JP2000358253A - 自動白バランス調整回路を備えたカラー受像管を用いたディスプレイ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 自動白バランス調整回路を備えたカラー受像
管を用いたディスプレイにおいて、画面の見やすさを求
めて白色点の色温度の調整を、ユーザの好みに従う形で
行わんとする際、自動白バランス調整を行うことによ
り、ユーザが簡単に行えるようにする。 【解決手段】 色温度対カソード電流の特性として特定
の特性を持つ受像管に対しては、ＲかＢの原色用カソー
ド電流検出抵抗を一定値とし、他の２原色用のカソード
電流検出抵抗を図１に示すボリューム２９２Ｇと２９２
Ｂの接続を用いて構成する。また同様にしてドライブ制
御かカットオフ制御の一つを可変として、自動白バラン
ス調整によりもう一方の制御を追従させても色温度を可
変できるので操作が簡単である。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、自動白バランス調整回
路を備えたカラー受像管を用いたディスプレイに関する
ものである。

【０００２】カラー受像管を用いたディスプレイ（キャ
ラクタ・グラフィック・ディスプレイ、テレビ受像機、
或いはモニタテレビ等）において、相対的に暗い白色信
号を白バランス調整用の基準信号として入力し、そのと
きの赤、緑、青のそれぞれのカソード電流の比が予め定
めた所定の比になるように、該入力信号の直流レベルを
それぞれ調整するカットオフ調整と、相対的に明るい白
色信号を白バランス調整用の基準信号として入力し、そ
のときの赤、緑、青のそれぞれのカソード電流の比が予
め定めた所定の比になるように、該入力信号の増幅回路
の利得をそれぞれ調整するドライブ調整とを行って、カ
ラー受像管で白黒画像を再現したときに、画面の色々な
明るさの所で無彩色であるようにするのが自動白バラン
ス調整回路であるが、本発明は、ディスプレイに備えた
かかる自動白バランス調整回路の改良に関するものであ
る。

【０００３】

【従来の技術】従来、工場出荷時に調整されたカラー受
像機の白バランスが、長時間の使用により変化し易いと
いう問題点があった。この原因は、カソードのエミッシ
ョン低下等のカラー受像管の経年変化と回路のドリフト
等によるものであった。かかる白バランスの変化を回復
させる自動白バランス調整回路が例えば特開昭６０−１
８０８７号公報「カラーテレビジョン受像機」において
述べられている。

【０００４】図１４は、かかる従来の自動白バランス調
整回路を示すブロック図である。図１４において、入力
端子１Ｒ，１Ｇ，１Ｂに入力されたそれぞれＲ（赤），
Ｇ（緑），Ｂ（青）の原色信号は、それぞれ信号合成回
路８Ｒ，８Ｇ，８Ｂを経て、ドライブ調整用の利得可変
増幅回路１０Ｒ，１０Ｇ，１０Ｂで増幅され、カットオ
フ調整用のレベル補正回路１１Ｒ，１１Ｇ，１１Ｂでレ
ベルシフトされ、ビデオ出力回路１２Ｒ，１２Ｇ，１２
Ｂで受像管駆動可能振幅にまで増幅され、カソード電流
検出回路９Ｒ，９Ｇ，９Ｂを介して受像管６に画像表示
のため供給される。

【０００５】その際、行なわれている自動白バランス調
整動作を、図１５に示す各部信号波形を参照しながら以
下に説明する。

【０００６】自動白バランス調整用の信号発生回路２の
垂直ブランキングパルス入力端子３Ｖと水平ブランキン
グパルス入力端子３Ｈには、それぞれ図１５に示す
（ｂ）と（ｃ）の信号（画像表示されるべき複合映像信
号から抽出された信号）が入力され、これらの信号より
生成された同図（ｄ）に示す２種類の信号４Ｂ（カット
オフ調整用）と４Ｗ（ドライブ調整用）が白バランス調
整用の基準信号として信号線４を介して、上記の信号合
成回路８Ｒ，８Ｇ，８Ｂに入力される。

【０００７】上記の入力されたＲ，Ｇ，Ｂの三つの原色
信号の中のひとつ（複合映像信号）を図１５の（ａ）と
すると、対応する信号合成回路（例えば８Ｒなら８Ｒ）
の出力は同図の（ｅ）の如き信号波形となるわけであ
る。同図（ｅ）の信号がＢの原色信号に対応するものと
すると、カソード電流検出回路９Ｂ中のトランジスタ２
８のエミッタに流れ込むカソード７Ｂからのカソード電
流に比例した検出電圧が、カソード電流検出信号線３０
Ｂを介してサンプリング回路１３へに入力される。な
お、９Ｒ，９Ｇも９Ｂと同じ回路構成であるので、図を
簡略化するため、９Ｒと９Ｇは単にブロックとして示し
た。１２Ｒ，１２Ｇ，１２Ｂについても同様である。

【０００８】サンプリング回路１３Ｒ，１３Ｇ，１３Ｂ
には、ゲート信号線５を介して、上記の基準信号４Ｂ，
４Ｗに同期したゲートパルスが供給されており、カット
オフ調整用の比較器（或いは演算増幅器）１６Ｂ，ドラ
イブ調整用の比較器（或いは演算増幅器）１７Ｂによる
負帰還の作用により、カットオフ調整用のレベル補正回
路１１Ｂにおける最適調整レベル、利得可変増幅回路１
０Ｂにおける最適調整利得が決定され、そのときのサン
プリング回路１３Ｂにおける制御電圧が、カットオフ調
整用のレベル補正回路１１Ｂの最適調整レベルに対応す
るものはカットオフ調整用ホールドコンデンサ１５Ｂ
に、利得可変増幅回路１０Ｂの最適調整利得に対応する
ものはドライブ調整用ホールドコンデンサ１４Ｂに、そ
れぞれホールドされ、次のサンプリング・タイムまで制
御電圧として比較器１７Ｂ、１６Ｂにそれぞれ供給され
る。

【０００９】ここで、基準電圧源１７と１８は、それぞ
れカットオフ調整時とドライブ調整時のカソード電流を
規定値に制御するために用いられる。また、上記の作用
はＲとＧの原色信号回路においても同様である。

【００１０】ここで基準電圧源１７は、三つの原色信号
に対応する比較器１６Ｒ，１６Ｇ，１６Ｂに対して共通
に用いられ、基準電圧源１８も、三つの原色信号に対応
する比較器１７Ｒ，１７Ｇ，１７Ｂに対して共通に用い
られているが、これらの各比較器の反転端子（−）にサ
ンプリング回路１３を介して入力されるカソード電流の
検出電圧値の方を、三つの原色信号について必要とされ
る予め定めた所定の比に設定することにより、各原色の
カソード電流を白バランスを保つに必要な所定の比に制
御することができる。換言すれば、基準信号挿入時にお
ける受像管の各原色のカソード電流を、それぞれ所定の
比率で一定値に制御することにより、白バランスを安定
化させることができる。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】所で、同じカラー・デ
ィスプレイでも、それがテレビ受像機やモニタテレビで
ある場合には、オーバースキャンシステムが採用されて
いる。つまり１走査周期を構成する帰線期間と映像表示
期間のうち、ディスプレイの画面幅を少し超える程度に
映像表示期間を長くとり、その結果、映像情報の一部は
画面の外にはみ出して見えなくなる（失われる）が、帰
線期間が画面表示されることは絶対にないようなシステ
ムがオーバースキャンシステムとして採用されている。

【００１２】これに対し、例えばコンピュータ端末とし
て用いられるキャラクタ・グラフィック・ディスプレイ
のような場合には、アンダースキャンシステムが採用さ
れている。つまり１走査周期を構成する帰線期間と映像
表示期間のうち、ディスプレイの画面幅ぎりぎりに映像
表示期間を設定し、表示すべき映像情報が少しでも失わ
れることがないようにし、その代わり帰線期間の一部が
画面に洩れて表示されてしまうこともあるというシステ
ムが採用されている。

【００１３】従来技術として説明した上述の自動白バラ
ンス調整回路を備えたディスプレイが、以上に述べたオ
ーバースキャンシステムとアンダースキャンシステムの
うち、アンダースキャンシステムを採用しているディス
プレイ（例えばキャラクタ・グラフィック・ディスプレ
イ）である場合には、次に述べるような問題が発生す
る。

