｚかを判定する。そし
て、電源周波数が５０Ｈｚである場合には、ステップＳ
Ｐ５において、５０Ｈｚに対応するテーブルから直流電
圧指令値ｖｒｅｑを読み出し、電源周波数が６０Ｈｚで
ある場合には、ステップＳＰ６において、６０Ｈｚに対
応するテーブルから直流電圧指令値ｖｒｅｑを読み出
す。

【００２７】ステップＳＰ４、ステップＳＰ５、または
ステップＳＰ６の処理が行われた後は、ステップＳＰ７
において、直流電圧指令値ｖｒｅｑと直流電圧検出値ｖ
ｄｃとの差ｅｋを算出するとともに、直流電圧指令値ｖ
ｒｅｑと直流電圧検出値ｖｄｃとの大小を比較する。

【００２８】ｖｒｅｑ＜ｖｄｃである場合には、ステッ
プＳＰ８において、比例出力ｕｋｐ＝Ｋｐ・ｅｋを算出
するとともに、積分出力ｕｋｉ＝ｕｋｉ（−１）−Δ・
Ｋｉ・ｅｋを算出し、ステップＳＰ９において、積分出
力から比例出力を減算してパルス幅ｔｏｎ＝ｕｋｉ−ｕ
ｋｐを算出する。なお、ステップＳＰ８、ステップＳＰ
９の処理を行うことにより、パルス幅を狭めることがで
きる。

【００２９】ｖｒｅｑ＝ｖｄｃである場合には、ステッ
プＳＰ１０において、比例出力ｕｋｐ＝０を算出すると
ともに、積分出力ｕｋｉ＝ｕｋｉ（−１）を算出し、ス
テップＳＰ１１において、積分出力と比例出力とを加算
してパルス幅ｔｏｎ＝ｕｋｉ＋ｕｋｐを算出する。な
お、ステップＳＰ１０、ステップＳＰ１１の処理を行う
ことにより、パルス幅を従前のままに維持することがで
きる。

【００３０】ｖｒｅｑ＞ｖｄｃである場合には、ステッ
プＳＰ１２において、比例出力ｕｋｐ＝Ｋｐ・ｅｋを算
出するとともに、積分出力ｕｋｉ＝ｕｋｉ（−１）＋Δ
・Ｋｉ・ｅｋを算出し、ステップＳＰ１３において、積
分出力と比例出力とを加算してパルス幅ｔｏｎ＝ｕｋｉ
＋ｕｋｐを算出する。なお、ステップＳＰ１２、ステッ
プＳＰ１３の処理を行うことにより、パルス幅を広げる
ことができる。

【００３１】そして、ステップＳＰ９、ステップＳＰ１
１、またはステップＳＰ１３の処理が行われた後は、そ
のまま元の処理に戻る。

【００３２】図４は電圧指令作成処理およびパルス幅制
御演算処理の他の例を説明するフローチャートである。
なお、このフローチャートは、直流電流値に対応する直
流電圧指令値のテーブルを持ち、電源電圧検出値で補正
する場合に対応している。

【００３３】ステップＳＰ１において、直流電流値、電
源電圧値のアナログデータを読み込み、ステップＳＰ２
において負荷であるインバータが動作中か否かを判定す
る。そして、インバータ動作中でない場合には、ステッ
プＳＰ４において、直流電圧指令値ｖｒｅｆ＝ｖｒｅｑ
＝を０に設定する。

【００３４】ステップＳＰ２においてインバータ動作中
であると判定された場合には、ステップＳＰ３において
電源周波数が５０Ｈｚか６０Ｈｚかを判定する。そし
て、電源周波数が５０Ｈｚである場合には、ステップＳ
Ｐ５において、５０Ｈｚに対応するテーブルから直流電
圧指令値ｖｒｅｆを読み出し、ステップＳＰ６におい
て、読み出された直流電圧指令値ｖｒｅｆに対して電源
電圧検出値ｖａｃを乗算して直流電圧指令値ｖｒｅｑ＝
ｖｒｅｆ・ｖａｃを算出し、逆に、電源周波数が６０Ｈ
ｚである場合には、ステップＳＰ７において、６０Ｈｚ
に対応するテーブルから直流電圧指令値ｖｒｅｆを読み
出し、ステップＳＰ８において、読み出された直流電圧
指令値ｖｒｅｆに対して電源電圧検出値ｖａｃを乗算し
て直流電圧指令値ｖｒｅｑ＝ｖｒｅｆ・ｖａｃを算出す
る。

