JP2000353627A - 絶縁コンバータトランス及びスイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 一次側から二次側への伝送動作を安定させ
る。 【解決手段】 ２組のスイッチング素子それぞれに対応
して、プッシュプル方式でスイッチング動作を行なうこ
とで、電磁エネルギーが蓄積される一次巻線Ｎ1Aと一次
巻線Ｎ1Bと、一次巻線Ｎ1A及び一次巻線Ｎ1Bに蓄積され
た電磁エネルギーが伝送される二次巻線Ｎ2を備え、一
次巻線Ｎ1Aと一次巻線Ｎ1Bを疎結合となるように巻装し
て絶縁コンバータトランスＰＩＴを構成する。また前記
絶縁コンバータトランスＰＩＴを備えてスイッチング電
源回路を構成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、絶縁コンバータト
ランス及び絶縁コンバータトランスを用いたスイッチン
グ電源回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】スイッチング電源回路として、例えばフ
ライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形
式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知ら
れている。これらのスイッチングコンバータはスイッチ
ング動作波形が矩形波状であることから、スイッチング
ノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、
電力変換効率の向上にも限界があることが分かってい
る。そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバー
タによるスイッチング電源回路が各種提案されている。
共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると
共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低
ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数によ
り構成することができるというメリットも有している。

【０００３】図７の回路図は、先に本出願人が提案した
発明に基づいて構成することのできる、先行技術として
のスイッチング電源回路の一例を示している。この電源
回路は、２石のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2 を備えて、
いわゆるプッシュプル方式で自励式によりスイッチング
動作を行う電圧共振形コンバータを備えて構成される。

【０００４】この図に示す電源回路においては、商用交
流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を
得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ
及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流回路が備えら
れ、交流入力電圧ＶACの１倍のレベルに対応する整流平
滑電圧Ｅｉを生成するようにされる。また、この整流平
滑回路に対しては、その整流電流経路に対して突入電流
制限抵抗Ｒｉが挿入されており、例えば電源投入時に平
滑コンデンサＣｉに流入する突入電流を抑制するように
している。

【０００５】また、この図に示す電源回路としては、後
述する２組のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をプッシュプル
動作によりスイッチング駆動すると共に、スイッチング
素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数を可変制御するため
に、直交型ドライブトランスＰＲＴが設けられる。直交
型ドライブトランスＰＲＴの構造としては、例えば４本
の磁脚を有する２つのダブルコの字型コアの互いの磁脚
の端部を接合するようにして立体型コアを形成する。そ
して、この立体型コアの所定の２本の磁脚に対して、同
じ巻回方向に検出巻線ＮD，駆動巻線ＮB1，ＮB2を巻装
し、更に制御巻線ＮCを、上記検出巻線ＮD，駆動巻線Ｎ
B1，ＮB2に対して直交する方向に巻装することで可飽和
リアクトルとして構成される。

【０００６】この場合、検出巻線ＮDは、チョークコイ
ルＣＨ（インダクタンスＬｃ）と直列接続された上で、
一次巻線Ｎ1Aの端部と平滑コンデンサＣｉの正極間に対
して直列に挿入される。

【０００７】また、駆動巻線ＮB1,ＮB2は、この場合に
は、１つの巻線をアースに対してセンタータップさせて
２分割することで形成されている。駆動巻線ＮB1の端部
は、共振コンデンサＣB1−ベース電流制限抵抗ＲB1の直
列接続を介してスイッチング素子Ｑ1のベースに接続さ
れる。また、駆動巻線ＮB2の端部は、共振コンデンサＣ
B2−ベース電流制限抵抗ＲB2を介してスイッチング素子
Ｑ2のベースに接続される。つまり、駆動巻線ＮB1−共
振コンデンサＣB1−ベース電流制限抵抗ＲB1によりスイ
ッチング素子Ｑ1のための自励発振駆動回路を形成し、
駆動巻線ＮB2−共振コンデンサＣB2−ベース電流制限抵
抗ＲB2によりスイッチング素子Ｑ2のための自励発振駆
動回路を形成する。検出巻線ＮDでは、後述するスイッ
チング動作によってスイッチング出力に応じた交番電圧
が検出される。駆動巻線ＮB1,ＮB2では、上記検出巻線
ＮDにより検出されたスイッチング出力に応じて、互い
に１８０°位相が異なる逆極性の交番電圧が得られるよ
うになっている。

【０００８】そしてこの電源回路では、プッシュプル動
作のために２本のスイッチング素子Ｑ1、Ｑ2が備えられ
る。この場合、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2には、高耐圧
のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジス
タ）が採用されている。

【０００９】スイッチング素子Ｑ1には、上記駆動回路
（駆動巻線ＮB1−ベース電流制限抵抗ＲB1−共振コンデ
ンサＣB1）、及びクランプダイオードＤD1、並列共振コ
ンデンサＣｒ1が図のように接続され、スイッチング素
子Ｑ2には、駆動回路（駆動巻線ＮB2−ベース電流制限
抵抗ＲB2−共振コンデンサＣB2）、及びクランプダイオ
ードＤD2、並列共振コンデンサＣｒ2が図のように接続
される。ここで、クランプダイオードＤD1，ＤD2は、そ
れぞれスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のベース−コレクタ間
に対して並列に接続され、並列共振コンデンサＣｒ1，
Ｃｒ2はスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のコレクタ−エミッ
タ間に対して接続される。また、起動抵抗Ｒｓは平滑コ
ンデンサＣｉの正極とスイッチング素子Ｑ2間に対して
接続されるようになっている。この起動抵抗Ｒｓは、起
動時において、スイッチング動作を起動させるための起
動電流をスイッチング素子Ｑ2に対して供給するために
挿入されるものである。

【００１０】絶縁コンバ−タトランスＰＩＴは、スイッ
チング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送
する絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図８に示すよう
に、例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１１、ＣＲ
１２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型
コアが備えられ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、
分割ボビンＢ１１を利用して一次巻線Ｎ1と、二次巻線
Ｎ2をそれぞれ分割した状態で巻装している。そして、
中央磁脚に対しては図のようにギャップＧを形成するよ
うにしている。これによって、一次側と二次側とで所要
の結合係数による疎結合が得られるようにしている。ギ
ャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１１，ＣＲ１２の中央磁脚
を、２本の外磁脚よりも短く形成することで形成するこ
とが出来る。ここで、図９は、一次巻線Ｎ1と、後で説
明するようにしてスイッチング出力が励起される二次巻
線Ｎ2Aの結合状態を模式的に示す図である。図示されて
いるように一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2の結合状態は結合
係数ｋ１２＝０．９で疎結合とされるが、一次巻線Ｎ1A
と一次巻線Ｎ1Bの結合状態は結合係数ｋ１１＝０．９９
で密結合とされている。

