JP2000332957A

JP2000332957A - 広ダイナミック信号中間処理回路

Info

Publication number: JP2000332957A
Application number: JP11174470A
Authority: JP
Inventors: Shinichi Tazaki; 新一田崎
Original assignee: Optoelectronics Co Ltd
Current assignee: Optoelectronics Co Ltd
Priority date: 1999-05-17
Filing date: 1999-05-17
Publication date: 2000-11-30

Abstract

(57)【要約】【課題】センサ信号の一般的増幅、極微弱信号の大幅
な増幅伸長、相対的強信号の小幅な増幅、波形整形及び
ノイズの除去等の、可及的多数の機能を有する、単一又
は最小段数の広ダイナミック信号中間処理回路を提供す
ること。後段における２値化を容易にするため、極微弱
レベルから通常レベルまで変化する広ダイナミック信号
を、情報の捨象や消滅無しに、広ダイナミックに処理す
ること。【解決手段】本発明の広ダイナミック信号中間処理回
路は、演算増幅器ＩＣと２端子ダイオード回路とＣＲ形
２端子回路とを含有し、当該演算増幅器ＩＣの入力回路
にはＣＲ形２端子回路が接続され、負帰還ループには２
端子ダイオード回路が挿入される。ＣＲ形２端子回路
は、コンデンサＣ１と抵抗素子Ｒ１との直列接続回路を
含有し、２端子ダイオード回路は、二つのダイオードＤ
１、Ｄ２を逆並列接続して成る双方向性２端子回路を含
有する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この出願の発明は、センサと
ディジタイザとの中間にあって、センサから到来した信
号を、ディジタイザに適合する信号に変換する、広ダイ
ナミック信号中間処理回路に関する。特に、センサとデ
ィジタイザとの中間にあって、センサから到来した信号
の増幅、極微弱信号の伸長、相対的強信号の圧縮、及び
信号パルスの波形整形、並びにノイズの除去等々の、複
数の機能を具有し、且つ単一若しくは最小の段数から成
る、広ダイナミック信号中間処理回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】光センサとディジタイザとの中間にあっ
て、光センサからの信号を、ディジタイザに適合する信
号に変換するための、従来の信号処理回路にあっては、
一般に、信号の増幅、信号の圧縮・伸長、信号パルスの
波形整形、並びにノイズの除去等々の各単位機能は、各
別の単機能回路によって分担されている。例えば、バー
コードから到来した光明暗信号を光センサ（例えばｐｉ
ｎホトダイオード又はＣＣＤ等）によって光電変換して
成る電気的アナログ信号を、デジタイザによって電気的
二元信号（オン・オフ信号）に変換する場合は、当該光
センサから当該デジタイザに至る間に、例えば、下記
（１）〜（８）等々の複数個の信号処理が行われる。（１）光センサの出力信号を増幅する、（２）信号の圧
縮・伸長をする。例えば数十μＶの微小電圧から１Ｖ位
までを変化域とする電圧レベルを、０．５Ｖから１Ｖ位
までを変化域とする電圧レベルに変換する、（３）分解
能比（解像度比）を補正する、（４）対外乱光比を補正
する、（５）光信号の明暗（従って電気信号の強弱）を
補正する、（６）ＰＣＳ（ｐｒｉｎｔｃｏｎｔｒａｓ
ｔｓｉｇｎａｌ）値を補正する、（７）信号パルスの
波形整形をする、（８）ノイズを除去する。これらの処
理機能は、通常、各別の単機能回路によって、分担され
ている。

【０００３】ここに、分解能比とは、｛（細バーからの
アナログ信号振幅）／（太バーからのアナログ信号振
幅）｝×１００（％）のことである。従来、読取可能な
分解能比の下限値は、約１０％であった（特開平７−２
１０６２０号公報第７欄第５〜９行参照）。細バー起源
のアナログ信号振幅が太バー起源のアナログ信号振幅の
１０％を切って仕舞うと、従来のディジタイザによる変
換は、困難になった。対外乱光比とは、（外乱光の強
さ）／（照射光の強さ）のことである。ＰＣＳ（ｐｒｉ
ｎｔｃｏｎｔｒａｓｔｓｉｇｎａｌ）値とは、
〔｛ＲＬ（スペース反射率）−ＲＤ（バー反射率）｝／
ＲＬ（スペース反射率）〕のことである。バーコードラ
ベルのＰＣＳ値は、通常、０．９（９０％）位であり、
読取可能なＰＣＳ値の下限値は、０．３（３０％）位で
あった。

【０００４】他方、非線形演算回路の分野においては、
図１１に示した「対数変換回路」が提案されている（昭
和６３年２月２８日、社団法人電気学会発行「新版電気
工学ハンドブック」（初版）第４３１頁右欄第１０行〜
第４３２頁左欄末行並びに図７２（ｂ）参照）。この
「対数変換回路」は、演算増幅器の反転入力端子に１個
の抵抗素子を、負帰還ループに１個の非線形素子、例え
ばシリコンダイオード素子を接続して成るものである。
しかし、実際のシリコンダイオードがオン状態に成るの
は、順方向電圧が０．６Ｖ以上に成ってからである
（し、ゲルマニウムダイオードがオン状態に成るのは、
順方向電圧が０．２Ｖ（若しくは０．３Ｖ）以上に成っ
てからである）（上掲ハンドブック第４３２頁左欄下か
ら第９〜７行参照）から、上記「対数変換回路」を微小
電圧領域（例えば数十μＶ）で動作させることは全く不
可能である。（即ち、広ダイナミックな信号処理は到底
期待し得べくもない）。因みに、上記０．６Ｖなる臨界
電圧は、シリコンの原子構造に関係するものであって、
これを更に低くすることは不可能である（１９９６年１
月２２日株式会社講談社発行加藤肇外２名著「図解
・わかる電子回路」（第４刷）第１１９頁第１０〜１１
行参照）。

【０００５】

【従来技術の問題点】第一に、従来の信号処理回路は、
多数の単機能回路の連鎖から成る。別言すれば、信号の
一般的増幅、信号の圧縮と伸長、信号パルスの波形整
形、並びにノイズの除去等々の、各単位機能の幾つかを
具有する、単一若しくは最小の段数から成る、信号中間
処理回路は、提案も使用もされていなかった。第二に、
幾つかの光センサや音センサは、監視対象の状態に応じ
て、或は監視条件の変化に即して、極微弱レベル（１μ
Ａ未満）から通常レベルまで広範囲に変化する電流若し
くは電圧信号を出力することが出来るのであるが、かよ
うな広ダイナミック電流若しくは電圧信号を、従来の信
号処理回路によって、広ダイナックに処理することは、
困難であった。即ち、従来の信号処理回路における対数
増幅器の対数特性の下方の限界点は、１μＡ（１０^−６
Ａ）程度であるから、例えば、センサ後段のフロント増
幅器の増幅度を、通常レベル信号の増幅に適合するよう
に設定するときは、極微弱レベル（１μＡ未満）信号の
増幅不足のため当該信号中の情報を看過して仕舞った
り、反対に、フロント増幅器の増幅度を極微弱レベル信
号の増幅に適合するように設定する（即ち増幅度を極端
に上げる）ときは、対数増幅器の対数特性（並びにその
余の増幅器の増幅特性）が、通常レベル信号については
飽和をして仕舞うために、当該信号中の情報が消滅乃至
読取不能となったりするのである。

【０００６】第三に、従来の信号処理回路において、か
ような飽和を可能な限り回避をしようとするときは、寧
ろ、回路の電圧レンジの上限値、従って電源電圧を上げ
なければならなかった。従って、従来の信号処理回路を
以ってしては、最早、回路の低電圧化・低電力消費化と
いう、社会的趨勢と社会的ニーズに対して、有効に応え
ることが出来なく成ったのである。第四に、従来の信号
処理回路によって、高度のＰＣＳ値補正を実現すること
は困難であった。例えば、ラベルの汚染や変色、或は印
刷品質の低下、更には特殊な目的による文字濃度の希薄
化等々によって、ＰＣＳ値が例えば０．３を切ったりす
ると、ディジタジザによる二値化処理が困難になった。
第五に、従来の信号処理回路は、前述の如く単機能回路
の連鎖から成るから、回路段数の削減や部品点数の節約
が困難であり、従って又、更なるコストダウン等が困難
であった。第六に、従来の対数変換回路を以ってして
は、ＣＣＤの微小電圧出力（例えば数十μＶ）を、その
まま処理することは不可能であった。

【０００７】

【発明の目的】それ故、この出願の発明の第１の目的
は、センサとディジタイザとの中間にあって、センサか
らの信号の増幅、極微弱信号の伸長、相対的強信号の圧
縮、及び信号パルスの波形整形、並びにノイズの除去等
々の、可及的多数の機能を具有し、且つ単一若しくは最
小の段数から成る、広ダイナミック信号中間処理回路を
提供することにある。この出願の発明の第２の目的は、
極微弱レベル（１μＡ未満）から通常レベルまで広範囲
に変化する、広ダイナミック電流若しくは電圧信号を、
極微弱レベル信号の伸長不足による当該信号中の情報の
無視乃至看過や、通常レベル信号の飽和による当該信号
中の情報の捨象乃至消滅無しに、広ダイナミックに処理
することが出来る、広ダイナミック信号中間処理回路を
提供することにある。

