JP2000324084A

JP2000324084A - Ｃｄｍａ伝送方式およびその伝送方式を用いた無線機

Info

Publication number: JP2000324084A
Application number: JP13189599A
Authority: JP
Inventors: Norihiko Sugiura; 徳彦杉浦; Seishichi Kishi; 政七岸
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 1999-05-12
Filing date: 1999-05-12
Publication date: 2000-11-24

Abstract

(57)【要約】【課題】ＣＤＭＡ伝送方式において、フェーディング
周波数の増大を抑制し、通信品質の向上を図る。【解決手段】送信側において、１次変調波のシンボル
区間の端部領域の位相を連続的に変化させ、シンボル区
間の端部領域における位相の値の急激な変動を排除し
て、フェーディング周波数の増大を抑制し、受信側にお
いて、シンボル区間中心付近の歪みの少ない区間を復調
区間とし、その復調区間の受信信号を用いて復調を行
う。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ＣＤＭＡ（Code
Division Multiple Access）伝送方式およびその伝送
方式を用いた無線機に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、自動車電話や携帯電話等の移動通
信の分野において、ＣＤＭＡ伝送方式を用いたものが実
用化されている。図１０に、一般的なＣＤＭＡ送信機の
概要構成を示す。図中、入力端子１００からパイロット
信号に用いる既知なる値、ならびにｎ個の情報入力端子
１０１〜１０ｎから情報値が、それぞれ対応する位相変
調回路（ＭＯＤ）１１０ならびに１１１〜１１ｎに入力
される。入力情報の個数ｎは、同時多元接続する通信数
を意味する。

【０００３】各々の位相変調回路は、入力される情報に
対応して、キャリア信号を位相変調して、入力端子１０
０〜１０ｎからの信号に対応するｎ＋１個の１次変調波
を生成する。拡散回路（ＳＳ）１２０〜１２ｎは、それ
ぞれ、対応する１次変調波と、拡散符号発生回路（Ｃ
Ｇ）１３０〜１３ｎから印加される拡散符号列との積
を、拡散符号列の時間期間（チップ期間）において同期
して求め、求めた積を拡散符号として出力する。なお、
拡散符号発生回路（ＣＧ）１３０〜１３ｎが生成する拡
散符号列は、それぞれ直交している。また、拡散符号発
生回路（ＣＧ）１３０〜１３ｎは、符号長Ｎがｎ＋１以
上のＷａｌｓｈ関数の各行に対応する拡散符号系列を１
シンボル期間内で、それぞれセグメント数だけ繰り返し
発生する。

【０００４】ｎ＋１個の拡散信号ならびに、各種の制御
信号は、次いで総和回路（ＳＵＭ）１４０において、総
和される。総和回路（ＳＵＭ）１４０の出力は、帯域制
限回路（ＢＰＦ）１４１により帯域制限され、送信回路
（ＴＸ）１４２において必要に応じて周波数変換し電力
増幅して送信される。ここで、図１０における位相変調
回路（ＭＯＤ）１１０〜１１ｎの動作を、以下に詳細に
説明する。位相変調回路（ＭＯＤ）１１０〜１１ｎのそ
れぞれは、図１１に示す１次変調波とシンボル構造のよ
うに、一定時間Ｔでキャリア信号を分割し、各期間の位
相を図１２に示すＱＰＳＫのビット配置あるいは、図１
３に示すオフセットＱＰＳＫのビット配置に従い、１期
間で伝送するシンボル値００、０１、１０、１１に１対
１に対応するようにキャリア信号の位相を変調して１次
変調波を生成する。

【０００５】ここに、１次変調波は、ＱＰＳＫ、オフセ
ットＱＰＳＫなどの位相変調した信号の総称とする。さ
らに、１次変調波として、上記のようにＱＰＳＫが用い
られる場合、ＱＰＳＫ波の位相は、０、９０、１８０、
２７０度（あるいは、０、±９０、１８０度）の４種の
値をとり、また、オフセットＱＰＳＫが用いられる場
合、ＱＰＳＫ波の位相情報は、４５、１３５、２２５、
３１５度（あるいは、±４５、±１３５度）の４種の値
をとるものとする。位相差は、３６０度の剰余値であ
り、ＱＰＳＫとオフセットＱＰＳＫ波の位相は、全位相
空間を最大に分割するように設定されており、例えば基
準位相をＱＰＳＫでは０度、オフセットＱＰＳＫでは４
５度と考えれば、全ての位相は互いに９０度ずつ離れて
いる。１次変調波の４種の位相を状態００、０１、１
０、１１と対応させれば、送信ビット系列を２ビットず
つ纏めたダイビットに対応させることができ、１シンボ
ルで２ビットずつ送信できる。

【０００６】一方、シンボル期間Ｔは、シンボルレート
の逆数で定義される量であり、シンボルレートが３２ｋ
シンボル／秒（以降、シンボル／秒をｓｐｓと記述す
る）の場合には、Ｔ＝３１．２５μ秒となる。従って、
シンボルレートが３２ｋｓｐｓの場合、ＱＰＳＫの伝送
速度は、６４ｋビット／秒（以降、ビット／秒をｂｐｓ
と記述する）となる。

【０００７】次に、図１０の拡散回路（ＳＳ）１２０〜
１２０ｎの動作を説明する。上記のように、ＱＰＳＫあ
るいはオフセットＱＰＳＫの各４種の位相を表現するに
は、シンボル期間Ｔ内のキャリアの波形として互いに９
０度ずつ異なる各４種の波形が必要であり、これら各４
種の波形を記述するためには最小でもシンボル期間あた
り４以上のサンプル数が必要となる。ここでは、シンボ
ル期間あたりのサンプル数を４として説明する。

