JP2000354078A

JP2000354078A - 上りへの高速モデム通信

Info

Publication number: JP2000354078A
Application number: JP2000130861A
Authority: JP
Inventors: Nirmal C Warke; シー、ワルケニルマル; Ali Murutaza; アリムルタザ
Original assignee: Texas Instruments Inc
Current assignee: Texas Instruments Inc
Priority date: 1999-04-29
Filing date: 2000-04-28
Publication date: 2000-12-19
Also published as: US6516025B1; EP1049300A2; DE60042769D1; EP1049300A3; TW476206B; CN1272727A; EP1049300B1; CN1150729C

Abstract

(57)【要約】【課題】インタネットサービスプロバイダ（ＩＳＰ）
へ、電話局内のコーデックを経て高速通信しうるクライ
アント側モデムを開示する。【解決手段】上りのＩＳＰ１０へ、電話局ＣＯ内のコ
ーデック２を経て高速通信しうるクライアント側モデム
２０のビットマッピング機能２２は、ディジタル信号
を、それぞれの記号がＡ／Ｄ変換器６のスライシングレ
ベルの数により定められる最大値よりも少ないビットを
有する前記記号にマップする。前置等化フィルタ機能２
６は、近似的逆チャネル応答フィルタを、マップトディ
ジタルデータに適用し、平均送信電力の最大値を考慮し
て、アナログ加入者ループにおける送信データ速度を最
大化する。この結果、コーデック２が受けるアナログ信
号は、量子化雑音が少なくなり、従って上りへのより高
いデータ速度のディジタル形式に変換される。送信スペ
クトル整形２４は、上りへの速度をさらに増加させる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、電気通信の分野に
関し、特に、クライアントモデムから電話局（ｔｅｌｅ
ｐｈｏｎｅｎｅｔｗｏｒｋｃｅｎｔｒａｌｏｆｆ
ｉｃｅ）への、従来のアナログ電話線を経ての、改善さ
れた上りへの通信に関する。

【０００２】

【従来の技術】ビジネスおよび消費者の双方による最近
のインタネット使用の爆発的増加により、パーソナルコ
ンピュータユーザとインタネットサービスプロバイダ
（ＩＰＳ）との間の、例えば、米国における公衆電話交
換網（ＰＳＴＮ）のような従来の電話網を経てのダイア
ルアップモデム通信の使用が広く普及した。近年、撚り
対線（ｔｗｉｓｔｅｄ−ｐａｉｒｗｉｒｅｓ）により
大部分が実現されている現存の電話網を経て行われうる
通信のデータ速度を大幅に増加させる重要な進歩が行わ
れた。これらの重要な進歩はまた、そのような高データ
速度通信のために必要なコストと、通信サービスを提供
するコストとを、大幅に低下させた。

【０００３】これらの進歩はまた、大量の音声およびデ
ータトラヒックを搬送する電話網の能力をも改善した。
１つのそのような進歩は、一般に光ケーブル（ｆｉｂｅ
ｒ−ｏｐｔｉｃｃａｂｌｅ）により行われる、さまざ
まな「電話局」間の電話網を経てのディジタル通信の出
現である。そのようなディジタル通信を実現する１つの
公知の技術は、ここで説明するように、電話局において
コーダ／デコーダ機能（「コーデック」）を用いる。

【０００４】図１は、従来の電話網を経ての、１対の電
話機Ｕの間の通信の簡単な例を示す。この例において
は、電話機Ｕ₁およびＵ₂は互いに遠隔の位置にあり、電
話機Ｕ ₁は電話局ＣＯ₁に関連し、電話機Ｕ₂は電話局Ｃ
Ｏ₂に関連している。本技術分野において公知のよう
に、「電話局（ｃｅｎｔｒａｌｏｆｆｉｃｅ）」とい
う用語は、交換その他の電話網の管理機能を行う地域電
話会社の場所の呼称である。この従来の例における電話
機Ｕ₁と電話機Ｕ₂との間の通信は、Ｕ₁、Ｕ₂およびそれ
らそれぞれの電話局ＣＯ₁、ＣＯ₂の間のアナログ接続に
より行われ、電話機Ｕと電話局ＣＯとの間のアナログ通
信システムは、「加入者ループ」と呼ばれる。コーデッ
ク２₁、２₂は、電話局ＣＯ₁、ＣＯ₂のそれぞれの中に備
えられ、それらそれぞれの電話機Ｕ₁、Ｕ₂から受信した
アナログ信号を、ＰＳＴＮ４を経ての通信のためのディ
ジタル信号へ変換し、またその逆を行う。図１に示され
ているように、それぞれのコーデック２は、その関連の
電話機Ｕからのアナログ信号を、ＰＳＴＮ４を経て送ら
れるべきディジタル信号へ変換するアナログディジタル
変換器（Ａ／Ｄ）を含み、逆に、それぞれのコーデック
２はまた、その関連のＰＳＴＮ４から受信したディジタ
ル信号を、その関連の電話機Ｕへ伝達されるアナログ信
号へ変換するディジタルアナログ変換器（Ｄ／Ａ）７を
も含む。ＰＳＴＮ４を経てのディジタル通信は、ＤＳ
０、ＳＯＮＥＴ、などのような従来の規格により、光フ
ァイバ機構、または他の高速通信トランクにより行われ
うる。アナログ音声信号のディジタルビットストリーム
への変換の結果、ＰＳＴＮ４により搬送される電話トラ
ヒックの量は、極めて大きくなりうる。

【０００５】コーデック２のそれぞれは、上述のように
Ａ／Ｄ６を含む。従来の構成によれば、それぞれのＡ／
Ｄ６は、入来アナログ信号を、サンプリングによりディ
ジタル値のストリームへ変換する。一般に、Ａ／Ｄ６の
サンプリング速度は８ｋＨｚである。Ａ／Ｄ変換におい
て基本的なことは、アナログ信号のそれぞれのサンプル
が、その振幅に最も近い近似であるディジタル値に変換
されることである。現代の音声電話網においては、Ａ／
Ｄ６により行われる変換は、一般にアナログ値からディ
ジタル値への線形マッピングではなく、μ規則推定（μ
−ｌａｗｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ）に従い、それにより
比較的に正確なダイナミックレンジを有する快い音声信
号を発生する。いずれにせよ、Ａ／Ｄ変換に必然的に存
在する近似から生じるエラーは、サンプリングされたア
ナログ信号の真の振幅と、そのディジタル近似と、の間
の差であり、そのようなエラーは、通常「量子化エラ
ー」と呼ばれる。量子化エラーの量、すなわち逆にいえ
ば変換の精度は、ディジタル値を表すために用いられる
ビットの数に直接依存する。音声通信のための現在の規
格は、それぞれのアナログサンプルの振幅が２５６個の
可能な値に割当てられるように、電話局における８ビッ
トのアナログディジタル変換を必要とする。そのような
ものとしての量子化エラーは、殊に高データ速度におい
て重要となりうる。

【０００６】上述のように、コンピュータ装置の間のモ
デム通信は、殊にビジネスおよび個人によるインタネッ
トの広範な使用により、今日広く一般に普及している。
本技術分野において基本的なことは、（「変調器／復調
器」の短縮形である）モデムは、データ通信が、音声通
信のために用いられる同じ電話網を経て容易に行われう
るように、コンピュータから電話網を経て伝達されるべ
き信号を、ディジタルビットストリームから音声帯域内
のアナログ信号へ（またその逆に）変換する装置である
ことである。図１は、例えば電話機Ｕ₁が接続されてい
る同じ場所において電話網に接続された、モデムＭ₁を
有する典型的な家庭用コンピュータＣ₁を示す。図１に
示されているように、コンピュータＣ₁とモデムＭ₁との
間ではもちろんディジタル通信が行われるが、モデムＭ
₁と電話局ＣＯ₁との間の通信は、電話機Ｕ₁と電話局Ｃ
Ｏ₁との間の音声通信と同様にアナログ形式のものであ
る。ディジタルデータとして開始されるコンピュータＣ
₁およびＰＳＴＮ４からの通信は、そのようにしてモデ
ムＭ₁によりアナログ信号へ変換され、また電話局ＣＯ₁
においてＡ／Ｄ６₁によりディジタル形式へ変換し返さ
れる。

【０００７】図１の構成において、コーデック２₁は必
然的に、コンピュータＣ₁からＰＳＴＮ４へのディジタ
ルデータの通信内へエラーを挿入する。このエラーは、
Ａ／Ｄ６₁の量子化エラーに直接よるものである。Ａ／
Ｄ６₁により行われる近似により、そのディジタル出力
は、アナログ領域への変換のためにコンピュータＣ₁か
らモデムＭ₁へ与えられる対応するディジタル値に必ず
しも一致しない。電話局のコーデックにおけるこの量子
化エラーの存在は、殊に米連邦通信委員会（ＦＣＣ）規
則が電話通信の最大電力を制限することを考慮すると、
現在、モデムの通信が現代の電話網を経て行われうるデ
ータ速度の制限要因となっている。

【０００８】さらなる背景として、３３．６ｋｂｐｓま
でのデータ速度でのモデム通信に対するＶ．３４規格
は、送信モデムにおいてプレコーダを用いている。この
規格により用いられる変調は、直交振幅変調（ＱＡＭ）
である。このプレコーダは、通信チャネルのために判定
帰還等化において得られる帰還係数を与えることを意図
するものであり、チャネルひずみを部分的に補償し、そ
のひずみの残部は受信モデムにおいて線形等化器により
補償される。

