JP2000358400A - 同期電動機の制御装置 - Google Patents
同期電動機の制御装置Info
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- JP2000358400A JP2000358400A JP11165595A JP16559599A JP2000358400A JP 2000358400 A JP2000358400 A JP 2000358400A JP 11165595 A JP11165595 A JP 11165595A JP 16559599 A JP16559599 A JP 16559599A JP 2000358400 A JP2000358400 A JP 2000358400A
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Landscapes
- Control Of Electric Motors In General (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 埋め込み磁石型同期電動機の制御装置におい
て、リラクタンストルクが電流に対して非線形であるた
め出力トルク精度が確保できず、その結果、工作機械の
同期タップ等の位置制御を行う用途に適用した場合に位
置誤差を生じるという課題がある。 【解決手段】 入力されたトルク指令値Ｔq*と所定値Ｔ
refの大小関係に応じてｄｑ軸電流指令値の算出方式を
切り換えることによって出力トルクとトルク指令値の関
係を線形化し、常に高精度なトルク制御を実現する。
て、リラクタンストルクが電流に対して非線形であるた
め出力トルク精度が確保できず、その結果、工作機械の
同期タップ等の位置制御を行う用途に適用した場合に位
置誤差を生じるという課題がある。 【解決手段】 入力されたトルク指令値Ｔq*と所定値Ｔ
refの大小関係に応じてｄｑ軸電流指令値の算出方式を
切り換えることによって出力トルクとトルク指令値の関
係を線形化し、常に高精度なトルク制御を実現する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は工作機械の主軸駆動
などに利用される同期電動機の制御装置の改良に関する
ものであり、特にロータ鉄心の内部に永久磁石を埋め込
んだ構造を持ち、磁石の起磁力によるトルクとロータ鉄
心の回転角度に対する磁気抵抗変化によって発生するリ
ラクタンストルクを併用する方式の埋め込み磁石型同期
電動機の制御装置において出力トルクの線形性を改善し
た同期電動機の制御装置に関するものである。
などに利用される同期電動機の制御装置の改良に関する
ものであり、特にロータ鉄心の内部に永久磁石を埋め込
んだ構造を持ち、磁石の起磁力によるトルクとロータ鉄
心の回転角度に対する磁気抵抗変化によって発生するリ
ラクタンストルクを併用する方式の埋め込み磁石型同期
電動機の制御装置において出力トルクの線形性を改善し
た同期電動機の制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】工作機械の主軸を駆動する電動機として
は、構造が堅牢で高速回転が可能な誘導電動機が広く用
いられている。この誘導電動機はベクトル制御によって
トルク、速度を自在に制御することが可能であり、工作
機械に必要な加減速運転など様々な機能を実現してい
る。
は、構造が堅牢で高速回転が可能な誘導電動機が広く用
いられている。この誘導電動機はベクトル制御によって
トルク、速度を自在に制御することが可能であり、工作
機械に必要な加減速運転など様々な機能を実現してい
る。
【０００３】図３に一般的な誘導電動機の断面構造図を
示す。誘導電動機は図に示すようにロータにかご型二次
導体１を持ち、この二次導体１に流れる電流とロータコ
ア２に鎖交する磁束との間に回転トルクを発生する。こ
のとき二次導体１に流れる電流によってロータに銅損が
発生し、ステータに比べてロータは十分な冷却を行うこ
とができないため、ロータの温度上昇が大きくなる。な
おステータは鉄心内部に直接に冷却風を通したり、冷却
液を通すなど十分な冷却を実現できる。逆にロータの温
度上昇を適度な値に抑えるためには、十分な表面積を確
保するためにロータの外形寸法を大きくする必要があ
り、結果としてロータイナーシャが増大して高速の加減
速を実現できない。さらにまた、近年の工作機械におい
ては、機械の主軸に直接モータのロータを実装したビル
トインモータという構造が普及しつつある。このような
構造においてはロータの温度上昇によって機械精度の熱
変位を発生させるという課題があり、誘導電動機に代わ
る電動機の採用が期待されている。
示す。誘導電動機は図に示すようにロータにかご型二次
導体１を持ち、この二次導体１に流れる電流とロータコ
ア２に鎖交する磁束との間に回転トルクを発生する。こ
のとき二次導体１に流れる電流によってロータに銅損が
発生し、ステータに比べてロータは十分な冷却を行うこ
とができないため、ロータの温度上昇が大きくなる。な
おステータは鉄心内部に直接に冷却風を通したり、冷却
液を通すなど十分な冷却を実現できる。逆にロータの温
度上昇を適度な値に抑えるためには、十分な表面積を確
保するためにロータの外形寸法を大きくする必要があ
り、結果としてロータイナーシャが増大して高速の加減
速を実現できない。さらにまた、近年の工作機械におい
ては、機械の主軸に直接モータのロータを実装したビル
トインモータという構造が普及しつつある。このような
構造においてはロータの温度上昇によって機械精度の熱
変位を発生させるという課題があり、誘導電動機に代わ
る電動機の採用が期待されている。
【０００４】これら課題の解決のために、最近ではロー
タに二次導体つまり発熱源を持たない同期電動機を工作
機械の主軸駆動に採用するという従来技術がある。特に
図４に示すような断面構造を持った埋め込み磁石型同期
