JP2000501582A

JP2000501582A - Ｎｔｓｃビデオの効率的光伝送方法およびシステム

Info

Publication number: JP2000501582A
Application number: JP10510809A
Authority: JP
Inventors: エッフェンベルガー，フランク，ジェイ．
Original assignee: ベルコミュニケーションズリサーチ，インコーポレイテッド
Priority date: 1996-08-21
Filing date: 1997-08-13
Publication date: 2000-02-08
Also published as: WO1998008316A1; US5841563A; CA2261945A1

Abstract

(57)【要約】アナログ・ビデオをＦＴＴＨ（ファイバ・ツー・ザ・ホーム）のネットワーク上を配信する手法が開示され、この手法は標準信号フォーマットの基本的問題である、パワー予算制約という問題を、利用可能な光信号効率性を向上させることによって解決している。より具体的には、既存受信機と互換性をもつ、効率的な修正アナログ・ビデオを伝送する手法が提供されている。さらに具体的には、標準ＮＴＳＣビデオ信号（９２）の同期部分の振幅（９８）は伝送期間に低減され、許容光変調指数(optical modulation index:0MI)を顕著に向上させている。

Description

【発明の詳細な説明】ＮＴＳＣビデオの効率的光伝送方法およびシステム関連出願本出願は「ＮＴＳＣビデオの効率的光伝送」という名称で、１９９６年８月２１日に出願された米国仮特許出願第 60/024,280 号の利益を主張して申請されたものである。発明の背景本発明は光信号伝送の分野に関する。さらに具体的には、本発明はＮＴＳＣビデオ信号を、付加的機器を必要とせずに既存システムと互換性をもつような形でひずみを低減化する修正フォーマットで伝送する方法およびシステムに関する。高品質振幅変調の残留側波帯(amplitude modulation,vestigial sideband-AM- VSB)ビデオを、ＮＴＳＣ(National Television Standard Committee-米国テレビジョン標準委員会)フォーマットで光ファイバ上を伝送するマーケット需要は膨大である。現在では、この手法は既存ネットワークのフィーダ部分で主に使用され、そこでは高価な機器コストは多数のカストマに分担されている。現在、ネットワークはインタラクティビティ(interactivity:双方向性)の向上に向かって発展しており、その発展に伴ってファイバはアクセス・ネットワークに深く浸透しつつある。この発展の最終目標はファイバ・ツー・ザ・ホーム(fiber-to-the-ho me)（ＦＴＴＨ）である。大きな問題はＦＴＴＨ上のアナログ・ビデオが技術的に実現可能であるかどうか、どれだけのコストがかかるかである。これらの問題は以前から、例えば、下記の文献で取り上げられている。G.R.Joyce、R.Olshansk y および R.Gross 共著「ファイバによるＡＭ−ＶＳＢ／圧縮ディジタル・ビデオ結合伝送システムにおけるクリッピング・ペナルティ(The Clipping Penalty in Fiber-Based，Combined AM-VSB and Compressed- Digital-Video Transmission Systems)」、IEEE Phot,Tech.Lett.Vol 6,No.11,p p.1368〜70(1994)、およびT.Chapuranおよび K.Lu共著「アナログおよびディジタル・ビデオ伝送によるＦＩＴＬシステムのファイバ／同軸ケーブル・アップグレードの最適化(Optimization of Fiber/Coax Upgrades for FITL Systems with Analog & Digital Video Traansmission)」、NFOEC'94,pp.329〜40(1994)である。上記文献によれば、ファイバ上のアナログ・ビデオは、これらのアプリケーションで実現可能であることは明らかであるが、そのためには送信機と受信機に高出力と線形性が必要であることが指摘されている。