JP2000308337A - 還流ダイオードの逆回復電流を防止した二相ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents
還流ダイオードの逆回復電流を防止した二相ｄｃ／ｄｃコンバータInfo
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＤＣ／ＤＣコンバータ（降圧型）のスイッチ
ング素子のＯＮの直前で、還流ダイオードに流れる電流
を０にして、逆回復電流の発生を防止すると共に、出力
電流の脈流を軽減することを目的とする。 【解決手段】 スイッチング素子Ｑ1 （Ｑ2 ）と、ＬＣ
平滑回路Ｌ1 （Ｌ2 ）Ｃ2 と、還流ダイオードＤ1 （Ｄ
2 ）と、スイッチング素子を制御するＰＷＭ制御器とか
らなり、電流不連続モードで動作する同一のＤＣ／ＤＣ
コンバータの二組を並列に接続し、夫々のＤＣ／ＤＣコ
ンバータのスイッチング周期を同一にすると共に、１／
２周期の位相差を持たせ、全体として個々のコンバータ
のスイッチング周波数の２倍で動作する二相コンバータ
を構成したものである。
ング素子のＯＮの直前で、還流ダイオードに流れる電流
を０にして、逆回復電流の発生を防止すると共に、出力
電流の脈流を軽減することを目的とする。 【解決手段】 スイッチング素子Ｑ1 （Ｑ2 ）と、ＬＣ
平滑回路Ｌ1 （Ｌ2 ）Ｃ2 と、還流ダイオードＤ1 （Ｄ
2 ）と、スイッチング素子を制御するＰＷＭ制御器とか
らなり、電流不連続モードで動作する同一のＤＣ／ＤＣ
コンバータの二組を並列に接続し、夫々のＤＣ／ＤＣコ
ンバータのスイッチング周期を同一にすると共に、１／
２周期の位相差を持たせ、全体として個々のコンバータ
のスイッチング周波数の２倍で動作する二相コンバータ
を構成したものである。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は還流ダイオードの
逆回復電流を防止した二相ＤＣ／ＤＣコンバータに関す
る。
逆回復電流を防止した二相ＤＣ／ＤＣコンバータに関す
る。
【０００２】
【従来の技術】従来のＤＣ−ＤＣコンバータ（一相降圧
型）の一般的な回路を図３−ａに示してある。この図で
Ｖ1 は定電圧源から供給される入力電圧、Ｃ1 は定電圧
用のコンデンサ、Ｑはスイッチング素子でこの図のよう
にトランジスタの他、パワーＭＯＳ ＦＥＴ、ＩＧＢＴ
等も使用される。ＰＷＭ制御器はトランジスタのＯＮ、
ＯＦＦのタイミングを制御する。インダクタＬとコンデ
ンサＣ2 は平滑回路を構成し、出力電圧の脈流を平滑に
する用をなす。Ｄは還流ダイオードでスイッチング素子
のＯＦＦ時に、平滑回路のインダクタＬに貯蓄された電
力を負荷へ供給する用をなす。Ｖ0 は出力電圧である。
型）の一般的な回路を図３−ａに示してある。この図で
Ｖ1 は定電圧源から供給される入力電圧、Ｃ1 は定電圧
用のコンデンサ、Ｑはスイッチング素子でこの図のよう
にトランジスタの他、パワーＭＯＳ ＦＥＴ、ＩＧＢＴ
等も使用される。ＰＷＭ制御器はトランジスタのＯＮ、
ＯＦＦのタイミングを制御する。インダクタＬとコンデ
ンサＣ2 は平滑回路を構成し、出力電圧の脈流を平滑に
する用をなす。Ｄは還流ダイオードでスイッチング素子
のＯＦＦ時に、平滑回路のインダクタＬに貯蓄された電
力を負荷へ供給する用をなす。Ｖ0 は出力電圧である。
【０００３】図３−ｂはこの回路の動作波形である。ｉ
B はトランジスタＱのベースの信号電流で、この電流の
有無によりトランジスタはＯＮ、ＯＦＦ動作をする。Ｔ
onはトランジスタのＯＮ時間、Ｔoff はＯＦＦ時間、Ｔ
は周期でＴonとＴoff の和である。トランジスタのＯ
Ｎ、ＯＦＦのタイミングはＰＷＭ制御器によって制御さ
れる。ｉ1 はトランジスタＱのＯＮ時にインダクタＬを
通って負荷に流れる電流である。電流の立上がり部は負
荷の純抵抗に流れる電流で、負荷電流連続モードである
ことを示す。傾斜部はインダクタＬのインダクタンスと
負荷のインダクタンス分を流れる電流で、インダクタン
スに逆比例し、時間に比例して増加する。
B はトランジスタＱのベースの信号電流で、この電流の
有無によりトランジスタはＯＮ、ＯＦＦ動作をする。Ｔ
onはトランジスタのＯＮ時間、Ｔoff はＯＦＦ時間、Ｔ
