JP2000341970A - モータ制御装置 - Google Patents
モータ制御装置Info
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- JP2000341970A JP2000341970A JP11149902A JP14990299A JP2000341970A JP 2000341970 A JP2000341970 A JP 2000341970A JP 11149902 A JP11149902 A JP 11149902A JP 14990299 A JP14990299 A JP 14990299A JP 2000341970 A JP2000341970 A JP 2000341970A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 本発明はモータ制御装置のゲートドライブ回
路に正負両電源を兼ね備えた、小型化されたインバータ
回路を有するモータ制御装置を供給することを目的とす
る。 【解決手段】 下アームスイッチング素子ＱＭ２の駆動
用正電源をチャージポンプを使って、上アームスイッチ
ング素子ＱＭ１駆動用正電源として用い、前記上アーム
スイッチング素子の駆動用正電源よりスイッチトキャパ
シタ回路７を使用し、上アームスイッチング素子ＱＭ１
駆動用負電源を作る回路を備えたモータ制御装置であ
る。
路に正負両電源を兼ね備えた、小型化されたインバータ
回路を有するモータ制御装置を供給することを目的とす
る。 【解決手段】 下アームスイッチング素子ＱＭ２の駆動
用正電源をチャージポンプを使って、上アームスイッチ
ング素子ＱＭ１駆動用正電源として用い、前記上アーム
スイッチング素子の駆動用正電源よりスイッチトキャパ
シタ回路７を使用し、上アームスイッチング素子ＱＭ１
駆動用負電源を作る回路を備えたモータ制御装置であ
る。
Description
【発明の属する技術分野】本発明は、ロボット、半導体
制御装置、搬送機などに使用する、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦ
ＥＴなどのスイッチング素子を用いて構成されたインバ
ータ回路を含む、モータ制御装置に関するものである。
制御装置、搬送機などに使用する、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦ
ＥＴなどのスイッチング素子を用いて構成されたインバ
ータ回路を含む、モータ制御装置に関するものである。
【従来の技術】近年、モータ制御装置は、パワーエレク
トロニクス技術の発展に伴い、小型化低コスト化が求め
られている。ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴなどのスイッチン
グ素子を駆動する電源として、スイッチング素子が比較
的小容量の場合は正の電源のみでも駆動可能ではある
が、大容量のスイッチング素子になると、スイッチング
を確実に行うために正負の電源が必要で、個々に絶縁さ
れた多出力のトランスが必要となり、トランスの出力数
が多いことや巻線間の絶縁が必要なため、トランス及び
周辺回路が大型化し、装置全体の小型化ができなかっ
た。以下、従来の技術の例を図面を用いて説明する。従
来のモータ制御装置の主回路例を図３、図４に示す。図
３はインバータ装置の基本回路、図４は図３中のインバ
ータ装置の一部分である。１アーム分の駆動回路であ
り、図３中、３、４、５に相当する部分の詳細である。
１は電源、２はコンバータ回路、３、４、５はそれぞれ
前記コンバータ回路２と接続するＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各
相の駆動回路である。そして各相の駆動回路３、４、５
は第一スイッチング素子ＱＭ１を駆動するゲート部１
０、第二スイッチング素子ＱＭ２を駆動するゲート部１
