JP2000324879A - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ブラシレスモータの誘起電圧やインダクタン
スに歪みがあるときにおいても、トルクリップルが生じ
ない、騒音や振動の発生を抑制したモータの制御装置を
提供する。 【解決手段】 本発明のモータ制御装置は、モータ５の
ステータ巻線１ｕ、１ｖ、１ｗを流れる相電流からｄ軸
電流値ｉｄとｑ軸電流値ｉｑとを求め、これらの電流値
がｄ軸電流指令値ｉｄ＊とｑ軸電流指令値ｉｑ＊とおり
になるように、ｄ軸電圧指令値ｖｄ＊とｑ軸電圧指令値
ｖｑ＊とを作成して、相電流を制御するモータの制御装
置において、前記ｄ軸及びｑ軸電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ
＊と前記ｄ軸及びｑ軸電流値ｉｄ、ｉｑに基づき、それ
ぞれ駆動周波数の整数倍の周波数のｄ軸及びｑ軸学習値
ｖｄｒ、ｖｑｒを作成し、これらのｄ軸及びｑ軸学習値
を用いてｄ軸及びｑ軸電圧指令値を補正するよう構成さ
れている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、誘起電圧やインダ
クタンスの変化分が歪んだモータにおいて、ステータ巻
線に流れる相電流の歪みを低減するモータ制御装置に関
するものである。

【０００２】

【従来の技術】ブラシレスモータは、機械的な整流機構
を持たないため保守が容易であり、永久磁石を利用して
いるため高効率である。従って、ブラシレスモータは電
気自動車用、産業機械用、あるいは空調機の圧縮機用な
どのモータとして幅広く使用されている。このブラシレ
スモータを制御する従来のモータ制御装置としては、文
献「ＡＣサーボモータの理論と設計の実際」（１９９０
年５月第１版、総合電子出版社）に示されているものが
ある。

【０００３】上記文献に示されている従来のモータ制御
装置は、モータのステータ巻線に流れる相電流を検出
し、静止座標系における相電流を回転座標系のｄ軸上の
ｄ軸電流値及びｑ軸上のｑ軸電流値に変換する。そし
て、ｄ軸電流値がｄ軸電流指令値の通りになるよう比例
積分制御し、ｄ軸電圧値を作成する。また、ｑ軸電流値
がｑ軸電流指令値の通りになるよう比例積分制御し、ｑ
軸電圧指令値を作成する。これらのｄ軸電圧指令値とｑ
軸電圧指令値とを静止座標系の相電圧指令値に変換し、
ステータ巻線にこの相電圧指令値で示される電圧を印加
する。このように、従来のモータ制御装置は、ｄ軸電流
指令値とｑ軸電流指令値で表される正弦波状の相電流を
ステータ巻線に流し、ブラシレスモータに所定の出力ト
ルクを発生させていた。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】正弦波状に着磁された
永久磁石を使用したブラシレスモータにおいて、理想的
にはステータ巻線に誘起される電圧の波形は、ロータの
回転の角度に対して正弦波状に変化する。また、ブラシ
レスモータやシンクロナスリラクタンスモータにおい
て、理想的にはインダクタンスの変化分がロータの回転
の角度に対して正弦波状に変化する。しかし、実際のブ
ラシレスモータやシンクロナスリラクタンスモータにお
いては、ステータ巻線の誘起電圧やインダクタンスの変
化分は正弦波状から歪んだ波形となる。

【０００５】従来のモータ制御装置は、ステータに流れ
る相電流をフィードバックし、電流指令値の通りになる
よう電圧指令値を制御している。従って、従来のモータ
制御装置は、ステータ巻線の誘起電圧やインダクタンス
が歪んでも、これらの歪みを補償するよう電圧指令値を
変化させて正弦波状の相電流を流すよう構成されてい
た。上記のように構成された従来のモータ制御装置にお
いて、電流制御の周期を高速化して、フィードバックゲ
インを大きくすることにより、ステータ巻線の誘起電圧
やインダクタンスにおける大きな歪みに対する補償を行
っていた。しかしながら、電流制御の周期を高速化する
には自ずと限界があり、フィードバックゲインを大きく
するには限界があった。従って、永久磁石をロータの内
部に埋め込んだ埋込磁石型モータ（IPM：Interior Per
manent Magnet motor）のような誘起電圧やインダク
タンスの歪みが大きいモータにおいては、これらの歪み
を十分に補償することはできないという問題があった。

【０００６】この問題について図８を参照して具体的に
説明する。図８は、従来のモータ制御装置を用いて、電
気角３６０°あたりにステータのスロット数が１２であ
る埋込磁石型モータを従来のモータ制御装置により制御
したときのステータを流れる相電流の波形図である。従
来のモータ制御装置による制御において、誘起電圧やイ
ンダクタンスの歪みによる影響は相電流に対して電気角
３６０°あたりに１２回（スロット数）の割合で繰り返
される。従って、図８に示すように、相電流は周期が３
０°（＝３６０°／１２スロット）で波打つような歪み
の成分を有している。このように、従来のモータ制御装
置において、電流のフィードバック制御だけでは、誘起
電圧やインダクタンスの歪みが大きいときに、これらの
歪みを十分に補償することができなかった。そのため、
このような制御では、相電流が波打つような歪みの成分
により回転トルクのリップルが生じ、騒音や振動が発生
し、電磁音も発生していた。

【０００７】本発明は、相電流のフィードバック制御だ
けではなく、誘起電圧やインダクタンスの歪みの影響を
学習して得た学習値をフィードフォワード的に電圧指令
値に重畳することにより、相電流の歪みを低減し、トル
クリップルや電磁音を低減することのできるモータ制御
装置を提供することを目的とする。

【０００８】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、本発明に係るモータ制御装置は、モータに流れる
電流を検出し、電流値を出力する電流検出手段と、前記
モータに流す電流の指令値を作成する電流指令値作成手
段と、前記電流指令値と前記電流値とに基づき前記モー
タに印加する電圧指令値を作成する電圧指令値作成手段
と、前記電圧指令値に基づき前記モータに電圧を印加す
る駆動手段とを具備し、前記電圧指令値作成手段が、前
記電流指令値と前記電流値とに基づき、前記電圧指令値
の補正に使用する駆動周波数の整数倍の周波数の学習値
を作成する学習値作成手段を有し、前記学習値にも基づ
き前記電圧指令値を作成するよう構成されている。

【０００９】上記のように構成した本発明のモータ制御
装置は、ステータ巻線の誘起電圧やインダクタンスに歪
みがある場合においても、これらの歪みの影響を学習し
て得た学習値に基づいた補正値により電圧指令値を補正
するため、ステータを流れる電流の歪みを低減し、トル
クリップルや電磁音の発生を抑制することができる。

【００１０】他の観点の発明に係るモータ制御装置は、
モータのステータ巻線に流れる電流を検出し、相電流値
を出力する相電流検出手段と、静止座標系における前記
相電流値を回転座標系のｄ軸上のｄ軸電流値及びｑ軸上
のｑ軸電流値とにそれぞれ変換する３相２相変換手段
と、前記ｄ軸電流値の指令値であるｄ軸電流指令値と前
記ｑ軸電流値の指令値であるｑ軸電流指令値とを作成す
る電流指令値作成手段と、前記ｄ軸電流指令値、前記ｄ
軸電流値、前記ｑ軸電流指令値、前記ｑ軸電流値に基づ
き前記ｄ軸に印加する電圧の指令値であるｄ軸電圧指令
値と前記ｑ軸に印加する電圧の指令値であるｑ軸電圧指
令値とを作成する電圧指令値作成手段と、前記回転座標
系におけるの前記ｄ軸電圧指令値と前記ｑ軸電圧指令値
とを前記静止座標系における相電圧指令値に変換する２
相３相変換手段と、前記相電圧指令値に基づき前記ステ
ータ巻線に電圧を印加する駆動手段とを具備し、前記電
圧指令値作成手段が、前記ｄ軸電流指令値と前記ｄ軸電
流値とに基づき前記ｄ軸電圧指令値の補正に使用する駆
動周波数の整数倍の周波数のｄ軸学習値を作成するｄ軸
学習値作成手段と、前記ｑ軸電流指令値と前記ｑ軸電流
値とに基づき前記ｑ軸電圧指令値の補正に使用する駆動
周波数の整数倍の周波数のｑ軸学習値を作成するｑ軸学
習値作成手段とを有し、前記ｄ軸学習値にも基づき前記
ｄ軸電圧指令値を作成し、前記ｑ軸学習値にも基づき前
記ｑ軸電圧指令値を作成するよう構成されている。

【００１１】上記のように構成した本発明のモータ制御
装置は、ステータ巻線の誘起電圧やインダクタンスに歪
みがある場合において、これらの歪みの影響を学習して
得た学習値に基づいた補正値により電圧指令値を補正し
て、ステータを流れる相電流の歪みを低減し、トルクリ
ップルや電磁音の発生を抑制することができる。

