JP2000324192A - デジタル復調器及びその復調方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 従来のデジタル復調器では位相ジッタが変動
するような場合には常に適正に補正することはできず、
デジタル信号の復調に支障を来たす問題点があった。 【解決手段】 ある位相誤差とその次の位相誤差の値の
符号を比較することで位相ジッタの量を推定でき、この
結果を用いて位相同期回路のループゲインを調節して位
相ジッタを低減する。 【効果】 入力信号によって位相雑音が変動する場合に
も、入力信号の位相雑音の寡多によらず位相ジッタを最
低に抑えるループゲインを適応的に得ることができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、デジタル変調信
号を位相同期復調するデジタル復調器及び復調方法に関
する。

【０００２】

【従来の技術】デジタル変調信号を位相同期復調する従
来のデジタル復調器は手動で位相を補正するものがあ
り、位相ジッタが予めわかっている場合にはこのような
復調器でも位相ジッタを補正して正常に復調できるが、
位相ジッタが変動するような場合にはノイズ量を見積も
ることが難しいので最適なループゲインに設定すること
が難しく、常に適正に補正することはできなく、したが
ってデジタル信号の復調に支障を来たす場合があった。

【０００３】また、特開平7-193609に記載されているよ
うに、ループゲインを変化させて位相ジッタを軽減させ
る位相同期ループも知られている。この技術では、位相
同期を検出した１時点で位相検出結果を変化させて位相
同期後の位相ジッタを軽減させているが、ループゲイン
を多段階に変化させると、ノイズ妨害の影響などによっ
ては逆に位相ジッタの増大や同期の破綻を招いてしま
い、長期に亘って安定した復調を行なうことは困難であ
った。また、復調器そのものが位相ジッタ量を見積もっ
てループゲインを制御することは行なわれていなかっ
た。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】上述のように、従来の
デジタル復調器では位相ジッタが変動するような場合に
は常に適正に補正することはできず、デジタル信号の復
調に支障を来たす問題点があった。したがって、この発
明は上記問題点を解決し位相ジッタが変動する場合にも
常に適正に補正することができ長期に亘って安定して復
調が行なえる復調器を提供することを目的とする。

【０００５】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本願発明の基本的な特徴によれば、デジタル変調信
号を第１の入力信号、再生搬送波位相を第２の入力信号
として、前記第１の入力信号の位相成分から前記第２の
入力信号の位相成分を除去した信号を出力するミキサ手
段と、このミキサ手段の出力信号の位相と予め与えられ
た基準位相との位相誤差を検出する位相誤差検出手段
と、この位相誤差検出手段の出力を受け、入力された位
相ジッタ抑圧制御信号によりゲインが調節されるループ
フィルタと、このループフィルタの出力によって制御さ
れ、発振出力である再生搬送波位相を第２の入力信号と
して前記ミキサ手段へ供給する数値制御発振器と、前記
位相誤差検出手段の出力を受け、ある時点ｔ０の第１の
シンボルから求めた位相誤差の正負の符号及び次の時点
ｔ０＋１の第２のシンボルから求めた位相誤差の正負の
符号の反転に応じて前記時点ｔ０＋１の第２のシンボル
から求めた位相誤差の正負を反転させると共に、これら
連続する２時点ｔ０，ｔ０＋１での位相誤差が同一符号
のとき前記ループフィルタのゲイン量を増加させ、異な
る符号のとき前記ループフィルタのゲイン量を減少させ
る位相ジッタ抑圧制御信号を前記ループフィルタへ供給
する制御手段とを備えるデジタル復調器を提供する。