１により構成される。１２は制御回路部であり、各相の
駆動回路のゲート部１０、１１へ信号を出力する。Ｍは
モータであり、各相の駆動回路３、４、５の出力と接続
する。６、８はＱＭ１、ＱＭ２を駆動するゲートドライ
ブ部で、６の電源端子６ａと８の電源端子８ａを有す
る。１８は電源部、１３、１４は信号入力端子であり、
スイッチング素子ＱＭ１、ＱＭ２を駆動するゲートドラ
イブ部６、８に信号を送る。Ｃ１はコンデンサであり、
ＱＭ１を駆動するゲートドライブ部６のパワー端子６ａ
と、直列接続したＱＭ１、ＱＭ２スイッチング素子の中
点１７を両端として接続している。Ｄ１はダイオードで
あり、前記パワー端子６ａと電源部１８に接続してい
る。１５はプラス側端子で、スイッチング素子ＱＭ１が
コンバータ回路２のプラス側端子と接続する端子であ
る。１６はマイナス側端子で、スイッチング素子ＱＭ２
がコンバータ回路２のマイナス側端子と接続する端子で
ある。インバータ装置の駆動回路において、スイッチン
グ素子ＱＭ２がＯＮ時には、スイッチング素子ＱＭ１は
ＯＦＦしており、コンデンサＣ１がダイオードＤ１を通
じて、電源部１８より充電される。スイッチング素子Ｑ
Ｍ２がＯＦＦ時には、ダイオードＤ１により、前記コン
デンサＣ１の電圧が放電するのを阻止している。このコ
ンデンサの電荷を使用し、スイッチング素子ＱＭ２がＯ
ＦＦ時にスイッチング素子ＱＭ１をＯＮさせる。以上の
ように、一個の直流電源部で、直列に接続される二個の
スイッチング素子を効率よく交互にＯＮ、ＯＦＦさせて
いる。これにより、スイッチング素子ＱＭ１を駆動する
ゲートドライブ部６と二個直列に接続されるスイッチン
グ素子ＱＭ１、ＱＭ２の中点１７とを接続するコンデン
サＣ１と、スイッチング素子ＱＭ２を駆動するゲートド
ライブ部８に接続される電源部１８と前記コンデンサＣ
１とを接続するダイオードＤ１を設けるインバータ装置
の駆動回路を用いることにより、スイッチング素子ＱＭ
１、ＱＭ２の専用の電源部１８を共通とするので、小型
化、低価格化を図ることができる。この方式は、スイッ
チング素子ＱＭ１、ＱＭ２の容量が小さいインバータ回
路には採用することが可能である。しかしながら、大容
量のスイッチング素子を用いたインバータ回路では、確
実にスイッチング素子をＯＦＦさせるためスイッチング
素子ゲートドライブ回路に正負両電源が必要である。上
記従来例であると、下アームスイッチング素子ＱＭ２が
ＯＮからＯＦＦに切り変わる際、スイッチング素子のゲ
ートの容量が大きいため、下アームスイッチング素子Ｑ
Ｍ２の電流がゼロとなり完全にＯＦＦする前に、上アー
ムスイッチング素子ＱＭ１がＯＮしてしまうと、下アー
ムスイッチング素子ＱＭ２に電流が流れている場合同時
導通が起こる可能性があり、損失が大きくなったり、破
壊してしまうことがあった。チャージポンプでは、上ア
ームの負の電源が作れないため、トランスで上下を絶縁
した電源を作っており、３相インバータではゲートドラ
イブ用電源としてトランスの電源出力は４出力必要で、
その間の絶縁距離が必要となり多出力で外形の大きなト
ランスを使用する必要がある。しかし、出力数が多いこ
とや、巻線間の絶縁が必要なため、トランスが大型化す
る問題点があり、小型化が図れなかった。そこで、この
改善例として以下の方式がある。この従来の方式を図５
に示す。図３と同じ箇所は同じ記号を付け、重複の説明
は省略する。ＴＲ１はインバータ主回路のマイナス側の
素子を駆動する電源トランスの出力巻線、Ｄ２、Ｄ３は
電源トランス用の整流ダイオードで、Ｃ３、Ｃ４は整流
ダイオードＤ２、Ｄ３の出力の平滑コンデンサで正負の
二電源を構成している。なお、コンデンサＣ１はスイッ
チング素子ＱＭ１を、コンデンサＣ３はスイッチング素
子ＱＭ２をＯＮさせる正バイアス用電源で、コンデンサ
Ｃ２はスイッチング素子ＱＭ１を、コンデンサＣ４はス
イッチング素子ＱＭ２をＯＦＦさせる逆バイアス用電源