【０００８】この出願の発明の第３の目的は、広ダイナ
ミック信号を、上記の如く広ダイナミックに処理すると
共に、回路の低電圧化・低電力消費化を実現することが
出来る、広ダイナミック信号中間処理回路を提供するこ
とにある。この出願の発明の第４の目的は、高精度のＰ
ＣＳ値補正をすることが出来る、広ダイナミック信号中
間処理回路を提供すること、例えば、ＰＣＳ値が０．０
３位（人間の目では微（かす）かに識別出来る程度）の
信号を補正して、０．３位にまで高めることが出来る、
広ダイナミック信号中間処理回路を提供すること、更に
は、使用する諸デバイス（就中演算増幅器とダイオー
ド）の改善と相俟って（あいまって）、ＰＣＳ値０．０
１位の信号をも処理することが出来る、広ダイナミック
信号中間処理回路を提供することにある。この出願の発
明の第５の目的は、回路段数の削減と、部品点数の節約
とを達成し、以って人的工数の節約と、回路の信頼性の
向上と、回路の無調整化と、更なるコストダウンとを達
成した、広ダイナミック信号中間処理回路を提供するこ
とにある。

【０００９】この出願の発明の第６の目的は、光センサ
の出力信号をディジタイザに適合する信号に変換するた
めの、分解能比補正、対外乱光比補正、光信号明暗補
正、光信号コントラスト比補正等々の諸補正を、同時的
に且つリアルタイムで実行することが出来る、広ダイナ
ミック信号中間処理回路を提供することにある。この出
願の発明の第７の目的は、上記広ダイナミック信号中間
処理回路を使用した光学的パターン読取装置を提供する
ことにある。この出願の発明の第８の目的は、上記広ダ
イナミック信号中間処理回路を使用した光学的物体検知
センサ乃至防犯センサを提供することにある。この出願
の発明の第９の目的は、上記広ダイナミック信号中間処
理回路を使用した紙面検出センサを提供することにあ
る。

【００１０】

【目的を達成するための手段】前記の問題点を解消し、
前記の目的を達成するために、この出願の発明の第１の
実施の形態の広ダイナミック信号中間処理回路は、演算
増幅器ＩＣと、双方向性２端子ダイオード回路と、ＣＲ
形２端子回路と、入力点ｉと、出力点ｏとを含有し、上
記双方向性２端子ダイオード回路は、第１のダイオード
Ｄ１と第２のダイオードＤ２とを逆並列に接続して成る
２端子回路であり、上記ＣＲ形２端子回路は、コンデン
サＣ１と抵抗素子Ｒ１とを直列に接続して成る２端子回
路であり、上記入力点ｉと上記演算増幅器ＩＣの反転入
力端子（−端子）との間には、上記ＣＲ形２端子回路が
接続され、上記演算増幅器ＩＣの負帰還ループには、上
記双方向性２端子ダイオード回路が挿入され、上記演算
増幅器ＩＣの非反転入力端子（＋端子）には、グランド
若しくはオフセット調整回路が接続され、上記出力点ｏ
には、上記演算増幅器ＩＣの出力端子が直接接続されて
いる、ものである。

【００１１】この出願の発明の第２の実施の形態の広ダ
イナミック信号中間処理回路は、前記第１の実施の形態
の広ダイナミック信号中間処理回路において、前記ＣＲ
形２端子回路の全体に対して並列に、若しくは同回路中
の抵抗素子Ｒ１だけに対して並列に、高域信号を増強す
るためのコンデンサＣ３が接続されている、ものであ
る。

【００１２】この出願の発明の第３の実施の形態の広ダ
イナミック信号中間処理回路は、前記第１の実施の形態
の広ダイナミック信号中間処理回路において、前記演算
増幅器ＩＣの反転入力端子（−端子）と非反転入力端子
（＋端子）との間に、高域ノイズを除去するためのコン
デンサＣ２が接続されている、ものである。

【００１３】この出願の発明の第４の実施の形態の広ダ
イナミック信号中間処理回路は、前記第１の実施の形態
の広ダイナミック信号中間処理回路において、前記演算
増幅器ＩＣの負帰還ループに挿入された前記双方向性２
端子ダイオード回路に対して並列に、高域ノイズを除去
するためのコンデンサＣ５が接続されている、ものであ
る。

【００１４】この出願の発明の第５の実施の形態の広ダ
イナミック信号中間処理回路は、広ダイナミック信号中
間処理回路本体２２と、ＣＲ形濾波器２１とを含有し、
広ダイナミック信号中間処理回路本体２２は、第２の実
施の形態の広ダイナミック信号中間処理回路における、
前記双方向性２端子ダイオード回路に対して並列にコン
デンサＣ５が接続され、前記演算増幅器ＩＣの反転入力
端子（−端子）と非反転入力端子（＋端子）との間にコ
ンデンサＣ２が接続され、前記演算増幅器ＩＣの非反転
入力端子（＋端子）にオフセット調整回路が接続されて
成り、上記オフセット調整回路は、オフセット調整用電
源ＶＤＤと抵抗素子Ｒ３との直列接続によって成る２端
子回路と、抵抗素子Ｒ２だけから成る２端子回路と、コ
ンデンサＣ４だけから成る２端子回路とを、並列に接続
して成り、上記ＣＲ形濾波器２１は、ＣＲ形低域通過濾
波器、ＣＲ形高域通過濾波器、若しくはＣＲ形帯域通過
濾波器、及び／又はＣＲ形帯域阻止濾波器を含有する、
ものである。

【００１５】この出願の発明の第６の実施の形態の広ダ
イナミック信号中間処理回路は、広ダイナミック信号中
間処理回路本体２２と、ＣＲ形濾波器２１と、反転増幅
器２３とを含有し、上記広ダイナミック信号中間処理回
路本体２２は、第３の実施の形態の広ダイナミック信号
中間処理回路における、前記ＣＲ形２端子回路の全体に
対して並列に、若しくは同回路中の抵抗素子Ｒ１だけに
対して並列に、高域信号を増強するためのコンデンサＣ
３が接続され、前記演算増幅器ＩＣの非反転入力端子
（＋端子）にオフセット調整回路が接続されて成り、上
記オフセット調整回路は、オフセット調整用電源ＶＤＤ
と抵抗素子Ｒ３との直列接続によって成る２端子回路
と、抵抗素子Ｒ２だけから成る２端子回路と、コンデン
サＣ４だけから成る２端子回路とを、並列に接続して成
り、上記ＣＲ形濾波器２１は、ＣＲ形低域通過濾波器、
ＣＲ形高域通過濾波器、若しくはＣＲ形帯域通過濾波
器、及び／又はＣＲ形帯域阻止濾波器から成り、上記反
転増幅器２３は、演算増幅器ＩＣ２の入力回路に第１の
抵抗素子ＲＹが接続され、負帰還ループに第２の抵抗素
子ＲＹが接続されて成る反転増幅器本体において、当該
入力回路の第１の抵抗素子ＲＹに対して並列に、温度補
償のためのサーミスタｔｈが接続され、当該負帰還ルー
プの第２の抵抗素子ＲＹに対して並列に、高域ノイズを
除去するためのコンデンサＣＹが接続されて成る、もの
である。

【００１６】この出願の発明の第７の実施の形態の光学
的パターン読取装置は、光学的記録媒体から到来する反
射光信号を受光する受光光学系と、上記反射光信号を電
気的信号に光電変換する光電変換器と、上記光電変換器
の出力信号を増幅する前段増幅器と、上記前段増幅器の
後段に接続された前記第１乃至第６の実施の形態の何れ
か一つの広ダイナミック信号中間処理回路と、上記広ダ
イナミック信号中間処理回路の後段に接続されたディジ
タイザと、を含有し、上記広ダイナミック信号中間処理
回路は、上記前段増幅器の出力信号を、上記ディジタイ
ザに適合する信号に変換し、上記ディジタイザは、上記
広ダイナミック信号中間処理回路の出力信号を二元信号
に変換する、ものである。

【００１７】この出願の発明の第８の形態の光学的物体
検知センサは、被監視空間中の被監視物体から到来する
反射光信号を受光する受光光学系と、上記反射光信号を
電気的信号に光電変換する光電変換器と、上記光電変換
器の後段に接続された対数形電流／電圧変換器と、上記
対数形電流／電圧変換器の後段に接続された前記第１乃
至第６の実施の形態の何れか一つの広ダイナミック信号
中間処理回路と、上記広ダイナミック信号中間処理回路
の後段に接続された判定手段と、を含有し、上記対数形
電流／電圧変換器は、上記光電変換器の出力を、上記広
ダイナミック信号中間処理回路に適合する信号に変換
し、上記広ダイナミック信号中間処理回路は、上記対数
形電流／電圧変換器の出力を、上記判定手段に適合する
信号に変換し、上記判定手段は、上記広ダイナミック信
号中間処理回路の出力パルスに基づいて、被監視物体の
進入乃至移動・変動を判定・検出する、ものである。