【００１４】（１）すでに述べたように従来技術にかか
る白バランス調整回路がオーバースキャンシステムを採
用しているディスプレイに用いられた場合、上記の白バ
ランス調整用の基準信号が画面に表示されることはな
い。しかし、アンダースキャンシステムを採用したディ
スプレイでは、上記の基準信号が白バランス調整時に輝
線として表示されて、ユーザーに不快感を与える。

【００１５】（２）アンダースキャンシステムを採用し
たディスプレイは、特定のコンピュータ等のインターフ
ェイス用として使用されることが多く、表示内容が何時
も同じような限られたものとなるため、画面の特定表示
位置の蛍光体の発光能率劣化が大きくなり、輝度むらが
顕著となる。

【００１６】また、上記従来技術にかかる白バランス調
整回路をオーバースキャンシステムを採用したディスプ
レイに用いた場合においても、以下に挙げる如き問題が
ある。

【００１７】（３）各原色毎のカソード電流の比率を予
め定められた比率に制御しても、各原色用蛍光体の経年
変化の違いによる白バランスのずれは補償できない。

【００１８】更に見やすいディスプレイシステムの構成
という観点からすると、次のような問題もあった。

【００１９】（４）すなわち、見やすさを求めて白色点
の色温度の調整を（ユーザの好みに従う形で）行わんと
する際、白バランス調整を行うことにより白色点の色温
度の調整を行うわけであるが、その際カットオフ調整と
ドライブ調整を独立に行わねばならず、簡単には行えな
いという問題があった。

【００２０】本発明の目的は、上記の諸問題点のうち、
特に（４）の問題点を解決することのできる自動白バラ
ンス調整回路を備えたカラー受像管を用いたディスプレ
イを提供することにある。

【００２１】

【課題を解決するための手段】上記目的達成のため、本
発明では、相対的に暗い白色信号を白バランス調整用の
基準信号として入力し、そのときの赤、緑、青のそれぞ
れのカソード電流の比が予め定めた所定の比になるよう
に、該入力信号の直流レベルをそれぞれ調整するカット
オフ調整のみを行う自動白バランス調整を備えるか、あ
るいは前記カットオフ調整と、相対的に明るい白色信号
を白バランス調整用の基準信号として入力し、そのとき
の赤、緑、青のそれぞれのカソード電流の比が予め定め
た所定の比になるように、該入力信号の増幅回路の利得
をそれぞれ調整するドライブ調整と、を行う自動白バラ
ンス調整回路を備えたカラー受像管を用いたディスプレ
イにおいて、

【００２２】前記カットオフ調整とドライブ調整の何れ
か一方の調整を設定し、他方の調整を自動追従させるこ
とで基準白色の色温度制御を可能にした。

【００２３】

【作用】ドライブ調整かカットオフ調整の一つを可変と
して、自動白バランス調整によりもう一方の調整を追従
させることにより、基準白色の色温度をユーザーの好み
に合わせて容易に調整することができる。

【００２４】

【実施例】図４は、本発明の実施例の理解に役立つ、自
動白バランス調整回路を備えたカラー受像管を用いたデ
ィスプレイを参考例として示すブロック図である。図４
において、２２は偏向制御回路を、３１Ｒ，３１Ｇ，３
１Ｂはレベル補正兼カソード電流検出回路を、１２Ｒ，
１２Ｇ，１２Ｂはビデオ出力回路を、１０Ｒ，１０Ｇ，
１０Ｂはドライブ調整用利得可変増幅回路を、３２Ｒ，
３２Ｇ，３２Ｂは基準信号挿入用加算回路を、３３は白
バランス制御回路を、それぞれ表わす。

【００２５】入力端子１Ｒ，１Ｇ，１Ｂに入力された各
原色信号のそれぞれは、ドライブ調整用利得可変増幅回
路１０Ｒ，１０Ｇ，１０Ｂとビデオ出力回路１２Ｒ，１
２Ｇ，１２Ｂにより増幅され、３１Ｒ，３１Ｇ，３１Ｂ
のレベル補正兼カソード電流検出回路を介して、受像管
６のカソード７Ｒ，７Ｇ，７Ｂに加えられる。

【００２６】図４においても、自動白バランス調整は、
白バランス制御回路３３から基準信号線４を介して送ら
れてくる、図１５（ｄ）に示される４Ｂと４Ｗを例とす
る基準信号を各原色信号の帰線期間において加算して、
この時の各原色間のカソード電流比、或いはカソード電
流値が一定となるように制御して白バランス調整が行な
われる。

【００２７】このように、原色信号の帰線期間に基準信
号を加算（或いは原色信号は切り離して基準信号のみを
挿入）した場合、その受像機がオーバースキャンシステ
ムを採用した受像機であれば、すでに述べたようにこの
基準信号の画面表示は容易に回避できる。

【００２８】しかし、受像機がキャラクタ・グラフィッ
ク・ディスプレイのようにアンダースキャンシステムを
採用している場合、また、フォーカス特性やコンバーゼ
ンス特性等の画質を維持するため、受像管の画像表示可
能な有効画面内のうち、その周辺領域をそのために使用
していて画面表示に使用できない場合などには、映像表
示期間以外の期間におけるラスターが有効画面内に現わ
れ、上記の白バランス調整用の基準信号が画面に表示さ
れることがある。

【００２９】そこで、偏向制御回路２２により、追加偏
向信号を作成して偏向ヨーク２１の偏向コイルに供給す
ることにより、映像表示期間以外の期間におけるラスタ
ーを有効画面からはずすことで、上記の白バランス調整
用の基準信号が画面表示されないようにしている。

【００３０】追加偏向信号を付加された偏向信号の波形
例を図５に示す。図５において、実線４３は従来の本来
の偏向信号波形であるが、これをその表示期間の初期に
おいて破線４４のように追加偏向信号によって変形（変
調）することにより、表示期間の初期においてラスター
を有効画面から逸脱させることができる。偏向周波数を
異にする多種類の信号を入力されるマルチスキャンタイ
プの受像機である場合には、偏向信号波形の破線４４の
後部を破線４５のように変更して、ラスターの逸脱範囲
を制限した方が良い。

【００３１】これは、電子ビームが過剰に偏向される
と、受像管のガラスバルブ内面やそこに塗布された導電
膜、その他のバルブ内金属部に衝突し、反射や散乱，２
次電子放出を起こすことにより、蛍光体を発光させる現
象（ハレーション）が起きるので、これを抑えるためで
ある。この現象が起きることにより、本来暗い画像であ
るべきものが光って見える等の画質劣化が発生する。

【００３２】また、破線４４や４５に示すように本来の
偏向信号波形に変調を加えた場合、偏向回路制御に用い
た負帰還や回路中に存在する高次共振要因により、偏向
信号波形の折れ曲り部の直後にリンギングが発生し、画
像に幾何学的歪を生じ易い。そのような場合には、図５
の破線４６や４７に示すように、偏向信号波形の変調期
間を走査期間末期に変更することにより、表示期間中の
リンギングを排除できる。

【００３３】また、図４では、受像管６の偏向装置に偏
向ヨーク２１を用いた電磁偏向方式を示したが、これが
偏向板を用いた静電偏向方式であっても、図５に示した
偏向信号波形を、偏向電流ではなく偏向電圧と考えるこ
とにより対応できる。

【００３４】さらに、水平偏向，垂直偏向の両者に以上
の説明が成り立つ。また偏向装置の損失や信号ダイナミ
ックレンジ等の性能を考慮して、図５に示す偏向信号波
形を複数の偏向装置（電磁・静電方式の並用も可）に分
配して用いることも可能である。従って、従来の偏向装
置に従来の偏向信号を入力し、追加すべき偏向信号波形
は、別に追加した偏向装置に加えるようにすることもで
きる。

【００３５】図５を参照して説明した偏向信号波形を得
るための回路例を図６に示す。すなわち図６は、図４に
おいて、偏向制御回路２２と、偏向ヨーク２１と、受像
管６内の偏向回路と、から成る部分を全体的に取り出し
改めて詳しく示した回路図であり、電磁方式垂直偏向の
場合を例にとり示している。