【０００９】最近、大部分のモデム通信は、遠隔コンピ
ュータとインタネットサービスプロバイダ（ＩＳＰ）と
の間のものであることが観察されている。この点に関
し、電話会社は、ＰＳＴＮとＩＳＰとの間のディジタル
通信を、この通信が電話局を通して行われるか否かにか
かわらず行う。図２には、単一の遠隔コンピュータＣ₁
のためのこの従来の構成の例が示されている。この例に
おいては、コンピュータＣ₁は前述のようにモデムＭ₁と
ディジタル形式で通信し、一方モデムＭ₁は電話局ＣＯ₁
とアナログ信号を用いて通信する。電話局ＣＯ₁は、前
述のようにコーデック２₁を含み、Ａ／Ｄ６₁はモデムＭ
₁からのアナログ信号を、ＰＳＴＮ４を経ての通信のた
めのディジタル信号へ変換する。コーデック２₁はま
た、ディジタルトラヒックを、モデムＭ₁へ伝達するた
めのアナログ信号へ変換するＡ／Ｄ７₁を含む。しか
し、図２に示されているように、ＩＳＰ１０は、（恐ら
くは、図２に示されていない電話局を経て）ＰＳＴＮ４
とディジタル形式で通信し、それゆえＰＳＴＮ４からの
信号のアナログディジタル変換を必要としない。

【００１０】図２の従来の構成において、ＩＳＰ１０か
らコンピュータＣ₁へ伝達されるデータは、電話網を経
て伝達されるために、電話局のコーデックによりアナロ
グからディジタルへ変換されることはない。そのような
「下りへの」データのアナログからディジタルへの変換
はモデムＭ₁におけるもののみである。しかし、この変
換は、電話局のコーデックが従うような音声通信規格
（例えば、８ｋＨｚのサンプリング速度、８ビットのμ
規則変換）には従わない。その結果、量子化エラーは、
これらの下りへの通信におけるデータ速度制限要因とは
ならない。これとは対照的に、コンピュータＣ₁からＩ
ＳＰ１０への上りへの通信は、電話局ＣＯ₁のコーデッ
ク２₁内のＡ／Ｄ６₁により、アナログからディジタルへ
変換される。この変換は、上述のようにかなりの量子化
エラーを含みえて、これは、そのような上りへの通信の
最大データ速度を制限する。

【００１１】最近のモデム通信規格は、上りおよび下り
へのモデム通信の間の差を認識している。現在のＶ９．
０勧告によれば、下りへ（ＩＳＰからクライアントへ）
の通信は、いまではディジタル信号のパルス符号変調
（ＰＣＭ）を用い、５６ｋｂｐｓほどの高さまでのデー
タ速度で、従来の電話網配線を経て行われうる。しか
し、電話局のＡ／Ｄ変換により生じる、上りへ（クライ
アントからＩＳＰへ）の経路における量子化雑音は、現
在、上りへのデータ速度を３３．６ｋｂｐｓに制限して
いる。

【００１２】さらなる背景として、米国特許第５，５２
８，６２５号は、電話局コーデックのＡ／Ｄ変換からの
量子化雑音の効果を制限し、それによって、より高いデ
ータ速度の上りへの通信を可能にする技術を説明してい
る。そこに注意されているように、量子化ひずみ、また
は量子化雑音の効果は、μ規則の量子化レベル自体を、
モデムにおける多重通信脚（ｍｕｌｔｉｐｌｅｃｏｍ
ｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓｌｅｇｓ）のそれぞれのディ
ジタルチャネルシンボル「アルファベット」として用い
ることにより減少せしめられうる。通信脚のそれぞれ
は、加入者ループの応答を前置補償するために別個に等
化される。その結果、モデムにより行われるディジタル
アナログ変調は、チャネルひずみを前置補償された、電
話局コーデック内のＡ／Ｄ変換器のμ規則量子化レベル
に効果的に存在するアナログ信号を発生する。

【００１３】モデム通信におけるもう１つの問題は、従
来のコーデック内の帯域フィルタの、最適より小さい帯
域幅である。従来のコーデック内のＡ／Ｄ変換器は、８
ｋＨｚでサンプリングするが、加入者ループは一般にコ
ーデックの帯域フィルタにより、周波数応答を用いうる
帯域を約３．３ｋＨｚの範囲に制限される。このため、
（量子化エラーがないと仮定しての）実効最大記号速度
は、約６ｋＨｚに減少せしめられ、これは、８ビットエ
ンコーディングにおけるデータ速度を、４８ｋｂｐｓに
制限する。

【００１４】上述の米国特許第５，５２８，６２５号
は、量子化雑音を消去するための、多重送信脚のそれぞ
れの分離等化を説明している。要するに、多重送信およ
び受信フィルタが定められ、そのようなチャネルの数
は、８記号フレームにより送信されるべき有効な独立し
たパルス符号変調（ＰＣＭ）記号の数に対応する。加入
者ループの帯域制限から生じる制限により、８つの記号
のたかだか６つが有効データを搬送し、従って、６つの
送信および受信フィルタが定められる。このアプローチ
は、従来のモデムのデータ速度の改善において価値を有
するように見えるが、その実施は比較的に複雑であり、
従ってきわめて多くの経費を要するものと思われる。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】従って、本発明は、改
善されたデータ速度の上りへの通信を行うモデムおよび
その動作方法を提供することを目的とする。本発明のも
う１つの目的は、従来の撚り対電話網によりそのような
改善されたデータ速度を実現しうる、そのようなモデム
および方法を提供することである。

【００１６】本発明のもう１つの目的は、比較的に低い
コストで実現されうる、そのようなモデムおよび方法を
提供することである。本発明のもう１つの目的は、計算
的に効率的に実現されうる、そのようなモデムおよび方
法を提供することである。

【００１７】本発明のさらにもう１つの目的は、既存の
通信規格に必要とされる変更が最小である、そのような
モデムおよび方法を提供することである。本発明の他の
目的および利点は、当業者にとっては、以下の記述を図
面と共に参照することにより明らかとなろう。

【００１８】

【課題を解決するための手段】本発明は、クライアント
側のモデムによるデータの送信における前置等化器の配
置により実行される。接続プロトコルの一部として、ク
ライアントモデムは、訓練シーケンスを送信し、それは
電話局のディジタルモデムにより受信される。そのディ
ジタルモデムは、好ましくは、最大平均音声帯域電力限
度を考慮するエラー最小化により、訓練シーケンスへの
チャネル効果に基づいて、前置等化器の係数を決定す
る。これらの係数はクライアントモデムへ送られ、この
モデムはそれらの係数を、ディジタル前置等化器のフィ
ルタ機能に挿入する。

【００１９】

【発明の実施の形態】ここで図３を参照しつつ、本発明
の実施例によるモデム２０の構成を、例により説明す
る。以下の説明から明らかになるように、本発明は、さ
まざまな構成のモデム、特にディジタル信号の処理のた
めのディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）のようなプロ
グラム可能な論理装置を用いるモデムとして具体化され
うる。それゆえ、本明細書を参照する当業者が、本発明
を、特定のアプリケーションのための特定の環境および
設計パラメータに基づいて、さまざまな構成のモデム回
路内に容易に具体化しうるように考慮される。従って、
図３に示され、かつ以下に説明されているモデム２０の
構成は、例としてのみ提示されるものであるように考慮
されている。この点に関し、図３のモデム２０内のさま
ざまな集積回路間の境界は代表的なものであり、もっと
多い、またはもっと少ない機能が、図３に示されている
集積回路の１つまたはそれ以上の中に含まれうることを
理解すべきである。

【００２０】図３のモデム２０は、少なくとも国際電気
通信連合（ＩＴＵ−Ｔ）により公布されたＶ．９０勧告
のような、高速動作が可能であるように考慮される。こ
の点に関し、モデム２０の一般的構成は、モデム２０を
ホストコンピュータＣのバスまたは直列ポートに対して
インタフェースする専用集積回路（ＡＳＩＣ）として典
型的に実現される、入出力インタフェース回路１２を含
む。

【００２１】入出力インタフェース回路１２は、ディジ
タル信号プロセッサ（ＤＳＰ）集積回路１４と双方向通
信を行う。ＤＳＰ１４は、テキサスインスツルメンツ社
から入手できるＴＭＳ３２０Ｃ６ｘディジタル信号プロ
セッサファミリーを例とする、比較的高い計算能力のも
のとする。ＤＳＰ１４は、読取り専用メモリ（ＲＯＭ）
１７内に記憶され、そこから検索されうるプログラム命
令の制御のもと、以下に説明するように、高速フーリエ
変換（ＦＦＴ）および逆ＦＦＴ、ディジタルフィルタ、
プレエンファシス機能、のようなディジタル信号処理機
能、および他の信号処理動作を行う。スタティックラン
ダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）１５もまたＤＳＰ１４に
接続され、データテーブル、タイムクリティカルプログ
ラムコード、などを記憶する。さらに、ＤＳＰ１４自体
も、好ましくは、ＤＳＰ１４の信号処理機能において用
いられる中間データおよび中間結果の一時記憶用のある
量の読書きメモリを含む。ＤＳＰ１４は同期装置であ
り、図３に示されているように、外部水晶発振器に基づ
くクロック回路に従って動作する。