このことは、C.J.Richard 他著「ＣＡＴＶビデオコミュニケーション・ネットワーク用の単モード光ファイバ上のマルチチャネルＡＭ−ＶＳＢＴＶ信号の伝送と配信(Transmission and distribution of a multichannel AM-VSB TV signal on asingle mode optical fiber for CATV videocommunication networks)」、Ann.Telecommun.49,pp.527 〜542,1994でも示唆されている。このような技術的制約はＦＴＴＨセッティングでは余りにも高いコストになっている。このことを分かりやすく説明するために、現在利用が可能であるアナログ・ビデオ・ファイバ伝送システムについて検討する。技術的制約は十分に理解され、パフォーマンス向上のための直接的な方法はすべて、すでに利用されている。言い換えれば、光アナログは成熟したテクノロジになっている。現在、送信機のコストは高価であるため、これらのコストを多数の光受信機で分担することは不可能になっている。例えば、代表的な550 MHz 送信機のコストは約 $7,500 であり、そのパワーは約 6.1 km の範囲にいる８受信機にサービスするだけになっている。受信機は重要な機器の１つであり、低ノイズと低ひずみが要求されている。代表的な受信機のコストは約 $1,000 である。これらのコストによると、光アナログのコストはたとえファイバが無料であっても、端末ノード当たり約 $2,000 になってしまう。コスト効率をよくするためには、光ノードを多数の加入者に共有させる必要があるが、ＦＴＴＨシステムでは、各加入者がノードになっている。従って、キーは光アナログをもっと安価にすることである。この問題の根源はＡＭ−ＶＳＢ信号が壊れやすいことである。このフォーマットは実際には帯域幅が非常に効率的であるが、これはＮＴＳＣビデオの未圧縮情報コンテンツ（100 Mbls）を６MHz の帯域幅で配信しているからである。このように帯域幅効率が高いことは、信号がノイズと伝送障害の影響を非常に受けやすいことを意味している。このことは、信号を許容品質にするためには 43 dB以上のＣＮＲ（carrier to noise ratio-搬送波対ノイズ比）が要求されることから明らかである。ＣＳＯ（composite second order：複合２次）ひずみに関する規格によれば、あるチャネルに属するすべての搬送波相互変調生成物(intermodu lation product)の総パワーは、そのチャネルでの搬送パワーよりも55 dB 下であることを規定している。さらに、ＣＴＯ（composite triple order:複合３次）干渉に関する規格によれば、あるチャネルにおける３次相互変調パワーはそのチャネルの搬送パワーよりも60 dB 下であることを規定している(なお、ここで用いているＣＴＯという用語はシステムの３次非線形性に起因するすべてのひずみ生成物を意味し、一般に使用されているＣＴＢ(composite triple beat:複合相互変調)という用語は起こり得る生成物のサブセットのみを意味している)。要求条件が上記のように厳格であるため、送信機器側に大きな負担となっている。光伝送システムに関する上記要求条件の理解を容易にするために、まず、ＣＮＲの問題について検討することにする。この数量はシングルチャネルの場合の次式によって与えられる。上記において、Ｐ_Ｒは受信パワー、Ｒは受信機の応答性、ｍはチャネル当たりのズパワーである。分子は任意の１つの搬送波の受信無線周波数（ＲＦ）パワーである。信号は副搬送波多重化されているため、各搬送波は光パワーのしきい値で制限された総スイングの一部だけを分担している。この分担は光変調指数ｍで記述され、次式に示すとおりである。上記において、Ｐ_peakcarrierは搬送波が正のピーク・エクスカーションにあるときの光パワー、Ｐ_biasは、送信機の静止バイアス条件に対応する光パワーである。搬送波が相互に独立のランダム信号であるとすれば、搬送波の総和はガウス分布確率過程(Gaussian distributed stochastic process)として記述することができる。この総和の正規化標準偏差はＲＭＳ変調指数μと呼ばれている。Ｎ個のチャネルの場合のＲＭＳ指数の式は次のとおりである。 μを小さくしすぎると、受信される電気的パワーは減少する。μを大きくしすぎると、レーザがしきい値以下で駆動される確率は非常に大になる。標準的慣行では、ＲＭＳ変調指数は0.25 乃至0.33 にセットされているが、これはクリッピングしきい値を、それぞれ信号分布の平均値から離れた４乃至３標準偏差にセットしたのと同じである。