JP2000353997A - 適応アレイアンテナ装置 - Google Patents
適応アレイアンテナ装置Info
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- JP2000353997A JP2000353997A JP2000060870A JP2000060870A JP2000353997A JP 2000353997 A JP2000353997 A JP 2000353997A JP 2000060870 A JP2000060870 A JP 2000060870A JP 2000060870 A JP2000060870 A JP 2000060870A JP 2000353997 A JP2000353997 A JP 2000353997A
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- Radio Transmission System (AREA)
- Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 マルチパス環境下で、伝送品質が著しく劣化
した環境でも安定に指向性制御と波形等化を行う適応ア
レイアンテナ装置を提供する。 【解決手段】 複数のアンテナ素子（Ａ１０１１〜Ａ１
０１ｎ）の出力を重み付け合成（Ａ１０３）した後、自
動周波数制御装置（Ａ１０６）及び分数シンボル長適応
トランスバーサルフィルタ（Ａ１０７）を介して出力す
る。重み付け合成は、はじめに、固有ベクトルビームを
形成する重みで行う。次いで、自動周波数制御装置及び
分数シンボル長トランスバーサルフィルタにより同期を
確立した後、２乗誤差最小法により決定される重みに切
り換える。固有ベクトルビームのもとでの同期の確立の
ためのＡ／Ｄ変換のサンプリングは伝送レートの２倍以
上の周波数で、そのタイミングは受信波のタイミングと
無関係である。
した環境でも安定に指向性制御と波形等化を行う適応ア
レイアンテナ装置を提供する。 【解決手段】 複数のアンテナ素子（Ａ１０１１〜Ａ１
０１ｎ）の出力を重み付け合成（Ａ１０３）した後、自
動周波数制御装置（Ａ１０６）及び分数シンボル長適応
トランスバーサルフィルタ（Ａ１０７）を介して出力す
る。重み付け合成は、はじめに、固有ベクトルビームを
形成する重みで行う。次いで、自動周波数制御装置及び
分数シンボル長トランスバーサルフィルタにより同期を
確立した後、２乗誤差最小法により決定される重みに切
り換える。固有ベクトルビームのもとでの同期の確立の
ためのＡ／Ｄ変換のサンプリングは伝送レートの２倍以
上の周波数で、そのタイミングは受信波のタイミングと
無関係である。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は無線通信システム用
アンテナの指向性制御と波形等化を行う適応アンテナ装
置に関する。
アンテナの指向性制御と波形等化を行う適応アンテナ装
置に関する。
【０００２】
【従来の技術】適応アンテナ装置は、希望する信号と相
関の高い到来波を合成し、相関の低い到来波を抑圧する
ように指向性制御を行うアンテナ装置である。
関の高い到来波を合成し、相関の低い到来波を抑圧する
ように指向性制御を行うアンテナ装置である。
【０００３】アダプティブアレイアンテナにおいて指向
性は一般に各アンテナで受信した信号と参照信号を比較
し、その誤差の２乗を最小とするように制御される。ア
ダプティブアレイアンテナの指向性制御が理想的に動作
すれば、見通し外などの厳しいマルチパス環境下でも高
い伝送品質改善効果が期待できる。
性は一般に各アンテナで受信した信号と参照信号を比較
し、その誤差の２乗を最小とするように制御される。ア
ダプティブアレイアンテナの指向性制御が理想的に動作
すれば、見通し外などの厳しいマルチパス環境下でも高
い伝送品質改善効果が期待できる。
【０００４】しかし、受信信号と参照信号の比較を行う
ためには、まず受信した信号の同期を確立する必要があ
るため、同期部の動作が不安定になるとアダプティブア
レイアンテナの特性に大きな影響を与える。よって伝送
品質が著しく劣化した環境下での同期部の安定した動作
が重要である。
ためには、まず受信した信号の同期を確立する必要があ
るため、同期部の動作が不安定になるとアダプティブア
レイアンテナの特性に大きな影響を与える。よって伝送
品質が著しく劣化した環境下での同期部の安定した動作
が重要である。
【０００５】図３４に従来の適応アンテナ装置を示す
(たとえばR.A.Monzingo and T.W.Mi11er, Introduction
to Adaptive Arrays, John Wi1ey & Sons, Inc. 198
0)。
(たとえばR.A.Monzingo and T.W.Mi11er, Introduction
to Adaptive Arrays, John Wi1ey & Sons, Inc. 198
0)。
【０００６】複数のＮアンテナ素子Ａ５１１〜Ａ５１
Ｎ、該アンテナ素子の出力に複素重みを課す重み付け手
段Ａ５２１〜Ａ５２Ｎ、該重み付け手段Ａ５２１〜Ａ５
２Ｎの重みを制御する重み制御装置Ａ５３、基準信号発
生装置Ａ５４、前記複数のアンテナ素子Ａ５１１〜Ａ５
１Ｎの出力に複素重み付けをされた信号を合成するため
の合成器Ａ５５から構成される適応アンテナ装置であ
る。
Ｎ、該アンテナ素子の出力に複素重みを課す重み付け手
段Ａ５２１〜Ａ５２Ｎ、該重み付け手段Ａ５２１〜Ａ５
２Ｎの重みを制御する重み制御装置Ａ５３、基準信号発
生装置Ａ５４、前記複数のアンテナ素子Ａ５１１〜Ａ５
１Ｎの出力に複素重み付けをされた信号を合成するため
の合成器Ａ５５から構成される適応アンテナ装置であ
る。
【０００７】適応アンテナ装置の複数のアンテナ素子Ａ
５１１〜Ａ５１Ｎで受信された信号をｘ１〜ｘＮとし、
重み付け手段Ａ５２１〜Ａ５２Ｎに設定される重みの値
をｗ１〜ｗＮとし、希望信号成分をｄと表すと、希望す
る信号との誤差の２乗が最小になるように指向性を形成
する重みの値（ｗｏｐｔ）は
５１１〜Ａ５１Ｎで受信された信号をｘ１〜ｘＮとし、
重み付け手段Ａ５２１〜Ａ５２Ｎに設定される重みの値
をｗ１〜ｗＮとし、希望信号成分をｄと表すと、希望す
る信号との誤差の２乗が最小になるように指向性を形成
する重みの値（ｗｏｐｔ）は
【０００８】
【数５】
【０００９】ここで、(式２)及び(式３)において、Ｒ
ｘｘは、各アンテナ素子間の相関行列であり、Ｅ｛Ｐ｝
は、Ｐの期待値を表現するものである。また、ｘ＊、及
びｄ＊は、ｘやｄの共役を示す。更に、ｘＴは(式４)で
示される行列ｘの転置行列を表す。即ち、(式２)は、各
アンテナ素子間の相関行列Ｒｘｘが行列ｘの共役と行列
ｘの転置行列の積の期待値であることを表している。
ｘｘは、各アンテナ素子間の相関行列であり、Ｅ｛Ｐ｝
は、Ｐの期待値を表現するものである。また、ｘ＊、及
びｄ＊は、ｘやｄの共役を示す。更に、ｘＴは(式４)で
示される行列ｘの転置行列を表す。即ち、(式２)は、各
アンテナ素子間の相関行列Ｒｘｘが行列ｘの共役と行列
ｘの転置行列の積の期待値であることを表している。
【００１０】また、(式３)のｒｘｄは、各アンテナ素子
で受信された信号ｘ１〜ｘＮと希望波信号成分ｄの共役
との積の平均値の行列である。
で受信された信号ｘ１〜ｘＮと希望波信号成分ｄの共役
との積の平均値の行列である。
【００１１】適応アンテナ装置では、出力信号と希望す
る信号との誤差が最小になるように指向性を変化させ
る。したがって、指向性が収束する前の状態では誤差が
最小とはならず、特に初期状態では誤差が大きくなって
いる。初期状態での誤差が大きくなるとキャリア、タイ
ミング同期が不安定になり、希望する信号との周波数の
ずれ、タイミングのずれを補償出来なくなるため、特に
ｒｘｄに大きな誤差が生じ、適応アンテナ装置が正常に
動作しなくなる。
る信号との誤差が最小になるように指向性を変化させ
る。したがって、指向性が収束する前の状態では誤差が
最小とはならず、特に初期状態では誤差が大きくなって
いる。初期状態での誤差が大きくなるとキャリア、タイ
ミング同期が不安定になり、希望する信号との周波数の
ずれ、タイミングのずれを補償出来なくなるため、特に
ｒｘｄに大きな誤差が生じ、適応アンテナ装置が正常に
動作しなくなる。
【００１２】図３５に従来のＮアンテナ素子が配置され
たアレイアンテナを用い、同期確立前にビーム形成を行
う従来の適応アンテナ装置を示す。(田中、三浦、唐沢,
“BSCMAアダプティブアレイの干渉波抑圧実験”,電子情
報通信学会技術研究報告,1996年2月26日 Vo1.95 No.535
PP.49-54)
たアレイアンテナを用い、同期確立前にビーム形成を行
う従来の適応アンテナ装置を示す。(田中、三浦、唐沢,
“BSCMAアダプティブアレイの干渉波抑圧実験”,電子情
報通信学会技術研究報告,1996年2月26日 Vo1.95 No.535
PP.49-54)
【００１３】複数のアンテナ素子Ａ６１１〜Ａ６１Ｎ、
各アンテナ素子に接続されたＡ／ＤコンバータＡ６２１
〜Ａ６２Ｎ、各Ａ／ＤコンバータＡ６２１〜Ａ６２Ｎの
出力からＦＦＴ演算により複数のビームを形成するＦＦ
Ｔマルチビーム形成手段Ａ６３、形成されたビームのう
ち重み付けを行うビームを選択するビーム選択手段Ａ６
４、選択されたビームを制御する適応ビーム制御手段Ａ
６５から構成される適応アンテナ装置において、ビーム
選択手段Ａ６４において、設定した閾値をこえたビーム
を選択することにより、指向性をパワーの大きい信号の
到来方向に向け、同期特性改善につながっている。
各アンテナ素子に接続されたＡ／ＤコンバータＡ６２１
〜Ａ６２Ｎ、各Ａ／ＤコンバータＡ６２１〜Ａ６２Ｎの
出力からＦＦＴ演算により複数のビームを形成するＦＦ
Ｔマルチビーム形成手段Ａ６３、形成されたビームのう
ち重み付けを行うビームを選択するビーム選択手段Ａ６
４、選択されたビームを制御する適応ビーム制御手段Ａ
６５から構成される適応アンテナ装置において、ビーム
選択手段Ａ６４において、設定した閾値をこえたビーム
を選択することにより、指向性をパワーの大きい信号の
到来方向に向け、同期特性改善につながっている。
【００１４】しかしディジタル無線伝送での１シンボル
長をこえる遅延波による伝送品質の劣化や、干渉波によ
る伝送品質の劣化では、伝送品質と受信レベルの間に相
関がなくなる。この環境では、従来のＦＦＴ演算により
予め複数のビームを形成し、閾値をこえたビームを選択
するという方法は有効でない。
長をこえる遅延波による伝送品質の劣化や、干渉波によ
る伝送品質の劣化では、伝送品質と受信レベルの間に相
関がなくなる。この環境では、従来のＦＦＴ演算により
予め複数のビームを形成し、閾値をこえたビームを選択
するという方法は有効でない。
【００１５】また、ＦＦＴ演算により予め複数のビーム
を形成し、伝送品質のよいビームを選択するという方法
では、伝送品質を測定するための演算量が莫大になるだ
けでなく、室内などのマルチパスが多数存在する環境で
はキャリア同期、タイミング同期が外れ適応アンテナ装
置が動作しないという欠点があった。
を形成し、伝送品質のよいビームを選択するという方法
では、伝送品質を測定するための演算量が莫大になるだ
けでなく、室内などのマルチパスが多数存在する環境で
はキャリア同期、タイミング同期が外れ適応アンテナ装
置が動作しないという欠点があった。
【００１６】次に同期の確立に関する従来の技術を説明
する。
する。
【００１７】図３６に従来のトランスバーサルフィルタ
を用いた適応アンテナ装置を示す（Philip Balaban, an
d Jack Salz, “Dual Diversity and Equalization in
Digital Cellular Mobile Radio”, Transaction on VE
HICULAR TECHNOLOGY, VOL.40, NO.2, MAY 1991.）。こ
の図において、参照符号１４０１１〜１４０１Ｎはアン
テナ素子、１４０２はビーム形成回路、１４０３１〜１
４０３Ｎは第一の重み付け手段、１４０４は第一の合成
器、１４０５はトランスバーサルフィルタ、１４０６１
〜１４０６Ｍは遅延素子、１４０７０〜１４０７Ｍは第
二の重み付け手段、１４０８は第二の合成器、１４１２
は自動周波数変換制御装置、１４１３はタイミング再生
回路、１４１４１〜１４１４ＮはＡ／Ｄ変換器である。
１４１５はローカル発振器である。
を用いた適応アンテナ装置を示す（Philip Balaban, an
d Jack Salz, “Dual Diversity and Equalization in
Digital Cellular Mobile Radio”, Transaction on VE
HICULAR TECHNOLOGY, VOL.40, NO.2, MAY 1991.）。こ
の図において、参照符号１４０１１〜１４０１Ｎはアン
テナ素子、１４０２はビーム形成回路、１４０３１〜１
４０３Ｎは第一の重み付け手段、１４０４は第一の合成
器、１４０５はトランスバーサルフィルタ、１４０６１
〜１４０６Ｍは遅延素子、１４０７０〜１４０７Ｍは第
二の重み付け手段、１４０８は第二の合成器、１４１２
は自動周波数変換制御装置、１４１３はタイミング再生
回路、１４１４１〜１４１４ＮはＡ／Ｄ変換器である。
１４１５はローカル発振器である。
【００１８】また、図３７は第一の重み付け手段１４０
３１〜１４０３Ｎ及び第二の重み付け手段１４０７０〜
１４０７Ｍの構成を示す図であり、１４０９１〜１４０
９４は実数乗算器、１４１０は実数減算器、１４１１は
実数加算器である。
３１〜１４０３Ｎ及び第二の重み付け手段１４０７０〜
１４０７Ｍの構成を示す図であり、１４０９１〜１４０
９４は実数乗算器、１４１０は実数減算器、１４１１は
実数加算器である。
【００１９】受信信号のクロックと同じクロックがタイ
ミング再生回路１４１３によって再生されるタイミング
信号に基づいて、制御される発振器１４１５から再生ク
ロックとして出力され、各アンテナ素子で受信した信号
は、Ａ／Ｄ変換器１４１４１〜１４１４Ｎを用いて該再
生クロックによりＡ／Ｄ変換され、ビーム形成回路１４
０２に入力される。
ミング再生回路１４１３によって再生されるタイミング
信号に基づいて、制御される発振器１４１５から再生ク
ロックとして出力され、各アンテナ素子で受信した信号
は、Ａ／Ｄ変換器１４１４１〜１４１４Ｎを用いて該再
生クロックによりＡ／Ｄ変換され、ビーム形成回路１４
０２に入力される。
【００２０】ビーム形成回路１４０２の出力信号をｙｂ
（ｔ）とすると、第二の重み付け手段１０４７０〜１０
４７Ｍの重みのｃ０〜ｃＭは
（ｔ）とすると、第二の重み付け手段１０４７０〜１０
４７Ｍの重みのｃ０〜ｃＭは
【００２１】
【数６】
【００２２】上記した適応アンテナ装置では、実際には
各アンテナでの信号情報が必要となるため、各アンテナ
における受信信号をＡ／Ｄ変換器によりディジタル信号
に変換する必要がある。その際にサンプリングレート
が、信号レートと異なるタイミングであった場合には、
タイミングの補償がされていないデータで、ビーム形成
回路を制御することになるため、２乗誤差最小のアルゴ
リズムを適用できない。
各アンテナでの信号情報が必要となるため、各アンテナ
における受信信号をＡ／Ｄ変換器によりディジタル信号
に変換する必要がある。その際にサンプリングレート
が、信号レートと異なるタイミングであった場合には、
タイミングの補償がされていないデータで、ビーム形成
回路を制御することになるため、２乗誤差最小のアルゴ
リズムを適用できない。
【００２３】また、トランスバーサルフィルタ部とビー
ム形成回路の両方で波形等化を行うため、安定に動作し
ない。さらに、第二の重み付け手段が複素数であるた
め、ハードウェア規模が増大する。
ム形成回路の両方で波形等化を行うため、安定に動作し
ない。さらに、第二の重み付け手段が複素数であるた
め、ハードウェア規模が増大する。
【００２４】すなわち、ディジタル無線伝送での１シン
ボル長をこえる遅延波による伝送品質の劣化や、干渉波
により伝送品質が著しく劣化し、タイミング同期特性が
劣化する。従来の適応アンテナ装置ではタイミング同期
特性が劣化すると、２乗誤差最小のアルゴリズムを適用
できず、適応アンテナ装置が動作しないという問題があ
った。
ボル長をこえる遅延波による伝送品質の劣化や、干渉波
により伝送品質が著しく劣化し、タイミング同期特性が
劣化する。従来の適応アンテナ装置ではタイミング同期
特性が劣化すると、２乗誤差最小のアルゴリズムを適用
できず、適応アンテナ装置が動作しないという問題があ
った。
【００２５】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、従来の技術
の上記欠点を改善するもので、その目的は、マルチパス
環境下で伝送品質が著しく劣化した環境でも安定に指向
性制御と波形等化を行う適応アレイアンテナ装置を提供
することにある。
の上記欠点を改善するもので、その目的は、マルチパス
環境下で伝送品質が著しく劣化した環境でも安定に指向
性制御と波形等化を行う適応アレイアンテナ装置を提供
することにある。
【００２６】
【課題を解決するための手段】本発明の第１の特徴は、
同期確立前に固有ベクトルビームによる指向性制御を行
い、伝送品質を改善し、同期引込みを安定に動作させ、
さらに、同期確立後に２乗誤差最小制御を行うことにあ
る。
同期確立前に固有ベクトルビームによる指向性制御を行
い、伝送品質を改善し、同期引込みを安定に動作させ、
さらに、同期確立後に２乗誤差最小制御を行うことにあ
る。
【００２７】本発明の第２の特徴は、同期確立のための
Ａ／Ｄ変換のサンプリングのタイミングを、到来波のタ
イミングと無関係に、任意のタイミングで行うことにあ
る。
Ａ／Ｄ変換のサンプリングのタイミングを、到来波のタ
イミングと無関係に、任意のタイミングで行うことにあ
る。
【００２８】本発明の第３の特徴は、同期確立のために
用いるトランスバーサルフィルタが実数の重みで動作す
ることにある。
用いるトランスバーサルフィルタが実数の重みで動作す
ることにある。
【００２９】本発明のひとつの特徴は、複数のアンテナ
素子と、上記各アンテナ素子に結合し、各アンテナ素子
の信号を重み付け合成する重み付け合成回路と、上記各
アンテナ素子に結合し、前記重み付け合成回路における
各重みの値を計算する重み制御装置と、前記重み付け合
成回路の出力を入力とする自動周波数制御装置と、前記
自動周波数制御装置の出力信号を入力とする分数シンボ
ル長間隔の適応トランスバーサルフィルタと、前記自動
周波数制御装置で設定された周波数と前記トランスバー
サルフィルタの重みの値を入力信号とする同期監視装置
を具備し、前記重み制御装置は、各アンテナ素子間の相
関値によりアンテナ素子間の相関行列を求め相関行列の
最大固有値に対応した固有ベクトルを重みの値とする固
有ベクトルビーム形成装置と、上記重み付け合成回路の
出力信号と所望信号の誤差が最小となるように重みの値
を決定する２乗誤差最小制御装置と、前記固有ベクトル
ビーム形成装置または２乗誤差最小制御装置を選択する
ためのスイッチとを有し、上記固有ベクトルビーム形成
装置により重みの初期値を決定し、上記同期監視装置に
より、上記自動周波数制御装置及び上記分数シンボル長
間隔の適応トランスバーサルフィルタの収束を確認した
後、前記２乗誤差最小制御装置により重みを決定する適
応アレイアンテナ装置にある。
素子と、上記各アンテナ素子に結合し、各アンテナ素子
の信号を重み付け合成する重み付け合成回路と、上記各
アンテナ素子に結合し、前記重み付け合成回路における
各重みの値を計算する重み制御装置と、前記重み付け合
成回路の出力を入力とする自動周波数制御装置と、前記
自動周波数制御装置の出力信号を入力とする分数シンボ
ル長間隔の適応トランスバーサルフィルタと、前記自動
周波数制御装置で設定された周波数と前記トランスバー
サルフィルタの重みの値を入力信号とする同期監視装置
を具備し、前記重み制御装置は、各アンテナ素子間の相
関値によりアンテナ素子間の相関行列を求め相関行列の
最大固有値に対応した固有ベクトルを重みの値とする固
有ベクトルビーム形成装置と、上記重み付け合成回路の
出力信号と所望信号の誤差が最小となるように重みの値
を決定する２乗誤差最小制御装置と、前記固有ベクトル
ビーム形成装置または２乗誤差最小制御装置を選択する
ためのスイッチとを有し、上記固有ベクトルビーム形成
装置により重みの初期値を決定し、上記同期監視装置に
より、上記自動周波数制御装置及び上記分数シンボル長
間隔の適応トランスバーサルフィルタの収束を確認した
後、前記２乗誤差最小制御装置により重みを決定する適
応アレイアンテナ装置にある。
【００３０】本発明の好ましい実施例によると、複数の
アンテナ素子と、該複数のアンテナ素子の各々に接続さ
れ、該各アンテナ素子からの入力信号を第一の重み付け
手段により重み付けして合成するアナログビーム形成回
路と、該アナログビーム形成回路の出力信号を入力信号
とし、ディジタル信号に変換して出力する第一のＡ／Ｄ
変換器と、該第一のＡ／Ｄ変換器によってディジタル信
号に変換された入力信号をベースバンド信号に変換する
第一の周波数変換器と、該第一の周波数変換器の出力に
分数シンボル長の遅延時間を持つ複数の遅延素子が直列
に接続され、各遅延素子の出力を第二の重み付け手段に
より重み付けし、合成する分数シンボル長間隔の第一の
トランスバーサルフィルタと、上記各アンテナ素子での
受信信号のみ、あるいは上記各アンテナ素子での受信信
号と上記第一のトランスバーサルフィルタの出力信号の
両方を入力信号とし、上記各アンテナ素子からの入力信
号を第二のＡ／Ｄ変換器によりＡ／Ｄ変換した後、第一
のディジタル信号処理装置により、上記第一の重み付け
手段で用いる重みの値を演算する第一の重み制御回路
と、上記第一の周波数変換器の出力信号を入力信号と
し、上記第二の重み付け手段で用いる重みの値を演算す
る第二の重み制御回路と、上記第一のトランスバーサル
フィルタの出力信号を入力信号とし、上記第一の周波数
変換器における周波数変換誤差を減少させるように、上
記第一の周波数変換器を制御する周波数変換器自動制御
装置と、上記第一のＡ／Ｄ変換器での第一のサンプリン
グクロックを発生させる第一のサンプリングクロック発
生器と、上記第二のＡ／Ｄ変換器での第二のサンプリン
グクロックを発生させる第二のサンプリングクロック発
生器とを具備し、上記第一のサンプリングクロック発生
器は、伝送レートの２倍以上の周波数で、伝送レートと
は同期せず、上記第一のトランスバーサルフィルタの遅
延素子の遅延時間とほぼ同一の間隔でサンプリングする
ように発振し、上記第二のサンプリングクロックは上記
第一のサンプリングクロックとは同期しないようにす
る。
アンテナ素子と、該複数のアンテナ素子の各々に接続さ
れ、該各アンテナ素子からの入力信号を第一の重み付け
手段により重み付けして合成するアナログビーム形成回
路と、該アナログビーム形成回路の出力信号を入力信号