は周期でＴonとＴoff の和である。トランジスタのＯ
Ｎ、ＯＦＦのタイミングはＰＷＭ制御器によって制御さ
れる。ｉ1 はトランジスタＱのＯＮ時にインダクタＬを
通って負荷に流れる電流である。電流の立上がり部は負
荷の純抵抗に流れる電流で、負荷電流連続モードである
ことを示す。傾斜部はインダクタＬのインダクタンスと
負荷のインダクタンス分を流れる電流で、インダクタン
スに逆比例し、時間に比例して増加する。
【０００４】ｉD は前記のインダクタＬと負荷のインダ
クタンス分に貯蓄された電力を、トランジスタＱのＯＦ
Ｆ時に、還流ダイオードＤによって負荷に流される電流
で、時間に比例して減少する。ｉ0 は出力電流で前記の
電流ｉ1 とｉD の和である。出力電圧Ｖ0 は、Ｔon／Ｔ
をαとすると入力電圧Ｖ1 のα倍になる。αは通流率又
はデュ−ティと呼ばれ百分率で表わされる。この回路は
効率が高いので中、小型直流電源として多用されてい
る。
クタンス分に貯蓄された電力を、トランジスタＱのＯＦ
Ｆ時に、還流ダイオードＤによって負荷に流される電流
で、時間に比例して減少する。ｉ0 は出力電流で前記の
電流ｉ1 とｉD の和である。出力電圧Ｖ0 は、Ｔon／Ｔ
をαとすると入力電圧Ｖ1 のα倍になる。αは通流率又
はデュ−ティと呼ばれ百分率で表わされる。この回路は
効率が高いので中、小型直流電源として多用されてい
る。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】前記の図３−ｂの動作
波形（ｉ1 、ｉD ）は理想的なスイッチングの場合の波
形で、実際の波形は図４に示すようになる。図示のよう
にベース信号電流ｉB によりトランジスタがＯＮする
と、トランジスタを流れる電流ｉ1 は急速に立上がり、
大きなピークが現れる。これは還流ダイオードの逆回復
電流によるもので、この電流は短時間（数μｓｅｃ）続
いた後消滅する。この現象は還流ダイオードに順方向の
電流が流れている時に、逆電圧が印加されると、逆方向
に短時間逆回復電流が流れるというダイオードの特性の
ためである。ｉD の電流波形はこのことを示している。
この電流は負荷には流れないのでｉ0 の電流波形には表
れない。
波形（ｉ1 、ｉD ）は理想的なスイッチングの場合の波
形で、実際の波形は図４に示すようになる。図示のよう
にベース信号電流ｉB によりトランジスタがＯＮする
と、トランジスタを流れる電流ｉ1 は急速に立上がり、
大きなピークが現れる。これは還流ダイオードの逆回復
電流によるもので、この電流は短時間（数μｓｅｃ）続
いた後消滅する。この現象は還流ダイオードに順方向の
電流が流れている時に、逆電圧が印加されると、逆方向
に短時間逆回復電流が流れるというダイオードの特性の
ためである。ｉD の電流波形はこのことを示している。
この電流は負荷には流れないのでｉ0 の電流波形には表
れない。
【０００６】逆回復電流はダイオードを逆方向に流れる
短絡電流で、トランジスタはこの過電流により破壊する
場合があり、また大きな電力損失になる。そのため還流
ダイオードに逆回復電流の流れる時間の短い高速ダイオ
ード（１μｓｅｃ以下）や、構造的に逆回復電流が生じ
にくいＳＢＤ（ショトキーバリヤーダイオードで耐圧が
低い）等が使用されるが、コスト高になるという問題が
あった。
短絡電流で、トランジスタはこの過電流により破壊する
場合があり、また大きな電力損失になる。そのため還流
ダイオードに逆回復電流の流れる時間の短い高速ダイオ
ード（１μｓｅｃ以下）や、構造的に逆回復電流が生じ
にくいＳＢＤ（ショトキーバリヤーダイオードで耐圧が
低い）等が使用されるが、コスト高になるという問題が
あった。
【０００７】この発明は、この様な従来技術の問題点を
改善するためになされたもので、スイッチング素子のＯ
Ｎの直前で、還流ダイオードに順方向に流れる電流を０
（電流不連続モード）にして、逆回復電流の発生を防止
すると共に、二相のコンバータの使用により出力電流の
脈流を大幅に低減したものである。
改善するためになされたもので、スイッチング素子のＯ
Ｎの直前で、還流ダイオードに順方向に流れる電流を０
（電流不連続モード）にして、逆回復電流の発生を防止