【００１８】この出願の発明の第９の形態の光学的紙面
検出センサは、肉眼では気が付きにくい位にＰＣＳ値の
小さな検出用光学パターンが記録されている紙面から到
来する反射光信号を受光する受光光学系と、反射光信号
を電気的信号に光電変換する光電変換器ＰＤと、光電変
換器の後段に接続された対数形電流／電圧変換器１と、
対数形電流／電圧変換器の後段に接続された第１乃至第
６の実施の形態の何れか一つの広ダイナミック信号中間
処理回路２２・２４と、広ダイナミック信号中間処理回
路２２。２４の後段に接続されたディジタイザと、ディ
ジタイザの後段に接続された判定手段と、を含有し、対
数形電流／電圧変換器１は、光電変換器ＰＤの出力を広
ダイナミック信号中間処理回路２２・２４に適合する信
号に変換し、広ダイナミック信号中間処理回路２２・２
４は、対数形電流／電圧変換器１の出力信号を、判定手
段に適合する信号に変換し、ディジタイザは、広ダイナ
ミック信号中間処理回路２２・２４の出力信号を二元信
号に変換し、判定手段は、上記二元信号が所定の二元信
号と合致するか否かを判断し、合致すると判断した時
は、所定紙面の検出信号を出力する、ものである。

【００１９】

【発明の実施の形態】この出願の発明の第１の実施の形
態の広ダイナミック信号中間処理回路について説明す
る。図１は、同第１の実施の形態の広ダイナミック信号
中間処理回路の説明図である。但し、コンデンサＣ３を
除く。それについては後述する。図１において、ＩＣは
高精度・ローノイズの演算増幅器（オペアンプ）、（Ｄ
１，Ｄ２）は双方向性２端子ダイオード回路、（Ｃ１、
Ｒ１）はＣＲ形２端子回路、ＲＥＦは演算増幅器ＩＣの
オフセット調整用電源若しくは動作点決定用電源（以下
単に「オフセット調整用電源」という。）、ｉは入力
点、ｏは出力点である。演算増幅器ＩＣは、図示の如
く、反転入力端子（−端子）、非反転入力端子（＋端
子）及び出力端子（無符号）を具備する。反転入力端子
（−端子）と出力端子との間には、負帰還ループを形成
することが出来る。

【００２０】双方向性２端子ダイオード回路は、図示の
如く、第１のダイオードＤ１と第２のダイオードＤ２と
が逆並列に接続されて成る双方向性２端子回路である。
ここに使用される第１及び第２のダイオードＤ１及びＤ
２に必要な電流−電圧特性は、下記の如き、指数関数特
性又は対数関数特性でなければならない。ｉ＝ｉｓ｛ｅｘｐ（ｖ／ａ）−１｝・・・・・・・・・・・（１）又は、ｖ＝ａ・ｌｏｇ｛（ｉ／ｉｓ）＋１）｝・・・・・・・・・（２）但し、Ｖは電圧、ｉは電流である。かような電流−電圧
特性を、微小電圧域において実現することは、シリコン
やゲルマニウムのｐｎ接合ダイオードを以ってする限
り、前述の如く甚だ困難である。しかし、この出願の発
明者は、或る種のショットキーダイオードを以ってすれ
ば、これが達成可能であることを発見した。図２は、か
かるダイオード（例えば商品名ＭＡ７１６）の電流−電
圧特性の実測値である。この図の指数特性曲線は、原点
近傍（具体的には１０^−９〜１０⁻ ^１２Ａ）にまで、長
く伸びていることに注意されたい。かかるダイオードを
対数形増幅器に使用した時の動作基点は、環境照度及び
受光素子面の照度で決定される。そうすると、環境光が
動作基点よりも明るくなれば、出力が圧縮され、暗くな
れば増幅されるのである。図３は、双方向性２端子ダイ
オード回路の電流−電圧特性である。図３では、第４象
限内の電流−電圧特性は、第３象限内に反転して示す。
この出願の発明による第１及び第２のダイオードＤ１、
Ｄ２は、当然、活性領域で使用される。

【００２１】第１の実施の形態では、ＣＲ形２端子回路
は、前述の通り、コンデンサＣ１と抵抗素子Ｒ１とを直
列に接続して成る２端子回路である。（コンデンサＣ３
については後述する）。演算増幅器ＩＣの負帰還ループ
には、図示の如く、双方向性２端子ダイオード１，Ｄ
２）が挿入される。演算増幅器ＩＣの反転入力端子（−
端子）には、ＣＲ形２端子回路の右方の端子が接続され
る。ＣＲ形２端子回路の左方の端子は、入力点ｉに接続
される。演算増幅器ＩＣの出力端子は、出力点ｏに接続
される。

【００２２】上記第１の実施の形態の広ダイナミック信
号中間処理回路の動作について説明する。図５は、この
出願の発明の広ダイナミック信号中間処理回路による、
増幅、圧伸、及び波形整形処理の概要を説明するための
模式図である。同図（ａ）及び同図（ｂ）の各上段のＩ
Ｎは何れも、この出願の発明の広ダイナミック信号中間
処理回路の入力波形の例、同じく各下段のＯＵＴは何れ
も、その出力波形の例である。（因みに、実際の入出力
波形は、図１０のＣＨ１及びＣＨ２の如く、局所的には
角の取れた正弦波形を成すのであるが、ここでは、簡単
のため、方形パルスの如く描いておく。なお、図１０に
ついては後述する）。

【００２３】この出願の発明の広ダイナミック信号中間
処理回路は、その基本的な機能として、下記（１）〜
（３）の機能を実現しなければならない。（１）正負双方向に変化する双極性パルス列（図５
（ａ）上段の入力パルス列ＩＮ参照）を、同じく正負双
方向に変化する双極性パルス列（同図（ａ）下段の出力
パルス列ＯＵＴ参照）に増幅変換する。（２）振幅が広ダイナミックに変動する入力パルス列
（図５（ａ）及び（ｂ）の各上段の入力パルス列ＩＮ参
照）を、振幅が狭ダイナミックにしか変動しない出力パ
ルス列ＯＵＴ（同図（ａ）及び（ｂ）の各下段の出力パ
ルス列ＯＵＴ参照）に変換する。即ち、微小な振幅の入力パルス列（図５（ｂ）上段の入
力パルス列ＩＮの右半部参照）については、その振幅を
大幅に増幅・伸長させ（同図（ｂ）下段の出力パルス列
ＯＵＴの右半部参照）、普通の振幅の入力パルス列（図
５（ａ）上段の入力パルス列ＩＮの右半部参照）につい
ては、その振幅増幅は小幅に止（とど）める（同図
（ａ）下段の出力パルス列ＯＵＴの右半部参照）。（３）振幅が極端に不揃いな入力パルス列（図５（ｂ）
上段の入力パルス列ＩＮ、又は同図（ａ）上段の入力パ
ルス列ＩＮ参照）を、振幅が比較的揃った出力パルス列
（同図（ｂ）下段の出力パルス列ＯＵＴ、又は同図
（ａ）下段の出力パルス列ＯＵＴ参照）に変換する。

【００２４】先ず、第１の実施の形態の広ダイナミック
信号中間処理回路（第１図の回路からコンデンサＣ３と
オフセット電源ＲＥＦを除いた回路）の入力電圧を
Ｖ_ｉ、演算増幅器ＩＣの反転入力端子（−端子）に接続
されたＣＲ形２端子回路（Ｃ１，Ｒ１）を右向きに流れ
る電流をｉ_ｉ、当該反転入力端子（−端子）の電位をｖ
₋とする。演算増幅器ＩＣの二つの入力端子（反転入力
端子と非反転入力端子）の間の電圧は常に零（イマジナ
ルショート）であり、従って反転入力端子（−端子）の
電位は零であるから、ＣＲ形２端子回路を流れる電流ｉ
_ｉと入力電圧ｖ_ｉとの間に下記の関係式が成立する。ｖ_ｉ＝（ｉ_ｉ／ｓＣ１）＋Ｒ１・ｉ_ｉ・・・・・・・・・・・・・（３）但し、Ｓは演算子である。式（３）によれば、ＣＲ形２
端子回路を流れる電流ｉ_ｉは、入力電圧ｖ_ｉのみに依存
することが解る。

【００２５】次に、双方向性２端子ダイオード回路（Ｄ
１，Ｄ２）を右向きに流れる電流をｉ_Ｄ、従って同回路
の第１のダイオードＤ１を右向きに流れる電流を｜ｉ_Ｄ
｜、第２のダイオードＤ２を左向きに流れる電流を−｜
ｉ_Ｄ｜、出力電圧をｖ_ｏとする。演算増幅器ＩＣの二つ
の入力端子間の電流は、定義により常に零であるから、
ＣＲ形２端子回路を流れる電流ｉ_ｉは全部双方向性２端
子ダイオード回路を流れることに成る。従って、両回路
の電流は、同一である。即ち、ｉ_Ｄ＝ｉ_ｉ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（４）