【００２２】ＤＳＰ１４は、アナログフロントエンド
（ＡＦＥ）装置１６と、またデータアクセス装置（ｄａ
ｔｅａｃｃｅｓｓａｒｒａｎｇｅｍｅｎｔ：ＤＡ
Ａ）回路１８と、通信する。ＡＦＥ１６は、混合信号
（すなわち、ディジタル動作およびアナログ動作の双方
を含む）集積回路であり、送信および受信のインタフェ
ース機能の双方のための、高電圧に係わるもの以外のデ
ータ通信に必要な全てのループインタフェース成分を提
供する。これらの機能には、ある量のフィルタリング、
エンコーディング、およびデコーディング、などが含ま
れる。ＡＦＥ１６の出力はスピーカポートＳに結合し、
またその入力はマイクロホンポートＭに結合し、マルチ
メディアモデム機能において用いられるオーディオ信号
を駆動し、また受取る。さらに、ＡＦＥ１６は、地域電
話線に対してモデム２０を双方向的にインタフェースす
る責任を有する集積回路であるＤＡＡ１８に双方向的に
接続されている。ＤＡＡ１８は、保護部品、呼び出し音
検出、および地域電話線へのデータを駆動し、かつ地域
電話線からのデータを受取るための高速線路駆動器、受
信機を完全二重化様式で含む。ＤＡＡ１８は、地域電話
線とＡＦＥ１６との間の双方向への通信を行う。さら
に、ＤＡＡ１８は、呼び出し信号をＤＳＰ１４へ供給
し、またＤＳＰ１４を経てホストコンピュータの制御下
にあるモデム２０により地域電話線上へ供給されるべ
き、フックおよび音声の状態に関連するＤＳＰ１４から
のリレー制御信号を受ける。

【００２３】本発明の実施例によれば、ＤＳＰ１４は、
ホストコンピュータＣから地域電話線へデータの上りへ
の高速通信を行うために、特に、公衆電話交換網（ＰＳ
ＴＮ）内の、モデム２０に関連する電話局とディジタル
通信を行うインタネットサービスプロバイダへの、その
ような上りへの通信の送信において、ＲＯＭ１７内に記
憶されているプログラム命令を実行することにより、あ
る機能を行う。本発明の実施例により用いられるこれら
の機能を以下に説明する。

【００２４】ここで図４を参照しつつ、本発明の実施例
による通常の上りへの通信において、関連する電話局Ｃ
Ｏのコーデック２と、インタネットサービスプロバイダ
（ＩＳＰ）１０のディジタルモデム１０’とに組合わさ
れた、モデム２０により行われるある機能上の動作を説
明する。図４に示されているように、モデム２０は、ア
ナログ加入者ループＡＳＬを経て電話局ＣＯのコーデッ
ク２と通信し、コーデック２は、ディジタルトランクＤ
Ｔを経てＩＳＰ１０のディジタルモデム１０’と通信す
る。

【００２５】図４の状態においては、モデム２０および
ディジタルモデム１０’の訓練は、以下に説明されるよ
うにして既に行われている。この簡単な説明は、本発明
の実施例による訓練プロセスの目的の理解を読者に与え
るために、ここに提示される。さらに、特にモデム２０
に関して図４に示されている機能は、必ずしも特定の集
積回路に割当てられず、代わりに、それらそれぞれの装
置により行われる機能に関連している。しかし、ディジ
タル信号に適用されるモデム２０のそれらの機能は、図
３に示されているモデム２０のＤＳＰ１４により実行さ
れるように考慮されている。

【００２６】図４に示されているように、モデム２０
は、一般にホストコンピュータＣからの入力ビットスト
リームを受け、このビットストリームは、現在のモデム
接続を経、関連する電話局ＣＯを経て、ＩＳＰ１０へ伝
達される。モデム２０内においては、まずビットマッピ
ング機能２２が（ＤＳＰ１４により）適用され、入力ビ
ットストリームのそれぞれのシンボルが、パルス符号変
調（ＰＣＭ）の信号配置（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏ
ｎ）内へマッピングされる。本技術分野において公知の
ように、ＰＣＭ信号は、アナログレベルのそれぞれが、
指定された数のディジタルワードの１つに対応する、前
記アナログレベルのシーケンスに対応する。例えば、８
ビット信号のＰＣＭ変調は、２５６個の可能なレベルを
有するアナログ信号を生じ、それぞれのレベルは、８ビ
ットワードの２５６個の可能な値の１つに対応する。本
発明の実施例によれば、使用可能なアナログ信号レベル
は、電話局のラインカード上のコーデックにおいて行わ
れるアナログディジタル変換のスライシングレベルに対
応するように選択される。ビットマッピング機能２２
は、このようにして、入来ディジタルデータを、コーデ
ックにおけるＡ／Ｄ変換のアナログスライシングレベル
に正確に対応する値を有するディジタルワードにマッピ
ングする。

【００２７】以下にさらに詳述されるように、ビットマ
ッピング機能２２により用いられる実際の信号配置（コ
ンスタレーション）は、アナログ加入者ループの応答
（すなわち、雑音レベルおよびチャネルひずみ）と、モ
デム２０とＩＳＰ１０との間のディジタルトランクＤＴ
内におけるディジタル損傷とに基づき、規制が許容する
最大音声帯域電力を考慮して定められる。ビットマッピ
ング機能２２により行われるビットマッピングは、この
ようにして、送信のそれぞれのシンボルにより搬送され
うるビットの数を効果的に決定する。例えば、もしチャ
ネルが極度の雑音を有するならば、それぞれのシンボル
は、比較的少数のビットに対応し（すなわち、Ａ／Ｄに
おけるスライシングレベル間に大きいギャップを用
い）、逆に、比較的クリーンなチャネルは、７ビット毎
シンボルほどの多さまで許容する。８ビットＰＣＭの場
合に、ビットマッピング機能２２により８ビット毎シン
ボルより少ないビットがマッピングされる時は、２５６
個の可能なレベルの部分集合のみが用いられる。シンボ
ル当りのビットの数は、このようにして、ＰＣＭ送信に
おいて用いられるアナログレベルの数を決定する。例え
ば、もし８ビットＰＣＭスキームにおいて、それぞれの
シンボルのために６ビットのみが送信されるべきであれ
ば、選択される信号配置は、２５６個の可能なレベルか
らの、２⁶すなわち６４個のレベルのみのアナログレベ
ルを与える。ビットマッピング機能２２は、入力ビット
ストリームの、アナログレベルの所望の信号配置へのこ
のマッピングを行う。

【００２８】モデム２０は、ビットマッピング機能２２
に続いて、次にスペクトル整形機能２４を、マッピング
した（ｍａｐｐｅｄ）ディジタルビットストリームへ適
用する。本技術分野において公知のように、モデム２０
のようなモデムと、電話局と、これらの間のアナログ加
入者ループＡＳＬと、を含む通信チャネルの応答は、理
想的なものではない。図５ａには、加入者ループの応答
と、送信および受信のフィルタの応答と、を含むそのよ
うな通信チャネルの典型的なインパルス応答が示されて
いる。図５ｂは、このチャネルの対応する周波数応答を
示す。スペクトル整形は、ディジタルフィルタ技術に関
連し、それによれば、送信信号は、適切な平均電力指定
内に留まりつつ、チャネル応答に応じて、送信データ速
度を最大化するように整形される。図５ｃは、周波数領
域内における、典型的なスペクトル整形フィルタの例を
示す。スペクトル整形の技術は、ＩＴＵのＶ．９０勧告
により下りへのＰＣＭ通信に対し適用されるものとし
て、本技術分野において公知である。本発明の実施例に
よれば、スペクトル整形機能２４は、ＩＴＵの勧告Ｖ．
９０により指定された畳み込みスペクトル整形（ｃｏｎ
ｖｏｌｕｔｉｏｎａｌｓｐｅｃｔｒａｌｓｈａｐｉｎ
ｇ：ＣＳＳ）を、この動作に対応するディジタル処理プ
ログラムルーチンを実行するＤＳＰ１４により適用す
る。所望に応じて、他のもっと強力なスペクトル整形技
術を、スペクトル整形機能２４において適用することも
考えられる。

【００２９】図４を再び参照すると、機能２４のスペク
トル整形を受けた出力は、次に、前置等化フィルタ機能
２６により処理される。前置等化フィルタ機能２６は、
モデム２０内のＤＳＰ１４により行われるディジタルフ
ィルタ動作である。以下に説明される本発明の実施例に
おいては、線形前置等化フィルタ機能２６の係数を発生
するための手順が説明される。あるいは、前置等化フィ
ルタ機能２６は、無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィル
タとして実現することもでき、その場合は、係数を、デ
ィジタルモデム１０’における判定帰還形等化器を訓練
することにより決定しうる。ＩＩＲの構成は、一般に実
現が容易で、かつ線形の構成よりも改善された動作速度
を与えるように考慮されている。いずれの場合において
も、訓練のための同じ一般的手順が一般に適用される。
前置等化フィルタ機能２６の係数は、加入者ループの通
信チャネルの分散を補償するように選択される。そのわ
けは、そのようなチャネル分散は、関連する電話局のコ
ーデック２内のＡ／Ｄ６のスライシングレベルに対する
ディジタル配置（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ）の対応
に影響するからである。以下に説明するように、これら
の係数は、モデム２０およびディジタルモデム１０’の
訓練において、アナログ加入者ループに対し米連邦通信
委員会が課している国内電力規制を考慮して定められ
る。