すると共に、二相のコンバータの使用により出力電流の
脈流を大幅に低減したものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】前記の目的を達成するた
めにこの発明は、スイッチング素子と、ＬＣ平滑回路
と、還流ダイオードと、スイッチング素子を制御するＰ
ＷＭ制御器とからなる電流不連続モードで動作する同一
のＤＣ／ＤＣコンバータの二組を並列に接続し、夫々の
ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング周期を同一にする
と共に、１／２周期の位相差を持たせ、全体として個々
のコンバータのスイッチング周波数の２倍で動作する二
相コンバータを構成したものである。
めにこの発明は、スイッチング素子と、ＬＣ平滑回路
と、還流ダイオードと、スイッチング素子を制御するＰ
ＷＭ制御器とからなる電流不連続モードで動作する同一
のＤＣ／ＤＣコンバータの二組を並列に接続し、夫々の
ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング周期を同一にする
と共に、１／２周期の位相差を持たせ、全体として個々
のコンバータのスイッチング周波数の２倍で動作する二
相コンバータを構成したものである。
【０００９】二相コンバータを使用したのは、後述のよ
うに一相のコンバータを電流不連続モードで動作させる
と出力電流の脈流が極めて大きくなるが、二相コンバー
タにすれば脈流が大幅に低減されるためである。
うに一相のコンバータを電流不連続モードで動作させる
と出力電流の脈流が極めて大きくなるが、二相コンバー
タにすれば脈流が大幅に低減されるためである。
【００１０】
【発明の実施の形態】次にこの発明の実施例について、
図１の回路図に基づいて説明する。図示の様にこの二相
ＤＣ／ＤＣコンバータは、定電圧用コンデンサＣ1 、ト
ランジスタＱ1 、可変インダクタＬ1 、還流ダイオード
Ｄ1 、平滑用コンデンサＣ2 とからなる第一のＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータと、定電圧用コンデンサＣ1 （共用）、ト
ランジスタＱ2 、可変インダクタＬ2 、還流ダイオード
Ｄ2 、平滑用コンデンサＣ2（共用）とからなる同一の
第二のＤＣ／ＤＣコンバータを並列に接続したものであ
る。二つのコンバータは夫々電流不連続モードで動作
し、トランジスタＱ1 、Ｑ2 はＰＷＭ制御器によって同
一周期で、位相差が１／２周期になるように制御され
る。Ｖ1 、Ｉ1 は夫々定電圧源から供給される入力電
圧、入力電流で、Ｖ0、Ｉ0 は夫々出力電圧、出力電流
である。
図１の回路図に基づいて説明する。図示の様にこの二相
ＤＣ／ＤＣコンバータは、定電圧用コンデンサＣ1 、ト
ランジスタＱ1 、可変インダクタＬ1 、還流ダイオード
Ｄ1 、平滑用コンデンサＣ2 とからなる第一のＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータと、定電圧用コンデンサＣ1 （共用）、ト
ランジスタＱ2 、可変インダクタＬ2 、還流ダイオード
Ｄ2 、平滑用コンデンサＣ2（共用）とからなる同一の
第二のＤＣ／ＤＣコンバータを並列に接続したものであ
る。二つのコンバータは夫々電流不連続モードで動作
し、トランジスタＱ1 、Ｑ2 はＰＷＭ制御器によって同
一周期で、位相差が１／２周期になるように制御され
る。Ｖ1 、Ｉ1 は夫々定電圧源から供給される入力電
圧、入力電流で、Ｖ0、Ｉ0 は夫々出力電圧、出力電流
である。
【００１１】この回路の電流電圧波形の一例を図２に示
してある。ｉB1、ｉB2は夫々トランジスタＱ1 、Ｑ2 の
ベース信号電流で、周期Ｔは同一で、１／２周期の位相
差があり、夫々のデュ−ティは４０％である。これらの
タイミングはＰＷＭ制御器によって行なわれる。ｉL1、
ｉL2は夫々インダクタＬ1 、Ｌ2 を流れる電流で、１／
２周期の位相差がある。夫々のトランジスタがＯＮにな
ると電流は０から時間と共に増加しＴon時間後最大値ｉ
P になる。ここで、トランジスタがＯＦＦになると、イ
ンダクタＬ1 、Ｌ2 に蓄積された電力は還流ダイオード
Ｄ1 、Ｄ2 によって負荷へｉD1、ｉD2として流れる。こ