【００３５】ステップＳＰ４、ステップＳＰ６、または
ステップＳＰ８の処理が行われた後は、ステップＳＰ９
において、直流電圧指令値ｖｒｅｑと直流電圧検出値ｖ
ｄｃとの差ｅｋを算出するとともに、直流電圧指令値ｖ
ｒｅｑと直流電圧検出値ｖｄｃとの大小を比較する。

【００３６】ｖｒｅｑ＜ｖｄｃである場合には、ステッ
プＳＰ１０において、比例出力ｕｋｐ＝Ｋｐ・ｅｋを算
出するとともに、積分出力ｕｋｉ＝ｕｋｉ（−１）−Δ
・Ｋｉ・ｅｋを算出し、ステップＳＰ１１において、積
分出力から比例出力を減算してパルス幅ｔｏｎ＝ｕｋｉ
−ｕｋｐを算出する。なお、ステップＳＰ１０、ステッ
プＳＰ１１の処理を行うことにより、パルス幅を狭める
ことができる。

【００３７】ｖｒｅｑ＝ｖｄｃである場合には、ステッ
プＳＰ１２において、比例出力ｕｋｐ＝０を算出すると
ともに、積分出力ｕｋｉ＝ｕｋｉ（−１）を算出し、ス
テップＳＰ１３において、積分出力と比例出力とを加算
してパルス幅ｔｏｎ＝ｕｋｉ＋ｕｋｐを算出する。な
お、ステップＳＰ１２、ステップＳＰ１３の処理を行う
ことにより、パルス幅を従前のままに維持することがで
きる。

【００３８】ｖｒｅｑ＞ｖｄｃである場合には、ステッ
プＳＰ１４において、比例出力ｕｋｐ＝Ｋｐ・ｅｋを算
出するとともに、積分出力ｕｋｉ＝ｕｋｉ（−１）＋Δ
・Ｋｉ・ｅｋを算出し、ステップＳＰ１５において、積
分出力と比例出力とを加算してパルス幅ｔｏｎ＝ｕｋｉ
＋ｕｋｐを算出する。なお、ステップＳＰ１４、ステッ
プＳＰ１５の処理を行うことにより、パルス幅を広げる
ことができる。

【００３９】そして、ステップＳＰ９、ステップＳＰ１
１、またはステップＳＰ１３の処理が行われた後は、そ
のまま元の処理に戻る。

【００４０】図５はドライブ信号作成処理を説明するフ
ローチャートである。

【００４１】ステップＳＰ１において、インバータ動作
中か否かを判定し、動作中でないと判定された場合に
は、ステップＳＰ２において、極性フラグをリセット
し、ステップＳＰ３において、判定フラグをリセット
し、そのまま元の処理に戻る。

【００４２】インバータ動作中であると判定された場合
には、ステップＳＰ４において、判定フラグに基づい
て、電源電圧の極性が判定済みであるか否かを判定し、
未判定であると判定された場合には、ステップＳＰ５に
おいて、電源の極性を判定し、ステップＳＰ６におい
て、極性フラグをセットし、ステップＳＰ７において、
判定フラグをセットし、そのまま元の処理に戻る。

【００４３】電源電圧の極性が判定済みであると判定さ
れた場合には、ステップＳＰ８において、極性フラグを
反転させ、ステップＳＰ９において、極性の正負を判定
する。そして、極性が正の場合には、ステップＳＰ１０
において、パルス幅をｔｏｎ２に設定し、逆に、極性が
負の場合には、ステップＳＰ１１において、パルス幅を
ｔｏｎ１に設定する。

