JP2000324852A

JP2000324852A - 太陽光発電用電流形インバータ装置

Info

Publication number: JP2000324852A
Application number: JP11133429A
Authority: JP
Inventors: Kimihiko Furukawa; 公彦古川
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Priority date: 1999-05-14
Filing date: 1999-05-14
Publication date: 2000-11-24

Abstract

(57)【要約】【構成】太陽光発電用電流形インバータ装置１０は、
太陽電池アレイ部１２からの直流電力をリアクトル１８
を介して受けるかつダイオード２０〜２６を直列接続し
た４個の半導体スイッチング素子２８〜３４からなるブ
リッジ形のスイッチング回路３６、および各半導体スイ
ッチング素子２８〜３４にスイッチング制御信号を出力
するパルス幅変調制御回路３８を有する電流形インバー
タ部１４を備え、この電流形インバータ部１４により直
流電力を交流電力に変換して商用電力系統と連系するも
ので、このリアクトル１８を１８ａと１８ｂに均等２分
割して太陽電池アレイ部１２に対して対称的に配置接続
すると共にスイッチング回路３６の入力側にこのスイッ
チング回路３６と並列になるように高周波用半導体スイ
ッチング素子４０を接続している。【効果】この発明によれば、高周波電流が通過する電
子部品の数を減ることにより、損失の少ない変換効率の
良い、しかもノイズが低減された太陽光発電用電流形イ
ンバータ装置が提供できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は太陽光発電用電流形イ
ンバータ装置に関し、特にたとえば太陽電池の直流電力
を交流電力に変換して商用電力系統と連系する太陽光発
電用電流形インバータ装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、地球環境保護意識の高まりによっ
て、環境汚染のないクリーンエネルギー、中でも太陽電
池を利用した太陽光発電が注目され実用化が進んでい
る。この太陽光発電では発電電力が日射量に応じて大き
く変動するので、電力の安定供給および余剰発電電力の
有効利用を図るために、ビルや一般家庭に設置される太
陽電池とインバータからなる太陽光発電システムは、商
用電力系統との連系による使用が行われている。すなわ
ち、通常は太陽光発電システムと商用電力系統との並列
運転により負荷、例えばインバータエアコンに対する給
電が行われる。そして、自家に必要な電力の一部または
全部が太陽光発電によって賄われるとともに、太陽電池
の発電電力が余った場合には商用電力系統へ供給する逆
潮流が行われる。

【０００３】一般に、直流電力の単相交流電力への変換
は、例えば図８に示すように、自己ターンオフ機能を有
したスイッチング素子である４個の半導体デバイス、例
えば高速の半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ）Ｑ１〜
Ｑ４と、これらの各スイッチング素子に対して逆並列接
続された４個の帰還ダイオードＤ１〜Ｄ４とからなる単
相ブリッジの電圧形インバータ主回路が用いられる。

【０００４】このインバータ主回路において、半導体ス
イッチング素子Ｑ１、Ｑ４の組と半導体スイッチング素
子Ｑ２、Ｑ３の組とに分け、各組を交互にスイッチング
（開閉）することによって、半導体スイッチング素子Ｑ
１、Ｑ２の接続点と半導体スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４
の接続点との間に階段波状の電圧が得られる。そして、
スイッチング制御信号に適当なパルス幅変調（ＰＷＭ）
を施すことによって、出力電圧波形を正弦波形に近づけ
ることができる。つまり、直流電力を変換して単相交流
電力を出力するインバータ主回路は、スイッチング回路
とこの回路の動作を制御するＰＷＭ制御回路から構成さ
れる。

【０００５】なお、このインバータ主回路の入力直流電
圧は、原理的には出力交流電圧の波高値（実効値の約
１．４倍）であればよいが、実際には半導体スイッチン
グ素子Ｑ１〜Ｑ４の電圧降下、フィルタ回路の電圧降
下、および直流電源（太陽電池）の温度特性などを考慮
して出力交流電圧（実効値）の２倍程度の値に設定され
る。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】ところで、直流を交流
に変換するインバータでは、インバータの入出力間電圧
の振れによりノイズが多く出るという問題がある。