となっている。Ｒ１は抵抗、ＺＤ１はツェナーダイオー
ドであり、このＺＤ１の電圧は、スイッチング素子ＱＭ
１を駆動するゲートドライブ部６の負電源の電圧により
決められる。Ｄ１、Ｄ４は上アーム電源用の整流ダイオ
ードで、コンデンサＣ１、Ｃ２はＤ１、Ｄ４の出力の平
滑コンデンサで正負の二電源を構成している。次に、Ｕ
相の動作について述べる。スイッチング素子ＱＭ１、Ｑ
Ｍ２がともにＯＦＦの時、スイッチング素子ＱＭ１の電
源用コンデンサＣ１、Ｃ２にはトランスＴＲ１の出力よ
り作られた正負の電源用コンデンサＣ３、Ｃ４のうち、
正電源用コンデンサＣ３からダイオードＤ１、コンデン
サＣ１、Ｃ２、ダイオードＤ４、抵抗Ｒ１、負電源用コ
ンデンサＣ４の経路で充電される。次に、スイッチング
素子ＱＭ２がＯＮ、スイッチング素子ＱＭ１がＯＦＦの
時、コンデンサＣ３からダイオードＤ１、コンデンサＣ
１、スイッチング素子ＱＭ２の経路でスイッチング素子
ＱＭ１の正電源用コンデンサＣ１が充電され、コンデン
サＣ３と同じ電圧となる。最後に、スイッチング素子Ｑ
Ｍ２がＯＦＦ、スイッチング素子ＱＭ１がＯＮの時、イ
ンバータの主回路のＰからスイッチング素子ＱＭ１、コ
ンデンサＣ２、ダイオードＤ４、抵抗Ｒ１、コンデンサ
Ｃ４、主回路のＮの経路でスイッチング素子ＱＭ１の負
電源用コンデンサＣ２が充電される。ツェナーダイオー
ドＺＤ１はコンデンサＣ２が過度に充電されるのを防い
でいる。他のＶ、Ｗ相についても同様の充電経路で充電
されるため、インバータの下アームスイッチング素子Ｑ
Ｍ２の電源として上アームスイッチング素子ＱＭ１の電
源を利用するため、下アームＱＭ１側のトランス出力巻
線と共用でき、スイッチング素子ＱＭ１、ＱＭ２がＯＮ
−ＯＦＦ可能な電源が供給されている。以上により、上
アームの正負の駆動電源を下アームの駆動電源と共用す
ることによりトランス等の駆動電源を小型化することが
できた。
トロニクス技術の発展に伴い、小型化低コスト化が求め
られている。ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴなどのスイッチン
グ素子を駆動する電源として、スイッチング素子が比較
的小容量の場合は正の電源のみでも駆動可能ではある
が、大容量のスイッチング素子になると、スイッチング
を確実に行うために正負の電源が必要で、個々に絶縁さ
れた多出力のトランスが必要となり、トランスの出力数
が多いことや巻線間の絶縁が必要なため、トランス及び
周辺回路が大型化し、装置全体の小型化ができなかっ
た。以下、従来の技術の例を図面を用いて説明する。従
来のモータ制御装置の主回路例を図３、図４に示す。図
３はインバータ装置の基本回路、図４は図３中のインバ
ータ装置の一部分である。１アーム分の駆動回路であ
り、図３中、３、４、５に相当する部分の詳細である。
１は電源、２はコンバータ回路、３、４、５はそれぞれ
前記コンバータ回路２と接続するＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各
相の駆動回路である。そして各相の駆動回路３、４、５
は第一スイッチング素子ＱＭ１を駆動するゲート部１
０、第二スイッチング素子ＱＭ２を駆動するゲート部１
１により構成される。１２は制御回路部であり、各相の
駆動回路のゲート部１０、１１へ信号を出力する。Ｍは
モータであり、各相の駆動回路３、４、５の出力と接続
する。６、８はＱＭ１、ＱＭ２を駆動するゲートドライ
ブ部で、６の電源端子６ａと８の電源端子８ａを有す
る。１８は電源部、１３、１４は信号入力端子であり、
スイッチング素子ＱＭ１、ＱＭ２を駆動するゲートドラ
イブ部６、８に信号を送る。Ｃ１はコンデンサであり、
ＱＭ１を駆動するゲートドライブ部６のパワー端子６ａ
と、直列接続したＱＭ１、ＱＭ２スイッチング素子の中
点１７を両端として接続している。Ｄ１はダイオードで
あり、前記パワー端子６ａと電源部１８に接続してい
