JP2000324007A - 高周波増幅回路および受信機 - Google Patents
高周波増幅回路および受信機Info
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- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3036—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in high-frequency amplifiers or in frequency-changers
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- H03G1/00—Details of arrangements for controlling amplification
- H03G1/0005—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal
- H03G1/0017—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal the device being at least one of the amplifying solid-state elements
- H03G1/0023—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal the device being at least one of the amplifying solid-state elements in emitter-coupled or cascode amplifiers
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 減衰回路等を用いることなく、ゲイン制御が
可能になると共に、消費電流が少なく、低歪みのゲイン
制御回路付きの高周波増幅回路を実現する。 【解決手段】 高周波信号入力を増幅するアンプは、カ
スケード接続した入力トランジスタ３２と、出力トラン
ジスタ３３とで構成する。トランジスタ３２、３３のコ
レクタ電流の直流成分Ｉｃを検出し、その値が一定とな
るように入力トランジスタのベース電流Ｉｂを制御する
バイアス回路４０を設ける。シャント用トランジスタ７
０を、入力トランジスタ３２のベースと、電源の一端と
の間に接続する。このシャント用トランジスタのベース
−エミッタ間に接続された抵抗には、入力トランジスタ
３２のベース電流が流れるように構成する。出力トラン
ジスタ３３のベース電圧をゲイン制御信号に応じて下げ
ることにより、入力トランジスタのコレクタ電流Ｉｃを
減じて、アンプのゲインを低下せしめると同時に、シャ
ント用トランジスタ７０をシャント動作させる。
可能になると共に、消費電流が少なく、低歪みのゲイン
制御回路付きの高周波増幅回路を実現する。 【解決手段】 高周波信号入力を増幅するアンプは、カ
スケード接続した入力トランジスタ３２と、出力トラン
ジスタ３３とで構成する。トランジスタ３２、３３のコ
レクタ電流の直流成分Ｉｃを検出し、その値が一定とな
るように入力トランジスタのベース電流Ｉｂを制御する
バイアス回路４０を設ける。シャント用トランジスタ７
０を、入力トランジスタ３２のベースと、電源の一端と
の間に接続する。このシャント用トランジスタのベース
−エミッタ間に接続された抵抗には、入力トランジスタ
３２のベース電流が流れるように構成する。出力トラン
ジスタ３３のベース電圧をゲイン制御信号に応じて下げ
ることにより、入力トランジスタのコレクタ電流Ｉｃを
減じて、アンプのゲインを低下せしめると同時に、シャ
ント用トランジスタ７０をシャント動作させる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、例えば、ＤＡＢ
（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｂｒｏａｄ Ｃａｓｔｉｎｇ）用の
受信機に使用して好適な高周波増幅回路に関する。
（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｂｒｏａｄ Ｃａｓｔｉｎｇ）用の
受信機に使用して好適な高周波増幅回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、放送のデジタル化が進み、放送波
の伝送方式も、従来のＡＭやＦＭ等のアナログ方式から
デジタル方式へと変わってきている。ヨーロッパにおい
ては既に音声のデジタル放送が開始されており、一般
に、ＤＡＢ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｂｒｏａｄ Ｃａｓｔｉ
ｎｇ）と呼ばれている。
の伝送方式も、従来のＡＭやＦＭ等のアナログ方式から
デジタル方式へと変わってきている。ヨーロッパにおい
ては既に音声のデジタル放送が開始されており、一般
に、ＤＡＢ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｂｒｏａｄ Ｃａｓｔｉ
ｎｇ）と呼ばれている。
【０００３】このＤＡＢのデジタル音声放送の受信機
（ＤＡＢ受信機）の全体構成図を図３に示す。
（ＤＡＢ受信機）の全体構成図を図３に示す。
【０００４】図３において、アンテナ１により受信され
た放送波は、フロントエンド部に供給される。このフロ
ントエンド部においては、受信信号は、高周波増幅回路
２で増幅された後、ミキサ回路３に供給され、局部発振
回路４からの局部発振信号により、中間周波信号に変換