【０００８】今、図１４に示すように、１次変調波の各
シンボル期間を、互いに等しい時間区間のセグメント０
からセグメント３までの４個のセグメント区間に分割す
る。ここで、セグメントとは、各シンボル期間内におけ
る単一の拡散符号列における最初の符号から最後の符号
までの期間を意味する。さらに、各セグメント区間を、
図１５に示すように、拡散符号列の符号数に等しい数の
チップ区間に分割する。また、チップ値は、各チップ区
間における１次変調波と拡散符号値との積で与えられる
ものとする。１次変調波が時間関数であるので、チップ
値の時間分解能は、チップ期間τとなる。しかし、ＣＤ
ＭＡ伝送においては、拡散操作と、後で説明する受信側
での拡散操作を施すため、伝送する情報の時間分解能
は、セグメント期間τＮとなる。ここに、Ｎは符号長で
ある。

【０００９】図１５に示す拡散信号の波形は、拡散符号
列として、符号長３２のＷａｌｓｈ関数の第１の符号列
を用いた場合を示している。拡散符号列としては、必ず
しもＷａｌｓｈ関数を用いる必要はないが、互いに直交
していることが必要である。ここに、符号列の内積がゼ
ロになる場合に、その符号列が直交しているという。以
下、符号長として３２のＷａｌｓｈ符号列について説明
する。

【００１０】まず、第０〜第２のＷａｌｓｈ符号列を例
にとって、その直交性について説明する。第０〜第２の
Ｗａｌｓｈ符号列は、それぞれ次のように与えられる。第０の符号列：（−１、−１、−１、−１、…、−１、
−１、−１、−１）第１の符号列：（−１、１、−１、１、…、−１、
１、−１、１）第２の符号列：（−１、−１、１、１、…、−１、
−１、１、１）第０と第１のＷａｌｓｈ符号列の内積（０、１）、第１
と第２のＷａｌｓｈ符号列の内積（１、２）、第０と第
２のＷａｌｓｈ符号列の内積（０、２）は、次のように
計算できる。すなわち、内積（０、１）＝１−１＋１−１＋…＋１−１＋１−１
＝０内積（１、２）＝１−１−１＋１＋…＋１−１−１＋１
＝０内積（０、２）＝１＋１−１−１＋…＋１＋１−１−１
＝０となる。これら内積が全て０となることから、Ｗａｌｓ
ｈ関数の符号列が互いに直交していることが明らかにな
る。

【００１１】一方、Ｗａｌｓｈ符号列自信の内積は、次
のように計算できる。すなわち、内積（０、０）＝１＋１＋１＋１＋…＋１＋１＋１＋１
＝３２内積（１、１）＝１＋１＋１＋１＋…＋１＋１＋１＋１
＝３２内積（２、２）＝１＋１＋１＋１＋…＋１＋１＋１＋１
＝３２となり、符号長３２で正規化した、全ての符号列自身の
内積は、常に単位１となる。これは、符号列としてＷａ
ｌｓｈ符号列を用いる場合には、拡散符号列と逆拡散符
号列として、互いに同じＷａｌｓｈ符号列を用いること
ができることを意味している。

【００１２】今、あるセグメント期間において、上記に
示す第０〜第２のＷａｌｓｈ符号列を用いて３個の情報
を多重伝送する場合を想定する。第０のＷａｌｓｈ符号
列を用いて値ａを、第１のＷａｌｓｈ符号列を用いて値
ｂを、第３のＷａｌｓｈ符号列を用いて値ｃを伝送して
いるものとすれば、総和回路（ＳＵＭ）１４０へ入力さ
れる情報（総和信号（０、１、２））を、チップ対応に
記述すれば、次のようになる。総和信号（０、１、２）＝ａ（−１、−１、−１、−１、…、−１、−１、−
１、−１）＋ｂ（−１、１、−１、１、…、−１、
１、−１、１）＋ｃ（−１、−１、１、１、
…、−１、−１、１、１）受信側で、総和信号が正しく受信できるものとすれば、
受信した総和信号に拡散符号列を乗じて、対応するセグ
メントの１次変調信号の値が、次に示すように求まる。

【００１３】すなわち、第０のＷａｌｓｈ符号列に対応
する値は、総和信号（０、１、２）と第０のＷａｌｓｈ
符号列の内積で次のように与えられる。総和信号（０、
１、２）・第０のＷａｌｓｈ符号列＝−（−ａ−ｂ−ｃ）−（−ａ＋ｂ−ｃ）−（−ａ−ｂ
＋ｃ）…−（−ａ−ｂ−ｃ）−（−ａ＋ｂ−ｃ）−（−
ａ−ｂ＋ｃ）−（−ａ＋ｂ＋ｃ）＝３２ａとなる。従って、総和信号（０、１、２）・第０のＷａ
ｌｓｈ符号列との内積を符号長３２で正規化すれば、値
ａが正しく受信され、値ｂと値ｃは完全に抑圧され混信
することなく正しく受信できることが明らかになる。

【００１４】同様に、第１のＷａｌｓｈ符号列に対応す
る値は、総和信号（０、１、２）と第１のＷａｌｓｈ符
号列の内積で与えられ、その値は３２ｂとなり、第２の
Ｗａｌｓｈ符号列に対応する値は、総和信号（０、１、
２）と第２のＷａｌｓｈ符号列の内積で与えられ、その
値は３２ｃとなる。従って、総和信号（０、１、２）と
第１のＷａｌｓｈ符号列の内積を符号長３２で正規化す
れば、値ｂが正しく受信され、総和信号（０、１、２）
と第２のＷａｌｓｈ符号列の内積を符号長３２で正規化
すれば、値ｃが正しく受信される。