【００２６】反転入力端子（＋端子）の電位は常に零
（ｖ₋＝０）であるから、電流ｉ_Ｄが正（ｉ_Ｄ＝｜ｉ_Ｄ
｜）であり、従って同ｉ_Ｄが第１のダイオードＤ１を流
れているときは、出力電圧ｖ_ｏは負（ｖ_ｏ＝−｜ｖ
_ｏ｜）であり、反対に、電流ｉ_Ｄが負（ｉ_Ｄ＝−｜ｉ_Ｄ
｜）であり、従って同ｉ_Ｄが第２のダイオードＤ２を流
れているときは、出力電圧ｖ_ｏは正（ｖ_ｏ＝｜ｖ_ｏ｜）
である。その時、双方向性２端子ダイオード回路を流れ
る電流ｉ_Ｄと出力電圧ｖ_ｏとの間に、下記の関係式が成
立する。（前掲式（１）参照）。負帰還ループを流れる
電流ｉ_Ｄが正（ｉ_Ｄ＝＋｜ｉ_Ｄ｜）のときは、出力電圧
ｖ_ｏが負（ｖ_ｏ＝−｜ｖ_ｏ｜）であるから、ｉ_Ｄ＝ｉ_ｓ｛ｅｘｐ（−ｖ_ｏ／ａ）−１｝・・・・・・・・・・（５′）同ループを流れる電流ｉ_Ｄが負（ｉ_Ｄ＝−｜ｉ_Ｄ｜）の
ときは、出力電圧Ｖ_ｏが正（ｖ_ｏ＝｜ｖ_ｏ｜）であるか
ら、ｉ_Ｄ＝−ｉ_ｓ｛ｅｘｐ（ｖ_ｏ／ａ）−１｝・・・・・・・・・・（５″）となる。

【００２７】入力電圧ｖ_ｉと出力電圧Ｖ_ｏとの関係を見
易くするため、式（３）〜（５″）を一括して再掲す
る。ｖ_ｉ＝（ｉ_ｉ／ｓＣ１）＋Ｒ１・ｉ_ｉ・・・・・・・・・・・・・（３）ｉ_Ｄ＝ｉ_ｉ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（４）ｉ_Ｄ＝ｉ_ｉ＞０のときは、ｖ_ｏ＜０（−ｖ_ｏ＞０）であって、ｉ_Ｄ＝ｉ_ｓ｛ｅｘｐ（−ｖ_ｏ／ａ）−１｝・・・・・・・・・（５′）ｉ_Ｄ＝ｉ_ｉ＜０のときは、ｖ_ｏ＞０であって、ｉ_Ｄ＝−ｉ_ｓ｛ｅｘｐ（ｖ_ｏ／ａ）−１｝・・・・・・・・・・（５″）さて、入力電圧ｖ_ｉが与えられると、式（５）によって
電流ｉ_ｉが決定され、電流ｉ_ｉが決定されると、式
（４）によって電流ｉ_Ｄが決定され、電流ｉ_Ｄが決定さ
れると、式（５′）又は（５″）によって、出力電圧ｖ
_ｏが決定されると解することは出来るのであるが、しか
し、出力電圧ｖ_ｏの表現がｖ_ｏ＝ｆ（ｖ_ｉ）の形で与え
られる（解析的に与えられる）訳ではない。それ故、こ
こでは、この出願の発明の広ダイナミック信号中間処理
回路の諸特性を、オッシロスコープによる実測値によっ
て明らかにする。

【００２８】図８は、通常の室内照明（３００〜１００
０ルクス）下のＣＣＤ出力信号原波形のオッシロスコー
プによる実測値と、この出願の発明による対外光補正後
の信号波形の実測値とを示す図である。図８において、
ＣＨ２は、ＣＣＤの出力信号の原波形（以下単に「ＣＣ
Ｄ原波形」という。）であって、各極大部が白バー（又
は白地）に対応し、各極小部が黒バーに対応する。そし
て、出力全般にノイズが重畳されている。ＣＨ１は、こ
の出願の発明による対外光補正後の信号波形（以下「処
理後の波形」という。）であるが、極性反転がなされて
いるため、各極小部が白バー（又は白地）に対応し、各
極大部が黒バーに対応する。ＣＣＤ原波形ＣＨ２におけ
る各極大値と各極小値との較差（こうさ）は、オッシロ
スコープ縦軸の約０．５〜２．５目盛分（０．０２〜
０．１０Ｖ）であり、処理後の波形ＣＨ１における極大
値と極小値との較差は、約３．８〜４．９目盛分（０．
７５〜０．９８Ｖ）である。しかもこの間、高域ノイズ
は少しも増幅されていない。このことは、バーコードラ
ベルの左端又は右端の白地部分に対応する出力信号に重
畳されているノイズの振幅に変りがないことによって、
窺知することが出来る。従って、その分ＳＮ比が大幅に
改善されたことになる。

【００２９】図９は、１万ルクス程度の外乱光が与えら
れた時のＣＣＤ原波形のオッシロスコープによる実測値
と、この出願の発明による対外光補正後の波形（処理後
の波形）の実測値とを示す図である。図９において、Ｃ
Ｈ２は、ＣＣＤ原波形であって、各極大部が白バー（又
は白地）に対応し、各極小部が黒バーに対応する。ＣＨ
１は、この出願の発明による対外光補正後の信号波形
（以下「処理後の波形」という。）であるが、極性反転
がなされているため、各極小部が白バー（又は白地）に
対応し、各極大部が黒バーに対応する。ＣＣＤ原波形Ｃ
Ｈ２における各極大値と各極小値との較差は、オッシロ
スコープ縦軸の約６．１３〜１６．１３目盛分（０．２
４５〜０．６４５Ｖ）であり、処理後の波形ＣＨ１にお
ける極大値と極小値との較差は、約８．７５〜１３．６
５目盛分（１．７５〜２．７３Ｖ）である。しかもこの
間、高域ノイズが抑制され、低域ノイズも除去されてい
る。従って、その分ＳＮ比が大幅に改善されたことにな
る。

【００３０】通常室内照明下のＣＣＤ微小出力を、従来
の対数増幅器で処理する場合は、前述の如く、先ず線形
増幅器によって同微小出力のレベルを上げてやる必要が
あったが、そのようにすると、強い外乱光が与えられた
時に、当該対数増幅器が飽和する虞があった。しかし、
この出願の発明によれば、通常室内照明下のＣＣＤ微小
出力を、線形増幅器による前処理無しに、処理（伸長増
幅）することが出来るのである。又、１万ルクス程度の
外乱光が与えられた時でも、飽和無しに、圧縮増幅する
ことが出来るのである。

【００３１】図１０は、ある光学的パターンについての
ＣＣＤ出力信号原波形のオッシロスコープによる実測
値、及び分解能比補正後の信号波形の実測値を示す図で
ある。図１０において、ＣＨ２は、ＣＣＤ原波形であっ
て、振幅の相対的に小さなパルスが細バーに対応し、振
幅の相対的に大きなパルスが太バーに対応する。同図に
おいて、ＣＨ１は、処理後の波形であって、同じく振幅
の相対的に小さなパルスが細バーに対応し、振幅の相対
的に大きなパルスが太バーに対応する。図１０によれ
ば、ＣＣＤ原波形における細バーに対応するパルスの振
幅が相対的に伸長されていることが分かる。以上の通
り、本発明によれば、分解能比の補正をなすことが出来
る。なお、ＣＣＤ原波形ＣＨ２及び処理後の波形ＣＨ１
の振幅は、図８〜９について述べた要領で、算出するこ
とが出来る。

【００３２】図１１は、この出願の発明によるＰＣＳ値
補正前及び補正後の信号波形のオッシロスコープによる
実測値を示す図である。図１１において、ＲＥＦ２は、
文字Ｅの上を垂直に走査した時のＣＣＤ原波形（Ｅ字時
起源の原波形）のオッシロスコープによる実測値であっ
て、Ｅ字部分のＰＣＳ値が０．０３と極めて低く、又、
対応する信号には高域ノイズが重畳されているため、信
号の判別が困難である。ＲＥＦ１は、この出願の発明に
よるＰＣＳ値補正後の信号波形のオッシロスコープによ
る実測値であって、該当部分の信号が見事に伸長増幅さ
れ、ノイズも抑制されている。従来の信号処理回路を以
ってしては、ＰＣＳ値０．０３（３％）に対応する信号
の処理は不可能であったが、この出願の発明は、初めて
それを可能にした。

【００３３】図１に戻って、ＣＲ形２端子回路中のコン
デンサＣ１及び抵抗素子Ｒ１は、共同して微分作用をな
し、所望の時定数の導入に寄与する。微分作用は、パル
ス波形のエッジの上昇率を高めることが出来る。コンデ
ンサＣ１及び抵抗素子Ｒ１の定数は、又、ダイオードＤ
１及びＤ２の動作点の設定にも寄与する。（コンデンサ
Ｃ３については後述する）。オフセット電源（基準電
源）ＲＥＦは、演算増幅器ＩＣの動作点を決定する。