【００３６】図６において、結論から先に述べると、端
子２２Ｖに入力された垂直同期信号と、白バランス制御
回路３３（図４）からの信号線４２より入力された追加
すべき偏向信号の波形、或いは追加タイミング等の制御
信号（これらを偏向制御信号と呼ぶことにする）によ
り、２１Ｄの垂直偏向ヨークには図５に示したような波
形の偏向電流が流れる。

【００３７】以下、詳しく説明する。垂直発振回路２２
ＯＳで発生したのこぎり波は、加算回路２２Ａ１を経た
後、垂直増幅回路２２ＡＭＰ内のドライブ回路２２Ｄ
Ｒ、出力回路２２Ｏにより増幅されて垂直偏向ヨーク２
１Ｄに加えられ、偏向電流が偏向電流検出抵抗２２Ｒと
帰還回路２２ＦＢを用いた負帰還方式によりドライブ回
路２ＤＲの利得を調整することにより制御される。

【００３８】即ち垂直偏向ヨーク２１Ｄに流れる偏向電
流は、偏向電流検出抵抗２２Ｒによって電圧値として検
出され、その値が大きいときは帰還回路２２ＦＢを介し
てドライブ回路２２ＤＲに帰還されてその増幅利得を低
下させるように動作し、その電圧値が小さいときは帰還
回路２２ＦＢを介してドライブ回路２２ＤＲに帰還され
てその増幅利得を高めるように動作して垂直偏向ヨーク
２１Ｄに常に一定の偏向電流が流れるように負帰還制御
が行われている。

【００３９】図６に示した回路の特徴は、追加偏向信号
発生回路２２Ｉで発生された、上記の目的のために追加
すべき偏向信号を、偏向回路内ののこぎり波入力ライン
に加算回路２２Ａ１によって挿入することにより原偏向
信号に加算しているか、或いは帰還ラインに加算回路２
２Ａ２によって挿入することにより原偏向信号に実質的
に加算していることである。

【００４０】追加すべき偏向信号は、例えば図５に示し
た破線４４と４５、もう一組の破線４６と４７のそれぞ
れと実線４３の差に相当する信号であり、垂直発振回路
２２ＯＳと同様の回路にブランキングパルスをトリガと
して入力することにより容易に発生させることができ
る。得られた追加すべき偏向信号は、加算回路２２Ａ１
を用いる場合にはそのまま、加算回路２２Ａ２を用いる
場合には反転して加算すればよい。

【００４１】さらに、垂直増幅回路２２ＡＭＰの損失増
加を抑える為には、電源電圧源２２Ｖ２に、２２Ｖ１と
２２Ｖ３の両者か或いは一方を追加し、それぞれをスイ
ッチ回路２２Ｓ１と２２Ｓ２により切換える方式とす
る。

【００４２】この方式は、偏向電流の変化率の大きい期
間のみ、印加する電源電圧の大きさを増し、電源電圧平
均値をなるべく低くすることにより消費電力を抑えてい
る。スイッチ回路２２Ｓ１は偏向電流が急激に増加する
帰線期間及び追加偏向期間のみＯＮし、スイッチ回路２
２Ｓ２は偏向電流が急激に減少する追加偏向期間のみＯ
Ｎするように、追加偏向信号発生回路２２Ｉにより、或
いは自動的に制御される。ダイオード２２Ｄ１と２２Ｄ
２はそれぞれ、スイッチ回路２２Ｓ１と２２Ｓ２がＯＦ
Ｆ時にのみＯＮする自動スイッチの働きをする。

【００４３】上記の電源切換え方式と同様の原理により
低損失化を図る方式として、図６の電源電圧源２２Ｖ１
と２２Ｖ３をそれぞれ２２Ｖ２と同電圧に充電された大
容量コンデンサに置換し、上記方式と同様のタイミング
でスイッチングする方法も可能である（ポンピングアッ
プ＆ダウン方式と呼ぶことができる）。

【００４４】次に、アンダースキャンシステムの場合は
言うに及ばす、オーバースキャンシステムの場合であっ
ても、何らかの理由で、白バランス調整用の基準信号が
輝線として画面表示されるのを防止するのに有効な、カ
ラー受像管に対する参考例を図７に示す。

【００４５】図７はカラー受像管の部分断面図を示し、
図において、６Ｇはパネルガラス、６Ｋはパネルガラス
に塗布されている蛍光膜、６Ｓはシャドウマスク、６Ｓ
１はシャドウマスクフレーム、６ＥＳはエレクトロンシ
ールド、６Ｐは受像管の上下部にのみ用いられるパネル
ピンである。以上に述べた構造が従来から用いられてい
る。

【００４６】しかし、パネルガラス６Ｇ及びエレクトロ
ンシールド６ＥＳの製作精度上から、またエレクトロン
シールド６ＥＳは薄いアルミ板で作られており容易に変
形するため、両者の間にはすき間が発生する。このすき
間は複雑な形状となるコーナー部に発生し易く、パネル
ピン６Ｐのある上下部においても、程度の差こそあれ同
様のことが言える。

【００４７】ここで、表示期間を逸脱したばかりの位置
に偏向されている電子ビーム６Ｂ１を考えると、この電
子ビーム６Ｂ１はエレクトロンシールド６ＥＳに遮断さ
れるので、有効画面である蛍光膜６Ｋには入射せず、散
乱ビームによる蛍光体発光であるハレーションは発生し
ない。しかし、カラー受像管のコーナー部に入射する電
子ビーム６Ｂ２は、パネルガラス６Ｇの内面に当って散
乱され、エレクトロンシールド６ＥＳとパネルガラス６
Ｇ或いはパネルピン６Ｐのすき間を通過して、有効画面
の蛍光膜６Ｋに入射してハレーションを引起こす。

【００４８】しかし、この参考例においては、図７に示
すエレクトロンシールドフレーム６ＥＦを図示の如く設
けることにより、電子ビーム６Ｂ２の入射は阻止され、
該電子ビーム６Ｂ２によるハレーションは発生しない。
たとえ、エレクトロンシールドフレーム６ＥＦとパネル
ガラス６Ｇ間にすき間があっても、多重反射を繰返すう
ちに電子ビームは消滅する。

【００４９】また、電子ビームの各部への衝突による２
次電子放出を抑えるため、放出抑制部分を図７の６ＳＧ
１と６ＳＧ２に示すようなサップレッサグリッドで覆う
ことも考えられる。

【００５０】カラー受像管の内部、特にエレクトロンシ
ールド６ＥＳや金属性のエレクトロンシールドフレーム
６ＥＦ等の金属部に電子ビームが衝突した時に発生し易
い２次電子放出は、衝突面電位に対してその表面付近の
空間電圧を下げることにより抑えられる。このために用
いられるサップレッサグリッド６ＳＧ１や６ＳＧ２に
は、アノード電圧よりも低い電圧を加えなければならな
い。この電圧を得る方法例としては次の二通りが考えら
れる。

【００５１】（１）電子銃に加えられたフォーカス電圧
等の各電極電圧か、サップレッサグリッド専用電圧を、
受像管の内部導電膜によって形成されたパターンを介し
て上記サップレッサグリッド６ＳＧ１や６ＳＧ２に加え
る。

【００５２】（２）サップレッサグリッド６ＳＧ１や６
ＳＧ２を導電率の低い（できれば２次電子放出の起きに
くい）物質を介して固定し、グリッドへの電子ビーム衝
突による自己帯電により必要な電圧を得る。

【００５３】但し、上記の固定用物質には、ガラス等の
極めて低導電率なものを用いると内部放電を起こす恐れ
があるので、炭素微粒子を含有した耐熱樹脂等が適当で
ある。また、この考えを発展させて、２次電子放出の抑
制が必要な部分に、上記の耐熱樹脂を格子じまのパター
ンの膜状に塗布し、そのパターン上に炭素等の導電膜を
再塗布する方法も可能である。

【００５４】次に、図４に示した白バランス制御回路３
３の構成例を図８に示す。図８においても、従来例を示
した図１４におけるのと同じ構成要素は同符号で示して
ある。