【００１５】このように、拡散符号列が互いに直交する
限り、拡散符号列の数だけ多元接続でき、かつ拡散符号
列が一致する場合だけ通信することができる。なお、図
１５におけるシンボル区間１のセグメント０における１
次変調波は、０〜１の正なる値であり、セグメント１に
おける１次変調波は、０〜−１の負なる値であるので、
同図における対応するシンボル区間１のセグメント０の
チップ値の符号は負、正の交番に、セグメント１のチッ
プ値の符号は正、負の交番に変化する。

【００１６】拡散信号のチップレートは、符号長が３２
の場合には、３２ｋｓｐｓ・４セグメント・３２チップ
／セグメント＝４．０９６Ｍチップ／秒となる（以降、
チップ／秒をｃｐｓと記述する）。全ての拡散信号は、
各チップ区間において同期して変化するので、チップ値
の総和をチップ区間における信号値とする総和信号は、
チップ区間内では一定値を示す波形となる。従って、３
２チャネルを同時通信する２Ｍｂｐｓの最大情報速度の
場合でも、１チャネルの６４ｋｂｐｓの最小情報速度で
伝送している場合でも、伝送情報速度には関係なく、チ
ップレートは常に一定の４．０９６Ｍｃｐｓとなる。

【００１７】このようにして、情報信号ならびに必要な
制御信号に対応する複数個の拡散信号を、図１０に示す
ように、拡散符号発生回路（ＣＧ）１３０〜１３０ｎか
ら出力される互いに直交する拡散符号列を用いて、拡散
回路（ＳＳ）１２０〜１２ｎで生成し、次いで複数個の
拡散符号の総和を総和回路（ＳＵＭ）１４０で求め、求
めた総和信号を必要に応じて送信回路（ＴＸ）において
周波数変換と電力増幅して、ＣＤＭＡ信号として送信す
る。

【００１８】なお、ＣＤＭＡ信号の矩形波を正確に伝送
するためには、チップレートの数倍の周波数帯が必要に
なるが、図１０に示すように、帯域制限回路（ＢＰＦ）
１４１の機能としてバンドパスフィルタ操作が実施さ
れ、チップレート程度に周波数帯域幅が制限される。こ
こで、上記のように送信回路（ＴＸ）から送信された電
波が、理想的な電波伝播路を経て通信されることは、一
般的に、ほとんどない。自動車電話や携帯電話等の移動
通信では、送信機自体が移動するのでドップラーシフト
が生じ、キャリア周波数が偏移する。あるいは、複数の
電波伝播路を経て受信されることにより、受信波の位相
や振幅が時間とともに変化するフェーディング現象が生
じたりする。

【００１９】そこで、受信側において、ＣＤＭＡ受信機
は、受信、同期検波、受信制御、復調、逆拡散、位相補
正、判断等の主要回路で構成される。図１６において、
受信制御回路（ＣＮＴ）２０４は、受信信号から受信機
の制御に必要な各種制御信号を検出し、ならびに受信に
必要な複数個の逆拡散符号列を出力する。同期検出回路
（ＳＹＮＣ）２０３は、受信信号から、キャリア再生
波、チップ同期信号、セグメント同期信号、ならびにシ
ンボル同期信号等を出力する。

【００２０】復調回路（ｄｅＭＯＤ）２０１は、図１７
に示す構成を有している。同図において、受信回路（Ｒ
Ｘ）２００と接続される入力端子２０１０に印加される
受信波は、乗算器２０１１、２０１２に入力される。こ
こで、復調回路（ｄｅＭＯＤ）２０１は、同期検波方式
を一般に用いており、キャリア再生波２０２と受信波と
の積を乗算器２０１１で求め、続いてキャリア周期毎に
アキュムレータ２０１４で累積したキャリア周期毎の内
積を求め、求めた内積をラッチレジスタ（ＲＥＧ）２０
１６で取り込み、キャリア周期期間だけ保持し、ラッチ
レジスタ（ＲＥＧ）２０１６で保持した値を１次変調波
の復調信号の同相成分ｉ（ｔ）としてキャリア周期毎に
出力する。同時に、復調回路（ｄｅＭＯＤ）２０１は、
キャリア再生波２０２を移相器２０１３で９０度移相し
た直交キャリア信号と受信波との積を乗算器２０１２で
求め、続いてキャリア周期毎にアキュムレータ２０１５
で累積してキャリア周期毎の内積を求め、求めた内積を
ラッチレジスタ（ＲＥＧ）２０１７で取り込み、キャリ
ア周期期間だけ保持し、ラッチレジスタ（ＲＥＧ）２０
１７で保持した値を１次変調波の復調信号の直交成分ｑ
（ｔ）としてキャリア周期毎に出力する。アキュムレー
タ２０１４、２０１５に入力される信号Ｒは、制御端子
２０１８からキャリア周期毎に入力される累積リセット
信号であり、この累積リセット信号Ｒの前縁で、アキュ
ムレータ２０１６、２０１７は入力値を保持する。

【００２１】復調回路（ｄｅＭＯＤ）２０１からの復調
信号の同相成分ｉ（ｔ）、直交成分ｑ（ｔ）は、図１６
に示すように、ｎ＋１個の逆拡散回路（ｄｅＳＳ）２１
０〜２１ｎに入力される。図１８に、この拡散回路（ｄ
ｅＳＳ）２１０〜２１ｎの１つの構成例を示す。入力端
子２１００、２１０１に復調信号の同相成分ｉ（ｔ）、
復調信号の直交成分ｑ（ｔ）がそれぞれ入力される。乗
算器２１０２、２１０３は、チップ同期信号に従い、そ
れぞれ復調信号の同相成分ｉ（ｔ）、復調信号の直交成
分ｑ（ｔ）と、端子２２ｉから入力される第ｉ番の逆拡
散符号列との積を求め、セグメント同期信号に従い積の
累積をセグメント毎に求める。