【００１２】

【発明の実施の形態】以下、本発明に係るモータ制御装
置の好適な実施例について添付の図面を参照しつつ説明
する。

【００１３】《実施例１》以下、本発明に係る実施例１
におけるモータ制御装置について図１から図６を用いて
説明する。実施例１におけるモータ制御装置は、電流制
御部における比例項から誘起電圧やインダクタンスの歪
みの情報を学習し、この歪みを表すｄ軸学習値とｑ軸学
習値とを作成する。そして、これらの学習値から誘起電
圧やインダクタンスの歪みの影響をなくすようなｄ軸補
正値とｑ軸補正値とを作成し、これらの補正値を電圧指
令値にフィードフォワード的に重畳する。このように電
圧指令値を作成することにより、実施例１のモータ制御
装置は相電流の歪みの低減を実現するものである。

【００１４】［実施例１のモータ制御装置の構成］ま
ず、本発明に係る実施例１のモータ制御装置の構成につ
いて説明する。図１は、実施例１のモータ制御装置の構
成を示すブロック図である。図１において、ブラシレス
モータ５は、２４個のスロット数を有するステータ（図
示せず）と、このステータに対向し近接して配置された
ロータ２とを有している。各ステータには、相電流が流
れるステータ巻線１ｕ、１ｖ、１ｗがそれぞれ巻回され
ている。実施例１において、ステータに巻回されたステ
ータ巻線１ｕ、１ｖ、１ｗはＹ結線（各ステータ巻線１
ｕ、１ｖ、１ｗの片端が１点で接続される結線）されて
いる。このロータ２の内部には永久磁石３が配置されて
おり、相電流により生成される磁束とこの永久磁石３に
より生成される磁束との相互作用によりロータ２が回転
する。実施例１におけるブラシレスモータ５の磁極数は
４である。また、ロータ２の片側の回転軸端部には光エ
ンコーダ４が取り付けられおり、この光エンコーダ４
は、ロータ２の回転角度の検出に使用する原点位置信号
ＺとＡ相信号ＡとＢ相信号Ｂとを出力する。

【００１５】実施例１のモータ制御装置は、ステータ巻
線１ｕ、１ｖ、１ｗに印加する電圧を制御する駆動部７
と、スイッチング指令信号ｇｕｈ、ｇｕｌ、ｇｖｈ、ｇ
ｖｌ、ｇｗｈ、ｇｗｌを生成して駆動部７に出力するＭ
ＰＵ８と、２相のステータ巻線１ｕ、１ｖに流れる電流
を検知する電流センサ６ｕ、６ｖとを有している。駆動
部７は、ＭＰＵ８から出力されたスイッチング指令信号
ｇｕｈ、ｇｕｌ、ｇｖｈ、ｇｖｌ、ｇｗｈ、ｇｗｌに基
づいて各ステータ巻線１ｕ、１ｖ、１ｗに印加する電圧
をそれぞれ制御する。電流センサ６ｕ、６ｖは、ステー
タ巻線１ｕ、１ｖに流れる電流をそれぞれ検出し、アナ
ログｕ相電流値ｉｕａ、アナログｖ相電流値ｉｖａをＭ
ＰＵ８へ出力する。

【００１６】ＭＰＵ８は、ロータ２の回転角度と速度と
を演算する角度速度演算部１０と、ロータ２の回転速度
を制御する速度制御部２０と、ステータ巻線１ｕ、１
ｖ、１ｗに流れる電流を制御する電流制御部３０とを有
している。角度速度演算部１０は、光エンコーダ４から
出力される原点位置信号ＺとＡ相信号ＡとＢ相信号Ｂと
から角度θを作成する角度作成部１１と、角度θを入力
し速度ωを出力する速度作成部１２とを有している。速
度制御部２０は、外部から設定されたアナログ速度指令
値ω＊ａを入力し、速度指令値ω＊を出力するアナログ
／デジタル変換器（Analog DigitalConverter：以下、
アナログ／デジタル変換器をＡＤＣと記す）２１と、速
度指令値ω＊と速度ωとを入力しトルク指令値Ｔ＊を出
力するトルク指令値作成部２２と、トルク指令値Ｔ＊を
入力しｄ軸電流指令値ｉｄ＊とｑ軸電流指令値ｉｑ＊と
を出力する電流指令値作成部２３とを有している。

【００１７】図１に示すように、電流制御部３０は、Ａ
ＤＣ３１ｕ、３１ｖと、３相２相変換部３２と、電圧指
令値作成部３３と、２相３相変換部３４と、ＰＷＭ制御
器３５とを具備している。ＡＤＣ３１ｕ、３１ｖは、電
流センサ６ｕ、６ｖからのアナログｕ相電流値ｉｕａ及
びアナログｖ相電流値ｉｖａがそれぞれ入力され、デジ
タル値のｕ相電流値ｉｕ及びｖ相電流値ｉｖを出力す
る。３相２相変換部３２は、ｕ相電流値ｉｕとｖ相電流
値ｉｖと角度θが入力され、ｄ軸電流値ｉｄとｑ軸電流
値ｉｑとを出力する。電圧指令値作成部３３は、ｄ軸電
流値ｉｄとｑ軸電流値ｉｑとｄ軸電流指令値ｉｄ＊とｑ
軸電流指令値ｉｑ＊と角度θと速度ωとが入力され、ｄ
軸電圧指令値ｖｄ＊とｑ軸電圧指令値ｖｑ＊とを出力す
る。２相３相変換部３４は、ｄ軸電圧指令値ｖｄ＊とｑ
軸電圧指令値ｖｑ＊と角度θとが入力され、ｕ相電圧指
令値ｖｕ＊とｖ相電圧指令値ｖｖ＊とｗ相電圧指令値ｖ
ｗ＊とを出力する。ＰＷＭ制御器３５は、ｕ相電圧指令
値ｖｕ＊とｖ相電圧指令値ｖｖ＊とｗ相電圧指令値ｖｗ
＊とが入力され、スイッチング指令信号ｇｕｈ、ｇｕ
ｌ、ｇｖｈ、ｇｖｌ、ｇｗｈ、ｇｗｌを出力する。

【００１８】電圧指令値作成部３３において、ｄ軸電流
誤差値作成部４１は、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊とｄ軸電流
値ｉｄとが入力され、ｄ軸電流誤差値ｅｄを出力する。
ｄ軸比例項作成部４２は、ｄ軸電流誤差値ｅｄが入力さ
れ、ｄ軸比例項ｖｄｐ＊を出力する。また、ｄ軸積分項
作成部４３は、ｄ軸電流誤差値ｅｄが入力され、ｄ軸積
分項ｖｄｉ＊を出力する。ｄ軸非干渉項作成部４４は、
ｄ軸電流指令値ｉｄ＊とｑ軸電流指令値ｉｑ＊と速度ω
とが入力され、ｄ軸非干渉項ｖｄｎ＊を出力する。図１
に示すように、補正前ｄ軸電圧指令値作成部４５はｄ軸
比例項ｖｄｐ＊とｄ軸積分項ｖｄｉ＊とｄ軸非干渉項ｖ
ｄｎ＊とが入力され、補正前ｄ軸電圧指令値ｖｄ＊１を
出力する。ｄ軸学習値作成部４６は、ｄ軸比例項作成部
４２からのｄ軸比例項ｖｄｐ＊と角度θとが入力され、
ｄ軸学習値ｖｄｒを作成する。ｄ軸補正値作成部４７
は、ｄ軸学習値作成部４６からのｄ軸学習値ｖｄｒと角
度θと速度ωが入力されｄ軸補正値ｖｄｃ＊を作成す
る。また、ｄ軸電圧指令値補正部４８は、補正前ｄ軸電
圧指令値ｖｄ＊１とｄ軸補正値ｖｄｃ＊とが入力され、
ｄ軸電圧指令値ｖｄ＊を出力する。

【００１９】さらに、電圧指令値作成部３３において、
ｑ軸電流誤差値作成部５１は、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊と
ｑ軸電流値ｉｑとが入力され、ｑ軸電流誤差値ｅｑを出
力する。ｑ軸比例項作成部５２は、ｑ軸電流誤差値ｅｑ
が入力され、ｑ軸比例項ｖｑｐ＊を出力する。ｑ軸積分
項作成部５３は、ｑ軸電流誤差値ｅｑが入力され、ｑ軸
積分項ｖｑｉ＊を出力する。ｑ軸非干渉項作成部５４
は、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊とｑ軸電流指令値ｉｑ＊と速
度ωとが入力され、ｑ軸非干渉項ｖｑｎ＊を出力する。
図１に示すように、補正前ｑ軸電圧指令値作成部５５
は、ｑ軸比例項ｖｑｐ＊とｑ軸積分項ｖｑｉ＊とｑ軸非
干渉項ｖｑｎ＊とが入力され、補正前ｑ軸電圧指令値ｖ
ｑ＊１を出力する。ｑ軸学習値作成部５６は、ｑ軸比例
項ｖｑｐ＊と角度θとが入力され、ｑ軸学習値ｖｑｒを
作成する。ｑ軸補正値作成部５７は、ｑ軸学習値ｖｑｒ
と角度θと速度ωとが入力され、ｑ軸補正値ｖｑｃ＊を
作成する。ｑ軸電圧指令値補正部５８は、補正前ｑ軸電
圧指令値ｖｑ＊１とｑ軸補正値ｖｑｃ＊とが入力され、
ｑ軸電圧指令値ｖｑ＊を出力する。