る。１５はプラス側端子で、スイッチング素子ＱＭ１が
コンバータ回路２のプラス側端子と接続する端子であ
る。１６はマイナス側端子で、スイッチング素子ＱＭ２
がコンバータ回路２のマイナス側端子と接続する端子で
ある。インバータ装置の駆動回路において、スイッチン
グ素子ＱＭ２がＯＮ時には、スイッチング素子ＱＭ１は
ＯＦＦしており、コンデンサＣ１がダイオードＤ１を通
じて、電源部１８より充電される。スイッチング素子Ｑ
Ｍ２がＯＦＦ時には、ダイオードＤ１により、前記コン
デンサＣ１の電圧が放電するのを阻止している。このコ
ンデンサの電荷を使用し、スイッチング素子ＱＭ２がＯ
ＦＦ時にスイッチング素子ＱＭ１をＯＮさせる。以上の
ように、一個の直流電源部で、直列に接続される二個の
スイッチング素子を効率よく交互にＯＮ、ＯＦＦさせて
いる。これにより、スイッチング素子ＱＭ１を駆動する
ゲートドライブ部６と二個直列に接続されるスイッチン
グ素子ＱＭ１、ＱＭ２の中点１７とを接続するコンデン
サＣ１と、スイッチング素子ＱＭ２を駆動するゲートド
ライブ部８に接続される電源部１８と前記コンデンサＣ
１とを接続するダイオードＤ１を設けるインバータ装置
の駆動回路を用いることにより、スイッチング素子ＱＭ
１、ＱＭ２の専用の電源部１８を共通とするので、小型
化、低価格化を図ることができる。この方式は、スイッ
チング素子ＱＭ１、ＱＭ２の容量が小さいインバータ回
路には採用することが可能である。しかしながら、大容
量のスイッチング素子を用いたインバータ回路では、確
実にスイッチング素子をＯＦＦさせるためスイッチング
素子ゲートドライブ回路に正負両電源が必要である。上
記従来例であると、下アームスイッチング素子ＱＭ２が
ＯＮからＯＦＦに切り変わる際、スイッチング素子のゲ
ートの容量が大きいため、下アームスイッチング素子Ｑ
Ｍ２の電流がゼロとなり完全にＯＦＦする前に、上アー
ムスイッチング素子ＱＭ１がＯＮしてしまうと、下アー
ムスイッチング素子ＱＭ２に電流が流れている場合同時
導通が起こる可能性があり、損失が大きくなったり、破
壊してしまうことがあった。チャージポンプでは、上ア
ームの負の電源が作れないため、トランスで上下を絶縁
した電源を作っており、３相インバータではゲートドラ
イブ用電源としてトランスの電源出力は４出力必要で、
その間の絶縁距離が必要となり多出力で外形の大きなト
ランスを使用する必要がある。しかし、出力数が多いこ
とや、巻線間の絶縁が必要なため、トランスが大型化す
る問題点があり、小型化が図れなかった。そこで、この
改善例として以下の方式がある。この従来の方式を図５
に示す。図３と同じ箇所は同じ記号を付け、重複の説明
は省略する。ＴＲ１はインバータ主回路のマイナス側の
素子を駆動する電源トランスの出力巻線、Ｄ２、Ｄ３は
電源トランス用の整流ダイオードで、Ｃ３、Ｃ４は整流
ダイオードＤ２、Ｄ３の出力の平滑コンデンサで正負の
二電源を構成している。なお、コンデンサＣ１はスイッ
チング素子ＱＭ１を、コンデンサＣ３はスイッチング素
子ＱＭ２をＯＮさせる正バイアス用電源で、コンデンサ
Ｃ２はスイッチング素子ＱＭ１を、コンデンサＣ４はス
イッチング素子ＱＭ２をＯＦＦさせる逆バイアス用電源
となっている。Ｒ１は抵抗、ＺＤ１はツェナーダイオー
ドであり、このＺＤ１の電圧は、スイッチング素子ＱＭ
１を駆動するゲートドライブ部６の負電源の電圧により
決められる。Ｄ１、Ｄ４は上アーム電源用の整流ダイオ
ードで、コンデンサＣ１、Ｃ２はＤ１、Ｄ４の出力の平
滑コンデンサで正負の二電源を構成している。次に、Ｕ
相の動作について述べる。スイッチング素子ＱＭ１、Ｑ
Ｍ２がともにＯＦＦの時、スイッチング素子ＱＭ１の電
源用コンデンサＣ１、Ｃ２にはトランスＴＲ１の出力よ
り作られた正負の電源用コンデンサＣ３、Ｃ４のうち、
正電源用コンデンサＣ３からダイオードＤ１、コンデン
サＣ１、Ｃ２、ダイオードＤ４、抵抗Ｒ１、負電源用コ
ンデンサＣ４の経路で充電される。次に、スイッチング