される。ミキサ回路３からの中間周波信号は、中間周波
増幅回路５で約６０ｄＢ増幅され、復調回路６で復調さ
れる。復調回路６からの復調出力は、Ａ／Ｄコンバータ
７に入力される。この場合、復調回路６からの復調出力
は、Ａ／Ｄコンバータ７への入力レベルとして必要な約
１Ｖｐ−ｐの信号レベルとされる。
た放送波は、フロントエンド部に供給される。このフロ
ントエンド部においては、受信信号は、高周波増幅回路
２で増幅された後、ミキサ回路３に供給され、局部発振
回路４からの局部発振信号により、中間周波信号に変換
される。ミキサ回路３からの中間周波信号は、中間周波
増幅回路５で約６０ｄＢ増幅され、復調回路６で復調さ
れる。復調回路６からの復調出力は、Ａ／Ｄコンバータ
７に入力される。この場合、復調回路６からの復調出力
は、Ａ／Ｄコンバータ７への入力レベルとして必要な約
１Ｖｐ−ｐの信号レベルとされる。
【０００５】Ａ／Ｄコンバータ７からのデジタル信号
は、ベースバンド処理回路８に供給されて、デジタル復
調された後、Ｄ／Ａコンバータ９で、アナログオーディ
オ信号に変換され、スピーカ１０より出力される。
は、ベースバンド処理回路８に供給されて、デジタル復
調された後、Ｄ／Ａコンバータ９で、アナログオーディ
オ信号に変換され、スピーカ１０より出力される。
【０００６】この図３のＤＡＢ受信機において、受信信
号レベルを上げていくと、中間周波増幅部のＡＧＣ回路
１１が動作し、さらに受信信号レベルを上げていくと、
ミキサ回路３で受信信号が歪んでしまうため、ＡＧＣ回
路１１からのＡＧＣ電圧により、高周波増幅回路２のゲ
イン（増幅度）を制御して、ミキサ回路３への入力信号
レベルを低減する。
号レベルを上げていくと、中間周波増幅部のＡＧＣ回路
１１が動作し、さらに受信信号レベルを上げていくと、
ミキサ回路３で受信信号が歪んでしまうため、ＡＧＣ回
路１１からのＡＧＣ電圧により、高周波増幅回路２のゲ
イン（増幅度）を制御して、ミキサ回路３への入力信号
レベルを低減する。
【０００７】ところで、ＤＡＢの変調方式にはＯＦＤＭ
（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖ
ｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）という方式が用いら
れている。この方式の特徴は、多数の搬送波を同時に受
信して復調を行うマルチキャリヤ方式を採用しているこ
とである。例えば、ＤＡＢモード２と呼ばれる仕様で
は、伝送帯域幅１．５３６ＭＨｚ内に、４ｋＨｚ間隔
で、搬送波が３８４本、送信されてくる。これら多数の
搬送波を復調するためには、受信機内の高周波増幅回路
には、低歪みな特性が要求され、一般には、ＩＭ３＞５
０ｄＢｃが要求される。
（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖ
ｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）という方式が用いら
れている。この方式の特徴は、多数の搬送波を同時に受
信して復調を行うマルチキャリヤ方式を採用しているこ
とである。例えば、ＤＡＢモード２と呼ばれる仕様で
は、伝送帯域幅１．５３６ＭＨｚ内に、４ｋＨｚ間隔
で、搬送波が３８４本、送信されてくる。これら多数の
搬送波を復調するためには、受信機内の高周波増幅回路
には、低歪みな特性が要求され、一般には、ＩＭ３＞５
０ｄＢｃが要求される。
【０００８】ここで、ＩＭ３とは３次相互変調歪みのこ
とである。周波数がＦｄ離れた２信号（Ｆ１，Ｆ１＋Ｆ
ｄ）を入力すると、アンプの歪みにより、アンプの出力
には前記２信号の両サイドに、２信号からＦｄ離れた周
波数（Ｆ１−Ｆｄ，Ｆ１＋Ｆｄ＋Ｆｄ）に歪み信号を生
じる。これらの歪み信号をＩＭ（Ｉｎｔｅｒ ｍｏｄｕ
ｌａｔｉｏｎ）信号と呼び、入力された信号（Ｆ１）の
レベルと、歪み信号（Ｆ１−Ｆｄ）のレベル差をＩＭ３
と呼ぶ。
とである。周波数がＦｄ離れた２信号（Ｆ１，Ｆ１＋Ｆ
ｄ）を入力すると、アンプの歪みにより、アンプの出力
には前記２信号の両サイドに、２信号からＦｄ離れた周
波数（Ｆ１−Ｆｄ，Ｆ１＋Ｆｄ＋Ｆｄ）に歪み信号を生
じる。これらの歪み信号をＩＭ（Ｉｎｔｅｒ ｍｏｄｕ
ｌａｔｉｏｎ）信号と呼び、入力された信号（Ｆ１）の
レベルと、歪み信号（Ｆ１−Ｆｄ）のレベル差をＩＭ３
と呼ぶ。
【０００９】また、ＤＡＢによる音声デジタル放送は、
１．４ＧＨｚ帯という高い周波数でサービスが行われて
いるため、ＤＡＢ受信機としては、高周波で動作する、
線形性が高い、ゲイン制御回路付きの高周波増幅回路が
必要になる。
１．４ＧＨｚ帯という高い周波数でサービスが行われて
いるため、ＤＡＢ受信機としては、高周波で動作する、
線形性が高い、ゲイン制御回路付きの高周波増幅回路が
必要になる。
【００１０】すなわち、ＤＡＢ受信機用の高周波増幅回
路としては、電波の信号強度に応じてゲインが変化し、
かつ、歪みが少なく、かつ低ノイズを実現することが望
まれている。
路としては、電波の信号強度に応じてゲインが変化し、
かつ、歪みが少なく、かつ低ノイズを実現することが望
まれている。
【００１１】現在は、ＤＡＢ受信機としては車載用のみ
が市場に出回っているが、上述のような要求を満足する
ため、その受信機の高周波増幅回路においては、前段に
ＰＩＮダイオード等の減衰回路を設ける構成を採用して
いた。
が市場に出回っているが、上述のような要求を満足する
ため、その受信機の高周波増幅回路においては、前段に
ＰＩＮダイオード等の減衰回路を設ける構成を採用して
いた。
【００１２】図４は、従来のＤＡＢ受信機に用いられて
いるゲイン制御可能な高周波増幅回路の一例である。
いるゲイン制御可能な高周波増幅回路の一例である。