とし、ディジタル信号に変換して出力する第一のＡ／Ｄ
変換器と、該第一のＡ／Ｄ変換器によってディジタル信
号に変換された入力信号をベースバンド信号に変換する
第一の周波数変換器と、該第一の周波数変換器の出力に
分数シンボル長の遅延時間を持つ複数の遅延素子が直列
に接続され、各遅延素子の出力を第二の重み付け手段に
より重み付けし、合成する分数シンボル長間隔の第一の
トランスバーサルフィルタと、上記各アンテナ素子での
受信信号のみ、あるいは上記各アンテナ素子での受信信
号と上記第一のトランスバーサルフィルタの出力信号の
両方を入力信号とし、上記各アンテナ素子からの入力信
号を第二のＡ／Ｄ変換器によりＡ／Ｄ変換した後、第一
のディジタル信号処理装置により、上記第一の重み付け
手段で用いる重みの値を演算する第一の重み制御回路
と、上記第一の周波数変換器の出力信号を入力信号と
し、上記第二の重み付け手段で用いる重みの値を演算す
る第二の重み制御回路と、上記第一のトランスバーサル
フィルタの出力信号を入力信号とし、上記第一の周波数
変換器における周波数変換誤差を減少させるように、上
記第一の周波数変換器を制御する周波数変換器自動制御
装置と、上記第一のＡ／Ｄ変換器での第一のサンプリン
グクロックを発生させる第一のサンプリングクロック発
生器と、上記第二のＡ／Ｄ変換器での第二のサンプリン
グクロックを発生させる第二のサンプリングクロック発
生器とを具備し、上記第一のサンプリングクロック発生
器は、伝送レートの２倍以上の周波数で、伝送レートと
は同期せず、上記第一のトランスバーサルフィルタの遅
延素子の遅延時間とほぼ同一の間隔でサンプリングする
ように発振し、上記第二のサンプリングクロックは上記
第一のサンプリングクロックとは同期しないようにす
る。
【００３１】また、好ましくは、上記構成において、前
記第一の重み制御装置の内部には第二の周波数変換器が
設けられ、この第二の周波数変換器により前記各アンテ
ナ素子からの入力信号を中間周波信号に変換する。
記第一の重み制御装置の内部には第二の周波数変換器が
設けられ、この第二の周波数変換器により前記各アンテ
ナ素子からの入力信号を中間周波信号に変換する。
【００３２】また、好ましくは、上記構成において、前
記各アンテナ素子に接続されて、前記各アンテナ素子か
らの入力信号を中間周波信号に変換する第二の周波数変
換器又はベースバンド信号に変換する第三の周波数変換
器を具備し、該第二又は第三の周波数変換器によって変
換された後の中間周波信号又はベースバンド信号が前記
第一の重み制御装置に入力される。
記各アンテナ素子に接続されて、前記各アンテナ素子か
らの入力信号を中間周波信号に変換する第二の周波数変
換器又はベースバンド信号に変換する第三の周波数変換
器を具備し、該第二又は第三の周波数変換器によって変
換された後の中間周波信号又はベースバンド信号が前記
第一の重み制御装置に入力される。
【００３３】また、好ましい別の適応アレイアンテナ装
置は、複数のアンテナ素子と、該複数のアンテナ素子の
各々に接続され、該各アンテナ素子からの入力信号を第
一の重み付け手段により重み付けして合成するアナログ
ビーム形成回路と、該アナログビーム形成回路の出力信
号を入力信号としてベースバンド信号に周波数変換する
第一の周波数変換器と、該第一の周波数変換器からのベ
ースバンド信号をディジタル信号に変換して出力する第
一のＡ／Ｄ変換器と、該第一のＡ／Ｄ変換器の出力に分
数シンボル長の遅延時間を持つ複数の遅延素子が直列に
接続され、各遅延素子の出力を第二の重み付け手段によ
り重み付けし、合成する分数シンボル長間隔の第一のト
ランスバーサルフィルタと、上記各アンテナ素子での受
信信号のみ、あるいは上記各アンテナ素子での受信信号
と上記第一のトランスバーサルフィルタの出力信号の両
方を入力信号とし、上記各アンテナ素子からの入力信号
を第二のＡ／Ｄ変換器によりＡ／Ｄ変換した後、第一の
ディジタル信号処理装置により、上記第一の重み付け手
段で用いる重みの値を演算する第一の重み制御回路と、
上記第一の周波数変換器の出力信号を入力信号とし、上
記第二の重み付け手段で用いる重みの値を演算する第二
の重み制御回路と、上記第一のトランスバーサルフィル
タの出力信号を入力信号とし、上記第一の周波数変換器
における周波数変換誤差を減少させるように、上記第一
の周波数変換器を制御する周波数変換器自動制御装置
と、上記第一のＡ／Ｄ変換器での第一のサンプリングク
ロックを発生させる第一のサンプリングクロック発生器
と、上記第二のＡ／Ｄ変換器での第二のサンプリングク
ロックを発生させる第二のサンプリングクロック発生器
とを具備し、上記第一のサンプリングクロック発生器
は、伝送レートの２倍以上の周波数で、伝送レートとは
同期せず、上記第一のトランスバーサルフィルタの遅延
素子の遅延時間とほぼ同一の間隔でサンプリングするよ
うに発振し、上記第二のサンプリングクロックは上記第
一のサンプリングクロックとは同期しないようにする。
置は、複数のアンテナ素子と、該複数のアンテナ素子の
各々に接続され、該各アンテナ素子からの入力信号を第
一の重み付け手段により重み付けして合成するアナログ
ビーム形成回路と、該アナログビーム形成回路の出力信
号を入力信号としてベースバンド信号に周波数変換する
第一の周波数変換器と、該第一の周波数変換器からのベ
ースバンド信号をディジタル信号に変換して出力する第
一のＡ／Ｄ変換器と、該第一のＡ／Ｄ変換器の出力に分
数シンボル長の遅延時間を持つ複数の遅延素子が直列に
接続され、各遅延素子の出力を第二の重み付け手段によ
り重み付けし、合成する分数シンボル長間隔の第一のト
ランスバーサルフィルタと、上記各アンテナ素子での受
信信号のみ、あるいは上記各アンテナ素子での受信信号
と上記第一のトランスバーサルフィルタの出力信号の両
方を入力信号とし、上記各アンテナ素子からの入力信号
を第二のＡ／Ｄ変換器によりＡ／Ｄ変換した後、第一の
ディジタル信号処理装置により、上記第一の重み付け手
段で用いる重みの値を演算する第一の重み制御回路と、
上記第一の周波数変換器の出力信号を入力信号とし、上
記第二の重み付け手段で用いる重みの値を演算する第二
の重み制御回路と、上記第一のトランスバーサルフィル
タの出力信号を入力信号とし、上記第一の周波数変換器
における周波数変換誤差を減少させるように、上記第一
の周波数変換器を制御する周波数変換器自動制御装置
と、上記第一のＡ／Ｄ変換器での第一のサンプリングク
ロックを発生させる第一のサンプリングクロック発生器
と、上記第二のＡ／Ｄ変換器での第二のサンプリングク
ロックを発生させる第二のサンプリングクロック発生器
とを具備し、上記第一のサンプリングクロック発生器
は、伝送レートの２倍以上の周波数で、伝送レートとは
同期せず、上記第一のトランスバーサルフィルタの遅延
素子の遅延時間とほぼ同一の間隔でサンプリングするよ
うに発振し、上記第二のサンプリングクロックは上記第
一のサンプリングクロックとは同期しないようにする。
【００３４】また、好ましい別の適応アレイアンテナ装
置は、複数のアンテナ素子と、該複数のアンテナ素子の
各々に接続され、該各アンテナ素子からの入力信号をデ
ィジタル信号に変換する第一のＡ／Ｄ変換器と、該第一
のＡ／Ｄ変換器によってディジタル信号に変換された信
号を第一の重み付け手段により重み付けして合成するデ
ィジタルビーム形成回路と、該ディジタルビーム形成回
路の出力信号を入力信号とし、該入力信号をベースバン
ド信号に変換する第一の周波数変換器と、該第一の周波
数変換器の出力に分数シンボル長の遅延時間を持つ複数
の遅延素子が直列に接続され、各遅延素子の出力を第二
の重み付け手段により重み付けし、合成する分数シンボ
ル長間隔の第一のトランスバーサルフィルタと、上記各
第一のＡ／Ｄ変換器でＡ／Ｄ変換されたディジタル信号
のみ、あるいは上記各第一のＡ／Ｄ変換器でＡ／Ｄ変換
されたディジタル信号と上記第一のトランスバーサルフ
ィルタの出力信号の両方、を入力信号として、第一のデ
ィジタル信号処理装置により、上記第一の重み付け手段
で用いる重みの値を演算する第一の重み制御回路と、上
記第一の周波数変換器の出力信号を入力信号とし、第一
のディジタル信号処理装置により、上記第二の重み付け
手段で用いる重みの値を演算する第二の重み制御回路
と、上記第一のトランスバーサルフィルタの出力信号を
入力信号とし、上記第一の周波数変換器における周波数
変換誤差を減少させるように制御する周波数変換器自動
制御装置と、上記第一のＡ／Ｄ変換器での第一のサンプ
リングクロックを発生させる第一のサンプリングクロッ
ク発生器とを具備し、上記第一のサンプリングクロック
は、伝送レートの２倍以上の周波数で、伝送レートとは
同期せず、前記第一のトランスバーサルフィルタの遅延
素子の遅延時間とほぼ同一の間隔でサンプリングするよ
うに発振する。
置は、複数のアンテナ素子と、該複数のアンテナ素子の
各々に接続され、該各アンテナ素子からの入力信号をデ
ィジタル信号に変換する第一のＡ／Ｄ変換器と、該第一
のＡ／Ｄ変換器によってディジタル信号に変換された信
号を第一の重み付け手段により重み付けして合成するデ
ィジタルビーム形成回路と、該ディジタルビーム形成回
路の出力信号を入力信号とし、該入力信号をベースバン
ド信号に変換する第一の周波数変換器と、該第一の周波
数変換器の出力に分数シンボル長の遅延時間を持つ複数
の遅延素子が直列に接続され、各遅延素子の出力を第二
の重み付け手段により重み付けし、合成する分数シンボ
ル長間隔の第一のトランスバーサルフィルタと、上記各
第一のＡ／Ｄ変換器でＡ／Ｄ変換されたディジタル信号
のみ、あるいは上記各第一のＡ／Ｄ変換器でＡ／Ｄ変換
されたディジタル信号と上記第一のトランスバーサルフ
ィルタの出力信号の両方、を入力信号として、第一のデ
ィジタル信号処理装置により、上記第一の重み付け手段
で用いる重みの値を演算する第一の重み制御回路と、上
記第一の周波数変換器の出力信号を入力信号とし、第一
のディジタル信号処理装置により、上記第二の重み付け
手段で用いる重みの値を演算する第二の重み制御回路
と、上記第一のトランスバーサルフィルタの出力信号を
入力信号とし、上記第一の周波数変換器における周波数
変換誤差を減少させるように制御する周波数変換器自動
制御装置と、上記第一のＡ／Ｄ変換器での第一のサンプ
リングクロックを発生させる第一のサンプリングクロッ
ク発生器とを具備し、上記第一のサンプリングクロック
は、伝送レートの２倍以上の周波数で、伝送レートとは
同期せず、前記第一のトランスバーサルフィルタの遅延
素子の遅延時間とほぼ同一の間隔でサンプリングするよ
うに発振する。
【００３５】また、好ましい別の適応アレイアンテナ装
置は、上記構成において、前記各アンテナ素子に接続さ
れ、入力された信号を中間周波信号に変換する第二の周
波数変換器又はベースバンド信号に変換する第三の周波
数変換器を具備し、該第二又は第三の周波数変換器によ
って変換された後の中間周波信号又はベースバンド信号
が前記第一のＡ／Ｄ変換器に入力される。
置は、上記構成において、前記各アンテナ素子に接続さ
れ、入力された信号を中間周波信号に変換する第二の周
波数変換器又はベースバンド信号に変換する第三の周波
数変換器を具備し、該第二又は第三の周波数変換器によ
って変換された後の中間周波信号又はベースバンド信号
が前記第一のＡ／Ｄ変換器に入力される。
【００３６】また、好ましい別の適応アレイアンテナ装
置は、複数のアンテナ素子と、該複数のアンテナ素子の
各々に接続され、該アンテナ素子からの入力信号をベー
スバンド信号に周波数変換する第一の周波数変換器と、
該第一の周波数変換器からのベースバンド信号をディジ
タル信号に変換する第一のＡ／Ｄ変換器と、該第一のＡ
／Ｄ変換器によってディジタル信号に変換された信号を
第一の重み付け手段により重み付けして合成するディジ
タルビーム形成回路と、該ディジタルビーム形成回路の
出力に分数シンボル長の遅延時間を持つ複数の遅延素子
が直列に接続され、各遅延素子の出力を第二の重み付け
手段により重み付けし、合成する分数シンボル長間隔の
第一のトランスバーサルフィルタと、上記各第一のＡ／
Ｄ変換器でＡ／Ｄ変換されたディジタル信号のみ、ある
いは上記各第一のＡ／Ｄ変換器でＡ／Ｄ変換されたディ
ジタル信号と上記第一のトランスバーサルフィルタの出
力信号の両方、を入力信号として、第一のディジタル信
号処理装置により、上記第一の重み付け手段で用いる重
みの値を演算する第一の重み制御回路と、上記ディジタ
ルビーム形成回路の出力信号を入力信号とし、第一のデ
ィジタル信号処理装置により、上記第二の重み付け手段
で用いる重みの値を演算する第二の重み制御回路と、上
記第一のトランスバーサルフィルタの出力信号を入力信
号とし、上記第一の周波数変換器における周波数変換誤
差を減少させるように制御する周波数変換器自動制御装
置と、上記第一のＡ／Ｄ変換器での第一のサンプリング
クロックを発生させる第一のサンプリングクロック発生
器とを具備し、上記第一のサンプリングクロックは、伝
送レートの２倍以上の周波数で、伝送レートとは同期せ
ず、前記第一のトランスバーサルフィルタの遅延素子の
遅延時間とほぼ同一の間隔でサンプリングするように発
振する。
置は、複数のアンテナ素子と、該複数のアンテナ素子の
各々に接続され、該アンテナ素子からの入力信号をベー
スバンド信号に周波数変換する第一の周波数変換器と、
該第一の周波数変換器からのベースバンド信号をディジ
タル信号に変換する第一のＡ／Ｄ変換器と、該第一のＡ
／Ｄ変換器によってディジタル信号に変換された信号を
第一の重み付け手段により重み付けして合成するディジ
タルビーム形成回路と、該ディジタルビーム形成回路の
出力に分数シンボル長の遅延時間を持つ複数の遅延素子
が直列に接続され、各遅延素子の出力を第二の重み付け
手段により重み付けし、合成する分数シンボル長間隔の
第一のトランスバーサルフィルタと、上記各第一のＡ／
Ｄ変換器でＡ／Ｄ変換されたディジタル信号のみ、ある
いは上記各第一のＡ／Ｄ変換器でＡ／Ｄ変換されたディ
ジタル信号と上記第一のトランスバーサルフィルタの出
力信号の両方、を入力信号として、第一のディジタル信
号処理装置により、上記第一の重み付け手段で用いる重
みの値を演算する第一の重み制御回路と、上記ディジタ
ルビーム形成回路の出力信号を入力信号とし、第一のデ
ィジタル信号処理装置により、上記第二の重み付け手段
で用いる重みの値を演算する第二の重み制御回路と、上
記第一のトランスバーサルフィルタの出力信号を入力信
号とし、上記第一の周波数変換器における周波数変換誤
差を減少させるように制御する周波数変換器自動制御装
置と、上記第一のＡ／Ｄ変換器での第一のサンプリング
クロックを発生させる第一のサンプリングクロック発生
器とを具備し、上記第一のサンプリングクロックは、伝
送レートの２倍以上の周波数で、伝送レートとは同期せ
ず、前記第一のトランスバーサルフィルタの遅延素子の
遅延時間とほぼ同一の間隔でサンプリングするように発
振する。
【００３７】また、好ましい別の適応アレイアンテナ装
置は、上記各構成において、前記第二の重み制御回路の
内部に周波数選択性フェージングの環境であるかを判定
する伝搬環境診断装置を具備し、前記第一のトランスバ
ーサルフィルタ部での前記第二の重み付け手段による重
み付けを周波数選択性フェージング時は上記第二の重み
付け手段の重みを実数とし、周波数選択フェージング時
ではないときは上記第二の重み付け手段の重みを複素数
に切替える。
置は、上記各構成において、前記第二の重み制御回路の
内部に周波数選択性フェージングの環境であるかを判定
する伝搬環境診断装置を具備し、前記第一のトランスバ
ーサルフィルタ部での前記第二の重み付け手段による重
み付けを周波数選択性フェージング時は上記第二の重み
付け手段の重みを実数とし、周波数選択フェージング時
ではないときは上記第二の重み付け手段の重みを複素数
に切替える。
【００３８】また、好ましい別の適応アレイアンテナ装
置は、上記各構成において、符号の判定を行う識別タイ
ミングにおける振幅が離散値となる変調方式を用い、前
記第二の重み制御装置は、前記第一のＡ／Ｄ変換器で入
力信号がサンプルされるタイミングと復号を行うための
最適なタイミングとのずれに対応した、最適な第二の重
み付け手段の重みの組が保存された記憶装置と、この記
憶装置に保存された各第二の重み付け手段の重みについ
て、前記第一のトランスバーサルフィルタの出力での振
幅の該離散値からのずれを推定する伝送品質推定装置と
を具備し、上記記憶装置に保存された第二の重み付け手
段の重みの組のうち、上記伝送品質推定装置によって推
定された出力信号の振幅の該離散値からのずれが最小と
なった組を、前記第二の重み付け手段の重みの値とす
る。
置は、上記各構成において、符号の判定を行う識別タイ
ミングにおける振幅が離散値となる変調方式を用い、前
記第二の重み制御装置は、前記第一のＡ／Ｄ変換器で入
力信号がサンプルされるタイミングと復号を行うための
最適なタイミングとのずれに対応した、最適な第二の重
み付け手段の重みの組が保存された記憶装置と、この記
憶装置に保存された各第二の重み付け手段の重みについ
て、前記第一のトランスバーサルフィルタの出力での振
幅の該離散値からのずれを推定する伝送品質推定装置と
を具備し、上記記憶装置に保存された第二の重み付け手
段の重みの組のうち、上記伝送品質推定装置によって推
定された出力信号の振幅の該離散値からのずれが最小と
なった組を、前記第二の重み付け手段の重みの値とす
る。
【００３９】また、好ましくは、前記第一のディジタル
信号処理装置は、基準信号ｄを発生する基準信号発生部
と、前記各アンテナ素子からの入力信号を前記第一の周
波数変換器と同じ特性で周波数変換するための第四の周
波数変換器と、該第四の周波数変換器の出力信号を前記
第一のトランスバーサルフィルタと同じ特性で変換する
ための第二のトランスバーサルフィルタを具備し、上記
第四の周波数変換器と上記第二のトランスバーサルフィ
ルタによって変換された信号ｘ’ｉ（ｉ＝１，・・・，
Ｎ Ｎ：素子数）に対し、前記第一の重み付け手段の重
みの値ｗｏｐｔｉ（ｉ＝１，・・・，Ｎ）を以下の式に
より決定する。
信号処理装置は、基準信号ｄを発生する基準信号発生部
と、前記各アンテナ素子からの入力信号を前記第一の周
波数変換器と同じ特性で周波数変換するための第四の周
波数変換器と、該第四の周波数変換器の出力信号を前記
第一のトランスバーサルフィルタと同じ特性で変換する
ための第二のトランスバーサルフィルタを具備し、上記
第四の周波数変換器と上記第二のトランスバーサルフィ
ルタによって変換された信号ｘ’ｉ（ｉ＝１，・・・，
Ｎ Ｎ：素子数）に対し、前記第一の重み付け手段の重
みの値ｗｏｐｔｉ（ｉ＝１，・・・，Ｎ）を以下の式に
より決定する。
【００４０】
【数７】
【００４１】また、好ましくは、前記第一のディジタル
信号処理装置は、基準信号ｄを発生する基準信号発生部
と、前記各アンテナ素子からの入力信号を前記第三の周
波数変換器と同じ特性で周波数変換するための第四の周
波数変換器と、該第四の周波数変換器の出力信号を前記
第一のトランスバーサルフィルタと同じ特性で変換する
ための第二のトランスバーサルフィルタを具備し、上記
第四の周波数変換部と上記第二のトランスバーサルフィ
ルタによって変換された信号ｘ’ｉ（ｉ＝１，・・・，
Ｎ Ｎ：素子数）に対し、第一の重み付け手段の重みの
値ｗｏｐｔｉ（ｉ＝１，・・・，Ｎ）を以下の式により
決定する。
信号処理装置は、基準信号ｄを発生する基準信号発生部
と、前記各アンテナ素子からの入力信号を前記第三の周
波数変換器と同じ特性で周波数変換するための第四の周
波数変換器と、該第四の周波数変換器の出力信号を前記
第一のトランスバーサルフィルタと同じ特性で変換する
ための第二のトランスバーサルフィルタを具備し、上記
第四の周波数変換部と上記第二のトランスバーサルフィ
ルタによって変換された信号ｘ’ｉ（ｉ＝１，・・・，
Ｎ Ｎ：素子数）に対し、第一の重み付け手段の重みの
値ｗｏｐｔｉ（ｉ＝１，・・・，Ｎ）を以下の式により
決定する。
【００４２】
【数８】
【００４３】本発明の別の実施例によると、複数のアン
テナ素子と、該各アンテナ素子に接続され、上記各アン
テナ素子からの入力信号を重み付け手段により重み付け
し、合成する、アナログビーム形成回路と、該アナログ
ビーム形成回路と、上記各アンテナ素子での受信信号を
入力信号とし、各アンテナ素子からの受信信号を準同期
検波し２つの出力信号を生成する、アンテナ素子数と同
じ数の第一の準同期検波器と、前記複数の準同期検波器
の出力信号をディジタル信号に変換する第一のＡ／Ｄ変
換器と、第一のＡ／Ｄ変換器の出力信号を入力信号と
し、上記重み付け手段の重みの値を演算するディジタル
信号処理装置から構成し、伝送信号のシンボルレートが
１／Ｔ［Ｈｚ］のとき、第一のＡ／Ｄ変換器のサンプリ
ングクロックの周波数ｆｓを
テナ素子と、該各アンテナ素子に接続され、上記各アン
テナ素子からの入力信号を重み付け手段により重み付け
し、合成する、アナログビーム形成回路と、該アナログ
ビーム形成回路と、上記各アンテナ素子での受信信号を
入力信号とし、各アンテナ素子からの受信信号を準同期
検波し２つの出力信号を生成する、アンテナ素子数と同
じ数の第一の準同期検波器と、前記複数の準同期検波器
の出力信号をディジタル信号に変換する第一のＡ／Ｄ変
換器と、第一のＡ／Ｄ変換器の出力信号を入力信号と
し、上記重み付け手段の重みの値を演算するディジタル
信号処理装置から構成し、伝送信号のシンボルレートが
１／Ｔ［Ｈｚ］のとき、第一のＡ／Ｄ変換器のサンプリ
ングクロックの周波数ｆｓを
【００４４】
【数９】 とし、上記ディジタル信号処理装置では、第一のＡ／Ｄ
変換した信号のうち、任意の時刻から２ｎ（ｎは任意の
整数）個めのデータからアンテナ間の相関行列１を求
め、２ｎ＋１個めのデータからアンテナ間の相関行列２
を求め、前記アンテナ間の相関行列１とアンテナ間の相
関行列２を加算したアンテナ間の相関行列３を求め、ア
ンテナ間の相関行列３の最大固有値に対する固有ベクト
ルの要素を上記重み付け手段の重みの値とする適応アレ
イアンテナ装置を用いる。
変換した信号のうち、任意の時刻から２ｎ（ｎは任意の
整数）個めのデータからアンテナ間の相関行列１を求
め、２ｎ＋１個めのデータからアンテナ間の相関行列２
を求め、前記アンテナ間の相関行列１とアンテナ間の相
関行列２を加算したアンテナ間の相関行列３を求め、ア
ンテナ間の相関行列３の最大固有値に対する固有ベクト
ルの要素を上記重み付け手段の重みの値とする適応アレ
イアンテナ装置を用いる。
【００４５】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施形態について説明する。
施形態について説明する。
【００４６】図１は、第１の実施形態を示す図であり、
ｎ素子のアレイアンテナを用い、固有ベクトルビームを
初期値とし、同期確立前に伝送品質を改善し、その後同
期を確立させ、２乗誤差最小となる指向性制御を行うよ
うに受信装置を構成した形態を示している。この図にお
いて、符号Ａ１０１１〜Ａ１０１ｎはアンテナ素子、Ａ