素子ＱＭ２がＯＮ、スイッチング素子ＱＭ１がＯＦＦの
時、コンデンサＣ３からダイオードＤ１、コンデンサＣ
１、スイッチング素子ＱＭ２の経路でスイッチング素子
ＱＭ１の正電源用コンデンサＣ１が充電され、コンデン
サＣ３と同じ電圧となる。最後に、スイッチング素子Ｑ
Ｍ２がＯＦＦ、スイッチング素子ＱＭ１がＯＮの時、イ
ンバータの主回路のＰからスイッチング素子ＱＭ１、コ
ンデンサＣ２、ダイオードＤ４、抵抗Ｒ１、コンデンサ
Ｃ４、主回路のＮの経路でスイッチング素子ＱＭ１の負
電源用コンデンサＣ２が充電される。ツェナーダイオー
ドＺＤ１はコンデンサＣ２が過度に充電されるのを防い
でいる。他のＶ、Ｗ相についても同様の充電経路で充電
されるため、インバータの下アームスイッチング素子Ｑ
Ｍ２の電源として上アームスイッチング素子ＱＭ１の電
源を利用するため、下アームＱＭ１側のトランス出力巻
線と共用でき、スイッチング素子ＱＭ１、ＱＭ２がＯＮ
−ＯＦＦ可能な電源が供給されている。以上により、上
アームの正負の駆動電源を下アームの駆動電源と共用す
ることによりトランス等の駆動電源を小型化することが
できた。
【発明が解決しようとする課題】しかし、抵抗Ｒ１は、
スイッチング素子ＱＭ１がＯＮした時、ＰＮ間の電圧が
印加されるため、電力型の抵抗が必要となり、抵抗が大
きくなり、発熱の問題もあるため、回路を小型化するに
は、まだ、課題が残された。本発明はモータ制御装置の
ゲートドライブ回路に正負両電源を兼ね備えた、小型化
されたインバータ回路を有するモータ制御装置を供給す
ることを目的とする。
スイッチング素子ＱＭ１がＯＮした時、ＰＮ間の電圧が
印加されるため、電力型の抵抗が必要となり、抵抗が大
きくなり、発熱の問題もあるため、回路を小型化するに
は、まだ、課題が残された。本発明はモータ制御装置の
ゲートドライブ回路に正負両電源を兼ね備えた、小型化
されたインバータ回路を有するモータ制御装置を供給す
ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】この課題を解決するため
に本発明は、下アームスイッチング素子の駆動用正電源
をチャージポンプ回路を使って、上アームスイッチング
素子駆動用正電源として用い、前記上アームスイッチン
グ素子の駆動用正電源よりスイッチトキャパシタ回路を
使用し、上アームスイッチング素子駆動用負電源を作る
回路を備えたモータ制御装置である。
に本発明は、下アームスイッチング素子の駆動用正電源
をチャージポンプ回路を使って、上アームスイッチング
素子駆動用正電源として用い、前記上アームスイッチン
グ素子の駆動用正電源よりスイッチトキャパシタ回路を
使用し、上アームスイッチング素子駆動用負電源を作る
回路を備えたモータ制御装置である。
【発明の実施の形態】この課題を解決するために本発明
は、チャージポンプ回路とその正電源を利用し負電源を
作るスイッチトキャパシタ回路を設けたモータ制御装置
である。
は、チャージポンプ回路とその正電源を利用し負電源を
作るスイッチトキャパシタ回路を設けたモータ制御装置
である。
【実施例】以下本発明の実施例について図を参照して説
明する。図１は本発明のモータ制御装置の主回路であ
る。また、図２は図１中のスイッチトキャパシタ回路の
詳細である。図１の記号はすでに説明した従来例と同じ
であるので説明は省く。図１において、７はスイッチト
キャパシタ回路である。図２はスイッチトキャパシタ回
路の具体例を示す。ＩＣ１は例えばスイッチトキャパシ
タの制御回路であり、Ｃ５はコンデンサである。以下、
順に動作を説明する。図１においてスイッチング素子Ｑ
Ｍ２を駆動するゲート部８がＯＮ信号を受信したら、電
源部コンデンサＣ３によりスイッチング素子ＱＭ２をＯ
Ｎする。スイッチング素子ＱＭ２がＯＮ時には、中点１
７とマイナス側端子１６はほぼ同電位となり、電源部コ
ンデンサＣ３より、ダイオードＤ１を通してＱＭ１のゲ