【００４４】ステップＳＰ１０，またはステップＳＰ１
１の処理が行われた後は、ステップＳＰ１２において、
相の判定を行う。

【００４５】相がＲ相であると判定された場合には、ス
テップＳＰ１３において、オフタイマをスタートさせ、
ステップＳＰ１４において、双方向スイッチＳ１をオン
にし、そのまま元の処理に戻る。

【００４６】相がＳ相であると判定された場合には、ス
テップＳＰ１５において、オフタイマをスタートさせ、
ステップＳＰ１６において、双方向スイッチＳ２をオン
にし、そのまま元の処理に戻る。

【００４７】相がＴ相であると判定された場合には、ス
テップＳＰ１７において、オフタイマをスタートさせ、
ステップＳＰ１８において、双方向スイッチＳ３をオン
にし、そのまま元の処理に戻る。

【００４８】図６はスイッチオフタイマ割り込み処理を
説明するフローチャートである。

【００４９】ステップＳＰ１において、オフタイマのカ
ウントを停止し、ステップＳＰ２において、該当する双
方向スイッチをオフにし、そのまま元の処理に戻る。

【００５０】図５、図６の処理を要約すれば、各相電圧
のゼロクロスから、該当する相に対応する双方向スイッ
チにオン信号を出力し、電源電圧の極性に応じたパルス
幅後、オフ信号を出力する。そして、電源電圧の極性の
判定は、電源電圧Ｖｉｎ（もしくはスイッチ電流ｉＳ
Ｗ）から行い、平滑用コンデンサＣ１１、Ｃ１２の何れ
の電圧を制御するパルス幅かを決定する。具体的には、
図７に示すように、Ｖｉｎ＞０（ｉＳＷ＞０）の時、平
滑用コンデンサＣ１２を充電し、Ｖｉｎ＜０（ｉＳＷ＜
０）の時、平滑用コンデンサＣ１１を充電する。

【００５１】上記の実施態様を採用した場合の電圧ベク
トルは図８に示すとおりであり、双方向スイッチのオン
時間でコンバータ入力電圧Ｖｃ１の振幅を制御すれば、
入力電流の基本波を電源電圧と同相（参照）とするこ
とができ、高入力力率化を達成することができる。

【００５２】さらに説明する。

【００５３】負荷変動時の電圧ベクトルは図９に示すと
おりであり、電源電圧変動時の電圧ベクトルは図１０に
示すとおりであり、これらの場合に、常に基本波力率が
１となるようにコンバータ入力電圧の振幅を制御するこ
とで、良好な入力特性を得ることができる。そして、基
本波力率が１になる直流電圧指令値は図１１に示すとお
りになる。したがって、この直流電圧指令値を直流電圧
指令テーブル４ａに格納しておくようにできることは上
記実施態様のとおりであるが、演算によって直流電圧指
令値を算出するようにしてもよい。

【００５４】また、図１２に示すように、入力電流基本
波Ｉ１と電源電圧Ｖｓとの位相差Φが−５°〜５°とな
る範囲で直流電圧を設定すれば、図１３に定格電力時の
入力電流の基本波位相差Φに対する総合力率特性を示す
ように、高入力力率を達成することができる。

【００５５】次いで、リアクトル定数の選定を説明す
る。

【００５６】双方向スイッチのオン時間ｔｏｎ＝３０°
で、入力電流が連続となる状態のリアクトルの定数Ｌ
は、次式から、図１４中（Ａ）（Ｂ）に示すように、入
力電力、電源電圧（周波数）により大きく異なる。Ｌ＝
［３６・｛２・（３）^1/2−３｝・（Ｖｉ）²］／（１４
・π³・ｆ・Ｐｏ）したがって、従来のリアクトル定数
（Ｌｔｙｐ：定格電圧、最大電力時を示す参照）より
大きい定数（Ｌｍａｘ：定格電圧、定格電力時を示す
まで）のリアクトルを用いることで、定格電力時の高調
波電流発生量を低減させることができる（図１５参
照）。逆に、高調波電流発生量の低減要求に応じて、従
来のリアクトルの定数より小さい定数（Ｌｍｉｎ：最低
電圧、最大電力時を示すまで）のリアクトルを用いる
ことで、コスト、寸法、重量の増加を最小限に抑制する
ことができる（図１５参照）。また、図１６に示すよう
に、最小のリアクトル定数Ｌｍｉｎの第１リアクトルＬ
１を標準で製品に搭載し、さらに高調波電流発生を抑制
する必要がある場合には、外付けで第２リアクトルＬ２
を追加して、全体としてのリアクトル定数がＬｔｙｐや
Ｌｍａｘとなるようにして、高調波電流発生量を低減さ
せることができる。