【００５５】図８に示す構成例が従来例に対して大きく
異なる点は、ドライブ調整用ホールドコンデンサ１４
Ｒ，１４Ｇ，１４Ｂとカットオフ調整用ホールドコンデ
ンサ１５Ｒ，１５Ｇ，１５Ｂが、それぞれ利得可変増幅
回路の制御ライン１９Ｒ，１９Ｇ，１９Ｂとレベル補正
回路の制御ライン２０Ｒ，２０Ｇ，２０Ｂに直接接続さ
れ、回路の高精度安定化が図られている事である。

【００５６】つまり、図１４に示す従来例においては、
上記の各ホールドコンデンサ１４Ｒ，１４Ｇ，１４Ｂ，
１５Ｒ，１５Ｇ，１５Ｂが各比較器（或いは演算増幅
器）１６Ｒ，１６Ｇ，１６Ｂ，１７Ｒ，１７Ｇ，１７Ｂ
の反転入力に接続されているため、上記ホールドコンデ
ンサの放電によるサグが増幅され、この影響が顕著に増
大して不安定となるか、これを避ける為に帰還系の開ル
ープゲインを抑える必要から白バランスの制御精度の劣
化を招く結果となる。

【００５７】これに対し図８に示す構成例では、上記各
ホールドコンデンサの後段の各増幅回路からカソード電
流検出回路までの増幅度の増大は抑えられ、上記各比較
器（或いは演算増幅器）の感度を充分に向上できるの
で、各カソード電流の検出信号線３０Ｒ，３０Ｇ，３０
Ｂの検出電圧を、基準電圧源１７と１８のそれぞれの電
圧に正確に合せ込むことができる。

【００５８】また、基準信号発生回路４Ｐは、自動白バ
ランス調整用信号発生回路２からタイミングパルスを受
けるのみであり、基準信号の波形は後述する実施例のそ
れぞれの必要性に応じて独立に設定或いは制御できる。

【００５９】さらに図８においては、破線枠１６３と１
７３内の各比較器（或いは演算増幅器）は次に挙げる方
法で共用化できる。

【００６０】（１）スイッチ回路１３ＣＲ，１３ＣＧ，
１３ＣＢと１３ＤＲ，１３ＤＧ，１３ＤＢの比較器出力
側端子を、同じ原色回路間でそれぞれ短絡し、ドライブ
調整時とカットオフ調整時に１比較器を併用する１原色
１比較器構成とする。その際、基準電圧源１７と１８は
切換えるか、同電圧として比較器（或いは演算増幅器）
の非反転入力に接続する。

【００６１】（２）自動白バランス調整のシーケンスが
各原色信号回路を順次に調整する方式の場合には、上記
の（１）と同様に各原色間でスイッチ回路の端子を１比
較器（或いは演算増幅器）の出力に接続することによ
り、１比較器（或いは演算増幅器）のみを使用する３原
色１比較器構成となる。その際の基準電圧源１７と１８
の構成も、上記の（１）と同様にする。

【００６２】また、各比較器（或いは演算増幅器）の出
力はスイッチ回路のＯＮ時に各ホールドコンデンサに短
絡されるので、比較器（或いは演算増幅器）を電流出力
形式とし、スイッチＯＦＦ時の出力電流を零とすること
でスイッチ回路を省略できる。

【００６３】但し、比較器（或いは演算増幅器）を上記
のように共用化する場合には、スイッチ回路の代りに電
流出力回路が必要となる。尚、演算増幅器も入出力特性
は比較器と同様と見なせるので、以後の説明では両者を
比較器と呼ぶ。

【００６４】次に、図９は図４における白バランス制御
回路３３の更に別の構成例を示すブロック図である。す
なわち利得可変増幅回路の制御ライン１９Ｒ，１９Ｇ，
１９Ｂとレベル補正回路の制御ライン２０Ｒ，２０Ｇ，
２０Ｂの制御信号を、上記のホールドコンデンサではな
く、記憶回路を用いて記憶することにより安定化させた
白バランス制御回路の構成例である。

【００６５】図９に示すディジタル信号処理回路４８
は、マイクロコンピュータ回路５１，記憶回路５２，イ
ンターフェイス回路５０と、これらを結ぶデータバス，
アドレスバス，制御バスから構成される（図においては
代表的な信号の流れであるデータバス５３，アドレスバ
ス５４，制御バス５５のみを示した）。

【００６６】図９において、４ＤＡは基準信号発生用Ｄ
Ａ変換回路（ディジタル・アナログ変換回路）を示し、
破線枠４９Ｒの中はＲの原色信号回路の制御ブロックを
示し、同様のブロックとなるＧとＢの原色信号回路の制
御ブロックをまとめて４９に示す。

【００６７】破線枠４９Ｒ内の制御ブロックにおいて、
比較器１６Ｒ，ＡＤ変換回路（アナログ・ディジタル変
換回路）１５ＡＤはドライブ調整時とカットオフ調整時
の両方で併用する。ドライブ調整時にはスイッチ回路１
３ＤＲのみを反転し、比較器１６Ｒの出力を、ＡＤ変換
回路１５ＡＤを介してディジタル信号処理回路４８に取
込み、必要に応じて記憶回路５２に記憶した後、ＤＡ変
換回路１４ＤＡの出力にホールドし、調整終了後のスイ
ッチ回路１３ＤＲの再反転により、制御ライン１９Ｒに
出力する。

【００６８】カットオフ調整時にはスイッチ回路１３Ｃ
Ｒのみを反転し、比較器１６Ｒの出力を、ＡＤ変換回路
１５ＡＤを介してディジタル信号処理回路４８に取込
み、必要に応じて記憶回路５２に記憶した後、ＤＡ変換
回路１５ＤＡの出力にホールドし、調整終了後のスイッ
チ回路１３ＣＲの再反転により、制御ライン２０Ｒに出
力する。

【００６９】図９に示した回路構成を用いることによ
り、偏向周期で自動白バランス調整を行う必要がなくな
る。またＤＡ変換回路１７ＤＡの出力をカソード電流積
算値で更新すれば、受像管６の経時変化も補正できる。
図中の手動スイッチ３ＳＷについては、後述する。

【００７０】図９に示した回路構成では、白バランス調
整時の負帰還は高速なアナログ回路（例えば、比較器１
６Ｒ）で行ない、各制御信号の取込みと保持のみをディ
ジタル信号系で行なうため、白バランス調整の高速化が
可能となる。その反面、１５ＡＤで示されるようなＡＤ
変換器，スイッチ回路１３ＤＲや１３ＣＲ等により、部
分点数増加と価格上昇が問題となる可能性がある。

【００７１】図１０は、図４における白バランス制御回
路３３の更に別の構成例を示すブロック図で、上記の問
題を解決できる白バランス制御回路の構成例を示してい
る。

【００７２】図１０の回路構成が図９のそれと相違する
点は、上記のＡＤ変換回路１５ＡＤとスイッチ回路１３
ＤＲ，１３ＣＲを排除し、その代りにインターフェィス
回路１５Ｉにより比較器１６Ｒの出力を検出して各制御
データとして取込んでいることである。比較器１６の出
力はアナログ量であるから、これをディジタル量に変換
しないと、ディジタル信号処理回路４８では扱えない。
このアナログ・ディジタル変換動作を、図９の１５ＡＤ
の如き専用の変換器を用いないで、実行しようとするわ
けである。

【００７３】比較器１６の出力である制御データが、デ
ィジタル値で８ビット構成の場合を考えると、原理的に
は、ＤＡ変換回路１４ＤＡか１５ＤＡから得られる２５
６ステップ（＝２⁸ ステップ）のすべての制御信号に対
して比較器１６Ｒの出力をチェックし、それが零になる
ときのＤＡ変換回路１４ＤＡか１５ＤＡからの制御信号
を取込む）ことで、適性な制御データが取込める。

【００７４】しかし、この方法では最大２５６回分の試
行時間が必要となり、調整時間が増大する危険がある。
図１１を参照して以下、説明する如き調整方法を用いる
と、（制御データを構成するビット数−１）の試行回数
で適性な制御データを取込むことができる。この方法で
は、データ用ダイナミックレンジを半分ずつ分割しなが
ら、目標値が含まれる範囲を急速に絞り込んでいく。具
体的方法例を図１１により説明する。