【０００６】したがって、長期に亘って安定な復調が行
なえるデジタル復調器が得られる。

【０００７】また、上記目的を達成するために、本願発
明の他の基本的な特徴によれば、デジタル変調信号を第
１の入力信号、再生搬送波位相を第２の入力信号とし
て、前記第１の入力信号の位相成分から前記第２の入力
信号の位相成分を除去した信号を出力するミキサ手段
と、このミキサ手段の出力信号の位相と予め与えられた
基準位相との位相誤差を検出する位相誤差検出手段と、
この位相誤差検出手段の出力を受け、ある時点ｔ０の第
１のシンボルから求めた位相誤差の正負の符号及び次の
時点ｔ０＋１の第２のシンボルから求めた位相誤差の正
負の符号の反転に応じて、前記時点ｔ０＋１の第２のシ
ンボルから求めた位相誤差の正負を反転させる符号制御
手段と、この符号制御手段の出力を平滑化する平滑化手
段と、この平滑化手段の出力を積分する積分手段と、こ
の積分手段の出力によってループゲインを調節されるル
ープフィルタと、このループフィルタの出力によって制
御され、発振出力である再生搬送波位相を前記第２の入
力信号として前記ミキサ手段へ供給する数値制御発振器
とを備えることを特徴とするデジタル復調器を提供す
る。

【０００８】したがって、長期に亘って安定な復調が行
なえるデジタル復調器が得られる。

【０００９】また上記構成において、前記ループフィル
タが、入力信号のゲインを調節できる第１、第２のゲイ
ン調節回路と、前記第１のゲイン調節回路の出力を積分
する積分器と、この積分器の出力に前記第２のゲイン調
節回路の出力を加算する加算器を有する２次のフィルタ
ループから成ることを特徴とするデジタル復調器を提供
する。

【００１０】したがって、この復調器によれば、２次の
ループフィルタを用いているため、ランプ信号のような
入力信号が変動する信号の場合にも常に追随でき、より
正確に安定した動作をする復調器が得られる。

【００１１】また、上記目的を達成するために、本願発
明の更に他の基本的な特徴によれば、デジタル変調信号
を第１の入力信号、再生搬送波位相を第２の入力信号と
して、前記第１の入力信号の位相成分から前記第２の入
力信号の位相成分を除去した信号を出力するミキサ手段
と、このミキサ手段の出力信号を波形整形するナイキス
トフィルタと、このナイキストフィルタの出力を受けて
位相誤差を検出する位相誤差検出手段と、この位相誤差
検出手段の出力を受け、ある時点ｔ０の第１のシンボル
から求めた位相誤差の正負の符号及び次の時点ｔ０＋１
の第２のシンボルから求めた位相誤差の正負の符号の反
転に応じて、前記時点ｔ０＋１の第２のシンボルから求
めた位相誤差の正負を反転させる符号制御手段と、この
符号制御手段の出力を平滑化する平滑化手段と、この平
滑化手段の出力を積分する積分手段と、この積分手段の
出力によってループゲインを調節されるループフィルタ
と、このループフィルタの出力によって制御され、発振
出力である再生搬送波位相を前記第２の入力信号として
前記ミキサ手段へ供給する数値制御発振器とを備えるこ
とを特徴とするデジタル復調器を提供する。

【００１２】また、上記目的を達成するために、本願の
方法の発明の基本的な特徴によれば、デジタル変調信号
を第１の入力信号、再生搬送波位相を第２の入力信号と
して、前記第１の入力信号の位相成分から前記第２の入
力信号の位相成分を除去した信号を出力するミキサステ
ップと、このミキサステップの出力信号の位相と予め与
えられた基準位相との位相誤差を検出する位相誤差検出
ステップと、この位相誤差検出ステップの出力を受け、
入力された位相ジッタ抑圧制御信号によりゲインが調節
されるループフィルタを構成するステップと、このルー
プフィルタの出力によって制御され、発振出力である再
生搬送波位相を第２の入力信号として前記ミキサ手段へ
供給する数値制御発振ステップと、前記位相誤差検出ス
テップの出力を受け、ある時点ｔ０の第１のシンボルか
ら求めた位相誤差の正負の符号及び次の時点ｔ０＋１の
第２のシンボルから求めた位相誤差の正負の符号の反転
に応じて前記時点ｔ０＋１の第２のシンボルから求めた
位相誤差の正負を反転させると共に、これら連続する２
時点ｔ０，ｔ０＋１での位相誤差が同一符号のとき前記
ループフィルタのゲイン量を増加させ、異なる符号のと
き前記ループフィルタのゲイン量を減少させる位相ジッ
タ抑圧制御信号を前記ループフィルタへ供給する制御ス
テップとからなることを特徴とする復調方法を提供す
る。この方法の本発明によれば、長期に亘って安定して
キャリア位相同期の復調を行なうことができる。