れらの電流は夫々のトランジスタがＯＮになる時間のＴ
z 時間前に０になるように調整されている。従って前述
のように、トランジスタのＯＮ時に還流ダイオード
Ｄ1 、Ｄ2 に逆回復電流が発生することはない。
してある。ｉB1、ｉB2は夫々トランジスタＱ1 、Ｑ2 の
ベース信号電流で、周期Ｔは同一で、１／２周期の位相
差があり、夫々のデュ−ティは４０％である。これらの
タイミングはＰＷＭ制御器によって行なわれる。ｉL1、
ｉL2は夫々インダクタＬ1 、Ｌ2 を流れる電流で、１／
２周期の位相差がある。夫々のトランジスタがＯＮにな
ると電流は０から時間と共に増加しＴon時間後最大値ｉ
P になる。ここで、トランジスタがＯＦＦになると、イ
ンダクタＬ1 、Ｌ2 に蓄積された電力は還流ダイオード
Ｄ1 、Ｄ2 によって負荷へｉD1、ｉD2として流れる。こ
れらの電流は夫々のトランジスタがＯＮになる時間のＴ
z 時間前に０になるように調整されている。従って前述
のように、トランジスタのＯＮ時に還流ダイオード
Ｄ1 、Ｄ2 に逆回復電流が発生することはない。
【００１２】電流連続モードと不連続モードの限界（Ｔ
z が０）における可変インダクタＬ1 、Ｌ2 のインダク
タンスをＬ0 とすると、Ｌ0 は次のようになる。
z が０）における可変インダクタＬ1 、Ｌ2 のインダク
タンスをＬ0 とすると、Ｌ0 は次のようになる。
【００１３】Ｌ0 ＝Ｖ0 （１−α）／（２ｆｉL1）
ここでＶo は出力電圧、αはデュ−ティ、ｆは周波
数、ｉL1はインダクタＬ1 に流れる平均電流である。
ここでＶo は出力電圧、αはデュ−ティ、ｆは周波
数、ｉL1はインダクタＬ1 に流れる平均電流である。
【００１４】この式にＶo ＝１００Ｖ、α＝０．５、ｆ
＝１００ＫＨｚ、ｉL1＝５０Ａを代入してインダクタン
スＬ0 を求めるとＬ0 ＝５μＨになる。個々のコンバー
タを不連続モードで動作させるためには、インダクタＬ
1 、Ｌ2 のインダクタンスは（負荷のインダクタンス分
を含めて）この数値以下でなければならない。
＝１００ＫＨｚ、ｉL1＝５０Ａを代入してインダクタン
スＬ0 を求めるとＬ0 ＝５μＨになる。個々のコンバー
タを不連続モードで動作させるためには、インダクタＬ
1 、Ｌ2 のインダクタンスは（負荷のインダクタンス分
を含めて）この数値以下でなければならない。
【００１５】また、２相の出力波形Ｉ0 が１相の出力波
形ｉL1又はｉL2に対して、脈流の面で大幅に改善されて
いることが分かる。
形ｉL1又はｉL2に対して、脈流の面で大幅に改善されて
いることが分かる。
【００１６】
【発明の効果】以上の説明から理解されるように、この
発明は特許請求の範囲に記載の構成を備えているので、
還流ダイオードの逆回復電流の発生を防止する事がで
き、次のような効果を奏する。
発明は特許請求の範囲に記載の構成を備えているので、
還流ダイオードの逆回復電流の発生を防止する事がで
き、次のような効果を奏する。
【００１７】ａ・スイッチング素子の短絡電流が無くな
るので、過電流によるスイッチング素子の破損が防止さ
れる。
るので、過電流によるスイッチング素子の破損が防止さ
れる。
【００１８】ｂ・スイッチング素子及び還流ダイオード
の逆回復電流による電力の損失が無くなる。
の逆回復電流による電力の損失が無くなる。
【００１９】ｃ・還流ダイオードに高速ダイオードやＳ
ＢＤを使用する必要が無くなり、コストが低減する。
ＢＤを使用する必要が無くなり、コストが低減する。
【００２０】ｄ・二相ＤＣ−ＤＣコンバータを使用する
ので、出力電流の脈流が大幅に低減する。
ので、出力電流の脈流が大幅に低減する。
【図１】この発明の回路図である。
【図２】図１の回路の動作波形である。
【図３】ａ図は従来のＤＣ−ＤＣコンバータ（一相降圧
形）の回路図である。ｂ図はａ図の回路の動作波形であ
る。
形）の回路図である。ｂ図はａ図の回路の動作波形であ
る。
【図４】図３の回路の実際の動作波形である。
Ｖ1 入力電圧 Ｖ0 出力電圧 Ｑ1 、Ｑ2 スイッチング素子 Ｄ1 、Ｄ2 還流ダイオード Ｌ1 、Ｌ2 インダクタ Ｃ1 定電圧用のコンデンサ Ｃ2 平滑回路のコンデンサ Ｔon トランジスタのＯＮ時間 Ｔoff トランジスタのＯＦＦ時間 Ｔz 電流不連続モードでトランジスタのＯＮ直前の電