電動機は、ロータコア２の内部に永久磁石３を埋め込ん
だ方式であり、漏れインダクタンスが大きいため磁石３
による速度誘起電圧をステータ巻線に通電する電流によ
って調整することができ、弱め界磁制御を容易に実現す
ることができるので工作機械の主軸に要求される定出力
特性を実現しやすい。また、ロータコア２の磁気抵抗
が、磁石による磁束と同一方向（ｄ軸方向）と磁石によ
る磁束に直交する方向（ｑ軸方向）とで大きく異なる性
質を持つため、ステータ巻線に通電する電流によってリ
ラクタンストルクが発生する。このリラクタンストルク
と磁石３によるトルクを加算合成したトルクを出力でき
るため、少ない磁石体積で大きな出力トルクを得ること
ができる。以上の特質から、埋め込み磁石型同期電動機
が工作機械の主軸駆動用として従来の誘導電動機に代わ
って採用され始めている。
タに二次導体つまり発熱源を持たない同期電動機を工作
機械の主軸駆動に採用するという従来技術がある。特に
図４に示すような断面構造を持った埋め込み磁石型同期
電動機は、ロータコア２の内部に永久磁石３を埋め込ん
だ方式であり、漏れインダクタンスが大きいため磁石３
による速度誘起電圧をステータ巻線に通電する電流によ
って調整することができ、弱め界磁制御を容易に実現す
ることができるので工作機械の主軸に要求される定出力
特性を実現しやすい。また、ロータコア２の磁気抵抗
が、磁石による磁束と同一方向（ｄ軸方向）と磁石によ
る磁束に直交する方向（ｑ軸方向）とで大きく異なる性
質を持つため、ステータ巻線に通電する電流によってリ
ラクタンストルクが発生する。このリラクタンストルク
と磁石３によるトルクを加算合成したトルクを出力でき
るため、少ない磁石体積で大きな出力トルクを得ること
ができる。以上の特質から、埋め込み磁石型同期電動機
が工作機械の主軸駆動用として従来の誘導電動機に代わ
って採用され始めている。
【０００５】埋め込み磁石型同期電動機は、磁石の起磁
力によるトルクとリラクタンストルクを併用することに
よって大きな出力トルクを実現している。これらの内、
磁石の起磁力によるトルクＴmは、極対数をＰ、誘起電
圧定数をＫem、磁束に直行するｑ軸電流成分をｉqとし
て次式によって表される。 Ｔm＝Ｐ・Ｋem・ｉq・・・（１） すなわちＴmはｑ軸電流に比例している。またリラクタ
ンストルクＴrは、ロータのｄ軸方向のインダクタンス
をＬd、ｑ軸方向のインダクタンスをＬq、ｄ軸電流成分
をｉdとして次式によって表される。 Ｔr＝Ｐ（Ｌq−Ｌd）ｉd・ｉq・・・（２） 従来の制御装置においては、ｉdはｉqに対して所定の比
率αを用いて次式に基づいて制御することが一般的であ
る。 ｉd＝α・ｉq・・・（３） この結果、上記（２）式のリラクタンストルクＴrは次
式のように表され、ｑ軸電流ｉqの振幅との関係は非線
形となる。 Ｔr＝Ｐ・α（Ｌq−Ｌd）ｉq2 ・・・（４） 埋め込み磁石型同期電動機の出力トルクは、前記Ｔrと
Ｔmの合成トルクであるため、このようにリラクタンス
トルクＴrが電流の振幅に対して非線形となる結果、合
成トルクも非線形となる。このため、入力されたトルク
指令に対して単純に電流振幅を決定する場合には、トル
ク指令値と出力トルクの関係が非線形となる。
力によるトルクとリラクタンストルクを併用することに
よって大きな出力トルクを実現している。これらの内、
磁石の起磁力によるトルクＴmは、極対数をＰ、誘起電
圧定数をＫem、磁束に直行するｑ軸電流成分をｉqとし
て次式によって表される。 Ｔm＝Ｐ・Ｋem・ｉq・・・（１） すなわちＴmはｑ軸電流に比例している。またリラクタ
ンストルクＴrは、ロータのｄ軸方向のインダクタンス
をＬd、ｑ軸方向のインダクタンスをＬq、ｄ軸電流成分
をｉdとして次式によって表される。 Ｔr＝Ｐ（Ｌq−Ｌd）ｉd・ｉq・・・（２） 従来の制御装置においては、ｉdはｉqに対して所定の比
率αを用いて次式に基づいて制御することが一般的であ
る。 ｉd＝α・ｉq・・・（３） この結果、上記（２）式のリラクタンストルクＴrは次
式のように表され、ｑ軸電流ｉqの振幅との関係は非線
形となる。 Ｔr＝Ｐ・α（Ｌq−Ｌd）ｉq2 ・・・（４） 埋め込み磁石型同期電動機の出力トルクは、前記Ｔrと
Ｔmの合成トルクであるため、このようにリラクタンス
トルクＴrが電流の振幅に対して非線形となる結果、合
成トルクも非線形となる。このため、入力されたトルク
指令に対して単純に電流振幅を決定する場合には、トル
ク指令値と出力トルクの関係が非線形となる。
【０００６】前記のようにトルク指令値と出力トルクの
関係が非線形となるという問題に対して、特開平９−１
４９７００号公報や特開平１０−２４３６７９号公報に
おいて、トルク指令値に対して出力トルクを線形にする
電流指令値を算出する制御装置が提案されている。しか
しながら、これらの従来技術においては、電流指令値の
算出において平方根演算やメモリを用いた補正演算を必
要としており、演算処理が複雑である。
関係が非線形となるという問題に対して、特開平９−１
４９７００号公報や特開平１０−２４３６７９号公報に
おいて、トルク指令値に対して出力トルクを線形にする
電流指令値を算出する制御装置が提案されている。しか
しながら、これらの従来技術においては、電流指令値の
算出において平方根演算やメモリを用いた補正演算を必
要としており、演算処理が複雑である。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】前述のように埋め込み
磁石型同期電動機においては、リラクタンストルクが電
流振幅に対して非線形であるため、入力されたトルク指
令値に対して単純に比例した電流指令値を生成していた
従来の制御装置では、トルク指令値に対して線形な出力
トルクを得ることができない。その結果、同期タップな
ど工作機械主軸に要求される高精度な位置制御を行う場
合には動作中の位置精度が悪化し、加工精度を確保でき
ないという課題がある。また、トルク指令値に対して線