【００１３】

【発明の実施の形態】図１に、本発明をＢＳ放送信号即
ち直交信号の復調に適用したデジタル復調器の一実施例
の構成を示す。

【００１４】この復調器は、複素信号のsin成分及びcos
成分を各々アナログ信号からデジタル信号に変換するＡ
Ｄ変換器１０１ａ，１０１ｂと、これらの変換器出力を
第１の複素信号とし後述する第２の複素信号と複素乗算
する複素乗算器１０２と、この出力のsin成分及びcos成
分を各々波形整形するナイキストフィルタ１０３ａ，１
０３ｂと、波形整形されたsin成分及びcos成分から検知
される複素平面上のシンボルの位置からそれに対応する
位相を求めて本来の基準位相と比較することによって位
相誤差を検出して位相誤差信号を出力する位相誤差検出
回路１０４と、この位相誤差信号から位相ジッタ量及び
その極性を検出してそれを抑圧する方向の位相ジッタ抑
圧制御信号を出力する位相ジッタ抑圧回路１０５と、こ
の位相ジッタ抑圧回路の出力する制御信号によりゲイン
を調節される２次のループフィルタ１０６と、このルー
プフィルタ出力により発振周波数を制御される数値制御
発振器（ＮＣＯ）１０７と、この発振器出力を受けてそ
れを複素信号（sin成分とcos成分）に変換しこの信号を
前記複素乗算器１０２に第２の複素信号として入力する
sin/cos変換器１０８とから成る。

【００１５】位相ジッタ抑圧回路１０５は、位相誤差検
出回路１０４の出力する位相誤差信号を受けてその符号
を判定する符号判定器１１１と、この出力を一時貯える
バッファ１１２と、このバッファ１１２の出力と前記位
相誤差検出回路１０４出力の位相誤差信号の乗算を行う
乗算器１１３と、乗算器１１３出力を積分する積分器１
１４と、この積分器１１４の積分出力を一時保持するバ
ッファ１１５と、バッファ１１５の出力の高い周波数成
分の雑音を除去するノイズ除去回路１１６と、この回路
により雑音を除去された信号の積分を行い位相ジッタ抑
圧制御信号を出力する積分回路１１７と、各バッファに
バーストクロックを供給するバーストクロック回路１１
８とから成る。

【００１６】積分器１１４は、バッファ１２１とこのバ
ッファ出力とこの積分器の入力を加算する加算器１２２
とから成る。また積分回路１１７は、リミッタ１２３
と、このリミッタ出力を一旦保持するバッファ１２４
と、このバッファ出力と積分回路１１７入力を加算する
加算器１２５とから成る。

【００１７】２次のループフィルタ１０６は、位相誤差
検出回路１０４出力の位相誤差信号を入力とし、上記位
相ジッタ抑圧制御信号によりゲインを調節する２つのゲ
イン調節回路１３１，１３２と、ゲイン調節回路１３１
出力を積分する積分器１３３と、この積分器出力を上記
ゲイン調節回路１３２出力と加算する加算器１３４とか
ら成り、積分器１３３は遅延素子１３５とこの遅延出力
及び入力を加算する加算器１３６とから成る。

【００１８】復調器の入力端子１４１ａ，１４１ｂに
は、図示しないＢＳチューナなどから入力するデジタル
変調されたＩＦ信号が入りＡＤ変換器１０１ａ，１０１
ｂにてアナログデジタル変換された後その出力信号１４
２ａ，１４２ｂは複素乗算器１０２に送られる。複素乗
算器１０２では、sin/cos変換器１０８が出力する再生
キャリアのsin成分１４３ａとcos成分１４３ｂと上記信
号１４２ａ，１４２ｂを複素乗算することによりキャリ
ア位相同期を実現する。

【００１９】キャリア位相同期した信号はナイキストフ
ィルタ１０３ａ，１０３ｂによって波形整形され、復調
信号１４４ａ，１４４ｂとなって、出力端子１４５ａ，
１４５ｂに接続された、図示しない後段の誤り訂正回路
などに出力される。一方、復調信号１４４ａ，１４４ｂ
は位相誤差検出回路１０４にも入力される。位相誤差検
出回路１０４は、上記２つの入力信号、即ちこれらをsi
n成分及びcos成分とする複素信号から複素面上のシンボ
ルの位置を検知しその角度により位相を求めて本来のあ
るべき基準位相と比較しその差に応じた位相誤差信号１
４６を出力する。