【００２０】図２は、実施例１のモータ制御装置におけ
る駆動部７の構成を示す回路図である。図２に示すよう
に、駆動部７において、上側ＩＧＢＴ７３ｕ、７３ｖ、
７３ｗ電源７１は、そのコレクタが電源７１の正極に接
続されており、エミッタがステータ巻線１ｕ、１ｖ、１
ｗにそれぞれ接続されている。また、上側ダイオード７
４ｕ、７４ｖ、７４ｗが上側ＩＧＢＴ７３ｕ、７３ｖ、
７３ｗにそれぞれ逆並列接続されている。下側ＩＧＢＴ
７５ｕ、７５ｖ、７５ｗは、そのコレクタがステータ巻
線１ｕ、１ｖ、１ｗにそれぞれ接続され、エミッタが電
源７１の負極に接続されている。また、下側ダイオード
７６ｕ、７６ｖ、７６ｗは下側ＩＧＢＴ７５ｕ、７５
ｖ、７５ｗにそれぞれ逆並列接続されている。また、駆
動部７は、ＰＷＭ制御器３５からのスイッチング指令信
号ｇｕｈ、ｇｕｌ、ｇｖｈ、ｇｖｌ、ｇｗｈ、ｇｗｌに
基づきそれぞれ上側ＩＧＢＴ７３ｕ、７３ｖ、７３ｗの
ゲート電圧と下側ＩＧＢＴ７５ｕ、７５ｖ、７５ｗのゲ
ート電圧とを制御するプリドライブ器７７を有してい
る。

【００２１】［ブラシレスモータ５の構成と動作］次
に、実施例１のブラシレスモータ５について図３を参照
しつつ説明する。まず、ｄ軸とｑ軸について説明する。
図３は、ステータ巻線１ｕ、１ｖ、１ｗとロータ２とｄ
軸とｑ軸と角度θとの関係を示す図である。なお、説明
を簡単にするために、磁極数が２のブラシレスモータに
ついて説明する。ｄ軸はロータ２に配置された永久磁石
３による磁束の方向の軸とし、ｑ軸はｄ軸に対して回転
方向に９０°進んだ方向の軸とする。また、ステータ巻
線１ｕとｄ軸のなす角度を角度θとし、ロータ２が回転
する正の向きを角度θの正の向きとする。以下の説明で
は、角度θは電気角とする（以下、特に明記しないと
き、角度は電気角を表す）。ここで、実際のロータ２の
回転角度を機械角Θ、ロータの磁極数をｐとすると、上
記電気角θは下記式（１）で表される。

【００２２】

【数１】

【００２３】次に、実施例１におけるブラシレスモータ
５の動作について説明する。駆動部７により印加される
電圧により、それぞれステータ巻線１ｕ、１ｖ、１ｗに
流れる相電流により生成される磁束と永久磁石３の磁束
との相互作用によりロータ２が回転する。図１におい
て、ロータ２の片側の軸端に取り付けられた光エンコー
ダ４は、角度θを作成するために使用される原点位置信
号ＺとＡ相信号ＡとＢ相信号Ｂを角度速度演算部１０に
出力する。原点位置信号Ｚは、ロータ２が１回転する間
に１回パルスを発生する信号であり、図３において、ロ
ータ２の角度が機械角で０°となるとき、パルスを発生
する。Ａ相信号Ａ及びＢ相信号Ｂはそれぞれデューティ
ーが５０％の矩形波状の信号であり、Ａ相信号ＡとＢ相
信号Ｂとの位相差は９０°である。ロータ２の回転の方
向が正方向のとき、Ａ相信号Ａ、Ｂ相信号Ｂの順に信号
が変化し、ロータ２の回転の方向が負方向のとき、Ｂ相
信号Ｂ、Ａ相信号Ａの順に信号が変化する。また、Ａ相
信号とＢ相信号はそれぞれロータ２の機械角１回転あた
りＮＰＳ個の矩形波を発生する。ここで、ＮＰＳは光エ
ンコーダ４の分解能によって定まる定数である。

【００２４】［実施例１のモータ制御装置の動作］次
に、実施例１のモータ制御装置における各部の動作につ
いて説明する。電流センサ６ｕ、６ｖは、ステータ巻線
１ｕ、１ｖに流れる電流をそれぞれ検出し、アナログｕ
相電流値ｉｕａ、アナログｖ相電流値ｉｖａをＭＰＵ８
のＡＤＣ３１ｕ、３１ｖにそれぞれ出力する。ＭＰＵ８
の角度速度演算部１０は、光エンコーダ４が出力する原
点位置信号Ｚ、Ａ相信号Ａ及びＢ相信号Ｂに基づき下記
のように角度θと速度ωとを作成する。角度作成部１１
は、Ａ相信号ＡとＢ相信号Ｂとが入力されるごとに角度
θを更新する。また、原点位置信号Ｚが入力されるごと
に角度θを０°にする。具体的には、原点位置信号Ｚが
入力されると下記式（２）により角度θを０°にする。
Ａ相信号Ａ、Ｂ相信号Ｂの順に入力されるとき（正順
時）には、Ａ相信号Ａ、Ｂ相信号Ｂの各立ち上がりと立
ち下がりごとに、下記式（３）により、角度θをｄθだ
けを進める。また、Ｂ相信号Ｂ、Ａ相信号Ａの順に入力
されるとき（逆順時）には、Ａ相信号Ａ、Ｂ相信号Ｂの
各立ち上がりと立ち下がりごとに、下記式（４）により
角度θをｄθだけ戻す。ここで、ｄθは下記式（５）で
与えられ、ｐは磁極数であり、ＮＰＳは光エンコーダの
分解能によって定まる定数である。

【００２５】

【数２】

【００２６】

【数３】

【００２７】

【数４】

【００２８】

【数５】

【００２９】速度作成部１２は、所定の時間（速度作成
周期ＴＷ０と記す）ごとに起動され、回転にともなって
変化する角度θを時間で微分したものを速度ωとする。
具体的には、前回に速度作成部１２が起動されたときか
ら今回に速度作成部１２が起動されたときまでの角度θ
の変化量を速度作成周期で除算して下記式（６）により
速度ωが算出される。ここで、θ（ｉ）は、今回に速度
作成部１２が起動されたときの角度θであり、θ（ｉ−
１）は、前回に速度作成部１２が起動されたときの角度
θである。

【００３０】

【数６】

【００３１】［速度制御部２０の動作］次に、速度制御
部２０の動作について説明する。速度制御部２０は、予
め設定された時間ごとに起動され、ＡＤＣ２１、トルク
指令値作成部２２、電流指令値作成部２３の順に下記の
動作をさせ、外部から入力されるアナログ速度指令値ω
＊ａにしたがってロータ２が回転するようｄ軸電流指令
値ｉｄ＊とｑ軸電流指令値ｉｑ＊とを制御する。外部の
速度指令値作成部（図示せず）は、アナログ速度指令値
ω＊ａを作成し、実施例１のモータ制御装置のＭＰＵ８
の速度制御部２０に出力する。ＡＤＣ２１は、アナログ
値であるアナログ速度指令値ω＊ａをディジタル値であ
る速度指令値ω＊に変換する。トルク指令値作成部２２
は、速度ωが速度指令値ω＊と同じになるように比例積
分制御（ＰＩ制御）を用いて下記式（７）によりトルク
指令値Ｔ＊を算出する。すなわち、速度指令値ω＊と速
度ωとの差に比例ゲインＫＰＷを乗じた値と、速度指令
値ω＊と速度ωの差を積分したものに積分ゲインＫＩＷ
を乗じた値とを加算してトルク指令値Ｔ＊とする。

【００３２】

【数７】

【００３３】電流指令値作成部２３は、ブラシレスモー
タ５の出力トルクがトルク指令値Ｔ＊と同じになるよう
に、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊とｑ軸電流指令値ｉｑ＊とを
作成する。まず、電流指令値作成部２３において、下記
式（８）により、前記トルク指令値Ｔ＊をある設定され
た値ＫＴで除算して電流指令値ｉａを生成する。また、
下記式（９）により、前記電流指令値ｉａに−ｓｉｎ
（βＴ）を乗じてｄ軸電流指令値ｉｄ＊を生成する。一
方、下記式（１０）により、前記電流指令値ｉａにｃｏ
ｓ（βＴ）を乗じてｑ軸電流指令値ｉｑ＊を生成する。
ここで、βＴは電流指令値ｉａが与えられたときに最大
出力トルクまたは最大効率を実現する電流位相であり、
０°から４５°の間の角度である。