ート部のコンデンサＣ１が充電される。前記コンデンサ
Ｃ１が充電されると、スイッチトキャパシタ回路７の中
のスイッチトキャパシタの制御回路に接続されたコンデ
ンサＣ５が充電される。Ｃ５が充電されるとあるタイミ
ングでＩＣ１のａ側にあったスイッチがｂ側に切り替わ
り、コンデンサＣ２を充電する。ＩＣ１の制御によりス
イッチがａ側、ｂ側交互に切り替わり、この動作を繰り
返すことにより、絶えず上アームの負電源を供給するこ
とができる。この状態で、スイッチング素子ＱＭ１を駆
動するゲートドライブ部６がＯＮ／ＯＦＦ信号を受信し
たら、前記コンデンサＣ１、Ｃ２の充電電圧によりスイ
ッチング素子ＱＭ１を効率よくＯＮ／ＯＦＦすることと
なる。以上のように本発明によれば、インバータ装置の
駆動回路において、スイッチング素子ＱＭ２がＯＮ時に
は、電源部コンデンサＣ３により充電されるコンデンサ
Ｃ１と、スイッチトキャパシタ回路７により充電される
コンデンサＣ２と、スイッチング素子ＱＭ２がＯＦＦ時
には、前記コンデンサの電圧がＱＭ２のゲート部へ放電
するのを阻止するダイオードＤ１を設けることにより一
個の電源部で、上アームのスイッチング素子ＱＭ１の駆
動用の正と負の両電源を作ることが可能となり、直列に
接続される２個のスイッチング素子ＱＭ１、ＱＭ２を効
率よく交互にＯＮ−ＯＦＦすることが可能となる。
明する。図１は本発明のモータ制御装置の主回路であ
る。また、図２は図１中のスイッチトキャパシタ回路の
詳細である。図１の記号はすでに説明した従来例と同じ
であるので説明は省く。図１において、７はスイッチト
キャパシタ回路である。図２はスイッチトキャパシタ回
路の具体例を示す。ＩＣ１は例えばスイッチトキャパシ
タの制御回路であり、Ｃ５はコンデンサである。以下、
順に動作を説明する。図１においてスイッチング素子Ｑ
Ｍ２を駆動するゲート部８がＯＮ信号を受信したら、電
源部コンデンサＣ３によりスイッチング素子ＱＭ２をＯ
Ｎする。スイッチング素子ＱＭ２がＯＮ時には、中点１
７とマイナス側端子１６はほぼ同電位となり、電源部コ
ンデンサＣ３より、ダイオードＤ１を通してＱＭ１のゲ
ート部のコンデンサＣ１が充電される。前記コンデンサ
Ｃ１が充電されると、スイッチトキャパシタ回路７の中
のスイッチトキャパシタの制御回路に接続されたコンデ
ンサＣ５が充電される。Ｃ５が充電されるとあるタイミ
ングでＩＣ１のａ側にあったスイッチがｂ側に切り替わ
り、コンデンサＣ２を充電する。ＩＣ１の制御によりス
イッチがａ側、ｂ側交互に切り替わり、この動作を繰り
返すことにより、絶えず上アームの負電源を供給するこ
とができる。この状態で、スイッチング素子ＱＭ１を駆
動するゲートドライブ部６がＯＮ／ＯＦＦ信号を受信し
たら、前記コンデンサＣ１、Ｃ２の充電電圧によりスイ
ッチング素子ＱＭ１を効率よくＯＮ／ＯＦＦすることと
なる。以上のように本発明によれば、インバータ装置の
駆動回路において、スイッチング素子ＱＭ２がＯＮ時に
は、電源部コンデンサＣ３により充電されるコンデンサ
Ｃ１と、スイッチトキャパシタ回路７により充電される
コンデンサＣ２と、スイッチング素子ＱＭ２がＯＦＦ時
には、前記コンデンサの電圧がＱＭ２のゲート部へ放電
するのを阻止するダイオードＤ１を設けることにより一
個の電源部で、上アームのスイッチング素子ＱＭ１の駆
動用の正と負の両電源を作ることが可能となり、直列に
接続される２個のスイッチング素子ＱＭ１、ＱＭ２を効
率よく交互にＯＮ−ＯＦＦすることが可能となる。
【発明の効果】以上のように本発明によれば、チャージ
ポンプ回路の上アームの正電源を用い、スイッチトキャ
パシタ回路を採用することで、負電源を作ることがで
き、正負両電源が必要な大容量のスイッチング素子のゲ
ートドライブ回路周辺の電源の小型化が実現でき、小型
のモータ制御装置を供給することが可能となる。
ポンプ回路の上アームの正電源を用い、スイッチトキャ
パシタ回路を採用することで、負電源を作ることがで