【００１３】図４において、入力信号源１２は、上述の
例ではアンテナ１からの受信信号であり、この入力信号
源１２からの信号は、ＰＩＮダイオード１３を通過後、
ｎｐｎトランジスタ１４で増幅され、負荷のインダクタ
１５と容量１６を経た後、出力端１７に、その増幅され
た信号が得られる。
例ではアンテナ１からの受信信号であり、この入力信号
源１２からの信号は、ＰＩＮダイオード１３を通過後、
ｎｐｎトランジスタ１４で増幅され、負荷のインダクタ
１５と容量１６を経た後、出力端１７に、その増幅され
た信号が得られる。
【００１４】電流源１８は、トランジスタ１４のベース
電流バイアス用である。また、直流電源１９は、この例
では、３Ｖとされ、トランジスタ１４のベースバイアス
電流としては、５ｍＡが供給されるようにされている。
電流バイアス用である。また、直流電源１９は、この例
では、３Ｖとされ、トランジスタ１４のベースバイアス
電流としては、５ｍＡが供給されるようにされている。
【００１５】電流源２０は、図３の例のＡＧＣ回路１１
からのゲイン制御信号により電流値が制御されるＡＧＣ
用電流源である。
からのゲイン制御信号により電流値が制御されるＡＧＣ
用電流源である。
【００１６】この例の場合、入力信号のレベルが適正で
あるときには、電流源２０には、約１０ｍＡの電流が流
れる。すると、ＰＩＮダイオード１３のオン抵抗が下が
り、入力信号は減衰することなく、トランジスタ１４に
加えられる。そして、入力信号のレベルが大きくなる
と、ＡＧＣ回路１１からのゲイン制御信号により、電流
源２０の電流値が下げられる。すると、ＰＩＮダイオー
ド１３の抵抗値が上がり、トランジスタ１４への信号レ
ベルが下がるため、図４の増幅回路としては、ゲインが
下がる。こうして、ＡＧＣ回路１１からのゲイン制御信
号により、図４の増幅回路は、入力信号のレベルが適切
になるようにゲイン制御される。
あるときには、電流源２０には、約１０ｍＡの電流が流
れる。すると、ＰＩＮダイオード１３のオン抵抗が下が
り、入力信号は減衰することなく、トランジスタ１４に
加えられる。そして、入力信号のレベルが大きくなる
と、ＡＧＣ回路１１からのゲイン制御信号により、電流
源２０の電流値が下げられる。すると、ＰＩＮダイオー
ド１３の抵抗値が上がり、トランジスタ１４への信号レ
ベルが下がるため、図４の増幅回路としては、ゲインが
下がる。こうして、ＡＧＣ回路１１からのゲイン制御信
号により、図４の増幅回路は、入力信号のレベルが適切
になるようにゲイン制御される。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】ところで、現在は、前
述したように、ＤＡＢ受信機としては車載用のみが市場
に出回つているが、将来、ＦＭ放送に変わってＤＡＢ放
送がラジオ放送の主流になると言われており、ポータブ
ルラジオ受信機で使えるような低消費電力で動作できる
ＤＡＢ用のフロントエンドのニーズが高まっている。
述したように、ＤＡＢ受信機としては車載用のみが市場
に出回つているが、将来、ＦＭ放送に変わってＤＡＢ放
送がラジオ放送の主流になると言われており、ポータブ
ルラジオ受信機で使えるような低消費電力で動作できる
ＤＡＢ用のフロントエンドのニーズが高まっている。
【００１８】しかし、図４に示した車載用ＤＡＢ受信機
の高周波増幅回路は、以下の問題点により、ポータブル
ラジオ受信機用としては不向きであった。すなわち、 消費電流が、ＰＩＮダイオード１３用として１０ｍ
Ａ、トランジスタ１４用として５ｍＡが必要であり、合
計１５ｍＡにもなってしまうこと、 ＰＩＮダイオード１３の半導体プロセスが、トランジ
スタ１４と異なるため、モノリシック化が難しく、高集
化に向かないこと、 等の問題があった。
の高周波増幅回路は、以下の問題点により、ポータブル
ラジオ受信機用としては不向きであった。すなわち、 消費電流が、ＰＩＮダイオード１３用として１０ｍ
Ａ、トランジスタ１４用として５ｍＡが必要であり、合
計１５ｍＡにもなってしまうこと、 ＰＩＮダイオード１３の半導体プロセスが、トランジ
スタ１４と異なるため、モノリシック化が難しく、高集
化に向かないこと、 等の問題があった。
【００１９】この発明は、以上の点に鑑みて、ピンダイ
オード等の減衰回路を用いずに、消費電流が少なく、低
歪みのゲイン制御回路付きの高周波増幅回路を実現する
ことを目的としている。
オード等の減衰回路を用いずに、消費電流が少なく、低
歪みのゲイン制御回路付きの高周波増幅回路を実現する
ことを目的としている。
【００２０】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、この発明による高周波増幅回路は、高周波信号入力
がベースに入力される入力トランジスタと、前記入力ト
ランジスタにカスケード接続され、前記高周波信号入力
の増幅出力をコレクタ側に得る出力トランジスタと、前
記カスケード接続された２つのトランジスタに流れる電
流の直流成分を検出し、その値が一定となるように前記
入力トランジスタのベース電流を制御するバイアス回路
と、前記入力トランジスタのベースにエミッタが接続さ
れ、コレクタが電源端子の一方に接続され、ベースに、
前記バイアス回路からのベース電流が供給されるととも
に、ベース−エミッタ間に抵抗が接続されたシャント用
トランジスタと、を備え、前記出力トランジスタのベー
ス電圧をゲイン制御信号に応じて下げることにより、前
記入力トランジスタのコレクタ電流を減じて、前記カス
ケード接続の２つのトランジスタからなる増幅部のゲイ
ンを低下せしめると同時に、前記シャント用トランジス
タをシャント動作させるようにしたことを特徴とする。
め、この発明による高周波増幅回路は、高周波信号入力