【００１１】この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
における一次側巻線は、一次巻線Ｎ1A，Ｎ1Bに分割さ
れ、一次巻線Ｎ1Aの一端はスイッチング素子Ｑ1のコレ
クタと接続され、他端はチョークコイルＣＨのインダク
タンス巻線Ｌｃの直列接続を介して平滑コンデンサＣｉ
の正極と接続される。一次巻線Ｎ1Bの一端は、スイッチ
ング素子Ｑ2のコレクタに対して接続され、他端はチョ
ークコイルＣＨのインダクタンス巻線Ｌｃの直列接続を
介して平滑コンデンサＣｉの正極と接続される。また、
スイッチング素子Ｑ1及びスイッチング素子Ｑ2のエミッ
タは一次側アースに接続される。

【００１２】チョークコイルＣＨは、図１２に示すよう
に、例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ２１、ＣＲ
２２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型
コアが備えられ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、
ボビンＢ２１を利用してインダクタンスＬｃを巻装し、
さらに、中央磁脚に対しては絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴと同様にギャップＧを形成するようにしている。

【００１３】この場合、上記した並列共振コンデンサＣ
ｒ1は、一次巻線Ｎ1Aの漏洩インダクタンス成分（Ｌ1
A）とインダクタンス巻線Ｌｃとの合成インダクタンス
（Ｌ1A＋Ｌｃ）とによってスイッチング素子Ｑ1を電圧
共振形の動作とするための並列共振回路を形成する。同
様にして、並列共振コンデンサＣｒ2は、一次巻線Ｎ1B
の漏洩インダクタンス成分（Ｌ1B）とインダクタンス巻
線Ｌｃとの合成インダクタンス（Ｌ1B＋Ｌｃ）とによっ
てスイッチング素子Ｑ2を電圧共振形の動作とするため
の並列共振回路を形成する。

【００１４】このような一次側の構成では、駆動巻線Ｎ
B1，駆動巻線ＮB2において互いに逆極性の交番電圧が得
られることで、駆動巻線ＮB1を備える自励発振駆動回路
と、駆動巻線ＮB2を備える自励発振駆動回路のそれぞれ
によって、互いに逆極性の交番電流としての駆動電流
（ベース電流）が、スイッチング素子Ｑ1、Ｑ2の各ベー
スに流される。これによって、スイッチング素子Ｑ1、
Ｑ2は、自励発振駆動回路の定数により決定されるスイ
ッチング周波数により交互にオン／オフを行う動作が得
られる。即ち、電圧共振形で、かつ、プッシュプルによ
るスイッチング動作が得られる。スイッチング素子Ｑ1
のスイッチング出力は、検出巻線ＮDを介して一次巻線
Ｎ1Aに供給され、スイッチング素子Ｑ2のスイッチング
出力は一次巻線Ｎ1Bに供給される。そして、チョークコ
イルＣＨのインダクタンス巻線Ｌｃを介して平滑コンデ
ンサＣｉに流れる。このようにしてプッシュプル動作を
行う電圧共振形コンバータを設けることで、例えば、２
００Ｗ以上の最大負荷電力に対応することが可能とな
る。

【００１５】また、この図に示す電源回路の二次側にお
いては、二次巻線Ｎ2A，Ｎ2Bがそれぞれ独立して巻装さ
れている。

【００１６】二次巻線Ｎ2Aの一端は二次側アースに接続
され、他端は直列共振コンデンサＣｓの直列接続を介し
て整流ダイオードＤO1のアノードと整流ダイオードＤO2
のカソードの接続点に対して接続される。整流ダイオー
ドＤO1のカソードは平滑コンデンサＣO1の正極と接続さ
れ、整流ダイオードＤO2のアノードは二次側アースに対
して接続される。平滑コンデンサＣO1の負極側は二次側
アースに対して接続される。このような接続形態では、
［二次巻線Ｎ2A，直列共振コンデンサＣｓ，整流ダイオ
ードＤO1，ＤO2、平滑コンデンサＣO1］の組から成る倍
電圧全波整流回路が設けられることになる。つまり、平
滑コンデンサＣO1の両端に得られる二次側直流出力電圧
ＥO1としては、二次巻線に得られた交番電圧レベルの２
倍に対応する直流電圧が得られることになる。ここで、
直列共振コンデンサＣｓは、自身のキャパシタンスと二
次巻線Ｎ2Aの漏洩インダクタンス成分（Ｌ1A）とによっ
て、整流ダイオードＤO1，ＤO2のオン／オフ動作に対応
する直列共振回路を形成する。また、ここでは、一次側
の並列共振回路（Ｎ1A＋Ｌｃ／／Ｃｒ、Ｎ1B＋Ｌｃ／／
Ｃｒ）の各直列共振周波数をｆｏ１とし、上記二次側の
直列共振回路の並列共振周波数をｆｏ２とすると、ｆｏ
１≒ｆｏ２なるように、二次側の直列共振コンデンサＣ
ｓのキャパシタンスが選定される。

【００１７】上記［二次巻線Ｎ2A，直列共振コンデンサ
Ｃｓ，整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コンデンサＣO
1］の組による倍電圧全波整流動作としては次のように
なる。先ず、前提として、絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔにおいては、図１０に示すようにして、一次巻線Ｎ1
、二次巻線Ｎ2（Ｎ2A） の極性（巻方向）と整流ダイ
オードＤO （ＤO1，ＤO2）の接続との関係によって、一
次巻線Ｎ1 のインダクタンスＬ1と二次巻線Ｎ2 のイン
ダクタンスＬ2 との相互インダクタンスＭについて、＋
Ｍとなる場合と−Ｍとなる場合とがある。例えば、図１
０（ａ）に示す接続形態を採る場合に相互インダクタン
スは＋Ｍとなり、図１０（ｂ）に示す接続形態を採る場
合に相互インダクタンスは−Ｍとなる。これを、二次側
の動作に対応させてみると、例えば二次巻線Ｎ2Aに得ら
れる交番電圧が正極性のときに整流ダイオードＤO1に整
流電流が流れる動作は＋Ｍの動作モード（フォワード方
式）とみることができ、逆に、二次巻線Ｎ2Aに得られる
交番電圧が負極性のときに整流ダイオードＤO2に流れる
整流電流は−Ｍの動作モード（フライバック方式）であ
るとみることができる。即ち、この電源回路では、二次
巻線に得られる交番電圧が正／負となるごとに、相互イ
ンダクタンスが＋Ｍ／−Ｍのモードで動作することにな
る。