【００３０】ここで、図６ａを参照しつつ、本発明の動
作の理論を詳述する。図６ａは、スペクトル整形機能２
４からの、スペクトル整形されビットマップトシンボル
ｘ_iを受ける、前置等化器機能２６を示す。前置等化器
機能２６は、シンボルｘ_iに対し線形関数ｃを適用し、
前置等化された記号シーケンスｚ_iを発生させるものと
して考えられ、このシーケンスは、（加入者ループＡＳ
Ｌに加えて、任意のアナログ送信および受信フィルタを
含む）通信チャネルＡＳＬへ印加される。チャネルＡＳ
Ｌは、ディジタルフィルタｆとしてモデル化される。雑
音ｎ_iが加わったチャネルＡＳＬの出力は

【外１】となり、これはコーデック２内のＡ／Ｄ６により受取ら
れる。このようにして、前置等化器機能２６の目的は、
出力信号

【外２】が、スペクトル整形を受けた記号ｘ_iの入力に極めて似
ているように線形関数ｃを適用することである。もしこ
れが実現されれば、信号

【外３】により表されるアナログレベルは、Ａ／Ｄ６のスライシ
ングレベルに極めてよく一致し、量子化雑音を最小化
し、従って、高いデータ速度の上りへの通信を可能にす
る。前置等化器機能２６の線形関数ｃが次のベクトルに
対応するものとする。

【００３１】

【数１】すると、前置等化器機能２６の出力における出力系列ｚ
_iは、次のように表される。

【００３２】

【数２】この表記法によれば、チャネルＡＳＬにおいて実現され
るフィルタ機能ｆは、次のように表される。

【００３３】

【数３】

【００３４】本発明の実施例によれば、前置等化機能２
６の線形フィルタｃにおける係数ｃ _iは、入力ビットス
トリームｘ_iと、電話局のＡ／Ｄ６に印加される出力信
号

【外４】と、の間の平均２乗エラーを最小化するように選択され
るべきである。さらに、チャネルＡＳＬを経て送信され
る信号ｚ_iの平均電力は、指定された最大平均送信電力
Ｅ_Tより低く維持されるべきである。本発明の実施例に
よれば、入力電力

【外５】は、最初に固定値

【外６】にセットされ、後にこの電力値

【外７】は、固定パフォーマンスレベル（またはビット誤り率）
に従い、送信データ速度を最大化するために変化せしめ
られる。この最小化は、本発明の実施例によれば、次の
式によるラグランジュ乗数の方法を用いて行われる。

【００３５】

【数４】

【００３６】この式は、和の第１項の送信信号と入力信
号とのエラーと、第２項の最大平均電力限度と、の最小
化を取り入れている。この式の最小化は、定数項をマト
リックス形式に書き換えることにより、また、チャネル
係数ｆ_iに関してではなく、前置等化器の線形関数係数
ｃ_iのみの関数として行われうる。図６ａのシステムに
おいて、前置等化器機能２６と、チャネルＡＳＬのフィ
ルタ機能と、の順序を交換しても、両フィルタが線形で
あるので、出力信号

【外８】は影響されないことが観察されるので、前記最小化は本
発明により行われうる。図６ｂは、この説明における用
語を定義する目的での、機能のこの交換を示す。図６ｂ
に示されているように、中間ベクトルｙは、入力ベクト
ルｘに対しチャネルＡＳＬのフィルタ機能ｆを適用した
ものに対応し、出力信号

【外９】は、中間信号系列ｙ_iに対し前置等化線形フィルタ関数
ｃを適用し、これに雑音ｎ_iの効果を加えたものに対応
する。要するに、以下のようになる。

【００３７】

【数５】または、マトリックス形式では、

【数６】ただし、

【数７】および

【数８】図６ｂに示されている交換アプローチを用いると、入力
系列ｘ_iと出力信号

【外１０】との間の平均２乗エラーは、次のようになる。

【００３８】

【数９】ただし、

【外１１】は、雑音の電力レベル

【外１２】に対応する。自己相関Ｒ_yyは、以下のように定められ
る。

【００３９】

【数１０】この式において、Ｒ_xxは、ｘの自己相関マトリックスで
あり、これは、スペクトル整形機能２４により適用され
るスペクトル整形技術に依存する。平均２乗エラーＭＳ
Ｅの前の式において、項ｒ _yxは、以下のものを意味す
る。

【００４０】

【数１１】ただし、〔Ｒ_xx〕_col=K+L+1は、自己相関マトリックス
Ｒ_xxの（Ｋ＋Ｌ＋１）番目の列である。

【００４１】最小化される前記の式Ｊ（ｃ，λ）におい
て、平均電力

【外１３】は、前置等化器の線形フィルタ関数ｃにより以下のよう
に表される。

【００４２】

【数１２】以上に基づき、最小化された式Ｊ（ｃ，λ）は、以下の
ように表される。

【００４３】

【数１３】微分して導関数を０と置くことにより極値について解く
と、次の式が得られる。

【数１４】

【００４４】この解はラグランジュ乗数λに関し、前置
等化器の線形フィルタ関数ｃについての１次方程式の組
をなす。乗数λは、次の平均電力制約の方程式から決定
されうる。

【００４５】

【数１５】

【００４６】フィルタ関数ｃについての１次方程式の組
を、ラグランジュ乗数λの決定と共に解くこれらのステ
ップは、ＤＳＰ１４のようなディジタル信号プロセッサ
を用いて、数値的に容易に行われうる。そのような数値
演算の例を、ここで詳細に説明する。

【００４７】この１次方程式の組の数値解の理解におい
ては、スペクトル的に平坦な入力の場合、すなわち、ス
ペクトル整形が適用されない（スペクトル整形機能２４
が存在しない）場合をまず考察すると有益である。この
場合には、入力信号ｘの自己相関マトリックスＲ_xxは単
位マトリックスＩとなる。エラー導関数の解（Ｒ_yy＋λ
Ｒ_xx）ｃ＝ｒ _yxは、その場合次のように簡単化される。

【００４８】

【数１６】また、最大電力方程式は、次のように簡単化される。

【数１７】

【００４９】自己相関マトリックスＲ_yyは、Ｒ_yy＝ＵＳ
Ｕ^Tの形に表される。ただし、Ｕはユニタリマトリック
スであり、Ｓは全て正のエントリ（特異値分解）を有す
る対角マトリックスである。エラー導関数の解の方程式
（Ｒ_yy＋λＩ）ｃ＝ｒ _yxは、以下のようになる。

【００５０】

【数１８】または、

【数１９】または、前置等化線形関数ｃについて解いて、

【数２０】

【００５１】Ｓは対角マトリックスである（λＩも、も
ちろんそうである）ので、逆（Ｓ＋λＩ）^-1は容易に得
られる。本発明に関連して、ｃの２−ノルムであるｃ ^T
ｃはλに反比例することが観察されており、その結果、
平均電力限度方程式ｃ ^T ｃ＝Ｅ_Tを満足するλの値を数値
的に求めることは容易であり、（マトリックスＳは、次
元（２Ｋ＋１）²のものであるので）最適のλは実数行
の（２Ｋ＋２）個の部分（（２Ｋ＋２）ｓｅｃｔｉｏｎ
ｓｏｆｔｈｅｒｅａｌｎｕｍｂｅｒｌｉｎ
ｅ）から選択されなければならないことがわかる。

【００５２】しかし、上述のように、モデム２０からの
信号の送信にスペクトル整形機能２４を含める方が、チ
ャネル応答への入力信号のスペクトルを前置整形するた
めに遥かに好ましい。この場合には、自己相関マトリッ
クスＲ_xxは単位マトリックスＩに等しくない。以下に説
明するように、本発明によれば、関数Ｊ（ｃ，λ）の微
分により解かれるべき１次方程式の組も、同様にして簡
単化されることがわかった。

【００５３】マトリックスＲ_xxは、自己相関マトリック
スであるので、コレスキー分解により表すことができ、
すなわちＲ_xx＝ＧＧ^Tであり、ただしＧは、正の対角エ
ントリを有する下部三角マトリックスである。前記エラ
ー項の方程式（Ｒ_yy＋λＲ_xx）ｃ＝ｒ _yxについては、容
易に次のように決定しうる。

【００５４】

【数２１】この式を、ｂ＝Ｇ^T ｃおよびａ＝Ｇ^-1 ｒ _yxを用いて簡単
化すると、次の式が得られる。

【数２２】Ｅ_T＝ｃ ^TＲ_xx ｃのこのスペクトル整形された場合におけ
る、平均電力制約の関係は、次のように書き換えられ
る。

【数２３】これら２つの方程式は、スペクトルが平坦な場合の以下
の式と同じ形のものである。

【数２４】および

【数２５】従って、特異値分解によって解くのに適している。

【００５５】以下の説明から明らかになるように、本発
明の実施例による訓練シーケンスは、ＩＳＰ１０のディ
ジタルモデム１０’において測定される、自己相関マト
リックスＲ_yyおよび相互相関ベクトルｒ _yxの推定を与え
る。さらに、ディジタルモデム１０’は、スペクトル整
形機能２４のスペクトル整形パラメータを知り、自己相
関マトリックスＲ_xxはそれらから発生せしめられうる。
さらに、訓練シーケンスは、ネットワークコーデックに
おけるＡ／Ｄ変換のサンプリングレベルおよびサンプリ
ング回数の信頼性のある推定を得るために用いられう
る。そのわけは、これらの量を知ることは、量子化エラ
ーを最小化するために必要とされるからである。