数値例で説明すると、ｍが 0.25 であるＡＭビデオの５０チャネルを配信するシステムの場合、受信パワーは −９dBm であることがクリッピングに加えて、伝送期間中に発生する非線形ひずみはほかにもある。直接変調ダイオードレーザは、特にその特性の高出力パワー部分とそのしきい値の付近において非線形性が顕著である。レーザを変調すると、その放出は波長にチャープ(chirp)が起こるおそれがある。これは信号が分散ファイバ上を伝送されるとき信号ひずみの原因になっている。ファイバ増幅器を挿入すると、チャープに起因するひずみが増加する可能性がある。最終的には、受信機側ではその部分がリンクの総非線形性に加わることになる。受信ＲＦパワーは光パワーを増加するか、ＲＭＳ指数を大きくするか、あるいは受信機の応答性を向上することで増加することができる。しかし、応答性は現行値の範囲では著しく改善される可能性はなく、μを大きくすると、クリッピング確率が増加するという望ましくない副作用が生じることになる。従って、ＲＦ信号パワーを独立に制御する唯一の方法は受信光パワーである。残念ながら、アナログ信号の処理能力を持つ光ソースはワット当たりのコストが高価であり、このＣＮＲ改善方法にはおおきなプレミアムが課されることになる。ノイズパワーにはいくつかのソースがある。レーザの相対的輝度ノイズ(relat ive intensity noise-RIN)、光信号の散弾雑音(shot noise)、受信機の発熱ノイズ、および電子回路の過剰ノイズである。ノイズパワーは使用されるコンポーネントの品質と固有の普遍定数によって決まる。今日広く使用されているコンポーネントはこれ以上改良することが困難であり、ハイコストになる改良のレベルまですでに達している。コストは特にＦＴＴＨアーキテクチャでは重要な問題であるため、システムのノイズ・パフォーマンスを主に一定にすることが妥当な考え方になっている。事実、光パワーの費用とノイズパワーをこれ以上小さくできないことは、コスト削減を困難にしている。発明の概要本発明の目的は従来技術の上述した制約を解決することである。さらに具体的には、本発明の目的は、受信機を大幅に複雑化する必要のない、ビデオの光伝送用の改良システムおよび方法を提供することである。本発明の別の目的は、現在設置されている大部分のカストマ・ビデオ機器と後方互換性のある、ビデオ信号用の改良光伝送システムを提供することである。本発明のさらに別の目的は、不快なアーティファクト(artifacts)と妨害（disturbances）なしで再現可能であり、ＮＴＳＣ標準信号と区別できないビデオ信号の改良光伝送を提供することである。上記目的を達成するために、本発明が提供する方法およびシステムでは、標準ＮＴＳＣビデオは、同期（ｓｙｎｃ）信号があらかじめ定めた量だけ、例えば、約 50 ％だけ振幅減少されるように修正されている。この結果、信号が光ファイバ・ネットワークなどの非線形チャネルを通過するとき受ける、信号ひずみを減少している。この変調は付加的回路または機器を必要としない形で行われる。本発明のその他の目的および特徴は以下に述べる好ましい実施形態の詳細説明の中で明らかにする。図面の簡単な説明以下、添付図面を参照して本発明を説明するが、添付図面において、図１は帯域外のひずみ、帯域内の目に見えるひずみ、および帯域内の目に見えないひずみを示す図である。図２は５０チャネル、シングルオクターブの、インコヒーレントＮＴＳＣビデオ周波数プランを示す図である。図３は位相が直交する（quadratically phased）コヒーレント搬送波が原因で起こるひずみスペクトルを示す図である。図４はインコヒーレントおよび位相が直交するコーヒレント搬送波システムの場合の信号電圧のヒストグラムを示す図である。図５はインコヒーレントおよび位相が直交するコヒーレント変調搬送波の場合の信号電圧を示す図である。図６はインコヒーレントおよび位相が直交するコヒーレント変調搬送波のひずみスペクトルを示す図である。図７はビデオ情報が均一分布されているＮＴＳＣ信号のヒストグラムを示す図である。図８はランダム標準ｓｙｎｃ（同期）パルスをもつコヒーレント搬送波のＣＴＯスペクトルを示す図である。図９は本発明の一実施形態による同期変調ｓｙｎｃパルス・システム例を示すブロック図である。発明の詳細な説明以下、添付図面を参照して本発明の具体的例について説明する。これらの例で明らかにされるように、本発明の利点は、ＮＴＳＣビデオ用に修正された伝送フォーマットを採用していることである。