形な出力トルクを得るために複雑な演算処理を行うと、
制御装置が高価なものとなるという課題がある。
磁石型同期電動機においては、リラクタンストルクが電
流振幅に対して非線形であるため、入力されたトルク指
令値に対して単純に比例した電流指令値を生成していた
従来の制御装置では、トルク指令値に対して線形な出力
トルクを得ることができない。その結果、同期タップな
ど工作機械主軸に要求される高精度な位置制御を行う場
合には動作中の位置精度が悪化し、加工精度を確保でき
ないという課題がある。また、トルク指令値に対して線
形な出力トルクを得るために複雑な演算処理を行うと、
制御装置が高価なものとなるという課題がある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上述した課題を解決する
ために本発明においては、ロータの鉄心内部に埋め込ま
れた磁石の起磁力によるトルクと、ロータ鉄心の回転角
度に対する磁気抵抗変化を利用したリラクタンストルク
を併用した同期電動機の制御装置において、ステータ巻
線に通電する３相交流電流の３相交流電流検出値とコミ
ュテーション電気角指令値を入力とし、前記３相交流電
流検出値のうち磁極位置に同期した磁束を発生する成分
であるｄ軸電流検出値と磁極位置と９０度の位相差を持
った磁束を発生させる成分であるｑ軸電流検出値とを出
力する３相２相変換器と、ｄ軸電流指令値と前記ｄ軸電
流検出値との偏差およびｑ軸電流指令値と前記ｑ軸電流
検出値との偏差に応じて前記ステータ巻線に通電する交
流電流をフィードバック制御する電流制御手段と、入力
されたトルク指令値Ｔq*が所定値Ｔrefよりも小さな場
合には、 ｉq*＝Ｋq1×Ｔq* なる演算に基づき第１の係数Ｋq1と前記トルク指令値Ｔ
q*によって前記ｑ軸電流指令値ｉq*を算出し、また前記
トルク指令値Ｔq*が前記所定値Ｔrefよりも大きな場合
には、 ｉq*＝Ｋq1×Ｔref なる演算に基づいて前記ｑ軸電流指令値ｉq*を算出する
ｑ軸電流指令算出部と、入力された前記トルク指令値Ｔ
q*が所定値Ｔrefよりも小さな場合には、 ｉd*＝０ なる演算に基づき、また前記トルク指令値Ｔq*が前記所
定値Ｔrefよりも大きな場合には、 ｉd*＝Ｋd1×（Ｔq*−Ｔref） なる演算に基づいて第２の係数Ｋd1と前記トルク指令値
Ｔq*によって前記ｄ軸電流指令値ｉd*を算出するｄ軸電
流指令算出部とを備えることを特長とする。また本発明
の別の実施態様においては、前記ｑ軸電流指令算出部お
よびｄ軸電流指令算出部として、入力されたトルク指令
値Ｔq*が所定値Ｔrefよりも小さな場合でかつロータの
回転速度Ｎが基底速度Ｎbよりも小さな場合には、 ｉq*＝Ｋq1×Ｔq* なる演算に基づいて第１の係数Ｋq1と前記トルク指令値
Ｔq*によって前記ｑ軸電流指令値ｉq*を算出し、また前
記トルク指令値Ｔq*が前記所定値Ｔrefよりも小さな場
合でかつ前記回転速度Ｎが前記基底速度Ｎbよりも大き
な場合には、 ｉq*＝Ｋq1×Ｔq*×Ｎb÷Ｎ なる演算に基づき、また前記トルク指令値Ｔq*が前記所
定値Ｔrefよりも大きな場合でかつ前記回転速度Ｎが前
記基底速度Ｎbよりも小さな場合には、 ｉq*＝Ｋq1×Ｔref なる演算に基づき、また前記トルク指令値Ｔq*が前記所
定値Ｔrefよりも大きな場合でかつ前記回転速度Ｎが前
記基底速度Ｎbよりも大きな場合には、 ｉq*＝Ｋq1×Ｔref×Ｎb÷Ｎ なる演算に基づいて前記ｑ軸電流指令値ｉq*を算出する
ｑ軸電流指令算出部と、前記トルク指令値Ｔq*が前記所
定値Ｔrefよりも小さな場合でかつ前記回転速度Ｎが前
記基底速度Ｎbよりも小さな場合には、 ｉd*＝０ なる演算に基づいて、また前記トルク指令値Ｔq*が前記
所定値Ｔrefよりも小さな場合でかつ前記回転速度Ｎが
前記基底速度Ｎbよりも大きな場合には、 ｉd*＝Ｋd0×（Ｎ−Ｎb） なる演算に基づき第２の係数Ｋd0と前記回転数Ｎ、前記
基底速度Ｎbによって前記ｄ軸電流指令値ｉd*を算出
し、また前記トルク指令値Ｔq*が前記所定値Ｔrefより
も大きな場合でかつ前記回転速度Ｎが前記基底速度Ｎb
よりも小さな場合には、 ｉd*＝Ｋd1×（Ｔq*−Ｔref） なる演算に基づいて第３の係数Ｋd1と前記トルク指令値
Ｔq*、前記所定値Ｔrefによって前記ｄ軸電流指令値ｉd
*を算出し、また前記トルク指令値Ｔq*が前記所定値Ｔr
efよりも大きな場合でかつ前記回転速度Ｎが前記基底速
度Ｎbよりも大きな場合には、 ｉd*＝Ｋd0×（Ｎ−Ｎb）＋Ｋd1×（Ｔq*−Ｔref） なる演算に基づいて前記ｄ軸電流指令値ｉd*を算出する
ｄ軸電流指令算出部を備えることを特長とする。さらに
本発明の別の実施態様においては、前記ｄ軸電流指令値
および前記ｑ軸電流指令値の算出方式を切り換えること
によって前記電動機の出力を高精度モードに切り替える
制御モード切換手段を備えて、また前記ｑ軸電流指令算
出部およびｄ軸電流指令算出部として、入力されたトル
ク指令値Ｔq*が所定値Ｔrefよりも小さな場合でかつ前
記制御モード切換手段が高精度モードである場合には、 ｉq*＝Ｋq1×Ｔq* なる演算に基づき第１の係数Ｋq1と前記トルク指令値Ｔ
q*によって前記ｑ軸電流指令値ｉq*を算出し、また前記
トルク指令値Ｔq*が前記所定値Ｔrefよりも大きな場合
でかつ前記制御モード切換手段が高精度モードである場
合には、 ｉq*＝Ｋq1×Ｔref なる演算に基づいて前記ｑ軸電流指令値ｉq*を算出し、
また前記制御モード切換手段が高精度モードでない場合
には、 ｉq*＝Ｋq2×Ｔq* なる演算に基づいて第２の係数Ｋq2と前記トルク指令値
Ｔq*によって前記ｑ軸電流指令値ｉq*を算出するｑ軸電
流指令算出部と、入力されたトルク指令値Ｔq*が所定値
Ｔrefよりも小さな場合でかつ前記制御モード切換手段
が高精度モードである場合には、 ｉd*＝０ なる演算に基づき、また前記トルク指令値Ｔq*が前記所
定値Ｔrefよりも大きな場合でかつ前記制御モード切換