がベースに入力される入力トランジスタと、前記入力ト
ランジスタにカスケード接続され、前記高周波信号入力
の増幅出力をコレクタ側に得る出力トランジスタと、前
記カスケード接続された２つのトランジスタに流れる電
流の直流成分を検出し、その値が一定となるように前記
入力トランジスタのベース電流を制御するバイアス回路
と、前記入力トランジスタのベースにエミッタが接続さ
れ、コレクタが電源端子の一方に接続され、ベースに、
前記バイアス回路からのベース電流が供給されるととも
に、ベース−エミッタ間に抵抗が接続されたシャント用
トランジスタと、を備え、前記出力トランジスタのベー
ス電圧をゲイン制御信号に応じて下げることにより、前
記入力トランジスタのコレクタ電流を減じて、前記カス
ケード接続の２つのトランジスタからなる増幅部のゲイ
ンを低下せしめると同時に、前記シャント用トランジス
タをシャント動作させるようにしたことを特徴とする。
【００２１】上述の構成の高周波増幅回路では、入力信
号は、カスケード接続された２つのトランジスタで増幅
される。そして、バイアス回路の動作により、カスケー
ド接続された２つのトランジスタには、一定の直流電流
が流れるようにされる。
号は、カスケード接続された２つのトランジスタで増幅
される。そして、バイアス回路の動作により、カスケー
ド接続された２つのトランジスタには、一定の直流電流
が流れるようにされる。
【００２２】ゲイン制御信号により、出力トランジスタ
のベース電圧が下がると、入力トランジスタのコレクタ
−エミッタ間電圧が低下し、この入力トランジスタが飽
和状態になるため、この入力トランジスタと、出力トラ
ンジスタとで構成されるアンプのゲインは低下する。
のベース電圧が下がると、入力トランジスタのコレクタ
−エミッタ間電圧が低下し、この入力トランジスタが飽
和状態になるため、この入力トランジスタと、出力トラ
ンジスタとで構成されるアンプのゲインは低下する。
【００２３】そして、このとき出力トランジスタが飽和
し、ベース電流が増えることにより、シャント用トラン
ジスタを通じてシャント電流が流れ、これにより、２つ
のトランジスタからなる増幅部の入力信号が減じられ
る。したがって、増幅回路のゲインを減じる制御と、増
幅回路の入力部をシャントして入力信号を減じる動作と
が同時に働く。
し、ベース電流が増えることにより、シャント用トラン
ジスタを通じてシャント電流が流れ、これにより、２つ
のトランジスタからなる増幅部の入力信号が減じられ
る。したがって、増幅回路のゲインを減じる制御と、増
幅回路の入力部をシャントして入力信号を減じる動作と
が同時に働く。
【００２４】以上のように、この発明によれば、従来の
ような減衰回路等を用いずに、高周波回路のゲインを減
じると同時に、入力部をシャントすることで、低電圧で
も動作でき、消費電流が少ないゲイン制御回路付きの高
周波増幅回路を実現することができる。
ような減衰回路等を用いずに、高周波回路のゲインを減
じると同時に、入力部をシャントすることで、低電圧で
も動作でき、消費電流が少ないゲイン制御回路付きの高
周波増幅回路を実現することができる。
【００２５】
【発明の実施の形態】以下、この発明による高周波増幅
回路の実施の形態を、図を参照しながら説明する。以下
に説明する実施の形態は、前述の図３に示したＤＡＢ受
信機の高周波増幅回路に、この発明の高周波増幅回路を
適用したものである。
回路の実施の形態を、図を参照しながら説明する。以下
に説明する実施の形態は、前述の図３に示したＤＡＢ受
信機の高周波増幅回路に、この発明の高周波増幅回路を
適用したものである。
【００２６】図１は、この実施の形態のゲイン制御機能
付き高周波増幅回路である。
付き高周波増幅回路である。
【００２７】入力信号源３１は、前段の回路、前述の図
３の例であれば、アンテナ入力である。この実施の形態
の増幅回路は、カスケード接続された入力ｎｐｎトラン
ジスタ３２と出力ｎｐｎトランジスタ３３とで構成され
る。入力トランジスタ３２のエミッタは接地される。ま
た、出力トランジスタ３３のコレクタには、負荷とし
て、インダクタ３４およびコンデンサ（容量）３５が接
続される。
３の例であれば、アンテナ入力である。この実施の形態
の増幅回路は、カスケード接続された入力ｎｐｎトラン
ジスタ３２と出力ｎｐｎトランジスタ３３とで構成され
る。入力トランジスタ３２のエミッタは接地される。ま
た、出力トランジスタ３３のコレクタには、負荷とし
て、インダクタ３４およびコンデンサ（容量）３５が接
続される。
【００２８】そして、入力信号源３１から入力された信
号は、結合コンデンサ３６を通じて入力ｎｐｎトランジ
スタ３２のベースに供給されて、トランジスタ３２と３
３とで増幅され、インダクタ３４およびコンデンサ３５
からなる負荷を経て、出力端３７に増幅された信号が取
り出される。
号は、結合コンデンサ３６を通じて入力ｎｐｎトランジ
スタ３２のベースに供給されて、トランジスタ３２と３
３とで増幅され、インダクタ３４およびコンデンサ３５
からなる負荷を経て、出力端３７に増幅された信号が取
り出される。
【００２９】入力トランジスタ３２のベース電流は、バ
イアス回路４０により、定常状態（ＡＧＣ（自動ゲイン
制御）が動作していないとき）では、トランジスタ３２
および３３を流れるコレクタ電流Ｉｃが一定となるよう
に制御される。この例の場合、Ｉｃ＝５ｍＡとなるよう
に制御される。
イアス回路４０により、定常状態（ＡＧＣ（自動ゲイン
制御）が動作していないとき）では、トランジスタ３２
および３３を流れるコレクタ電流Ｉｃが一定となるよう
に制御される。この例の場合、Ｉｃ＝５ｍＡとなるよう
に制御される。
【００３０】バイアス回路４０は、次のような構成を有