【００７５】取込むべき制御データの目標値を、実際は
アナログ量であるので量子化誤差を考えて有効桁数を増
して０１０１００１０．１と仮定し、コンピュータ５１
の記憶領域にＡレジスタとＢレジスタの二つを用意す
る。

【００７６】まずＤＡ変換回路１４ＤＡ，１５ＤＡの入
力データとなるＡレジスタにデータ用ダイナミックレン
ジの中間値１０００００００を入力し、その半分の値０
１００００００００を内部演算用レジスタであるＢレジ
スタに入力する。そして、ＤＡ変換回路１４ＤＡか１５
ＤＡの出力をＡレジスタ値で更新した際の比較器１６Ｒ
の出力が−であるか＋であるかにより、目標値とＡレジ
スタ値の大小関係を判断し、−であれば、小と判断して
Ａレジスタ値からＢレジスタ値を減算してその結果を次
のＡレジスタ値とし、＋であれば、大と判断してＡレジ
スタ値にＢレジスタ値を加算してその結果を次のＡレジ
スタ値とする。その際、Ｂレジスタ値もさらに半分の値
に更新する（実際にはカウンタ値を下位ビット側に１回
シフトすればよい）。

【００７７】この過程を図１１に見られるように（制御
データの構成ビット数−１）回、唯今の例では７回繰返
すことにより、Ａレジスタには制御データが取込まれ
る。また、再び白バランス調整を行なう際には、Ａレジ
スタ値は現行値、Ｂレジスタ値は最大ドリフト量から求
まる値を用いて、上記の取込み方法を繰返せばよい。

【００７８】次に、図４におけるレベル補正兼カソード
電流検出回路３１Ｒ，３１Ｇ，３１Ｂの詳細について説
明する。

【００７９】図１４に示した従来例においては、レベル
補正回路１１Ｒ，１１Ｇ，１１Ｂがそれぞれビデオ出力
回路１２Ｒ，１２Ｇ，１２Ｂの前段にあるため、これら
のビデオ出力回路以降の信号ダイナミックレンジをレベ
ルシフト量も考慮して広く設定しなければならず、例え
ばビデオ出力回路内の端子２７に加える電源電圧の増加
が必要となる。また、受像機として必要な解像度を確保
するためには、ビデオ出力回路内のコレクタ抵抗２６と
配線の浮遊容量等から成る出力容量で決定される出力回
路の遮断周波数の低下を抑えなければならず、コレクタ
抵抗２６を高い値にすることができない。

【００８０】これらのことから、ビデオ出力回路の消費
電力の増大は避けられず、特に広帯域特性を必要とする
高精細ディスプレイ等の自動白バランス調整化の実現は
難しいものとなっていた。

【００８１】この問題を解決するため図４においては、
レベル補正回路をビデオ出力回路の後段に配し、カソー
ド電流検出回路との前後関係は問わないレベル補正兼カ
ソード電流検出回路として示した。

【００８２】次にその構成例（図４のレベル補正兼カソ
ード電流検出回路３１Ｒ，３１Ｇ，３１Ｂの構成例）を
図１２の（イ）に示す。図１２の（イ）においては、抵
抗４１Ｐとコンデンサ４１Ｃのエミッタピーキングとコ
イル３７Ｌによる並列ピーキングと共にカスコード接続
により広帯域化されたビデオ出力回路の後に、レベル補
正回路として電子制御電圧源３５１Ｂが接続され、カソ
ード電流検出兼ＳＥＰＰ回路と保護抵抗７ＢＲを介して
カソード７Ｂが駆動されている。

【００８３】電子制御電圧源７ＢＲを後段に配したこと
により、ビデオ出力回路以前の段の回路の信号ダイナミ
ックレンジからカットオフ調整用マージンを排除でき、
ビデオ回路の広帯域低損失化が可能となる。

【００８４】そして、電子制御電圧源３５１Ｂの構成例
を図１２の（ロ）に示す。ここでは、トランジスタ３５
２Ｔを用いた定電圧回路の電圧レベルをフォトカプラ３
５２Ｆを用いて制御する。バイパスコンデンサ３５２Ｃ
は、高周波における電子制御電圧源３５１Ｂのインピー
ダンス増加を補償する。また、電子制御電圧源３５１Ｂ
の低インピーダンス化を図るためには、電流源２８３を
用いてバイアス電流を充分に流す必要がある。

【００８５】しかし、図１２の（イ）に示したようにカ
ソード電流検出回路をレベル補正回路の後段に配する
と、トランジスタ２８と２８１にコレクタ・エミッタ間
の高耐圧特性を優先し周波数特性が充分とは言えない素
子を選ばねばならない。また、図１２の（イ）に示した
ように、トランジスタ２８と２８１のベース間にバイア
ス電圧を加えないＳＥＰＰ回路をカソード電流検出に用
いると、カソード電流は自動検出できる反面、出力電圧
の急速な立上り時の伝達不感帯のため周波数特性が劣化
する。

【００８６】この問題を解決したレベル補正兼カソード
電流検出回路を図１３に示す。換言すれば、図１３は図
４におけるレベル補正兼カソード電流検出回路の他の具
体例を示す回路図である。

【００８７】図１３に示した回路では、ビデオ出力回路
後段のトランジスタ２８と２８１によるＳＥＰＰ回路で
カソード電流を検出し、カップリングコンデンサ３５２
Ｂとスイッチ回路３５３Ｂから成るクランプ回路により
レベル補正を行ない、直列ピーキングコイル７ＢＬを介
して受像管６のカソード７Ｂを駆動している。

【００８８】少し具体的に説明すると、スイッチ回路３
５３Ｂがオンして閉じると、白バランス制御回路３３か
ら与えられる電圧により、カップリングコンデンサ３５
２Ｂの出力側がクランプされ、それによってレベル補正
が行われる。スイッチ回路３５３Ｂがオフして開くと、
その開いている間に、カップリングコンデンサ３５２Ｂ
に受像管６のカソード電流が少しずつ流れ込んでレベル
変動を起こすが、１水平走査周期の間位であれば、その
レベル変動は小さくほぼ一定のレベルと見做せるので、
スイッチ回路３５３Ｂは、例えば１水平走査周期毎にそ
の帰線期間に１回オンするようにする。

【００８９】実際例としては、該スイッチ回路３５３Ｂ
はダイオードによって構成し、帰線期間においては受像
管６のカソード電圧が帰線消去のために上昇することを
利用してオンさせ、映像表示期間ではカソード電圧が低
下することを利用してオフさせるようにする。

【００９０】なお、白バランス制御回路３３からスイッ
チ回路３５３Ｂに与えるクランプ電圧は、図示していな
いが、受像管６におけるカソード電流を検出しそれが或
る一定値になるように負帰還回路により作成された電圧
であることは勿論である。またカップリングコンデンサ
３５２は、受像管６のカソードに至る信号路に挿入され
て信号をカソード側へ結合しているものであることも明
らかであろう。

【００９１】ところで前述のＳＥＰＰ回路はレベル補正
回路の前段にあるため、構成するトランジスタ２８と２
８１には、高耐圧でなく周波数特性のよい素子が選べ
る。また、カソード電流検出時のみＯＦＦするよう制御
されたスイッチ回路２８１Ｓを挿入したことにより、Ｓ
ＥＰＰ回路の上記の伝達不感帯を排除でき、周波数特性
劣化も補償もできる。

【００９２】続いて、他の参考例としての自動白バラン
ス調整回路を備えたカラー受像管を用いたディスプレイ
の要部を図１６に示す。

【００９３】高精細ディスプレイのように広帯域映像信
号を用いる受像機に対し自動白バランス調整を行なう場
合、特に原色信号回路間の信号漏えい経路の増加による
高周波クロストークが大きくなる。図４に示した本発明
の実施例の場合には、原色信号回路間で共用している基
準信号線４を介したクロストークを避けるため、図８に
示した基準信号発生回路４Ｐを３回路用いて、それらの
出力を各原色信号回路専用とする方法が考えられる。し
かし、回路規模の増大を伴う。図１６に示した参考例で
は、回路規模の増大を抑えて上記のクロストークの抑圧
を図っている。