【００１８】そして、二次側における倍電圧全波整流動
作であるが、一次側のスイッチング動作により一次巻線
Ｎ1（Ｎ1A，Ｎ1B）にスイッチング出力が得られると、
このスイッチング出力は二次巻線Ｎ2Aに励起される。そ
して、整流ダイオードＤO1がオフとなり、整流ダイオー
ドＤO2がオンとなる期間においては、一次巻線Ｎ1と二
次巻線Ｎ2Aとの極性が−Ｍとなる減極性モードで動作し
て、二次巻線Ｎ2Aの漏洩インダクタンスと直列共振コン
デンサＣｓによる直列共振作用によって、整流ダイオー
ドＤO2により整流した整流電流ＩC2を直列共振コンデン
サＣｓに対して充電する動作が得られる。そして、整流
ダイオードＤO2がオフとなり、整流ダイオードＤO1がオ
ンとなって整流動作を行う期間においては、一次巻線Ｎ
1と二次巻線Ｎ2との極性が＋Ｍとなる加極性モードとな
り、二次巻線Ｎ2Aに誘起された電圧に直列共振コンデン
サＣｓ1の電位が加わるという直列共振が生じる状態で
平滑コンデンサＣO1に対して充電が行われる動作とな
る。上記のようにして、加極性モード（＋Ｍ；フォワー
ド動作）と減極性モード（−Ｍ；フライバック動作）と
の両者のモードを利用して整流動作が行われることで、
平滑コンデンサＣO1においては、二次巻線Ｎ2の誘起電
圧のほぼ２倍に対応する直流出力電圧ＥO1が得られる。

【００１９】なお、二次巻線Ｎ2Bにおいては、この二次
巻線Ｎ2Bに設けたセンタータップを接地した上で、整流
ダイオードＤ05，Ｄ06、及び平滑コンデンサＣO2からな
る通常の全波整流回路が形成されることで二次側直流出
力電圧ＥO2を得るようにされている。ここで、二次側直
流出力電圧ＥO2は分岐されて、制御回路１の動作電源と
しても供給される。

【００２０】このように、図７に示す電源回路は、一次
側にはスイッチング動作を電圧共振形とするための並列
共振回路が備えられ、二次側には、倍電圧全波整流動作
を得るための直列共振回路が備えられる。本明細書では
以降、このような一次側と二次側とに共振形回路が形成
された構成を、「複合共振形スイッチングコンバータ」
ともいうことにする。

【００２１】上記した倍電圧全波整流動作を得るための
構成は、先に図８にて説明したように、絶縁コンバータ
トランスＰＩＴに対してギャップＧを形成して所要の結
合係数による疎結合としたことによって、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴが更に飽和状態となりにくい状態を得
たことで実現されるものである。例えば、従来のように
絶縁コンバータトランスＰＩＴに対してギャップＧが設
けられない場合には、フライバック動作時において絶縁
コンバータトランスＰＩＴが飽和状態となって動作が異
常となる可能性が高く、上述のようにして倍電圧整流動
作が適正に行われるのを望むのは難しい。

【００２２】制御回路１では、二次側直流出力電圧レベ
ル（ＥO1）の変化に応じて、制御巻線ＮCに流す制御電
流（直流電流）レベルを可変することで、直交型制御ト
ランスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮB1，ＮB2の各イン
ダクタンスＬB1，ＬB2を可変制御する。これにより、駆
動巻線ＮB1，ＮB2のインダクタンスＬB1，ＬB2を含んで
形成されるスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のための自励発振
駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化する。これ
は、次に図１１にて説明するように、スイッチング素子
Ｑ1のスイッチング周波数を可変する動作となるが、こ
の動作によって二次側直流出力電圧を安定化する作用を
有する。

【００２３】図１１（ａ）〜（ｄ）は、図７に示す構成
の電源回路の要部の重負荷時（最大負荷電力時）におけ
る各部の動作波形を示すものである。ここでは主として
一次側の動作が示されている。

【００２４】スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2がプッシュプル
としてのスイッチング動作を行っている状態として、例
えばスイッチング素子Ｑ1側にあっては、スイッチング
素子Ｑ1がオフの期間に、絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔの一次巻線Ｎ1の漏洩インダクタンス成分（Ｌ1B）と
チョークコイルＣＨのインダクタンスＬｃに蓄積された
電磁エネルギーが、並列共振コンデンサＣｒ1と平滑コ
ンデンサＣｉ間を移動するようにして、並列共振コンデ
ンサＣｒ1に対して充電される。

【００２５】このときのスイッチング素子Ｑ1側の動作
波形としては、図１１（ｂ）の波形に示すようにして、
スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ｔ０〜ｔ３にお
いて、ターンオン時に対応して、負レベルから正レベル
に逆転するようにしてコレクタ電流ＩC1が流れる。ま
た、同じスイッチング素子Ｑ1がオフの期間ｔ３〜ｔ４
においては、図１１（ａ）に示すようにしてスイッチン
グ素子Ｑ1／／並列共振コンデンサＣｒの並列接続回路
の両端には、並列共振電圧ＶC1が発生する。この並列共
振電圧ＶC1は、正弦波状のパルス電圧とされ、例えば図
に示すように、重負荷時には７００Ｖｐとなる。

【００２６】また、スイッチング素子Ｑ2側のスイッチ
ング動作としては、図１１（ｃ）の並列共振電圧Ｖcr
2、図１１（ｄ）のコレクタ電流ＩC2、として示すよう
に、スイッチング素子Ｑ1に対応する波形とは、１８０
°の位相差を有した同一の波形形状となる。つまり、ス
イッチング素子Ｑ1，Ｑ2は交互にオン／オフするタイミ
ングによってスイッチング動作を行う、いわゆるプッシ
ュプル動作が得られているものである。