【００２０】位相誤差信号１４６は、位相ジッタ抑圧回
路１０５の符号判定器１１１、乗算器１１３及び２次の
ループフィルタ１０６の２つのゲイン調節回路１３１，
１３２に入力されている。

【００２１】ゲイン調節回路１３１，１３２は、復調器
の位相同期ループ１９０のループゲインを決定する部分
であり、これらの回路のゲインを後述する位相ジッタ抑
圧制御信号により適応的に増減することで位相ジッタ量
をコントロールすることができる。ゲイン調節回路１３
１の出力は積分器１３７に入力され、積分器１３７の出
力は加算器１３４でゲイン調節回路１３２出力と加算さ
れる。積分器１３３を通って加算器１３４に入力する経
路と、ゲイン調節器１３２から直接、加算器１３４へ入
力する経路の２つがあることで、この図の位相同期回路
は２次ＰＬＬ形式となり、残留誤差をゼロにする安定し
た動作が得られる。加算器１３４の出力は再生キャリア
と入力端子１４１ａ，１４１ｂへの入力信号の間の周波
数・位相ずれであり、この周波数・位相ずれの量を数値
制御発振器１０７に入力することで、数値制御発振器１
０７の出力は、入力信号のキャリアと同期する。数値制
御発振器１０７の出力はsin/cos変換器１０８で再生キ
ャリアのsin成分１４３ａとcos成分１４３ｂに変換され
て複素乗算器１０２において複素乗算され、入力信号と
位相同期する。

【００２２】上述のように位相誤差検出回路１０４出力
の位相誤差信号１４６は、位相ジッタ抑圧回路１０５の
符号判定器１１１及び乗算器１１３にも入力されてお
り、符号判定器１１１は位相誤差信号１４６の符号を判
定し、信号１４６が正なら１、負なら−１、ゼロならゼ
ロを出力する。符号判定器１１１の出力はバッファ１１
２にバーストクロック回路１１８出力のバーストクロッ
ク１４８のタイミングで一時貯えられ、貯えられた値が
乗算器１１３に出力される。この乗算器１１３は続く２
時点の位相ジッタ量をこれらの２時点で位相誤差が変化
したかを含めて出力する機能を有することになる。

【００２３】この実施例の場合、入力信号がＢＳ変調波
なのでバーストクロック１４８はＢＰＳＫバースト期間
に存在するシンボルクロックとする。ＢＳデジタル放送
の変調信号は図２に示すように、８相位相変調波（８Ｐ
ＳＫ）の２０４シンボル毎に４シンボルの２相位相変調
波（ＢＰＳＫ）が多重されている信号で、復調器はこの
ＢＰＳＫの位相に基づいて各シンボル時点の位相誤差を
求める。このＢＰＳＫの期間はバーストと呼ばれ、バー
スト期間にだけ存在するシンボルクロックをバーストク
ロックとする。

【００２４】バッファ１１２はＢＰＳＫバースト毎に、
あるシンボル時点ｔ０＋１の直前のシンボル時点ｔ０の
位相誤差の正負を判定し、その値をバッファ１１２にて
保持する。保持された結果は次のシンボル時点ｔ０＋１
の位相誤差に乗算器１１３によって乗算される。このた
め乗算器１１３の出力は、入力された位相誤差信号１４
６をバッファ１１２の出力である直前の位相誤差信号の
値を正負で符号反転したものとなる。つまり乗算器１１
３は位相誤差の符号が変化したときには符号反転器とし
て機能する。

【００２５】したがって、乗算器１１３の代わりにバッ
ファ１１２の出力信号１４９をもとに位相誤差信号１４
６の符号を反転させる他の回路を用いることもできる。
またここでバーストクロック１４８は、入力信号がＢＳ
変調波でないときには設計時に決めた適当な期間を設定
しても良い。