【００５７】さらに、リアクトル定数をＬｔｙｐ、Ｌｍ
ａｘに設定した場合における直流電圧特性、位相特性
（入力電流基本波）、入力力率特性を、本願の実施態様
による場合と直流電圧を一定に保持する場合（従来の場
合）とで測定した結果を図１７、図１８に示す。

【００５８】また、高調波電流に関する特定需要家ガイ
ドラインは、需要家の施設する機器から発生する高調波
電流の総量を、高調波の次数毎に規制している。一般に
インバータ回路に用いられているコンデンサ平滑回路
は、低次高調波電流発生量が多く、５次高調波が最も規
制を越え易い。図１９に示すように、需要家が施設する
機器全体のうち、コンデンサ平滑回路（交流リアクトル
を含む）のインバータ機器の占める割合が２６％以上と
なると、特定需要家ガイドラインをオーバーする。

【００５９】しかし、マルチレベルコンバータを用い
て、５次高調波電流発生量が１０％以下となる直流電圧
設定値に設定すれば（図２０中、ＶｍｉｎからＶｍａｘ
までの範囲を参照）、５次高調波電流を大幅に低減でき
るため、インバータ機器の割合が増加しても、高調波規
制を満足させることができる。

【００６０】

【発明の効果】請求項１の発明は、ＰＷＭコンバータに
おける高周波スイッチングに起因する効率の低下、ノイ
ズの増加、漏洩電流の増大、コストアップという不都合
を改善することができ、電源電圧変動、負荷変動に対し
ても、高入力力率を保ことができるという特有の効果を
奏する。

【００６１】請求項２の発明は、ＰＷＭコンバータにお
ける高周波スイッチングに起因する効率の低下、ノイズ
の増加、漏洩電流の増大、コストアップという不都合を
改善することができ、電源電圧変動、負荷変動に対して
も、特定の高調波電流を低減することができるという特
有の効果を奏する。

【００６２】請求項３の発明は、請求項１または請求項
２の効果に加え、定格電力時の高調波電流を最も低減す
ることができるという特有の効果を奏する。

【００６３】請求項４の発明は、第１リアクトルを標準
装備しておき、第２リアクトルを必要に応じて装着する
ことによって、定格電力時の高調波電流を最も低減する
ことができ、また、標準装備状態のコスト、寸法、重量
を最小限に抑えることができるほか、請求項１または請
求項２と同様の効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明のマルチレベルコンバータの一実施態
様を示すブロック図である。