１０２１〜Ａ１０２ｎは該アンテナ素子Ａ１０１１〜Ａ
１０１ｎに接続された分岐手段、Ａ１０３は重み付け合
成回路、Ａ１０４は重み制御装置、Ａ１０５は同期監視
装置、Ａ１０６は自動周波数制御装置、Ａ１０７は分数
シンボル長間隔の適応トランスバーサルフィルタであ
る。また、分岐手段Ａ１０２１〜Ａ１０２ｎから重み制
御装置への入力信号をｘ１〜ｘＮとする。
ｎ素子のアレイアンテナを用い、固有ベクトルビームを
初期値とし、同期確立前に伝送品質を改善し、その後同
期を確立させ、２乗誤差最小となる指向性制御を行うよ
うに受信装置を構成した形態を示している。この図にお
いて、符号Ａ１０１１〜Ａ１０１ｎはアンテナ素子、Ａ
１０２１〜Ａ１０２ｎは該アンテナ素子Ａ１０１１〜Ａ
１０１ｎに接続された分岐手段、Ａ１０３は重み付け合
成回路、Ａ１０４は重み制御装置、Ａ１０５は同期監視
装置、Ａ１０６は自動周波数制御装置、Ａ１０７は分数
シンボル長間隔の適応トランスバーサルフィルタであ
る。また、分岐手段Ａ１０２１〜Ａ１０２ｎから重み制
御装置への入力信号をｘ１〜ｘＮとする。
【００４７】なお、必要によりＡ／Ｄ変換装置を挿入す
ることが可能で、挿入個所はアンテナと重み付け合成回
路の間、又は重み付け合成回路と自動周波数制御装置の
間、又はトランスバーサルフィルタの出力部である。
ることが可能で、挿入個所はアンテナと重み付け合成回
路の間、又は重み付け合成回路と自動周波数制御装置の
間、又はトランスバーサルフィルタの出力部である。
【００４８】図２は、重み制御装置Ａ１０４の内部構成
を示す図である。この図において符号Ａ２０１は固有ベ
クトルビーム形成装置、Ａ２０２は２乗誤差最小制御装
置、Ａ２０３はスイッチである。
を示す図である。この図において符号Ａ２０１は固有ベ
クトルビーム形成装置、Ａ２０２は２乗誤差最小制御装
置、Ａ２０３はスイッチである。
【００４９】図３は、重み付け合成回路Ａ１０３の内部
構成を示す図である。この図において符号Ａ３０１１〜
Ａ３０１ｎは重み付け装置、Ａ３０２は合成器である。
また、重み付け装置Ａ３０１１〜Ａ３０１ｎの重みの値
をｗ１〜ｗＮとする。
構成を示す図である。この図において符号Ａ３０１１〜
Ａ３０１ｎは重み付け装置、Ａ３０２は合成器である。
また、重み付け装置Ａ３０１１〜Ａ３０１ｎの重みの値
をｗ１〜ｗＮとする。
【００５０】図４は、分数シンボル長間隔の適応トラン
スバーサルフィルタＡ１０７の内部構成を示す図であ
る。符号Ａ４０１１〜Ａ４０１ｍは分数シンボルの遅延
を発生させる遅延素子、Ａ４０２１〜Ａ４０２ｍは分岐
装置、Ａ４０３０〜Ａ４０３ｍは重み付け装置、Ａ４０
４は合成器、Ａ４０５は等化器重み制御装置である。
スバーサルフィルタＡ１０７の内部構成を示す図であ
る。符号Ａ４０１１〜Ａ４０１ｍは分数シンボルの遅延
を発生させる遅延素子、Ａ４０２１〜Ａ４０２ｍは分岐
装置、Ａ４０３０〜Ａ４０３ｍは重み付け装置、Ａ４０
４は合成器、Ａ４０５は等化器重み制御装置である。
【００５１】初期状態では、重み制御装置Ａ１０４の内
部のスイッチＡ２０３は固有ベクトルビーム形成装置Ａ
２０１を選択する。固有ベクトルビーム形成装置Ａ２０
１では、まず入力信号ｘ１〜ｘＮをもとに相関行列Ｒ
ｘｘを形成する。次に、得られた相関行列Ｒｘｘの最大
固有値に対する固有ベクトルを求める。固有ベクトルを
最大の固有値のみから求めるので、遅れて到来し振幅の
小さな干渉波の影響を除くことができる。最大固有値に
対する固有ベクトルを求める方法は、たとえばべき乗法
により求められる。べき乗法では、相関行列Ｒｘｘを用
いて任意のベクトルａの一次変換をｋ回繰り返し、ａ’
＝（Ｒｘｘ Ｒ）×ａを求める。ｋを十分大きくとれば
ａ’は最大固有値に対する固有ベクトルに近づく。次
に、ａ’を規格化した値を重みの値ｗ１〜ｗＮとする。
重み付け合成回路１０３ではｗ１〜ｗＮにより固有ベク
トルビームが形成される。
部のスイッチＡ２０３は固有ベクトルビーム形成装置Ａ
２０１を選択する。固有ベクトルビーム形成装置Ａ２０
１では、まず入力信号ｘ１〜ｘＮをもとに相関行列Ｒ
ｘｘを形成する。次に、得られた相関行列Ｒｘｘの最大
固有値に対する固有ベクトルを求める。固有ベクトルを
最大の固有値のみから求めるので、遅れて到来し振幅の
小さな干渉波の影響を除くことができる。最大固有値に
対する固有ベクトルを求める方法は、たとえばべき乗法
により求められる。べき乗法では、相関行列Ｒｘｘを用
いて任意のベクトルａの一次変換をｋ回繰り返し、ａ’
＝（Ｒｘｘ Ｒ）×ａを求める。ｋを十分大きくとれば
ａ’は最大固有値に対する固有ベクトルに近づく。次
に、ａ’を規格化した値を重みの値ｗ１〜ｗＮとする。
重み付け合成回路１０３ではｗ１〜ｗＮにより固有ベク
トルビームが形成される。
【００５２】次に重み付け合成回路Ａ１０３の出力信号
は自動周波数制御装置Ａ１０６に入力され、キャリア同
期を確立する。自動周波数制御装置Ａ１０６の出力信号
は、さらに分数シンボル長間隔の適応トランスバーサル
フィルタＡ１０７に入力され、タイミング同期を確立す
る。自動周波数制御装置Ａ１０６及び分数シンボル長間
隔の適応トランスバーサルフィルタＡ１０７の動作は監
視装置により監視され、収束した後、重み制御装置内部
のスイッチＡ２０３は２乗誤差最小制御装置を選択す
る。
は自動周波数制御装置Ａ１０６に入力され、キャリア同
期を確立する。自動周波数制御装置Ａ１０６の出力信号
は、さらに分数シンボル長間隔の適応トランスバーサル
フィルタＡ１０７に入力され、タイミング同期を確立す
る。自動周波数制御装置Ａ１０６及び分数シンボル長間
隔の適応トランスバーサルフィルタＡ１０７の動作は監
視装置により監視され、収束した後、重み制御装置内部
のスイッチＡ２０３は２乗誤差最小制御装置を選択す
る。
【００５３】この時、２乗誤差最小制御装置ではまず入
力信号ｘ１〜ｘＮをもとに相関行列Ｒｘｘを形成する。
さらに、各アンテナ素子Ａ１０１１〜Ａ１０１ｎと希望
信号ｄとの相関値、ｒｘｄを形成する。得られた、Ｒ
ｘｘ及びｒｘｄを用いて重みｗ１〜ｗＮの値は式（１）
により求められる。重み付け合成回路Ａ１０３ではｗ１
〜ｗＮにより最適な指向性が形成される。
力信号ｘ１〜ｘＮをもとに相関行列Ｒｘｘを形成する。
さらに、各アンテナ素子Ａ１０１１〜Ａ１０１ｎと希望
信号ｄとの相関値、ｒｘｄを形成する。得られた、Ｒ
ｘｘ及びｒｘｄを用いて重みｗ１〜ｗＮの値は式（１）
により求められる。重み付け合成回路Ａ１０３ではｗ１
〜ｗＮにより最適な指向性が形成される。
【００５４】次に本発明による適応アンテナ装置の動作
を説明する。
を説明する。
【００５５】キャリア同期が外れた場合について、周波
数のずれをΔｆとする。周波数ずれの無いΔｆ＝０の時
の適応アンテナ装置の各アンテナ素子の受信信号をｘ１
０〜ｘＮ０とすると、実際の受信信号ｘ１〜ｘＮは、 ｘｉ＝ｘｉ０・ｅｘｐ（ｊ２πΔｆｔ） ｉ＝１，・・・，Ｎ ｔ：時間 （式７） と表される。アンテナ素子ｉとアンテナ素子ｋの相関値
は
数のずれをΔｆとする。周波数ずれの無いΔｆ＝０の時
の適応アンテナ装置の各アンテナ素子の受信信号をｘ１
０〜ｘＮ０とすると、実際の受信信号ｘ１〜ｘＮは、 ｘｉ＝ｘｉ０・ｅｘｐ（ｊ２πΔｆｔ） ｉ＝１，・・・，Ｎ ｔ：時間 （式７） と表される。アンテナ素子ｉとアンテナ素子ｋの相関値
は
【００５６】
【数１０】 で、Δｆによらない。従ってアンテナ素子間の相関行列
Ｒｘｘは、キャリア同期がとれない環境でも影響を受け
ないことが分かる。
Ｒｘｘは、キャリア同期がとれない環境でも影響を受け
ないことが分かる。
【００５７】次にタイミング同期が外れた場合の相関行
列Ｒｘｘの変化を調べる。ここでは、基地局に適応アン
テナ装置を適用した場合について、幾何光学法を用いた
計算機シミュレーションにより求めた結果を図７に示
す。但し、図中、横軸のＴｓはシンボル長を表わす。計
算条件は以下とした。
列Ｒｘｘの変化を調べる。ここでは、基地局に適応アン
テナ装置を適用した場合について、幾何光学法を用いた
計算機シミュレーションにより求めた結果を図７に示
す。但し、図中、横軸のＴｓはシンボル長を表わす。計
算条件は以下とした。
【００５８】縦・横・高さが２０ｍ×２０ｍ×３ｍの室内
において、端末を（縦８ｍ，横１２ｍ，高さ０．９ｍ）
の位置に、基地局を（縦０．１ｍ，横０．１ｍ，高さ
２．９ｍ）の位置に配置し、また基地局の適応アンテナ
には４素子リニアアレイアンテナを適用し、ブロードサ
イド方向が部屋の対角方向を向くように固定した。基地
局、端末アンテナの垂直面内指向性は半値角６０度と
し、水平面の指向性はそれぞれ半値角９０度、１２０度
とした。チルト角はともに０度とし、偏波は垂直偏波と
した。部屋の材質定数は壁面は金属、天井及び床はコン
クリートとし、最大反射回数は壁面で３０回、天井及び
床で３回とした。
において、端末を（縦８ｍ，横１２ｍ，高さ０．９ｍ）
の位置に、基地局を（縦０．１ｍ，横０．１ｍ，高さ
２．９ｍ）の位置に配置し、また基地局の適応アンテナ
には４素子リニアアレイアンテナを適用し、ブロードサ
イド方向が部屋の対角方向を向くように固定した。基地
局、端末アンテナの垂直面内指向性は半値角６０度と
し、水平面の指向性はそれぞれ半値角９０度、１２０度
とした。チルト角はともに０度とし、偏波は垂直偏波と
した。部屋の材質定数は壁面は金属、天井及び床はコン
クリートとし、最大反射回数は壁面で３０回、天井及び
床で３回とした。
【００５９】図５に示すように、各アンテナ間の相関値
はタイミングのずれΔτによらないことが分かる。
はタイミングのずれΔτによらないことが分かる。
【００６０】以上の結果から、各アンテナ間の相関値に
より形成される相関行列Ｒｘｘの固有ベクトルは、キャ
リア、タイミング同期が外れた場合にもほとんど変化し
ない。
より形成される相関行列Ｒｘｘの固有ベクトルは、キャ
リア、タイミング同期が外れた場合にもほとんど変化し
ない。
【００６１】そこでまず、各アンテナで受信された信号
を、伝送速度の２倍以上の速さでサンプリングする。サ
ンプルしたデータを用いて、各アンテナ間の相関行列の
固有ベクトルを求め、固有ベクトルを重みの値として固
有ベクトルビームを形成する。この固有ベクトルビーム
は相関行列のみから形成するため、キャリア、タイミン
グ同期に依存しない。
を、伝送速度の２倍以上の速さでサンプリングする。サ
ンプルしたデータを用いて、各アンテナ間の相関行列の
固有ベクトルを求め、固有ベクトルを重みの値として固
有ベクトルビームを形成する。この固有ベクトルビーム
は相関行列のみから形成するため、キャリア、タイミン
グ同期に依存しない。
【００６２】次に、固有ベクトルビームの出力に自動周
波数制御をかける。自動周波数制御された信号はオーバ
ーサンプリングした間隔の適応トランスバーサルフィル
タに入力され、タイミング同期が確立する。
波数制御をかける。自動周波数制御された信号はオーバ
ーサンプリングした間隔の適応トランスバーサルフィル
タに入力され、タイミング同期が確立する。
【００６３】さらに、タイミング同期がとれた時の適応
トランスバーサルフィルタの伝達関数を求める。重み制
御部では各アンテナの受信信号にトランスバーサルフィ
ルタの伝達関数を畳み込み演算し、畳み込み演算した後
の信号に対して、２乗誤差最小（ＭＭＳＥ）制御を行う
ことで、最適な指向性パタンを実現する。
トランスバーサルフィルタの伝達関数を求める。重み制
御部では各アンテナの受信信号にトランスバーサルフィ
ルタの伝達関数を畳み込み演算し、畳み込み演算した後
の信号に対して、２乗誤差最小（ＭＭＳＥ）制御を行う
ことで、最適な指向性パタンを実現する。
【００６４】図６に本発明装置を用いた場合の最終出力
特性（図中のＭＭＳＥ）と、固有ベクトルビーム（図中
のEigenvector Beam）の特性及び従来技術のＦＦＴによ
るビーム形成を用いた場合の特性（図中のＦＦＴ）の累
積確率の比較を示す。
特性（図中のＭＭＳＥ）と、固有ベクトルビーム（図中
のEigenvector Beam）の特性及び従来技術のＦＦＴによ
るビーム形成を用いた場合の特性（図中のＦＦＴ）の累
積確率の比較を示す。
【００６５】ここで、図６の縦軸である累積確率は、横
軸の値を下回る累積確率を表すものである。
軸の値を下回る累積確率を表すものである。
【００６６】ＦＦＴを用いただけでは、Output signa1-
to-interference-p1us-noise-ratio(SINR)<4dBの場所が
２０％以上あり、同期確立が問題となる。これに対し、
固有ベクトルビームを用いた場合には、Output SINR<4d
Bの場所を３％以下に抑えている。また同期確立後に、
２乗誤差最小（ＭＭＳＥ)の制御を行うことで、Output
SINR>10dBの場所を９０％以上確保出来ていることが分
かる。
to-interference-p1us-noise-ratio(SINR)<4dBの場所が
２０％以上あり、同期確立が問題となる。これに対し、
固有ベクトルビームを用いた場合には、Output SINR<4d
Bの場所を３％以下に抑えている。また同期確立後に、
２乗誤差最小（ＭＭＳＥ)の制御を行うことで、Output
SINR>10dBの場所を９０％以上確保出来ていることが分
かる。
【００６７】次に同期の確立に関する本発明の実施例を
図７〜図３０により説明する。
図７〜図３０により説明する。
【００６８】まず、第１の実施形態について説明する。
第１実施形態では、Ｎ素子のアレイアンテナを用い、第
一のＡ／Ｄ変換器及び第二のＡ／Ｄ変換器でのサンプリ
ングを任意のタイミングで行い、第一のトランスバーサ
ルフィルタの第二の重み付け手段の重みを実数とした形
態を採用する。
第１実施形態では、Ｎ素子のアレイアンテナを用い、第
一のＡ／Ｄ変換器及び第二のＡ／Ｄ変換器でのサンプリ
ングを任意のタイミングで行い、第一のトランスバーサ
ルフィルタの第二の重み付け手段の重みを実数とした形
態を採用する。
【００６９】図７において、参照符号１０１１〜１０１
Ｎはアンテナ素子、１０２はアナログビーム形成回路、
１０３１〜１０３Ｎは第一の重み付け手段、１０４は第
一の合成器、１０５は第一のＡ／Ｄ変換器、１０６は第
一の周波数変換器、１０７は第一のトランスバーサルフ
ィルタ、１０８１〜１０８Ｍは遅延素子、１０９０〜１
０９Ｍは第二の重み付け手段、１１０は第二の合成器、
１１１は第一の重み制御回路、１１４は第二の重み制御
回路、１１５は第一のサンプリングクロック発生器、１
１７は周波数変換器自動制御装置である。
Ｎはアンテナ素子、１０２はアナログビーム形成回路、
１０３１〜１０３Ｎは第一の重み付け手段、１０４は第
一の合成器、１０５は第一のＡ／Ｄ変換器、１０６は第
一の周波数変換器、１０７は第一のトランスバーサルフ
ィルタ、１０８１〜１０８Ｍは遅延素子、１０９０〜１
０９Ｍは第二の重み付け手段、１１０は第二の合成器、
１１１は第一の重み制御回路、１１４は第二の重み制御
回路、１１５は第一のサンプリングクロック発生器、１
１７は周波数変換器自動制御装置である。
【００７０】また、図８は、上記した第一の重み付け手
段１０３１〜１０３Ｎの構成を示す図であり、１１９は
可変増幅器、１２０は可変移相器である。
段１０３１〜１０３Ｎの構成を示す図であり、１１９は
可変増幅器、１２０は可変移相器である。
【００７１】また、図９は、上記した第一の重み制御回
路１１１の構成を示す図であり、１１２１〜１１２Ｎは
第二のＡ／Ｄ変換器、１１３は第一のディジタル信号処
理装置、１１６は第二のサンプリングクロック発生器で
ある。
路１１１の構成を示す図であり、１１２１〜１１２Ｎは
第二のＡ／Ｄ変換器、１１３は第一のディジタル信号処
理装置、１１６は第二のサンプリングクロック発生器で
ある。
【００７２】また、図１０は、第二の重み付け手段１０
９０〜１０９Ｍの構成を示す図であり、１１８１、１１
８２は実数乗算器である。
９０〜１０９Ｍの構成を示す図であり、１１８１、１１
８２は実数乗算器である。
【００７３】上記した構成において、各アンテナ素子１
０１１〜１０１Ｎで受信した信号ｘ１〜ｘＮは、アナロ
グビーム形成回路１０２と第一の重み制御回路１１１に
入力される。ただし受信レベルが低い場合は、各アンテ
ナで受信した信号は、低雑音増幅器により増幅された
後、アナログビーム形成回路１０２と第一の重み制御回
路１１１に入力される。アナログビーム形成回路１０２
では、各アンテナからの入力信号に対し、振幅、位相を
変化させる第一の重み付け手段１０３１〜１０３Ｎによ
り、各々ｗ１〜ｗＮの重み付けを行い、重み付け後の信
号ｗ１ｘ１，ｗ２ｘ２，・・・，ｗＮｘＮを得る。振
幅、位相の変化は、例えば可変増幅器１１９と可変移相
器１２０を縦列に接続し、各々を制御することで実現さ
れる。各重み付けされた信号は、第一の合成器１０４で
合成され、出力信号ｙを得る。ここで、ｙは ｙ＝ｗ１ｘ１＋ｗ２ｘ２＋・・・＋ｗＮｘＮ と表される。
０１１〜１０１Ｎで受信した信号ｘ１〜ｘＮは、アナロ
グビーム形成回路１０２と第一の重み制御回路１１１に
入力される。ただし受信レベルが低い場合は、各アンテ
ナで受信した信号は、低雑音増幅器により増幅された
後、アナログビーム形成回路１０２と第一の重み制御回
路１１１に入力される。アナログビーム形成回路１０２
では、各アンテナからの入力信号に対し、振幅、位相を
変化させる第一の重み付け手段１０３１〜１０３Ｎによ
り、各々ｗ１〜ｗＮの重み付けを行い、重み付け後の信
号ｗ１ｘ１，ｗ２ｘ２，・・・，ｗＮｘＮを得る。振
幅、位相の変化は、例えば可変増幅器１１９と可変移相
器１２０を縦列に接続し、各々を制御することで実現さ
れる。各重み付けされた信号は、第一の合成器１０４で
合成され、出力信号ｙを得る。ここで、ｙは ｙ＝ｗ１ｘ１＋ｗ２ｘ２＋・・・＋ｗＮｘＮ と表される。
【００７４】合成された信号ｙは第一のＡ／Ｄ変換器１
０５に入力され、ディジタル信号に変換される。ディジ
タル信号に変換された信号ｙは、第一の周波数変換器１
０６により、ベースバンド信号の実部と虚部に分離され
る（実現方法は例えば、篠永他“ディジタルＩ／Ｑ検波
技術について”TECHNICAL REPORT OF IEICE SANE94-59
(1994-11)pp.9-15）。
０５に入力され、ディジタル信号に変換される。ディジ
タル信号に変換された信号ｙは、第一の周波数変換器１
０６により、ベースバンド信号の実部と虚部に分離され
る（実現方法は例えば、篠永他“ディジタルＩ／Ｑ検波
技術について”TECHNICAL REPORT OF IEICE SANE94-59
(1994-11)pp.9-15）。
【００７５】第一の周波数変換器１０６の出力は第一の
トランスバーサルフィルタ１０７と第二の重み制御回路
１１４に入力され、遅延時間Ｔｓ／ａ（Ｔｓはディジタ
ル信号のシンボル長、ａは２以上の実数)の遅延素子１
０８１〜１０８Ｍが直列にＭ個接続された遅延部に入力
され、入力信号に対しｍ×Ｔｓ／ａ（ｍ＝０，・・・，
Ｍ）遅延したＭ＋１個の遅延信号を発生させる。
トランスバーサルフィルタ１０７と第二の重み制御回路
１１４に入力され、遅延時間Ｔｓ／ａ（Ｔｓはディジタ
ル信号のシンボル長、ａは２以上の実数)の遅延素子１
０８１〜１０８Ｍが直列にＭ個接続された遅延部に入力
され、入力信号に対しｍ×Ｔｓ／ａ（ｍ＝０，・・・，
Ｍ）遅延したＭ＋１個の遅延信号を発生させる。
【００７６】各遅延信号は第二の重み付け手段１０９０
〜１０９Ｍで、各々実数の重みＣ０〜ＣＭが乗算され、
各乗算結果は第二の合成器１１０により全加算され、第
一のトランスバーサルフィルタ１０７から出力される。
実数の重みでの乗算は、実数乗算器１１８１、１１８２
により実現される。複素重み付け回路では、実数乗算器
１１８１、１１８２を用いて、以下の演算を行う。
〜１０９Ｍで、各々実数の重みＣ０〜ＣＭが乗算され、
各乗算結果は第二の合成器１１０により全加算され、第
一のトランスバーサルフィルタ１０７から出力される。
実数の重みでの乗算は、実数乗算器１１８１、１１８２
により実現される。複素重み付け回路では、実数乗算器
１１８１、１１８２を用いて、以下の演算を行う。
【００７７】（実数重み付け後の出力の実部）＝（重
み）＊（重み付けされる信号の実部） （実数重み付け後の出力の虚部）＝（重み）＊（重み付
けされる信号の虚部） 第一のトランスバーサルフィルタ１０７の出力信号（実
部と虚部の両方）が、本発明の適応アンテナ装置の出力
となる。
み）＊（重み付けされる信号の実部） （実数重み付け後の出力の虚部）＝（重み）＊（重み付
けされる信号の虚部） 第一のトランスバーサルフィルタ１０７の出力信号（実
部と虚部の両方）が、本発明の適応アンテナ装置の出力
となる。
【００７８】アナログビーム形成回路１０２で形成され
る指向性パタンを決定する第一の重み付け手段１０３１
〜１０３Ｎの重みの値は、第一の重み制御回路１１１に
おいて、各アンテナ素子１０１１〜１０１Ｎでの受信信
号ｘ１〜ｘＮのみにより、あるいは、各アンテナ素子１
０１１〜１０１Ｎでの受信信号ｘ１〜ｘＮと第一のトラ
ンスバーサルフィルタ１０７の出力信号を用いて決定さ
れる。
る指向性パタンを決定する第一の重み付け手段１０３１
〜１０３Ｎの重みの値は、第一の重み制御回路１１１に
おいて、各アンテナ素子１０１１〜１０１Ｎでの受信信
号ｘ１〜ｘＮのみにより、あるいは、各アンテナ素子１
０１１〜１０１Ｎでの受信信号ｘ１〜ｘＮと第一のトラ
ンスバーサルフィルタ１０７の出力信号を用いて決定さ
れる。
【００７９】第一の重み制御回路１１１では、各アンテ
ナ素子１０１１〜１０１Ｎで受信した信号が第二のサン
プリングクロック発生器１１６のクロックを用いて、第
二のＡ／Ｄ変換器１１２１〜１１２Ｎによりディジタル
信号に変換される。このとき、第二のサンプリングクロ
ック発生器１１６の第二サンプリングクロックは、第一
のサンプリングクロックと同一であっても、或いは同一
でなくてもよい。
ナ素子１０１１〜１０１Ｎで受信した信号が第二のサン
プリングクロック発生器１１６のクロックを用いて、第
二のＡ／Ｄ変換器１１２１〜１１２Ｎによりディジタル
信号に変換される。このとき、第二のサンプリングクロ
ック発生器１１６の第二サンプリングクロックは、第一
のサンプリングクロックと同一であっても、或いは同一
でなくてもよい。
【００８０】例えばｘ１〜ｘＮのみを用いる方法として
は、 ｗｎ＝ｅｘｐ（ｊｎθ） として、 ｙ’＝ｗ１ｘ１＋ｗ２ｘ２＋・・・＋ｗＮｘＮ を求め、ｙ’が最大となるｗｎに決定する。
は、 ｗｎ＝ｅｘｐ（ｊｎθ） として、 ｙ’＝ｗ１ｘ１＋ｗ２ｘ２＋・・・＋ｗＮｘＮ を求め、ｙ’が最大となるｗｎに決定する。
【００８１】その他、例えば、以下の文献で示されてい
る、ＣＭＡアルゴリズム、ＭＭＳＥアルゴリズム、ＤＣ
ＭＰアルゴリズム、パワーインバージョンアルゴリズム
など、のアルゴリズムを用いて、第一の重み付け手段の
重みの値を決定する。 （１）菊間著“アレイアンテナによる適応信号処理”科
学技術出版、1998.9.20 （２）R.A.Monzingo and T.W.Miller, ‘Introduction
to Adaptive Arrays,’John Wiley ＆ Sons, Inc. 198
0.