【００３４】

【数８】

【００３５】

【数９】

【００３６】

【数１０】

【００３７】［電流制御部３０の動作］次に、電流制御
部３０の動作について説明する。電流制御部３０は、予
め設定された時間（電流制御周期）ごとに起動され、Ａ
ＤＣ３１ｕ、３１ｖ、３相２相変換部３２、電圧指令値
作成部３３、２相３相変換部３４、ＰＷＭ制御器３５の
順に下記の動作をさせる。これにより、ｄ軸電流指令値
ｉｄ＊、およびｑ軸電流指令値ｉｑ＊で表される電流指
令値のように対応してステータ巻線１ｕ、１ｖ、１ｗに
電流が流れるようにスイッチング信号ｇｕｈ、ｇｕｌ、
ｇｖｈ、ｇｖｌ、ｇｗｈ、ｇｗｌを制御する。ＡＤＣ３
１ｕ及びＡＤＣ３１ｖは、それぞれアナログ値であるア
ナログｕ相電流値ｉｕａ及びアナログｖ相電流値ｉｖａ
をデジタル値であるｕ相電流値ｉｕ及びｖ相電流値ｉｖ
に変換する。３相２相変換部３２は、前記ｕ相電流値ｉ
ｕ及びｖ相電流値ｉｖをそれぞれ回転座標系であるｄ軸
上のｄ軸電流値ｉｄ及びｑ軸上のｑ軸電流値ｉｑに変換
する。具体的には、３相２相変換部３２は、下記式（１
１）及び式（１２）によりｄ軸電流値ｉｄとｑ軸電流値
ｉｑとを算出する。

【００３８】

【数１１】

【００３９】

【数１２】

【００４０】電圧指令値作成部３３は、ｄ軸電流値ｉｄ
およびｑ軸電流値ｉｑがそれぞれｄ軸電流指令値ｉｄ＊
およびｑ軸電流指令値ｉｑ＊と同じになるように比例積
分制御（ＰＩ制御）と非干渉制御とを用いてｄ軸電圧指
令値ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値ｖｑ＊を制御する。こ
こで、本発明の特徴である学習値による補正方式を用い
ることにより、ステータ巻線１ｕ、１ｖ、１ｗに流れる
電流の歪みを低減する。この電圧指令値作成部３３の動
作については後述する。

【００４１】２相３相変換部３４は、ステータ巻線１
ｕ、１ｖ、１ｗに印加する電圧について上記３相２相変
換部３２で行われる変換の逆変換を行う。すなわち、２
相３相変換部３４は、回転座標系であるｄ軸及びｑ軸上
のｄ軸電圧指令値ｖｄ＊とｑ軸電圧指令値ｖｑ＊とを静
止座標系の３相の電圧指令値に変換する。具体的には、
各ステータ巻線１ｕ、１ｖ、１ｗに印加する電圧の指令
値であるｕ相電圧指令値ｖｕ＊、ｖ相電圧指令値ｖｖ＊
及びｗ相電圧指令値ｖｗ＊をそれぞれ下記式（１３）、
式（１４）及び式（１５）により算出する。

【００４２】

【数１３】

【００４３】

【数１４】

【００４４】

【数１５】

【００４５】ＰＷＭ制御器３５は、ｕ相電圧指令値ｖｕ
＊とｖ相電圧指令値ｖｖ＊とｗ相電圧指令値ｖｗ＊をパ
ルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）す
る。具体的には、ある設定された周波数と振幅とを持つ
三角波を発生し、この三角波とｕ相電圧指令値ｖｕ＊と
を比較して、ｕ相電圧指令値ｖｕ＊のほうが大きいとき
は、スイッチング信号ｇｕｈをＨ、スイッチング信号ｇ
ｕｌをＬとする。一方、ｕ相電圧指令値ｖｕ＊のほうが
小さいときは、スイッチング信号ｇｕｈをＬ、スイッチ
ング信号ｇｕｌをＨとする。なお、スイッチング信号ｇ
ｕｈ、ｇｕｌの状態が遷移するとき、スイッチング信号
ｇｕｈ、ｇｕｌを双方ともＬにする短い時間を設ける
（この短い時間はデッドタイムと呼ばれる）。また、ｖ
相およびｗ相についても同様に、ｖ相電圧指令値ｖｖ＊
およびｗ相電圧指令値ｖｗ＊に基づきそれぞれスイッチ
ング信号ｇｖｈ、ｇｖｌ、およびスイッチング信号ｇｗ
ｈ、ｇｗｌを作成する。

【００４６】［駆動部７の動作］次に、実施例１におけ
る駆動部７（図２）の動作について説明する。駆動部７
は、以下に述べる動作により電源７１の電圧を制御し
て、スイッチング信号ｇｕｈ、ｇｕｌ、ｇｖｈ、ｇｖ
ｌ、ｇｗｈ、ｇｗｌに基づき電圧をそれぞれステータ巻
線１ｕ、１ｖ、１ｗに印加する。すなわち、ｕ相に関し
て、プリドライブ器７７は、スイッチング信号ｇｕｈが
Ｈのとき上側ＩＧＢＴ７３ｕが通電し、スイッチング信
号ｇｕｈがＬのとき上側ＩＧＢＴ７３ｕが非通電となる
よう、上側ＩＧＢＴ７３ｕのゲート電圧を制御する。一
方、プリドライブ器７７は、スイッチング信号ｇｕｌが
Ｈのとき下側ＩＧＢＴ７５ｕが通電し、スイッチング信
号ｇｕｌがＬのとき下側ＩＧＢＴ７５ｕが非通電となる
ように、下側ＩＧＢＴ７５ｕのゲート電圧を制御する。
同様に、ｖ相、およびｗ相についても、スイッチング信
号ｇｖｈ、ｇｖｌ、及びｇｗｈ、ｇｗｌに基づきそれぞ
れ上側ＩＧＢＴ７３ｖ、７３ｗ、下側ＩＧＢＴ７５ｖ、
７５ｗのゲート電圧を制御する。

【００４７】［電圧指令値作成部３３の動作］次に、電
流制御部３０における電圧指令値作成部３３の動作につ
いて説明する。電圧指令値作成部３３は、ｄ軸に関し
て、ｄ軸電流誤差値作成部４１、ｄ軸比例項作成部４
２、ｄ軸積分項作成部４３、ｄ軸非干渉項作成部４４、
補正前ｄ軸電圧指令値作成部４５、ｄ軸学習値作成部４
６、ｄ軸補正値作成部４７、ｄ軸電圧指令値補正部４８
の順に下記動作を行う。同様に、電圧指令値作成部３３
は、ｑ軸に関して、ｑ軸電流誤差値作成部５１、ｑ軸比
例項作成部５２、ｑ軸積分項作成部５３、ｑ軸非干渉項
作成部５４、補正前ｑ軸電圧指令値作成部５５、ｑ軸学
習値作成部５６、ｑ軸補正値作成部５７、ｑ軸電圧指令
値補正部５８の順に下記動作を行う。

【００４８】ｄ軸電流誤差値作成部４１は、下記式（１
６）により、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊からｄ軸電流値ｉｄ
を減算してｄ軸電流誤差値ｅｄを算出する。ｄ軸比例項
作成部４２は、下記式（１７）により、ｄ軸電流誤差値
ｅｄにある設定された値であるｄ軸比例ゲインＫＰＤを
乗算して、ｄ軸比例項ｖｄｐ＊を算出する。ｄ軸積分項
作成部４３は、下記式（１８）により、ｄ軸電流誤差値
ｅｄにある設定された値であるｄ軸積分ゲインＫＩＤを
乗算して、さらに積分してｄ軸積分項ｖｄｉ＊を算出す
る。ここで、Σは積分を表し、前回に電圧指令値作成部
３３が起動されたときのｄ軸積分項ｖｄｉ＊に今回に電
圧指令値作成部３３が起動されたときのｄ軸積分項ｖｄ
ｉ＊を加算したものである。ｄ軸非干渉項作成部４４
は、下記式（１９）により、相抵抗Ｒとｄ軸電流指令値
ｉｄ＊とを、角速度ωｅとｑ軸インダクタンスＬｑとｑ
軸電流指令値ｉｑ＊とをそれぞれ乗算し、前者の乗算結
果から後者の乗算結果を減算してｄ軸非干渉項ｖｄｎ＊
を算出する。ここで、角速度ωｅは速度ωから算出され
る。補正前ｄ軸電流指令値作成部４５は、下記式（２
０）により、ｄ軸比例項ｖｄｐ＊とｄ軸積分項ｖｄｉ＊
とｄ軸非干渉項ｖｄｎ＊とを加算して補正前ｄ軸電圧指
令値ｖｄ＊１を算出する。

【００４９】

【数１６】

【００５０】

【数１７】

【００５１】

【数１８】

【００５２】

【数１９】

【００５３】

【数２０】

【００５４】ｄ軸学習値作成部４６は、ｄ軸比例項ｖｄ
ｐ＊から誘起電圧やインダクタンスの歪みの影響の情報
を後述の方法で学習してｄ軸学習値ｖｄｒを作成する。
ｄ軸補正値作成部４７は、ｄ軸学習値ｖｄｒから誘起電
圧やインダクタンスの歪みの影響の情報を後述の方法で
取り出し、電圧指令値にフィードフォワード的に重畳す
るｄ軸補正値ｖｄｃ＊を作成する。ｄ軸電圧指令値補正
部４８は、下記式（２１）により、補正前ｄ軸電圧指令
値ｖｄ＊１とｄ軸電圧補正値ｖｄｃ＊とを加算して、ｄ
軸電圧指令値ｖｄ＊を算出する。