き、正負両電源が必要な大容量のスイッチング素子のゲ
ートドライブ回路周辺の電源の小型化が実現でき、小型
のモータ制御装置を供給することが可能となる。
【図１】本発明の実施例を示す図
【図２】本発明のスイッチトキャパシタ回路を示す図
【図３】従来のインバータ装置を示す図
【図４】従来のゲート部を示す図
【図５】従来のインバータ装置を示す図
【符号の説明】 １ 電源 ２ コンバータ回路 ３ Ｕ相の駆動回路 ４ Ｖ相の駆動回路 ５ Ｗ相の駆動回路 ６ スイッチング素子ＱＭ１を駆動するゲートドライブ
部 ７ スイッチトキャパシタ回路 ８ スイッチング素子ＱＭ２を駆動するゲートドライブ
部
部 ７ スイッチトキャパシタ回路 ８ スイッチング素子ＱＭ２を駆動するゲートドライブ
部
Claims (1)
- 【請求項１】 ２個直列に接続される上アーム、下アー
ムスイッチング素子と、前記上アームスイッチング素子
を駆動する上アームゲートドライブ部と、前記直列の接
続された上、下アームスイッチング素子の中点と前記の
上アームゲートドライブ部の電源正端子間に接続し上ア
ームの正電源となるコンデンサと、下アームスイッチン
グ素子を駆動するゲートドライブ部の電源端子に接続さ
れる電源部と前記コンデンサのプラス電位にカソード側
が接続され前記電源部より前記コンデンサに電荷を供給
する働きをするダイオードより構成されるチャージポン
プ回路と、前記直列接続された上、下アームスイッチン
グ素子の中点と前記上アームゲートドライブ部の電源負
端子間に接続された上アームの負電源となるコンデンサ
と、前記上アームの正電源となるコンデンサより上アー
ムの負電源となるコンデンサに電荷を供給するためのス
イッチトキャパシタ回路とを備えたモータ制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11149902A JP2000341970A (ja) | 1999-05-28 | 1999-05-28 | モータ制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11149902A JP2000341970A (ja) | 1999-05-28 | 1999-05-28 | モータ制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000341970A true JP2000341970A (ja) | 2000-12-08 |
Family
ID=15485111
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11149902A Withdrawn JP2000341970A (ja) | 1999-05-28 | 1999-05-28 | モータ制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000341970A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012074829A (ja) * | 2010-09-28 | 2012-04-12 | Sanken Electric Co Ltd | ゲート駆動回路及びスイッチング電源装置 |
-
1999
- 1999-05-28 JP JP11149902A patent/JP2000341970A/ja not_active Withdrawn
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012074829A (ja) * | 2010-09-28 | 2012-04-12 | Sanken Electric Co Ltd | ゲート駆動回路及びスイッチング電源装置 |
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