【００５６】図４を再び参照すると、モデム２０内の前
置等化フィルタ機能２６からのディジタル信号出力は、
次にディジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）２８へ印加さ
れる。ＤＡＣ２８は、前置等化フィルタ機能２６から印
加されたディジタル信号に基づいてアナログ信号を供給
し、このアナログ信号は、パルス符号変調（ＰＣＭ）信
号に効果的に変調されている。このアナログ信号は、次
にアナログ加入者ループＡＳＬへ駆動され、アナログ加
入者ループＡＳＬにはコーデック２が接続されている。

【００５７】コーデック２、またはさらに詳しくいうと
電話局ＣＯにあるコーデック２を含むラインカードは、
本技術分野において従来から行われているようにエイリ
アス除去フィルタ３０を含み、これにＡ／Ｄ機能６が続
き、この機能はＰＣＭアナログレベルをディジタルワー
ドの系列に変換する。本技術分野において公知のよう
に、また上述のように、Ａ／Ｄ機能６は、例えば８ｋＨ
ｚの周波数で、入来ＰＣＭ変調信号をサンプリングし、
それぞれのサンプリングされた振幅を、あらかじめ選択
されたスライシングレベルと比較し、サンプリングされ
たアナログ振幅に最も近いスライシングレベルに対応す
るディジタル出力を発生する。これらのディジタルワー
ドは、図４に示されているように、ディジタルトランク
ＤＴを経て、ＩＳＰ１０のディジタルモデム１０’へ伝
達される。

【００５８】ディジタルモデム１０’内には、逆スペク
トル整形機能３４が配置され、これは、モデム２０内の
スペクトル整形機能２４の効果を補償するディジタル機
能である。ディジタルモデム１０’は、さらに逆ビット
マッピング機能３６を含み、これは、モデム２０内のビ
ットマッピング機能２２の動作の逆を行い、それにより
ディジタル信号の正しい配列を回復する。逆スペクトル
整形機能３４および逆ビットマッピング機能３６の動作
は、テキサスインスツルメンツ社から入手しうるＴＭＳ
３２０ｃ６ｘクラスのＤＳＰの能力に対応する能力を有
するＤＳＰのような、ディジタル信号処理回路により、
容易に行われうるディジタル動作である。その結果、逆
ビットマッピング機能３６の出力は、モデム２０へ供給
された入力ビットストリームの忠実な再生を与える。

【００５９】次に図７および図８を参照しつつ、特に図
４に示されている前置等化ディジタルフィルタ機能２６
により用いられる係数の整定において、モデム２０を訓
練する方法を詳細に説明する。

【００６０】図７は、本発明の実施例によるモデム訓練
動作の実行（これは、図８に関連して後述される）にお
ける、モデム２０、電話局ＣＯ、およびＩＳＰのディジ
タルモデム１０’、の機能配置を示す。図７に示されて
いるように、モデム２０は、訓練シーケンスを発生し、
アナログ加入者ループＡＳＬへ印加する機能を含む。モ
デム２０が発生する訓練シーケンスは、ｖ．９０により
モデム接続の確立に用いられうる従来のモデム訓練シー
ケンスに対応したものでありうる。一般に、そのような
訓練シーケンスは、擬似ランダムシーケンスの発生に対
応する。もちろん、ディジタルモデム１０’もまた、こ
の訓練シーケンスを知っていなければならないので、こ
の訓練シーケンスは純粋にランダムではありえず、ラン
ダムネスの外観を与える予測可能シーケンスである。図
７が示しているように、ビットマッピング機能２２、ス
ペクトル整形機能２４、および前置等化フィルタ機能２
６は、送信機能３８に関するモデム２０により行われな
いが、アナログ加入者ループＡＳＬを経ての前記シーケ
ンスの通信に必要なそのような変調およびエンコーディ
ング機能（図示せず）は、もちろん行われる。

【００６１】電話局ＣＯのコーデック２は、図４に示し
た通常通信の場合におけるように、エイリアス除去フィ
ルタ３０およびＡ／Ｄ６を含む。コーデック２は、前と
同様に、ディジタルトランクＤＴを経て、ＩＳＰ１０の
ディジタルモデム１０’と通信する。

【００６２】本発明の実施例による訓練動作において、
ディジタルモデム１０’は、適応等化器プロセス４０を
行い、これは、モデム２０内の事前等化機能２６の係数
を計算するための、ある相関ベクトルの推定を含む。あ
るいは、制約されたＬＭＳ形アルゴリズムを用いて適応
等化器機能４０の動作を調整し、それにより動的等化を
行うことができる。いずれの場合においても、図８に示
されている訓練動作においては、ディジタルモデム１
０’は、逆スペクトル整形機能３４および逆ビットマッ
ピング機能２６（図４）を含まない。

【００６３】ここで図８を参照しつつ、本発明の実施例
によるモデム２０の訓練における、ディジタルモデム１
０’と関連してのモデム２０の動作の方法を説明する。
図８に示されているように、クライアントモデム２０お
よびディジタルモデム１０’はそれぞれ、動作の流れに
従って、しかし相互に協働して動作する。図８に示され
ているように、この方法は、モデム２０が、ＩＳＰ１０
との接続と、この接続を行うプロトコルと、を確立する
プロセス４４を行うことにより開始される。一般に、プ
ロセス４４は、電話局ＣＯを経てのモデム２０とＩＳＰ
１０との間の接続を行う、ダイアルアップ動作または他
のログオンプロセスを含む。ディジタルモデム１０’も
同様に、その接続およびプロトコルの確立機能６０を、
この点に関しモデム２０により送信された信号と協働し
て行う。プロセス４４、６０は、所望の接続が、図４に
機能的に示されている本発明の実施例に対応するタイプ
のものであることを、モデム２０がプロセス４４、６０
中のある段階で表示することを除けば、従来の技術によ
り行われる。この表示に応答して、ディジタルモデム１
０’はプロセス６２を行い、それにより、適応等化器機
能４０はイネーブルされるので、以下に説明するよう
に、前置等化係数が定められうる。

【００６４】プロセス４６においては、モデム２０内の
訓練シーケンス送信機能３８が、アナログ加入者ループ
ＡＳＬを経、電話局ＣＯのコーデック２を経て、訓練シ
ーケンスを（ＰＣＭ変調様式で）送信する。上述のよう
に、この訓練シーケンスは、チャネル特性の正確な推定
が行われるように、好ましくは、チャネル帯域幅を超え
た周波数を有する擬似ランダムシーケンスとする。この
訓練シーケンスは、コーデック２内のＡ／Ｄ６によるア
ナログディジタル変換の後に、ディジタルモデム１０’
内の適応等化器４０により受信される。適応等化器４０
は、本発明の実施例に関して以下に説明するように、訓
練シーケンスの知識に基づき、本質的に、この信号のた
めの周波数等化関数を計算する。

【００６５】さらに詳述すると、適応等化器機能４０は
図８のプロセス６６に対応し、このプロセスでは、ディ
ジタルモデム１０’が、適応等化器機能４０の等化係数
をセットする。図６ｂに示されているように、前置等化
フィルタが（図７および図８の訓練動作の場合における
ように）送信に含まれていない場合は、等化係数は線形
フィルタ関数ｃに対応し、これは、訓練シーケンスの後
の通常の通信において、図４のモデム２０内の前置等化
機能２６のために次に用いられるフィルタ関数と同じも
のである。このようにして、プロセス６６における等化
係数の決定においては、前置等化フィルタ関数ｃの係数
が決定される。次に、図９を参照しつつ、プロセス６６
を行う際のディジタルモデム１０’の動作を、スペクト
ル整形が適用される本発明の実施例に関し詳述する。

【００６６】さらに、プロセス６６は、以下に説明する
ように、加入者ループＡＳＬにおいて使用可能な最適ビ
ットレートを決定するために用いられうる。一般に、ビ
ット誤り率（例えば、１０^-5または１０^-6）は、適切な
通信規格により指定され、そのようなわけで、通信リン
クの訓練においては、指定された誤り率内においてデー
タ速度を最大化することが所望される。本発明のこの実
施例においては、プロセス６６は、前置等化フィルタ機
能２６の双方の係数ｃを反復法により確立し、また指定
された誤り率内における最大ビットレートを決定し、そ
れらから、送信コンスタレーションが決定されうる。

【００６７】ここで図９を参照すると、プロセス６６は
プロセス７６から始まり、プロセス７６においては、デ
ィジタルモデム１０’が、送信において適用されるべき
公知のスペクトル整形特性から、自己相関マトリックス
Ｒ_xxを導き出す。ディジタルモデム１０’は次に、好ま
しくはディジタル信号プロセッサルーチンの実行によ
り、プロセス７８を実行し、自己相関マトリックスＲ_xx
のコレスキー分解を行う。本技術分野において公知のよ
うに、コレスキー分解は、与えられたマトリックスを、
下部三角マトリックスと、その転置マトリックスとの積
に分解する。この場合、コレスキー分解プロセス７８
は、自己相関マトリックスＲ_xxに基づき、次のようにマ
トリックスＧを導き出す。