【００２６】乗算器１１３の出力は、バッファ１２１と
加算器１２２とから成る積分器１１４に入力される。バ
ッファ１２１はバーストクロック１４８で動作してお
り、クリア信号１５０のタイミングでゼロクリアされる
迄の期間、乗算器１１３の出力はこの積分器１１４にお
いて区間積分される。入力信号がＢＳ変調波の場合はク
リア信号はフレームタイミングが適当である。入力信号
がＢＳ変調波でない場合には、回路設計時に適宜定める
期間でクリアすれば良い。

【００２７】バッファ１２１の出力、即ち積分器１１４
にて区間積分された信号は、バッファ１１５を経て例え
ばＦＩＲ型の低域通過フィルタであるノイズ除去回路１
１６に入力される。

【００２８】ノイズ除去回路１１６の出力は、加算器１
２５、リミッタ１２３、及びバッファ１２４から成る積
分回路１１７において積分される。リミッタ１９１は積
分回路の内容が制限値を越えないようにしている。積分
回路１１７の積分結果は位相ジッタ抑圧制御信号１５１
であり、この信号の大きさが正ならばゲイン調節回路１
３１，１３２は位相誤差信号１４６に与えるゲインを大
きくし、位相ジッタ抑圧制御信号１５１が負ならば位相
誤差信号１４６に与えるゲインを小さくするように動作
する。

【００２９】ここで、図１の実施例の復調器の動作原理
を図３で説明する。或るシンボル間隔Ａの時に残留位相
誤差が図３に示しただけあるとする。時点ｔ０で位相同
期制御が起こるため、次のシンボル間隔Ｂでは残留位相
誤差が減少するが、ゼロではない。これを改善するため
に時点ｔ０＋１で再び位相同期制御がかかり、シンボル
間隔Ｃに示すようになる。ここでは制御量が大きすぎて
残留位相誤差が負に大きくなってしまっている。これは
ループゲインを一定にした時にあらわれやすい状態であ
って、このままでは残留位相誤差が正負で振動するだけ
で収束しない。これが位相ジッタである。

【００３０】本発明の図１に示した復調器では、Ａと
Ｂ、ＢとＣの残留位相誤差を比較する。シンボル間隔Ａ
からシンボル間隔Ｂへの位相制御では制御量が足りなか
ったので、シンボル間隔Ｂの残留位相誤差は正で残って
いる。シンボル間隔Ｂからシンボル間隔Ｃへの位相制御
では制御量が多すぎたのでシンボル間隔Ｃでの残留位相
誤差は負で残っている。ゆえに残留位相誤差が正の状態
から制御がかかり、次の状態で残留位相誤差が正で残っ
ているときには位相同期制御のゲインを増加させる方が
よいし、次の状態では残留位相誤差が負で残っている時
には位相同期制御のゲインを減少させる方がよい。次
に、シンボル間隔Ｃからシンボル間隔Ｄへの位相制御で
は制御量が多すぎて、正の位相誤差が残っている。つま
り、残留位相誤差が負の状態から制御がかかり、次の状
態で正の位相誤差がある時には位相同期制御のゲイン量
を減少させる方がよい。逆に残留位相誤差が負の状態か
ら制御がかかり、次の状態で負の位相誤差がある時には
位相同期制御のゲイン量を増加させる方がよい。

【００３１】このように、直前の残留位相誤差の正負と
現在の残留位相誤差の正負を比較することにより、常
時、位相ジッタを軽減させる最適な位相同期制御のゲイ
ンを適応的に求めることができる。

【００３２】ところで、上述の図１の本発明の一実施例
では、符号判定器１１１、バッファ１１２及び乗算器１
１３により、直前時点の残留位相誤差の正負と現在時点
の残留位相誤差の正負を比較しており、加算器１２２と
バッファ１２１はこの結果を区間積分して平滑化してい
る。

【００３３】位相ジッタ量によってゲイン調節回路１３
１，１３２を制御するには、位相誤差の量がわからなく
ても、或る時点の位相誤差とその次の時点の位相誤差の
値の符号を比較した結果の正負がわかればよいので、信
号１４９が入力される乗算器１１３の他方の入力として
位相誤差検出回路１０４出力の位相誤差信号１４６でな
く、符号判定器１１１の出力信号を用い、乗算器１１３
の出力は正，負，ゼロの３値をとるように構成すること
ができる。