手段が高精度モードである場合には、 ｉd*＝Ｋd1×（Ｔq*−Ｔref） なる演算に基づいて第３の係数Ｋd1と前記トルク指令値
Ｔq*によって前記ｄ軸電流指令値ｉd*を算出し、また前
記制御モード切換手段が高精度モードでない場合には、 ｉd*＝Ｋd2×Ｔq* なる演算に基づいて第４の係数Ｋd2と前記トルク指令値
Ｔq*によって前記ｄ軸電流指令値ｉd*を算出するｄ軸電
流指令算出部を備えることを特長とする。
ために本発明においては、ロータの鉄心内部に埋め込ま
れた磁石の起磁力によるトルクと、ロータ鉄心の回転角
度に対する磁気抵抗変化を利用したリラクタンストルク
を併用した同期電動機の制御装置において、ステータ巻
線に通電する３相交流電流の３相交流電流検出値とコミ
ュテーション電気角指令値を入力とし、前記３相交流電
流検出値のうち磁極位置に同期した磁束を発生する成分
であるｄ軸電流検出値と磁極位置と９０度の位相差を持
った磁束を発生させる成分であるｑ軸電流検出値とを出
力する３相２相変換器と、ｄ軸電流指令値と前記ｄ軸電
流検出値との偏差およびｑ軸電流指令値と前記ｑ軸電流
検出値との偏差に応じて前記ステータ巻線に通電する交
流電流をフィードバック制御する電流制御手段と、入力
されたトルク指令値Ｔq*が所定値Ｔrefよりも小さな場
合には、 ｉq*＝Ｋq1×Ｔq* なる演算に基づき第１の係数Ｋq1と前記トルク指令値Ｔ
q*によって前記ｑ軸電流指令値ｉq*を算出し、また前記
トルク指令値Ｔq*が前記所定値Ｔrefよりも大きな場合
には、 ｉq*＝Ｋq1×Ｔref なる演算に基づいて前記ｑ軸電流指令値ｉq*を算出する
ｑ軸電流指令算出部と、入力された前記トルク指令値Ｔ
q*が所定値Ｔrefよりも小さな場合には、 ｉd*＝０ なる演算に基づき、また前記トルク指令値Ｔq*が前記所
定値Ｔrefよりも大きな場合には、 ｉd*＝Ｋd1×（Ｔq*−Ｔref） なる演算に基づいて第２の係数Ｋd1と前記トルク指令値
Ｔq*によって前記ｄ軸電流指令値ｉd*を算出するｄ軸電
流指令算出部とを備えることを特長とする。また本発明
の別の実施態様においては、前記ｑ軸電流指令算出部お
よびｄ軸電流指令算出部として、入力されたトルク指令
値Ｔq*が所定値Ｔrefよりも小さな場合でかつロータの
回転速度Ｎが基底速度Ｎbよりも小さな場合には、 ｉq*＝Ｋq1×Ｔq* なる演算に基づいて第１の係数Ｋq1と前記トルク指令値
Ｔq*によって前記ｑ軸電流指令値ｉq*を算出し、また前
記トルク指令値Ｔq*が前記所定値Ｔrefよりも小さな場
合でかつ前記回転速度Ｎが前記基底速度Ｎbよりも大き
な場合には、 ｉq*＝Ｋq1×Ｔq*×Ｎb÷Ｎ なる演算に基づき、また前記トルク指令値Ｔq*が前記所
定値Ｔrefよりも大きな場合でかつ前記回転速度Ｎが前
記基底速度Ｎbよりも小さな場合には、 ｉq*＝Ｋq1×Ｔref なる演算に基づき、また前記トルク指令値Ｔq*が前記所
定値Ｔrefよりも大きな場合でかつ前記回転速度Ｎが前
記基底速度Ｎbよりも大きな場合には、 ｉq*＝Ｋq1×Ｔref×Ｎb÷Ｎ なる演算に基づいて前記ｑ軸電流指令値ｉq*を算出する
ｑ軸電流指令算出部と、前記トルク指令値Ｔq*が前記所
定値Ｔrefよりも小さな場合でかつ前記回転速度Ｎが前
記基底速度Ｎbよりも小さな場合には、 ｉd*＝０ なる演算に基づいて、また前記トルク指令値Ｔq*が前記
所定値Ｔrefよりも小さな場合でかつ前記回転速度Ｎが
前記基底速度Ｎbよりも大きな場合には、 ｉd*＝Ｋd0×（Ｎ−Ｎb） なる演算に基づき第２の係数Ｋd0と前記回転数Ｎ、前記
基底速度Ｎbによって前記ｄ軸電流指令値ｉd*を算出
し、また前記トルク指令値Ｔq*が前記所定値Ｔrefより
も大きな場合でかつ前記回転速度Ｎが前記基底速度Ｎb
よりも小さな場合には、 ｉd*＝Ｋd1×（Ｔq*−Ｔref） なる演算に基づいて第３の係数Ｋd1と前記トルク指令値
Ｔq*、前記所定値Ｔrefによって前記ｄ軸電流指令値ｉd
*を算出し、また前記トルク指令値Ｔq*が前記所定値Ｔr
efよりも大きな場合でかつ前記回転速度Ｎが前記基底速
度Ｎbよりも大きな場合には、 ｉd*＝Ｋd0×（Ｎ−Ｎb）＋Ｋd1×（Ｔq*−Ｔref） なる演算に基づいて前記ｄ軸電流指令値ｉd*を算出する
ｄ軸電流指令算出部を備えることを特長とする。さらに
本発明の別の実施態様においては、前記ｄ軸電流指令値
および前記ｑ軸電流指令値の算出方式を切り換えること
によって前記電動機の出力を高精度モードに切り替える
制御モード切換手段を備えて、また前記ｑ軸電流指令算
出部およびｄ軸電流指令算出部として、入力されたトル
ク指令値Ｔq*が所定値Ｔrefよりも小さな場合でかつ前
記制御モード切換手段が高精度モードである場合には、 ｉq*＝Ｋq1×Ｔq* なる演算に基づき第１の係数Ｋq1と前記トルク指令値Ｔ
q*によって前記ｑ軸電流指令値ｉq*を算出し、また前記
トルク指令値Ｔq*が前記所定値Ｔrefよりも大きな場合
でかつ前記制御モード切換手段が高精度モードである場
合には、 ｉq*＝Ｋq1×Ｔref なる演算に基づいて前記ｑ軸電流指令値ｉq*を算出し、
また前記制御モード切換手段が高精度モードでない場合
には、 ｉq*＝Ｋq2×Ｔq* なる演算に基づいて第２の係数Ｋq2と前記トルク指令値
Ｔq*によって前記ｑ軸電流指令値ｉq*を算出するｑ軸電
流指令算出部と、入力されたトルク指令値Ｔq*が所定値
Ｔrefよりも小さな場合でかつ前記制御モード切換手段
が高精度モードである場合には、 ｉd*＝０ なる演算に基づき、また前記トルク指令値Ｔq*が前記所
定値Ｔrefよりも大きな場合でかつ前記制御モード切換
手段が高精度モードである場合には、 ｉd*＝Ｋd1×（Ｔq*−Ｔref） なる演算に基づいて第３の係数Ｋd1と前記トルク指令値
Ｔq*によって前記ｄ軸電流指令値ｉd*を算出し、また前
記制御モード切換手段が高精度モードでない場合には、 ｉd*＝Ｋd2×Ｔq* なる演算に基づいて第４の係数Ｋd2と前記トルク指令値