する。すなわち、正の直流電圧Ｖｃｃ（例えば３Ｖ）が
得られる直流電源５０の一端が抵抗４１および４２をそ
れぞれ介してｐｎｐトランジスタ４３および４４のエミ
ッタに接続される。これらｐｎｐトランジスタ４３およ
び４４のベースは互いに接続され、その接続点は、ｐｎ
ｐトランジスタ４５のエミッタ−コレクタ間を通じて接
地される。
する。すなわち、正の直流電圧Ｖｃｃ（例えば３Ｖ）が
得られる直流電源５０の一端が抵抗４１および４２をそ
れぞれ介してｐｎｐトランジスタ４３および４４のエミ
ッタに接続される。これらｐｎｐトランジスタ４３およ
び４４のベースは互いに接続され、その接続点は、ｐｎ
ｐトランジスタ４５のエミッタ−コレクタ間を通じて接
地される。
【００３１】そして、トランジスタ４３のコレクタは、
トランジスタ４５のベースに接続されると共に、電流源
４６を通じて接地される。この電流源４６は、定電流源
であり、この例では、その電流値は２０μＡとされてい
る。また、トランジスタ４４のコレクタは、抵抗４７お
よび４８を通じてｎｐｎトランジスタ３２のベースに接
続される。抵抗４７および４８の接続点は、コンデンサ
４９を介して接地される。
トランジスタ４５のベースに接続されると共に、電流源
４６を通じて接地される。この電流源４６は、定電流源
であり、この例では、その電流値は２０μＡとされてい
る。また、トランジスタ４４のコレクタは、抵抗４７お
よび４８を通じてｎｐｎトランジスタ３２のベースに接
続される。抵抗４７および４８の接続点は、コンデンサ
４９を介して接地される。
【００３２】出力ｎｐｎトランジスタ３３のベース電流
は、図３の例のＡＧＣ回路１１のゲイン制御信号に応じ
て電流値が変えられるＡＧＣ電流源６１により制御され
る。この例の場合には、カレントミラー回路を構成する
ように接続された２個のｐｎｐトランジスタ６２、６３
を通じて、ＡＧＣ電流源６１の電流が出力ｎｐｎトラン
ジスタ３３のベース電流が与えられるように構成されて
いる。トランジスタ３３のベースは、抵抗６４を通じて
接地されている。
は、図３の例のＡＧＣ回路１１のゲイン制御信号に応じ
て電流値が変えられるＡＧＣ電流源６１により制御され
る。この例の場合には、カレントミラー回路を構成する
ように接続された２個のｐｎｐトランジスタ６２、６３
を通じて、ＡＧＣ電流源６１の電流が出力ｎｐｎトラン
ジスタ３３のベース電流が与えられるように構成されて
いる。トランジスタ３３のベースは、抵抗６４を通じて
接地されている。
【００３３】さらに、入力ｎｐｎトランジスタのベース
と、直流電源の一端との間には、シャント用トランジス
タ７０のコレクタ−エミッタ間が接続される。そして、
このシャント用トランジスタ７０のベース−エミッタ間
に、前述の抵抗４８が接続される。
と、直流電源の一端との間には、シャント用トランジス
タ７０のコレクタ−エミッタ間が接続される。そして、
このシャント用トランジスタ７０のベース−エミッタ間
に、前述の抵抗４８が接続される。
【００３４】以上のような構成の図１の高周波増幅回路
のバイアス回路４０は、以下のように動作する。
のバイアス回路４０は、以下のように動作する。
【００３５】ＡＧＣ（自動ゲイン制御）が動作していな
い時には、ＡＧＣ電流源６１には、この例では、ｉagc
＝８０μＡの電流が流れるようにされている。このとき
には、出力トランジスタ３３のベース電圧は高く、入力
トランジスタ３２は非飽和状態で動作しているため、ト
ランジスタ３２と３３で構成されるアンプは、最大のゲ
インで動作している。
い時には、ＡＧＣ電流源６１には、この例では、ｉagc
＝８０μＡの電流が流れるようにされている。このとき
には、出力トランジスタ３３のベース電圧は高く、入力
トランジスタ３２は非飽和状態で動作しているため、ト
ランジスタ３２と３３で構成されるアンプは、最大のゲ
インで動作している。
【００３６】電流ｉagc がゲイン制御信号に応じて減ら
されると、出力トランジスタ３３のベース電流が減り、
ベース電圧が下がるため、入力トランジスタ３２のコレ
クタ−エミッタ間電圧が低下し、入力トランジスタ３２
が飽和状態になるため、トランジスタ３２と３３で構成
されるアンプのゲインは低下する。
されると、出力トランジスタ３３のベース電流が減り、
ベース電圧が下がるため、入力トランジスタ３２のコレ
クタ−エミッタ間電圧が低下し、入力トランジスタ３２
が飽和状態になるため、トランジスタ３２と３３で構成
されるアンプのゲインは低下する。
【００３７】トランジスタ３２、３３のコレクタ電流Ｉ
ｃは、負荷インダクタ３４を経て、容量３８で高周波成
分が除去された後、抵抗４２へと流れ込む。電流源４６
の電流（２０μＡ）は、ｐｎｐトランジスタ４３と抵抗
４１（１０ｋΩ）に流れるので、抵抗４１での電圧降下
は２００ｍＶになる。したがって、トランジスタ４３の
ベース電位は、トランジスタ４３のベース−エミッタ間
電圧Ｖｂｅ＝８００ｍＶであるので、 Ｖｃｃ−２００ｍＶ−８００ｍＶ となる。
ｃは、負荷インダクタ３４を経て、容量３８で高周波成
分が除去された後、抵抗４２へと流れ込む。電流源４６
の電流（２０μＡ）は、ｐｎｐトランジスタ４３と抵抗
４１（１０ｋΩ）に流れるので、抵抗４１での電圧降下
は２００ｍＶになる。したがって、トランジスタ４３の
ベース電位は、トランジスタ４３のベース−エミッタ間
電圧Ｖｂｅ＝８００ｍＶであるので、 Ｖｃｃ−２００ｍＶ−８００ｍＶ となる。
【００３８】このため、抵抗４２での電圧降下が２００
ｍＶになるように、トランジスタ３２のコレクタ電流Ｉ
ｃと、ベース電流Ｉｂが制御される。すなわち、コレク
タ電流Ｉｃが増えると、抵抗４２での電圧降下が増え、
ｐｎｐトランジスタ４４のベース−エミッタ間電圧が低
下するため、ベース電流Ｉｂが減るよう負帰還がかか