【００２７】また、負荷電力の条件に対応した動作とし
てみた場合には最大負荷電力時であるとして、スイッチ
ング素子Ｑ1，Ｑ2は、スイッチング周波数制御範囲のほ
ぼ下限に対応するスイッチング周波数によりスイッチン
グ動作を行うことになる。

【００２８】

【発明が解決しようとする課題】ところで、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴには、図８に示したように一次巻線
Ｎ１Aと一次巻線Ｎ１Bが分割ボビンＢ１１に同軸捲で巻
回されているので、一次巻線Ｎ１Aと一次巻線Ｎ１Bは密
結合とされる。これにより、次のような問題が生じてく
る。上記したように、プッシュプル方式によってスイッ
チング動作を行う場合、二個のスイッチング素子Ｑ1、
Ｑ2はスイッチング周期的にみて１８０度の位相差を有
してオン／オフ動作を繰り返すような制御を実現してい
る。ここで、重負荷の傾向となってスイッチング周波数
を引き下げるときには、前述のようにオフ期間は一定で
オン期間が長くなるようにして制御される。このため重
負荷時（最大負荷電力時）にあっては、図１１に示すよ
うにして１周期の期間内で例えば期間ｔ０〜ｔ１、期間
ｔ２〜ｔ３という、２つの期間において二個のスイッチ
ング素子Ｑ1、Ｑ2が同時にオンとなる期間が生じる。こ
れらの期間においては、一次巻線Ｎ1に蓄積された電磁
エネルギーは二次巻線Ｎ2に伝送されないようになる。
さらに一次巻線Ｎ１Aと一次巻線Ｎ１Bは図９で説明した
ように密結合とされているために、互いに蓄積されてい
る電磁エネルギーが干渉することにより異常発振を起こ
して動作が不安定になる。

【００２９】そこで、図７に示すように、一次巻線（一
次巻線Ｎ１A、一次巻線Ｎ１B）と平滑コンデンサＣｉの
間にチョークコイルＣＨを挿入することで、インダクタ
ンスを直列接続して見掛け上の漏洩インダクタンスを増
加させるようにして、一次巻線Ｎ１Aと一次巻線Ｎ１Bを
疎結合として動作の安定を図ることが行われている。し
かし、チョークコイルＣＨを備えることによって、当該
電源回路が形成される基板におけるマウント面積が拡大
し、小型化の妨げになる。さらに、チョールコイルＣＨ
を備えることによりコストがかさむとともに、電力損失
に伴う電力変換効率が低下してしまう。

【００３０】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴは図
８に示したように、一次巻線Ｎ１は分割ボビンＢ１１に
対して一次巻線Ｎ１A、一次巻線Ｎ１Bが捲き軸に対する
内周側または外周側に巻装されている。したがって、一
次巻線Ｎ１Aまたは一次巻線Ｎ１Bのいずれか一方がギャ
ップＧの近傍に配置されることになる。これにより、ギ
ャップＧ付近に配置された一次巻線（Ｎ1AまたはＮ1Bの
一方）はギャップＧ付近の漏洩磁束により渦電流損失に
よって温度が上昇してしまう。これに対して、ギャップ
Ｇに対して遠方に配置される一次巻線（Ｎ1AまたはＮ1B
の他方）は、ギャップＧの近傍に配置される一次巻線
（一方）よりも温度上昇が小さく、温度差が生じて一次
巻線がアンバランスな状態となるという問題がある。

【００３１】

【課題を解決するための手段】本発明はこのような問題
点を解決するために、２組のスイッチング素子を備えて
プッシュプル方式によるスイッチング動作を行う電圧共
振形コンバータが一次側に備えられた電源回路に備えら
れる絶縁コンバータトランスとして、中央磁脚に対して
ギャップを形成することで、一次側と二次側とで疎結合
とされる所要の結合係数が得られるようにされたＥＥ型
コアと、上記２組のスイッチング素子のスイッチング出
力の各々が供給されるようにして巻装される第一の一次
巻線と第二の一次巻線と、前記第一の一次巻線及び第二
の一次巻線に得られた電磁エネルギーが伝達されるよう
にして巻装される二次巻線とを備え、前記第一の一次巻
線と第二の一次巻線との結合係数が所定以下となる疎結
合の状態が得られるように構成する。

【００３２】また、商用交流電源を入力して整流平滑電
圧を生成して、直流入力電圧として出力する整流平滑手
段と、２組のスイッチング素子を備え、上記直流入力電
圧をプッシュプル動作により断続して一次側出力として
出力するように構成されたスイッチング手段と、一次側
出力を二次側に伝送するために設けられる絶縁コンバー
タトランスと、少なくとも、上記絶縁コンバータトラン
スの第一、第二の一次巻線を含む漏洩インダクタンス成
分と、上記２組のスイッチング素子のスイッチング動作
に伴って得られる充電／放電電流が流れるようにして接
続される並列共振コンデンサのキャパシタンスとによっ
て形成されて、上記２組のスイッチング素子のスイッチ
ング動作を電圧共振形とする一次側並列共振回路と、上
記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタ
ンス成分と、二次側に挿入されるキャパシタンスとによ
って形成される二次側共振回路と、上記二次側共振回路
を含んで形成され、上記絶縁コンバータトランスの二次
巻線に得られる交番電圧を入力して、全波整流動作を行
って二次側直流出力電圧を生成するように構成された直
流出力電圧生成手段と、上記二次側直流出力電圧のレベ
ルに応じて、上記スイッチング手段のスイッチング周波
数を可変制御することによって定電圧制御を行うように
された定電圧制御手段とを備え、上記絶縁コンバータト
ランスは、中央磁脚に対してギャップを形成すること
で、一次側と二次側とで疎結合とされる所要の結合係数
が得られるようにされたＥＥ型コアと、上記２組のスイ
ッチング素子のスイッチング出力の各々が供給されるよ
うにして巻装される第一の一次巻線と第二の二次巻線
と、前記第一の一次巻線及び第二の一次巻線に得られた
電磁エネルギーが伝達されるようにして巻装される二次
巻線とを備え、前記第一の一次巻線と第二の一次巻線と
の結合係数が所定以下となる疎結合の状態が得られるよ
うにスイッチング電源回路を構成する。