Ｔq*によって前記ｄ軸電流指令値ｉd*を算出するｄ軸電
流指令算出部を備えることを特長とする。
【０００９】
【発明の実施の形態】図１は本発明に係る同期電動機の
制御装置の一実施形態を示すブロック図である。図中の
モータ５は前述した埋め込み磁石型同期電動機であり、
インバータ６によって可変電圧、可変周波数の３相交流
電圧を印加して駆動している。なお、インバータ６は直
流電源８を入力として３相電圧指令ｅu*、ｅv*、ｅw*に
応じてモータ５に印加する電圧を制御している。モータ
５に流れる３相電流は電流検出器７によって検出されて
おり、この検出値ｉu、ｉv、ｉwを入力として３相２相
変換器９は次の演算を行って２相信号ｉd、ｉqを出力す
る。
制御装置の一実施形態を示すブロック図である。図中の
モータ５は前述した埋め込み磁石型同期電動機であり、
インバータ６によって可変電圧、可変周波数の３相交流
電圧を印加して駆動している。なお、インバータ６は直
流電源８を入力として３相電圧指令ｅu*、ｅv*、ｅw*に
応じてモータ５に印加する電圧を制御している。モータ
５に流れる３相電流は電流検出器７によって検出されて
おり、この検出値ｉu、ｉv、ｉwを入力として３相２相
変換器９は次の演算を行って２相信号ｉd、ｉqを出力す
る。
【数１】ｉd＝ｉu・sｉnθ＋ｉv・sｉn(θ−120°)＋ｉw・
sｉn(θ＋120°)
sｉn(θ＋120°)
【数２】ｉq＝ｉu・cosθ＋ｉv・cos(θ−120°)＋ｉw・co
s(θ＋120°) ここでθはロータの回転角度に極対数（ポール数の１／
２）を乗じた電気角であり、磁石によって発生する磁束
の位置を０度としている。このようにして得られたｉd
は、ステータ巻線に流れる交流電流のうち磁極位置に同
期した磁束を発生する成分を表す直流量であり、ｄ軸電
流検出値と称する。またｉqは磁極位置と９０度の位相
差を持った磁束を発生させる成分を表す直流量であり、
ｑ軸電流検出値と称する。これらｉd、ｉqはｄｑ軸電圧
指令算出部１０に入力され、それぞれの指令値であるｉ
d*、ｉq*との偏差に応じてｄ軸電圧指令ｅd*、ｅq*を演
算している。さらにｅd*、ｅq*は２相３相変換器１１に
おいて次の演算によって３相交流電圧指令ｅu*、ｅv*、
ｅw*に変換される。
s(θ＋120°) ここでθはロータの回転角度に極対数（ポール数の１／
２）を乗じた電気角であり、磁石によって発生する磁束
の位置を０度としている。このようにして得られたｉd
は、ステータ巻線に流れる交流電流のうち磁極位置に同
期した磁束を発生する成分を表す直流量であり、ｄ軸電
流検出値と称する。またｉqは磁極位置と９０度の位相
差を持った磁束を発生させる成分を表す直流量であり、
ｑ軸電流検出値と称する。これらｉd、ｉqはｄｑ軸電圧
指令算出部１０に入力され、それぞれの指令値であるｉ
d*、ｉq*との偏差に応じてｄ軸電圧指令ｅd*、ｅq*を演
算している。さらにｅd*、ｅq*は２相３相変換器１１に
おいて次の演算によって３相交流電圧指令ｅu*、ｅv*、
ｅw*に変換される。
【数３】ｅu*＝ｅd*・sｉnθ＋ｅq*・cosθ
【数４】 ｅv*＝ｅd*・sｉn(θ−120°)＋ｅq*・cos(θ−120°)
【数５】 ｅw*＝ｅd*・sｉn(θ＋120°)＋ｅq*・cos(θ＋120°) このようにステータに通電される３相交流電流をｄ軸電
流、ｑ軸電流のそれぞれに分配してフィードバック制御
することによって、モータの発生トルクはｄ軸電流指令
値ｉd*とｑ軸電流指令値ｉq*とによって任意に制御する
ことが可能となる。
流、ｑ軸電流のそれぞれに分配してフィードバック制御
することによって、モータの発生トルクはｄ軸電流指令
値ｉd*とｑ軸電流指令値ｉq*とによって任意に制御する
ことが可能となる。
【００１０】図１の同期電動機の制御装置に対して外部
からの入力指令としてはトルク指令Ｔq*が入力されてい
る。このトルク指令Ｔq*を入力として第１の電流指令算
出部１２においては、所定のトルク指令しきい値Ｔref
とＴq*を比較し、その比較結果に基づいて以下のように
ｄ軸電流指令値ｉd*、ｑ軸電流指令ｉq*を算出する。す
なわち、トルク指令Ｔq*がＴrefよりも小さな場合には
ｑ軸電流定数をＫq1として、
からの入力指令としてはトルク指令Ｔq*が入力されてい
る。このトルク指令Ｔq*を入力として第１の電流指令算
出部１２においては、所定のトルク指令しきい値Ｔref
とＴq*を比較し、その比較結果に基づいて以下のように
ｄ軸電流指令値ｉd*、ｑ軸電流指令ｉq*を算出する。す
なわち、トルク指令Ｔq*がＴrefよりも小さな場合には
ｑ軸電流定数をＫq1として、
【数６】ｉq*＝Ｋq1×Ｔq*
【数７】ｉd*＝０ と算出する。また、トルク指令Ｔq*がＴrefよりも大き
な場合には、ｄ軸電流定数をＫd1として、
な場合には、ｄ軸電流定数をＫd1として、
【数８】ｉq*＝Ｋq1×Ｔref
【数９】ｉd*＝Ｋd1×（Ｔq*−Ｔref） と算出する。
【００１１】上記ようにｄ軸電流指令ｉd*、ｑ軸電流指
令ｉq*を算出した場合の出力トルクＴは以下のように表
される。まずＴq*≦Ｔrefの場合は、数１、数２、数
６、数７より、
令ｉq*を算出した場合の出力トルクＴは以下のように表
される。まずＴq*≦Ｔrefの場合は、数１、数２、数
６、数７より、
【数１０】 Ｔ＝Ｔm＋Ｔr ＝Ｐ・Ｋem・ｉq＋Ｐ（Ｌq−Ｌd）ｉd・ｉq ＝Ｐ・Ｋem・Ｋq1・Ｔq* となる。すなわち出力トルクＴはトルク指令Ｔq*に比例
する。次にＴq*＞Ｔrefの場合は数１、数２、数８、数
９より、
する。次にＴq*＞Ｔrefの場合は数１、数２、数８、数
９より、
【数１１】 Ｔ＝Ｔm＋Ｔr ＝Ｐ・Ｋem・ｉq＋Ｐ（Ｌq−Ｌd）ｉd・ｉq ＝Ｐ・Ｋq1・Ｔref｛Ｋem＋Ｋd1（Ｌq−Ｌd）（Ｔq*−Ｔref）｝ となる。すなわち、この場合においても出力トルクＴは
トルク指令Ｔq*に対して線形であるので、適切なＴre
f、Ｋd1を選定すれば正確な出力トルクを得ることがで