【００２２】ここで、ｉはｉ番目のチャネルであること
を示す、また、第ｉ番の逆拡散符号列とは、送信側で用
いた第ｉ番の拡散符号列に対応する逆拡散符号列をい
い、Ｗａｌｓｈ関数を用いる場合には逆拡散符号列と拡
散符号列は互いに等しくなっている。なお、図１６に示
すように、逆拡散回路２０１〜２０ｎのそれぞれの端子
２２０〜２２ｎには、対応する逆拡散符号列が入力され
る。

【００２３】続いて、図１８において、乗算器２１０
２、２１０３の出力は、アキュムレータ２０１４、２０
１５で累積される。アキュムレータ２１０４、２１０５
には、端子２１１０から累積リセット信号Ｒがセグメン
ト毎に入力される。アキュムレータ２１０４、２１０５
の出力は、それぞれ符号長で正規化され、ラッチレジス
タ（ＲＥＧ）２１０６、２１０７でセグメント区間保持
される逆拡散信号の同相成分Ｉ_i' （ｔ）ならびに逆拡
散信号の直交成分Ｑ_i' （ｔ）として出力端子２１０
８、２１０９から出力される。

【００２４】なお、拡散符号列は互いに直交しているの
で、逆拡散符号列が送信の拡散符号列に一致する場合に
は、逆拡散回路２１０〜２１ｎの出力は、有限な値を出
力し、正しく受信できる。逆拡散符号列が送信の拡散符
号列に一致しない場合には、逆拡散回路２１０〜２１ｎ
の出力は、常にゼロとなり、受信信号を結果的に出力し
ない。

【００２５】同時多元接続のｎ個の情報チャネルに関す
る逆拡散信号の同相成分Ｉ_i' （ｔ）と逆拡散信号の直
交成分Ｑ_i' （ｔ）は、逆拡散回路２１１〜２１ｎから
それぞれ出力される。また、これらｎチャネルに共通な
パイロット信号に関する逆拡散信号の同相成分Ｉ₀'
（ｔ）ならびに逆拡散信号の直交成分Ｑ₀' （ｔ）は、
逆拡散回路２１０から出力される。

【００２６】これらの逆拡散信号は、それぞれ伝播中
に、位相差や振幅ひずみ、遅延などの撹乱を受ける。既
知の値、例えば、”０”の位相情報の１次変調を拡散し
たパイロット拡散信号を送信し、受信側で検知する位相
差と既知の値との誤差を測定することで伝播中に生じた
撹乱の位相誤差を概略知ることができる。従って、図１
６に示すように、ｎチャネルの情報に対して、既知なる
値を伝送するパイロット信号を１チャネル付加して、伝
播中の撹乱を概略補正するパイロット方式が用いられる
ことが多い。

【００２７】このため、ｎ情報チャネルに対して１パイ
ロットチャネルを付加する場合について説明するが、１
情報チャネルに１パイロットチャネルを付加する場合
も、あるいは各拡散信号における１次変調波の同相成分
を情報に、直交成分をパイロット信号に割り当てる場合
も同様である。図１６において、逆拡散回路（ｄｅＳ
Ｓ）２１１〜２１ｎの各出力ならびに逆拡散回路（ｄｅ
ＳＳ）の出力は、位相補正回路（ＣＭＰ）２３１〜２３
ｎに導かれる。図１９に、この位相補正回路（ＣＭＰ）
２３１〜２３ｎの１つの構成を示す。

【００２８】入力端子２３００と２３０１に、逆拡散回
路（ｄｅＳＳ）２１ｉから情報チャネルｉの同相成分Ｉ
_i' （ｔ）と逆拡散信号の直交成分Ｑ_i' （ｔ）が、そ
れぞれ入力される。また、入力端子２３０２と２３０３
に、逆拡散回路２１０からパイロットチャネルの同相成
分Ｉ₀' （ｔ）と直交成分Ｑ₀' （ｔ）が、それぞれ入
力される。続いて、情報チャネルｉの同相成分Ｉ_i'
（ｔ）は乗算器２３１０と２３１１に、情報チャネルｉ
の直交成分Ｑ_i' （ｔ）は乗算器２３１２と２３１３に
入力され、パイロットチャネルの同相成分Ｉ₀' （ｔ）
は乗算器２３１０と２３１２に、パイロットチャネルの
直交成分Ｑ₀' （ｔ）は乗算器２３１３と２３１１に入
力される。加算器２３２０は、乗算器２３１０と２３１
３の出力の和を位相補正信号の同相成分Ｉ_i（ｔ）とし
て端子２３４０に出力する。さらに、加算器２３２１
は、乗算器２３１２の出力と乗算器２３１１の出力の差
を位相補正信号の直交成分Ｑ_i（ｔ）として端子２３４
１に出力する。

【００２９】位相補正回路（ＣＭＰ）２３１〜２３ｎの
出力は、図１６に示すように、判断回路（ＤＥＣ）２４
１〜２４ｎに導かれる。判断回路（ＤＥＣ）２４１〜２
４ｎは、位相補正信号の同相成分Ｉ_i（ｔ）、直交成分
Ｑ_i（ｔ）から位相角を求めるマッピングを行い、この
マッピングで得られた位相角により象限判定を行って情
報シンボルとしての受信シンボルＳ_i（ｔ）を端子２５
１〜２５ｎに出力する。

【００３０】

【発明が解決しようとする課題】上記したＣＤＭＡ伝送
方式において、伝送路上でフェーディングを受け伝播さ
れた受信波の周波数帯域は、送信機から放射された電波
が元来有する周波数帯域より増大することが知られてい
る。この増大した周波数帯域幅をフェーディング帯域幅
という。移動体の速度が増せば増すほど、フェーディン
グ周波数が増大し、それだけフェーディング帯域幅が増
大するため、ひいては通信品質が劣化することになる。