流０の時間 Ｔ 周期 α デュ−ティ
流０の時間 Ｔ 周期 α デュ−ティ
Claims (1)
- 【請求項１】 スイッチング素子と、ＬＣ平滑回路と、
還流ダイオードと、スイッチング素子を制御するＰＷＭ
制御器とからなり、電流不連続モードで動作する同一の
ＤＣ／ＤＣコンバータの二組を並列に接続し、夫々のＤ
Ｃ／ＤＣコンバータのスイッチング周期を同一にすると
共に、１／２周期の位相差を持たせ、全体として個々の
コンバータのスイッチング周波数の２倍で動作するコン
バータを構成したことを特徴とする還流ダイオードの逆
回復電流を防止した二相ＤＣ／ＤＣコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11111113A JP2000308337A (ja) | 1999-04-19 | 1999-04-19 | 還流ダイオードの逆回復電流を防止した二相ｄｃ／ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11111113A JP2000308337A (ja) | 1999-04-19 | 1999-04-19 | 還流ダイオードの逆回復電流を防止した二相ｄｃ／ｄｃコンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000308337A true JP2000308337A (ja) | 2000-11-02 |
Family
ID=14552751
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11111113A Pending JP2000308337A (ja) | 1999-04-19 | 1999-04-19 | 還流ダイオードの逆回復電流を防止した二相ｄｃ／ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000308337A (ja) |
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| JP2008072798A (ja) * | 2006-09-12 | 2008-03-27 | Toyota Motor Corp | Ｄｃ−ｄｃコンバータおよびその制御方法 |
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| DE102011052922A1 (de) | 2010-08-25 | 2012-03-22 | Denso Corporation | Vielphasen-Gleichspannungswandler mit einer Vielzahl zueinander parallel verschalteter Wandlerschaltungen |
| WO2013035534A1 (ja) * | 2011-09-09 | 2013-03-14 | ダイキン工業株式会社 | スイッチング電源回路の制御装置およびヒートポンプユニット |
| CN103391001A (zh) * | 2013-08-05 | 2013-11-13 | 江苏博纬新能源科技有限公司 | 用于光伏逆变器mppt环节的高增益dcdc变换器 |
| WO2022190856A1 (ja) * | 2021-03-09 | 2022-09-15 | ローム株式会社 | スイッチング電源装置、スイッチ制御装置、車載機器、及び車両 |
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| CN115589237A (zh) * | 2022-12-13 | 2023-01-10 | 青岛鼎信通讯股份有限公司 | 一种适用于电力领域的高频电流信号分支归属判决方法 |
-
1999
- 1999-04-19 JP JP11111113A patent/JP2000308337A/ja active Pending
Cited By (16)
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