【０００７】すなわち、インバータ主回路においては、
電力線のアース間の高周波電圧の強度がノイズの放出量
に大きな影響を及ぼしている。通常ノイズは「アースに
対する高周波電圧の大きさ」として観測される。すなわ
ち、図９において、太陽電池アレイ部１と商用交流電源
２の間に配置されたインバータ主回路３の入出力端子を
Ｐ，Ｎ、ＵおよびＶとすると、Ｎ端子とアース間および
Ｖ端子とアース間の各電圧VＮＥ、VＶＥの高周波成分が
「アースに対する高周波電圧の大きさ」に相当する。ま
た、Ｐ端子とアース間およびＵ端子とアース間の各電圧
VＰＥ、VＵＥも同様に定義される。

【０００８】そして、インバータが動作する場合、上述
のように入出力間電圧の動きに注意する必要がある。特
に、内部でトランスを用いない方式では入出力端子がイ
ンバータ主回路３を構成するスイッチング素子を通じて
接続されるため入出力間電圧が急激に変化して、VＮ
Ｅ、VＶＥを変化させようとするため、これによりノイ
ズ放射量が格段に増加する場合がある。また、アースに
対する電圧変化は通常「コモンモード電圧」と呼ばれ
る。

【０００９】このインバータ主回路３のＤＣ側とＡＣ側
の各端子間（Ｐ−Ｎ、Ｕ−Ｖ）の電圧は各々直流電圧・
交流電圧であり、決まった値となる。ＡＣ側は系統電圧
であるので、瞬時値が交流であるが非常に低周波である
ため、ノイズとしての影響は無視することができる。

【００１０】図１０に示すような従来の電流形インバー
タでは、上述のようにノイズが非常に多く出るものであ
った。これは、スイッチング方式とインバータ主回路の
動作に起因しているものである。

【００１１】すなわち、系統側は単相３線２００Ｖの場
合、中性線であるＯ相は柱上トランスで接地されてい
る。したがって、これを基準に考察する。Ｏ相は常時Ｕ
−Ｖ間の電圧の中点となる。図１１に一般的に用いられ
ている波形発生パターンによるタイミング図を示す。

【００１２】例えば、「Ｕ→Ｖ」の方向へ電流を流す場
合、図１０においてスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４を常時
ＯＮとし、Ｑ２を電流を大きく流すほどＯＦＦ時間が長
くなるようにＰＷＭを発生させる。すると入力電流Ｉｉ
ｎはそのＰＷＭの比率に合わせて出力側へと流され、そ
の結果Ｑ２のＯＦＦ時間が長いほど出力電流が大きくな
る。逆に、「Ｖ→Ｕ」の方向へと電流を流す場合は、Ｑ
２、Ｑ３を常時ＯＮとし、Ｑ４をＰＷＭで制御すること
により電流量を制御できる。

【００１３】スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）を見る
と、各素子がＯＮ−ＯＦＦする際、ＯＦＦ時は周辺回路
により決定される電圧が印加される。電流形インバータ
の場合これは通常取り扱う電圧程度となり、ＡＣ２００
Ｖに対して連系運転する場合はＡＣ２００Ｖの最大値で
ある２８２Ｖが最大である。逆に、ＯＮ時にスイッチン
グ素子の両端はＯＮ電圧であり、ＯＦＦ時と比較して非
常に小さい値（１〜２Ｖ程度）となる。これによりスイ
ッチングのＯＮ−ＯＦＦサイクル毎の状況が解析でき
る。

【００１４】そこで、出力側の電圧が交流の瞬時値で２
００Ｖ（片側で１００Ｖ）、入力側が５０Ｖと仮定す
る。

【００１５】図１０において、スイッチング素子のＱ
１，Ｑ２，Ｑ４＝ＯＮ，Ｑ３＝ＯＦＦの場合、入出力間
電圧は図１２のようになる。図中ではＯＮとなっている
スイッチング素子およびダイオードは両方とも省略して
いる。この場合入力リアクトルはＤＣ５０Ｖが印加され
て入力電流Ｉｉｎは増加する。また、出力電流Ｉｏｕｔ
は出力側コンデンサＣｏｕｔからの供給となり、減少す
る。交流側Ｏ相を基準とした場合、図から明らかなよう
にＰ相は１５０Ｖ、Ｎ相は１００Ｖとなる。