【００３４】かくして、上記広ダイナミック信号中間処
理回路は、数十μＶの微小電圧から数百ｍＶまでを変化
域とするの入力信号を、数百ｍＶから１Ｖ位までを変化
域とする通常の信号に増幅することが出来る。それ故、
この回路は、種々なる用途に使用することが出来る。例
えば、光学的情報読取装置に使用した場合は、０．０２
％〜０．９％のＰＣＳ値を０．４％〜０．９％に補正
し、３０％の分解能比を８０％に補正することが出来る
のである。別言すれば、上記広ダイナミック信号中間処
理回路は、例えば、ディジタイザに入力すべき広ダイナ
ミック信号の前処理回路として、最適である。

【００３５】この出願の発明の第２の実施の形態の広ダ
イナミック信号中間処理回路について説明する。図１
は、同第２の実施の形態の広ダイナミック信号中間処理
回路の説明図である。第２の実施の形態は、コンデンサ
Ｃ３（即ちＣＲ形２端子回路中の抵抗素子Ｒ１に対して
並列に接続されたコンデンサＣ３）を含有する。上記Ｃ
Ｒ形２端子回路（即ち、コンデンサＣ３と抵抗素子Ｒ１
との並列回路に対して直列にコンデンサＣ１を付加して
成る並直列回路）は、周知の通り、これと等価な直並列
回路（即ち、第１のコンデンサと抵抗素子とからなる直
列回路に対して並列に第２のコンデンサを付加して成る
直並列回路）に変換することが出来る。

【００３６】かようにしてＣＲ形２端子回路中の抵抗素
子Ｒ１に対して並列に付加されたコンデンサＣ３は、当
該抵抗素子Ｒ１をバイパスすることに成るから、例えば
光センサからの微小入力信号があったとき、この信号を
殆ど減衰させることなく、双方向性２端子ダイオード回
路へ、瞬時的に伝達する役割を演ずる。上記等価回路中
の第２のコンデンサの役割も同様である。又、第２の実
施の形態におけるＣＲ形２端子回路（即ち、コンデンサ
Ｃ１と抵抗素子Ｒ１との直列回路中の抵抗素子Ｒ１に対
して並列にコンデンサＣ３を付加して成る２端子回路）
は、前記第１の実施の形態におけるＣＲ形２端子回路
（即ち、コンデンサＣ１と抵抗素子Ｒ１との直列回路の
みから成る回路）よりも容量性に富んでいる。従って、
第２の実施の形態の広ダイナミック信号中間処理回路
は、第２の実施の形態のそれよりも、前記周知の微分回
路（即ち、演算増幅器の入力回路にコンデンサを挿入す
ると共に負帰還ループに抵抗素子を挿入して成る微分回
路）に近似することと成る。このことは、上記等価回路
を使用した場合も同様である。戻って、コンデンサＣ３
を使用しないときは、抵抗素子Ｒ１の値をより小さな値
に変更しなければならない。（従って、ＡＣカップルで
の時定数の設定が面倒になる虞もある）。

【００３７】この出願の発明の第３の実施の形態の広ダ
イナミック信号中間処理回路について説明する。同第３
の実施の形態の広ダイナミック信号中間処理回路は、第
１の実施の形態における演算増幅器ＩＣの二つの入力端
子（反転入力端子と非反転入力端子）の間に小容量（例
えば８２ｐＦ位）のコンデンサＣ２を接続して成るもの
である。（別言すれば、図１の演算増幅器ＩＣの二つの
入力端子の間に、小容量のコンデンサＣ２を接続して成
る回路である。但し、コンデンサＣ３は未接続とす
る）。かようなコンデンサＣ２の接続によって、動作周
波数成分を損なうことなく、不要高域成分を除去するこ
とが出来る。ここに、不要高域成分とは、例えば、
（１）紙面の凹凸に由来するノイズであり、（２）ＣＣ
Ｄの読出しクロックノイズである。

【００３８】前記（１）の紙面ノイズとは、紙面の微か
なでこぼこ（凸凹）に由来する高周波ノイズのことであ
る。前記（２）のＣＣＤクロックノイズとは、例えば２
相クロック形ＣＣＤ内のクロックパルス（転送パルス）
（例えば１００ｋＨｚ位）に由来する高周波ノイズのこ
とである。（この種の高周波ノイズは、当該ＣＣＤに差
動端子がある時は、互いにキャンセル可能であるが、単
一端子のときは、然うは行かない）。何れにしても、こ
れらのノイズは、バーコードパルスの肩に載ったり、ス
ロープ（立上りや立下り）に載ったりするから、後続す
るディジタイザの誤動作の原因と成る。

【００３９】そこで、第３の実施の形態では、演算増幅
器ＩＣの反転端子（−端子）に到来した高周波ノイズ成
分を、小容量（例えば８２ｐＦ位）のコンデンサＣ２を
介して非反転端子（＋端子）に、瞬時的に注入してやる
のである。一般に、演算増幅器には、二つの入力端子に
現れた同相・同幅成分は、キャンセルされて出力されな
い、という性質がある。それ故、演算増幅器ＩＣの二つ
の入力端子に現れた高周波ノイズ成分も、同相同幅成分
についてはキャンセルされて出力されない、ということ
になる。従来の回路では、かような高周波ノイズ成分の
除去のために、２〜３段のＣＲ形低域通過濾波器（高域
阻止濾波器）を要していたのであるから、第３の実施の
形態によれば、ＣＲ形低域通過濾波器を２〜３段分節約
しことになる。それ故、第３の実施の形態の広ダイナミ
ック信号中間処理回路は、高域阻止機能をも獲得するこ
とと成る。なお、第３の実施の形態のＣＲ形２端子回路
は、コンデンサＣ１と抵抗素子Ｒ１との直列回路なので
あるが、当該抵抗素子Ｒ１に対して並列にコンデンサＣ
３を接続すること（第２の実施の形態参照）が出来る。

【００４０】この出願の発明の第４の実施の形態の広ダ
イナミック信号中間処理回路について説明する。同第４
の実施の形態の広ダイナミック信号中間処理回路は、第
１の実施の形態の演算増幅器ＩＣの負帰還ループに挿入
された前記双方向性２端子ダイオード回路に対して並列
に、コンデンサＣ５を接続して成るものである。（別言
すれば、図１の双方向性２端子ダイオード回路（Ｄ１，
Ｄ２）に対して並列にコンデンサＣ５を接続して成る回
路である。但し、コンデンサＣ３は未接続とする）。か
ようにして導入されたコンデンサＣ５は、高域ノイズの
除去に寄与する。このことは、周知の積分回路（即ち演
算増幅器の入力回路に抵抗成分を挿入すると共に負帰還
ループに容量成分を挿入して成る積分回路）との対比に
よって、窺知することが出来る。そこでは、他ならぬ負
帰還ループ中の容量成分こそが、積分作用を担っている
からである。

【００４１】この出願の発明の第５の実施の形態の広ダ
イナミック信号中間処理回路について説明する。図４
は、同第５の実施の形態の広ダイナミック信号中間処理
回路の説明図である。図４の広ダイナミック信号中間処
理回路は、図示の如く、第１段のＣＲ形低域通過（帯域
阻止）濾波器２１（同図左半部）と、第２段の広ダイナ
ミック信号中間処理回路本体２２（同図右半部）とから
成る。第１段のＣＲ形低域通過濾波器２１は、３個の抵
抗素子ＲＸと、２個のコンデンサＣＸと、１個のトラン
ジスタＴＸとを、図示の如く結線して成る回路であっ
て、低域通過（高域阻止）特性を有する。抵抗素子ＲＸ
及びコンデンサＣＸの各定数は、必要とする時定数の決
定に寄与する。

【００４２】第２段の広ダイナミック信号中間処理回路
本体２２は、図１の広ダイナミック信号中間処理回路に
おける、（１）演算増幅器ＩＣの反転入力端子（−端
子）と非反転入力端子（＋端子）との間にコンデンサＣ
２が接続され、（２）非反転入力端子（＋端子）とオフ
セット電源ＲＥＦとの間に抵抗素子Ｒ３が挿入されると
共に、当該非反転入力端子とグランドとの間に、抵抗素
子Ｒ２とコンデンサＣ４との並列回路が接続され、
（３）双方向性２端子ダイオード回路（Ｄ１，Ｄ２）に
対して並列にコンデンサＣ５が接続されて成る、回路と
同一である。オフセット電源ＶＤＤと抵抗素子Ｒ３との
直列接続回路、抵抗素子Ｒ２及びコンデンサＣ４から成
る並直列回路は、共同してオフセット電源回路を成す。
上記抵抗素子Ｒ２、Ｒ３の抵抗値並びにコンデンサＣ４
の容量値は、動作点の決定に寄与する。