【００６８】

【数２６】

【００６９】以下に説明するように、下部三角マトリッ
クスＧは、フィルタ関数ｃの解に用いられる。プロセス
７６、７８は、公知の入力シーケンスに基づきあらかじ
め解かれ、その結果は、ディジタルモデム１０’のメモ
リ内に記憶されるか、または初期化中に入力エネルギー
の初期推定

【外１４】と共にディジタルモデム１０’へ伝達される。

【００７０】あるいは、モデル化により、たとえもしス
ペクトル整形が実際に用いられるとしても、送信のスペ
クトルは平坦であるという仮定を用いて、プロセス６６
を行いうることが観察された。そのようなモデル化は、
この仮定から生じるエラーが許容しうることを示す。も
しそうであれば、プロセス６６において必要な計算は著
しく削減される。計算の複雑さのこの削減は、スペクト
ルが平坦な場合には、自己相関マトリックスＲ_xxが単位
マトリックスＩに等しくなり、従ってコレスキー分解プ
ロセス７８を行う必要がなくなることによる。

【００７１】再び図９を参照すると、ディジタルモデム
１０’は次に、プロセス８０を行って、自己相関マトリ
ックスＲ_yyおよび相互相関ベクトルｒ _yxを、受信され、
かつ期待されるシーケンスと比較される、擬似ランダム
訓練シーケンスの測定から推定する。プロセス８０にお
いて行われるこれらの推定は、本技術分野においては従
来からのものであり、それゆえ従来技術により行われう
る。

【００７２】分解されたマトリックスＧ（および容易に
決定されるその逆Ｇ^-1および転置マトリックスＧ^T）と
組合わされた、自己相関マトリックスＲ_yyおよび相互相
関ベクトルｒ _yxは、次にプロセス８２においてディジタ
ルモデム１０’により用いられ、プロセス８２において
は、エラー項が、少なくとも線形関数の係数ｃを駆動す
るために、λに関して解かれる。動作の理論の説明にお
いて上述したように、このスペクトル整形の場合には、
プロセス８２において求められる解は、以下の式の解に
対応する。

【００７３】

【数２７】または、ｂ＝Ｇ^T ｃおよびａ＝Ｇ^-1 ｒ _yxを用いて書き換
えた、

【数２８】

【００７４】スペクトルが平坦な場合に関し上述したよ
うに、このエラー項は、単一値分解技術により容易に解
かれうる。従って、プロセス８２の実行は、線形関数の
係数ｃとλとの間の関係を与える。

【００７５】ディジタルモデム１０’は次に、プロセス
８４、８６を行って、指定された最大平均送信電力レベ
ルＥ_Tに基づき、スカラーλの適正な値を決定する。上
述のように、積ｃ ^T ｃは、λと共に単調に減少すること
が観察されている。本発明の実施例によれば、プロセス
８４は、複数の選択されたλの値であるλ₁、λ₂、など
の系列を求めるために、次の最小エラー方程式を評価す
る。

【００７６】

【数２９】

【００７７】プロセス８４の評価から得られた線形関数
の係数ｃの組は、次にプロセス８６において、次の方程
式により評価される。

【００７８】

【数３０】

【００７９】次に、最大平均電力限度Ｅ_Tに最も近い
（しかしこれを超えない）電力値Ｅを与える特定のλ_k
の値が、対応する線形関数の係数ｃの組と同様に、プロ
セス８６において選択される。

【００８０】あるいは、λおよび線形関数の係数ｃを決
定するこれらの方程式の解は、λの正しい値を決定する
ために、すなわち、積ｃ ^T ｃが最大電力レベルＥ_Tに等し
い場合のために、プロセス８２のエラー項の結果の回帰
により行われうる。

【００８１】いずれの場合においても、決定された線形
関数の係数ｃは、次に、加入者ループＡＳＬを経て使用
しうる送信ビットレートを決定するために用いられる。
この点に関し、ディジタルモデム１０’はプロセス８８
を行い、下記の前述の方程式により決定された線形関数
の係数ｃを用いて、チャネルにおける平均２乗エラー
（ＭＳＥ）を評価する。

【００８２】

【数３１】このＭＳＥの評価においては、入力エネルギーの現在の
推定

【外１５】が、チャネルの雑音エネルギーの測度

【外１６】と共に用いられる。

【００８３】プロセス８８においてＭＳＥを決定する
と、ディジタルモデム１０’は次に、プロセス９０にお
いて、指定された誤り率のために、隣接する配置点（ｃ
ｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎｐｏｉｎｔｓ）の間のユー
クリッド距離ｄ_minを解く。本技術分野において公知の
ように、変調信号の復調におけるエラーの確率は、信号
内の雑音と、振幅(または、位相および振幅)スペクトル
内の隣接する点の間の近さと、に依存する。ＰＣＭの場
合には、ユークリッド距離ｄ_minは、単に隣接するスラ
イシングレベルの間の差である。本発明の実施例によれ
ば、プロセス９０は、ディジタルモデム１０’により、
次のエラー確率Ｐ（ｅ）の方程式を評価することによっ
て行われる。

【００８４】

【数３２】ただし、エラー確率Ｐ（ｅ）は、指定されたレベル（例
えば、１０^-5または１０ ^-6）にセットされ、関数Ｑは次
のように定義される。

【数３３】また、

【数３４】である。

【００８５】プロセス９０においてユークリッド距離ｄ
_minが得られると、ディジタルモデム１０’は次に、プ
ロセス９２を実行して、入力エネルギーの現在の推定

【外１７】と、雑音レベルＭＳＥから得られたユークリッド距離ｄ
_minと、プロセス９０において指定されたビット誤り率
と、のために使用可能なビットレートを得る。次に、デ
ィジタルモデム１０’は判断９３を行って、推定入力エ
ネルギー

【外１８】の追加の反復が解析され続けられるべきかどうかを決定
し、もし解析され続けられるべきであれば（判断９３は
ＹＥＳ）、推定入力エネルギー

【外１９】は、（例えば、追加のビットレートを使用しうるかどう
かを決定することにより）プロセス９４において所望さ
れるように調整され、プロセス６６は、プロセス７６か
ら開始して繰返される。

【００８６】プロセス６６の反復解は、代わりのアプロ
ーチにより能率化されうる。例えば、方程式

【数３５】は、σの値が、わずかなレベルの平均２乗エラーＭＳＥ
の場合には、ランダムノイズにより支配されることを示
す。この場合は、付加的なＭＳＥは許容されうる。その
わけは、その値が増加しても、σの値にほとんど反映さ
れないからである。従って、プロセス６６の反復性は、
単に推定入力エネルギー

【外２０】を、プロセス８８において決定されたＭＳＥがほぼ雑音
エネルギー

【外２１】に等しくなるまで（換言すれば、ＭＳＥがかなりの要素
となるまで）、増加させることにより実現されうる。こ
れは、推定入力エネルギー

【外２２】のそれぞれの反復において、プロセス９０、９２を行う
必要をなくす。

【００８７】入力エネルギー

【外２３】の所望の反復が完了すると（判断９３がＮＯになる
と）、ビットレートがプロセス９２の最後の反復から決
定され、プロセス６６は完了する。この段階において、
前置等化フィルタ機能２６における線形関数の係数ｃ
は、チャネルにおける使用可能なビットレートと同様に
決定される。これらのパラメータは、次にモデム２０の
動作を確立するために用いられうる。従って、ディジタ
ルモデム１０’は次に、図８のプロセス６８において、
これらの等化器係数ｃをモデム２０へ送信する。ディジ
タルモデム１０’は次に、その適応等化器機能４０をデ
ィスエーブルし、通常の通信を待つ。

【００８８】図８をさらに参照すると、モデム２０は、
プロセス４８において、ディジタルモデム１０’から等
化係数、または線形フィルタ関数ｃを受信する。ビット
マッピング機能２０（図４）において用いられるべき信
号配置（ｓｉｇｎａｌｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ）
の設計は、入力エネルギー

【外２４】の選択と、プロセス６６（図９のプロセス９２）におい
て決定された対応する最小距離ｄ_minと、に基づく。選
択される信号配置は、それぞれの記号内において送信さ
れるべきビットの数に対応し、それは、本発明の実施例
においては、送信される２５６個の使用可能なレベル
の、Ａ／Ｄスライシングレベルの数を決定する。例え
ば、もしプロセス５２の信号配置設計が、それぞれの記
号内に６ビットが具備されるべきことを示せば、この信
号配置は、入力ビットストリーム内のそれぞれの６ビッ
トのグループを、６４個の可能なアナログＰＣＭレベル
の１つにマッピングするように定められうる。もちろ
ん、訓練中に測定された送信チャネルの雑音およびひず
み特性に依存するプロセス５２の結果として、もっと多
くの、またはもっと少ないビットが、シンボル毎に具備
されることもありうる。

【００８９】ここで、図１０ａおよび図１０ｂに関連し
て、プロセス５０および５２の効果を説明する。図１０
ａは、チャネルに存在する効果が、帯域制限による周波
数のロールオフのみであると仮定したときの、典型的な
ＡＳＬチャネルの周波数特性ｆを示す。この特性から明
らかなように、ある量のロールオフが高い周波数および
低い周波数に存在する。上述のように、典型的なＡＳＬ
チャネルは、完全な４ｋＨｚの帯域幅を与えず、図１０
ａから明らかなように、約３．３ｋＨｚまでの有用な帯
域幅を与える。この減少した帯域幅は、図８および図９
に関連して上述した訓練プロセス中に測定される。図５
ｂに関連して上述したように、入力信号のスペクトル整
形は、図１０ａの帯域制限されたチャネル特性により送
信されるデータの信頼性を高めるために役立ちうる。前
置等化フィルタ機能２６のみの適用は、図１０ｂに示さ
れているように、前置等化フィルタ機能２６の出力（図
６ａ参照）に、信号ｚを発生する。この信号ｚは、図１
０ａに示されているチャネル周波数特性ｆのロールオフ
に逆らうように、周波数の両端部において比較的高い利
得を有する。