【００９４】図１６では、基準信号挿入用加算回路（図
４の３２Ｒ，３２Ｇ，３２Ｂ）の代りに信号切換え用ス
イッチ回路３２ＲＳ，３２ＧＳ，３２ＢＳを用いて基準
信号線４から基準信号を挿入している。これらのスイッ
チ回路のＯＮ・ＯＦＦ制御は、各原色信号回路で同時に
行なわれても、順次行なわれようとも構わない。

【００９５】スイッチ回路を用いたことにより、原色信
号回路間の信号漏えい経路はスイッチ回路端子間の寄生
容量と信号線間容量を代表した寄生容量１Ｒ４Ｃ，１Ｇ
４Ｃ，１Ｂ４Ｃのみと見なすことができる（スイッチ回
路制御線３２Ｓはロジック信号伝送用なので、容易に信
号漏えいを抑えられる）。また、本発明が上記の追加偏
向を必要としない従来のオーバースキャン方式にも適用
できることは言うまでもない。

【００９６】しかし、図１６に示した参考例において
も、図中１Ｒ４Ｃ，１Ｇ４Ｃ，１Ｂ４Ｃに代表される寄
生容量を介して発生する原色信号回路間のクロストーク
は抑えられない。そこで、各原色信号回路の信号経路間
にいかなる付加回路も設ける必要なく、基準信号を挿入
する方式を図１７に示す。すなわち、図１７は別の参考
例としての自動白バランス調整回路を備えたカラー受像
管を用いたディスプレイの要部を示すブロック図であ
る。

【００９７】図１７において、端子１Ｒ，１Ｇ，１Ｂか
ら入力される各原色信号は５７Ｒ，５７Ｇ，５７Ｂによ
りコントラスト制御を受け、加算回路５６Ｒ，５６Ｇ，
５６Ｂ或いは５８Ｒ，５８Ｇ，５８Ｂによってブライト
制御を受けた後に利得可変増幅回路１０Ｒ，１０Ｇ，１
０Ｂによりドライブ調整の自動制御を受ける。ボリウム
６１Ｖと６２Ｖはそれぞれブライト調整用とコントラス
ト調整用である。

【００９８】ここで、上記ブライト制御により各原色信
号に加算される直流レベルは、サンプル＆ホールド回路
（ホールドコンデンサを用いて、或いはディジタル記憶
回路を用いて構成される）６０Ｒ，６０Ｇ，６０Ｂと比
較器５９Ｒ，５９Ｇ，５９Ｂを介して伝送されているの
で、上記クロストークの発生は充分抑えられる。

【００９９】また、上記ブライト制御は、同期パルスか
ら生成されたクランプパルスのタイミングで上記比較器
５９Ｒ，５９Ｇ，５９Ｂにより各原色信号に直流再生を
掛け、その時の直流加算レベルを上記サンプルホールド
回路により表示期間中維持する形で行なわれる。

【０１００】従って、集積回路等で構成されて原色信号
回路間の整合性が充分に高い場合は、上記比較器５９
Ｒ，５９Ｇ，５９Ｂを削除して、単にブライト制御端子
６１の直流電圧（或いはこの電圧に対応した直流電圧）
を上記サンプルホールド回路６０Ｒ，６０Ｇ，６０Ｂを
介して加算しても、ブライト制御が可能である。或い
は、一原色信号回路のみに比較器を接続して、その比較
入力端子にブライト制御信号を印加することもできる。

【０１０１】図１７に関する以上の説明は従来のブライ
ト制御方式の一例についてのものであるが、参考例にお
いては自動白バランス調整用の基準信号を上記ブライト
制御回路を用いて各原色信号に挿入する。

【０１０２】そのため、図１７に示すようにスイッチ回
路６３により、自動白バランス調整時にはブライト制御
電圧として上記の基準信号が用いられる構成となってい
る。ＩＣ等の直結方式ビデオ回路におけるブライト調整
はその出力に対するＮＦＢにより安定化されている。従
って、本参考例は、汎用のビデオ処理ＩＣを用いて自動
白バランス調整を行なう場合に適している。また、本参
考例も、上記の追加偏向を必要としないオーバースキャ
ン方式の受像機にも適用できることは言うまでもない。

【０１０３】続いて、上記の追加偏向手段を用いずに、
アンダースキャンシステムの受像機の自動白バランス調
整が可能となる参考例を図１８に示す。図１８の参考例
は、図４のそれから偏向制御回路２２を削除した構成と
なっており、自動白バランス調整用基準信号は受像管に
表示はするものの目立たぬよう、或いはユーザーに不快
感を与えないように制御される。

【０１０４】この制御方法の例を次にいくつか挙げる。 （１）自動白バランス調整を、図１５の波形（ｄ）の基
準信号４Ｂ，４Ｗに見られるように垂直偏向周期（或い
は、水平偏向周期）で行なわず、ユーザに不快感を与え
ぬ程度に長い周期で行なう。そして、この自動調整を、
図８に示したホールドコンデンサを用いた白バランス制
御回路３３では安定に行なえない程に長い周期で行なう
必要のある場合は、図９や図１０に示した記憶回路を用
いた白バランス制御回路３３を使用する。

【０１０５】（２）自動白バランス調整用基準信号（特
にドライブ調整用の白レベルの基準信号）の受像管有効
画面中の表示位置を分散することにより、ユーザーに不
快感を与えないようにする。例えば、上記基準信号の白
レベルの期間を水平走査線の極めて短い期間のみに縮め
たり、基準信号の表示に用いられる走査線を周期的に変
更する。

【０１０６】（３）上記の（１）と（２）を併用する。
また、基準信号の挿入方法としては図１８に示した加算
回路３２Ｒ，３２Ｇ，３２Ｂを用いるほかに、図１６や
図１７に示したように、信号切換え用スイッチ回路やブ
ライト制御回路を用いる方法があることは言うまでもな
い。

【０１０７】また、ユーザーが必要に応じ自動白バラン
ス調整用スイッチを投入することで、自動白バランス調
整を行なうようにして、その際、調整用基準信号が受像
管有効画面中で表示されても止むを得ないとする場合の
実施例を図１９に示す。

【０１０８】図１９においては、白バランス制御回路３
３に自動白バランス調整用スイッチ３ＳＷが付加されて
おり、例えばこのスイッチ３ＳＷがユーザによりＯＮさ
れた時のみ自動白バランス調整が行なわれ、その後はこ
の時に得られた各制御ライン１９Ｒ，１９Ｇ，１９Ｂと
２０Ｒ，２０Ｇ，２０Ｂ上の制御信号を維持する。

【０１０９】従って、白バランス制御回路３３としては
図９や図１０に示した記憶回路を用いた方式が有利であ
る。また、上記のスイッチ３ＳＷによって基準信号を出
力する白バランス制御回路３３を用いて、偏向回路系や
コンバーゼンス回路系用の調整パターンを表示すれば各
種の調整を効率良く行なうことができ、調整用信号源内
蔵形の受像機となる。

【０１１０】さらに、図１８と同様に、基準信号の挿入
方法には加算回路やブライト制御回路を用いても良いこ
とは言うまでもない。

【０１１１】次に、自動白バランス調整用に基準信号を
発生する必要がなく、従ってアンダースキャン及びオー
バースキャンにかかわりなく、その両システムで使用可
能な自動白バランス調整回路の参考例を図２０に示す。

【０１１２】図２０では、各原色信号間の（ブライトレ
ベルを含めた）入力信号レベルの比を、カソード電流の
検出レベルの各原色信号間の比を揃えるように制御す
る。例えば、入力端子１Ｒに入力された原色信号の平均
値或いはピーク値、または最低値或いは瞬時値が入力信
号レベル検出回路６４Ｒで検出される。また、同様にカ
ソード電流レベル検出回路６６Ｒにより、カソード電流
の平均値或いはピーク値，または最低値或いは瞬時値が
検出される。

【０１１３】ここで，６４Ｒ，６４Ｇ，６４Ｂと６６
Ｒ，６６Ｇ，６６Ｂの各検出回路の入力端子には表示期
間、或いは同期パルスのフロント・バックポーチの一部
分のみＯＮするゲート回路が直列接続されていてもよ
く、カットオフ（低輝度レベル白バランス）調整時用と
ドライブ調整時用の出力を、調整に同期した時分割出力
ラインか２系統の出力ラインにより白バランス制御回路
３３に伝送する。