【００３４】また、ゲイン調節回路１３１，１３２につ
いては、位相ジッタ抑圧制御信号１５１に比例して連続
的にゲインが調節できなくてもよく、例えばこれらのゲ
イン調節回路をシフタで構成し２倍，４倍，１／２倍，
１／４倍のゲインのみ設定できるように、信号１５１が
予め指定した閾値を越えて変化したときに、これらの離
散的なゲインのいずれかが選択されるような調節方法で
も良い。

【００３５】ノイズ除去回路１１６は、上記実施例では
ＦＩＲ型の低域通過フィルタを用いているが、これに限
らず、ヒステリシス特性回路、或いは予め定めた数の入
力が全て正の場合には＋１を出力し、全て負の場合には
−１を出力し、それ以外ではゼロを出力するような多数
決回路、といった高い周波数成分の雑音を除去する回路
ならばノイズ除去回路として用いることが可能であり、
回路規模や設計の容易さなどによって決定することがで
きる。

【００３６】また、図１の実施例では、入力信号がＢＳ
変調波であるのでバッファ１１２，１１５，１２１，１
２４を駆動する信号が、バーストクロック１４８であ
る。このバーストクロック１４８はＢＳ変調波のＢＰＳ
Ｋバーストに存在するシンボルクロックで、ＢＳ変調波
の復調はＢＰＳＫバーストを利用して行うので、図１で
もこのタイミングを指定した。ＣＳ変調波のようにバー
スト部分がなく、常に入力信号のシンボル位相誤差を用
いて位相同期する復調器ならばバーストクロック１４８
はシンボルクロックでよいし、あるいは設計時に適当な
期間を指定したタイミングでバーストクロック１４８を
指定してもよい。クリア信号１５０についてもＢＳの場
合にはフレーム期間をクリア信号の周期とすればよい
が、ＢＳ変調波以外の場合には適宜設計時に定めること
ができる。

【００３７】図４は、図１と図３で説明した本発明の実
施例の動作順序の概略をフローチャートに示したもので
ある。即ち、処理４０１ではｔ＝ｔ０＋１における位相
誤差がゼロかどうかを検知し、ゼロならば位相ジッタ検
出量をゼロにする（処理４０２）。この処理は図１では
乗算器１１３の出力に当たる。処理４０３ではｔ＝ｔ０
＋１とｔ＝ｔ０との位相誤差の正負符号が異なるかを調
べる。例えば図３に示すように、もしｔ＝ｔ０＋１の位
相誤差が負でｔ＝ｔ０の位相誤差が正、即ち位相誤差が
正から負に変わったようならば、位相誤差検出結果の符
合を反転した値をｔ＝ｔ０＋１時の位相ジッタ検出量と
する。また、図３でｔ＝ｔ０とｔ＝ｔ０−１の時点のよ
うに位相誤差が正で変わらなければ、処理４０５に示す
ようにｔ＝ｔ０時の位相誤差検出結果をそのまま位相ジ
ッタ検出量とする。処理４０６は上記位相ジッタ検出量
を区間積分して平滑化する処理であり、積分器１１４で
の動作に該当する。

【００３８】この手順に沿い、t＝t０時の位相誤差の符
号とt＝t０＋１時の位相誤差の符号を比較して位相ジッ
タ量を検出し、位相ジッタの量を検出及び推定するなら
ば、ソフトウェアによって本発明を実施することが可能
である。その後の処理４０７における高周波ノイズ成分
の除去は図１の復調器におけるノイズ除去回路１１６の
動作に、またその後の積分して位相ジッタ量を推定する
処理４０８は図１の積分回路１１７の動作に該当する。

【００３９】更に、この推定された位相ジッタ量により
ゲイン調節回路のゲインを調節する処理４０９は図１の
位相ジッタ抑圧回路１０５の出力（位相ジッタ抑圧制御
信号１５１）２つのゲイン調節回路１３１，１３２に入
力する部分に該当する。このフローチャートに沿った動
作は図１に示したように必ずしも回路によって行なう必
要はなく、本発明はソフトウェアにより行なうことがで
きる。