【００４３】ところで、ＣＣＤ出力信号には、かなり大
きな周期性低周波ノイズや、高周波ノイズが重畳されて
いる場合がある。周期性低周波ノイズとは、例えば商用
電源電流に由来する低周波ノイズ（５０又は６０ヘル
ツ）や、交流点灯蛍光灯の光のちらつき（フリッカ）に
由来するノイズ（１００又は１２０ヘルツ）である。こ
のような低周波ノイズは、無投光形の場合に、特に大き
い。周期性の高周波ノイズとは、例えばＣＣＤの読出し
クロックパルスに由来するノイズである。このノイズ
は、前述の如く、単一端子形ＣＣＤの場合に、特に大き
い。しかして、ＣＣＤ出力信号の周波数と周期性ノイズ
の周波数とが比較的近接している場合には、特にカット
オフ周波数近傍の通過帯域側の利得特性の低下を回避す
ると共に、阻止帯域側の減衰特性を強化しなければなら
ない。かような場合のノイズの除去、又はゲインの補正
（等化）は、唯１段の広ダイナミック信号中間処理回路
本体を以ってしては、達成困難なこともある。

【００４４】第５の実施の形態においては、低域通過
（高域阻止）特性を有するＣＲ形低域通過濾波器を、第
１段として付加することによって、特に高域ノイズの除
去作用を補完すると共に、必要とする時定数を決定し、
又カットオフ周波数近傍の通過帯域特性を補正してい
る。抵抗素子Ｒ２及びＲ３、及びコンデンサＣ４の各定
数は、演算増幅器ＩＣの動作点の決定に寄与する。な
お、第１段のＣＲ形低域通過濾波器の各個の抵抗素子に
対する同一符号ＲＸの付与は、当該各個の抵抗素子ＲＸ
の抵抗値が同一であることを意味しない。両コンデンサ
に対する同一符号ＣＸの付与についても同様である。

【００４５】この出願の発明の第６の実施の形態の広ダ
イナミック信号中間処理回路について説明する。図６
は、同第６の実施の形態の広ダイナミック信号中間処理
回路の説明図である。同第６の実施の形態の広ダイナミ
ック信号中間処理回路は、図示の如く、第１段のＣＲ形
低域通過（高域阻止）濾波器２１、第２段の広ダイナミ
ック信号中間処理回路本体２２、及び第３段の反転増幅
器２３から成る。第１段のＣＲ形低域通過濾波器２１
は、４個の抵抗素子ＲＸと、３個のコンデンサＣＸと、
１個のトランジスタＴＸとを、図示の如く結線して成る
回路であって、低域通過（高域阻止）特性を有する。こ
の濾波器は、第５の実施の形態におけるＣＲ形低域通過
濾波器の前方に、１個の直列抵抗素子ＲＸと１個の並列
コンデンサＣＸから成る低域通過濾波器を付加して成る
回路である。

【００４６】第２段の広ダイナミック信号中間処理回路
本体２２は、図４の広ダイナミック信号中間処理回路本
体２２における負帰還ループ中のコンデンサＣ５を除去
して成る回路である。或は、図１の広ダイナミック信号
中間処理回路における、（１）演算増幅器ＩＣの反転入
力端子（−端子）と非反転入力端子（＋端子）との間
に、コンデンサＣ２が接続され、（２）非反転入力端子
（＋端子）とオフセット電源ＲＥＦとの間に抵抗素子Ｒ
３が挿入されると共に、当該非反転入力端子とグランド
との間に、抵抗素子Ｒ２とコンデンサＣ４との並列回路
が接続されて成る、回路である。上記コンデンサＣ３
は、前述の如く、高域信号を増強するためのものである
から、前記ＣＲ形２端子回路の全体に対して、並列に接
続することも出来る。

【００４７】第３段の反転増幅器２３は、演算増幅器Ｉ
Ｃ２と反転端子入力回路の抵抗素子ＲＹと負帰還ループ
の抵抗素子ＲＹとから成る反転増幅回路を土台として、
（１）反転端子入力回路の抵抗素子ＲＹに対して並列に
温度補償のためのサーミスタｔｈを接続し、（２）負帰
還ループの抵抗素子ＲＹに対して並列に高域ノイズを除
去するためのコンデンサＣＹを接続し、（３）演算増幅
器ＩＣ２の非反転入力端子（＋端子）を前段のオフセッ
ト電源回路（５Ｖ、Ｒ３、Ｒ２、Ｃ４）に対して共通接
続して成る、回路である。第３段中のＶＣＣ及びコンデ
ンサＣは、演算増幅器ＩＣ２のオフセット調整端子を利
用したオフセット調整回路である。なお、第１段には、
周期性ノイズの周波数軸上の分布状況によっては、ＣＲ
形低域通過濾波器の代りに、ＣＲ形高域通過濾波器や、
ＣＲ形帯域阻止濾波器を単独で使用することも出来る
し、幾つかのＣＲ形濾波器を併用することも出来る。

【００４８】この出願の発明の第７の実施の形態の光学
的パターン読取装置について説明する。同第７の実施の
形態の光学的パターン読取装置（無図示）は、上記光学
的記録媒体から到来する反射光信号を受光する受光光学
系と、上記反射光信号を電気的信号に光電変換する光電
変換器と、上記光電変換器の後段に接続された前段増幅
器と、上記前段増幅器の後段に接続された前記第１乃至
第６の実施の形態の何れか一つの広ダイナミック信号中
間処理回路と、上記広ダイナミック信号中間処理回路の
後段に接続されたディジタイザと、を含有する。上記広
ダイナミック信号中間処理回路は、上記前段増幅器の出
力信号を、上記ディジタイザに適合する信号に変換す
る。上記ディジタイザは、上記広ダイナミック信号中間
処理回路の出力信号を二元信号に変換する。第７の実施
の形態のその余の事項は、前記第１〜第６の実施の形態
と同様である。

【００４９】この出願の発明の第８の実施の形態を成す
光学的物体検知センサについて説明する。同光学的物体
検知センサ（無図示）は、被監視空間中の被監視物体か
ら到来する反射光信号を受光する受光光学系と、上記反
射光信号を電気的信号に光電変換する光電変換器と、上
記光電変換器の後段に接続された対数形電流／電圧増幅
器と、上記対数形電流／電圧増幅器の後段に接続された
前記第１乃至第４の実施の形態の何れか一つの広ダイナ
ミック信号中間処理回路と、上記広ダイナミック信号中
間処理回路の後段に接続された判定手段と、を含有す
る。

【００５０】上記受光光学系は、レンズを使用しないピ
ンホール形光学系とすることが出来る。ピンホール形光
学系は、その構造が極めてシンプルであるから、コスト
が大幅に低廉化される。反面、受光素子面に届く光量
は、極めて微少と成り、従ってＳ／Ｎ比が極端に低下す
る。上記光電変換器には、ｐｉｎホトダイオード又はＣ
ＣＤを使用することが出来る。ｐｉｎホトダイオードを
使用した場合は、更なるコストをダウンをさせることが
出来る。上記対数形電流／電圧変換器は、演算増幅器の
負帰還ループに対数関数特性を有するダイオードを挿入
して成る回路（後述する図７の第１段の回路と同じ）で
あって、上記光電変換器の出力信号を、上記広ダイナミ
ック信号中間処理回路に適合する信号に変換する。即
ち、上記光電変換器の出力信号の内、微弱なレベルの信
号電流については伸長変換をし、通常レベルの信号につ
いては相対的に圧縮変換をするのである。

【００５１】上記広ダイナミック信号中間処理回路は、
第１段の広ダイナミック信号中間処理回路本体と、第２
段の選択阻止形能動濾波器（アクティブノッチフィル
タ）とから構成することも出来る。その場合、第１段の
広ダイナミック信号中間処理回路本体は、第１の実施の
形態の広ダイナミック信号中間処理回路を土台として、
同回路における、（１′）ＣＲ形２端子回路の抵抗素子
Ｒ１に対して並列にサーミスタｔｈが接続され、（２）
非反転入力端子（＋端子）とオフセット電源ＲＥＦとの
間に抵抗素子Ｒ３が挿入されると共に、当該非反転入力
端子とグランドとの間に、抵抗素子Ｒ２とコンデンサＣ
４との並列回路が接続され、（３）双方向性２端子ダイ
オード回路（Ｄ１，Ｄ２）に対して並列にコンデンサＣ
５が接続されて成る、回路（図７の第２段の回路参照）
と同じである。上記第２段の選択阻止形能動濾波器とし
ては、例えば並列Ｔ形（ツインＴ形）アクティブノッチ
フィルタを使用することが出来る。並列Ｔ形アクティブ
ノッチフィルタは、反転形増幅器と、第１及び第２のＴ
形回路（図７の第３段の回路２４参照）とから成り、第
１のＴ形回路は、２個の抵抗素子と１個のコンデンサと
から成り、第２のＴ形回路は、２個のコンデンサと１個
の抵抗素子とから成る。このフィルタには、他の形式の
ノッチフィルタ、例えばウィーンブリッジ形アクティブ
フィルタを使用しても良い。これらのフィルタは、商用
電源電流に由来する低周波ノイズ（５０又は６０ヘル
ツ）や、交流点灯蛍光灯の光のちらつきに由来する低周
波ノイズ（１００又は１２０ヘルツ）を除去することが
出来る。上記広ダイナミック信号中間処理回路は、ここ
では、上記対数形電流／電圧変換器の出力信号を、上記
判定手段に適合する信号に変換する。