【０１１４】例えば、カットオフ（低輝度レベル白バラ
ンス）調整は、入力原色信号とカソード電流検出信号に
おける同期パルスのフロント・バックポーチの一部分の
瞬時値か或いは表示期間の最低値を用いて行なう。

【０１１５】また、ブライト調整機能付受像機のカット
オフ（低輝度レベル白バランス）調整は、ブライト制御
に応じて上記のカソード電流検出レベルを変化させる
か、ブランキング期間の一部（原色信号にブランキング
が施されていないブランキングパルスの直前・直後等）
にブライト制御に無関係な基準信号を挿入しなければな
らない。そして、ドライブ調整は入力原色信号とカソー
ド電流検出信号におけるピーク値か或いは平均値（表示
期間だけのピーク値或いは平均値でも可能）を用いて行
なう。

【０１１６】但し、これらのピーク値或いは平均値の検
出に際しては、信号ダイナミックレンジを考慮した最大
値制御と最小値補償のためにリミッタ機能、或いは雑音
による誤動作を考慮したノイズリミッタ機能を付加して
も良い。次に、カラー受像管の輝度ムラと色度のムラ及
びその経年変化に対応してこれを補正することのできる
参考例を図２１に示す。

【０１１７】一般にカラー受像管には、蛍光体の塗布状
態や前面ガラスの肉厚の差等に起因し、製造工程では除
去し難い輝度ムラが存在する。輝度ムラの分布例を図示
すると図２２の実線のようになる。また、偏向高圧一体
化回路を使用した受像機では、糸巻歪補正用に水平偏向
電流に掛けるポラボラ変調を水平フライバックパルスか
ら除去できず、上記の輝度ムラが助長されることがあ
る。

【０１１８】さらに、キャラクタ・ディスプレイ等の受
像管は有効画面の左上領域の使用頻度が高いため、経年
変化により図２２に示す破線のように輝度ムラ分布が変
化する。経年変化の度合いも各原色蛍光体の間で異なっ
ていることが多く、色度にもムラが発生する。これらの
輝度及び色度のムラとその経年変化さえも、参考例によ
って除去できる。

【０１１９】図２１においては、カソード電流検出信号
線３０Ｒ，３０Ｇ，３０Ｂを排除してカソード電流の検
出をしないことも可能であり、その代りに蛍光体の発光
輝度を直接検出するための光センサ６８か或いはビデオ
カメラ６９等を白バランス制御回路３３に接続する必要
がある。

【０１２０】自動白バランス調整の方法は、例えば、有
効画面領域の中央及び周辺部に配した小ウィンドクロス
ハッチ等の偏向系の調整も兼ねたテストパターンを表示
し、光センサ６８（投写式受像機の場合そのスクリーン
の裏側にユーザーから気付かれぬように設置することも
できる）かビデオカメラ６９によって各部の輝度・色度
を検出し自動白バランス調整を行なってムラを排除す
る。

【０１２１】具体的に説明すると、画面位置によって輝
度や色度にムラのある該画面に対して光センサ６８やビ
デオカメラ６９によって光検出を行い、画面位置にかか
わりなく検出される光の量が一定になるように、利得可
変増幅回路１０Ｒ，１０Ｇ，１０Ｂの利得調整やレベル
補正回路３１Ｒ，３１Ｇ，３１Ｂのレベル補正を白バラ
ンス制御回路３３によって行えば、画面の輝度や色度の
ムラを排除することができるわけである。

【０１２２】一方、通常の画像表示時には、走査に応じ
て順次に白バランス制御データを白バランス制御回路３
３から読み出す。その際、上記のスクリーンに光センサ
６８を内蔵させた場合やビデオカメラ６９の使用により
常時白バランス検出が可能な場合は、カソード電流の検
出は不要となる。

【０１２３】白バランス検出に常時は光センサやビデオ
カメラ等が使用できない場合、輝度・色度を検出し調整
した後のカソード電流を検出し、通常はこのカソード電
流を基準として制御を行なう。

【０１２４】また、ビデオカメラ６９等の場合は、受像
管の全体画面を撮影することにより、表示位置の検出も
可能なため、完全自動調整が可能である。さらに、信号
ラインを輝度信号と色差信号の２系統に減らし、後に原
色信号を再生してもよい。白バランス制御回路３３内に
は、図９や図１０に示したような記憶回路５２があり、
そこに表示位置と白バランス制御データを記憶した制御
マップが形成されている。そして、ブランキングパルス
等のタイミングか偏向電流の大きさに合わせて、白バラ
ンス制御データを順次に読み出して上記の輝度・色度の
ムラを除去する。

【０１２５】また、常時に光センサ６８やビデオカメラ
６９等による白バランス検出が可能な場合は言うまでも
なく、カソード電流を検出して白バランス調整を行なっ
ている場合には、予めカソード電流による輝度・色度ム
ラ補償データや経年変化の補償データを白バランス制御
回路３３内に記憶しておくことにより、カラー受像管の
輝度・色度ムラ及び受像機の経年変化を除去できる（経
年変化は白バランス制御回路３３内のクロックや垂直同
期パルスをカウントしたり、受像管のカソード電流の積
算値を用いて検出する）。

【０１２６】付言すると、カソード電流をいくらにした
ら画面の輝度や色度のムラを排除できるかという補償デ
ータや、経年変化に対する補償データ（何年経たらどの
位、輝度ムラや色度ムラが起きるので、それを補償して
ムラを解消するにはカソード電流をいくらに変えたらよ
いというような補償データ）は、予めメーカ側で様々な
テストや実験により求めることができるので、このよう
なデータを記憶回路に保持しておけば、光センサ６８や
ビデオカメラ６９などの光検出器を使わなくとも画面の
輝度や色度のムラを排除できるというわけである。

【０１２７】さらに、図１８と同様に、基準信号の挿入
方法には加算回路やブライト制御回路を用いても良いこ
とは言うまでもない。

【０１２８】続いて、原色信号回路の周波数帯域の劣化
を防ぐために考えられた参考例を説明する。

【０１２９】以上に説明した自動白バランス調整回路で
は、図１２の（イ）や図１３に示されるようにカソード
電流検出回路が付加されていたため、出力容量が増加し
てビデオ出力回路の周波数帯域が狭められていた。

【０１３０】そこで、この問題を解決するため、本参考
例ではカソード電流検出回路を削除し、受像管のアノー
ド電流から各原色のビーム電流を検出する。

【０１３１】従来の受像管のアノード電流検出は、図２
３に示すような自動輝度制限（ＡＢＬ）回路の一部とし
て行なわれていた。

【０１３２】図２３において、７４はフライバックトラ
ンス、７６は高圧検出端子、７０はＡＢＬ端子を示す。

【０１３３】しかし、検出された電流７９にはアノード
電流８１のほかに高圧検出用のブリーダ抵抗７７と７８
に流れる電流８０が含まれている。また、自動輝度制限
回路の動作安定化のため、アノード電流検出抵抗７２と
安定化容量７１の時定数は極めて大きく、電流７９のピ
ーク値が検出できない。

【０１３４】そこで更に他の参考例の要部を示す図２４
に見られるように、アノード電流検出抵抗７２に対して
充分に高い抵抗値と見なせる安定化抵抗８３を挿入する
ことにより、電流７９のピーク検出をしている。また、
電流８０はほぼ一定と見なせることから、受像管６のカ
ソードに信号電圧を加えた時に生ずる電流７９の変化量
からアノード電流８１を検出する。

【０１３５】実際には、各原色信号回路の単色ごとに基
準信号を挿入してアノード電流８１を検出する。但し、
アノード電流８１にもビーム電流のほかに第２グリッド
等の他の電極に流れる電流成分、及びフライバックトラ
ンスの各巻線の接地間或いはＡＢＬ端子配線間の寄生容
量に流れる偏向周期の高次歪電流等の歪電流成分が含ま
れるが、ビーム電流以外はほぼ一定振幅と見なせるた
め、電流７９のピーク値や平均値，サンプリング時の瞬
時値の変化量の検出により各原色のビーム電流を検出で
きる。また、本発明は受像機がアンダースキャンシステ
ムの場合のみでなく、オーバースキャンシステムであっ
ても適用できる。