【００９０】本発明の実施例によれば、入力信号は上述
のように、スペクトル整形の使用により帯域幅の端部の
振幅を制限される。このスペクトル整形の効果は、低い
周波数および高い周波数における信号の振幅を減少させ
ることである。この減少の効果は、図１０ｂの周波数特
性信号ｚ’により定量的に示されている。しかし、上述
のように、平均送信電力は、あるスレショルドＥ_Tに、
またはそれ以下に、保たれなければならない。端部の周
波数における電力の減少は、図１０ｂの周波数特性信号
ｚ’’により示されているように、電力の制約をなお満
たしつつ、全周波数にわたってのエネルギー利得の増加
を可能にする。

【００９１】スペクトル整形のこの考察の結果として、
入力信号の全体的電力を増加させることができ、信頼性
のあるデータ送信をなお行いつつ、より高いデータ速度
が得られる。本発明の実施例によれば、特定のモデムア
プリケーションにおいて、スペクトル整形を伴う前置等
化利得と、入力電力との間のトレードオフが最適化され
うるので、ある柔軟性も得られる。いずれの場合におい
ても、図４のスペクトル整形機能２４が用いられ且つプ
ロセス５０および５２において適正な電力利得および信
号配置が計算される本発明の実施例により与えられるＳ
Ｎ比は、従来の技術のそれよりも改善されている。

【００９２】次に、プロセス５４においては、モデム２
０は、前置等化フィルタ機能２６（図４）の係数を、プ
ロセス６６において決定された線形フィルタ特性ｃにセ
ットする。上述のように、プロセス６６は、この特性ｃ
を、最大電力レベルＥ_Tを考慮して、また恐らくはスペ
クトル整形の効果をも考慮して決定する。本発明の実施
例によれば、前置等化フィルタ機能２６はＦＩＲフィル
タとして実現され、ＦＩＲフィルタにおいては、線形フ
ィルタ特性ｃは、このフィルタの係数に直接関係する。

【００９３】プロセス５４の後、プロセス５６において
モデム２０は、プロセス５２において選択されたビット
マッピングをディジタルモデム１０’へ送信する。ディ
ジタルモデム１０’はこれを受信すると、それに応じ
て、プロセス７２において、その逆ビットマッピング係
数をセットする。モデム２０およびディジタルモデム１
０’の構成は、それらの間の機能動作が、それらの間の
チャネルの特性を考慮して図４に示されている機能動作
に対応するように、ここで完成する。次に、図８のプロ
セス５８、７４に示されているように、通常の上りへの
トラヒックが、モデム２０からディジタルモデム１０’
へ送信されうる。

【００９４】通常の上りへのトラヒックが確立された時
は、チャネル特性を周期的にモニタし、また、受信信号
と、対応する復調データと、の間のエラーに基づき、前
置等化機能の係数を調整することが望ましい。そのよう
なモニタリングおよび係数の調整は、加入者ループを経
ての、ディジタルモデム１０’からクライアントモデム
２０へのエラーベクトルの通信に伴う、最小２乗平均解
析により行われうる。

【００９５】本発明の実施例によれば、Ｖ．９０勧告の
ような従来のモデム規格による上りへのトラヒックの送
信において、著しい利益が得られる。まず、本発明は、
主として、電話局のＡ／Ｄ変換における量子化雑音の効
果を避けることにより、従来の技術により可能であった
上りへのデータ速度よりも改善されたそれを提供する。
これは、変換のスライシングレベルに極めて近いレベル
で電話局のＡ／Ｄ変換器により受信されるＰＣＭレベル
を送信しうる、クライアントモデムにより実現され、信
号はチャネルのひずみ効果がわかるように前置等化され
る。さらに、本発明は、上りへのトラヒックが最適の電
力レベルで送信されうるようにし、従って、送信のＳＮ
比をさらに改善する。その結果、上りへのトラヒックの
データ速度は、増加するように考慮される。この点に関
し、本発明の実施例のシミュレーションは、１００１個
のタップを有する前置等化ＦＩＲディジタルフィルタを
用い、６０ｄＢのＳＮ比と、１０^-5ないし１０^-6ＳＥＲ
の程度の誤り率と、において、５０．６ｋｂｐｓの上り
へのビットレートに到達しうることを示した。このよう
なパフォーマンスは、従来の上りへの送信よりもかなり
改善されている。

【００９６】本発明を、その実施例により説明してきた
が、これらの実施例に対してはもちろん改変および代替
物が考えられ、本発明の利点および利益を得るそのよう
な改変および代替物は、本明細書およびその図面を参照
した当業者にとっては明らかであろう。そのような改変
および代替物は、特許請求の範囲により定められる本発
明の範囲内に属するように考慮されている。

【００９７】以上の説明に関し更に以下の項を開示す
る。（１）電話局へのアナログ通信と、該電話局からインタ
ネットサービスプロバイダへのディジタル通信と、を含
む上りへの通信を、送信チャネルを経て前記インタネッ
トサービスプロバイダへ送信するモデムであって、ホス
トコンピュータに結合するインタフェース機能と、電話
線に結合するアナログ回路と、前記インタフェース機能
からディジタルビットストリームを受取るために前記イ
ンタフェース機能に結合し、かつ前記アナログ回路に結
合したディジタル信号処理回路と、を含み、該ディジタ
ル信号処理回路が、前記受取ったディジタルビットスト
リームを、前記電話局において用いられるアナログディ
ジタル変換のスライシングレベルに対応する信号配置に
マッピングして、マッピングしたディジタルシンボルの
系列を発生する、ビットマップ機能と、前記送信チャネ
ルの応答に対応し且つ最大平均送信電力限度に対応する
前置等化ディジタルフィルタを、前記マッピングしたデ
ィジタルシンボルに適用する前置等化ディジタルフィル
タ機能と、を含む、前記モデム。

【００９８】（２）前記プログラム可能ディジタル信号
処理回路が、前記送信チャネルの応答により、前記マッ
ピングしたディジタルシンボルの系列の低い周波数成分
と高い周波数成分とを前置整形するスペクトル整形機
能、をさらに含む、第１項に記載のモデム。

【００９９】（３）前記ディジタル信号処理回路が、プ
ログラム可能ディジタル信号プロセッサ集積回路を含
む、第２項に記載のモデム。（４）前記ビットマップ機能、前置等化ディジタルフィ
ルタ機能、およびスペクトル整形機能が、対応するプロ
グラムルーチンを実行する前記ディジタル信号プロセッ
サ集積回路により行われる、第３項に記載のモデム。

【０１００】（５）前記アナログ回路が、前記フィルタ
されたディジタル信号を、パルス符号変調（ＰＣＭ）ア
ナログ信号として変調する回路を含む、第１項に記載の
モデム。（６）前記ビットマップ機能が、前記受取ったディジタ
ルビットストリームを、前記電話局において使用可能な
アナログディジタル変換スライシングレベルの部分集合
に対応する信号配置にマッピングする、第１項に記載の
モデム。

【０１０１】（７）ディジタル信号をホストコンピュー
タからインタネットサービスプロバイダへ送信チャネル
を経て通信する方法において、該送信チャネルが、前記
ホストコンピュータに関連するクライアントモデムと電
話局との間にアナログ加入者ループを含み、また、前記
電話局と前記インタネットサービスプロバイダのディジ
タルモデムとの間にディジタルトランクを含み、前記方
法が、ディジタル信号ビットストリームを、アナログデ
ィジタル変換のスライシングレベルに対応する信号配置
により、マッピングしたディジタルシンボルの系列にビ
ットマッピングするステップと、前記マッピングしたデ
ィジタルシンボルの系列に、前記送信チャネルの応答
と、最大平均送信電力限度と、により定められる前置等
化ディジタルフィルタ機能を適用するステップと、前記
フィルタされたマッピングしたディジタルシンボルを、
パルス符号変調（ＰＣＭ）アナログ信号に変調するステ
ップと、前記ＰＣＭアナログ信号を、前記アナログ加入
者ループを経て送信するステップと、前記電話局におい
て、前記アナログディジタル変換スライシングレベルを
用い、前記ＰＣＭアナログ信号の、変換ディジタル信号
へのアナログディジタル変換を行うステップと、前記変
換ディジタル信号を前記ディジタルモデムへディジタル
トランクを経て送信するステップと、前記インタネット
サービスプロバイダにおいて、前記マッピングステップ
において用いられた前記信号配置による逆ビットマッピ
ング機能を適用し、前記ディジタル信号ビットストリー
ムを再生するステップと、を含む、前記方法。

【０１０２】（８）前記前置等化器フィルタ機能が、デ
ィジタル信号処理回路により行われるディジタルフィル
タに対応する、第７項に記載の方法。（９）前記ディジタルフィルタが、前記ディジタルモデ
ムにより受信された信号と既知の送信信号との間のエラ
ーの測度と、送信電力と前記最大平均送信電力限度との
間の差の測度と、の和の最小化により定められる係数の
系列を有する、第８項に記載の方法。