【００５２】上記判定手段は、例えば、微分器と比較器
とから成る。上記微分器は、検出対象（物体）の出現に
よるパルスの発生を検出し易くするために、その立上り
エッジを強調する。上記比較器は、上記微分器の出力電
圧を所定の基準電圧と比較をして、前者が後者よりも大
になった時（若しくは前者が後者よりも小になった時）
に、物体の検出信号を出力する。場合によっては、広ダ
イナミック信号中間処理回路（の選択阻止形アクティブ
フィルタ）の出力信号を、直接的に警報発生装置やディ
スプレイ装置に導入するようにしても良い。かくして、
利用者は、検出信号の発生、又は警報音若しくは可視的
表示の発生によって、被監視空間への物体の進入を、確
実に知ることが出来る。

【００５３】この出願の発明の第９の実施の形態を成す
光学的紙面検出センサについて説明する。図７は、同第
９の実施の形態を成す光学的紙面検出センサの要部の説
明図である。図７において、ＰＤは光電変換器（ｐｉｎ
ホトダイオード又はＣＣＤ）、１は対数形電流／電圧変
換器、２２は広ダイナミック信号中間処理回路本体、２
４は選択阻止形受動濾波器（ノッチフィルタ）である。
広ダイナミック信号中間処理回路本体２２と選択阻止形
受動濾波器２４とは、共同して広ダイナミック信号中間
処理回路（２２・２４）を構成する。光電変換器ＰＤの
前段には、受光光学系（無図示）が配置される。受光光
学系の前方には、例えば肉眼では気が付きにくい位ＰＣ
Ｓ値の小さな光学的検出用パターンが記録されている紙
面（無図示）が反復セットされ、或は通過せしめられ
る。広ダイナミック信号中間処理回路２２・２４（の選
択阻止形受動濾波器２４）の後段には、ディジタイザ
（無図示）が接続される。ディジタイザの後段には、判
定手段（無図示）が接続される。

【００５４】対数形電流／電圧変換器１は、受光光学系
の出力信号のレンジを、広ダイナミック信号中間処理回
路に適合するレンジに変換する。広ダイナミック信号中
間処理回路（２２・２４）は、対数形電流／電圧変換器
の出力信号を、ディジタイザに適合する信号に変換す
る。ディジタイザは、広ダイナミック信号中間処理回路
２２・２４の出力信号を二元信号に変換する。判定手段
は、上記二元信号が所定の二元信号と合致するか否かを
判断し、合致すると判断した時は、所定紙面の検出信号
を出力する。

【００５５】受光光学系は、レンズを使用しないピンホ
ール形光学系とすることが出来る。これによって、大幅
にコストをダウンさせることが出来る。光電変換器ＰＤ
には、ｐｉｎホトダイオード又はＣＣＤを使用すること
が出来る。ｐｉｎホトダイオードを使用した場合は、更
なるコストをダウンをすることが出来る。対数形電流／
電圧変換器１は、演算増幅器ＩＣＯ、その負帰還ループ
に挿入された対数関数形ダイオードＤＯ、並びにそのオ
フセット電圧調整端子に接続されたオフセット電源ＶＤ
Ｄ及びコンデンサＣを含有する。対数形電流／電圧変換
器１は、光電変換器ＰＤの出力信号の内、微弱なレベル
の信号電流については伸長変換させ、通常レベルの信号
については相対的に圧縮変換することが出来る。対数関
数形ダイオードＤＯとしては、極微小な電圧でも動作出
来る形式のもの（例えば商品名１ＳＶ１２８Ａ）を選択
使用しなければならない。

【００５６】第１段の広ダイナミック信号中間処理回路
本体２２は、第１の実施の形態の広ダイナミック信号中
間処理回路を土台として、同回路における、（１′）Ｃ
Ｒ形２端子回路の抵抗素子Ｒ１に対して並列にサーミス
タｔｈを接続し、（２）非反転入力端子（＋端子）とオ
フセット電源ＲＥＦとの間に抵抗素子Ｒ３が挿入される
と共に、当該非反転入力端子とグランドとの間に、抵抗
素子Ｒ２とコンデンサＣ４との並列回路が接続され、
（３）双方向性２端子ダイオード回路（Ｄ１，Ｄ２）に
対して並列にコンデンサＣ５が接続されて成る、回路と
同一である。サーミスタｔｈは、前段のホトダイオード
ＰＤの温度特性を補償することが出来る。

【００５７】第２段の選択阻止形受動濾波器としては、
例えば図示の如き並列Ｔ形ノッチフィルタを使用するこ
とが出来る。並列Ｔ形ノッチフィルタは、第１と第２の
Ｔ形回路から成り、第１のＴ形回路は、２個の抵抗素子
ＲＹ，ＲＹと、１個のコンデンサＣＹとから成り、第２
のＴ形回路は、２個のコンデンサＣＹ，ＣＹと、１個の
抵抗素子ＲＹとから成る。このフィルタには、他の形式
のノッチフィルタ、例えばウィーンブリッジ形フィルタ
を使用しても良い。これらのフィルタは、例えば商用電
源電流に由来する低周波ノイズ（５０又は６０ヘルツ）
や、交流点灯蛍光灯の光のちらつきに由来する低周波ノ
イズ（１００ヘルツ若しくは１２０ヘルツのを除去する
ことが出来る。

【００５８】

【発明の効果】この出願の発明は、以上の様に構成した
から、下記（ａ）〜（ｏ）の通り、顕著な効果を奏する
ことが出来る。（ａ）単一回路の多機能化を実現することが出来る。（ｂ）更なる広ダイナミック化を実現することが出来
る。例えば、数十μＶの微小電圧から数百ｍＶまでを変
化域とするの入力信号を、数百ｍＶから１Ｖ位までを変
化域とする通常の信号に増幅することが出来る。又、一
般ダイオードの対数特性の限界点は、１０^−６Ａ（１０
のマイナス６乗アンペア）程度であるが、この出願の発
明による対数形電流／電圧変換器は、１０^−１２Ａ（１
０のマイナス１２乗アンペア）領域まで動作することが
出来る。（ｃ）更なる低電圧化、低電力消費化が達成される。（ｄ）高度のＰＣＳ値補正を実現することが出来る。例
えば、ＰＣＳ値０．０３位（人間の目では微（かす）か
に識別出来る程度）の信号を補正して、０．３位に高め
ることが出来る。（将来的には、デバイスの改善によ
り、ＰＣＳ値０．０１位の信号の処理も可能である。）（ｅ）多機能化の故に、回路段数が減少し、回路規模が
縮小する。（ｆ）同じく多機能化の故に、同時且つリアルタイム制
御が達成される。（ｇ）同じく多機能化の故に、部品点数が減少する。（ｈ）部品点数減少の故に、回路の無調整化が達成され
る。（ｉ）同じく部品点数減少の故に、人的工数が減少す
る。（ｊ）同じく部品点数減少の故に、回路の信頼性が向上
する。（ｋ）部品点数・人的工数減少の故に、コストダウンが
実現される。（ｌ）光センサ出力の信号処理に応用した場合は、分解
能比補正、対外乱光比補正、光信号明暗補正、光信号コ
ントラスト比補正等々の補正を、リアルタイムで、同時
的に行うことが出来る。（ｍ）数ルクス程度の低照度下で得られた光電流を、広
ダイナミックに補正することが出来る。従って、無投光
下でも物体検出を行うことが出来る。（ｎ）ＰＣＳ値０．０３位（人間の目では微（かす）か
に識別出来る程度）の光学的パターンを付された紙面又
は物体を識別することが出来る。（ｏ）素材が異なる物体の黒とバック地の黒とを識別す
ることが出来る。

【図面の簡単な説明】

【図１】この出願の発明の第１及び第２の実施の形態の
広ダイナミック信号中間処理回路の説明図である。

【図２】この出願の発明に使用されるダイオードの電流
−電圧特性の実測値である。

【図３】この出願の発明に使用される双方向性２端子回
路の電流−電圧特性の実測値である。

【図４】この出願の発明の第５の実施の形態の広ダイナ
ミック信号中間処理回路の説明図である。

【図５】この出願の発明の広ダイナミック信号中間処理
回路による、増幅、圧伸及び波形整形処理の概要を説明
するための模式図である。

【図６】この出願の発明の第６の実施の形態の広ダイナ
ミック信号中間処理回路の説明図である。

【図７】図７は、同第９の実施の形態を成す光学的紙面
検出センサの要部の説明図である。

【図８】通常室内照明下のＣＣＤ出力信号原波形のオッ
シロスコープによる実測値、及びこの出願の発明による
対外光補正後の波形の実測値を示す図である。

【図９】約１万ルクスの外乱光下のＣＣＤ出力信号原波
形のオッシロスコープによる実測値、及びこの出願の発
明の回路による対外乱光補正後の信号波形の実測値を示
す図である。