【００３１】そこで、本発明は、フェーディング周波数
の増大を抑制し、通信品質を向上させることを目的とす
る。

【００３２】

【課題を解決するための手段】送信波の帯域幅は、拡散
符号列の周波数帯域幅と１次変調波の周波数帯域幅の畳
み込みで、規定される。情報を運ばない時の１次変調波
はキャリア周波数のトーン信号となり、帯域幅はゼロと
なるので、送信波の周波数帯域幅は拡散符号列の帯域幅
に一致する。一方、情報を運んでいる時の１次変調波は
シンボル区間端で位相の不連続が存在し、この位相の不
連続が周波数帯域幅を拡大し、畳み込みも増大し送信波
の周波数帯域幅が広帯域になる。このとき、情報は、１
次変調波のシンボル区間内の位相差に拠って伝送するも
のであり、シンボル区間端の位相の不連続などの激しい
位相変動で情報を伝送している訳ではない。

【００３３】図２に、シンボル区間１とシンボル区間２
における位相例を示す。図においては、シンボル区間１
で−π／４ラディアン、シンボル区間２でπ／４ラディ
アンの場合を示している。なお、この図において、従来
の１次変調の情報に関する位相を破線で示している。破
線で示すようにシンボル区間いっぱいに情報位相が規定
されていると、図２に示したシンボル区間端で１次変調
波の極端な変化（不連続）が生じ、１次変調波の周波数
帯域を増大する要因となる。

【００３４】そこで、本発明では、例えば、図２中の実
曲線で示すように、シンボル区間端近傍に遷移区間を設
け、この遷移区間において情報位相を連続的に変化さ
せ、シンボル区間の端部領域における位相の値の急激な
変動を排除するようにしている。ここで、遷移区間１は
シンボル区間０とシンボル区間１との間の時刻−ΔＴ／
２から時刻ΔＴ／２に設定された区間、遷移区間２はシ
ンボル区間１とシンボル区間２との間の時刻Ｔ−ΔＴ／
２から時刻Ｔ＋ΔＴ／２に設定された区間、遷移区間ｋ
はシンボル区間ｋ−１とシンボル区間ｋとの間の時刻
（ｋ−１）Ｔ−ΔＴ／２から時刻（ｋ−１）Ｔ＋ΔＴ／
２のに設定された区間とし、各遷移区間長は、一定ΔＴ
としている。そして、図２においては、遷移区間２にお
いて、情報位相を連続的に変化させている。

【００３５】このように、１次変調においてシンボル区
間の端部領域における位相の値の急激な変動を排除する
遷移区間を設けることにより、シンボル区間端における
位相の激しい変化を排除して、周波数帯域幅の増大を防
止することができる。しかしながら、上記したように１
次変調波において遷移区間での波形を歪ませると、伝播
すべき情報位相が変化してしまい、従来のＣＤＭＡ方式
の受信機の構成のままでは、通信品質が劣化してしまう
という問題が生じる。

【００３６】そこで、本発明では、復調の際に、全ての
シンボル区間でシンボル区間端まで受信信号を使用する
のではなく、シンボル区間中心付近の歪みの少ない区間
の受信信号を有効領域とし、復調に使用する復調区間と
することにより、遷移区間周辺の不安定な値を除去し、
安定な復調動作を行うことができるようにしている。す
なわち、本発明の特徴は、特許請求の範囲に記載した通
りのものであって、請求項１に記載の発明では、送信側
に、情報に対応してキャリア信号を位相変調して、１次
変調波を生成する手段と、前記１次変調波のシンボル区
間の端部領域における位相の値の急激な変動を排除する
手段と、前記シンボル区間の端部領域における位相の値
の急激な変動が排除された１次変調波に拡散符号列をシ
ンボル区間内で複数回繰り返し乗じ、複数の送信セグメ
ントからなる拡散信号を生成し、その生成された拡散信
号を送信する手段とを備え、受信側に、受信信号の送信
セグメントに対応し逆拡散符号列を乗じて逆拡散を行
い、情報を復元して出力する手段と、この手段において
前記情報を復元して出力するのに用いられる受信信号と
して、シンボル区間のうち前記位相の値の急激な変動が
排除された遷移区間を除いた復調区間の受信信号を選択
する手段とを備えたＣＤＭＡ伝送方式を特徴としてい
る。

【００３７】このように、情報を復元して出力するのに
用いられる受信信号として、シンボル区間のうち遷移区
間を除いた復調区間の受信信号を選択しているから、送
信側において１次変調波の位相を遷移区間で歪ませて
も、安定した復調動作を行うことができる。請求項２に
記載の発明においては、請求項１に記載のＣＤＭＡ伝送
方式を用いた無線機を特徴としている。

【００３８】なお、受信信号を選択する手段としては、
請求項３に記載の発明のように、マッピングに用いる受
信信号を選択するもの、あるいは請求項４に記載の発明
のように、復調された受信信号の中から逆拡散に用いる
受信信号を選択するものとすることができる。

【００３９】

【発明の実施の形態】以下、本発明を図に示す実施形態
について説明する。この実施形態では、送信機におい
て、図１に示すように、位相連続化回路（ＣＰ）１５１
〜１５ｎが、位相変調回路（ＭＯＤ）１１０〜１１ｎの
それぞれの前段に設けられている。なお、この送信機に
おいて、位相連続化回路（ＣＰ）１５１〜１５ｎ以外の
構成は、図１０に示すものと同様である。この位相連続
化回路（ＣＰ）１５１〜１５ｎを設けることにより、図
２に示すように、シンボル区間端近傍を遷移区間とし、
この遷移区間において情報位相を連続的に変化させるこ
とができる。