る、ＣＭＡアルゴリズム、ＭＭＳＥアルゴリズム、ＤＣ
ＭＰアルゴリズム、パワーインバージョンアルゴリズム
など、のアルゴリズムを用いて、第一の重み付け手段の
重みの値を決定する。 （１）菊間著“アレイアンテナによる適応信号処理”科
学技術出版、1998.9.20 （２）R.A.Monzingo and T.W.Miller, ‘Introduction
to Adaptive Arrays,’John Wiley ＆ Sons, Inc. 198
0.
【００８２】ただし、各アンテナでの受信信号ｘ１〜ｘ
Ｎをベースバンド信号へ変換する必要のあるアルゴリズ
ムを用いる場合には、第一のディジタル信号処理装置１
１３において、第一の周波数変換器１０６と同じ周波数
変換を行い、ベースバンド信号の実部と虚部を決め、そ
の値に対してアルゴリズムを動作させる。
Ｎをベースバンド信号へ変換する必要のあるアルゴリズ
ムを用いる場合には、第一のディジタル信号処理装置１
１３において、第一の周波数変換器１０６と同じ周波数
変換を行い、ベースバンド信号の実部と虚部を決め、そ
の値に対してアルゴリズムを動作させる。
【００８３】また、第一のトランスバーサルフィルタ１
０７での第二の重み付け手段１０９０〜１０９Ｍの重み
の値は例えば以下の文献に示されるアルゴリズムを適用
すれば、決定することができる。 （１）R.W.Luck, “Automatic equalization for digit
al communication”, Bell Syst. Tech. J., 44, 4, p.
547(1965). （２）R.W.Luck, and H.R.Rudin, “An automatic equa
lizer for general-purpose communication channel
s”, Bell Syst. Tech. J., 46, 9, p.2179(1967).
０７での第二の重み付け手段１０９０〜１０９Ｍの重み
の値は例えば以下の文献に示されるアルゴリズムを適用
すれば、決定することができる。 （１）R.W.Luck, “Automatic equalization for digit
al communication”, Bell Syst. Tech. J., 44, 4, p.
547(1965). （２）R.W.Luck, and H.R.Rudin, “An automatic equa
lizer for general-purpose communication channel
s”, Bell Syst. Tech. J., 46, 9, p.2179(1967).
【００８４】従来のトランスバーサルフィルタを用いた
適応アンテナ装置では、第二の重みＣ０〜ＣＭは複素数
とし、波形等化を目的としていた。ただし、タイミング
同期がとれない環境で適応アンテナ装置を動作させるた
めには、従来の構成では動作が安定しない。そこで、本
発明においては、第一のトランスバーサルフィルタ１０
７では第二の重みＣ０〜ＣＭを実数とし、タイミング同
期の補償を行なう。以下に、第一のトランスバーサルフ
ィルタ１０７の第二の重みＣ０〜ＣＭを実数とした場合
に、タイミング同期が補償される原理を示す。
適応アンテナ装置では、第二の重みＣ０〜ＣＭは複素数
とし、波形等化を目的としていた。ただし、タイミング
同期がとれない環境で適応アンテナ装置を動作させるた
めには、従来の構成では動作が安定しない。そこで、本
発明においては、第一のトランスバーサルフィルタ１０
７では第二の重みＣ０〜ＣＭを実数とし、タイミング同
期の補償を行なう。以下に、第一のトランスバーサルフ
ィルタ１０７の第二の重みＣ０〜ＣＭを実数とした場合
に、タイミング同期が補償される原理を示す。
【００８５】ＱＡＭ変調方式を用いた場合、ｋ番目の信
号の同相成分の信号をＩｋ、直交成分の信号をＱｋと表
すとすると、搬送波周波数をｆ、帯域制限フィルタのイ
ンパルス応答をｈ（ｔ）と表すと、ベースバンド信号ｓ
（ｔ）は
号の同相成分の信号をＩｋ、直交成分の信号をＱｋと表
すとすると、搬送波周波数をｆ、帯域制限フィルタのイ
ンパルス応答をｈ（ｔ）と表すと、ベースバンド信号ｓ
（ｔ）は
【００８６】
【数１１】 と表される。一般にディジタル通信では、帯域制限フィ
ルタは符号間干渉を生じさせないようにするため、帯域
制限フィルタのインパルス応答ｈ（ｔ）に対し、 ナイキスト条件 ｈ（ｋＴｓ）＝０ （ｋ＝・・・−２，−１，１，２，・・・） （ここでｈ（０）≠０） をみたすように設計する。ここで、ｔ＝ｋＴｓを識別タ
イミングと呼ぶ。識別タイミングからΔτずれたタイミ
ングでサンプリングすると、 ｈ（ｋＴｓ＋Δτ）≠０ であるため、符号間干渉が生じ伝送特性が劣化する。
ルタは符号間干渉を生じさせないようにするため、帯域
制限フィルタのインパルス応答ｈ（ｔ）に対し、 ナイキスト条件 ｈ（ｋＴｓ）＝０ （ｋ＝・・・−２，−１，１，２，・・・） （ここでｈ（０）≠０） をみたすように設計する。ここで、ｔ＝ｋＴｓを識別タ
イミングと呼ぶ。識別タイミングからΔτずれたタイミ
ングでサンプリングすると、 ｈ（ｋＴｓ＋Δτ）≠０ であるため、符号間干渉が生じ伝送特性が劣化する。
【００８７】たとえば、ｔ＝３Ｔｓの時、（式９）のｓ
（ｔ）は級数和が外れ、Ｉ３＋ｊＱ３となり、ｔ＝３Ｔ
ｓの信号を取り出すことができる。ただし、ｔ＝３Ｔｓ
＋Δτでは、級数和を外すことができないため、Ｉ２＋
ｊＱ２やＩ４＋ｊＱ４など、他の時刻の信号が干渉し、
符号間干渉となる。
（ｔ）は級数和が外れ、Ｉ３＋ｊＱ３となり、ｔ＝３Ｔ
ｓの信号を取り出すことができる。ただし、ｔ＝３Ｔｓ
＋Δτでは、級数和を外すことができないため、Ｉ２＋
ｊＱ２やＩ４＋ｊＱ４など、他の時刻の信号が干渉し、
符号間干渉となる。
【００８８】ビーム形成回路の出力における遅延素子の
数をＭとし、第二の重み付け手段の重みの値をｃ０〜ｃ
Ｍとすると、第一のトランスバーサルフィルタの出力信
号ｙ（ｔ）は
数をＭとし、第二の重み付け手段の重みの値をｃ０〜ｃ
Ｍとすると、第一のトランスバーサルフィルタの出力信
号ｙ（ｔ）は
【００８９】
【数１２】 となる。第一のトランスバーサルフィルタ１０７の出力
で、ベースバンド信号が復元されるためには、（式９）
と（式１０）から以下の式をみたせばよい。
で、ベースバンド信号が復元されるためには、（式９）
と（式１０）から以下の式をみたせばよい。
【００９０】
【数１３】
【００９１】周波数変換器自動制御装置１１７により第
一の周波数変換器１０６での周波数変換誤差が小さくな
るように制御されるため、収束状態ではΔｆ＝０となっ
て、（式１１）は
一の周波数変換器１０６での周波数変換誤差が小さくな
るように制御されるため、収束状態ではΔｆ＝０となっ
て、（式１１）は
【００９２】
【数１４】 となる。（式１２）から明らかに帯域制限フィルタのイ
ンパルス応答が実数であれば、ｃ０〜ｃｍは実数で十分
となる。
ンパルス応答が実数であれば、ｃ０〜ｃｍは実数で十分
となる。
【００９３】図３０に本適応アレイアンテナ装置の場合
と、第一のトランスバーサルフィルタ部の第二の重み付
け手段の重みを複素数とし、係数を受信信号に対して２
乗誤差が最小となるように制御した場合の伝送速度と出
力ＳＩＮＲの特性を比較した結果を示す。
と、第一のトランスバーサルフィルタ部の第二の重み付
け手段の重みを複素数とし、係数を受信信号に対して２
乗誤差が最小となるように制御した場合の伝送速度と出
力ＳＩＮＲの特性を比較した結果を示す。
【００９４】環境は２０ｍ×２０ｍの室内伝搬環境とし
た。出力ＳＩＮＲは１００００シンボルを伝送し、その
平均値とした。シミュレーションにおいて本構成におけ
る第一のトランスバーサルフィルタ１０７の遅延素子の
遅延時間は０．５、遅延素子の数は３とした。また、第
一のＡ／Ｄ変換器１０５でのサンプリング周波数はボー
レートの２倍から１０００ｐｐｍずれた周波数とした。
た。出力ＳＩＮＲは１００００シンボルを伝送し、その
平均値とした。シミュレーションにおいて本構成におけ
る第一のトランスバーサルフィルタ１０７の遅延素子の
遅延時間は０．５、遅延素子の数は３とした。また、第
一のＡ／Ｄ変換器１０５でのサンプリング周波数はボー
レートの２倍から１０００ｐｐｍずれた周波数とした。
【００９５】素子数を４とした場合について比較する
と、図よりわかるように本適応アレイアンテナ装置では
第一のトランスバーサルフィルタ１０７の第二の重み付
け手段の重みを実数で構成しているのにも関わらず、複
素数とした場合と伝送速度に対する出力ＳＩＮＲ特性は
ほぼ一致している。
と、図よりわかるように本適応アレイアンテナ装置では
第一のトランスバーサルフィルタ１０７の第二の重み付
け手段の重みを実数で構成しているのにも関わらず、複
素数とした場合と伝送速度に対する出力ＳＩＮＲ特性は
ほぼ一致している。
【００９６】本構成を用いることで、第一のトランスバ
ーサルフィルタ１０７ではタイミングの補償のみを行う
ことが可能になる。従って、アナログビーム形成回路１
０２では伝送品質の改善のみを行い、第一のトランスバ
ーサルフィルタ１０７ではタイミング補償のみを行うこ
とになり、伝送品質が著しく劣化した環境においても、
安定した動作が実現される。
ーサルフィルタ１０７ではタイミングの補償のみを行う
ことが可能になる。従って、アナログビーム形成回路１
０２では伝送品質の改善のみを行い、第一のトランスバ
ーサルフィルタ１０７ではタイミング補償のみを行うこ
とになり、伝送品質が著しく劣化した環境においても、
安定した動作が実現される。
【００９７】また、第二の重み付け手段が実数となるた
め、第一のトランスバーサルフィルタ１０７のハードウ
ェア構成は約半分に削減される。
め、第一のトランスバーサルフィルタ１０７のハードウ
ェア構成は約半分に削減される。
【００９８】次に本発明第２の実施形態について説明す
る。第２の実施形態では、Ｎ素子のアレイアンテナを用
い、第一のＡ／Ｄ変換器及び第二のＡ／Ｄ変換器でのサ
ンプリングを任意のタイミングとし、第一のトランスバ
ーサルフィルタの第二の重み付け手段の重みを実数とす
る適応アレイアンテナ装置において、第一の重み制御装
置で、各アンテナで受信した信号を第二の周波数変換器
によりＩＦ（中間周波）信号に周波数変換した後、Ａ／
Ｄ変換する形態を採用する。
る。第２の実施形態では、Ｎ素子のアレイアンテナを用
い、第一のＡ／Ｄ変換器及び第二のＡ／Ｄ変換器でのサ
ンプリングを任意のタイミングとし、第一のトランスバ
ーサルフィルタの第二の重み付け手段の重みを実数とす
る適応アレイアンテナ装置において、第一の重み制御装
置で、各アンテナで受信した信号を第二の周波数変換器
によりＩＦ（中間周波）信号に周波数変換した後、Ａ／
Ｄ変換する形態を採用する。
【００９９】図１１は、本発明の第２の実施形態の構成
を示す図である。ここでは、上記図７で説明した構成要
素と同一の構成要素については、同一符号を付してその
説明を省略する。この図１１において参照符号２０１１
〜２０１Ｎは第二の周波数変換器、２０２は発振器であ
る。また、図１２は第二の周波数変換器２０１１〜２０
１Ｎの構成を示す図であり、参照符号２０３はミキサで
あり、２０４は低域通過フィルタである。
を示す図である。ここでは、上記図７で説明した構成要
素と同一の構成要素については、同一符号を付してその
説明を省略する。この図１１において参照符号２０１１
〜２０１Ｎは第二の周波数変換器、２０２は発振器であ
る。また、図１２は第二の周波数変換器２０１１〜２０
１Ｎの構成を示す図であり、参照符号２０３はミキサで
あり、２０４は低域通過フィルタである。
【０１００】本構成においては、各アンテナ１０１１〜
１０１Ｎで受信した信号は、第一の重み制御回路１１１
に入力され、第二の周波数変換器２０１１〜２０１Ｎに
よって、ＩＦ信号に周波数変換された後、第二のＡ／Ｄ
変換器１１２１〜１１２ＮでＡ／Ｄ変換される。各第二
の周波数変換器２０１１〜２０１Ｎでは、各アンテナ素
子１０１１〜１０１Ｎからの入力信号と発振器２０２か
らの信号がミキサ２０３に入力され、ミキサの出力は低
域通過フィルタ２０４に入力され、高調波成分を抑圧し
た後、出力される。
１０１Ｎで受信した信号は、第一の重み制御回路１１１
に入力され、第二の周波数変換器２０１１〜２０１Ｎに
よって、ＩＦ信号に周波数変換された後、第二のＡ／Ｄ
変換器１１２１〜１１２ＮでＡ／Ｄ変換される。各第二
の周波数変換器２０１１〜２０１Ｎでは、各アンテナ素
子１０１１〜１０１Ｎからの入力信号と発振器２０２か
らの信号がミキサ２０３に入力され、ミキサの出力は低
域通過フィルタ２０４に入力され、高調波成分を抑圧し
た後、出力される。
【０１０１】本構成を用いることで、各アンテナ素子で
受信した信号を中心周波数が完全に等しいＩＦ信号に変
換すること、及びＡ／Ｄ変換器への入力周波数を低くす
ることができるため、無線区間でのＲＦ周波数の周波数
帯を高くすること、及びＡ／Ｄ変換器の低消費電力化が
可能になる。
受信した信号を中心周波数が完全に等しいＩＦ信号に変
換すること、及びＡ／Ｄ変換器への入力周波数を低くす
ることができるため、無線区間でのＲＦ周波数の周波数
帯を高くすること、及びＡ／Ｄ変換器の低消費電力化が
可能になる。
【０１０２】次に本発明第３の実施形態について説明す
る。第３実施形態では、各アンテナ素子で受信した信号
を第二の周波数変換器によりＩＦ信号に変換した後、変
換したＩＦ信号をアナログビーム形成回路と第一の重み
制御装置に入力する形態を採用する。
る。第３実施形態では、各アンテナ素子で受信した信号
を第二の周波数変換器によりＩＦ信号に変換した後、変
換したＩＦ信号をアナログビーム形成回路と第一の重み
制御装置に入力する形態を採用する。
【０１０３】図１３は、本発明の第３の実施形態の構成
を示す図である。ここでは、上記図７〜図１２で説明し
た構成要素と同一の構成要素については、同一符号を付
してその説明を省略する。
を示す図である。ここでは、上記図７〜図１２で説明し
た構成要素と同一の構成要素については、同一符号を付
してその説明を省略する。
【０１０４】本構成においては、各アンテナ素子１０１
１〜１０１Ｎで受信した信号は、第二の周波数変換器２
０１１〜２０１Ｎによって、ＩＦ信号に周波数変換され
た後、アナログビーム形成回路１０２と第一の重み制御
回路１１１に入力される。
１〜１０１Ｎで受信した信号は、第二の周波数変換器２
０１１〜２０１Ｎによって、ＩＦ信号に周波数変換され
た後、アナログビーム形成回路１０２と第一の重み制御
回路１１１に入力される。
【０１０５】本構成を用いることで、各アンテナ素子１
０１１〜１０１Ｎで受信した信号を中心周波数が完全に
等しいＩＦ信号に変換することができるため、アナログ
ビーム形成回路１０２をＩＦ帯で構成することが可能と
なる。従って無線区間でのＲＦ周波数の周波数帯を高く
すること、Ａ／Ｄ変換器の低消費電力化、及びアナログ
ビーム形成回路１０２の低周波数化が可能になる。
０１１〜１０１Ｎで受信した信号を中心周波数が完全に
等しいＩＦ信号に変換することができるため、アナログ
ビーム形成回路１０２をＩＦ帯で構成することが可能と
なる。従って無線区間でのＲＦ周波数の周波数帯を高く
すること、Ａ／Ｄ変換器の低消費電力化、及びアナログ
ビーム形成回路１０２の低周波数化が可能になる。
【０１０６】次に本発明第４の実施形態について説明す
る。第４実施形態では、アナログビーム形成後、アナロ
グの周波数変換器によって、受信した信号を周波数変換
した後、Ａ／Ｄ変換を行う形態を採用する。
る。第４実施形態では、アナログビーム形成後、アナロ
グの周波数変換器によって、受信した信号を周波数変換
した後、Ａ／Ｄ変換を行う形態を採用する。
【０１０７】図１４は、本発明の第４の実施形態の構成
を示す図である。ここでは、上記図７〜図１３で説明し
た構成要素と同一の構成要素については、同一符号を付
してその説明を省略する。図１４において、参照符号４
０１は第三の周波数変換器であり、図１５に示すような
構成を有する。図１５において、参照符号４０２１、４
０２２はミキサ、４０３はπ／２移相器、４０４１、４
０４２は低域通過フィルタ、４０５は発振器である。
を示す図である。ここでは、上記図７〜図１３で説明し
た構成要素と同一の構成要素については、同一符号を付
してその説明を省略する。図１４において、参照符号４
０１は第三の周波数変換器であり、図１５に示すような
構成を有する。図１５において、参照符号４０２１、４
０２２はミキサ、４０３はπ／２移相器、４０４１、４
０４２は低域通過フィルタ、４０５は発振器である。
【０１０８】アナログビーム形成回路１０２の出力は、
第三の周波数変換器４０１に入力される。第三の周波数
変換器４０１では、アナログビーム形成回路１０２の出
力が２つに分岐され、別のミキサ４０２１、４０２２に
入力される。すなわち、ミキサ４０２１には、アナログ
ビーム形成回路１０２の出力信号と発振器４０５からの
正弦波が入力され、ミキサ４０２１の出力は低域通過フ
ィルタ４０４１に入力され、高調波が抑圧される。
第三の周波数変換器４０１に入力される。第三の周波数
変換器４０１では、アナログビーム形成回路１０２の出
力が２つに分岐され、別のミキサ４０２１、４０２２に
入力される。すなわち、ミキサ４０２１には、アナログ
ビーム形成回路１０２の出力信号と発振器４０５からの
正弦波が入力され、ミキサ４０２１の出力は低域通過フ
ィルタ４０４１に入力され、高調波が抑圧される。
【０１０９】一方ミキサ４０２２には、アナログビーム
形成回路１０２の出力信号と発振器４０５からの正弦波
をπ／２移相器４０３を通した信号が入力される。すな
わち、発振器４０５からの正弦波は、ミキサ４０２１に
入力される正弦波に対して、π／２移相器４０３によっ
て、π／２位相が遅れた正弦波が入力される。従って、
低域通過フィルタ４０４１と４０４２では、ベースバン
ド信号の同相成分（実部）と直交成分（虚部）が出力さ
れる（例えば斉藤、“ディジタル無線通信の変復調”、
電子情報通信学会編、平成８年８月２０日発行）。
形成回路１０２の出力信号と発振器４０５からの正弦波
をπ／２移相器４０３を通した信号が入力される。すな
わち、発振器４０５からの正弦波は、ミキサ４０２１に
入力される正弦波に対して、π／２移相器４０３によっ
て、π／２位相が遅れた正弦波が入力される。従って、
低域通過フィルタ４０４１と４０４２では、ベースバン
ド信号の同相成分（実部）と直交成分（虚部）が出力さ
れる（例えば斉藤、“ディジタル無線通信の変復調”、
電子情報通信学会編、平成８年８月２０日発行）。
【０１１０】第三の周波数変換器４０１の実部、虚部の
出力は各々第一のＡ／Ｄ変換器１０５でＡ／Ｄ変換され
る。また、発振器４０５の発振周波数は、周波数変換器
自動制御装置１１７によって、第一のトランスバーサル
フィルタ１０７の出力での中心周波数が０となるよう
に、制御される。
出力は各々第一のＡ／Ｄ変換器１０５でＡ／Ｄ変換され
る。また、発振器４０５の発振周波数は、周波数変換器
自動制御装置１１７によって、第一のトランスバーサル
フィルタ１０７の出力での中心周波数が０となるよう
に、制御される。
【０１１１】本構成を用いると、ベースバンド信号での
Ａ／Ｄ変換を行えばよいため、Ａ／Ｄ変換器の低消費電
力化が可能になる。
Ａ／Ｄ変換を行えばよいため、Ａ／Ｄ変換器の低消費電
力化が可能になる。
【０１１２】次に、本発明第５の実施形態について説明
する。図１７は、第５の実施形態の構成を示す図であ
り、ビーム形成回路をディジタルで構成する形態を示し
ている。ここでは、上記図７〜図１６で説明した構成要
素と同一の構成要素については、同一符号を付してその
説明を省略する。
する。図１７は、第５の実施形態の構成を示す図であ
り、ビーム形成回路をディジタルで構成する形態を示し
ている。ここでは、上記図７〜図１６で説明した構成要
素と同一の構成要素については、同一符号を付してその
説明を省略する。
【０１１３】図１７において、参照符号５０１１〜５０
１Ｎは第一のＡ／Ｄ変換器、５０２は第一のＡ／Ｄ変換
器５０１１〜５０１Ｎで用いられるサンプリングタイミ
ングを与えるサンプリングクロック発生器、５０３はデ
ィジタルビーム形成回路である。また、図１６は、第一
の重み付け手段１０３１〜１０３Ｎの構成を示してお
り、参照符号５０４１〜５０４４は乗算器、５０５は実
数減算器、５０６は実数加算器である。
１Ｎは第一のＡ／Ｄ変換器、５０２は第一のＡ／Ｄ変換
器５０１１〜５０１Ｎで用いられるサンプリングタイミ
ングを与えるサンプリングクロック発生器、５０３はデ