【００３３】本発明の絶縁コンバータトランスは、第一
の一次巻線と第二の一次巻線が疎結合となるように巻装
されているので、スイッチング動作によって上記第一の
一次巻線と第二の一次巻線に蓄積された電磁エネルギー
が互いに干渉しあうことを抑制して、安定した動作で二
次側への伝送を行うことができるようになる。

【００３４】さらに、第一の一次巻線と第二の一次巻線
が疎結合となるように巻装されている絶縁コンバータト
ランスを備えて、スイッチング電源回路を構成すること
によって、一次側から二次側への伝送動作が安定するた
め、一次巻線の前段に挿入されていたチョークコイルを
省略することができるようになる。

【００３５】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を説明
する。図１は、本実施の形態の電源回路に採用される絶
縁コンバータトランスＰＩＴの構成例を説明する図であ
る。図１に示されている絶縁コンバータトランスＰＩＴ
は、例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２
を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア
が備えられ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、一次
側巻線と二次側巻線の双方を巻装可能な一体型ボビンと
して構成される三分割巻線ボビンＢ１を利用して一次巻
線Ｎ1A，Ｎ1Bと、二次巻線Ｎ2をそれぞれ三分割した状
態で巻装している。

【００３６】三分割ボビンＢ１においては、その両端部
分に一次巻線Ｎ1A，Ｎ1Bを巻装して、中央部分に二次巻
線Ｎ2を巻装することにより、一次巻線Ｎ1A、Ｎ1Bが疎
結合となるようにされる。この結合状態は、図２に示さ
れているように一次巻線Ｎ１（Ｎ1A，Ｎ1B）と二次巻線
Ｎ２の結合状態は、ギャップＧを形成することによって
結合係数ｋ２＝０．９で疎結合とされる。このギャップ
ＧはＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２の中央磁脚を２本の外磁脚
よりも短く形成することで、図８で説明した構成と同様
に形成するようにしている。さらに、このようなギャッ
プＧを形成したうえで、一次巻線Ｎ1Aと一次巻線Ｎ1Bを
物理的に距離を置いて巻装することにより、一次巻線Ｎ
1Aと一次巻線Ｎ1Bの結合状態は結合係数ｋ１＝０．８程
度に低下させるようにしている。

【００３７】本実施の形態では、絶縁コンバータトラン
スＰＩＴを図１のように構成することにより、一次巻線
Ｎ1A、Ｎ1B同志の結合係数ｋ１＝０．８は一次巻線Ｎ1
と二次巻線Ｎ2の結合係数ｋ２＝０．９よりも小さくな
る。したがって、重負荷時ではスイッチング周期におけ
るオン期間が長くなったとしても、一次巻線Ｎ1A、Ｎ1B
同志よりも一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2の結合度のほうが
勝るため、図１１に示した期間ｔ０〜ｔ１及び期間ｔ２
〜ｔ３に一次巻線Ｎ1（Ｎ1A、Ｎ1B）に蓄えられた電磁
エネルギーを二次巻線Ｎ2に伝送することができるよう
になる。

【００３８】そこで、図１に示す絶縁コンバータトラン
スＰＩＴを用いて、図７に示したスイッチング電源回路
と同様のスイッチング電源回路を構成すると、例えば図
３に示すものとなる。なお、この電源回路において図７
と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。この
図に示すように本実施の形態では一次巻線（一次巻線Ｎ
1A、一次巻線Ｎ1B）と平滑コンデンサＣｉの間に破線で
示すように挿入していたチョークコイルＣＨを省略する
ことができるようになる。例えば図７に示した回路に備
えられていたチョークコイルＣＨは、ＥＥ形フェライト
コア磁心を例えばＥＥ−２２形とし、ギャップＧ＝２ｍ
ｍ、インダクタンスＬｃ＝２５０μＨとされているが、
このようなチョークコイルＣＨを省略することで、交流
入力電圧＝１００Ｖの電力変換効率が約１％の向上が図
られ、チョークコイルによる電力損失を約２Ｗ低減する
ことができる。

【００３９】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴにお
いては、二次巻線Ｎ2がギャップＧ付近に配置されるの
に対して、一次巻線Ｎ1A、Ｎ1Bは互いにギャップＧから
ほぼ等距離の位置に巻装されているので、一次巻線Ｎ1A
と一次巻線Ｎ1Bの温度が同じように上昇することにな
り、温度差は生じないようになる。

【００４０】図４は、本実施の形態の絶縁コンバータト
ランスＰＩＴを、いわゆる分電圧プッシュプル方式を採
用しているスイッチング電源回路の構成例を示す図であ
る。この図に示すスイッチング電源回路は分電圧プッシ
ュプル方式を採用しているため、整流平滑電圧を得るた
めの平滑コンデンサとしては、２本の平滑コンデンサＣ
ｉ1，Ｃｉ2が備えられる。これら平滑コンデンサＣｉ
1，Ｃｉ2は、図示するようにブリッジ整流回路Ｄｉの正
極出力ラインと、一次側アース間に対して直列に接続さ
れるようにして備えられる。

【００４１】この場合には、平滑コンデンサＣｉ1の正
極側に対して一次巻線Ｎ1Aの一端が検出巻線ＮDを介し
て接続される。また、平滑コンデンサＣｉ1の負極と平
滑コンデンサＣｉ2の正極との接続点に対しては、一次
巻線Ｎ1Bの端部とスイッチング素子Ｑ1のエミッタの接
続点が接続される。

【００４２】また、この場合の駆動巻線ＮB1，ＮB2は、
図のように互いに独立して直交型制御トランスＰＲＴに
巻装されている。このため、駆動巻線ＮB1の一端は平滑
コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の接続点に対して接続され、そ
の他端が共振コンデンサＣB1−ベース電流制限抵抗ＲB1
を介してスイッチング素子Ｑ1のベースに接続される。
また、駆動巻線ＮB2の一端は一次側アースに接地され、
その他端は共振コンデンサＣB2−ベース電流制限抵抗Ｒ
B2を介してスイッチング素子Ｑ2のベースに接続され
る。