【図２】パルス幅演算部の一例を示すブロック図であ
る。

【図３】電圧指令作成処理およびパルス幅制御演算処理
の一例を説明するフローチャートである。

【図４】電圧指令作成処理およびパルス幅制御演算処理
の他の例を説明するフローチャートである。

【図５】ドライブ信号作成処理を説明するフローチャー
トである。

【図６】スイッチオフタイマ割り込み処理を説明するフ
ローチャートである。

【図７】電源電圧極性の判定を説明する図である。

【図８】入力電力が一定の時の電圧ベクトルを示す図で
ある。

【図９】負荷変動時の電圧ベクトルを示す図である。

【図１０】電源電圧変動時の電圧ベクトルを示す図であ
る。

【図１１】基本波力率が１となる直流電圧指令値を示す
図である。

【図１２】入力電流基本波の位相特性を示す図である。

【図１３】総合力率特性を示す図である。

【図１４】リアクトル定数の変化特性を示す図である。

【図１５】リアクトル定数ごとの高調波電流発生量を示
す図である。

【図１６】外付けでリアクトルＬ２を追加するマルチレ
ベルコンバータを示す電気回路図である。

【図１７】リアクトル定数をＬｔｙｐに設定した場合に
おける直流電圧特性、位相特性、入力力率特性を示す図
である。

【図１８】リアクトル定数をＬｍａｘに設定した場合に
おける直流電圧特性、位相特性、入力力率特性を示す図
である。

【図１９】次数ごとの高調波電流発生量特性を説明する
図である。

【図２０】直流電圧に対する各次数の高調波電流発生量
特性を示す図である。

【図２１】従来のマルチレベルコンバータの構成を示す
電気回路図である。

【図２２】各部の波形を示す図である。

【図２３】双方向スイッチのオン時間に対する直流電圧
特性を示す図である。

【図２４】入力電力に対するコンバータ入力電圧特性を
示す図である。

【図２５】負荷変動時の電圧ベクトルを示す図である。

【図２６】電源電圧変動時の電圧ベクトルを示す図であ
る。

【図２７】１２ステップの電圧波形を示す図である。

【図２８】コンバータ入力電圧波形の幅に対する高調波
電圧特性を示す図である。

【図２９】電源電圧に高調波が含まれない場合の電圧ベ
クトルを示す図である。

【図３０】リアクトル定数を最大電力時で選定した場合
における、最大電力時の高調波電流発生量および定格電
力時の高調波電流発生量を示す図である。

【符号の説明】

１三相交流電源２，Ｌ１第１リアクトル３三相全波整流回路４制御部Ｃ１１，Ｃ１２平滑用コンデンサＳ１，Ｓ２，Ｓ３双方向スイッチＬ２第２リア
クトル

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源（１）に対して第１リアクトル
（２）（Ｌ１）を介して全波整流回路（３）を接続し、
全波整流回路（３）の出力端子間に互いに直列に接続さ
れた平滑用コンデンサ（Ｃ１１）（Ｃ１２）を接続し、
全波整流回路（３）の入力端子と平滑用コンデンサ（Ｃ
１１）（Ｃ１２）どうしの接続点との間にスイッチング
手段（Ｓ１）（Ｓ２）（Ｓ３）を接続し、電源電圧、負
荷の変動に拘わらず基本波力率がほぼ１になるようにス
イッチング手段（Ｓ１）（Ｓ２）（Ｓ３）をスイッチン
グさせるべく制御する制御手段（４）を設けたことを特
徴とするマルチレベルコンバータ。
【請求項２】交流電源（１）に対して第１リアクトル
（２）（Ｌ１）を介して全波整流回路（３）を接続し、
全波整流回路（３）の出力端子間に互いに直列に接続さ
れた平滑用コンデンサ（Ｃ１１）（Ｃ１２）を接続し、
全波整流回路（３）の入力端子と平滑用コンデンサ（Ｃ
１１）（Ｃ１２）どうしの接続点との間にスイッチング
手段（Ｓ１）（Ｓ２）（Ｓ３）を接続し、電源電圧、負
荷の変動に拘わらず特定の高調波電流を低減するように
スイッチング手段（Ｓ１）（Ｓ２）（Ｓ３）をスイッチ
ングさせるべく制御する制御手段（４）を設けたことを
特徴とするマルチレベルコンバータ。
【請求項３】前記第１リアクトル（２）は、定格電力
時に最も高調波電流を低減できるリアクトル定数を有す
るものである請求項１または請求項２に記載のマルチレ
ベルコンバータ。
【請求項４】前記第１リアクトル（Ｌ１）は、コンデ
ンサ平滑回路による高調波電流発生量の低減効果よりも
少なくない高調波電流発生量の低減効果を達成できるリ
アクトル定数を有するものであり、このリアクトル定数
を、定格電力時に最も高調波電流を低減できる値にすべ
く、第１リアクトル（Ｌ１）と直列に接続される第２リ
アクトル（Ｌ２）をさらに含む請求項１または請求項２
に記載のマルチレベルコンバータ。