ィジタルビーム形成回路である。また、図１６は、第一
の重み付け手段１０３１〜１０３Ｎの構成を示してお
り、参照符号５０４１〜５０４４は乗算器、５０５は実
数減算器、５０６は実数加算器である。
【０１１４】各アンテナ素子１０１１〜１０１Ｎで受信
した信号は第一のＡ／Ｄ変換器５０１１〜５０１Ｎによ
ってディジタル信号に変換され、受信信号を実部と虚部
に分離する。実部と虚部に分離する方法の例を以下に示
す。 （１）各アンテナ素子１０１１〜１０１Ｎでの受信信号
を中心周波数の２倍以上のサンプリング周波数で、Ａ／
Ｄ変換し、ヒルベルト変換を行うことで実現される。
（例えば、Oppenheim and Shafer（伊達 玄訳）“ディ
ジタル信号処理”、コロナ社、下巻、pp.26-30, 197
8.） （２）各アンテナ素子１０１１〜１０１Ｎでの受信信号
を中心周波数の４倍でサンプリングし、偶数番目にサン
プルされた信号を実部とし、奇数番目にサンプルされた
信号を虚部とすることで実部と虚部の分離をする。 （３）受信信号を２つに分離し、一方の信号を他方の信
号に対し、中心周波数でπ／２の位相遅れが生じるよう
にし、各々別のＡ／Ｄ変換器５０１１〜５０１Ｎに入力
する。各Ａ／Ｄ変換器５０１１〜５０１Ｎでは、中心周
波数の２倍以上でサンプリングし、出力を得る。各出力
はそれぞれ実部、虚部となる。
した信号は第一のＡ／Ｄ変換器５０１１〜５０１Ｎによ
ってディジタル信号に変換され、受信信号を実部と虚部
に分離する。実部と虚部に分離する方法の例を以下に示
す。 （１）各アンテナ素子１０１１〜１０１Ｎでの受信信号
を中心周波数の２倍以上のサンプリング周波数で、Ａ／
Ｄ変換し、ヒルベルト変換を行うことで実現される。
（例えば、Oppenheim and Shafer（伊達 玄訳）“ディ
ジタル信号処理”、コロナ社、下巻、pp.26-30, 197
8.） （２）各アンテナ素子１０１１〜１０１Ｎでの受信信号
を中心周波数の４倍でサンプリングし、偶数番目にサン
プルされた信号を実部とし、奇数番目にサンプルされた
信号を虚部とすることで実部と虚部の分離をする。 （３）受信信号を２つに分離し、一方の信号を他方の信
号に対し、中心周波数でπ／２の位相遅れが生じるよう
にし、各々別のＡ／Ｄ変換器５０１１〜５０１Ｎに入力
する。各Ａ／Ｄ変換器５０１１〜５０１Ｎでは、中心周
波数の２倍以上でサンプリングし、出力を得る。各出力
はそれぞれ実部、虚部となる。
【０１１５】Ａ／Ｄ変換された信号はディジタルビーム
形成回路５０３に入力され、第一の重み付け手段１０３
１〜１０３Ｎで複素数重み付けを行った後、第一の合成
器１０４で合成された後、出力される。ここで、第一の
重み付け手段１０３１〜１０３Ｎによる複素数重み付け
は、以下のように実現する。
形成回路５０３に入力され、第一の重み付け手段１０３
１〜１０３Ｎで複素数重み付けを行った後、第一の合成
器１０４で合成された後、出力される。ここで、第一の
重み付け手段１０３１〜１０３Ｎによる複素数重み付け
は、以下のように実現する。
【０１１６】上述したように、各第一のＡ／Ｄ変換器５
０１１〜５０１Ｎでの出力では、実部と虚部が分かれて
出力されている。また、重み付けを行う重みの値も複素
数であるから、実部と虚部に分離することができる。重
み付け手段では、 （複素数重み付け後の出力の実部）＝（複素重みの実
部）＊（重み付けされる信号の実部）−（複素重みの虚
部）＊（重み付けされる信号の虚部） （複素数重み付け後の出力の虚部）＝（複素重みの実
部）＊（重み付けされる信号の虚部）＋（複素重みの虚
部）＊（重み付けされる信号の実部） の演算が行われ、複素数の重み付けが実現される。
０１１〜５０１Ｎでの出力では、実部と虚部が分かれて
出力されている。また、重み付けを行う重みの値も複素
数であるから、実部と虚部に分離することができる。重
み付け手段では、 （複素数重み付け後の出力の実部）＝（複素重みの実
部）＊（重み付けされる信号の実部）−（複素重みの虚
部）＊（重み付けされる信号の虚部） （複素数重み付け後の出力の虚部）＝（複素重みの実
部）＊（重み付けされる信号の虚部）＋（複素重みの虚
部）＊（重み付けされる信号の実部） の演算が行われ、複素数の重み付けが実現される。
【０１１７】本構成を用いることで、ディジタル信号処
理によるビーム形成が実現できるため、温度に依存せ
ず、安定したビーム形成が実現でき、高精度のビーム制
御が可能になる。
理によるビーム形成が実現できるため、温度に依存せ
ず、安定したビーム形成が実現でき、高精度のビーム制
御が可能になる。
【０１１８】次に本発明第６の実施形態について説明す
る。第６実施形態では、各アンテナ素子で受信した信号
をＩＦ信号に変換した後、変換したＩＦ信号をディジタ
ルビーム形成回路と第一の重み制御装置に入力する形態
を採用する。
る。第６実施形態では、各アンテナ素子で受信した信号
をＩＦ信号に変換した後、変換したＩＦ信号をディジタ
ルビーム形成回路と第一の重み制御装置に入力する形態
を採用する。
【０１１９】図１８は本発明第６の実施形態の構成を示
す図である。ここでは、上記図７〜図１７で説明した構
成要素と同一の構成要素に付いては、同一符号を付して
その説明を省略する。
す図である。ここでは、上記図７〜図１７で説明した構
成要素と同一の構成要素に付いては、同一符号を付して
その説明を省略する。
【０１２０】図１８に示すように、本構成においては、
各アンテナ１０１１〜１０１Ｎで受信した信号は、第二
の周波数変換器２０１１〜２０１Ｎによって、ＩＦ信号
に周波数変換された後、Ａ／Ｄ変換され、ディジタルビ
ーム形成回路５０３に入力される。
各アンテナ１０１１〜１０１Ｎで受信した信号は、第二
の周波数変換器２０１１〜２０１Ｎによって、ＩＦ信号
に周波数変換された後、Ａ／Ｄ変換され、ディジタルビ
ーム形成回路５０３に入力される。
【０１２１】本構成を用いることで、各アンテナ素子で
受信した信号を中心周波数が完全に等しいＩＦ信号に変
換することができるため、無線区間でのＲＦ周波数の周
波数帯を高くすること、Ａ／Ｄ変換器の低消費電力化が
可能になる。
受信した信号を中心周波数が完全に等しいＩＦ信号に変
換することができるため、無線区間でのＲＦ周波数の周
波数帯を高くすること、Ａ／Ｄ変換器の低消費電力化が
可能になる。
【０１２２】次に本発明第７の実施形態について説明す
る。第７実施形態では、各アンテナ素子で受信した信号
を検波し、ベースバンド信号に周波数変換した後、Ａ／
Ｄ変換を行い、ディジタルビーム形成回路に入力する形
態を採用する。
る。第７実施形態では、各アンテナ素子で受信した信号
を検波し、ベースバンド信号に周波数変換した後、Ａ／
Ｄ変換を行い、ディジタルビーム形成回路に入力する形
態を採用する。
【０１２３】図１９は、本発明第７の実施形態の構成を
示す図である。ここでは、上記図７〜図１８で説明した
構成要素と同一の構成要素に付いては、同一符号を付し
てその説明を省略する。
示す図である。ここでは、上記図７〜図１８で説明した
構成要素と同一の構成要素に付いては、同一符号を付し
てその説明を省略する。
【０１２４】図１９において、参照符号７０１１〜７０
１Ｎは第三の周波数変換器であり、その構成は図９で説
明した通りである。また、参照符号７０２は発振器であ
る。
１Ｎは第三の周波数変換器であり、その構成は図９で説
明した通りである。また、参照符号７０２は発振器であ
る。
【０１２５】各アンテナ素子１０１１〜１０１Ｎで受信
した受信信号は第二の周波数変換器２０１１〜２０１Ｎ
によってＩＦ信号に変換された後、第三の周波数変換器
７０１１〜７０１Ｎに入力される。ここで、第三の周波
数変換器７０１１〜７０１Ｎの入力信号をＩＦ帯の信号
としたが、第二の周波数変換器を省いてＲＦ信号として
もよい。第三の周波数変換器７０１１〜７０１Ｎでは、
第四の実施形態において説明したように、ベースバンド
信号の実部、虚部が出力される。
した受信信号は第二の周波数変換器２０１１〜２０１Ｎ
によってＩＦ信号に変換された後、第三の周波数変換器
７０１１〜７０１Ｎに入力される。ここで、第三の周波
数変換器７０１１〜７０１Ｎの入力信号をＩＦ帯の信号
としたが、第二の周波数変換器を省いてＲＦ信号として
もよい。第三の周波数変換器７０１１〜７０１Ｎでは、
第四の実施形態において説明したように、ベースバンド
信号の実部、虚部が出力される。
【０１２６】第三の周波数変換器７０１１〜７０１Ｎの
実部、虚部の出力は各々第一のＡ／Ｄ変換器５０１１〜
５０１ＮでＡ／Ｄ変換される。また、発振器７０２の発
振周波数は、第一のトランスバーサルフィルタ１０７の
出力での中心周波数が０となるように、周波数変換器自
動制御装置１１７によって制御される。
実部、虚部の出力は各々第一のＡ／Ｄ変換器５０１１〜
５０１ＮでＡ／Ｄ変換される。また、発振器７０２の発
振周波数は、第一のトランスバーサルフィルタ１０７の
出力での中心周波数が０となるように、周波数変換器自
動制御装置１１７によって制御される。
【０１２７】本構成を用いると、ベースバンド信号での
Ａ／Ｄ変換を行えばよいため、Ａ／Ｄ変換器の低消費電
力化が可能になる。
Ａ／Ｄ変換を行えばよいため、Ａ／Ｄ変換器の低消費電
力化が可能になる。
【０１２８】次に本発明第８の実施形態について説明す
る。第８の実施形態では、周波数選択性フェージングの
環境であるかを判定する伝搬環境診断装置を持ち、伝搬
環境に応じて第二の重み付け手段の乗算器の構成を変更
する形態を採用する。
る。第８の実施形態では、周波数選択性フェージングの
環境であるかを判定する伝搬環境診断装置を持ち、伝搬
環境に応じて第二の重み付け手段の乗算器の構成を変更
する形態を採用する。
【０１２９】図２０は本発明第８の実施形態の構成を示
す図である。ここでは、上記図７〜図１９で説明した構
成要素と同一の構成要素については、同一符号を付して
その説明を省略する。この図において、参照符号８０１
は伝搬環境診断装置である。また、本実施形態で用いら
れる複素係数乗算回路８０２の構成は図２１に示す通り
であり、実数係数乗算回路８０３の構成は図２２に示す
通りである。
す図である。ここでは、上記図７〜図１９で説明した構
成要素と同一の構成要素については、同一符号を付して
その説明を省略する。この図において、参照符号８０１
は伝搬環境診断装置である。また、本実施形態で用いら
れる複素係数乗算回路８０２の構成は図２１に示す通り
であり、実数係数乗算回路８０３の構成は図２２に示す
通りである。
【０１３０】複素係数乗算回路８０２及び実数係数乗算
回路８０３は第二の重み付け手段１０９０〜１０９Ｍの
内部に構成する構成回路であり、伝搬環境診断装置８０
１によっていずれの回路を選択するかが決定される。
回路８０３は第二の重み付け手段１０９０〜１０９Ｍの
内部に構成する構成回路であり、伝搬環境診断装置８０
１によっていずれの回路を選択するかが決定される。
【０１３１】図２３は伝搬環境診断装置８０１における
信号処理フローを示しており、ＦＦＴ演算（ステップＳ
１００）、ノッチの有無の判定（ステップＳ１０１）、
回路選択（ステップＳ１０２）の工程からなる。
信号処理フローを示しており、ＦＦＴ演算（ステップＳ
１００）、ノッチの有無の判定（ステップＳ１０１）、
回路選択（ステップＳ１０２）の工程からなる。
【０１３２】伝搬環境診断装置８０１には第一の周波数
変換器１０６の出力信号が入力され、フーリエ変換を行
うことで第一の周波数変換器１０６の出力での周波数特
性が得られる。周波数特性が伝送帯域内にノッチを持つ
環境であった場合には、周波数選択性フェージングと判
断し、第一のトランスバーサルフィルタ１０７での波形
等化が有効に動作しないため、第一のトランスバーサル
フィルタ１０７ではタイミング補償のみを行うように第
二の重み付け手段１０９０〜１０９Ｍは実数とする。
変換器１０６の出力信号が入力され、フーリエ変換を行
うことで第一の周波数変換器１０６の出力での周波数特
性が得られる。周波数特性が伝送帯域内にノッチを持つ
環境であった場合には、周波数選択性フェージングと判
断し、第一のトランスバーサルフィルタ１０７での波形
等化が有効に動作しないため、第一のトランスバーサル
フィルタ１０７ではタイミング補償のみを行うように第
二の重み付け手段１０９０〜１０９Ｍは実数とする。
【０１３３】また、伝送帯域内にノッチが存在しない場
合は、周波数選択性フェージングではないと判断し、１
シンボル長以上遅延した長遅延波が存在しない環境とな
っているため、第一のトランスバーサルフィルタ１０７
での波形等化が可能となるため、第一のトランスバーサ
ルフィルタ１０７でタイミング補償と波形等化の両方の
機能を持つように第二の重み付け手段１０９０〜１０９
Ｍは複素数とする。
合は、周波数選択性フェージングではないと判断し、１
シンボル長以上遅延した長遅延波が存在しない環境とな
っているため、第一のトランスバーサルフィルタ１０７
での波形等化が可能となるため、第一のトランスバーサ
ルフィルタ１０７でタイミング補償と波形等化の両方の
機能を持つように第二の重み付け手段１０９０〜１０９
Ｍは複素数とする。
【０１３４】第一のトランスバーサルフィルタ１０７で
の第二の重み付け手段１０９０〜１０９Ｍの重みの値を
複素数とする場合には、伝搬環境診断装置８０１から複
素乗算回路８０２を構成するためのプログラムがディジ
タル信号処理部に入力され、第一のトランスバーサルフ
ィルタ１０７における第二の重み付け手段１０９０〜１
０９Ｍによる重み付け複素乗算となる。
の第二の重み付け手段１０９０〜１０９Ｍの重みの値を
複素数とする場合には、伝搬環境診断装置８０１から複
素乗算回路８０２を構成するためのプログラムがディジ
タル信号処理部に入力され、第一のトランスバーサルフ
ィルタ１０７における第二の重み付け手段１０９０〜１
０９Ｍによる重み付け複素乗算となる。
【０１３５】また、第二の重み付け手段１０９０〜１０
９Ｍの重みの値を実数とする場合には、伝搬環境診断装
置８０１から実数乗算回路８０３を構成するためのプロ
グラムがディジタル信号処理部に入力され、第一のトラ
ンスバーサルフィルタ１０７における第二の重み付け手
段１０９０〜１０９Ｍによる重み付けは実数となる。
９Ｍの重みの値を実数とする場合には、伝搬環境診断装
置８０１から実数乗算回路８０３を構成するためのプロ
グラムがディジタル信号処理部に入力され、第一のトラ
ンスバーサルフィルタ１０７における第二の重み付け手
段１０９０〜１０９Ｍによる重み付けは実数となる。
【０１３６】本構成を用いることで、伝送レートが可変
のシステムに適用した場合には、高速伝送時は第二の重
み付け手段が実数となることで、第一のトランスバーサ
ルフィルタの安定動作と低消費電力化を実現し、低速伝
送では、空間、時間の両方の波形等化により、高品質な
伝送品質が得られる。
のシステムに適用した場合には、高速伝送時は第二の重
み付け手段が実数となることで、第一のトランスバーサ
ルフィルタの安定動作と低消費電力化を実現し、低速伝
送では、空間、時間の両方の波形等化により、高品質な
伝送品質が得られる。
【０１３７】次に、本発明第９の実施形態について説明
する。第９の実施形態では、識別タイミングのずれに対
応した最適な第二の重み付け手段の重みの組のうち、出
力信号の振幅変動誤差が最小となる組を第二の重み付け
手段の重みの値とする形態を採用する。
する。第９の実施形態では、識別タイミングのずれに対
応した最適な第二の重み付け手段の重みの組のうち、出
力信号の振幅変動誤差が最小となる組を第二の重み付け
手段の重みの値とする形態を採用する。
【０１３８】図２４は本発明第９の実施形態の構成を示
す図である。ここでは、上記図７〜図２３で説明した構
成要素と同一の構成要素については、同一符号を付して
その説明を省略する。図２５は図２４に示す第二の重み
制御回路１１４の構成を示しており、参照符号９０１は
第二の重み付け手段の重みの組を決定した時の第一のト
ランスバーサルフィルタ１０７の出力信号の振幅の所望
離散値からのずれを推定する伝送品質推定装置、９０２
は第一のＡ／Ｄ変換器１０３１〜１０３Ｎでサンプリン
グしたタイミングと最適な識別タイミングとのずれΔτ
に対応した、最適な第二の重み付け手段１０９０〜１０
９Ｍの重みの組が保存された記憶装置である。
す図である。ここでは、上記図７〜図２３で説明した構
成要素と同一の構成要素については、同一符号を付して
その説明を省略する。図２５は図２４に示す第二の重み
制御回路１１４の構成を示しており、参照符号９０１は
第二の重み付け手段の重みの組を決定した時の第一のト
ランスバーサルフィルタ１０７の出力信号の振幅の所望
離散値からのずれを推定する伝送品質推定装置、９０２
は第一のＡ／Ｄ変換器１０３１〜１０３Ｎでサンプリン
グしたタイミングと最適な識別タイミングとのずれΔτ
に対応した、最適な第二の重み付け手段１０９０〜１０
９Ｍの重みの組が保存された記憶装置である。
【０１３９】伝送品質推定装置９０１では、第一のトラ
ンスバーサルフィルタ１０７の入力信号に対し、記憶装
置９０２に予め保存された、第一のＡ／Ｄ変換器１０３
１〜１０３Ｎでサンプリングしたタイミングと最適な識
別タイミングとのずれΔτに対応した最適な第二の重み
付け手段の重みの組について、各組を用いた場合の適応
アンテナ装置の出力信号の出力レベルの所望離散値から
のずれを表す以下の式 Ｑ＝Ｅ［｜（ｙ−ｄ１）（ｙ−ｄ２）（ｙ−ｄ３）・・・｜］ （式１３） に基づいて推定し、ずれを示す値Ｑが最も小さくなった
組を第二の重み付け手段の重みとして決定する。上式に
おいて、ｄｎ（ｎ＝１，２，…，Ｌ）は所望の離散値を
表す。
ンスバーサルフィルタ１０７の入力信号に対し、記憶装
置９０２に予め保存された、第一のＡ／Ｄ変換器１０３
１〜１０３Ｎでサンプリングしたタイミングと最適な識
別タイミングとのずれΔτに対応した最適な第二の重み
付け手段の重みの組について、各組を用いた場合の適応
アンテナ装置の出力信号の出力レベルの所望離散値から
のずれを表す以下の式 Ｑ＝Ｅ［｜（ｙ−ｄ１）（ｙ−ｄ２）（ｙ−ｄ３）・・・｜］ （式１３） に基づいて推定し、ずれを示す値Ｑが最も小さくなった
組を第二の重み付け手段の重みとして決定する。上式に
おいて、ｄｎ（ｎ＝１，２，…，Ｌ）は所望の離散値を
表す。
【０１４０】本構成を用いることで、周波数誤差及び位
相のずれが第一のトランスバーサルフィルタ１０７への
入力信号に存在する場合でも、安定に最適な重みを決定
することが可能である。
相のずれが第一のトランスバーサルフィルタ１０７への
入力信号に存在する場合でも、安定に最適な重みを決定
することが可能である。
【０１４１】次に、本発明第１０の実施形態について説
明する。第１０の実施形態では、ビーム形成回路への入
力信号がＲＦ信号またはＩＦ信号で、ビーム形成回路の
出力信号を復調する際に用いる周波数変換器及び、第一
のトランスバーサルフィルタの特性を用い、各アンテナ
ごとに復調をした信号を用いてビーム形成回路を制御す
る形態を採用する。
明する。第１０の実施形態では、ビーム形成回路への入
力信号がＲＦ信号またはＩＦ信号で、ビーム形成回路の
出力信号を復調する際に用いる周波数変換器及び、第一
のトランスバーサルフィルタの特性を用い、各アンテナ
ごとに復調をした信号を用いてビーム形成回路を制御す
る形態を採用する。
【０１４２】図２７は、本発明第１０の実施形態の構成
を示す図である。図２８は図２７に示す第一の重み制御
回路１１１の構成を示しており、参照符号１００１１〜
１００１Ｎは第四の周波数変換器であり、その構成は上
記した図６に示すとおりである。参照符号１００２１〜
１００２Ｎは第二のトランスバーサルフィルタであり、
その構成は図２０に示すとおりである。また、参照符号
１００３は基準信号発生装置、１００４は重み制御回路
である。
を示す図である。図２８は図２７に示す第一の重み制御
回路１１１の構成を示しており、参照符号１００１１〜
１００１Ｎは第四の周波数変換器であり、その構成は上
記した図６に示すとおりである。参照符号１００２１〜
１００２Ｎは第二のトランスバーサルフィルタであり、
その構成は図２０に示すとおりである。また、参照符号
１００３は基準信号発生装置、１００４は重み制御回路
である。
【０１４３】各アンテナ素子１０１１〜１０１Ｎで受信
した信号ｘ１〜ｘＮはＲＦ信号のまま或いはＩＦ信号に
変換された後、第一の重み制御回路１１１に入力され
る。第一の重み制御回路１１１の内部では、各アンテナ
素子１０１１〜１０１Ｎからの入力信号ｘ１〜ｘＮは、
第四の周波数変換器１００１１〜１００１Ｎ、第二のト