【００１６】次に、図１２からＱ２＝ＯＦＦとなった場
合の回路図が図１３に示されている。Ｑ２＝ＯＦＦとな
ったために入力電流Ｉｉｎにより出力側コンデンサＣｏ
ｕｔは充電され、充電に不足分の電圧は入力リアクトル
により補われる。ダイオードＤ４は図１１では逆バイア
スのためＯＦＦであったが、スイッチング素子Ｑ２がＯ
ＦＦとなったためにＱ２のＯＦＦ電圧が出力側の電圧を
支え、入力電流Ｉｉｎの戻りの電流を流すためにＯＮと
なる。この場合も交流側Ｏ相を基準に考えた場合、Ｎ相
は−１００ＶでＰ相はＮ相から５０Ｖ上昇した−５０Ｖ
となる。

【００１７】次の半サイクルは交流電圧関係がＶ＞Ｕと
なる。Ｑ１＝ＯＦＦ、Ｑ２,Ｑ３,Ｑ４＝ＯＮの場合の回
路図を図１４に示す。Ｑ２＝ＯＮであるが、Ｖ＞Ｕであ
るためダイオードＤ２は逆バイアスされＯＦＦである。
Ｏ相を基準に考察すると、Ｐ相は１５０Ｖ、Ｎ相は１０
０Ｖである。

【００１８】最後に、Ｑ１,Ｑ４＝ＯＦＦ、Ｑ２,Ｑ３＝
ＯＮの場合の回路図を図１５に示す。この回路図では図
１３においてＵ，Ｖが入れ替わったものとみなして良い
から、Ｏ相を基準にした場合Ｐ相は−５０Ｖ、Ｎ相は−
１００Ｖとなる。

【００１９】図１１に示す波形発生パターンと図１２〜
図１５で得られた結果をまとめると、次のようになる。

【００２０】１）Ｕ＞Ｖの場合、Ｑ２のスイッチングＯ
Ｎ−ＯＦＦにおいてＯ相からみた電位は以下のようにな
る。

【００２１】Ｐ相１５０Ｖ→―５０Ｖ→１５０Ｖ→―５０Ｖ→… ±１００ＶＮ相１００Ｖ→―１００Ｖ→１００Ｖ→―１００Ｖ→… ±１００Ｖ２）Ｕ＜Ｖの場合、Ｑ４のスイッチングＯＮ−ＯＦＦに
おいてＶ相から見た電位は以下のようになる。

【００２２】Ｐ相１５０Ｖ→―５０Ｖ→１５０Ｖ→―５０Ｖ→… ±１００ＶＮ相１００Ｖ→―１００Ｖ→１００Ｖ→―１００Ｖ→… ±１００Ｖいずれのサイクルにおいても±１００Ｖの振れが発生す
る。これはスイッチング毎により発生する電圧の変化で
ある。スイッチング周波数は通常可聴周波数よりも高い
値に設定されるため、１５〜１７ｋＨｚ以上がよく使用
される。したがって、Ｐ相、Ｎ相は上の電圧変化が１５
〜１７ｋＨｚの範囲で発生することとなる。

【００２３】一方、系統電圧はＡＣのため、図１２〜図
１５に示したＵ,Ｖが商用周波数（５０、６０Ｈｚ）で
電圧変化が発生する。一般に系統電圧の中性相（０相）
は接地されているので、上述の検証で用いた１）および
２）の電圧変化は接地に対して発生していることとな
り、これの高周波成分（１５０ｋＨｚ以上）の大きさが
ノイズとなって観測される。ＶＣＣＩによると１５０ｋ
Ｈｚでは７９ｄＢμＶ以下となっており、これは電圧レ
ベルでは８９ｍＶ以下に相当する。第１０高調波（１５
０ｋＨｚ）で８９ｍＶ以下となることを考慮すると、１
５ｋＨｚで±１００Ｖの電圧変化は非常に大きなノイズ
レベルであることが理解される。