る。そのため、入力ｎｐｎトランジタ３２のｈｆｅがば
らついても、コレクタ電流Ｉｃは５ｍＡと一定の値が流
される。
ｍＶになるように、トランジスタ３２のコレクタ電流Ｉ
ｃと、ベース電流Ｉｂが制御される。すなわち、コレク
タ電流Ｉｃが増えると、抵抗４２での電圧降下が増え、
ｐｎｐトランジスタ４４のベース−エミッタ間電圧が低
下するため、ベース電流Ｉｂが減るよう負帰還がかか
る。そのため、入力ｎｐｎトランジタ３２のｈｆｅがば
らついても、コレクタ電流Ｉｃは５ｍＡと一定の値が流
される。
【００３９】このように、バイアス回路４０は、カスケ
ード接続された２つのトランジスタ３２、３３のコレク
タ電流の直流成分Ｉｃを検出し、その値が一定となるよ
うに入力トランジスタ３２のベース電流を制御する。
ード接続された２つのトランジスタ３２、３３のコレク
タ電流の直流成分Ｉｃを検出し、その値が一定となるよ
うに入力トランジスタ３２のベース電流を制御する。
【００４０】次に、図１の構成の高周波増幅回路のＡＧ
Ｃ動作について説明する。
Ｃ動作について説明する。
【００４１】先に説明したように、ゲイン最大の時に
は、ＡＧＣ電流ｉagc ＝８０μＡとなつており、バイア
ス回路４０の動作により、コレクタ電流Ｉｃとして５ｍ
Ａの電流が流れている。
は、ＡＧＣ電流ｉagc ＝８０μＡとなつており、バイア
ス回路４０の動作により、コレクタ電流Ｉｃとして５ｍ
Ａの電流が流れている。
【００４２】このとき、入力ｎｐｎトランジスタ３２の
ｈｆｅを７０とすると、このトランジスタ３２のベース
電流Ｉｂ＝７０μＡとなり、抵抗４８（４ｋΩ）での電
圧降下は２８０ｍＶとなるので、シャント用トランジス
タ７０のベース−エミッタ電圧は、トランジスタの動作
電圧（７００ｍＶ）に比べ小さい。このため、シャント
用トランジスタ７０を流れるシャント用電流Ｉｓは、ほ
ぼゼロになる。
ｈｆｅを７０とすると、このトランジスタ３２のベース
電流Ｉｂ＝７０μＡとなり、抵抗４８（４ｋΩ）での電
圧降下は２８０ｍＶとなるので、シャント用トランジス
タ７０のベース−エミッタ電圧は、トランジスタの動作
電圧（７００ｍＶ）に比べ小さい。このため、シャント
用トランジスタ７０を流れるシャント用電流Ｉｓは、ほ
ぼゼロになる。
【００４３】前述したように、ＡＧＣ電流ｉagc を減じ
ていくと、ＡＧＣ動作が行われる。このときの、ＡＧＣ
電流ｉagc と、コレクタ電流Ｉｃと、シヤント用電流Ｉ
ｓとの関係を図２に示す。この図２を参照して、ＡＧＣ
動作を、さらに説明する。
ていくと、ＡＧＣ動作が行われる。このときの、ＡＧＣ
電流ｉagc と、コレクタ電流Ｉｃと、シヤント用電流Ｉ
ｓとの関係を図２に示す。この図２を参照して、ＡＧＣ
動作を、さらに説明する。
【００４４】図２に示すように、ＡＧＣ電流ｉagc を減
らしていくと、ｉagc ＝６０μＡ以下から、コレクタＩ
ｃが減り始め、ＡＧＣ電流ｉagc ＝５０μＡになると入
カトランジスタ３２が飽和し、トランジスタ３２と３３
で構成されるアンプのゲインは低下する。このとき、ト
ランジスタ３２のベース電流Ｉｂが増えることで、抵抗
４８の電圧降下が大きくなって、シャント用トランジス
タ７０のベース−エミッタ間電圧が大きくなり、シャン
ト電流Ｉｓが流れ始める。
らしていくと、ｉagc ＝６０μＡ以下から、コレクタＩ
ｃが減り始め、ＡＧＣ電流ｉagc ＝５０μＡになると入
カトランジスタ３２が飽和し、トランジスタ３２と３３
で構成されるアンプのゲインは低下する。このとき、ト
ランジスタ３２のベース電流Ｉｂが増えることで、抵抗
４８の電圧降下が大きくなって、シャント用トランジス
タ７０のベース−エミッタ間電圧が大きくなり、シャン
ト電流Ｉｓが流れ始める。
【００４５】したがって、トランジスタ３２と３３で構
成されるアンプのゲインを減じる制御と、当該アンプの
入力部をシャントして、入力信号を減じる動作とが同時
に働く。また、コレクタ電流Ｉｃと、シャント電流Ｉｓ
の合計が、ほぼ１０ｍＡであるため、ＡＧＣ動作により
消費電流が増えることが無い。
成されるアンプのゲインを減じる制御と、当該アンプの
入力部をシャントして、入力信号を減じる動作とが同時
に働く。また、コレクタ電流Ｉｃと、シャント電流Ｉｓ
の合計が、ほぼ１０ｍＡであるため、ＡＧＣ動作により
消費電流が増えることが無い。
【００４６】冒頭の従来の技術の欄において、ＤＡＢ受
信機の高周波増幅回路では、ＩＭ３＞５０ｄＢｃが必要
とされていると述べたが、シリコンバイポーラトランジ
スタでは、入力が−４０ｄＢｍを越えると、ＩＭ３＜５
０ｄＢｃになってしまう。
信機の高周波増幅回路では、ＩＭ３＞５０ｄＢｃが必要
とされていると述べたが、シリコンバイポーラトランジ
スタでは、入力が−４０ｄＢｍを越えると、ＩＭ３＜５
０ｄＢｃになってしまう。
【００４７】ＡＧＣの動作としては、コレクタ電流Ｉｃ
を減じることで、ゲイン低下を図ることが可能である
が、歪み特性（ＩＭ３）を満足するためにはトランジス
タアンプの入力部で信号を減じるシャント動作が必要で
ある。
を減じることで、ゲイン低下を図ることが可能である
が、歪み特性（ＩＭ３）を満足するためにはトランジス
タアンプの入力部で信号を減じるシャント動作が必要で
ある。
【００４８】上述の実施の形態の回路構成によれば、上
述したように、ゲインを減じる制御と、入力信号を減じ
る動作とを同時に働かせることができるので、上述の要
求を満足することができる。この実施の形態の場合、ト
ランジスタ３２と３３で構成されるアンプへの入カレベ
ルが、−４０ｄＢｍ〜−１５ｄＢｍの範囲で、２５ｄＢ
のＡＧＣ動作と、ＩＭ３＞５０ｄＢｃを満足することが
できた。
述したように、ゲインを減じる制御と、入力信号を減じ
る動作とを同時に働かせることができるので、上述の要