ランスバーサルフィルタ１００２１〜１００２Ｎによ
り、第一のトランスバーサルフィルタ１０７により決定
された第二の重み付け手段１０９０〜１０９Ｍの重みの
値を用いて、以下の式のように変換される。ここで、ｘ
ｎ’はトランスバーサルフィルタ演算部の出力信号を、
Ｍはタップの数、ｃｍはタップ係数、Ｔｓ／ａはタップ
間隔を表す。
した信号ｘ１〜ｘＮはＲＦ信号のまま或いはＩＦ信号に
変換された後、第一の重み制御回路１１１に入力され
る。第一の重み制御回路１１１の内部では、各アンテナ
素子１０１１〜１０１Ｎからの入力信号ｘ１〜ｘＮは、
第四の周波数変換器１００１１〜１００１Ｎ、第二のト
ランスバーサルフィルタ１００２１〜１００２Ｎによ
り、第一のトランスバーサルフィルタ１０７により決定
された第二の重み付け手段１０９０〜１０９Ｍの重みの
値を用いて、以下の式のように変換される。ここで、ｘ
ｎ’はトランスバーサルフィルタ演算部の出力信号を、
Ｍはタップの数、ｃｍはタップ係数、Ｔｓ／ａはタップ
間隔を表す。
【０１４４】
【数１５】
【０１４５】第一の重み付け手段１０３１〜１０３Ｎに
設定される重みの値をｗ１〜ｗＮとし、基準信号発生器
から入力される基準信号をｄと表すと、誤差の２乗が最
小になるように指向性を形成する重みの値は（式１）で
与えられる。このように動作させることで、任意のタイ
ミングで取得したデータを用いた場合にも２乗誤差最小
のアルゴリズムを用いて適応アレイアンテナ装置を動作
させることが可能となる。
設定される重みの値をｗ１〜ｗＮとし、基準信号発生器
から入力される基準信号をｄと表すと、誤差の２乗が最
小になるように指向性を形成する重みの値は（式１）で
与えられる。このように動作させることで、任意のタイ
ミングで取得したデータを用いた場合にも２乗誤差最小
のアルゴリズムを用いて適応アレイアンテナ装置を動作
させることが可能となる。
【０１４６】次に、本発明第１１の実施形態について説
明する。第１１の実施形態では、Ａ／Ｄ変換前にベース
バンド信号に変換し、第一のトランスバーサルフィルタ
の特性を用い、各アンテナごとに復調をした信号を用い
てビーム形成回路を制御する形態を採用する。
明する。第１１の実施形態では、Ａ／Ｄ変換前にベース
バンド信号に変換し、第一のトランスバーサルフィルタ
の特性を用い、各アンテナごとに復調をした信号を用い
てビーム形成回路を制御する形態を採用する。
【０１４７】図２９は本発明第１１の実施形態の構成を
示す図である。ここでは、上記図７〜図２８で説明した
構成要素と同一の構成要素については、同一符号を付し
てその説明を省略する。
示す図である。ここでは、上記図７〜図２８で説明した
構成要素と同一の構成要素については、同一符号を付し
てその説明を省略する。
【０１４８】各アンテナ素子１０１１〜１０１Ｎで受信
した信号ｘ１〜ｘＮは、第二の周波数変換器２０１１〜
２０１ＮでＩＦ信号に変換され、第三の周波数変換器７
０１１〜７０１Ｎにより、ベースバンド信号の同相成
分、直交成分に分離され、各々第一のＡ／Ｄ変換器５０
１１〜５０１Ｎ及び第一の重み制御回路１１１に入力さ
れる。なお、第三の周波数変換器７０１１〜７０１Ｎの
構成は図９に示すとおりである。
した信号ｘ１〜ｘＮは、第二の周波数変換器２０１１〜
２０１ＮでＩＦ信号に変換され、第三の周波数変換器７
０１１〜７０１Ｎにより、ベースバンド信号の同相成
分、直交成分に分離され、各々第一のＡ／Ｄ変換器５０
１１〜５０１Ｎ及び第一の重み制御回路１１１に入力さ
れる。なお、第三の周波数変換器７０１１〜７０１Ｎの
構成は図９に示すとおりである。
【０１４９】第一の重み制御回路１１１の内部では、各
アンテナからの入力信号ｘ１〜ｘＮは、第二の周波数変
換器２０１１〜２０１Ｎ、第二のトランスバーサルフィ
ルタ演算部により、第一のトランスバーサルフィルタ１
０７により決定された第二の重み付け手段の重みの値を
用いて、（式１４）のように変換される。第一の重み付
け手段に設定される重みの値をｗ１〜ｗＮとし、基準信
号発生器から入力される基準信号をｄと表すと、誤差の
２乗が最小になるように指向性を形成する重みの値は
（式１）で与えられる。このように動作させることで、
任意のタイミングで取得したデータを用いた場合にも２
乗誤差最小のアルゴリズムを用いて適応アレイアンテナ
装置を動作させることが可能となる。
アンテナからの入力信号ｘ１〜ｘＮは、第二の周波数変
換器２０１１〜２０１Ｎ、第二のトランスバーサルフィ
ルタ演算部により、第一のトランスバーサルフィルタ１
０７により決定された第二の重み付け手段の重みの値を
用いて、（式１４）のように変換される。第一の重み付
け手段に設定される重みの値をｗ１〜ｗＮとし、基準信
号発生器から入力される基準信号をｄと表すと、誤差の
２乗が最小になるように指向性を形成する重みの値は
（式１）で与えられる。このように動作させることで、
任意のタイミングで取得したデータを用いた場合にも２
乗誤差最小のアルゴリズムを用いて適応アレイアンテナ
装置を動作させることが可能となる。
【０１５０】ところで、Ａ／Ｄ変換のタイミングが到来
波のタイミングと無関係であると、到来波のシンボルの
切替点をサンプルするという不都合が発生する可能性が
ある。この解決手段を図３１〜図３３により説明する。
波のタイミングと無関係であると、到来波のシンボルの
切替点をサンプルするという不都合が発生する可能性が
ある。この解決手段を図３１〜図３３により説明する。
【０１５１】図３１は、信号伝送レートと同期していな
いサンプリングクロックを用いて固有ベクトルビームを
形成できる形態を示している。
いサンプリングクロックを用いて固有ベクトルビームを
形成できる形態を示している。
【０１５２】この図において、符号Ｃ１０１１〜Ｃ１０
１Ｎはアンテナ素子、符号Ｃ１０２はアナログビーム形
成回路、符号Ｃ１０３１〜Ｃ１０３Ｎは第一の重み付け
手段、符号Ｃ１０４は第一の合成器、符号Ｃ１０５は重
み制御装置、符号Ｃ１０６はディジタル信号処理装置、
符号Ｃ１０７１〜Ｃ１０７Ｎは第一のＡ／Ｄ変換器、符
号Ｃ１０８はサンプリングクロック発生器、符号Ｃ１０
９１〜Ｃ１０９Ｎは第一の準同期検波器、符号Ｃ１１０
はアナログ可変移相器、符号Ｃ１１１はアナログ可変利
得器、符号Ｃ１１２は準同期検波用発振器、符号Ｃ１１
３１〜Ｃ１１３２はミキサ、符号Ｃ１１４１〜Ｃ１１４
２は低域通過フィルタ、符号Ｃ１１５は９０度移相器で
ある。
１Ｎはアンテナ素子、符号Ｃ１０２はアナログビーム形
成回路、符号Ｃ１０３１〜Ｃ１０３Ｎは第一の重み付け
手段、符号Ｃ１０４は第一の合成器、符号Ｃ１０５は重
み制御装置、符号Ｃ１０６はディジタル信号処理装置、
符号Ｃ１０７１〜Ｃ１０７Ｎは第一のＡ／Ｄ変換器、符
号Ｃ１０８はサンプリングクロック発生器、符号Ｃ１０
９１〜Ｃ１０９Ｎは第一の準同期検波器、符号Ｃ１１０
はアナログ可変移相器、符号Ｃ１１１はアナログ可変利
得器、符号Ｃ１１２は準同期検波用発振器、符号Ｃ１１
３１〜Ｃ１１３２はミキサ、符号Ｃ１１４１〜Ｃ１１４
２は低域通過フィルタ、符号Ｃ１１５は９０度移相器で
ある。
【０１５３】各アンテナ素子Ｃ１０１１〜Ｃ１０１Ｎで
受信した信号ｘ１〜ｘＮは、アナログビーム形成回路Ｃ
１０２と第一の重み制御装置Ｃ１１４に入力される。た
だし受信レベルが低い場合は、各アンテナで受信した信
号は、低雑音増幅器により増幅された後、アナログビー
ム形成回路Ｃ１０２と第一の重み制御装置Ｃ１０５に入
力される。アナログ形成回路Ｃ１０２では、各アンテナ
からの入力信号に対し、振幅、位相を変化させる第一の
重み付け手段Ｃ１０３１〜Ｃ１０３Ｎで、各々ｗ１〜ｗ
Ｎの重み付けを行い、重み付け後の信号ｗ１ｘ１，ｗ２
ｘ２，・・・，ｗＮｘＮを得る。振幅、位相の変化は、
例えば可変利得器Ｃ１１１と可変移相器Ｃ１１０を縦列
に接続し、各々を制御することで実現される。各重み付
けされた信号は、第一の合成器Ｃ１０４で合成され、出
力信号ｙを得る。ここで、ｙはｙ＝ｗ１ｘ１＋ｗ２ｘ２
＋・・・＋ｗＮｘＮと表される。
受信した信号ｘ１〜ｘＮは、アナログビーム形成回路Ｃ
１０２と第一の重み制御装置Ｃ１１４に入力される。た
だし受信レベルが低い場合は、各アンテナで受信した信
号は、低雑音増幅器により増幅された後、アナログビー
ム形成回路Ｃ１０２と第一の重み制御装置Ｃ１０５に入
力される。アナログ形成回路Ｃ１０２では、各アンテナ
からの入力信号に対し、振幅、位相を変化させる第一の
重み付け手段Ｃ１０３１〜Ｃ１０３Ｎで、各々ｗ１〜ｗ
Ｎの重み付けを行い、重み付け後の信号ｗ１ｘ１，ｗ２
ｘ２，・・・，ｗＮｘＮを得る。振幅、位相の変化は、
例えば可変利得器Ｃ１１１と可変移相器Ｃ１１０を縦列
に接続し、各々を制御することで実現される。各重み付
けされた信号は、第一の合成器Ｃ１０４で合成され、出
力信号ｙを得る。ここで、ｙはｙ＝ｗ１ｘ１＋ｗ２ｘ２
＋・・・＋ｗＮｘＮと表される。
【０１５４】ｗ１〜ｗＮの値は重み制御装置Ｃ１０５に
よって決定される。重み制御装置では、各アンテナから
のＲＦ信号を第一の準同期検波器Ｃ１０９１〜Ｃ１０９
Ｎによって準同期検波を行い、同相成分と直交成分に分
離する（実現方法は例えば、篠永他“ディジタルＩ／Ｑ
検波技術について”TECHNICAL REPORT OF IEICE SANE94
-59(1994-11)pp.9-15）。ここで、各アンテナ素子から
の信号は共通の発振器Ｃ１１２を用いて準同期検波が行
われる。各信号は第一のＡ／Ｄ変換器Ｃ１０７１〜Ｃ１
０７Ｎによってディジタル信号に変換した後、ディジタ
ル信号処理装置に入力される。ディジタル信号処理装置
では各アンテナ間の相関行列Ｒｘｘが求められる。各ア
ンテナ素子からの信号は共通の発振器Ｃ１１２を用いて
準同期検波が行われるため、キャリア位相のずれはすべ
てのアンテナ素子からの受信信号で共通となり、式２に
よって求められるアンテナ間の相関行列Ｒｘｘの演算に
よって、完全にキャリア位相のずれが除去される。した
がって、アンテナ間の相関行列Ｒｘｘはキャリア同期が
とれていない場合でも正確に求めることが可能となる。
よって決定される。重み制御装置では、各アンテナから
のＲＦ信号を第一の準同期検波器Ｃ１０９１〜Ｃ１０９
Ｎによって準同期検波を行い、同相成分と直交成分に分
離する（実現方法は例えば、篠永他“ディジタルＩ／Ｑ
検波技術について”TECHNICAL REPORT OF IEICE SANE94
-59(1994-11)pp.9-15）。ここで、各アンテナ素子から
の信号は共通の発振器Ｃ１１２を用いて準同期検波が行
われる。各信号は第一のＡ／Ｄ変換器Ｃ１０７１〜Ｃ１
０７Ｎによってディジタル信号に変換した後、ディジタ
ル信号処理装置に入力される。ディジタル信号処理装置
では各アンテナ間の相関行列Ｒｘｘが求められる。各ア
ンテナ素子からの信号は共通の発振器Ｃ１１２を用いて
準同期検波が行われるため、キャリア位相のずれはすべ
てのアンテナ素子からの受信信号で共通となり、式２に
よって求められるアンテナ間の相関行列Ｒｘｘの演算に
よって、完全にキャリア位相のずれが除去される。した
がって、アンテナ間の相関行列Ｒｘｘはキャリア同期が
とれていない場合でも正確に求めることが可能となる。
【０１５５】ディジタル信号処理装置では、さらに得ら
れた相関行列から固有ベクトルを演算する。固有ベクト
ルの演算は例えば以下のようにして実現する。まず、任
意のベクトルＶ０を設定する。次に以下の手順により、
ベクトルＶｋを収束させる。
れた相関行列から固有ベクトルを演算する。固有ベクト
ルの演算は例えば以下のようにして実現する。まず、任
意のベクトルＶ０を設定する。次に以下の手順により、
ベクトルＶｋを収束させる。
【０１５６】 Ｖｋ＋１＝ＲｘｘＶｋ／｜Ｖｋ｜ （式１５） ＶｋがＶｃｏｎｖに収束した後ウェイトベクトルＷを Ｗ＝Ｖｃｏｎｖ （式１６） と決定することにより、指向性を形成する。この方法で
はアンテナ間の相関行列のみから指向性形成が可能であ
るため、キャリア同期には依存しない。
はアンテナ間の相関行列のみから指向性形成が可能であ
るため、キャリア同期には依存しない。
【０１５７】同期確立前にビーム形成をするには、キャ
リア同期だけではなく、タイミング同期にも影響しない
ことが求められる。
リア同期だけではなく、タイミング同期にも影響しない
ことが求められる。
【０１５８】そこで、サンプリングクロックを伝送レー
トのほぼ２倍とし、相関行列を以下の式によって求め
る。
トのほぼ２倍とし、相関行列を以下の式によって求め
る。
【０１５９】
【数１６】
【０１６０】ただしΔｔは初期状態からのサンプリング
タイミングのずれである。
タイミングのずれである。
【０１６１】この方法を用いることで、相関行列はΔｔ
に全く依存しなくなる。
に全く依存しなくなる。
【０１６２】図３３に到来するマルチパスを指数モデル
と仮定したときのサンプリングタイミングのずれによる
出力ＳＩＮＲの変動幅と遅延スプレッドの関係を計算し
た結果を示す。素子数は８素子、各到来波の到来位相、
到来方向は一様とし、出力ＳＩＮＲは累積確率の１０％
値で評価した。図より分かるように、遅延スプレッドが
大きくなるにつれて、サンプリングタイミングの影響が
大きくなる。これに対し提案方法ではサンプリングタイ
ミングによる変動がなく、安定した伝送品質が得られて
いる。
と仮定したときのサンプリングタイミングのずれによる
出力ＳＩＮＲの変動幅と遅延スプレッドの関係を計算し
た結果を示す。素子数は８素子、各到来波の到来位相、
到来方向は一様とし、出力ＳＩＮＲは累積確率の１０％
値で評価した。図より分かるように、遅延スプレッドが
大きくなるにつれて、サンプリングタイミングの影響が
大きくなる。これに対し提案方法ではサンプリングタイ
ミングによる変動がなく、安定した伝送品質が得られて
いる。
【０１６３】図３２は、本発明の別の実施形態を示す図
であり、ビーム形成回路としてディジタルビーム形成回
路を用い、信号伝送レートと同期していないサンプリン
グクロックを用いて固有ベクトルビームを形成できる形
態を示している。
であり、ビーム形成回路としてディジタルビーム形成回
路を用い、信号伝送レートと同期していないサンプリン
グクロックを用いて固有ベクトルビームを形成できる形
態を示している。
【０１６４】この図において、符号Ｃ２０１１〜Ｃ２０
１Ｎは第二の準同期検波器、符号Ｃ２０２はサンプリン
グクロック発生器、符号Ｃ２０３１〜Ｃ２０３Ｎはディ
ジタル重み付け装置、符号Ｃ２０４はディジタル加算
器、符号Ｃ２０５はディジタルビーム形成回路である。
１Ｎは第二の準同期検波器、符号Ｃ２０２はサンプリン
グクロック発生器、符号Ｃ２０３１〜Ｃ２０３Ｎはディ
ジタル重み付け装置、符号Ｃ２０４はディジタル加算
器、符号Ｃ２０５はディジタルビーム形成回路である。
【０１６５】各アンテナ素子Ｃ１０１１〜Ｃ１０１Ｎで
受信した信号ｘ１〜ｘＮは、第二の準同期検波回路Ｃ２
０１１〜Ｃ２０１Ｎに入力される。各第二の準同期検波
回路では、各アンテナ素子での受信信号を同相成分と直
交成分に分離する。この際に、各第二の準同期検波回路
で共通の発振器２０６を用いる。さらに分離された同相
成分と直交成分は第一のＡ／Ｄ変換器Ｃ１０７１〜Ｃ１
０７Ｎによって各々ディジタル信号に変換された後、デ
ィジタルビーム形成回路Ｃ２０５と重み制御装置Ｃ１０
５に入力される。この際にサンプリングクロックは伝送
レートのほぼ２倍とする。
受信した信号ｘ１〜ｘＮは、第二の準同期検波回路Ｃ２
０１１〜Ｃ２０１Ｎに入力される。各第二の準同期検波
回路では、各アンテナ素子での受信信号を同相成分と直
交成分に分離する。この際に、各第二の準同期検波回路
で共通の発振器２０６を用いる。さらに分離された同相
成分と直交成分は第一のＡ／Ｄ変換器Ｃ１０７１〜Ｃ１
０７Ｎによって各々ディジタル信号に変換された後、デ
ィジタルビーム形成回路Ｃ２０５と重み制御装置Ｃ１０
５に入力される。この際にサンプリングクロックは伝送
レートのほぼ２倍とする。
【０１６６】重み制御装置内部で形成する相関行列Ｒ
ｘｘは準同期検波する際に共通の発振器Ｃ２０６を用い
ているため、キャリア同期の影響を受けない。また前述
したように、式１６を用いることでタイミング同期にも
依存しない相関行列を求めることが可能となる。
ｘｘは準同期検波する際に共通の発振器Ｃ２０６を用い
ているため、キャリア同期の影響を受けない。また前述
したように、式１６を用いることでタイミング同期にも
依存しない相関行列を求めることが可能となる。
【０１６７】一方ディジタルビーム形成回路Ｃ２０５に
入力された信号は、ディジタル乗算器によって構成され
たディジタル重み付け装置により重み付けされ、出力信
号ｙは ｙ＝ｗ１ｘ１＋ｗ２ｘ２＋・・・＋ｗＮｘＮ となる。
入力された信号は、ディジタル乗算器によって構成され
たディジタル重み付け装置により重み付けされ、出力信
号ｙは ｙ＝ｗ１ｘ１＋ｗ２ｘ２＋・・・＋ｗＮｘＮ となる。
【０１６８】本構成を用いることで、ビーム形成回路と
してディジタルビーム形成回路を用い、信号伝送レート
と同期していないサンプリングクロックを用いて固有ベ
クトルビームの形成を行うことが可能となる。
してディジタルビーム形成回路を用い、信号伝送レート
と同期していないサンプリングクロックを用いて固有ベ
クトルビームの形成を行うことが可能となる。
【０１６９】
【発明の効果】本発明の適応アレイアンテナ装置では固
有ベクトルビームを初期値とし、同期確立前に伝送品質
を改善し、その後同期を確立させ、２乗誤差最小となる
指向性制御を行なうことで、伝送品質が著しく劣化した
環境においても適応アレイアンテナ装置を安定に動作さ
せることが可能となる。
有ベクトルビームを初期値とし、同期確立前に伝送品質
を改善し、その後同期を確立させ、２乗誤差最小となる
指向性制御を行なうことで、伝送品質が著しく劣化した
環境においても適応アレイアンテナ装置を安定に動作さ
せることが可能となる。
【０１７０】さらに、本発明の適応アレイアンテナ装置
ではディジタル信号に変換する際のサンプリングクロッ
クを任意の周波数とし、タイミングの補償を実数の重み
付けによるトランスバーサルフィルタで行うようにした
ので、ハードウェア規模を縮小することができるととも
に、サンプリングクロックへのフィードバックを排除し
て、伝送品質が著しく劣化した環境においても、安定に
適応アレイアンテナ装置を動作させることができる。
ではディジタル信号に変換する際のサンプリングクロッ
クを任意の周波数とし、タイミングの補償を実数の重み
付けによるトランスバーサルフィルタで行うようにした
ので、ハードウェア規模を縮小することができるととも
に、サンプリングクロックへのフィードバックを排除し
て、伝送品質が著しく劣化した環境においても、安定に
適応アレイアンテナ装置を動作させることができる。
【図１】本発明の実施形態を示す図である。
【図２】本発明における重み制御装置Ａ１０４を示す図
である。
である。
【図３】本発明における重み付け合成回路Ａ１０３を示
す図である。
す図である。
【図４】本発明における分数シンボル長間隔の適応トラ
ンスバーサルフィルタＡ１０７を示す図である。
ンスバーサルフィルタＡ１０７を示す図である。
【図５】アンテナ間の相関行列がタイミング同期のずれ
に影響を受けないことを示す図である。
に影響を受けないことを示す図である。
【図６】本発明の効果を示す図である。
【図７】本発明の実施形態の構成を示す図である。
【図８】図７に示す第一の重み付け手段１０３１〜１０
３Ｎの構成を示す図である。
３Ｎの構成を示す図である。
【図９】図７に示す第一の重み制御回路１１１の構成を
示す図である。
示す図である。
【図１０】図７に示す第二の重み付け手段１０９０〜１
０９Ｍの構成を示す図である。
０９Ｍの構成を示す図である。
【図１１】本発明の別の実施形態における第一の重み制
御回路１１１の構成を示す図である。
御回路１１１の構成を示す図である。
【図１２】図１３に示す第二の周波数変換器２０１１〜
２０１Ｎの構成を示す図である。
２０１Ｎの構成を示す図である。
【図１３】本発明の別の実施形態の構成を示す図であ
る。
る。
【図１４】本発明の別の実施形態の構成を示す図であ
る。
る。
【図１５】図１４に示す第三の周波数変換器４０１の構
成を示す図である。
成を示す図である。
【図１６】図１７に示す第一の重み付け手段１０３１〜
１０３Ｎの構成を示す図である。
１０３Ｎの構成を示す図である。
【図１７】本発明の別の実施形態の構成を示す図であ
る。
る。
【図１８】本発明の別の実施形態の構成を示す図であ
る。
る。
【図１９】本発明の別の実施形態の構成を示す図であ