【００２４】それゆえに、この発明の主たる目的は、簡
単な構成によりノイズの発生を低減すると共に変換効率
の良い、太陽光発電用電流形インバータ装置を提供する
ことである。

【００２５】

【課題を解決するための手段】この発明は、太陽電池か
らの直流電力をリアクトルを介して受けるかつ４個の半
導体スイッチング素子からなるブリッジ形のスイッチン
グ回路、および各半導体スイッチング素子にスイッチン
グ制御信号を出力するパルス幅変調制御回路を有する電
流形インバータ部を備え、この電流形インバータ部によ
り太陽電池の直流電力を交流電力に変換して商用電力系
統と連系する太陽光発電用電流形インバータ装置におい
て、リアクトルの出力側でスイッチング回路と並列にな
るように高周波スイッチング部を設けたことを特徴とす
る、太陽光発電用電流形インバータ装置である。

【００２６】また、この発明は上述の太陽光発電用電流
形インバータ装置において、リアクトルを均等２分割し
て太陽電池に対して対称的に配置接続すると共に、スイ
ッチング回路の入力側にこのスイッチング回路と並列に
なるように高周波スイッチング部を設けたことを特徴と
する、太陽光発電用電流形インバータ装置である。

【００２７】

【作用】リアクトルの出力側でスイッチング回路と並列
に高周波スイッチング部を設けたことにより、スイッチ
ング回路の動作時に高周波部分は別ルートによりバイパ
スして流れ、電流が通過する電子部品を減らすことがで
きる。また、リアクトルを均等２分割して入力側に対称
的に配置しているのでスイッチングにおいて電位は変化
せずノイズの発生も抑制される。

【００２８】

【発明の効果】この発明によれば、変換効率が改善され
るると共にノイズも低減されるので、小型で性能のよい
太陽光発電用電流形インバータ装置を安価に提供するこ
とが可能となる。

【００２９】この発明の上述の目的，その他の目的，特
徴および利点は、図面を参照して行う以下の実施例の詳
細な説明により一層明らかとなろう。

【００３０】

【実施例】図１〜図４に示すこの発明による一実施例で
ある太陽光発電用電流形インバータ装置１０について説
明する。

【００３１】図１において、太陽光発電用電流形インバ
ータ装置１０は、太陽電池アレイ部１２からの直流電力
を受ける電流形インバータ部１４、および出力フイルタ
回路１６を含む。

【００３２】太陽電池アレイ部１２は図示されない複数
の太陽電池と同じく同数の逆電流阻止用ダイオードとよ
りなるもので、太陽電池と逆電流阻止用ダイオードは出
力容量に応じて必要な数だけ直列あるいは並列に接続さ
れる。

【００３３】また、電流形インバータ部１４は太陽電池
アレイ部１２で発電された直流電力を交流電力に変換す
るもので、高周波リプルを平滑化する電流平滑用リアク
トル１８とダイオード２０，２２，２４、および２６を
それぞれ直列接続した４個の半導体スイッチング素子２
８，３０，３２、および３４をブリッジ形に接続して構
成するスイッチング回路３６、およびこのスイッチング
回路３６の各半導体スイッチング素子２８〜３４にスイ
ッチング制御信号を出力するパルス幅変調制御回路（Ｐ
ＷＭ制御回路）３８を含む。このＰＷＭ制御回路３８
は、例えばスイッチング回路３６の出力電流を図示され
ない電流検出器で検出してフィードバックするフィード
バック制御系で、スイッチング回路３６の出力状態が適
正になるようにパルス幅を調整した複数組のＰＷＭパル
スをスイッチング回路３６を構成する各半導体スイッチ
ング素子２８〜３４に供給するものである。

【００３４】さらに、電流平滑用リアクトル１８の出力
側でスイッチング回路３６と並列に高周波用半導体スイ
ッチング素子４０を接続している。その結果、例えば半
導体スイッチング素子２８、３０が同時にＯＮするよう
な場合、高周波用半導体スイッチング素子４０をＯＮさ
せて高周波電流をこの素子４０の方へ流れるようにす
る。これにより従来は半導体スイッチング素子２８と３
０およびダイオード２０と２２の４個分の損失がこのス
イッチング素子４０のみとなる。