きる。
トルク指令Ｔq*に対して線形であるので、適切なＴre
f、Ｋd1を選定すれば正確な出力トルクを得ることがで
きる。
【００１２】次に本発明に基づく高精度なトルク制御方
式において、定出力制御を行う方式について説明する。
モータの回転速度をＮ、基底回転速度をＮbとすると
き、Ｎ≧ＮbかつＴq*≦Ｔrefの場合は、ｄ軸界磁弱め電
流定数をＫd0として、
式において、定出力制御を行う方式について説明する。
モータの回転速度をＮ、基底回転速度をＮbとすると
き、Ｎ≧ＮbかつＴq*≦Ｔrefの場合は、ｄ軸界磁弱め電
流定数をＫd0として、
【数１２】ｉq*＝Ｋq1×Ｔq*×Ｎb÷Ｎ
【数１３】ｉd*＝Ｋd0×（Ｎ−Ｎb） なる演算によって電流指令を算出する。数１３は磁石に
よる磁束を打ち消すための界磁弱め電流である。またＮ
≧ＮbかつＴq*＞Ｔrefの場合は、
よる磁束を打ち消すための界磁弱め電流である。またＮ
≧ＮbかつＴq*＞Ｔrefの場合は、
【数１４】ｉq*＝Ｋq1×Ｔref×Ｎb÷Ｎ
【数１５】 ｉd*＝Ｋd0×（Ｎ−Ｎb）＋Ｋd1×（Ｔq*−Ｔref） なる演算によって電流指令を算出する。
【００１３】上述した数６、数７、数８、数９に基づく
ｄ軸電流指令ｉd*、ｑ軸電流指令ｉq*によって出力トル
クＴを高精度に制御することができるが、その反面にお
いてモータの端子電圧が比較的高くなり、限られたイン
バータ６の出力電圧範囲の中においては最大出力が確保
できない場合がある。そこで図１の実施形態において、
制御モード切換手段１３は外部より指定されたモード信
号に従って、当該モード信号が高精度モードである場合
には第１の電流指令算出部１２の算出したｉd*、ｉq*を
ｄｑ軸電圧指令算出部１０に対して出力し、また高精度
モードでない場合には第２の電流指令算出部１４が算出
したｉd*、ｉq*をｄｑ軸電圧指令算出部１０に対して出
力している。ここで第２の電流指令算出部１４における
ｉd*、ｉq*の算出方法は従来の一般的な埋め込み磁石型
同期電動機の制御装置と同様であり、ｑ軸電流定数をＫ
q2、ｄ軸電流定数をＫd2として次式によって算出する。
これらＫq2、Ｋd2は一般的に最も大きなトルクを発生す
るように算出された係数である。
ｄ軸電流指令ｉd*、ｑ軸電流指令ｉq*によって出力トル
クＴを高精度に制御することができるが、その反面にお
いてモータの端子電圧が比較的高くなり、限られたイン
バータ６の出力電圧範囲の中においては最大出力が確保
できない場合がある。そこで図１の実施形態において、
制御モード切換手段１３は外部より指定されたモード信
号に従って、当該モード信号が高精度モードである場合
には第１の電流指令算出部１２の算出したｉd*、ｉq*を
ｄｑ軸電圧指令算出部１０に対して出力し、また高精度
モードでない場合には第２の電流指令算出部１４が算出
したｉd*、ｉq*をｄｑ軸電圧指令算出部１０に対して出
力している。ここで第２の電流指令算出部１４における
ｉd*、ｉq*の算出方法は従来の一般的な埋め込み磁石型
同期電動機の制御装置と同様であり、ｑ軸電流定数をＫ
q2、ｄ軸電流定数をＫd2として次式によって算出する。
これらＫq2、Ｋd2は一般的に最も大きなトルクを発生す
るように算出された係数である。
【数１６】ｉq*＝Ｋq2×Ｔq*
【数１７】ｉd*＝Ｋd2×Ｔq* このように出力トルクの精度要求が比較的低い場合に
は、モード信号によってｄ軸電流指令ｉd*、ｑ軸電流指
令ｉq*の演算方式を切り換えることによって、最も小さ
な電流値で効率よくトルクを出力できるため、モータの
巻線抵抗によって発生する銅損を最小にすることがで
き、モータの発熱を低く抑えることができる。
は、モード信号によってｄ軸電流指令ｉd*、ｑ軸電流指
令ｉq*の演算方式を切り換えることによって、最も小さ
な電流値で効率よくトルクを出力できるため、モータの
巻線抵抗によって発生する銅損を最小にすることがで
き、モータの発熱を低く抑えることができる。
【００１４】図１におけるそのほかの構成要素の動作を
説明する。ｄｑ軸電圧指令算出部１０では入力された電
流指令ｉd*、ｉq*および電流検出値ｉd、ｉq、ロータ回
転速度Ｎを元にｄ軸電圧指令値Ｅd*、ｑ軸電圧指令値Ｅ
q*を算出しており、その内部構成を図２に示す。減算器
１６はｄ軸電流指令ｉd*とｄ軸電流検出値ｉdとを減算
してｄ軸電流誤差を算出している。Ｐｉ演算増幅器１７
はｄ軸電流誤差を比例積分演算によってｄ軸電圧指令値
を算出しているが、その出力には加算器１８および１９
によって電流指令ｉd*およびｉq*から算出したｄ軸電圧
の予測値をフィードフォワード補償している。同様に減
算器２０ではｑ軸電流指令ｉq*とｑ軸電流検出値ｉqを
減算してｑ軸電流誤差を求め、これをＰｉ演算増幅器２
１によって増幅した結果に、加算器２２、２３および２
４においてｑ軸電圧の予測値をフィードフォワード補償
している。なお、ｑ軸電圧には磁石による速度誘起電圧
成分も含まれているので乗算器２５において誘起電圧定
数Ｋemを回転速度Ｎに乗算して速度誘起電圧を予測演算
している。これらフィードフォワード補償値のｄ軸成分
をＥdff、ｑ軸成分をＥqffとすると、これらの演算は巻
線抵抗をＲ1、ｄ軸電流に対する巻線インダクタンスを
Ｌd、ｑ軸電流に対するインダクタンスをＬqとして次式
によって算出する。
説明する。ｄｑ軸電圧指令算出部１０では入力された電
流指令ｉd*、ｉq*および電流検出値ｉd、ｉq、ロータ回
転速度Ｎを元にｄ軸電圧指令値Ｅd*、ｑ軸電圧指令値Ｅ
q*を算出しており、その内部構成を図２に示す。減算器
１６はｄ軸電流指令ｉd*とｄ軸電流検出値ｉdとを減算
してｄ軸電流誤差を算出している。Ｐｉ演算増幅器１７
はｄ軸電流誤差を比例積分演算によってｄ軸電圧指令値
を算出しているが、その出力には加算器１８および１９
によって電流指令ｉd*およびｉq*から算出したｄ軸電圧
の予測値をフィードフォワード補償している。同様に減
算器２０ではｑ軸電流指令ｉq*とｑ軸電流検出値ｉqを