【０１３６】以上を踏まえて次に、白バランス調整を行
うことで基準白色の色温度調整をユーザーが容易に行な
うことができる本発明の一実施例の要部を図１に示し、
これについて説明する。

【０１３７】その前に図２の白色の概略ＣＩＥ色度図を
示す。図２において８７Ｒ，８７Ｇ，８７Ｂは受像管の
各原色蛍光体の発光色度座標を示し、８４と８５の点は
それぞれ基準白色に用いられる（９３００Ｋ＋２７Ｍ.
Ｐ.Ｃ.Ｄ）と（６５５０Ｋ＋７Ｍ.Ｐ.Ｃ.Ｄ）の色度座
標を示す。基準白色の色温度を変化させた時の色度軌跡
は、８４と８５の点を通り、黒体輻射軌跡８６に沿って
変化することより、ほぼ直線と見なすことができる。

【０１３８】例えば、ある受像管における輝度一定の基
準白色温度と各原色用カソード電流の関係を示すと図３
（ａ）のようになる。図示された９１と９２の色温度は
それぞれ６５５０Ｋと９３００Ｋを示す。

【０１３９】図３（ａ）における各原色用カソード電流
特性８８，８９，９０も使用範囲においてほぼ直線と見
なせることより、図１に示すボリウム構成をカソード電
流検出回路に用いた自動白バランス調整回路とすること
で、ユーザーによる基準白色の色温度調整が可能とな
る。

【０１４０】図１においてボリウム２９２Ｒ，２９２
Ｇ，２９２Ｂは回転角３連制御タイプの素子を用いる。
また、各原色用カソード電流のうち１原色を一定値とし
て基準白色の色温度と各原色用の正規化カソード電流の
関係を示すと図３（ｂ）のようになる。

【０１４１】つまり、上記のボリウムは最低２素子あれ
ば足りるのであるが、その際カソード電流検出抵抗を一
定とする原色を選ぶことにより、ボリウムの信頼性を向
上させることができる。というのは、長い期間ボリウム
の摺動子から電流が流れ出る状態にしておくと、電蝕現
象により摺動子接点周辺の炭素抵抗体が除去されて、接
触不良や抵抗可変域に不連続点が発生してしまう。

【０１４２】そこで、カソード電流検出抵抗を一定とす
る原色を選んで他の２原色のボリウムの抵抗値を同方向
に変化させることで、上記の電蝕現象の発生を避けるこ
とができる。

【０１４３】具体的に図３に示される特性を持つ受像管
に対しては、Ｒか或いはＢの原色用カソード電流検出抵
抗を一定値とし、他の２原色用のカソード電流検出抵抗
を図１に示すボリウム２９２Ｇと２９２Ｂの接続を用い
て構成する。

【０１４４】また、同様にしてドライブ制御かカットオ
フ制御のひとつを可変として、自動白バランス調整によ
りもう一方の制御を追従させても色温度を可変できる。

【０１４５】また、図９や図１０に示した記憶回路５２
内蔵の白バランス制御回路３３に、各原色のビーム電流
比或いは発光輝度比のデータを多種類用意しておき、こ
れをユーザー操作により選択して用いることも可能であ
る。

【０１４６】その際、用意された複数のデータからの線
形近似等による演算により、任意の色温度の基準白色へ
の自動白バランス調整も可能である。また、以上の色温
度設定に対しても、上記の走査位置対応及び経年変化補
正が可能なことは言うまでもない。

【０１４７】本発明に関連した他の応用として、次のよ
うなことが考えれらる。各種カラー受像機の受像管のカ
ソード電流検出抵抗を電子制御抵抗に置きかえ、上記の
光センサ或いは光センサと自動白バランス調整装置を各
受像機共通に用いて調整を行なう。

【０１４８】或いは各種のカラー受像機、システムに内
蔵されている白バランス調整用の基準データを外部から
制御可能とし、上記の光センサ或いは光センサと自動白
バランス調整装置を各受像機共通に用いて調整を行な
う。調整後に各受像管に対応したカソード電流検出抵抗
値を用いるか或いは、外部から制御された白バランス調
整用の基準データを用いることにより、上記の各種受像
機の性能比較、或いは色彩デザインのシミュレートを行
なうことができる。

【０１４９】

【発明の効果】本発明は、以上説明したように構成され
ているので以下に挙げるような効果を期待することがで
きる。つまりドライブ調整かカットオフ調整の一つを可
変として、自動白バランス調整によりもう一方の調整を
追従させることにより、画面の見やすさの観点から個々
のユーザの好みに従って行う基準白色の色温度の調整
を、ユーザーが簡単に容易に行うことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例の要部を示す回路図である。

【図２】カラー受像機における基準白色の概略色度図で
ある。

【図３】基準白色の色温度とカソード電流の相関例を示
す二つの特性図である。

【図４】本発明の実施例の理解に役立つ、自動白バラン
ス調整回路を備えたカラー受像管を用いたディスプレイ
を参考例として示す回路図である。

【図５】図４の参考例に用いられる偏向信号の一例を示
す波形図である。

【図６】図４における偏向回路の詳細を示す回路図であ
る。

【図７】図４におけるカラー受像管の要部を示す部分断
面図である。

【図８】図４における白バランス制御回路の具体的構成
例を示す回路図である。

【図９】図４における白バランス制御回路の具体的構成
例を示す回路図である。

【図１０】白バランス制御回路の具体的構成例を示す回
路図である。

【図１１】図１０に示した白バランス制御回路における
制御データ取込みの手順を示すための説明図である。

【図１２】（イ）は図４におけるレベル補正回路及びカ
ソード電流検出回路の具体的構成例を示す回路図であ
り、（ロ）は図１２の（イ）の要部の詳細を示す回路図
である。

【図１３】レベル補正回路及びカソード電流検出回路の
他の構成例を示す回路図である。

【図１４】従来の自動白バランス調整回路を備えたカラ
ー受像管を用いたディスプレイを示す回路図である。

【図１５】図１４で示した従来回路における各部信号波
形を示す波形図である。

【図１６】他の参考例の要部を示す回路図である。

【図１７】他の参考例の要部を示す回路図である。

【図１８】他の参考例の要部を示す回路図である。

【図１９】他の参考例の要部を示す回路図である。

【図２０】更に別の参考例を示す回路図である。

【図２１】更に別の参考例を示す回路図である。

【図２２】カラー受像管の輝度ムラ分布の例を示す分布
図である。

【図２３】アノード電流検出回路の従来例を示す回路図
である。

【図２４】尚更に別の参考例の要部（アノード電流検出
回路）を示す回路図である。

【符号の説明】

１０Ｒ，Ｇ，Ｂ…ドライブ調整用利得可変増幅回路、１
２Ｒ，Ｇ，Ｂ…ビデオ出力回路、２２…偏向制御回路、
３１Ｒ，Ｇ，Ｂ…レベル補正兼カソード電流検出回路、
３３…白バランス制御回路、２９２Ｒ，Ｇ，Ｂ…ボリュ
ーム。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） (72)発明者 荒井 郁也 神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地 株 式会社日立製作所家電研究所内 (72)発明者 大沢 通孝 神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地 株 式会社日立製作所家電研究所内

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 相対的に暗い白色信号を白バランス調整
   用の基準信号として入力し、そのときの赤、緑、青のそ
   れぞれのカソード電流の比が予め定めた所定の比になる
   ように、該入力信号の直流レベルをそれぞれ調整するカ
   ットオフ調整のみを行う自動白バランス調整を備える
   か、あるいは前記カットオフ調整と、相対的に明るい白
   色信号を白バランス調整用の基準信号として入力し、そ
   のときの赤、緑、青のそれぞれのカソード電流の比が予
   め定めた所定の比になるように、該入力信号の増幅回路
   の利得をそれぞれ調整するドライブ調整と、を行う自動
   白バランス調整回路を備えたカラー受像管を用いたディ
   スプレイにおいて、 前記カットオフ調整とドライブ調整の何れか一方の調整
   を設定し、他方の調整を自動追従させることで基準白色
   の色温度制御を可能にしたことを特徴とするディスプレ
   イ。