【００３５】従って、スイッチング回路３６より高周波
スイッチング部分を分離することにより、高周波電流の
流れ方が変わってこの電流が通過すべきデバイスを減ら
し、変換効率が０．５〜１％程度改善される。すなわ
ち、図１０に示す従来例において、図１１のようなスイ
ッチングを行った場合、高周波スイッチングを行うのは
スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４であるが、スイッチングサ
イクルの途中にはスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２もしくは
Ｑ３、Ｑ４が同時にＯＮとなる時間が存在する。この時
電流（Ｉｉｎ）はスイッチング素子２個とダイオード２
個を通過する。これにより発生する損失は無視できない
値となる。また、上述で説明したように、この電流形イ
ンバータ主回路方式では電流は必ずスイッチング素子２
個とダイオード２個を通過するので、定常的には素子４
個分の損失となる。このことを具体的に説明すると、例
えば入力電流が３０Ａ、出力電流が１５Ａのインバータ
の場合、この回路を流れる電流は出力の１５Ａでなく入
力の３０Ａである。したがって、スイッチング素子とダ
イオードのＯＮ電圧を合計で３Ｖとした場合、３０Ａ×
３Ｖ×電流通過時間分の損失が発生する。この損失は、
通常無視できない大きな値となる。

【００３６】また、出力フイルタ回路１６はスイッチン
グ回路３６の出力端に接続されるコンデンサ４２、およ
びリアクトル４４、４４を含み、高周波成分の少ない出
力を得るための逆Ｌ字形となっている。この出力フイル
タ回路１６には図示されない負荷および商用電力系統が
連系接続される。

【００３７】次に、上述の構成における太陽光発電用電
流形インバータ装置１０の動作概要について説明する。

【００３８】先ず、太陽光の照射により太陽電池アレイ
部１２で生じた起電力は、電流平滑用リアクトル１８で
高周波リプルを平滑化し高周波成分を高周波用半導体ス
イッチング素子４０に流すと共に平滑な部分をスイッチ
ング回路３６に入力される。このスイッチング回路３６
では出力状態が適正になるようにＰＷＭ制御回路３８よ
りパルス幅を調整した複数組のＰＷＭパルスをスイッチ
ング信号としてスイッチング回路３６を構成する各半導
体スイッチング素子２８〜３４に供給する。その結果、
スイッチング回路３６からは歪の少ない交流電流が出力
されて出力フイルタ回路１６で更に高周波成分を除去さ
れて、負荷若しくは商用電力系統に連系される。

【００３９】また、この実施例においては、高周波用半
導体スイッチング素子４０（Ｑ５）のみを高周波スイッ
チング（１５ｋＨｚ）させることで、それ以外のスイッ
チング回路３６を構成する４個の半導体スイッチング素
子２８〜３４（Ｑ１〜Ｑ４）は出力電流の周波数で切り
かえれば良い。その時のタイミングを示すスイッチング
パターンが図７に示されている。この図より明らかなよ
うに、ＰＷＭ発生用三角波比較により高周波用半導体ス
イッチング素子４０（Ｑ５）のみ高周波スイッチングを
行う。この素子４０（Ｑ５）がＯＮの時、出力側半導体
スイッチング素子２８〜３４（Ｑ１〜Ｑ４）も同時にＯ
Ｎとなっているが、ダイオード２０〜２６が逆流を防止
するので動作に何ら問題は無い。出力側半導体スイッチ
ング素子２８〜３４（Ｑ１〜Ｑ４）は上述のように商用
周波数でスイッチングするので、高周波用スイッチング
素子４０（Ｑ５）と比較してスイッチング速度が低速の
ものが利用可能となる。例えば、バイポーラトランジス
タなどは低速であるがＯＮ時の電圧が低く低損失で、価
格も安価である。