【００５５】

【数２１】

【００５６】上記ｄ軸の場合と同様に、ｑ軸電流誤差値
作成部５１は、下記式（２２）により、ｑ軸電流指令値
ｉｑ＊からｑ軸電流値ｉｑを減算して、ｑ軸電流誤差値
ｅｑを算出する。ｑ軸比例項作成部５２は、下記式（２
３）により、ｑ軸電流誤差値ｅｑにある設定された値で
あるｑ軸比例ゲインＫＰＱを乗算してｑ軸比例項ｖｑｐ
＊を算出する。ｑ軸積分項作成部５３は、下記式（２
４）により、ｑ軸電流誤差値ｅｑにある設定された値で
あるｑ軸積分ゲインＫＩＱを乗算し、さらに積分してｑ
軸積分項ｖｑｉ＊を算出する。ｑ軸非干渉項作成部５４
は、下記式（２５）により、相抵抗Ｒとｑ軸電流指令値
ｉｑ＊とを、角速度ωｅと誘起電圧定数ψとを、角速度
ωｅとｄ軸インダクタンスＬｄとｄ軸電流指令値ｉｄ＊
とをそれぞれ乗算し、この３つの乗算結果を加算してｑ
軸非干渉項ｖｑｎ＊を算出する。補正前ｑ軸電流指令値
作成部５５は、下記式（２６）により、ｑ軸比例項ｖｑ
ｐ＊とｑ軸積分項ｖｑｉ＊とｑ軸非干渉項ｖｑｎ＊とを
加算して補正前ｑ軸電圧指令値ｖｑ＊１を算出する。

【００５７】

【数２２】

【００５８】

【数２３】

【００５９】

【数２４】

【００６０】

【数２５】

【００６１】

【数２６】

【００６２】ｑ軸学習値作成部５６は、ｑ軸比例項ｖｑ
ｐ＊から誘起電圧やインダクタンスの歪みの影響の情報
を後述の方法で学習してｑ軸学習値ｖｑｒを作成する。
ｑ軸補正値作成部５７は、ｑ軸学習値ｖｑｒから誘起電
圧やインダクタンスの歪みの影響の情報を後述の方法で
取り出し、電圧指令値にフィードフォワード的に重畳す
るｑ軸補正値ｖｑｃ＊を作成する。ｑ軸電圧指令値補正
部５８は、下記式（２７）により、補正前ｑ軸電圧指令
値ｖｑ＊１とｑ軸電圧補正値ｖｑｃ＊とを加算して、ｑ
軸電圧指令値ｖｑ＊を算出する。

【００６３】

【数２７】

【００６４】上述したように、ｄ軸電圧補正値ｖｄｃ＊
及びｑ軸電圧補正値ｖｑｃ＊をフィードフォワード的に
それぞれ補正前ｄ軸電圧指令値及び補正前ｑ軸電圧指令
値に重畳することにより、誘起電圧やインダクタンスの
歪みの影響が低減される。

【００６５】［ｄ軸学習値作成部４６、ｄ軸補正値作成
部４７、ｑ軸学習値作成部５６、およびｑ軸補正値作成
部５７の動作］次に、本発明の特徴であるｄ軸学習値作
成部４６、ｄ軸補正値作成部４７、ｑ軸学習値作成部５
６、およびｑ軸補正値作成部５７の動作について詳細に
説明する。まず、ｄ軸学習値作成部４６、ｄ軸補正値作
成部４７、ｑ軸学習値作成部５６、およびｑ軸補正値作
成部５７の動作の原理について説明する。この説明で
は、まず誘起電圧やインダクタンスの変化分が正弦波状
でなく歪んだブラシレスモータにおいて、ｄ軸電流値ｉ
ｄ、ｑ軸電流値ｉｑがそれぞれｄ軸電流指令値ｉｄ＊、
ｑ軸電流指令値ｉｑ＊と同じになるように電流値をフィ
ードバックし、比例積分制御（ＰＩ制御）と非干渉制御
とを用いてｄ軸電圧指令値ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令値ｖｑ
＊を制御する場合を考える。また、速度ωがほぼ一定の
状態で、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊とｑ軸電流指令値ｉｑ＊
がほぼ一定の状態の場合を考える。このような場合、速
度ωなどの状態は一定であっても、誘起電圧やインダク
タンスの歪みにより、ステータ巻線１ｕ、１ｖ、１ｗに
流れる相電流が波打つような歪み成分を有している。上
記の条件（比例積分制御、および非干渉制御のみを用い
て電流制御をしたとき）において、実施例１のブラシレ
スモータ５を制御したときの相電流の波形は、図８に示
したような従来のモータ制御装置と同様に、相電流は周
期が３０°（＝３６０°／１２スロット）で波打つ歪み
の成分を有している。このときのブラシレスモータ５
は、電気角３６０°あたりにステータのスロット数が１
２である埋込磁石型モータである。従来のモータ制御装
置による制御において、誘起電圧やインダクタンスの歪
みによる影響は相電流に対して電気角３６０°あたりに
１２回（スロット数）の割合で繰り返えられる。従っ
て、図８に示すように、相電流は周期が３０°で波打つ
ような歪みの成分を有している。

【００６６】図４は比例積分制御と非干渉制御とを用い
て電流制御したときの各値の波形図であり、（ａ）はｄ
軸電流指令値ｉｄ＊とｄ軸電流値ｉｄとｄ軸電流誤差値
ｅｄの電流波形であり、（ｂ）はｄ軸比例項ｖｄｐ＊と
ｄ軸積分項ｖｄｉ＊とｄ軸非干渉項ｖｄｎ＊の電圧波形
である。上記の条件の場合、図４の（ａ）に示すよう
に、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊が一定であっても、ｕ相電流
値ｉｕおよびｖ相電流値ｉｖを３相２相変換して作成さ
れるｄ軸電流値ｉｄは周期が３０°で正弦波状に変化す
る。そのため、ｄ軸電流誤差値ｅｄも同様に変化する。
また、図４の（ｂ）に示すように、ｄ軸積分ゲインＫＩ
Ｄは小さいため、ｄ軸積分項ｖｄｉ＊はほとんど変化し
ない。また、速度ωとｄ軸電流指令値ｉｄ＊とｑ軸電流
指令ｉｑ＊がほぼ一定であるため、これらから作成され
るｄ軸非干渉項ｖｄｎ＊もほとんど変化しない。一方、
ｄ軸比例ゲインはある程度大きく、ｄ軸電流誤差値ｅｄ
が角度θの変化にともない変動するため、ｄ軸比例項ｖ
ｄｐ＊は角度θが変化すると変動する。この変動の周期
は、前述の図８に示した歪みの周期と同一の３０°にな
る。すなわち、このｄ軸比例項ｖｄｐ＊は、誘起電圧や
インダクタンスの歪みの影響により変動するものであ
り、ｄ軸比例項ｖｄｐ＊の信号電圧ｖｄｐ＊は誘起電圧
やインダクタンスの歪みの影響の情報を含んでいる。

【００６７】そこで、ｄ軸学習値作成部４６は、ｄ軸比
例項ｖｄｐ＊から誘起電圧やインダクタンスの歪みの影
響の情報を以下のように学習して、この情報をｄ軸学習
値ｖｄｒとして出力する。まず、誘起電圧やインダクタ
ンスの歪みにより相電流が受ける影響の周期を設定す
る。実施例１において、ｄ軸比例項ｖｄｐ＊の変動の周
期は３０°であるため、ｄ軸学習値ｖｄｒの周期を３０
°とする。これは、ブラシレスモータの駆動周期（１回
転３６０°）がｄ軸学習値ｄｖｒの周期（３０°）の１
２倍であることを示している。このことを周波数を用い
て言いかえると、ｄ軸学習値ｖｄｒの周波数はブラシレ
スモータの駆動周波数の１２倍である。そして、この周
期（３０°）を等間隔の区間（５°）に分割し、それぞ
れの区間の境界の角度（０°、５°、１０°、１５°、
２０°、２５°）のｄ軸学習値ｖｄｒ［ｉ］（ｉは０〜
５）を学習する。