求を満足することができる。この実施の形態の場合、ト
ランジスタ３２と３３で構成されるアンプへの入カレベ
ルが、−４０ｄＢｍ〜−１５ｄＢｍの範囲で、２５ｄＢ
のＡＧＣ動作と、ＩＭ３＞５０ｄＢｃを満足することが
できた。
【００４９】そして、上述の構成の高周波増幅回路によ
れば、入力トランジスタ３２のバイアス回路４０では、
コレクタ電流Ｉｃを検出して、ベース電流Ｉｂを制御す
る負帰還回路が働いているので、トランジスタ３２のｈ
ｆｅがばらついたり、使用温度が変わっても、コレクタ
バイアス電流が一定に保てる。
れば、入力トランジスタ３２のバイアス回路４０では、
コレクタ電流Ｉｃを検出して、ベース電流Ｉｂを制御す
る負帰還回路が働いているので、トランジスタ３２のｈ
ｆｅがばらついたり、使用温度が変わっても、コレクタ
バイアス電流が一定に保てる。
【００５０】そして、信号の減衰にＰＩＮダイオードを
使わないので、部品点数が減り、この高周波増幅回路を
用いた受信機の小型化が可能になる。また、ＰＩＮダイ
オードを使った減衰回路に比べ、低消費電力化ができ
る。
使わないので、部品点数が減り、この高周波増幅回路を
用いた受信機の小型化が可能になる。また、ＰＩＮダイ
オードを使った減衰回路に比べ、低消費電力化ができ
る。
【００５１】また、ＡＧＣ動作では、アンプのバイアス
電流を減らしていると同時にシャント用の電流を増やし
ているので、トータル消費電流が増加しないと言うメリ
ットもある。
電流を減らしていると同時にシャント用の電流を増やし
ているので、トータル消費電流が増加しないと言うメリ
ットもある。
【００５２】なお、上述の実施の形態は、ＤＡＢ受信機
に適用される高周波増幅回路を例にとって説明したが、
この発明による高周波増幅回路は、ＧＨｚ帯などの高周
波信号を受信する携帯電話端末にも適用可能であると共
に、その他の高周波用途の、ゲイン制御回路付きの高周
波増幅回路として適用可能である。
に適用される高周波増幅回路を例にとって説明したが、
この発明による高周波増幅回路は、ＧＨｚ帯などの高周
波信号を受信する携帯電話端末にも適用可能であると共
に、その他の高周波用途の、ゲイン制御回路付きの高周
波増幅回路として適用可能である。
【００５３】
【発明の効果】以上説明したように、この発明によれ
ば、減衰回路等を用いることなく、ゲイン制御が可能に
なると共に、消費電流が少なく、低歪みのゲイン制御回
路付きの高周波増幅回路を実現することができる。
ば、減衰回路等を用いることなく、ゲイン制御が可能に
なると共に、消費電流が少なく、低歪みのゲイン制御回
路付きの高周波増幅回路を実現することができる。
【図１】この発明による高周波増幅回路の一実施の形態
の回路図である。
の回路図である。
【図２】実施の形態のＡＧＣ動作を説明するための図で
ある。
ある。
【図３】この発明による高周波増幅回路が適用されるＤ
ＡＢ受信機の構成を説明するためのブロック図である。
ＡＢ受信機の構成を説明するためのブロック図である。
【図４】従来の高周波増幅回路の一例を示す回路図であ
る。
る。
１…アンテナ、２…高周波増幅回路、３…ミキサ回路、
４…局部発振回路、５…中間周波増幅回路、６…復調回
路、１１…ＡＧＣ回路、３２…入力トランジスタ、３３
…出力トランジスタ、４０…バイアス回路、６１…ＡＧ
Ｃ電流源、７０…シャント用トランジスタ
４…局部発振回路、５…中間周波増幅回路、６…復調回
路、１１…ＡＧＣ回路、３２…入力トランジスタ、３３
…出力トランジスタ、４０…バイアス回路、６１…ＡＧ
Ｃ電流源、７０…シャント用トランジスタ
Claims (2)
- 【請求項１】高周波信号入力がベースに入力される入力
トランジスタと、 前記入力トランジスタにカスケード接続され、前記高周
波信号入力の増幅出力をコレクタ側に得る出力トランジ
スタと、 前記カスケード接続された２つのトランジスタに流れる
電流の直流成分を検出し、その値が一定となるように前
記入力トランジスタのベース電流を制御するバイアス回
路と、 前記入力トランジスタのベースにエミッタが接続され、
コレクタが電源端子の一方に接続され、ベース−エミッ
タ間に抵抗が接続され、この抵抗に、前記バイアス回路
からのベース電流が流れるようにされたシャント用トラ
ンジスタと、 を備え、 前記出力トランジスタのベース電圧をゲイン制御信号に
応じて下げることにより、前記入力トランジスタのコレ
クタ電流を減じて、前記カスケード接続の２つのトラン
ジスタからなる増幅回路のゲインを低下せしめると同時
に、前記シャント用トランジスタをシャント動作させる
ようにしたことを特徴とする高周波増幅回路。 - 【請求項２】受信アンテナからの信号を増幅するゲイン
制御可能な高周波増幅回路と、 前記高周波増幅回路からの信号を中間周波信号に周波数
変換するミキサと、 前記中間周波信号を増幅すると共に、前記高周波増幅回
路にゲイン制御信号を供給する中間周波増幅回路と、 前記中間周波信号から復調信号を得る復調回路と、 を備え、 前記高周波増幅回路として請求項１に記載の高周波増幅
回路を用いることを特徴とする受信機。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13173499A JP4048648B2 (ja) | 1999-05-12 | 1999-05-12 | 高周波増幅回路および受信機 |
| US09/564,044 US6281757B1 (en) | 1999-05-12 | 2000-05-03 | High frequency signal amplifying circuit and a receiver using the same |