【００４０】次に、図２に示す他の実施例について説明
するが、図１の実施例と同一の構成部分については、同
一の符号を付してその説明を省略する。

【００４１】この他の実施例においては、電流形インバ
ータ主回路を構成するブリッジ形のスイッチング回路３
６を構成する各半導体スイッチング素子２８〜３４に直
列接続していた４個のダイオード２０〜２６（図１を参
照）を１個の共通ダイオード４６としてスイッチング回
路３６の前段に移動して接続している。したがって、高
周波用半導体スイッチング素子４０がＯＮの時はこの共
通ダイオード４６により出力側と分離されるので、ダイ
オードは１個で良いことになる。その結果、図１に示す
実施例の場合よりもさらに損失を低減することができ
る。

【００４２】また、図３に示す第３実施例は、図２の実
施例をさらに改善したもので、同一の構成部分について
は、同じ符号を付してその説明を省略する。

【００４３】この第３実施例においては、電流形インバ
ータ主回路を構成するスイッチング回路３６の出力端側
に接続している高周波成分を除去するコンデンサ４２と
リアクトル４４で構成される出力フィルタ回路１６（図
２を参照）をスイッチング回路３６の前段にフィルタ回
路４８として配置したものである。すなわち、スイッチ
ング回路３６に対してフィルタ回路４８を構成するコン
デンサ４２を並列に、リアクトル４４を直列に接続して
いる。このフィルタ回路４８により高周波成分が除去さ
れるからスイッチング回路３６を構成する各半導体スイ
ッチング素子２８〜３４に高周波電流は流れない。その
ために、図２に示す実施例のものに比較してさらに低損
失となる。

【００４４】更に、図４に示すこの発明による第４実施
例は、電流形インバータ主回路の入出力間電圧の振れに
起因するノイズの発生を低減したもので、図１に示す実
施例において、電流平滑用リアクトル１８を均等２分割
してリアクトル１８ａ、１８ｂとし、このリアクトル１
８ａおよび１８ｂを入力側に対になるように対称的に配
置接続している。なお、図１の実施例と同じ構成部分に
は同一の符号を付してその説明は省略する。このように
入力側の回路構成を工夫することで、対地電圧の高周波
変動を抑制し、低ノイズ化を可能にしている。

【００４５】つぎに、この第４実施例の動作概要につい
て考察する。まず、図４において、高周波用半導体スイ
ッチング素子４０、および半導体スイッチング素子２
８、３４が共にＯＮ、半導体スイッチング素子３０およ
び３２が共にＯＦＦの場合の回路構成が図５に示されて
いる。ここで出力側の電圧が交流の瞬時値で２００Ｖ
（片側１００Ｖ）、入力側が５０Ｖであると仮定する。
この図より明らかなようにダイオード２０と２６がＯＦ
Ｆとなって、リアクトル１８ａと１８ｂが見かけ上分離
された形となる。この時、ダイオード２０と２６が支え
る逆電圧は必ずしも均等になるとは限らないが、このこ
とは逆に直前の値により左右されることを示している。

【００４６】これより、Ｐ、Ｎ相はＯ相と対象の電位と
なる。すなわち、図５ではＰ相は＋２５Ｖ、Ｎ相は−２
５Ｖとなっている。次のサイクルで高周波用半導体スイ
ッチング素子４０がＯＦＦとなる。この時の回路構成が
図６に示されている。リアクトル１８ａ、１８ｂが系統
電圧との差を均等に負担するため、Ｐ、Ｎ端子の電位は
Ｏ相に対して対称的な配置となり、Ｐ相はＯ相から＋２
５Ｖ、Ｎ相はＯ相から−２５Ｖの電位となる。

【００４７】図５において、Ｐ、Ｎ端子の電位はダイオ
ード２０、２６により発生する逆電圧によりＯ相とは直
接関係ないたあめ、図５と図６のサイクルが交互に発生
するので、図６は図５の状態を引き継いでいると考える
ことができる。

【００４８】また、同様に半導体スイッチング素子２８
と３４がＯＦＦ、半導体スイッチング素子３０と３２が
ＯＮの場合も考えられるが、これは図５および図６にお
いてＵ、Ｖの関係が逆転するだけで、Ｐ、Ｎの電位は変
わらないので説明は省略する。