る。
る。
【図２０】本発明の別の実施形態の構成を示す図であ
る。
る。
【図２１】図２０で用いられる複素係数乗算回路８０２
の構成を示す図である。
の構成を示す図である。
【図２２】図２１の実施形態で用いられる実数係数乗算
回路８０３の構成を示す図である。
回路８０３の構成を示す図である。
【図２３】伝搬環境診断装置８０１における信号処理フ
ローを示す図である。
ローを示す図である。
【図２４】本発明の別の実施形態の構成を示す図であ
る。
る。
【図２５】図２４に示す第二の重み制御回路１１４の構
成を示す図である。
成を示す図である。
【図２６】図２８に示す第二のトランスバーサルフィル
タ１００２１〜１００２Ｎの構成を示す図である。
タ１００２１〜１００２Ｎの構成を示す図である。
【図２７】本発明の別の実施形態の構成を示す図であ
る。
る。
【図２８】図２７に示す第一の重み制御回路１１１の構
成を示す図である。
成を示す図である。
【図２９】本発明の別の実施形態の構成を示す図であ
る。
る。
【図３０】伝達速度と出力ＳＩＮＲの特性を比較した結
果を示す図である。
果を示す図である。
【図３１】本発明のさらに別の実施例のブロック図であ
る。
る。
【図３２】本発明の更に別の実施例のブロック図であ
る。
る。
【図３３】本発明の効果を示す図である。
【図３４】従来の適応アンテナ装置の一例を示す図であ
る。
る。
【図３５】従来のＦＦＴ演算によるプレビームフォーミ
ングを用いたアンテナ装置の一例を示す図である。
ングを用いたアンテナ装置の一例を示す図である。
【図３６】従来のトランスバーサルフィルタを用いた適
応アンテナ装置の構成を示す図である。
応アンテナ装置の構成を示す図である。
【図３７】図３６に示す第一の重み付け手段１４０３１
〜１４０３Ｎ及び第二の重み付け手段１４０７０〜１４
０７Ｍの構成を示す図である。
〜１４０３Ｎ及び第二の重み付け手段１４０７０〜１４
０７Ｍの構成を示す図である。
Ａ１０１１〜Ａ１０１ｎ アンテナ素子 Ａ１０２１〜Ａ１０２ｎ 分岐手段 Ａ１０３ 重み付け合成回路 Ａ１０４ 重み制御装置 Ａ１０５ 同期監視装置 Ａ１０６ 自動周波数制御装置 Ａ１０７ 分数シンボル長間隔の適応トランスバーサル
フィルタ Ａ２０１ 固有ベクトルビーム形成装置 Ａ２０２ ２乗誤差最小制御装置 Ａ２０３ スイッチ Ａ３０１１〜Ａ３０１ｎ 重み付け装置 Ａ３０２ 合成器 Ａ４０１１〜Ａ４０１ｍ 遅延素子 Ａ４０２１〜Ａ４０２ｍ 分岐装置 Ａ４０３０〜Ａ４０３ｍ 重み付け装置 Ａ４０４ 合成器 １０１１〜１０１Ｎ アンテナ素子 １０２ アナログビーム形成回路 １０３１〜１０３Ｎ 第一の重み付け手段 １０４ 第一の合成器 １０５ 第一のＡ／Ｄ変換器 １０６ 第一の周波数変換器 １０７ 第一のトランスバーサルフィルタ １０８１〜１０８Ｍ 遅延素子 １０９０〜１０９Ｍ 第二の重み付け手段 １１０ 第二の合成器 １１１ 第一の重み制御回路 １１２１〜１１２Ｎ 第二のＡ／Ｄ変換器 １１３ 第一のディジタル信号処理装置 １１４ 第二の重み制御回路 １１５ 第一のサンプリングクロック発生器 １１６ 第二のサンプリングクロック発生器 １１７ 周波数変換器自動制御装置 １１８１〜１１８２ 実数乗算器 １１９ 可変増幅器 １２０ 可変移相器 ２０１１〜２０１Ｎ 第二の周波数変換器 ２０２ 発振器 ２０３ ミキサ ２０４ 低域通過フィルタ ４０１ 第三の周波数変換器 ４０２１〜４０２２ ミキサ ４０３ π／２移相器 ４０４１〜４０４２ 低域通過フィルタ ５０１１〜５０１Ｎ 第一のＡ／Ｄ変換器 ５０２ サンプリングクロック発生器 ５０３ ディジタルビーム形成回路 ５０４１〜５０４Ｎ 乗算器 ５０５ 実数減算器 ５０６ 実数加算器 ７０１１〜７０１Ｎ 第三の周波数変換器 ７０２ 発振器 ８０１ 伝搬環境診断装置 ８０２ 複素係数乗算回路 ８０３ 実数係数乗算回路 ９０１ 伝送品質推定装置 ９０２ 記憶装置 １００１１〜１００１Ｎ 第四の周波数変換器 １００２１〜１００２Ｎ 第二のトランスバーサルフィ
ルタ １００３ 基準信号発生装置 １００４ 重み制御回路 １３０１１〜１３０１Ｎ アンテナ素子 １３０２１〜１３０２Ｎ 重み付け手段 １３０３ 重み制御装置 １３０４ 基準信号発生装置 １３０５ 合成器 １４０１１〜１４０１Ｎ アンテナ素子 １４０２ ビーム形成回路 １４０３１〜１４０３Ｎ 第一の重み付け手段 １４０４ 第一の合成器 １４０５ トランスバーサルフィルタ １４０６１〜１４０６Ｍ 遅延素子 １４０７０〜１４０７Ｍ 第二の重み付け手段 １４０８ 第二の合成器 １４０９１〜１４０９４ 実数乗算器 １４１０ 実数減算器 １４１１ 実数加算器 １４１２ 自動周波数変換器制御装置 １４１３ タイミング再生回路 １４１４１〜１４１４Ｎ Ａ／Ｄ変換器 Ｃ１０１１〜Ｃ１０１Ｎ アンテナ素子 Ｃ１０２ アナログビーム形成回路 Ｃ１０３１〜Ｃ１０３Ｎ 第一の重み付け手段 Ｃ１０４ 第一の合成器 Ｃ１０５ 重み制御装置 Ｃ１０６ ディジタル信号処理装置 Ｃ１０７１〜Ｃ１０７Ｎ 第一のＡ／Ｄ変換器 Ｃ１０８ サンプリングクロック発生器 Ｃ１０９１〜Ｃ１０９Ｎ 第一の準同期検波器 Ｃ１１０ アナログ可変位相器 Ｃ１１１ アナログ可変利得器 Ｃ１１２ 準同期検波用発振器 Ｃ１１３１〜Ｃ１１３２ ミキサ Ｃ１１４１〜Ｃ１１４２ 低域通過フィルタ Ｃ１１５ ９０度位相器 Ｃ２０１１〜Ｃ２０１Ｎ 第二の準同期検波器 Ｃ２０２ サンプリングクロック発生器 Ｃ２０３１〜Ｃ３０１Ｎ ディジタル重み付け装置 Ｃ２０４ ディジタル加算器 Ｃ２０５ ディジタルビーム形成回路 Ｃ３０１１〜Ｃ４０１Ｎ アンテナ素子 Ｃ３０２１〜Ｃ４０２Ｎ 重み付け手段 Ｃ３０３ 重み制御装置 Ｃ３０４ 基準信号発生装置 Ｃ３０５ 合成器
フィルタ Ａ２０１ 固有ベクトルビーム形成装置 Ａ２０２ ２乗誤差最小制御装置 Ａ２０３ スイッチ Ａ３０１１〜Ａ３０１ｎ 重み付け装置 Ａ３０２ 合成器 Ａ４０１１〜Ａ４０１ｍ 遅延素子 Ａ４０２１〜Ａ４０２ｍ 分岐装置 Ａ４０３０〜Ａ４０３ｍ 重み付け装置 Ａ４０４ 合成器 １０１１〜１０１Ｎ アンテナ素子 １０２ アナログビーム形成回路 １０３１〜１０３Ｎ 第一の重み付け手段 １０４ 第一の合成器 １０５ 第一のＡ／Ｄ変換器 １０６ 第一の周波数変換器 １０７ 第一のトランスバーサルフィルタ １０８１〜１０８Ｍ 遅延素子 １０９０〜１０９Ｍ 第二の重み付け手段 １１０ 第二の合成器 １１１ 第一の重み制御回路 １１２１〜１１２Ｎ 第二のＡ／Ｄ変換器 １１３ 第一のディジタル信号処理装置 １１４ 第二の重み制御回路 １１５ 第一のサンプリングクロック発生器 １１６ 第二のサンプリングクロック発生器 １１７ 周波数変換器自動制御装置 １１８１〜１１８２ 実数乗算器 １１９ 可変増幅器 １２０ 可変移相器 ２０１１〜２０１Ｎ 第二の周波数変換器 ２０２ 発振器 ２０３ ミキサ ２０４ 低域通過フィルタ ４０１ 第三の周波数変換器 ４０２１〜４０２２ ミキサ ４０３ π／２移相器 ４０４１〜４０４２ 低域通過フィルタ ５０１１〜５０１Ｎ 第一のＡ／Ｄ変換器 ５０２ サンプリングクロック発生器 ５０３ ディジタルビーム形成回路 ５０４１〜５０４Ｎ 乗算器 ５０５ 実数減算器 ５０６ 実数加算器 ７０１１〜７０１Ｎ 第三の周波数変換器 ７０２ 発振器 ８０１ 伝搬環境診断装置 ８０２ 複素係数乗算回路 ８０３ 実数係数乗算回路 ９０１ 伝送品質推定装置 ９０２ 記憶装置 １００１１〜１００１Ｎ 第四の周波数変換器 １００２１〜１００２Ｎ 第二のトランスバーサルフィ
ルタ １００３ 基準信号発生装置 １００４ 重み制御回路 １３０１１〜１３０１Ｎ アンテナ素子 １３０２１〜１３０２Ｎ 重み付け手段 １３０３ 重み制御装置 １３０４ 基準信号発生装置 １３０５ 合成器 １４０１１〜１４０１Ｎ アンテナ素子 １４０２ ビーム形成回路 １４０３１〜１４０３Ｎ 第一の重み付け手段 １４０４ 第一の合成器 １４０５ トランスバーサルフィルタ １４０６１〜１４０６Ｍ 遅延素子 １４０７０〜１４０７Ｍ 第二の重み付け手段 １４０８ 第二の合成器 １４０９１〜１４０９４ 実数乗算器 １４１０ 実数減算器 １４１１ 実数加算器 １４１２ 自動周波数変換器制御装置 １４１３ タイミング再生回路 １４１４１〜１４１４Ｎ Ａ／Ｄ変換器 Ｃ１０１１〜Ｃ１０１Ｎ アンテナ素子 Ｃ１０２ アナログビーム形成回路 Ｃ１０３１〜Ｃ１０３Ｎ 第一の重み付け手段 Ｃ１０４ 第一の合成器 Ｃ１０５ 重み制御装置 Ｃ１０６ ディジタル信号処理装置 Ｃ１０７１〜Ｃ１０７Ｎ 第一のＡ／Ｄ変換器 Ｃ１０８ サンプリングクロック発生器 Ｃ１０９１〜Ｃ１０９Ｎ 第一の準同期検波器 Ｃ１１０ アナログ可変位相器 Ｃ１１１ アナログ可変利得器 Ｃ１１２ 準同期検波用発振器 Ｃ１１３１〜Ｃ１１３２ ミキサ Ｃ１１４１〜Ｃ１１４２ 低域通過フィルタ Ｃ１１５ ９０度位相器 Ｃ２０１１〜Ｃ２０１Ｎ 第二の準同期検波器 Ｃ２０２ サンプリングクロック発生器 Ｃ２０３１〜Ｃ３０１Ｎ ディジタル重み付け装置 Ｃ２０４ ディジタル加算器 Ｃ２０５ ディジタルビーム形成回路 Ｃ３０１１〜Ｃ４０１Ｎ アンテナ素子 Ｃ３０２１〜Ｃ４０２Ｎ 重み付け手段 Ｃ３０３ 重み制御装置 Ｃ３０４ 基準信号発生装置 Ｃ３０５ 合成器
【手続補正書】
【提出日】平成１２年４月２４日（２０００．４．２
４）
４）
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００５１
【補正方法】変更
【補正内容】
【００５１】初期状態では、重み制御装置Ａ１０４の内
部のスイッチＡ２０３は固有ベクトルビーム形成装置Ａ
２０１を選択する。固有ベクトルビーム形成装置Ａ２０
１では、まず入力信号ｘ１〜ｘＮをもとに相関行列Ｒ
ｘｘを形成する。次に、得られた相関行列Ｒｘｘの最大
固有値に対する固有ベクトルを求める。固有ベクトルを
最大の固有値のみから求めるので、遅れて到来し振幅の
小さな干渉波の影響を除くことができる。最大固有値に
対する固有ベクトルを求める方法は、たとえばべき乗法
により求められる。べき乗法では、相関行列Ｒｘｘを用
いて任意のベクトルａの一次変換をｋ回繰り返し、ａ’
＝（Ｒｘｘ ｋ）×ａを求める。ｋを十分大きくとれば
ａ’は最大固有値に対する固有ベクトルに近づく。次
に、ａ’を規格化した値を重みの値ｗ１〜ｗＮとする。
重み付け合成回路１０３ではｗ１〜ｗＮにより固有ベク
トルビームが形成される。
部のスイッチＡ２０３は固有ベクトルビーム形成装置Ａ
２０１を選択する。固有ベクトルビーム形成装置Ａ２０
１では、まず入力信号ｘ１〜ｘＮをもとに相関行列Ｒ
ｘｘを形成する。次に、得られた相関行列Ｒｘｘの最大
固有値に対する固有ベクトルを求める。固有ベクトルを
最大の固有値のみから求めるので、遅れて到来し振幅の
小さな干渉波の影響を除くことができる。最大固有値に
対する固有ベクトルを求める方法は、たとえばべき乗法
により求められる。べき乗法では、相関行列Ｒｘｘを用
いて任意のベクトルａの一次変換をｋ回繰り返し、ａ’
＝（Ｒｘｘ ｋ）×ａを求める。ｋを十分大きくとれば
ａ’は最大固有値に対する固有ベクトルに近づく。次
に、ａ’を規格化した値を重みの値ｗ１〜ｗＮとする。
重み付け合成回路１０３ではｗ１〜ｗＮにより固有ベク
トルビームが形成される。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００８７
【補正方法】変更
【補正内容】
【００８７】たとえば、ｔ＝３Ｔｓの時、（式９）のｓ
（ｔ）は級数和が外れ、Ｉ３＋ｊＱ ３となり、ｔ＝３Ｔ
ｓの信号を取り出すことができる。ただし、ｔ＝３Ｔｓ
＋Δτでは、級数和を外すことができないため、Ｉ２＋
ｊＱ２やＩ４＋ｊＱ４など、他の時刻の信号が干渉し、
符号間干渉となる。
（ｔ）は級数和が外れ、Ｉ３＋ｊＱ ３となり、ｔ＝３Ｔ
ｓの信号を取り出すことができる。ただし、ｔ＝３Ｔｓ
＋Δτでは、級数和を外すことができないため、Ｉ２＋
ｊＱ２やＩ４＋ｊＱ４など、他の時刻の信号が干渉し、
符号間干渉となる。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００９４
【補正方法】変更
【補正内容】
【００９４】環境は２０ｍ×２０ｍの室内伝搬環境とし
た。出力ＳＩＮＲは１００００シンボルを伝送し、その
平均値とした。シミュレーションにおいて本構成におけ
る第一のトランスバーサルフィルタ１０７の遅延素子の
遅延時間は０．５Ｔｓ、トランスバーサルフィルタの遅
延素子の数は３（Ｍ＝３）とした。また、第一のＡ／Ｄ
変換器１０５でのサンプリング周波数はボーレートの２
倍から１０００ｐｐｍずれた周波数とした。
た。出力ＳＩＮＲは１００００シンボルを伝送し、その
平均値とした。シミュレーションにおいて本構成におけ
る第一のトランスバーサルフィルタ１０７の遅延素子の
遅延時間は０．５Ｔｓ、トランスバーサルフィルタの遅
延素子の数は３（Ｍ＝３）とした。また、第一のＡ／Ｄ
変換器１０５でのサンプリング周波数はボーレートの２
倍から１０００ｐｐｍずれた周波数とした。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００９５
【補正方法】変更
【補正内容】
【００９５】遅延素子の数を４（Ｎ＝４）とした場合に
ついて比較すると、図よりわかるように本適応アレイア
ンテナ装置では第一のトランスバーサルフィルタ１０７
の第二の重み付け手段の重みを実数で構成しているのに
も関わらず、複素数とした場合と伝送速度に対する出力
ＳＩＮＲ特性はほぼ一致している。
ついて比較すると、図よりわかるように本適応アレイア
ンテナ装置では第一のトランスバーサルフィルタ１０７
の第二の重み付け手段の重みを実数で構成しているのに
も関わらず、複素数とした場合と伝送速度に対する出力
ＳＩＮＲ特性はほぼ一致している。
【手続補正５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１１４
【補正方法】変更
【補正内容】
【０１１４】各アンテナ素子１０１１〜１０１Ｎで受信
した信号は第一のＡ／Ｄ変換器５０１１〜５０１Ｎによ
ってディジタル信号に変換され、受信信号を実部と虚部
に分離する。実部と虚部に分離する方法の例を以下に示
す。 （１）各アンテナ素子１０１１〜１０１Ｎでの受信信号
を中心周波数の２倍以上のサンプリング周波数で、Ａ／
Ｄ変換し、ヒルベルト変換を行うことで実現される。
（例えば、Oppenheim and Shafer（伊達 玄訳）“ディ
ジタル信号処理”、コロナ社、下巻、pp.26-30, 197
8.） （２）各アンテナ素子１０１１〜１０１Ｎでの受信信号
を中心周波数の４倍でサンプリングし、偶数番目にサン
プルされた信号を実部とし、奇数番目にサンプルされた
信号を虚部とすることで実部と虚部の分離をする。 （３）受信信号を２つに分離し、一方の信号を他方の信
号に対し、中心周波数でπ／２の位相遅れが生じるよう
にし、各々別のＡ／Ｄ変換器に入力する。各Ａ／Ｄ変換
器では、中心周波数の２倍以上でサンプリングし、出力
を得る。各出力はそれぞれ実部、虚部となる。
した信号は第一のＡ／Ｄ変換器５０１１〜５０１Ｎによ
ってディジタル信号に変換され、受信信号を実部と虚部
に分離する。実部と虚部に分離する方法の例を以下に示
す。 （１）各アンテナ素子１０１１〜１０１Ｎでの受信信号
を中心周波数の２倍以上のサンプリング周波数で、Ａ／
Ｄ変換し、ヒルベルト変換を行うことで実現される。
（例えば、Oppenheim and Shafer（伊達 玄訳）“ディ
ジタル信号処理”、コロナ社、下巻、pp.26-30, 197
8.） （２）各アンテナ素子１０１１〜１０１Ｎでの受信信号
を中心周波数の４倍でサンプリングし、偶数番目にサン
プルされた信号を実部とし、奇数番目にサンプルされた
信号を虚部とすることで実部と虚部の分離をする。 （３）受信信号を２つに分離し、一方の信号を他方の信
号に対し、中心周波数でπ／２の位相遅れが生じるよう
にし、各々別のＡ／Ｄ変換器に入力する。各Ａ／Ｄ変換
器では、中心周波数の２倍以上でサンプリングし、出力
を得る。各出力はそれぞれ実部、虚部となる。
【手続補正６】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１４２
【補正方法】変更
【補正内容】
【０１４２】図２７は、本発明第１０の実施形態の構成
を示す図である。図２８は図２７に示す第一の重み制御
回路１１１の構成を示しており、参照符号１００１１〜
１００１Ｎは第四の周波数変換器であり、その構成は上
記した図１２に示すとおりである。参照符号１００２１
〜１００２Ｎは第二のトランスバーサルフィルタであ
り、その構成は図２６に示すとおりである。また、参照
符号１００３は基準信号発生装置、１００４は重み制御
回路である。
を示す図である。図２８は図２７に示す第一の重み制御
回路１１１の構成を示しており、参照符号１００１１〜
１００１Ｎは第四の周波数変換器であり、その構成は上
記した図１２に示すとおりである。参照符号１００２１
〜１００２Ｎは第二のトランスバーサルフィルタであ
り、その構成は図２６に示すとおりである。また、参照
符号１００３は基準信号発生装置、１００４は重み制御
回路である。
【手続補正７】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１４８
【補正方法】変更
【補正内容】
【０１４８】各アンテナ素子１０１１〜１０１Ｎで受信
した信号ｘ１〜ｘＮは、第二の周波数変換器２０１１〜
２０１ＮでＩＦ信号に変換され、第三の周波数変換器７
０１１〜７０１Ｎにより、ベースバンド信号の同相成
分、直交成分に分離され、各々第一のＡ／Ｄ変換器５０
１１〜５０１Ｎ及び第一の重み制御回路１１１に入力さ
れる。なお、第三の周波数変換器７０１１〜７０１Ｎの
構成は図１５に示すとおりである。
した信号ｘ１〜ｘＮは、第二の周波数変換器２０１１〜
２０１ＮでＩＦ信号に変換され、第三の周波数変換器７
０１１〜７０１Ｎにより、ベースバンド信号の同相成
分、直交成分に分離され、各々第一のＡ／Ｄ変換器５０
１１〜５０１Ｎ及び第一の重み制御回路１１１に入力さ
れる。なお、第三の周波数変換器７０１１〜７０１Ｎの
構成は図１５に示すとおりである。
【手続補正８】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１５３
【補正方法】変更
【補正内容】
【０１５３】各アンテナ素子Ｃ１０１１〜Ｃ１０１Ｎで
受信した信号ｘ１〜ｘＮは、アナログビーム形成回路Ｃ
１０２と第一の重み制御装置Ｃ１０５に入力される。た
だし受信レベルが低い場合は、各アンテナで受信した信
号は、低雑音増幅器により増幅された後、アナログビー
ム形成回路Ｃ１０２と第一の重み制御装置Ｃ１０５に入
力される。アナログ形成回路Ｃ１０２では、各アンテナ
からの入力信号に対し、振幅、位相を変化させる第一の
重み付け手段Ｃ１０３１〜Ｃ１０３Ｎで、各々ｗ１〜ｗ
Ｎの重み付けを行い、重み付け後の信号ｗ１ｘ１，ｗ２
ｘ２，・・・，ｗＮｘＮを得る。振幅、位相の変化は、
例えば可変利得器Ｃ１１１と可変移相器Ｃ１１０を縦列
に接続し、各々を制御することで実現される。各重み付
けされた信号は、第一の合成器Ｃ１０４で合成され、出
力信号ｙを得る。ここで、ｙはｙ＝ｗ１ｘ１＋ｗ２ｘ２
＋・・・＋ｗＮｘＮと表される。
受信した信号ｘ１〜ｘＮは、アナログビーム形成回路Ｃ
１０２と第一の重み制御装置Ｃ１０５に入力される。た
だし受信レベルが低い場合は、各アンテナで受信した信
号は、低雑音増幅器により増幅された後、アナログビー
ム形成回路Ｃ１０２と第一の重み制御装置Ｃ１０５に入
力される。アナログ形成回路Ｃ１０２では、各アンテナ
からの入力信号に対し、振幅、位相を変化させる第一の
重み付け手段Ｃ１０３１〜Ｃ１０３Ｎで、各々ｗ１〜ｗ
Ｎの重み付けを行い、重み付け後の信号ｗ１ｘ１，ｗ２
ｘ２，・・・，ｗＮｘＮを得る。振幅、位相の変化は、
例えば可変利得器Ｃ１１１と可変移相器Ｃ１１０を縦列
に接続し、各々を制御することで実現される。各重み付
けされた信号は、第一の合成器Ｃ１０４で合成され、出
力信号ｙを得る。ここで、ｙはｙ＝ｗ１ｘ１＋ｗ２ｘ２
＋・・・＋ｗＮｘＮと表される。
【手続補正９】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１６２
【補正方法】変更
【補正内容】
【０１６２】図３３に到来するマルチパスを指数モデル
と仮定したときのサンプリングタイミングのずれによる