【００４３】このような接続形態にあっては、スイッチ
ング素子Ｑ1，Ｑ2がプッシュプル動作を行うのにあた
り、スイッチング素子Ｑ1は、平滑コンデンサＣｉ1の両
端電圧を入力してスイッチング動作を行い、スイッチン
グ素子Ｑ2は、平滑コンデンサＣｉ2の両端電圧を入力し
てスイッチング動作を行うようにされる。つまり、スイ
ッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、それぞれ１／２Ｅｉのレベル
の直流電圧を入力してスイッチングを行うようにされ
る。このような構成とすることで、例えばＡＣ２００Ｖ
系の条件であっても、ＡＣ１００Ｖ系と同様の条件でプ
ッシュプルによるスイッチング動作を行うことを可能と
しているものである。

【００４４】また、この図に示す電源回路の二次側にお
いては、二次巻線Ｎ2Aに対しては、ブリッジ整流回路Ｄ
BRが設けられてブリッジ整流方式によって全波整流動作
を行うことで、一次巻線Ｎ1に得られた交番電圧の１倍
に対応する直流出力電圧ＥO1を得るようにしている。ま
た、ここでは二次巻線Ｎ2Aに対して並列に並列共振コン
デンサＣ2が接続されることで、二次巻線Ｎ2A側の漏洩
インダクタンス成分Ｌ1Aと並列共振コンデンサＣ2のキ
ャパシタンスと共に、並列共振回路を形成している。つ
まり、本実施の形態にあっては、一次側と二次側に並列
共振回路が備えられた複合共振形スイッチングコンバー
タとされるものである。なお、二次側に並列共振回路が
備えられた複合共振形スイッチングコンバータとしての
動作については、次ぎの実施の形態の説明の際に後述す
る。

【００４５】このように、図４に示したスイッチング電
源回路においても、図８に示した絶縁コンバータトラン
スＰＩＴを用いた場合、破線で囲んで示している位置、
即ち平滑コンデンサＣｉ1の負極と平滑コンデンサＣｉ2
の正極との接続点に対してチョークコイルを挿入する必
要が生じてくるが、図１に示した絶縁コンバータトラン
スＰＩＴを用いることにより、一次側から二次側への伝
送動作が安定するようになり、チョークコイルＣＨを省
略することができる。

【００４６】図５は、プッシュプル方式による電圧共振
形コンバータとして、例えば交流入力電圧Ｖａｃ＝１５
０Ｖ以上（いわゆるＡＣ２００Ｖ系）と、交流入力電圧
Ｖａｃ＝１５０Ｖ以下（いわゆるＡＣ１００Ｖ系）との
両者の条件に対応可能な構成を採っているスイッチング
電源回路を示している。なお、この図において、図３と
同一部分については同一符号を付して説明を省略する。

【００４７】また、この図に示す電源回路は、ＡＣ１０
０Ｖ系では通常のプッシュプル方式によりスイッチング
動作を行い、ＡＣ２００Ｖ系では図４で説明した分圧プ
ッシュプル方式によるスイッチング動作が行われるよう
に構成される。

【００４８】このため、本実施の形態においても整流平
滑電圧Ｅｉを生成するための平滑コンデンサとしては、
平滑コンデンサＣｉ1−平滑コンデンサＣｉ2の直列接続
回路が備えられる。

【００４９】そして本実施の形態の電源回路にあって
は、ＡＣ１５０Ｖ以下での通常のプッシュプル動作と、
ＡＣ１５０Ｖ以上での分圧プッシュプル動作との自動切
り換えを行うために、リレースイッチＳ１，Ｓ２を備え
た電磁リレーＲＹと、この電磁リレーＲＹを駆動するた
めのリレー駆動回路が備えられる。

【００５０】リレー駆動回路２は、例えば図のようにし
て、分圧抵抗Ｒ1，Ｒ2、ツェナーダイオードＺＤ3，抵
抗Ｒ3，コンデンサＣ4，導通制御素子Ｑ3、及びダイオ
ードＤ4を図のように接続して形成される。また、リレ
ー駆動回路２が動作するための動作電源としては、絶縁
コンバータトランスＰＩＴに対して三次巻線Ｎ3を巻装
し、この三次巻線Ｎ3に励起された交番電圧を、整流ダ
イオードＤ3とコンデンサＣ3からなる半波整流回路によ
って整流して得られる直流電圧（例えば１２Ｖ）が利用
される。なお、一次巻線Ｎ1、二次巻線Ｎ2については図
１に示した例と同じように形成され、一次巻線Ｎ1A、Ｎ
1Bは疎結合とされ、さらに一次巻線Ｎ1、二次巻線Ｎ2も
一次巻線Ｎ1A、Ｎ1B同志の結合よりも小さい結合係数に
よって疎結合とされている。

【００５１】このような構成によって形成されるリレー
駆動回路２は、分圧抵抗Ｒ1，Ｒ2によって検出した整流
平滑電圧Ｅｉ（平滑コンデンサＣｉ1→平滑コンデンサ
Ｃｉ2の直列接続回路の両端電圧）のレベルがＡＣ１５
０Ｖ以下に対応する場合には、電磁リレーＲＹによっ
て、リレースイッチＳ１は端子ｔ１と端子ｔ３を接続す
ると共に、リレースイッチＳ２は端子ｔ４と端子ｔ６を
接続するように構成される。

【００５２】この状態では、スイッチング素子Ｑ1のエ
ミッタはリレースイッチＳ２を介して一次側アースに対
して接地され、一次巻線Ｎ1Bは平滑コンデンサＣｉ1の
正極ラインと接続される。つまり、ＡＣ１００Ｖ系にお
いては、このＡＣ１００Ｖに対応する整流平滑電圧Ｅｉ
を入力してスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2がプッシュプル動
作を行う、通常のプッシュプル方式に対応した回路構成
が得られる。

【００５３】これに対して、整流平滑電圧Ｅｉのレベル
がＡＣ１５０Ｖ以上である場合には、リレー駆動回路２
は、電磁リレーＲＹによって、リレースイッチＳ１は端
子ｔ１と端子ｔ２を接続すると共に、リレースイッチＳ
２は端子ｔ４と端子ｔ５を接続するように切り換えを行
う。

【００５４】このときに形成される接続形態としては、
スイッチング素子Ｑ1のエミッタは、平滑コンデンサＣ
ｉ1−平滑コンデンサＣｉ2の直列接続回路の接続点に対
して、リレースイッチＳ１を介して接続される。また、
一次巻線Ｎ1BはリレースイッチＳ２→Ｓ１を介して、平
滑コンデンサＣｉ1−平滑コンデンサＣｉ2の直列接続回
路の接続点に対して接続される。