【００４０】図３に、位相連続化回路（ＣＰ）１１０〜
１１ｎの１つの構成を示す。図において、入力端子５０
０に入力された信号は、加算器５０１に入力される。加
算器５０１は、入力端子５００からの信号とオフセット
定数発生回路（ＯＦＦＳＥＴ）５０２からのオフセット
信号とを加算する。加算器５０１の出力は、加算器５０
３に入力される。加算器５０３は、加算器５０１からの
出力と、ラッチレジスタ５０７が保持している値との差
を出力する。加算器５０３の出力と、連続化回路（ＣＯ
ＮＴＩ）５０５の出力は、乗算器５０４に入力され、両
者の積が乗算器５０４から出力される。さらに、位相連
続化回路（ＣＰ）の出力５０８が、ラッチレジスタ（５
０７）を通じて帰還され、乗算器５０４の出力と、加算
器５０６で加算され、出力５０８となる。なお、図にお
いて、端子（ＣＬＫ）５０９に入力されるクロック信号
の前縁で、ラッチレジスタ（ＲＥＧ）５０７は、入力を
取り込み保持する。

【００４１】ここで、連続化回路（ＣＯＮＴＩ）５０５
は、図４に示すように、遷移区間ｋにおいて値０から１
まで連続的に変化する値、例えば数式１で表わされる値
を出力する。遷移区間は、時間Ｔ毎に繰り返されるの
で、ＲＯＭに連続化回路（ＣＯＮＴＩ）５０５の出力値
を格納しておき、シンボル区間毎にその出力値を順次読
み出すことにより、図４に示す値を出力することができ
る。

【００４２】

【数１】

【００４３】上記した位相連続化回路（ＣＰ）の動作を
説明する。この動作は、区間Ｔで周期的であるので、遷
移区間１の終縁ｔ＝ΔＴ／２から遷移区間ｔ＝Ｔ＋ΔＴ
／２までについて説明するが、他の期間についても同様
である。なお、オフセット発生回路（ＯＦＦＳＥＴ）５
０２には、オフセットＱＰＳＫの場合は対応するオフセ
ット量が、ＱＰＳＫの場合には値”０”が格納される
が、以下、オフセット発生回路（ＯＦＦＳＥＴ）５０２
に格納した値をｄと記述する。

【００４４】時刻ｔ＝ΔＴ／２において、シンボル区間
２の位相差ａ₂が入力端子５００に入力され、シンボル
区間１の位相差ａ₁が出力端子５０８に出力されている
ものとする。ラッチレジスタ（ＲＥＧ）５０７は、時刻
ｔ＝ΔＴ／２に印加されるクロックの前縁で入力端子５
００に入力されている値ａ₁をラッチし、これを時刻ｔ
＝Ｔ＋ΔＴ／２に次のクロックが印加されるまで保持す
る。入力された値ａ₂とオフセット定数発生回路（ＯＦ
ＦＳＥＴ）５０２の出力ｄとの和が加算器５０１から出
力される。次いで、ラッチレジスタ（ＲＥＧ）５０７が
保持している値ａ₁との差が加算器５０３から出力され
る。この差は、シンボル区間１とシンボル区間２の位相
差に相当する。

【００４５】連続化回路（ＣＯＮＴＩ）５０５の出力
は、図４に示すように、遷移区間において０から１まで
連続的に変化する。乗算器５０４は、加算器５０３から
出力される位相差と連続化回路（ＣＯＮＴＩ）５０５の
積を出力する。この場合、乗算器５０４の出力は、遷移
区間２の前縁ｔ＝Ｔ−ΔＴ／２では値０となり、そこか
ら遷移区間２の終縁ｔ＝Ｔ＋ΔＴ／２の間でａ₂−ａ₁
まで連続的に変化する。

【００４６】加算器５０６は、乗算器５０４の出力とラ
ッチレジスタ（ＲＥＧ）５０７に保持されている値ａ₁
とを加算するため、その出力は、遷移区間２においてａ
₁からａ₂まで連続的に変化することになる。さらに、
遷移区間２の終縁ｔ＝Ｔ＋ΔＴ／２において、出力端子
５０８の出力がラッチレジスタ（ＲＥＧ）５０７に取り
込まれる。出力端子５０８には、加算器５０６の加算結
果が出力され、ラッチレジスタ（ＲＥＧ）５０７は、出
力された値ａ₂を保持して出力する。

【００４７】このようにすることで、情報位相を連続的
に変化させることができ、１次変調波は、図５の実線で
示すように、不連続性が解消され、変調波の帯域幅の増
大を抑圧することができる。なお、図５中の破線は、連
続化しない従来の位相を示している。このように、１次
変調において位相を連続的に変化させる遷移区間を設け
ることにより、シンボル区間端における位相の激しい変
化を排除して、周波数帯域幅の増大を防止することがで
きる。しかしながら、１次変調において遷移区間での波
形を歪ませているため、伝播すべき情報位相が変化して
しまい、通信品質を低下させてしまう。

【００４８】また、所定の帯域幅で通信を行うために、
送信波の周波数帯域を帯域制限回路（ＢＰＦ）１４１に
より帯域制限しているが、その場合、上記のように位相
を連続化させると、遷移区間における歪んだ波形が、前
後の区間に干渉として影響を与え、通信品質を劣化させ
てしまう。すなわち、帯域制限回路（ＢＰＦ）１４１と
して、図６に示すように、ｋ個の遅延器１４０１〜１４
０ｋと、これらの遅延器１４０１〜１４０ｋによって遅
延された信号にタップ係数Ｗ₁〜Ｗ_kを乗じる乗算器１
４１１〜１４１ｋと、乗算器１４１１〜１４１ｋからの
信号を総和する総和回路（ＳＵＭ）１４２０からなるト
ランスバーサルフィルタを用いた場合、遷移区間におい
て歪んだ波形に対応する信号がこのフィルタに入力され
ると、フィルタの出力は、遷移区間の前後の区間におい
てその影響を受けることになり、出力される所望の周波
数帯域に対して異なる周波数成分が混入してしまい、こ
のことが通信品質を劣化させる。