【００４９】以上の説明により、図４に示す第４実施例
で全てのスイッチングにおいて、Ｐ、Ｎの電位は変化せ
ず、その結果ノイズの発生も抑制されることになる。す
なわち、電流形インバータ主回路の入力側にこの発明に
よる対策を実施した場合、１３０ｄＢμＶのノイズが９
０ｄＢμＶに低減された。なお、図４の実施例におい
て、太陽電池アレイ部１２と並列に平滑用コンデンサを
追加して接続すれば、ノイズの低減効果はさらに大きく
なる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の一実施例である太陽光発電用電流形
インバータ装置の概略構成を示す回路図である。

【図２】この発明による他の実施例の要部回路図であ
る。

【図３】この発明による第３実施例の要部回路図であ
る。

【図４】この発明による第４実施例の要部回路図であ
る。

【図５】図４において、ある動作時の回路図である。

【図６】図４において、他の動作時の回路図である。

【図７】図１に示す実施例におけるスイッチングパター
ンのタイミング図である。

【図８】従来の電圧形インバータ装置の回路図である。

【図９】太陽電池アレイ部と商用交流電源の間にインバ
ータ主回路を設けた場合のノイズ発生の概要を説明する
ためのブロック図である。

【図１０】従来の電流形インバータ装置の回路図であ
る。

【図１１】一般的に用いられている波形発生パターンに
よるスイッチングのタイミング図である。

【図１２】図１０において、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ
２，Ｑ４がＯＮ，Ｑ３がＯＦＦの場合における回路図で
ある。

【図１３】図１０において、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ
４がＯＮ，Ｑ２，Ｑ３がＯＦＦの場合における回路図で
ある。

【図１４】図１０において、交流電圧関係がＶ＞Ｕでス
イッチング素子Ｑ１がＯＦＦ、Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４がＯＮ
の場合における回路図である。

【図１５】図１０において、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ
４がＯＦＦ，Ｑ２，Ｑ３がＯＮの場合における回路図で
ある。

【符号の説明】

１０ …太陽光発電用電流形インバータ装置１２ …太陽電池アレイ部１４ …電流形インバータ部１６ …出力フィルタ回路１８ …電流平滑用リアクトル（入力リアクトル）２０〜２６ …ダイオード（Ｄ１〜Ｄ４）２８〜３４ …半導体スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）３６ …スイッチング回路３８ …パルス幅変調制御回路（ＰＷＭ制御回路）４０ …高周波用半導体スイッチング素子（Ｑ５）４２ …コンデンサ４４ …リアクトル４６ …共通ダイオード４８ …フィルタ回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】太陽電池からの直流電力をリアクトルを介
して受けるかつ４個の半導体スイッチング素子からなる
ブリッジ形のスイッチング回路、および前記各半導体ス
イッチング素子にスイッチング制御信号を出力するパル
ス幅変調制御回路を有する電流形インバータ部を備え、
前記電流形インバータ部により前記直流電力を交流電力
に変換して商用電力系統と連系する太陽光発電用電流形
インバータ装置において、前記リアクトルの出力側で前記スイッチング回路と並列
になるように高周波スイッチングン部を設けたことを特
徴とする、太陽光発電用電流形インバータ装置。
【請求項２】前記高周波スイッチング部は高周波用半導
体スイッチング素子を含む、請求項１記載の太陽光発電
用電流形インバータ装置。
【請求項３】前記スイッチング回路の前段に、さらに共
通ダイオードを直列接続してなる、請求項１または２記
載の太陽光発電用電流形インバータ装置。
【請求項４】前記スイッチング回路の出力端に、さらに
コンデンサとリアクトルで形成される出力フイルタ回路
を接続してなる、請求項１ないし３のいずれかに記載の
太陽光発電用電流形インバータ装置。
【請求項５】前記共通ダイオードと前記スイッチング回
路の間に、コンデンサとリアクトルで形成されるフイル
タ回路を接続してなる、請求項３記載の太陽光発電用電
流形インバータ装置。
【請求項６】前記リアクトルを均等２分割して前記太陽
電池に対して対称的に配置接続したことを特徴とする、
請求項１ないし５のいずれかに記載の太陽光発電用電流
形インバータ装置。