【００４０】以上上記実施例においては入力信号として
ＢＳ放送信号を念頭においたために直交変調波、即ち入
力信号１４２ａ，１４２ｂが復調器の入力になってい
る。しかし、本発明の適用は直交変調された信号に限定
されない。即ち、入力信号が２次元でなく、１次元の信
号であり、複素乗算器１０２の代わりにミキサあるいは
乗算器を用い、ナイキストフィルタは一つのみとし、位
相誤差検出器を１次元の信号用の誤差検出器としても、
本発明の意図するジッタ量を軽減するための制御とフィ
ードバックループは構成可能である。

【００４１】要するに本発明のポイントは、ある位相誤
差とその次の位相誤差の値の符号を比較することで位相
ジッタの量を推定でき、この結果を用いて位相同期回路
のループゲインを調節して位相ジッタを低減することで
ある。この点を用いればよく、その他の要素は自由に組
み合わせることができる。

【００４２】

【発明の効果】本発明により、入力信号によって位相雑
音が変動する場合にも、入力信号の位相雑音の寡多によ
らず位相ジッタを最低に抑えるループゲインを適応的に
得ることができ、したがって長期に亘って安定したデジ
タル復調を行なうことができ、特に低Ｃ／Ｎ時の位相同
期特性を改善することができる。また、ジッタ量に追従
してゲインを適応制御し、ノイズの量に関わらず最適な
ループゲインを保てる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明をＢＳデジタル放送受信の復調器に適用
した一実施例の構成図。

【図２】ＢＳデジタル放送の変調波の構成の一例を示す
図。

【図３】本発明一実施例である図１の復調器の動作を説
明するための図。

【図４】本発明の方法の動作手順を説明する為のフロー
チャート。

【符号の説明】

１０１ａ，１０１ｂ・・・ＡＤ変換器、１０２・・・複
素乗算器、１０３ａ，１０３ｂ・・・ナイキストフィル
タ、１０４・・・位相誤差検出回路、１０５・・・位相
ジッタ抑圧回路、１０６・・・２次のループフィルタ、
１０７・・・数値制御発振器、１０８・・・sin/cos変
換器、１１１・・・符号判定器、１１２，１１５，１２
１，１２４・・・バッファ、１１３・・・乗算器、１１
４・・・積分器、１１６・・・ノイズ除去回路、１１７
・・・積分回路、１３１，１３２・・・ゲイン調節回
路、１４６・・・位相誤差信号、１４８・・・バースト
クロック、１５１・・・位相ジッタ抑圧制御信号、１９
０・・・位相同期ループ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5K004 AA05 FA03 FA09 FG02 FH01 FK11 FK13 5K047 AA06 EE02 MM13 MM33 MM45 MM60