【００６８】図５の（ａ）はｄ軸学習値の学習方法の説
明図である。図５の（ａ）において、横軸は角度θを３
０で除算したときの剰余（以後、剰余を％を用いて表
す。従って、このときの横軸は「θ％３０」と表され
る）である。例えば、θ％３０が４°であり、比例項ｖ
ｄｐ＊が図中に◎印で示す値になったときの学習方法を
説明する。この比例項ｖｄｐ＊の値に基づき、ある設定
されたゲインで０°と５°におけるｄ軸学習値ｖｄｒ
［０］とｖｄｒ［１］とを修正する。ここで、θ％３０
が０°と５°とを比較すると、５°の方が近いため、ｖ
ｄｒ［０］に付ける重みよりも、ｖｄｒ［１］に付ける
重みを大きくする。なお、θ％３０＝４°以外の境界で
の各ｄ軸学習値ｖｄｒ［２］、ｖｄｒ［３］、ｖｄｒ
［４］、ｖｄｒ［５］は修正しない。また、この学習は
１回で終わるのでなく、何回も繰り返しｄ軸学習値ｖｄ
ｒを修正することで、ｄ軸学習値ｖｄｒは最適値に近づ
いていく。上記説明においては、θ％３０が４°のとき
の学習方法について説明したが、θ％３０が他の区間に
入ったときも同様の方法でｄ軸学習値ｖｄｒを学習す
る。

【００６９】図５の（ｂ）はｄ軸補正値の作成方法の説
明図である。図５の（ｂ）において、横軸はステータ巻
線１ｕ、１ｖ、１ｗのインダクタンス成分による電圧に
対する電流の遅れを補正した角度θ’を３０で除算した
ときの剰余θ’％３０である。ｄ軸補正値作成部４７
は、ｄ軸学習値ｖｄｒを用いて補正値ｖｄｃ＊を作成す
る。例えば、θ’％３０が２３°のとき、この区間の境
界である２０°と２５°のｄ軸学習値ｖｄｒ［４］とｖ
ｄｒ［５］とを補間して求めた図中に●印で示す値をｄ
軸補正値ｖｄｃ＊とする。他の区間についても同様にｄ
軸補正値ｖｄｃ＊を作成する。

【００７０】ステータ巻線１ｕ、１ｖ、１ｗはインダク
タンス成分を持っているため、角度θを用いてｄ軸学習
値を補間したものをそのままｄ軸補正値としても、電流
の応答に遅れが生じるので相電流の波形の歪みを低減で
きない。そのため、ｄ軸学習値ｖｄｒの作成時、ｄ軸補
正値ｖｄｃ＊の作成時、あるいはこれらの両者の作成時
に、この遅れを考慮しｄ軸学習値ｖｄｒ、ｄ軸補正値ｖ
ｄｃ＊、あるいはこれらの両者の位相を進める必要があ
る。実施例１では、区間の分割数を６にし、６つのｄ軸
学習値ｖｄｒを学習している。この分割数が少ないと、
誘起電圧やインダクタンスの影響を精度よく再現できな
い。また、分割数が多いと、ｄ軸学習値ｖｄｒの学習に
時間がかかる。さらに、誘起電圧やインダクタンスの影
響は正負にぼぼ等しくなるため、分割数は偶数にするの
がよい。上記の原理の説明ではｄ軸についての説明をし
たが、ｑ軸についても同様である。

【００７１】次に、ｄ軸学習値作成部４６、ｄ軸補正値
作成部４７、ｑ軸学習値作成部５６、およびｑ軸補正値
作成部５７の動作の詳細について説明する。まず、角度
θから区間を求める。角度θを３０で除算した剰余（θ
％３０）が０°以上５°未満のとき区間ｉ＝０、θ０＝
０°とし、５°以上１０°未満のとき区間ｉ＝１、θ１
＝５°とし、…、２５°以上３０°未満のとき区間ｉ＝
５、θ５＝２５°とする。次に、ｄ軸学習値ｖｄｒを求
める。ｄ軸比例項ｖｄｐ＊にある設定された値のゲイン
ＫＩＲを乗算して得た値を加算してｄ軸学習値ｖｄｒを
修正する。ここで修正するｄ軸学習値ｖｄｒは、区間ｉ
の境界でのｖｄｒ［ｉ］とｖｄｒ［（ｉ＋１）％６］で
ある。例えば、区間０のときは、修正するｄ軸学習値ｖ
ｄｒは、ｖｄｒ［０］とｖｄｒ［１］である。また、区
間５のときは、修正するｄ軸学習値ｖｄｒは、ｖｄｒ
［５］とｖｄｒ［０］である。

【００７２】また、角度θからそれぞれの境界までの角
度の大きさに比例した重みを付ける。下記式（２８）の
ように、ｖｄｒ［ｉ］につける重みは｛（θｉ＋５°−
（θ％３０））／５°｝であり、下記式（２９）のよう
に、ｖｄｒ［（ｉ＋１）％６］につける重みは｛（（θ
％３０）−θｉ）／５°｝である。例えば、図５の
（ａ）の◎印のように、θ％３０が４°のとき、θｉは
０なのでｖｄｒ［０］の修正に付ける重みは０.２であ
り、ｖｄｒ［１］の修正に付ける重みは０.８となる。
このように、近い境界でのｄ軸学習値ｖｄｒにつける重
みが大きくなるようにする。そのため、図５の（ａ）で
は、前回から今回への修正量は、ｖｄｒ［０］の修正量
に比較してｖｄｒ［１］の修正量が大きい。ここで、ｄ
軸学習値ｖｄｒはオフセットをもたないように、平均値
を０にする処理を式（２７）、（２８）の演算後に行
う。なお、全てのｄ軸学習値ｖｄｒの初期値は０であ
る。

【００７３】

【数２８】

【００７４】

【数２９】

【００７５】ｄ軸補正値作成部４７は、ｄ軸学習値ｖｄ
ｒを直線補間して、電流遅れを考慮したものをｄ軸補正
値ｖｄｃ＊として出力する。まず、ステータ巻線１ｕ、
１ｖ、１ｗのインダクタンス成分による電圧に対する電
流の遅れを補正する。下記式（３０）により、速度ωに
ある設定された値ＫＴＷを乗じて得た値と角度θとを加
算して補正後角度θ’を求める。次に、補正後角度θ’
から補正後区間を求める。補正後角度θ’を３０で除算
した剰余（θ’％３０）が０°以上５°未満のとき補正
後区間ｉ’＝０、θ０’＝０°とし、５°以上１０°未
満のとき補正後区間ｉ’＝１、θ１’＝５°とし、…、
２５°以上３０°未満のとき補正後区間ｉ’＝５、θ
５’＝２５°とする。そして、補正後区間ｉ’の境界の
ｄ軸学習値ｖｄｒ［ｉ’］、ｖｄｒ［（ｉ’＋１）％
６］を直線補間して、角度θ’のときの値を補正値ｖｄ
ｃ＊にする。具体的には、下記式（３１）によりｄ軸補
正値ｖｄｃ＊は算出される。

【００７６】

【数３０】

【００７７】

【数３１】

【００７８】ｑ軸学習値作成部５６及びｑ軸補正値作成
部５７も上記ｄ軸の場合と同様に動作する。ｑ軸学習値
作成部５６は、ｑ軸比例項ｖｑｐ＊に基づき誘起電圧や
インダクタンスの歪みの影響の情報であるｑ軸学習値ｖ
ｑｒを作成する。下記式（３２）、（３３）により、ｑ
軸比例項ｖｑｐ＊に予め設定された値であるゲインＫＩ
Ｒを乗算して得た値に重みをつけ、ｑ軸学習値ｖｑｒを
修正する。ここで、ｑ軸学習値ｖｑｒはオフセットをも
たないように、平均値を０にする処理を下記式（３
２）、（３３）の演算後に行う。なお、全てのｑ軸学習
値ｖｑｒの初期値は０である。

【００７９】

【数３２】

【００８０】

【数３３】

【００８１】ｑ軸補正値作成部５７は、ｑ軸学習値ｖｑ
ｒを補間し電流遅れを考慮したものをｑ軸補正値ｖｑｃ
＊として出力する。下記式（３４）により、補正後角度
θ’でｑ軸学習値ｖｑｒを補間する。ここで、補正後角
度θ’は、ｄ軸補正値作成部４７における補正後角度
θ’と同様であるため、補正後角度θ’の説明について
は省略する。

【００８２】

【数３４】

【００８３】図６は上記のように構成された実施例１の
モータ制御装置における相電流の電流波形を示す波形図
である。実施例１のモータ制御装置は、誘起電圧やイン
ダクタンスの歪みの情報を学習した学習値に基づいて補
正値を算出して、この補正値をフィードフォワード的に
電圧指令値に重畳してブラシレスモータのステータ巻線
に供給しているため、図６の波形図に表れているよう
に、相電流の歪みは確実に低減されている。

【００８４】以下、本発明の実施例１の効果について説
明する。実施例１のモータ制御装置によれば、誘起電圧
やインダクタンスの歪みの影響の情報をｄ軸比例項ｖｄ
ｐ＊から得てｄ軸学習値ｖｄｒを作成し、このｄ軸学習
値ｖｄｒを補間するとともに、電流遅れを考慮しｄ軸補
正値ｖｄｃ＊を作成する。そして、このｄ軸補正値ｖｄ
ｃ＊をフィードフォワード的にｄ軸電圧指令値ｖｄ＊に
重畳している。同様に、誘起電圧やインダクタンスの歪
みの影響の情報をｑ軸比例項ｖｑｐ＊から得てｑ軸学習
値ｖｑｒを作成し、このｑ軸学習値ｖｑｒを補間すると
ともに、電流遅れを考慮しｑ軸補正値ｖｑｃ＊を作成す
る。そして、このｑ軸補正値ｖｑｃ＊をフィードフォワ
ード的にｑ軸電圧指令値ｖｑ＊に重畳する。このよう
に、実施例１のモータ制御装置では、誘起電圧やインダ
クタンスの歪みの影響を学習して得た学習値に基づいて
電圧指令値をフィードフォワード的に補正している。そ
の結果、ブラシレスモータに供給する相電圧の歪みを低
減し、トルクリップルや電磁音を低減したモータ制御装
置を実現することができる。