【００４９】そこで、この実施形態における受信機にお
いては、図７に示すように、各シンボル区間におけるΔ
Ｔ／２〜T −ΔＴ／２の区間、すなわち遷移区間を除い
た区間を復調区間とし、この復調区間における受信信号
値を用いてシンボル情報を出力するようにしている。こ
のため、受信機における判断回路（ＤＥＣ）２４１〜２
４ｎにおいて、各シンボル区間内のΔＴ／２〜Ｔ−ΔＴ
／２の復調区間で得られる、位相補正信号の同相成分Ｉ
_i（ｔ）と直交成分Ｑ_i（ｔ）を有効な受信信号値とし
て、マッピングおよび象限判定を行い、シンボル情報と
しての受信シンボルＳ_i（ｔ）を出力するようにしてい
る。なお、この受信機において、判断回路（ＤＥＣ）２
４１〜２４ｎ以外の構成は、図１６に示すものと同様で
ある。

【００５０】図８に、この実施形態における判断回路
（ＤＥＣ）２４１〜２４ｎの１つの構成を示す。この判
断回路（ＤＥＣ）は、位相補正回路（ＣＭＰ）２３ｉか
らの位相補正信号の同相成分Ｉ_i（ｔ）、直交成分Ｑ_i
（ｔ）により、マッピング回路２４０１において、位相
角を求めるマッピングを行い、このマッピングで得られ
た位相角により、象限判定回路２４０２において、重み
付けあるいは時間平均の処理などを行い、そして位相角
の象限判定を行って受信シンボルＳ_i（ｔ）を出力する
ように構成されている。

【００５１】ここで、この実施形態においては、タイミ
ング制御回路２４０３、および位相補正回路（ＣＭＰ）
２３ｉからの位相補正信号の同相成分Ｉ_i（ｔ）、直交
成分Ｑ_i（ｔ）をマッピング回路２４０１に出力するか
どうかを選択する選択回路（スイッチ回路）２４０４、
２４０５が設けられている。タイミング制御回路２４０
３は、同期検出回路（ＳＹＮＣ）２０３から出力される
パイロット信号に基づき、各シンボル区間におけるΔＴ
／２〜Ｔ−ΔＴ／２の復調区間にタイミング信号を出力
する。そして、選択回路２４０４、２４０５は、タイミ
ング制御回路２４０３からタイミング信号が出力されて
いるときのみ、位相補正回路（ＣＭＰ）２３ｉからの位
相補正信号の同相成分Ｉ_i（ｔ）、直交成分Ｑ_i（ｔ）
をマッピング回路２４０２にそれぞれ出力する。

【００５２】このことにより、１次変調における遷移区
間での波形の歪みに影響されないシンボル情報を得るこ
とができる。従って、この実施形態によれば、送信機側
にて、１次変調における位相を連続的に変化させる遷移
区間を設け、シンボル区間端における位相の激しい変化
を排除して、周波数帯域幅の増大を防止することができ
るとともに、受信機側にて、シンボル区間におけるΔＴ
／２〜Ｔ−ΔＴ／２を復調区間とし、この復調区間にお
ける受信信号値を用いてシンボル情報を出力するように
しているから、１次変調における遷移区間での波形の歪
みに影響されないシンボル情報としての受信シンボルＳ
_i（ｔ）を得ることができる。

【００５３】なお、上記した実施形態では、判断回路
（ＤＥＣ）２４１〜２４ｎにおいて各シンボル区間にお
けるΔＴ／２〜Ｔ−ΔＴ／２の復調区間で受信信号値を
用いてシンボル情報を出力するものを示したが、受信機
における他の回路部分にて上記と同様に、各シンボル区
間におけるΔＴ／２〜Ｔ−ΔＴ／２の復調区間の受信信
号値を用いて復調を行うようにしてもよい。例えば、図
９に示すように、復調回路２０１と逆拡散回路（ｄｅＳ
Ｓ）２１０〜２１ｎの間に、選択回路（スイッチ回路）
２５１、２５２を設け、上記したタイミング制御回路２
４０１と同構成のタイミング制御回路２５３からタイミ
ング信号が出力されているときのみ、復調回路２０１か
らの復調信号の同相成分ｉ（ｔ）、復調信号の直交成分
ｑ（ｔ）を逆拡散回路（ｄｅＳＳ）２１０〜２１ｎに出
力させる。その結果、各シンボル区間内のΔＴ／２〜Ｔ
−ΔＴ／２の復調区間において復調回路２０１から逆拡
散回路（ｄｅＳＳ）２１０〜２１ｎに出力される復調信
号の同相成分ｉ（ｔ）、直交成分ｑ（ｔ）により、逆拡
散処理が行われる。

【００５４】なお、各シンボル区間におけるΔＴ／２〜
Ｔ−ΔＴ／２の復調区間の受信信号値とは、受信機にお
ける復調処理を行って最終的にシンボル情報を出力する
までの信号値をいう。また、送信機側において、シンボ
ル区間内の情報位相と隣接するシンボル区間の情報位相
が同じで不連続点が生じないときに上記した位相連続化
処理を行わないときには、受信機側においてもシンボル
区間内に復調区間を設けることなく、遷移区間を含めて
復調処理を行うようにしてもよい。

【００５５】また、上記した実施形態で示した各回路
は、それぞれの機能を実現する手段として把握されるも
のである。なお、上記した通信は、移動局と基地局との
間で行われるものであるため、移動局、基地局とも、上
記した送信機および受信機を備えている。従って、移動
局を携帯電話のような無線機とした場合には、その無線
機に上記した送信機および受信機が備えられる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施形態に係るＣＤＭＡ送信機の構
成を示す図である。