【００５５】この場合、絶縁コンバ−タトランスＰＩＴ
の二次側では、一次巻線Ｎ1 により誘起された交番電圧
が二次巻線Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対
しては、二次側並列共振コンデンサＣ2 が並列に接続さ
れることで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンス
Ｌ2と二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスと
によって並列共振回路が形成される。この並列共振回路
により、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧は共振電圧
となる。つまり二次側において電圧共振動作が得られ
る。

【００５６】即ち、この電源回路では複合共振形スイッ
チングコンバータとして、一次側にはスイッチング動作
を電圧共振形とするための並列共振回路が備えられ、二
次側には、全波整流動作（電圧共振動作）を得るための
並列共振回路が備えられる。

【００５７】上記ようにして形成される二次側の並列共
振回路に対しては、二次巻線Ｎ2に対してセンタータッ
プを設けた上で、整流ダイオードＤO1，ＤO2，ＤO3，Ｄ
O4及び平滑コンデンサＣO1，ＣO2を図のように接続する
ことで、［整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コンデンサ
ＣO1］の組と、［整流ダイオードＤO3，ＤO4，平滑コン
デンサＣO2］の組とによる、２組の全波整流回路が設け
られる。［整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コンデンサ
ＣO1］から成る全波整流回路は二次側並列共振回路から
供給される共振電圧を入力して直流出力電圧ＥO1を生成
し、［整流ダイオードＤO3，ＤO4，平滑コンデンサＣO
2］から成る全波整流回路も同様に、二次側並列共振回
路から供給される共振電圧を入力して直流出力電圧ＥO2
を生成する。

【００５８】このような二次側の動作も、先に図１０に
示した説明に準ずるものとなる。つまり、二次巻線に得
られる交番電圧が正／負となるごとに、相互インダクタ
ンスが＋Ｍ／−Ｍのモードで動作するものである。そし
て、先に図４に示した二次側並列共振回路も、整流回路
系がブリッジ整流回路ＤBRとされる以外は、上述と同様
の動作となるものである。

【００５９】このような構成では、二次側並列共振回路
の作用によって増加された負荷側に電力が供給される。
これと共に、この図に示す回路のようにして、二次側並
列共振回路に対して全波整流回路を接続した場合、前述
のように、相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの両方の動
作モードで交互に整流電流が流れるようにされる。つま
り、交番電圧が正極と負極との両期間において整流出力
が得られるようにされる。このような動作によって、そ
れだけ負荷側に供給される電力も増加して、最大負荷電
力の増加率も向上する。

【００６０】また、図５に示したスイッチング電源回路
においても、図８に示した従来の絶縁コンバータトラン
スＰＩＴを用いた場合、破線で囲んで示している位置、
即ち平滑コンデンサＣｉ1の正極と一次巻線Ｎ1Aの間、
及び平滑コンデンサＣｉ1の正極と一次巻線Ｎ1Bの間に
対してチョークコイルＣＨを挿入する必要が生じてくる
が、図１に示した絶縁コンバータトランスＰＩＴを用い
ることにより、一次側から二次側への伝送動作が安定す
るようになり、チョークコイルＣＨを省略することがで
きる。

【００６１】図６は、図１に示した絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの変形例を示す図である。図６に示す絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴはＥ型コアＣＲ３、ＣＲ４の中
央磁脚にボビンＢ２により二次巻線Ｎ2を巻装して、二
組の外側磁脚それぞれに対してボビンＢ３、Ｂ４により
一次巻線Ｎ1A、Ｎ1Bを巻装して形成されている。このよ
うな構成を採った場合でも、一次巻線Ｎ1A、Ｎ1Bは二次
巻線Ｎ2を介して配置されるので疎結合とされ、一次巻
線Ｎ1（Ｎ1A、Ｎ1B）と二次巻線Ｎ2の結合係数ｋ１は
０．８とされ、一次巻線Ｎ1Aと一次巻線Ｎ1Bの結合係数
ｋ２は０．４〜０．５程度とされる。したがって、図１
に示したように構成する場合よりも一次巻線Ｎ1A、Ｎ1B
同志を疎結合にすることができるようになり、さらに一
次側から二次側への伝送動作を安定させることができる
ようになる。また、一次巻線Ｎ1A、Ｎ1Bとの結合度をよ
り疎結合にすることができることから、一次巻線Ｎ1
（Ｎ1A、Ｎ1B）の巻数を低減することができるようにな
る。

【００６２】なお、上記各実施の形態としては、プッシ
ュプル方式の電圧共振形コンバータとして自励式を例に
挙げているが、本発明としては、例えばスイッチング駆
動及びスイッチング周波数の可変制御機能を有するスイ
ッチング駆動用ＩＣなどを備えて構成される、他励式と
されても構わないものである。他励式の場合には、定電
圧制御のために、スイッチング素子のオフ期間は一定と
して設定した上で、オン期間の長さを可変制御すること
でスイッチング周波数を可変制御するように構成すれ
ば、これまでの実施の形態と同様の動作が得られること
になる。他励式の場合には、電圧駆動になるため、スイ
ッチング素子としては例えばＭＯＳ−ＦＥＴ等の素子を
使用することが好ましい。

【００６３】また、本発明の電源回路としては、図３、
図４及び図５に示した構成以外にも、実際の使用条件に
対応して適宜変更されて構わないものであり、例えば、
スイッチング素子としても、バイポーラトランジスタや
ＭＯＳ−ＦＥＴの以外の他の部品素子（例えばＩＧＢ
Ｔ，ＳＩＴ等）が採用されて構わないものである。

【００６４】

【発明の効果】以上、説明したように本発明の絶縁コン
バータトランスは、第一の一次巻線と第二の一次巻線が
疎結合となるように巻装されているので、上記第一の一
次巻線と第二の一次巻線に蓄積された電磁エネルギーが
互いに干渉しあうことを抑制して、安定した動作で二次
側への伝送を行うことができるようになる。

【００６５】また、例えば一体型の三分割ボビンに第
一、第二の一次巻線及び二次巻線を巻装しているので、
容易に構成することが可能になる。

【００６６】さらに、第一の一次巻線と第二の一次巻線
がギャップから離されたうえで、ギャップからほぼ等距
離にあるようにされた位置に配置されるようになるので
温度上昇がほぼ同等になり、二次側への伝送動作も安定
したものとなる。