【００８５】《実施例２》次に、本発明に係る実施例２
におけるモータ制御装置について図７を参照しつつ説明
する。図７は実施例２のモータ制御装置の構成を示すブ
ロック図である。実施例１におけるモータ制御装置は、
電流制御部３０において、比例項と積分項と非干渉項と
を加算し、さらに補正値を加算し電圧指令値としてい
た。これに対して実施例２におけるモータ制御装置は、
積分項の機能を学習値に含ませたものである。従って、
実施例１のモータ制御装置と同一部分には同一参照符号
を付して重複する説明は省略する。

【００８６】［実施例２のモータ制御装置の構成］以
下、実施例１のモータ制御装置と構成の異なる部分につ
いて説明する。図７において、実施例２のモータ制御装
置は、ＭＰＵ２０８が実施例１のＭＰＵ８の構成と異な
り、このＭＰＵ２０８の構成のうち、電流制御部２３０
のみが実施例１の電流制御部３０と異なっている。この
電流制御部２３０の構成のうち、電圧指令値作成部２３
３のみが実施例１の電圧指令値作成部３３と異なってい
る。この電圧指令値作成部２３３の構成のうち、補正前
ｄ軸電圧指令値作成部２４５、ｄ軸学習値作成部２４
６、補正前ｑ軸電圧指令値作成部２５５、およびｑ軸学
習値作成部２５６が実施例１と異なり、また電圧指令値
作成部３３のｄ軸積分項作成部４３、およびｑ軸積分項
作成部５３は削除されている。

【００８７】補正前ｄ軸電圧指令値作成部２４５は、ｄ
軸比例項ｖｄｐ＊とｄ軸非干渉項ｖｄｎ＊とから補正前
ｄ軸電圧指令値ｖｄ１＊を算出して出力する。ｄ軸学習
値作成部２４６は、ｄ軸電流誤差値ｅｄと角度θとから
ｄ軸学習値ｖｄｒを生成して出力する。補正前ｑ軸電圧
指令値作成部２５５は、ｑ軸比例項ｖｑｐ＊とｑ軸非干
渉項ｖｑｎ＊とから補正前ｑ軸電圧指令値ｖｑ１＊を算
出して出力する。ｑ軸学習値作成部２５６は、ｑ軸電流
誤差値ｅｑと角度θとからｑ軸学習値ｖｑｒを生成して
出力する。

【００８８】［実施例２のモータ制御装置の動作］次
に、本発明の実施例２のモータ制御装置の上記実施例１
の構成と異なる部分の動作について説明する。補正前ｄ
軸電圧指令値作成部２４５は、下記式（３５）により、
ｄ軸比例項ｖｄｐ＊とｄ軸非干渉項ｖｄｎ＊とを加算し
て補正前ｄ軸電圧指令値ｖｄ１＊を算出する。補正前ｑ
軸電圧指令値作成部２５５は、下記式（３６）により、
ｑ軸比例項ｖｑｐ＊とｑ軸非干渉項ｖｑｎ＊とを加算し
た結果を補正前ｑ軸電圧指令値ｖｑ１＊を算出する。

【００８９】

【数３５】

【００９０】

【数３６】

【００９１】ｄ軸学習値作成部２４６は、下記式（３
７）により、ｄ軸電流誤差値ｅｄにある設定された値で
あるｄ軸積分ゲインＫＩＤを乗算して得た値を加算して
全ての区間のｄ軸学習値ｖｄｒを修正する。

【００９２】

【数３７】

【００９３】次に、ｄ軸学習値作成部２４６は、誘起電
圧やインダクタンスの歪みの影響の情報を学習する。す
なわち、下記式（３８）、（３９）により、ｄ軸電流誤
差値ｅｄに、ある設定された値であるゲインＫＩＲ２を
乗算して重みをつけて得た値を加算して修正しｄ軸学習
値ｖｄｒを算出する。実施例１のモータ制御装置におい
ては、ｄ軸比例項ｖｄｐ＊を用いてｄ軸学習値ｖｄｒを
修正した。しかし、ｄ軸比例項ｖｄｐ＊はｄ軸電流誤差
値ｅｄに比例するため、実施例２においては、ｄ軸電流
誤差値ｅｄを用いてｄ軸学習値ｖｄｒを修正する。ここ
で、修正するｄ軸学習値ｖｄｒ（ｖｄｒ［ｉ］とｖｄｒ
［（ｉ＋１）％６］）、およびそれらにつける重みは実
施例１と同様である。なお、実施例１で行ったｄ軸学習
値ｖｄｒがオフセットをもたないように、平均値を０に
する処理は行わない。

【００９４】

【数３８】

【００９５】

【数３９】

【００９６】ｑ軸に対しても以下に説明するように同様
に動作する。すなわち、ｑ軸学習値作成部２５６は、下
記式（４０）により、ｑ軸電流誤差値ｅｑにある設定さ
れた値であるｑ軸積分ゲインＫＩＱを乗算して得た値を
加算して全ての区間のｑ軸学習値ｖｑｒを修正する。次
に、ｑ軸学習値作成部２５６は、誘起電圧やインダクタ
ンスの歪みの影響の情報を学習する。すなわち、下記式
（４１）、（４２）により、ｑ軸電流誤差値ｅｑにある
設定された値であるゲインＫＩＲ２を乗算して得た値に
重みをつけて加算してｑ軸学習値ｖｑｒを算出する。こ
こで、修正するｑ軸学習値ｖｑｒ（ｖｑｒ［ｉ］とｖｑ
ｒ［（ｉ＋１）％６］）、およびそれらにつける重みは
実施例１と同様である。なお、実施例１で行ったｑ軸学
習値ｖｑｒがオフセットをもたないように、平均値を０
にする処理は行わない。

【００９７】

【数４０】

【００９８】

【数４１】

【００９９】

【数４２】

【０１００】以下、本発明の実施例２のモータ制御装置
の効果について実施例１と比較して説明する。実施例１
のモータ制御装置においては、式（１８）によりｄ軸積
分項ｖｄｉ＊を作成し、式（２８）及び式（２９）によ
りｄ軸学習値ｖｄｒを算出していた。ここで、比例項ｖ
ｄｐ＊には誤差が含まれるため、式（２８）、及び（２
９）の演算により学習値ｖｄｒに誤差が累積されオフセ
ットが発生する。この問題をなくすために、実施例１に
おいては、式（２８）、（２９）の演算後に、学習値ｖ
ｄｒの平均を０にする処理を行っていた。平均を０にす
る処理を行わないと、ｄ軸積分項ｖｄｉ＊がこの学習値
ｖｄｒのオフセットを常に補償するように動作するた
め、ｄ軸電圧指令値ｖｄ＊が適切な値を取り続けるよう
に演算が繰り返し行われる。しかし、ＭＰＵ８の内部の
演算において、学習値ｖｄｒ、およびｄ軸積分項ｖｄｉ
＊は有限な値であるため、オーバーフロー（桁あふれ）
が発生するからである。これは、ｑ軸に対しても同様で
ある。

【０１０１】実施例２のモータ制御装置においては、ｄ
軸積分項の機能をｄ軸学習値ｖｄｒに含ませ、ｑ軸積分
項の機能をｑ軸学習値ｖｑｒに含ませている。その結
果、実施例１で行ったｄ軸学習値ｖｄｒ及びｑ軸学習値
ｖｑｒがオフセットをもたないように、それぞれの平均
値を０にする処理が削除できる。こうすることで、実施
例２のモータ制御装置は、実施例１と同様に相電流の歪
みの低減を実現し、さらに、演算時間の低減を実現する
ことができる。

【０１０２】なお、実施例１及び実施例２のモータ制御
装置において、式（３０）で補正後角度θ’を求め、こ
の補正後角度θ’に基づきｄ軸補正値ｖｄｃ＊とｑ軸補
正値ｖｑｃ＊とを作成することで、電圧に対する電流の
応答遅れを補償している。しかし、ｄ軸学習値ｖｄｒと
ｑ軸学習値ｖｑｒとを作成するときにこの応答遅れを考
慮してもよい。また、学習値（ｄ軸学習値ｖｄｒ及びｑ
軸学習値ｖｑｒ）、および補正値（ｄ軸補正値ｖｄｃ＊
及びｑ軸補正値ｖｑｃ＊）の両者を作成するときにこの
応答遅れを考慮してもよい。