【図２】１次変調波のシンボル区間１とシンボル区間２
における情報位相を示す図である。

【図３】位相連続化回路（ＣＯＮＴＩ）の構成を示す図
である。

【図４】位相連続化回路（ＣＯＮＴＩ）のの出力特性を
示す図である。

【図５】シンボル区間１とシンボル区間２における１次
変調波波形を示す図である。

【図６】帯域制限回路（ＢＰＦ）の構成を示す図であ
る。

【図７】各シンボル区間における遷移区間と復調区間を
説明するための図である。

【図８】本発明の一実施形態に係るＣＤＭＡ受信機にお
ける判断回路（ＤＥＣ）の構成を示す図である。

【図９】本発明の一実施形態に係るＣＤＭＡ受信機にお
いて、復調回路（ｄｅＭＯＤ）と逆拡散回路の間に、選
択回路とタイミング制御回路を設けた構成を示す図であ
る。

【図１０】従来のＣＤＭＡ送信機の構成を示す図であ
る。

【図１１】図１０に示すＣＤＭＡ送信機の１次変調波
の、シンボル０ならびにシンボル１区間における波形を
示す図である。

【図１２】ＱＰＳＫのビット配置（ビットコンステレー
ション）例を示す図である。

【図１３】オフセットＱＰＳＫのビット配置（ビットコ
ンステレーション）例を示す図である。

【図１４】１次変調波のシンボル区間におけるセグメン
ト構成例を示す図である。

【図１５】セグメント区間におけるチップ構成例を示す
図である。

【図１６】従来のＣＤＭＡ受信機の構成例を示す図であ
る。

【図１７】図１６に示すＣＤＭＡ受信機中の復調回路
（ｄｅＭＯＤ）の構成例を示す図である。

【図１８】図１６に示すＣＤＭＡ受信機中の逆拡散回路
（ｄｅＳＳ）の構成例を示す図である。

【図１９】図１６に示すＣＤＭＡ受信機中の位相補正回
路（ＣＭＰ）の構成例を示す図である。

【符号の説明】

１００〜１０ｎ…情報入力端子、１１０〜１１ｎ…位相変調回路（ＭＯＤ）、１２０〜１２ｎ…拡散回路（ＳＳ）、１３０〜１３ｎ…拡散符号発生回路（ＣＧ）、１４０…総和回路（ＳＵＭ）、１４１…帯域制限回路（ＢＰＦ）、１４２…送信回路（ＴＸ）、１５１〜１５ｎ…位相連続化回路（ＣＰ）、２０１…復調回路（ｄｅＭＯＤ）、２０２…キャリア再生波、２０３…同期検出回路（ＳＹＮＣ）、２０４…受信制御回路（ＣＮＴ）、２１０〜２１ｎ…逆拡散回路（ｄｅＳＳ）、２３１〜２３ｎ…位相補正回路（ＣＭＰ）、２４１〜２４ｎ…判断回路（ＤＥＣ）、２５１〜２５ｎ…出力端子、２４０１…マッピング回路、２４０２…象限判定回路、２４０３、２５３…タイミング制御回路、２４０４、２４０５、２５１、２５２…選択回路。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続きＦターム(参考） 5K004 AA05 FA05 FA16 FF05 FH09 5K022 EE02 EE21 EE31 EE32

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】送信側に、情報に対応してキャリア信号
を位相変調して、１次変調波を生成する手段と、前記１
次変調波のシンボル区間の端部領域における位相の値の
急激な変動を排除する手段と、前記シンボル区間の端部
領域における位相の値の急激な変動が排除された１次変
調波に拡散符号列をシンボル区間内で複数回繰り返し乗
じ、複数の送信セグメントからなる拡散信号を生成し、
その生成された拡散信号を送信する手段とを備え、受信側に、受信信号の送信セグメントに対応し逆拡散符
号列を乗じて逆拡散を行い、情報を復元して出力する手
段と、この手段において前記情報を復元して出力するの
に用いられる受信信号として、シンボル区間のうち前記
位相の値の急激な変動が排除された遷移区間を除いた復
調区間の受信信号を選択する手段とを備えたことを特徴
とするＣＤＭＡ伝送方式。
【請求項２】情報に対応してキャリア信号を位相変調
して、１次変調波を生成する手段と、前記１次変調波のシンボル区間の端部領域における位相
の値の急激な変動を排除する手段と、前記シンボル区間の端部領域における位相の値の急激な
変動が排除された１次変調波に拡散符号列をシンボル区
間内で複数回繰り返し乗じ、複数の送信セグメントから
なる拡散信号を生成し、その生成された拡散信号を送信
する手段と、受信信号の送信セグメントに対応し逆拡散符号列を乗じ
て逆拡散を行い、情報を復元して出力する手段と、この手段において前記情報を復元して出力するのに用い
られる受信信号として、シンボル区間のうち前記位相の
値の急激な変動が排除された遷移区間を除いた復調区間
の受信信号を選択する手段とを備えたことを特徴とする
ＣＤＭＡ伝送方式を用いた無線機。
【請求項３】前記逆拡散を行った後の受信信号に基づ
き位相角を求めるマッピングを行う手段を有し、前記受
信信号を選択する手段は、前記マッピングに用いる受信
信号を選択するものであることを特徴とする請求項２に
記載のＣＤＭＡ伝送方式を用いた無線機。
【請求項４】前記送信された拡散信号を受信して復調
する手段を備え、前記受信信号を選択する手段は、前記
復調された受信信号の中から前記逆拡散に用いる受信信
号を選択するものであることを特徴とする請求項２に記
載のＣＤＭＡ伝送方式を用いた無線機。