減算してｑ軸電流誤差を求め、これをＰｉ演算増幅器２
１によって増幅した結果に、加算器２２、２３および２
４においてｑ軸電圧の予測値をフィードフォワード補償
している。なお、ｑ軸電圧には磁石による速度誘起電圧
成分も含まれているので乗算器２５において誘起電圧定
数Ｋemを回転速度Ｎに乗算して速度誘起電圧を予測演算
している。これらフィードフォワード補償値のｄ軸成分
をＥdff、ｑ軸成分をＥqffとすると、これらの演算は巻
線抵抗をＲ1、ｄ軸電流に対する巻線インダクタンスを
Ｌd、ｑ軸電流に対するインダクタンスをＬqとして次式
によって算出する。
【数１８】Ｅdff＝Ｒ1・ｉd*＋Ｎ・Ｌq・ｉq*
【数１９】Ｅqff＝Ｒ1・ｉq*−Ｎ・Ｌd・ｉd*＋Ｎ・Ｋem
【発明の効果】本発明による同期電動機の制御装置にお
いては、入力されたトルク指令値に対してモータの出力
トルクを線形に制御できるため、常に高精度なトルク制
御が可能となり、かつ複雑な演算処理を必要としないた
め、安価で信頼性の高い制御装置を実現することができ
る。この結果、位置制御を行う場合に位置誤差の発生を
極小にできるので、工作機械の主軸における同期タップ
などの用途において加工精度を向上できる効果がある。
いては、入力されたトルク指令値に対してモータの出力
トルクを線形に制御できるため、常に高精度なトルク制
御が可能となり、かつ複雑な演算処理を必要としないた
め、安価で信頼性の高い制御装置を実現することができ
る。この結果、位置制御を行う場合に位置誤差の発生を
極小にできるので、工作機械の主軸における同期タップ
などの用途において加工精度を向上できる効果がある。
【図１】 本発明による同期電動機の一実施形態を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図２】 ｄｑ軸電圧指令算出部の動作を示すブロック
図である。
図である。
【図３】 従来の誘導電動機の断面構造図である。
【図４】 本発明の同期電動機の制御装置によって駆動
される埋め込み磁石型同期電動機の断面構造図である。
される埋め込み磁石型同期電動機の断面構造図である。
１ 二次導体、２ ロータコア、３ 磁石、４ エンコ
ーダ、５ モータ、６インバータ、７ 電流検出器、８
直流電源、９ ３相２相変換器、１０ ｄｑ軸電圧指
令算出部、１１ ２相３相変換器、１２ 第１の電流指
令算出部、１３ 制御モード切換手段、１４ 第２の電
流指令算出部、１５ 微分器、１６減算器、１７ Ｐｉ
演算増幅器、１８ 加算器、１９ 加算器、２０ 減算
器、２１ Ｐｉ演算増幅器、２２ 加算器、２３ 加算
器、２４ 加算器、２５ 乗算器、２６ 乗算器、２７
乗算器、２８ 乗算器、２９ 乗算器、３０ 乗算
器、３１ 乗算器。
ーダ、５ モータ、６インバータ、７ 電流検出器、８
直流電源、９ ３相２相変換器、１０ ｄｑ軸電圧指
令算出部、１１ ２相３相変換器、１２ 第１の電流指
令算出部、１３ 制御モード切換手段、１４ 第２の電
流指令算出部、１５ 微分器、１６減算器、１７ Ｐｉ
演算増幅器、１８ 加算器、１９ 加算器、２０ 減算
器、２１ Ｐｉ演算増幅器、２２ 加算器、２３ 加算
器、２４ 加算器、２５ 乗算器、２６ 乗算器、２７
乗算器、２８ 乗算器、２９ 乗算器、３０ 乗算
器、３１ 乗算器。
Claims (3)
- 【請求項１】 ロータの鉄心内部に埋め込まれた磁石の
起磁力によるトルクと、ロータ鉄心の回転角度に対する
磁気抵抗変化を利用したリラクタンストルクを併用した
同期電動機の制御装置において、 ステータ巻線に通電する３相交流電流の３相交流電流検
出値とコミュテーション電気角指令値を入力とし、前記
３相交流電流検出値のうち磁極位置に同期した磁束を発
生する成分であるｄ軸電流検出値と磁極位置と９０度の
位相差を持った磁束を発生させる成分であるｑ軸電流検
出値とを出力する３相２相変換器と、 ｄ軸電流指令値と前記ｄ軸電流検出値との偏差およびｑ
軸電流指令値と前記ｑ軸電流検出値との偏差に応じて前
記ステータ巻線に通電する交流電流をフィードバック制
御する電流制御手段と、 入力されたトルク指令値Ｔq*が所定値Ｔrefよりも小さ
な場合には、 ｉq*＝Ｋq1×Ｔq* なる演算に基づき第１の係数Ｋq1と前記トルク指令値Ｔ
q*によって前記ｑ軸電流指令値ｉq*を算出し、また前記
トルク指令値Ｔq*が前記所定値Ｔrefよりも大きな場合
には、 ｉq*＝Ｋq1×Ｔref なる演算に基づいて前記ｑ軸電流指令値ｉq*を算出する
ｑ軸電流指令算出部と、入力された前記トルク指令値Ｔ
q*が所定値Ｔrefよりも小さな場合には、 ｉd*＝０ なる演算に基づき、また前記トルク指令値Ｔq*が前記所
定値Ｔrefよりも大きな場合には、 ｉd*＝Ｋd1×（Ｔq*−Ｔref） なる演算に基づいて第２の係数Ｋd1と前記トルク指令値
Ｔq*によって前記ｄ軸電流指令値ｉd*を算出するｄ軸電
流指令算出部とを備えた同期電動機の制御装置。 - 【請求項２】 ロータの鉄心内部に埋め込まれた磁石の
起磁力によるトルクと、ロータ鉄心の回転角度に対する
磁気抵抗変化を利用したリラクタンストルクを併用した
同期電動機の制御装置において、 ステータ巻線に通電する３相交流電流の３相交流電流検
出値とコミュテーション電気角指令値を入力とし、前記
３相交流電流検出値のうち磁極位置に同期した磁束を発
生する成分であるｄ軸電流検出値と磁極位置と９０度の
位相差を持った磁束を発生させる成分であるｑ軸電流検
出値とを出力する３相２相変換器と、 ｄ軸電流指令値と前記ｄ軸電流検出値との偏差およびｑ
軸電流指令値と前記ｑ軸電流検出値との偏差に応じて前
記ステータ巻線に通電する交流電流をフィードバック制
御する電流制御手段と、 入力されたトルク指令値Ｔq*が所定値Ｔrefよりも小さ
な場合でかつロータの回転速度Ｎが基底速度Ｎbよりも
小さな場合には、 ｉq*＝Ｋq1×Ｔq* なる演算に基づいて第１の係数Ｋq1と前記トルク指令値
Ｔq*によって前記ｑ軸電流指令値ｉq*を算出し、また前