【００６７】またさらに、ＥＥ型コアの中央磁脚に前記
二次巻線を巻装し、このＥＥ型コアの一方の外側磁脚に
第一の一次巻線を、他方の外側磁脚に第二の一次巻線を
巻装するようにして絶縁コンバータトランスを構成した
場合には、第一、第二の一次巻線の結合係数を低くする
ことができ、上記第一、第二の一次巻線の巻数を低減す
ることができるようになる。

【００６８】また、第一の一次巻線と第二の一次巻線が
疎結合となるように巻装されている絶縁コンバータトラ
ンスを備えて、スイッチング電源回路を構成することに
よって、一次側に直列に接続すべきチョークコイルを省
略することができるようになり、スイッチング電源回路
を構成するプリント基板におけるマウント面積を縮小す
ることができるようになる。また、このチョークコイル
による電力損失を無くすことができるという利点があ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態の絶縁コンバータトランス
の構成例を示す図である。

【図２】本実施の形態の絶縁コンバータトランスにおけ
る一次巻線と二次巻線の結合状態を説明する図である。

【図３】本発明の実施の形態の電源回路の構成を示す回
路図である。

【図４】本発明の実施の形態の電源回路の他の構成を示
す回路図である。

【図５】本発明の実施の形態の電源回路の他の構成を示
す回路図である。

【図６】本発明の実施の形態の絶縁コンバータトランス
の他の構成例を示す図である。

【図７】先行技術としての電源回路の構成を示す回路図
である。

【図８】先行技術としての電源回路の絶縁コンバータト
ランスの構成を示す断面図である。

【図９】先行技術としての絶縁コンバータトランスにお
ける一次巻線と二次巻線の結合状態を説明する図であ
る。

【図１０】相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの場合の各
動作を示す説明図である。

【図１１】先行技術としての電源回路の動作を示す波形
図である。

【図１２】先行技術としての電源回路のチョークコイル
の構成を示す断面図である。

【符号の説明】

１ 制御回路、２ リレー駆動回路、Ｃｉ，Ｃｉ1，Ｃ
ｉ2 平滑コンデンサ、Ｃ2 二次側並列共振コンデン
サ、Ｃｓ 二次側直列共振コンデンサ、Ｄｉ，ＤBR ブ
リッジ整流回路、ＤO1，ＤO2，ＤO3，ＤO4 整流ダイオ
ード、ＰＲＴ 直交型ドライブトランス、ＰＩＴ 絶縁
コンバータトランス、ＮC 制御巻線、Ｑ1，Ｑ2 スイ
ッチング素子、ＲＹ 電磁リレー、Ｓ１，Ｓ２ リレー
スイッチ、Ｂ１ 三分割ボビン

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０１Ｆ 31/00 Ａ

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ２組のスイッチング素子を備えてプッシ
   ュプル方式によるスイッチング動作を行う電圧共振形コ
   ンバータが一次側に備えられた電源回路に備えられるも
   のとされ、 中央磁脚に対してギャップを形成することで、一次側と
   二次側とで疎結合とされる所要の結合係数が得られるよ
   うにされたＥＥ型コアと、 上記２組のスイッチング素子のスイッチング出力の各々
   が供給されるようにして巻装される第一の一次巻線と第
   二の一次巻線と、 前記第一の一次巻線及び第二の一次巻線に得られた電磁
   エネルギーが伝達されるようにして巻装される二次巻線
   とを備え、 前記第一の一次巻線と第二の一次巻線との結合係数が所
   定以下となる疎結合の状態が得られるようにされている
   ことを特徴とする絶縁コンバータトランス。
2. 【請求項２】 前記第一の一次巻線と第二の一次巻線と
   前記二次巻線の巻装位置がそれぞれ分割されたうえで一
   体化された一体型ボビンが備えられることを特徴とする
   請求項１に記載の絶縁コンバータトランス。
3. 【請求項３】 前記二次巻線は、前記ＥＥ型コアの中央
   磁脚に形成されるギャップに対応した位置に巻装され、
   前記第一の一次巻線と第二の一次巻線は、互いに前記二
   次巻線の巻装位置の両側に位置するようにして巻装され
   ることを特徴とする請求項１に記載の絶縁コンバータト
   ランス。
4. 【請求項４】 前記ＥＥ型コアの中央磁脚に前記二次巻
   線を巻装し、前記ＥＥ型コアの一方の外側磁脚に第一の
   一次巻線を、他方の外側磁脚に第二の一次巻線を巻装し
   たことを特徴とする請求項１に記載の絶縁コンバータト
   ランス。
5. 【請求項５】 商用交流電源を入力して整流平滑電圧を
   生成して、直流入力電圧として出力する整流平滑手段
   と、 ２組のスイッチング素子を備え、上記直流入力電圧をプ
   ッシュプル動作により断続して一次側出力として出力す
   るように構成されたスイッチング手段と、 一次側出力を二次側に伝送するために設けられる絶縁コ
   ンバータトランスと、 少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの第一、第二
   の一次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と、上記２組
   のスイッチング素子のスイッチング動作に伴って得られ
   る充電／放電電流が流れるようにして接続される並列共
   振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、
   上記２組のスイッチング素子のスイッチング動作を電圧
   共振形とする一次側並列共振回路と、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダク
   タンス成分と、二次側に挿入されるキャパシタンスとに
   よって形成される二次側共振回路と、 上記二次側共振回路を含んで形成され、上記絶縁コンバ
   ータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力し
   て、全波整流動作を行って二次側直流出力電圧を生成す
   るように構成された直流出力電圧生成手段と、 上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記スイッ
   チング手段のスイッチング周波数を可変制御することに
   よって定電圧制御を行うようにされた定電圧制御手段と
   を備え、 上記絶縁コンバータトランスは、 中央磁脚に対してギャップを形成することで、一次側と
   二次側とで疎結合とされる所要の結合係数が得られるよ
   うにされたＥＥ型コアと、 上記２組のスイッチング素子のスイッチング出力の各々
   が供給されるようにして巻装される第一の一次巻線と第
   二の二次巻線と、 前記第一の一次巻線及び第二の一次巻線に得られた電磁
   エネルギーが伝達されるようにして巻装される二次巻線
   とを備え、 前記第一の一次巻線と第二の一次巻線との結合係数が所
   定以下となる疎結合の状態が得られるようにされてい
   る、 ことを特徴とするスイッチング電源回路。