| KR1020000023883A KR20000077156A (ko) | 1999-05-12 | 2000-05-04 | 고주파신호 증폭회로 및 수신기 |
| EP00303826A EP1052771A3 (en) | 1999-05-12 | 2000-05-08 | A high frequency signal amplifying circuit and a receiver using the same |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13173499A JP4048648B2 (ja) | 1999-05-12 | 1999-05-12 | 高周波増幅回路および受信機 |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000324007A true JP2000324007A (ja) | 2000-11-24 |
| JP2000324007A5 JP2000324007A5 (ja) | 2006-04-13 |
| JP4048648B2 JP4048648B2 (ja) | 2008-02-20 |
Family
ID=15064956
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13173499A Expired - Fee Related JP4048648B2 (ja) | 1999-05-12 | 1999-05-12 | 高周波増幅回路および受信機 |
Country Status (4)
| Country | Link |
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| US (1) | US6281757B1 (ja) |
| EP (1) | EP1052771A3 (ja) |
| JP (1) | JP4048648B2 (ja) |
| KR (1) | KR20000077156A (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| JP4635609B2 (ja) * | 2005-01-06 | 2011-02-23 | ソニー株式会社 | 高周波信号受信装置 |
| US8648661B1 (en) * | 2011-11-18 | 2014-02-11 | Anadigics, Inc. | Current limiting circuit |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4275362A (en) * | 1979-03-16 | 1981-06-23 | Rca Corporation | Gain controlled amplifier using a pin diode |
| JPS58202605A (ja) | 1982-05-21 | 1983-11-25 | Hitachi Ltd | カスコ−ドアンプ |
| US4520324A (en) | 1983-03-11 | 1985-05-28 | National Semiconductor Corporation | MOS Gain controlled amplifier |
| JPS61210711A (ja) | 1985-03-14 | 1986-09-18 | Nec Corp | 増幅器 |
| JPH09232986A (ja) * | 1996-02-20 | 1997-09-05 | Sony Corp | ラジオ受信装置 |
| US6046640A (en) | 1997-11-07 | 2000-04-04 | Analog Devices, Inc. | Switched-gain cascode amplifier using loading network for gain control |
| US6140879A (en) | 1999-03-12 | 2000-10-31 | National Semiconductor Corporation | Cascode amplifier with positive feedback for high frequency performance and method for operating and optimizing such amplifier |
-
1999
- 1999-05-12 JP JP13173499A patent/JP4048648B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2000
- 2000-05-03 US US09/564,044 patent/US6281757B1/en not_active Expired - Fee Related
- 2000-05-04 KR KR1020000023883A patent/KR20000077156A/ko not_active Withdrawn
- 2000-05-08 EP EP00303826A patent/EP1052771A3/en not_active Withdrawn
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6281757B1 (en) | 2001-08-28 |
| KR20000077156A (ko) | 2000-12-26 |
| EP1052771A3 (en) | 2002-09-04 |
| JP4048648B2 (ja) | 2008-02-20 |
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