記トルク指令値Ｔq*が前記所定値Ｔrefよりも小さな場
合でかつ前記回転速度Ｎが前記基底速度Ｎbよりも大き
な場合には、 ｉq*＝Ｋq1×Ｔq*×Ｎb÷Ｎ なる演算に基づき、また前記トルク指令値Ｔq*が前記所
定値Ｔrefよりも大きな場合でかつ前記回転速度Ｎが前
記基底速度Ｎbよりも小さな場合には、 ｉq*＝Ｋq1×Ｔref なる演算に基づき、また前記トルク指令値Ｔq*が前記所
定値Ｔrefよりも大きな場合でかつ前記回転速度Ｎが前
記基底速度Ｎbよりも大きな場合には、 ｉq*＝Ｋq1×Ｔref×Ｎb÷Ｎ なる演算に基づいて前記ｑ軸電流指令値ｉq*を算出する
ｑ軸電流指令算出部と、 前記トルク指令値Ｔq*が前記所定値Ｔrefよりも小さな
場合でかつ前記回転速度Ｎが前記基底速度Ｎbよりも小
さな場合には、 ｉd*＝０ なる演算に基づいて、また前記トルク指令値Ｔq*が前記
所定値Ｔrefよりも小さな場合でかつ前記回転速度Ｎが
前記基底速度Ｎbよりも大きな場合には、 ｉd*＝Ｋd0×（Ｎ−Ｎb） なる演算に基づき第２の係数Ｋd0と前記回転数Ｎ、前記
基底速度Ｎbによって前記ｄ軸電流指令値ｉd*を算出
し、また前記トルク指令値Ｔq*が前記所定値Ｔrefより
も大きな場合でかつ前記回転速度Ｎが前記基底速度Ｎb
よりも小さな場合には、 ｉd*＝Ｋd1×（Ｔq*−Ｔref） なる演算に基づいて第３の係数Ｋd1と前記トルク指令値
Ｔq*、前記所定値Ｔrefによって前記ｄ軸電流指令値ｉd
*を算出し、また前記トルク指令値Ｔq*が前記所定値Ｔr
efよりも大きな場合でかつ前記回転速度Ｎが前記基底速
度Ｎbよりも大きな場合には、 ｉd*＝Ｋd0×（Ｎ−Ｎb）＋Ｋd1×（Ｔq*−Ｔref） なる演算に基づいて前記ｄ軸電流指令値ｉd*を算出する
ｄ軸電流指令算出部とを備えた同期電動機の制御装置。 - 【請求項３】 ロータの鉄心内部に埋め込まれた磁石の
起磁力によるトルクと、ロータ鉄心の回転角度に対する
磁気抵抗変化を利用したリラクタンストルクを併用した
同期電動機の制御装置において、 ステータ巻線に通電する３相交流電流の３相交流電流検
出値とコミュテーション電気角指令値を入力とし、前記
３相交流電流検出値のうち磁極位置に同期した磁束を発
生する成分であるｄ軸電流検出値と磁極位置と９０度の
位相差を持った磁束を発生させる成分であるｑ軸電流検
出値とを出力する３相２相変換器と、 ｄ軸電流指令値と前記ｄ軸電流検出値との偏差およびｑ
軸電流指令値と前記ｑ軸電流検出値との偏差に応じて前
記ステータ巻線に通電する交流電流をフィードバック制
御する電流制御手段と、 前記ｄ軸電流指令値および前記ｑ軸電流指令値の算出方
式を切り換えることによって前記電動機の出力を高精度
モードに切り替える制御モード切換手段と、 入力されたトルク指令値Ｔq*が所定値Ｔrefよりも小さ
な場合でかつ前記制御モード切換手段が高精度モードで
ある場合には、 ｉq*＝Ｋq1×Ｔq* なる演算に基づき第１の係数Ｋq1と前記トルク指令値Ｔ
q*によって前記ｑ軸電流指令値ｉq*を算出し、また前記
トルク指令値Ｔq*が前記所定値Ｔrefよりも大きな場合
でかつ前記制御モード切換手段が高精度モードである場
合には、 ｉq*＝Ｋq1×Ｔref なる演算に基づいて前記ｑ軸電流指令値ｉq*を算出し、
また前記制御モード切換手段が高精度モードでない場合
には、 ｉq*＝Ｋq2×Ｔq* なる演算に基づいて第２の係数Ｋq2と前記トルク指令値
Ｔq*によって前記ｑ軸電流指令値ｉq*を算出するｑ軸電
流指令算出部と、 入力されたトルク指令値Ｔq*が所定値Ｔrefよりも小さ
な場合でかつ前記制御モード切換手段が高精度モードで
ある場合には、 ｉd*＝０ なる演算に基づき、また前記トルク指令値Ｔq*が前記所
定値Ｔrefよりも大きな場合でかつ前記制御モード切換
手段が高精度モードである場合には、 ｉd*＝Ｋd1×（Ｔq*−Ｔref） なる演算に基づいて第３の係数Ｋd1と前記トルク指令値
Ｔq*によって前記ｄ軸電流指令値ｉd*を算出し、また前
記制御モード切換手段が高精度モードでない場合には、 ｉd*＝Ｋd2×Ｔq* なる演算に基づいて第４の係数Ｋd2と前記トルク指令値
Ｔq*によって前記ｄ軸電流指令値ｉd*を算出するｄ軸電
流指令算出部とを備えた同期電動機の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16559599A JP3676944B2 (ja) | 1999-06-11 | 1999-06-11 | 同期電動機の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16559599A JP3676944B2 (ja) | 1999-06-11 | 1999-06-11 | 同期電動機の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000358400A true JP2000358400A (ja) | 2000-12-26 |
| JP3676944B2 JP3676944B2 (ja) | 2005-07-27 |
Family
ID=15815346
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16559599A Expired - Fee Related JP3676944B2 (ja) | 1999-06-11 | 1999-06-11 | 同期電動機の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
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Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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