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 デジタル変調信号を第１の入力信号、再
   生搬送波位相を第２の入力信号として、前記第１の入力
   信号の位相成分から前記第２の入力信号の位相成分を除
   去した信号を出力するミキサ手段と、 このミキサ手段の出力信号の位相と予め与えられた基準
   位相との位相誤差を検出する位相誤差検出手段と、 この位相誤差検出手段の出力を受け、入力された位相ジ
   ッタ抑圧制御信号によりゲインが調節されるループフィ
   ルタと、 このループフィルタの出力によって制御され、発振出力
   である再生搬送波位相を第２の入力信号として前記ミキ
   サ手段へ供給する数値制御発振器と、 前記位相誤差検出手段の出力を受け、ある時点ｔ０の第
   １のシンボルから求めた位相誤差の正負の符号及び次の
   時点ｔ０＋１の第２のシンボルから求めた位相誤差の正
   負の符号の反転に応じて前記時点ｔ０＋１の第２のシン
   ボルから求めた位相誤差の正負を反転させると共に、こ
   れら連続する２時点ｔ０，ｔ０＋１での位相誤差が同一
   符号のとき前記ループフィルタのゲイン量を増加させ、
   異なる符号のとき前記ループフィルタのゲイン量を減少
   させる位相ジッタ抑圧制御信号を前記ループフィルタへ
   供給する制御手段とを備えることを特徴とするデジタル
   復調器。
2. 【請求項２】 デジタル変調信号を第１の入力信号、再
   生搬送波位相を第２の入力信号として、前記第１の入力
   信号の位相成分から前記第２の入力信号の位相成分を除
   去した信号を出力するミキサ手段と、 このミキサ手段の出力信号の位相と予め与えられた基準
   位相との位相誤差を検出する位相誤差検出手段と、 この位相誤差検出手段の出力を受け、ある時点ｔ０の第
   １のシンボルから求めた位相誤差の正負の符号及び次の
   時点ｔ０＋１の第２のシンボルから求めた位相誤差の正
   負の符号の反転に応じて、前記時点ｔ０＋１の第２のシ
   ンボルから求めた位相誤差の正負を反転させる符号制御
   手段と、 この符号制御手段の出力を平滑化する平滑化手段と、 この平滑化手段の出力を積分する積分手段と、 この積分手段の出力によってループゲインを調節される
   ループフィルタと、 このループフィルタの出力によって制御され、発振出力
   である再生搬送波位相を前記第２の入力信号として前記
   ミキサ手段へ供給する数値制御発振器とを備えることを
   特徴とするデジタル復調器。
3. 【請求項３】 前記ループフィルタは、入力信号のゲイ
   ンを調節できる第１、第２のゲイン調節回路と、前記第
   １のゲイン調節回路の出力を積分する積分器と、この積
   分器の出力に前記第２のゲイン調節回路の出力を加算す
   る加算器を有する２次のループフィルタから成ることを
   特徴とする請求項２記載のデジタル復調器。
4. 【請求項４】 デジタル変調信号を第１の入力信号、再
   生搬送波位相を第２の入力信号として、前記第１の入力
   信号の位相成分から前記第２の入力信号の位相成分を除
   去した信号を出力するミキサ手段と、 このミキサ手段の出力信号を波形整形するナイキストフ
   ィルタと、 このナイキストフィルタの出力を受けて位相誤差を検出
   する位相誤差検出手段と、 この位相誤差検出手段の出力を受け、ある時点ｔ０の第
   １のシンボルから求めた位相誤差の正負の符号及び次の
   時点ｔ０＋１の第２のシンボルから求めた位相誤差の正
   負の符号の反転に応じて、前記時点ｔ０＋１の第２のシ
   ンボルから求めた位相誤差の正負を反転させる符号制御
   手段と、 この符号制御手段の出力を平滑化する平滑化手段と、 この平滑化手段の出力を積分する積分手段と、 この積分手段の出力によってループゲインを調節される
   ループフィルタと、 このループフィルタの出力によって制御され、発振出力
   である再生搬送波位相を前記第２の入力信号として前記
   ミキサ手段へ供給する数値制御発振器とを備えることを
   特徴とするデジタル復調器。
5. 【請求項５】 デジタル変調信号を第１の入力信号、再
   生搬送波位相を第２の入力信号として、前記第１の入力
   信号の位相成分から前記第２の入力信号の位相成分を除
   去した信号を出力するミキサステップと、 このミキサステップの出力信号の位相と予め与えられた
   基準位相との位相誤差を検出する位相誤差検出ステップ
   と、 この位相誤差検出ステップの出力を受け、入力された位
   相ジッタ抑圧制御信号によりゲインが調節されるループ
   フィルタを構成するステップと、 このループフィルタの出力によって制御され、発振出力
   である再生搬送波位相を第２の入力信号として前記ミキ
   サ手段へ供給する数値制御発振ステップと、 前記位相誤差検出ステップの出力を受け、ある時点ｔ０
   の第１のシンボルから求めた位相誤差の正負の符号及び
   次の時点ｔ０＋１の第２のシンボルから求めた位相誤差
   の正負の符号の反転に応じて前記時点ｔ０＋１の第２の
   シンボルから求めた位相誤差の正負を反転させると共
   に、これら連続する２時点ｔ０，ｔ０＋１での位相誤差
   が同一符号のとき前記ループフィルタのゲイン量を増加
   させ、異なる符号のとき前記ループフィルタのゲイン量
   を減少させる位相ジッタ抑圧制御信号を前記ループフィ
   ルタへ供給する制御ステップとからなることを特徴とす
   るキャリア位相同期の復調方法。