【０１０３】（１０）前置等化ディジタルフィルタ機能
を適用する前記ステップの前に、スペクトル整形機能を
前記マップトディジタル記号に適用して、その低い周波
数成分および高い周波数成分を事前整形するステップ、
をさらに含む、第７項に記載の方法。

【０１０４】（１１）前記インタネットサービスプロバ
イダにおいて、逆ビットマッピング機能を適用する前記
ステップの前に、受信された変換ディジタル信号に対し
逆スペクトル整形機能を適用するステップ、をさらに含
む、第１０項に記載の方法。

【０１０５】（１２）前記ビットマッピングステップ
が、前記ディジタル信号ビットストリームを、アナログ
ディジタル変換を行う前記ステップにおいて用いられる
前記アナログディジタル変換スライシングレベルの部分
集合にマッピングする、第７項に記載の方法。（１３）前記前置等化フィルタ機能を訓練するステッ
プ、をさらに含む、第７項に記載の方法。

【０１０６】（１４）前記訓練ステップが、前記ディジ
タルモデムの適応等化器機能をイネーブルするステップ
と、所定の訓練シーケンスを、前記クライアントモデム
から前記ディジタルモデムへ送信するステップと、前記
ディジタルモデムにおける前記所定の訓練シーケンスの
受信に応答して、該受信訓練シーケンスと前記所定の訓
練シーケンスとの間のエラーの測度と、送信電力と前記
最大平均送信電力限度との間の差の測度と、の和の最小
化に対応する前記適応等化器機能の係数を決定するステ
ップと、前記適応等化器機能の前記係数を前記クライア
ントモデムへ通信するステップと、を含む、第１３項に
記載の方法。

【０１０７】（１５）前記適応等化器機能の係数を決定
する前記ステップが、前記受信訓練シーケンスの自己相
関マトリックスを推定するステップと、前記受信訓練シ
ーケンスと前記所定の訓練シーケンスとの、相互相関ベ
クトルを推定するステップと、前記適応等化器機能の前
記係数と電力スカラーとの間の関係を得るために、エラ
ー方程式およびエネルギー制約方程式を、前記推定され
た自己相関マトリックスおよび相互相関ベクトルを用い
て解くステップと、指定されたパフォーマンスレベルに
おける最大送信ビットレートに対応する前記電力スカラ
ーの値を反復法により決定するステップと、前記得られ
た関係から、前記最大送信ビットレートに対応する前記
電力スカラーの前記値に対する前記適応等化器機能の前
記係数を確認するステップと、を含む、第１４項に記載
の方法。

【０１０８】（１６）前記解くステップの前に、スペク
トル整形機能に対応する入力自己相関マトリックスを得
るステップと、前記入力自己相関マトリックスのコレス
キー分解を行うステップと、をさらに含み、前記解くス
テップが、前記コレスキー分解ステップの結果を用いて
行われる、第１５項に記載の方法。

【０１０９】（１７）インタネットサービスプロバイダ
（ＩＳＰ）１０への、電話局（ＣＯ）内のコーデック２
を経ての、改善されたデータ速度の上りへの通信の能力
を有する、クライアント側モデム２０を開示する。開示
されているモデム２０は、上りへの通信において、ディ
ジタルワードが、電話局のコーデック２内のアナログデ
ィジタル変換回路（Ａ／Ｄ）６のスライシングレベルに
マッピングされるように、ディジタルデータに対しビッ
トマッピング機能２２を行うディジタル信号プロセッサ
（ＤＳＰ）１４を含む。さらに、ビットマッピング機能
２２は、好ましくは、ディジタル信号を、それぞれの記
号がＡ／Ｄ６のスライシングレベルの数により定められ
る最大値よりも少ないビットを有する前記記号にマッピ
ングする。前置等化フィルタ機能２６は、（訓練プロセ
ス中に測定された）近似的逆チャネル応答フィルタを、
マッピングしたディジタルデータに適用し、平均送信電
力の最大値指定の考慮のもとに、分散性アナログ加入者
ループ（ＡＳＬ）における送信データ速度を最大化す
る。この補償の結果として、コーデック２により受信さ
れるアナログ信号は、量子化雑音が低レベルであり、従
って上りへのより高いデータ速度を可能にするディジタ
ル形式に変換される。また、チャネル特性による、ＤＳ
Ｐ１４における送信スペクトル整形２４は、上りへの速
度をさらに増加させるために用いられうる。

【図面の簡単な説明】

【図１】最新の公衆電話交換網を経てディジタル通信を
行う電話機およびモデムの、従来の接続のブロック形式
での電気的ダイアグラムである。

【図２】最新の公衆電話交換網を経ての、コンピュータ
およびモデムのインタネットサービスプロバイダへの従
来の接続の、ブロック形式での電気的ダイアグラムであ
る。

【図３】本発明の実施例により構成されたクライアント
モデムの、ブロック形式での電気的ダイアグラムであ
る。

【図４】本発明により構成されたクライアントモデム
と、電話局のコーデックと、インタネットサービスプロ
バイダにありうるようなディジタルモデムと、の組合せ
により、通常の上りへの通信において行われる機能を示
す機能図である。

【図５】ａおよびｂは、モデムと電話局との間の典型的
な加入者ループチャネルの、インパルス応答および周波
数応答のそれぞれを示すプロットであり、ｃは、本発明
の実施例により上りへの通信において用いられる、スペ
クトル整形フィルタの典型的な周波数応答を示すプロッ
トである。

【図６】ａおよびｂは、本発明の実施例による前置等化
の動作の名称および理論を示すブロック図である。

【図７】本発明の実施例により図４の訓練シーケンスを
行う場合に、クライアントモデムと、電話局のコーデッ
クと、ディジタルモデムと、の組合せにより行われる機
能を示す機能図である。

【図８】本発明の実施例によるクライアントモデムとデ
ィジタルモデムとの間のモデム接続の訓練における、本
発明の実施例の動作を示すフローダイアグラムである。

【図９】本発明の実施例によるクライアントモデムとデ
ィジタルモデムとの間のモデム接続の訓練において行わ
れる、前置等化器の係数を決定するプロセスの動作を示
すフローダイアグラムである。

【図１０】ａは、典型的チャネルの周波数特性であり、
ｂは、本発明の実施例による前置等化フィルタ機能の出
力の周波数特性である。

【符号の説明】

２コーデック６Ａ／Ｄ機能１０インタネットサービスプロバイダ（ＩＳＰ）１０’ ディジタルモデム１２入出力インタフェース回路１４ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）１６アナログフロントエンド（ＡＦＥ）装置１８データアクセス（ＤＡＡ）装置２０モデム２２ビットマッピング機能２６前置等化フィルタ機能ＡＳＬアナログ加入者ループＣＯ電話局ＤＴディジタルトランク

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】電話局へのアナログ通信と、該電話局か
らインタネットサービスプロバイダへのディジタル通信
と、を含む上りへの通信を、送信チャネルを経て前記イ
ンタネットサービスプロバイダへ送信するモデムであっ
て、ホストコンピュータに結合するインタフェース機能と、電話線に結合するアナログ回路と、前記インタフェース機能からディジタルビットストリー
ムを受取るために前記インタフェース機能に結合し、か
つ前記アナログ回路に結合したディジタル信号処理回路
と、を含み、該ディジタル信号処理回路が、前記受取ったディジタルビットストリームを、前記電話
局において用いられるアナログディジタル変換のスライ
シングレベルに対応する信号配置にマッピングして、マ
ッピングしたディジタルシンボルの系列を発生する、ビ
ットマップ機能と、前記送信チャネルの応答に対応し且つ最大平均送信電力
限度に対応する前置等化ディジタルフィルタを、前記マ
ッピングしたトディジタルシンボルに適用する前置等化
ディジタルフィルタ機能と、を含む、前記モデム。
【請求項２】ディジタル信号をホストコンピュータか
らインタネットサービスプロバイダへ送信チャネルを経
て通信する方法において、該送信チャネルが、前記ホス
トコンピュータに関連するクライアントモデムと電話局
との間にアナログ加入者ループを含み、また、前記電話
局と前記インタネットサービスプロバイダのディジタル
モデムとの間にディジタルトランクを含み、前記方法
が、ディジタル信号ビットストリームを、アナログディジタ
ル変換のスライシングレベルに対応する信号配置によ
り、マッピングしたディジタルシンボルの系列にビット
マッピングするステップと、前記マッピングしたディジタルシンボルの系列に、前記
送信チャネルの応答と、最大平均送信電力限度と、によ
り定められる前置等化ディジタルフィルタ機能を適用す
るステップと、前記フィルタされたマップピングしたディジタルシンボ
ルを、パルス符号変調（ＰＣＭ）アナログ信号に変調す
るステップと、前記ＰＣＭアナログ信号を、前記アナログ加入者ループ
を経て送信するステップと、前記電話局において、前記アナログディジタル変換スラ
イシングレベルを用い、前記ＰＣＭアナログ信号の、変
換ディジタル信号へのアナログディジタル変換を行うス
テップと、前記変換ディジタル信号を前記ディジタルモデムへディ
ジタルトランクを経て送信するステップと、前記インタネットサービスプロバイダにおいて、前記マ
ッピングステップにおいて用いられた前記信号配置によ
る逆ビットマッピング機能を適用し、前記ディジタル信
号ビットストリームを再生するステップと、を含む、前
記方法。