出力ＳＩＮＲの変動幅と遅延スプレッドの関係を計算し
た結果を示す。素子数は８素子、各到来波の到来位相、
到来方向は一様とし、出力ＳＩＮＲは累積確率の１０％
値で評価した。図より分かるように、遅延スプレッド
（β）が大きくなるにつれて、サンプリングタイミング
の影響が大きくなる。これに対し提案方法ではサンプリ
ングタイミングによる変動がなく、安定した伝送品質が
得られている。
と仮定したときのサンプリングタイミングのずれによる
出力ＳＩＮＲの変動幅と遅延スプレッドの関係を計算し
た結果を示す。素子数は８素子、各到来波の到来位相、
到来方向は一様とし、出力ＳＩＮＲは累積確率の１０％
値で評価した。図より分かるように、遅延スプレッド
（β）が大きくなるにつれて、サンプリングタイミング
の影響が大きくなる。これに対し提案方法ではサンプリ
ングタイミングによる変動がなく、安定した伝送品質が
得られている。
【手続補正１０】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１６５
【補正方法】変更
【補正内容】
【０１６５】各アンテナ素子Ｃ１０１１〜Ｃ１０１Ｎで
受信した信号ｘ１〜ｘＮは、第二の準同期検波回路Ｃ２
０１１〜Ｃ２０１Ｎに入力される。各第二の準同期検波
回路では、各アンテナ素子での受信信号を同相成分と直
交成分に分離する。この際に、各第二の準同期検波回路
で共通の発振器Ｃ２０６を用いる。さらに分離された同
相成分と直交成分は第一のＡ／Ｄ変換器Ｃ１０７１〜Ｃ
１０７Ｎによって各々ディジタル信号に変換された後、
ディジタルビーム形成回路Ｃ２０５と重み制御装置Ｃ１
０５に入力される。この際にサンプリングクロックは伝
送レートのほぼ２倍とする。
受信した信号ｘ１〜ｘＮは、第二の準同期検波回路Ｃ２
０１１〜Ｃ２０１Ｎに入力される。各第二の準同期検波
回路では、各アンテナ素子での受信信号を同相成分と直
交成分に分離する。この際に、各第二の準同期検波回路
で共通の発振器Ｃ２０６を用いる。さらに分離された同
相成分と直交成分は第一のＡ／Ｄ変換器Ｃ１０７１〜Ｃ
１０７Ｎによって各々ディジタル信号に変換された後、
ディジタルビーム形成回路Ｃ２０５と重み制御装置Ｃ１
０５に入力される。この際にサンプリングクロックは伝
送レートのほぼ２倍とする。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０４Ｂ 7/26 Ｈ０４Ｂ 7/26 Ｄ (72)発明者 西森 健太郎 東京都新宿区西新宿三丁目19番２号 日本 電信電話株式会社内 (72)発明者 堀 俊和 東京都新宿区西新宿三丁目19番２号 日本 電信電話株式会社内 Ｆターム(参考） 5J021 AA05 AA06 CA06 DB02 DB03 DB04 EA04 FA06 FA14 FA16 FA17 FA20 FA23 FA24 FA26 FA29 FA31 FA32 GA02 GA06 HA05 5J023 DA03 DB05 DC03 DD00 5K046 AA05 BA05 EE06 EE56 5K059 CC03 CC04 DD31 DD37 DD39 EE02 5K067 AA02 AA33 CC24 EE10 GG11 HH21 KK03
Claims (15)
- 【請求項１】 複数のアンテナ素子と、 上記各アンテナ素子に結合し、各アンテナ素子の信号を
重み付け合成する重み付け合成回路と、 上記各アンテナ素子に結合し、前記重み付け合成回路に
おける各重みの値を計算する重み制御装置と、 前記重み付け合成回路の出力を入力とする自動周波数制
御装置と、 前記自動周波数制御装置の出力信号を入力とする分数シ
ンボル長間隔の適応トランスバーサルフィルタと、 前記自動周波数制御装置で設定された周波数と前記トラ
ンスバーサルフィルタの重みの値を入力信号とする同期
監視装置を具備し、 前記重み制御装置は、 各アンテナ素子間の相関値によりアンテナ素子間の相関
行列を求め相関行列の最大固有値に対応した固有ベクト
ルを重みの値とする固有ベクトルビーム形成装置と、上
記重み付け合成回路の出力信号と所望信号の誤差が最小
となるように重みの値を決定する２乗誤差最小制御装置
と、前記固有ベクトルビーム形成装置または２乗誤差最
小制御装置を選択するためのスイッチとを有し、 上記固有ベクトルビーム形成装置により重みの初期値を
決定し、上記同期監視装置により、上記自動周波数制御
装置及び上記分数シンボル長間隔の適応トランスバーサ
ルフィルタの収束を確認した後、前記２乗誤差最小制御
装置により重みを決定することを特徴とする適応アレイ
アンテナ装置。 - 【請求項２】 前記各アンテナ素子に結合し、アンテナ
素子を前記重み付け合成回路と前記重み制御装置に結合
するための分岐装置がもうけられる、請求項１記載の適
応アレイアンテナ装置。 - 【請求項３】 複数のアンテナ素子と、 該複数のアンテナ素子の各々に接続され、該各アンテナ
素子からの入力信号を第一の重み付け手段により重み付
けして合成するアナログビーム形成回路と、 該アナログビーム形成回路の出力信号を入力信号とし、
ディジタル信号に変換して出力する第一のＡ／Ｄ変換器
と、 該第一のＡ／Ｄ変換器によってディジタル信号に変換さ
れた入力信号をベースバンド信号に変換する第一の周波
数変換器と、 該第一の周波数変換器の出力に分数シンボル長の遅延時
間を持つ複数の遅延素子が直列に接続され、各遅延素子
の出力を第二の重み付け手段により重み付けし、合成す
る分数シンボル長間隔の第一のトランスバーサルフィル
タと、 上記各アンテナ素子での受信信号のみ、あるいは上記各
アンテナ素子での受信信号と上記第一のトランスバーサ
ルフィルタの出力信号の両方を入力信号とし、上記各ア
ンテナ素子からの入力信号を第二のＡ／Ｄ変換器により
Ａ／Ｄ変換した後、第一のディジタル信号処理装置によ
り、上記第一の重み付け手段で用いる重みの値を演算す
る第一の重み制御回路と、 上記第一の周波数変換器の出力信号を入力信号とし、上
記第二の重み付け手段で用いる重みの値を演算する第二
の重み制御回路と、 上記第一のトランスバーサルフィルタの出力信号を入力
信号とし、上記第一の周波数変換器における周波数変換
誤差を減少させるように、上記第一の周波数変換器を制
御する周波数変換器自動制御装置と、 上記第一のＡ／Ｄ変換器での第一のサンプリングクロッ
クを発生させる第一のサンプリングクロック発生器と、 上記第二のＡ／Ｄ変換器での第二のサンプリングクロッ
クを発生させる第二のサンプリングクロック発生器と、
を具備し、 上記第一のサンプリングクロック発生器は、伝送レート
の２倍以上の周波数で、伝送レートとは同期せず、上記
第一のトランスバーサルフィルタの遅延素子の遅延時間
とほぼ同一の間隔でサンプリングするように発振し、上
記第二のサンプリングクロックは上記第一のサンプリン
グクロックとは同期しないことを特徴とする請求項１記
載の適応アレイアンテナ装置。 - 【請求項４】 前記第一の重み制御装置の内部には第二
の周波数変換器が設けられ、この第二の周波数変換器に
より前記各アンテナ素子からの入力信号を中間周波信号
に変換することを特徴とする請求項３記載の適応アレイ
アンテナ装置。 - 【請求項５】 前記各アンテナ素子に接続され、前記各
アンテナ素子からの入力信号を中間周波信号に変換する
第二の周波数変換器又はベースバンド信号に変換する第
三の周波数変換器を具備し、該第二あるいは第三の周波
数変換器によって変換された後の中間周波信号あるいは
ベースバンド信号が前記第一の重み制御装置に入力され
ることを特徴とする請求項３記載の適応アレイアンテナ
装置。 - 【請求項６】 複数のアンテナ素子と、 該複数のアンテナ素子の各々に接続され、該各アンテナ
素子からの入力信号を第一の重み付け手段により重み付
けして合成するアナログビーム形成回路と、 該アナログビーム形成回路の出力信号を入力信号として
ベースバンド信号に周波数変換する第一の周波数変換器
と、 該第一の周波数変換器からのベースバンド信号をディジ
タル信号に変換して出力する第一のＡ／Ｄ変換器と、 該第一のＡ／Ｄ変換器の出力に分数シンボル長の遅延時
間を持つ複数の遅延素子が直列に接続され、各遅延素子
の出力を第二の重み付け手段により重み付けし、合成す
る分数シンボル長間隔の第一のトランスバーサルフィル
タと、 上記各アンテナ素子での受信信号のみ、あるいは上記各
アンテナ素子での受信信号と上記第一のトランスバーサ
ルフィルタの出力信号の両方を入力信号とし、上記各ア
ンテナ素子からの入力信号を第二のＡ／Ｄ変換器により
Ａ／Ｄ変換した後、第一のディジタル信号処理装置によ
り、上記第一の重み付け手段で用いる重みの値を演算す
る第一の重み制御回路と、 上記第一の周波数変換器の出力信号を入力信号とし、上
記第二の重み付け手段で用いる重みの値を演算する第二
の重み制御回路と、 上記第一のトランスバーサルフィルタの出力信号を入力
信号とし、上記第一の周波数変換器における周波数変換
誤差を減少させるように、上記第一の周波数変換器を制
御する周波数変換器自動制御装置と、 上記第一のＡ／Ｄ変換器での第一のサンプリングクロッ
クを発生させる第一のサンプリングクロック発生器と、 上記第二のＡ／Ｄ変換器での第二のサンプリングクロッ
クを発生させる第二のサンプリングクロック発生器と、
を具備し、 上記第一のサンプリングクロック発生器は、伝送レート
の２倍以上の周波数で、伝送レートとは同期せず、上記
第一のトランスバーサルフィルタの遅延素子の遅延時間
とほぼ同一の間隔でサンプリングするように発振し、上
記第二のサンプリングクロックは上記第一のサンプリン
グクロックとは同期しないことを特徴とする請求項１記
載の適応アレイアンテナ装置。 - 【請求項７】 複数のアンテナ素子と、 該複数のアンテナ素子の各々に接続され、該各アンテナ
素子からの入力信号をディジタル信号に変換する第一の
Ａ／Ｄ変換器と、 該第一のＡ／Ｄ変換器によってディジタル信号に変換さ
れた信号を第一の重み付け手段により重み付けして合成
するディジタルビーム形成回路と、 該ディジタルビーム形成回路の出力信号を入力信号と
し、該入力信号をベースバンド信号に変換する第一の周
波数変換器と、 該第一の周波数変換器の出力に分数シンボル長の遅延時
間を持つ複数の遅延素子が直列に接続され、各遅延素子
の出力を第二の重み付け手段により重み付けし、合成す
る分数シンボル長間隔の第一のトランスバーサルフィル
タと、 上記各第一のＡ／Ｄ変換器でＡ／Ｄ変換されたディジタ
ル信号のみ、あるいは上記各第一のＡ／Ｄ変換器でＡ／
Ｄ変換されたディジタル信号と上記第一のトランスバー
サルフィルタの出力信号の両方、を入力信号として、第
一のディジタル信号処理装置により、上記第一の重み付
け手段で用いる重みの値を演算する第一の重み制御回路
と、 上記第一の周波数変換器の出力信号を入力信号とし、第
一のディジタル信号処理装置により、上記第二の重み付
け手段で用いる重みの値を演算する第二の重み制御回路
と、 上記第一のトランスバーサルフィルタの出力信号を入力
信号とし、上記第一の周波数変換器における周波数変換
誤差を減少させるように制御する周波数変換器自動制御
装置と、 上記第一のＡ／Ｄ変換器での第一のサンプリングクロッ
クを発生させる第一のサンプリングクロック発生器と、
を具備し、 上記第一のサンプリングクロックは、伝送レートの２倍
以上の周波数で、伝送レートとは同期せず、前記第一の
トランスバーサルフィルタの遅延素子の遅延時間とほぼ
同一の間隔でサンプリングするように発振することを特
徴とする請求項１記載の適応アレイアンテナ装置。 - 【請求項８】 前記各アンテナ素子に接続され、入力さ
れた信号を中間周波信号に変換する第二の周波数変換器
又はベースバンド信号に変換する第三の周波数変換器を
具備し、該第二あるいは第三の周波数変換器によって変
換された後の中間周波信号あるいはベースバンド信号が
前記第一のＡ／Ｄ変換器に入力されることを特徴とする
請求項７記載の適応アレイアンテナ装置。 - 【請求項９】 複数のアンテナ素子と、 該複数のアンテナ素子の各々に接続され、該アンテナ素
子からの入力信号をベースバンド信号に周波数変換する
第一の周波数変換器と、 該第一の周波数変換器からのベースバンド信号をディジ
タル信号に変換する第一のＡ／Ｄ変換器と、 該第一のＡ／Ｄ変換器によってディジタル信号に変換さ
れた信号を第一の重み付け手段により重み付けして合成
するディジタルビーム形成回路と、 該ディジタルビーム形成回路の出力に分数シンボル長の
遅延時間を持つ複数の遅延素子が直列に接続され、各遅
延素子の出力を第二の重み付け手段により重み付けし、
合成する分数シンボル長間隔の第一のトランスバーサル
フィルタと、 上記各第一のＡ／Ｄ変換器でＡ／Ｄ変換されたディジタ
ル信号のみ、あるいは上記各第一のＡ／Ｄ変換器でＡ／
Ｄ変換されたディジタル信号と上記第一のトランスバー
サルフィルタの出力信号の両方、を入力信号として、第
一のディジタル信号処理装置により、上記第一の重み付
け手段で用いる重みの値を演算する第一の重み制御回路
と、 上記ディジタルビーム形成回路の出力信号を入力信号と
し、第一のディジタル信号処理装置により、上記第二の
重み付け手段で用いる重みの値を演算する第二の重み制
御回路と、 上記第一のトランスバーサルフィルタの出力信号を入力
信号とし、上記第一の周波数変換器における周波数変換
誤差を減少させるように制御する周波数変換器自動制御
装置と、 上記第一のＡ／Ｄ変換器での第一のサンプリングクロッ
クを発生させる第一のサンプリングクロック発生器と、
を具備し、 上記第一のサンプリングクロックは、伝送レートの２倍
以上の周波数で、伝送レートとは同期せず、前記第一の
トランスバーサルフィルタの遅延素子の遅延時間とほぼ
同一の間隔でサンプリングするように発振することを特
徴とする請求項１記載の適応アレイアンテナ装置。 - 【請求項１０】 前記第二の重み制御回路の内部に周波
数選択性フェージングの環境であるかを判定する伝搬環
境診断装置を具備し、前記第一のトランスバーサルフィ
ルタ部での前記第二の重み付け手段による重み付けを周
波数選択性フェージング時は上記第二の重み付け手段の
重みを実数とし、周波数選択フェージング時ではないと
きは上記第二の重み付け手段の重みを複素数に切替える
ことを特徴とする請求項１〜９のいずれか１つに記載の
適応アレイアンテナ装置。 - 【請求項１１】 符号の判定を行う識別タイミングにお
ける振幅が離散値となる変調方式を用い、前記第二の重
み制御装置は、 前記第一のＡ／Ｄ変換器で入力信号がサンプルされるタ
イミングと復号を行うための最適なタイミングとのずれ
に対応した、最適な第二の重み付け手段の重みの組が保
存された記憶装置と、 この記憶装置に保存された各第二の重み付け手段の重み
について、前記第一のトランスバーサルフィルタの出力
での振幅の該離散値からのずれを推定する伝送品質推定
装置とを具備し、 上記記憶装置に保存された第二の重み付け手段の重みの
組のうち、上記伝送品質推定装置によって推定された出
力信号の振幅の該離散値からのずれが最小となった組
を、前記第二の重み付け手段の重みの値とすることを特
徴とする請求項３〜１０のいずれか１つに記載の適応ア
レイアンテナ装置。 - 【請求項１２】 前記第一のディジタル信号処理装置
は、 基準信号ｄを発生する基準信号発生部と、 前記各アンテナ素子からの入力信号を前記第一の周波数
変換器と同じ特性で周波数変換するための第四の周波数
変換器と、 該第四の周波数変換器の出力信号を前記第一のトランス
バーサルフィルタと同じ特性で変換するための第二のト
ランスバーサルフィルタを具備し、 上記第四の周波数変換器と上記第二のトランスバーサル
フィルタによって変換された信号ｘ’ｉ（ｉ＝１,・・
・，Ｎ Ｎ：素子数）に対し、前記第一の重み付け手段
の重みの値ｗｏｐｔｉ（ｉ＝１，・・・，Ｎ）を以下の
式により決定することを特徴とする請求項３、４、７、
８、１０、１１のいずれか１つに記載の適応アレイアン
テナ装置。 【数１】 - 【請求項１３】 前記第一のディジタル信号処理装置
は、 基準信号ｄを発生する基準信号発生部と、 前記各アンテナ素子からの入力信号を前記第三の周波数
変換器と同じ特性で周波数変換するための第四の周波数
変換器と、 該第四の周波数変換器の出力信号を前記第一のトランス
バーサルフィルタと同じ特性で変換するための第二のト
ランスバーサルフィルタを具備し、 上記第四の周波数変換部と上記第二のトランスバーサル
フィルタによって変換された信号ｘ’ｉ（ｉ＝１，・・
・，Ｎ Ｎ：素子数）に対し、第一の重み付け手段の重
みの値ｗｏｐｔｉ（ｉ＝１，・・・，Ｎ）を以下の式に
より決定することを特徴とする請求項５、６、９、１１
のいずれか１つに記載の適応アレイアンテナ装置； 【数２】 - 【請求項１４】 複数のアンテナ素子と、 該各アンテナ素子に接続され、上記各アンテナ素子から
の入力信号を重み付け手段により重み付けし、合成す
る、アナログビーム形成回路と、 該アナログビーム形成回路と、 上記各アンテナ素子での受信信号を入力信号とし、各ア
ンテナ素子からの受信信号を準同期検波し２つの出力信
号を生成する、アンテナ素子数と同じ数の第一の準同期
検波器と、 該複数の準同期検波器の出力信号をディジタル信号に変
換する第一のＡ／Ｄ変換器と、 第一のＡ／Ｄ変換器の出力信号を入力信号とし、上記重
み付け手段の重みの値を演算するディジタル信号処理装
置から構成し、 伝送信号のシンボルレートが１／Ｔ［Ｈｚ］のとき、第
一のＡ／Ｄ変換器のサンプリングクロックの周波数ｆｓ
を 【数３】 とし、 上記ディジタル信号処理装置では、第一のＡ／Ｄ変換し
た信号のうち、任意の時刻から２ｎ（ｎは任意の整数）
個めのデータからアンテナ間の相関行列１を求め、 ２ｎ＋１個めのデータからアンテナ間の相関行列２を求
め、 アンテナ間の相関行列１とアンテナ間の相関行列２を加
算したアンテナ間の相関行列３を求め、 アンテナ間の相関行列３の最大固有値に対する固有ベク
トルの要素を上記重み付け手段の重みの値とすることを
特徴とする請求項１記載の適応アレイアンテナ装置。 - 【請求項１５】 複数のアンテナ素子と、 各アンテナ素子からの受信信号を準同期検波し２つの出
力信号を生成する、アンテナ素子数と同じ数の第二の準
同期検波器と、 該準同期検波器に接続され、該各アンテナ素子からの入
力信号をディジタル信号に変換する第四のＡ／Ｄ変換器
と、 該第四のＡ／Ｄ変換器によってディジタル信号に変換さ
れた信号を重み付け手段により重み付けし、合成する、
ディジタルビーム形成回路と、 上記各第四のＡ／Ｄ変換器でＡ／Ｄ変換されたディジタ
ル信号を入力信号とし、重み付け手段の重みの値を決定
するディジタル信号処理装置から構成し、 伝送信号のシンボルレートが１／Ｔ［Ｈｚ］のとき、上
記第四のＡ／Ｄ変換器のサンプリングクロックの周波数
ｆｓを 【数４】 とし、 上記ディジタル信号処理装置では、第四のＡ／Ｄ変換し
た信号のうち、任意の時刻から２ｎ（ｎは任意の整数）
個めのデータからアンテナ間の相関行列１を求め、 ２ｎ＋１個めのデータからアンテナ間の相関行列２を求
め、 アンテナ間の相関行列１とアンテナ間の相関行列２を加
算したアンテナ間の相関行列３を求め、 アンテナ間の相関行列３の最大固有値に対する固有ベク
トルの要素を上記重み付け手段の重みの値とすることを
特徴とする請求項１記載の適応アレイアンテナ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000060870A JP3422309B2 (ja) | 1999-04-05 | 2000-03-06 | 適応アレイアンテナ装置 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11-97695 | 1999-04-05 | ||
| JP9769599 | 1999-04-05 | ||
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000353997A true JP2000353997A (ja) | 2000-12-19 |
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|---|---|---|---|
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| JP (1) | JP3422309B2 (ja) |
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