【０１０３】また、上記実施例１及び２の説明におい
て、学習値（ｄ軸学習値ｖｄｒ及びｑ軸学習値ｖｑｒ）
の周期を３０°としている。しかし、この周期は制御す
るモータの性質に合わせるものであり、学習値の周期が
３０°以外であっても本発明に含まれるのはいうまでも
ない。例えば、電気角あたりステータのスロット数が６
であるモータでは、学習値の周期を６０°にすること
で、相電流の歪みを低減することができる。さらに、区
間の分割数を６としたが、本発明はこれに限定されず、
分割数を増減してもよい。

【０１０４】また、上記実施例１及び２の説明におい
て、誘起電圧やインダクタンスの歪みの影響は速度に無
関係としている。しかし、永久磁石や相電流により発生
する電圧は速度に比例するため、誘起電圧やインダクタ
ンスの歪みの影響も速度に比例する。従って、この誘起
電圧やインダクタンスの歪みの影響と速度との関係を考
慮し、学習値（ｄ軸学習値ｖｄｒ及びｑ軸学習値ｖｑ
ｒ）を作成するゲインＫＩＲ、ＫＩＲ２を速度に反比例
させた値とする。これにより、補正値（ｄ軸補正値ｖｄ
ｃ＊及びｑ軸補正値ｖｑ＊）を作成するとき、学習値に
速度を乗じたものに基づき補正値を作成することで、学
習値の収束を早めることができる。さらに、学習値（ｄ
軸学習値ｖｄｒ及びｑ軸学習値ｖｑｒ）を常に求め続け
るように説明した。しかし、モータの回転動作状態の変
化が大きい場合には、学習値を作成せず、学習値を０と
して補正値（ｄ軸補正値ｖｄｃ＊及びｑ軸補正値ｖｑｃ
＊）を０とし、定常時にのみ学習値を求めるようにして
もよい。

【０１０５】また、上記実施例１及び２の説明におい
て、光エンコーダ４によリ回転角度及び速度を検出して
いる。しかし、例えば、ホールＩＣのように磁極位置を
示す信号から角度θと速度ωとを求めてもよい。さら
に、位置センサを用いないで角度θと速度ωとを電圧指
令値と電流値とから計算で求める位置センサレス方式に
してもよい。特に、位置センサレス方式によれば、動作
状態により角度θの推定の誤差が変化しても常に正しい
誘起電圧やインダクタンスの歪みの影響を低減し続ける
ことができる。

【０１０６】また、制御するモータとして、ロータ２の
内部に永久磁石３を埋め込んだ埋込磁石型のブラシレス
モータについて説明した。しかし、ロータの表面に永久
磁石を配置した表面磁石型モータ（ＳＰＭ：Surface P
ermanent Magnet motor）でも同様に制御できる。さ
らに、ブラシレスモータのみならず、永久磁石をロータ
に配置しないシンクロナンスリラクタンスモータ（Ｓｙ
ｎＲＭ：SynchronousReluctance Motor）でも同様に制
御できる。

【０１０７】

【発明の効果】以上実施例で詳細に説明したことから、
本発明に係るモータ制御装置によれば、誘起電圧やイン
ダクタンスの歪みの影響を学習した学習値に基づいて補
正値を算出し、この補正値により電圧指令値をフィード
フォワード的に補正している。その結果、本発明のモー
タ制御装置を用いることにより、モータのステータを流
れる相電流の歪みを低減し、トルクリップルや電磁音の
発生を少なくしてモータを制御できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る実施例１のモータ制御装置の構成
を示すブロック図である。

【図２】本発明に係る実施例１のモータ制御装置におけ
る駆動部の構成を示す回路図である。

【図３】本発明に係る実施例１のブラシレスモータにお
けるステータ巻線とロータのｄ軸とｑ軸と角度との関係
を示す図である。

【図４】実施例１のモータ制御装置において比例積分制
御と非干渉制御との電流制御をしたときの各値の波形図
であり、（ａ）はｄ軸電流指令値とｄ軸電流値とｄ軸電
流誤差値との電流波形図であり、（ｂ）はｄ軸比例項と
ｄ軸積分項とｄ軸非干渉項との電圧波形図である。

【図５】本発明に係る実施例１のモータ制御装置におけ
る特徴部分の動作を説明する図であり、（ａ）はｄ軸学
習値の学習方法を説明する図であり、（ｂ）はｄ軸補正
値の作成方法を説明する図である。

【図６】本発明に係る実施例１のモータ制御装置におけ
る相電流の電流波形図である。

【図７】本発明に係る実施例２のモータ制御装置の構成
を示すブロック図である。

【図８】従来のモータ制御装置における相電流の電流波
形図である。

【符号の説明】

１ｕ ステータ巻線 １ｖ ステータ巻線 １ｗ ステータ巻線 ５ ブラシレスモータ ６ｖ 電流センサ ６ｗ 電流センサ ７ 駆動部 ８ ＭＰＵ １０ 角度速度演算部 ２０ 速度制御部 ３０ 電流制御部 ３２ ３相２相変換部 ３３ 電圧指令値作成部 ３４ ２相３相変換部 ４６ ｄ軸学習値作成部 ４７ ｄ軸補正値作成部 ５６ ｑ軸学習値作成部 ５７ ｑ軸学習値作成部

フロントページの続き (72)発明者 田澤 徹 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 Ｆターム(参考） 5H560 AA02 AA08 AA10 BB04 BB07 DA09 DA14 DA18 DB20 DC01 DC12 EB01 EC01 GG04 RR01 SS01 TT15 TT18 UA06 XA04 XA12 XB10

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 モータに流れる電流を検出し、電流値を
   出力する電流検出手段と、 前記モータに流す電流の指令値を作成する電流指令値作
   成手段と、 前記電流指令値と前記電流値とに基づき前記モータに印
   加する電圧指令値を作成する電圧指令値作成手段と、 前記電圧指令値に基づき前記モータに電圧を印加する駆
   動手段とを具備し、 前記電圧指令値作成手段が、前記電流指令値と前記電流
   値とに基づき前記電圧指令値の補正に使用する駆動周波
   数の整数倍の周波数の学習値を作成する学習値作成手段
   を有し、前記学習値にも基づき前記電圧指令値を作成す
   るよう構成されたモータ制御装置。
2. 【請求項２】 前記電圧指令値作成手段は、前記学習値
   の位相を進めて補間した結果にも基づき前記電圧指令値
   を作成することを特徴とする請求項１に記載のモータ制
   御装置。
3. 【請求項３】 前記電圧指令値作成手段は、前記モータ
   の回転数が大きくなると前記位相を大きくすることを特
   徴とする請求項２に記載のモータ制御装置。
4. 【請求項４】 モータのステータ巻線に流れる電流を検
   出し、相電流値を出力する相電流検出手段と、 静止座標系における前記相電流値を回転座標系のｄ軸上
   のｄ軸電流値及びｑ軸上のｑ軸電流値とにそれぞれ変換
   する３相２相変換手段と、 前記ｄ軸電流値の指令値であるｄ軸電流指令値と前記ｑ
   軸電流値の指令値であるｑ軸電流指令値とを作成する電
   流指令値作成手段と、 前記ｄ軸電流指令値と前記ｄ軸電流値と前記ｑ軸電流指
   令値と前記ｑ軸電流値とに基づき前記ｄ軸に印加する電
   圧の指令値であるｄ軸電圧指令値と前記ｑ軸に印加する
   電圧の指令値であるｑ軸電圧指令値とを作成する電圧指
   令値作成手段と、 前記回転座標系におけるの前記ｄ軸電圧指令値と前記ｑ
   軸電圧指令値とを前記静止座標系における相電圧指令値
   に変換する２相３相変換手段と、 前記相電圧指令値に基づき前記ステータ巻線に電圧を印
   加する駆動手段とを具備し、 前記電圧指令値作成手段が、前記ｄ軸電流指令値と前記
   ｄ軸電流値とに基づき前記ｄ軸電圧指令値の補正に使用
   する駆動周波数の整数倍の周波数のｄ軸学習値を作成す
   るｄ軸学習値作成手段と、 前記ｑ軸電流指令値と前記ｑ軸電流値とに基づき前記ｑ
   軸電圧指令値の補正に使用する駆動周波数の整数倍の周
   波数のｑ軸学習値を作成するｑ軸学習値作成手段とを有
   し、前記ｄ軸学習値にも基づき前記ｄ軸電圧指令値を作
   成し、前記ｑ軸学習値にも基づき前記ｑ軸電圧指令値を
   作成するよう構成されたモータ制御装置。
5. 【請求項５】 前記電圧指令値作成手段が、前記ｄ軸学
   習値の位相を進めて補間した結果にも基づき前記ｄ軸電
   圧指令値を作成し、前記ｑ軸学習値の位相を進めて補間
   した結果にも基づき前記ｑ軸電圧指令値を作成するよう
   構成された請求項４に記載のモータ制御装置。
6. 【請求項６】 前記電圧指令値作成手段が、前記モータ
   の回転数が大きくなると前記位相を大きくするよう構成
   された請求項５に記載のモータ制御装置。