【図１０】ある光学的パターンについてのＣＣＤ出力信
号原波形のオッシロスコープによる実測値、及び分解能
比補正後の信号波形の実測値を示す図である。

【図１１】この出願の発明によるＰＣＳ値補正前及び補
正後の信号波形のオッシロスコープによる実測値を示す
図である。

【図１２】従来の対数変換回路の説明図である。

【符号の説明】

１対数形増幅器２１ＣＲ形低域通過濾波器２２広ダイナミック信号中間処理回路本体２３ＣＲ形帯域通過濾波器２４選択阻止形受動濾波器Ｄ１第１のダイオードＤ２第２のダイオードＩＣ演算増幅器ＲＥＦオフセット電源回路ｉ入力点ｏ出力点

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号ＦＩテーマコート゛(参考）Ｈ０４Ｎ 5/335 Ｈ０４Ｎ 1/40 １０１Ｚ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】演算増幅器（ＩＣ）と、双方向性２端子
ダイオード回路と、ＣＲ形２端子回路と、入力点（ｉ）
と、出力点（ｏ）とを含有し、上記双方向性２端子ダイオード回路は、第１のダイオー
ド（Ｄ１）と第２のダイオード（Ｄ２）とを逆並列に接
続して成る２端子回路であり、上記ＣＲ形２端子回路は、コンデンサ（Ｃ１）と抵抗素
子（Ｒ１）とを直列に接続して成る２端子回路であり、上記入力点（ｉ）と上記演算増幅器（ＩＣ）の反転入力
端子（−端子）との間には、上記ＣＲ形２端子回路が接
続され、上記演算増幅器（ＩＣ）の負帰還ループには、上記双方
向性２端子ダイオード回路が挿入され、上記演算増幅器（ＩＣ）の非反転入力端子（＋端子）に
は、グランド若しくはオフセット調整回路が接続され、上記出力点（ｏ）には、上記演算増幅器（ＩＣ）の出力
端子が直接接続されている、広ダイナミック信号中間処理回路。
【請求項２】請求項１記載の広ダイナミック信号中間
処理回路において、前記ＣＲ形２端子回路の全体に対して並列に、若しくは
同回路中の抵抗素子（Ｒ１）だけに対して並列に、高域
信号を増強するためのコンデンサ（Ｃ３）が接続されて
いる、広ダイナミック信号中間処理回路。
【請求項３】請求項１記載の広ダイナミック信号中間
処理回路において、前記演算増幅器（ＩＣ）の反転入力端子（−端子）と非
反転入力端子（＋端子）との間には、高域ノイズを除去
するためのコンデンサ（Ｃ２）が接続されている、広ダイナミック信号中間処理回路。
【請求項４】請求項１記載の広ダイナミック信号中間
処理回路において、前記演算増幅器（ＩＣ）の負帰還ループに挿入された前
記双方向性２端子ダイオード回路に対して並列に、高域
ノイズを除去するためのコンデンサ（Ｃ５）が接続され
ている、広ダイナミック信号中間処理回路。
【請求項５】広ダイナミック信号中間処理回路本体
（２２）と、ＣＲ形濾波器（２１）とを含有し、上記広ダイナミック信号中間処理回路本体（２２）は、請求項２記載の広ダイナミック信号中間処理回路におけ
る、前記双方向性２端子ダイオード回路に対して並列に
コンデンサＣ５が接続され、前記演算増幅器（ＩＣ）の反転入力端子（−端子）と非
反転入力端子（＋端子）との間には、コンデンサ（Ｃ
２）が接続され、前記演算増幅器（ＩＣ）の非反転入力端子（＋端子）に
は、オフセット調整回路が接続されて成り、上記オフセット調整回路は、オフセット調整用電源（Ｖ
ＤＤ）と抵抗素子（Ｒ３）との直列接続によって成る２
端子回路と、抵抗素子（Ｒ２）だけから成る２端子回路
と、コンデンサ（Ｃ４）だけから成る２端子回路とが、
並列に接続されて成り、上記ＣＲ形濾波器（２１）は、ＣＲ形低域通過濾波器、
ＣＲ形高域通過濾波器若しくはＣＲ形帯域通過濾波器、
及び／又はＣＲ形帯域阻止濾波器から成る、広ダイナミック信号中間処理回路。
【請求項６】広ダイナミック信号中間処理回路本体
（２２）と、ＣＲ形濾波器（２１）と、反転増幅器（２
３）とを含有し、上記広ダイナミック信号中間処理回路本体（２２）は、請求項３記載の広ダイナミック信号中間処理回路におけ
る、前記ＣＲ形２端子回路の全体に対して並列に、若し
くは同回路中の抵抗素子（Ｒ１）だけに対して並列に、
高域信号を増強するためのコンデンサ（Ｃ３）が接続さ
れ、前記演算増幅器（ＩＣ）の非反転入力端子（＋端子）
に、オフセット調整回路が接続されて成り、上記オフセット調整回路は、オフセット調整用電源（Ｖ
ＤＤ）と抵抗素子（Ｒ３）との直列接続によって成る２
端子回路と、抵抗素子（Ｒ２）だけから成る２端子回路
と、コンデンサ（Ｃ４）だけから成る２端子回路とが、
並列に接続されて成り、上記ＣＲ形濾波器（２１）は、ＣＲ形低域通過濾波器、
ＣＲ形高域通過濾波器、若しくはＣＲ形帯域通過濾波
器、及び／又はＣＲ形帯域阻止濾波器から成り、前記反転増幅器（２３）は、演算増幅器（ＩＣ２）の入力回路に一の抵抗素子（Ｒ
Ｙ）が接続され、負帰還ループに他の抵抗素子（ＲＹ）
が接続されて成る反転増幅器本体において、当該入力回
路の一の抵抗素子（ＲＹ）に対して並列に、温度補償の
ためのサーミスタ（ｔｈ）が接続され、当該負帰還ループの他の抵抗素子（ＲＹ）に対して並列
に、高域ノイズを除去するためのコンデンサ（ＣＹ）が
接続されて成る、広ダイナミック信号中間処理回路。
【請求項７】光学的記録媒体から到来する反射光信号
を受光する受光光学系と、上記反射光信号を電気的信号に光電変換する光電変換器
と、上記光電変換器の後段に接続された前段増幅器と、上記前段増幅器の後段に接続された請求項１乃至６の何
れか一つに記載の広ダイナミック信号中間処理回路と、上記広ダイナミック信号中間処理回路の後段に接続され
たディジタイザと、を含有し、上記広グイナミック信号中間処理回路は、上記前段増幅
器の出力信号を、上記ディジタイザに適合する信号に変
換し、上記ディジタイザは、上記広ダイナミック信号中間処理
回路の出力信号を二元信号に変換する、光学的パターン読取装置。
【請求項８】被監視空間中の被監視物体から到来する
反射光信号を受光する受光光学系と、上記反射光信号を電気的信号に光電変換する光電変換器
と、上記光電変換器の後段に接続された対数形電流／電圧変
換器と、上記対数形電流／電圧変換器の後段に接続された請求項
１乃至６の何れか一つに記載の広ダイナミック信号中間
処理回路と、上記広ダイナミック信号中間処理回路の後段に接続され
た判定手段と、を含有し、上記対数形電流／電圧変換器は、上記光電変換器の出力
を、上記広ダイナミック信号中間処理回路に適合する信
号に変換し、上記広ダイナミック信号中間処理回路は、上記対数形電
流／電圧変換器の出力を、上記判定手段に適合する信号
に変換し、上記判定手段は、上記広ダイナミック信号中間処理回路
の出力に基づいて、被監視物体の進入乃至移動・変動を
判定・検出する、光学的物体検知センサ。
【請求項９】肉眼では気が付きにくい位にＰＣＳ値の
小さな検出用光学パターンが記録されている紙面から到
来する反射光信号を受光する受光光学系と、上記反射光信号を電気的信号に光電変換する光電変換器
（ＰＤ）と、上記光電変換器の後段に接続された対数形電流／電圧変
換器（１）と、上記対数形電流／電圧変換器の後段に接続された請求項
１乃至６の何れか一つに記載の広ダイナミック信号中間
処理回路（２２・２４）と、上記広ダイナミック信号中間処理回路（２２・２４）の
後段に接続されたディジタイザと、上記ディジタイザの後段に接続された判定手段と、を含有し、上記対数形電流／電圧変換器（１）は、上記光電変換器
（ＰＤ）の出力を上記広ダイナミック信号中間処理回路
（２２・２４）に適合する信号に変換し、上記広ダイナミック信号中間処理回路（２２・２４）
は、上記対数形電流／電圧変換器（１）の出力信号を、
上記判定手段に適合する信号に変換し、上記ディジタイザは、上記広ダイナミック信号中間処理
回路（２２・２４）の出力信号を二元信号に変換し、上記判定手段は、上記二元信号が所定の二元信号と合致
するか否かを判断し、合致すると判断した時は、所定紙
面の検出信号を出力する、光学的紙面検出センサ。