ここで、「修正された(modified)」という用語は、フォーマットが一般的に既存標準に準拠し、そのフォーマットへの追加または変更が小さいことを意味している。例えば、伝送用に搬送波周波数を変更することは修正であるのに対し、伝送用に信号をディジタル化することは修正ではない。この制約の理由は修正フォーマットの第一要件である。この修正フォーマットは大幅に複雑化された受信機を要求するものであってはならない。その理由は経済的なものである。フォーマット変更によるシステム・コストの低下は送信機の共有を増加することで得られる。しかし、新フォーマットが要求する受信機が複雑化すると、システム・コストを増加させる傾向がある。次の例を検討する。この例では、将来、ＦＴＴＨシステムが $2,000 のトランシーバを使用して $100 の１６受信機（加入者当たり１台）を駆動できるものと想定している。加入者当たりの総コストは $225 である。フォーマット変更によって送信機共有が２倍だけ増加したが、必要とする受信機のコストも２倍になったとすれば、回線ユニット（line unit-LU）当たりのコストは $63（送信機）＋$200（受信機）＝$263になる。このコストが上昇したのは、共有送信機での節減コストが、非共有受信機での類似のコスト増によって相殺される以上であったためである。第二の要件は現在設置されているカストマ・ビデオ機器の大部分との後方互換性の必要性に起因している。これが容易な作業でないのは、アンテナを使用して放送電波から直接受信して(off-the-air)働くように基本設計された、旧式テレビジョンセットが多数存在するためである。また、“cable-ready"（ケーブルテレビ放送が受信可能である）テレビジョンも種々のものがいくつか存在している。このことから、修正信号システムの第二要件は次のように説明することができる。つまり、加入者に配信される信号は現存の、どのケーブルテレビ放送用受信機とも互換性がなければならない。この要件には、基本的に旧式機器の考慮が除かれている。これのことは、このサービスの潜在的マーケットにとっては不利なように見えるが、以下の理由でそうであるとは限らない。第一に、どの「問題の」受信機も、ケーブル互換チューナ・セットトップボックス(set top box-STB) を使用することで準備できるからである。この種のデバイスのコストはわずか $ 50 〜$100 であり、毎月約＄１でケーブル加入者にレンタルされているのが一般である。第二に、この除外は今日の多くのケーブルプロバイダの基本的ポリシになっているからである。従って、この要件が競争マーケットシェアと資金に及ぼす影響は最小限になっている。第三の要件は品質に係わる要件である。この問題が非常に複雑であるのは、美しさ、この例では画像品質が視聴者の視覚に入るからである。前述したＣＮＲ、ＣＳＯ、およびＣＴＯに関する規格は、実際には、画像品質に関しては詳しく記述していない。これらの規格は非ビデオ変調テスト信号で行われる、ある種の測定に関するものである。また、これらの規格はノイズまたはひずみによって生じる結果のビジュアルパターンを考慮に入れていない。ノイズにはＣＮＲ測定結果が同じであっても、非常に混乱原因になるものと、ほとんど目に見えいないものとがある。そのような理由から、品質要件の解釈を変える必要がある。つまり、信号は不快なアーティファクトと妨害がなく、ＮＴＳＣ標準信号と区別されないイメージ（画像、映像など）とサウンドを再現するものでなければならない。ＮＴＳＣ伝送標準に対して可能とされる第一の修正は、搬送波周波数割り当てを単純に変更することである。忘れてならないことは、ＦＣＣ標準の割り当ては放送を目的としており、従前の周波数割り振りと旧式テクノロジの制約を扱っていることである。広帯域ケーブルの出現により、ケーブル・システムにもっと適したチャネル・プランを開発する必要が起こった。現在では、テレビジョン・チャネルの広帯域幅と連続割り振りを受け入れるために、３種類のプランがＥＩＡ／ＮＣＴＡによって開発されている。それは、標準プラン、増分的に関連している搬送波(incrementally related carrier-IRC)プラン、および調波的に関連している搬送波(harmonically related carrier-HRC)プランである。標準プランはすべてのＶＨＦチャネルをそのオフエア・ロケーションに残している。ＩＲＣプランもチャネル５と６を除き同じようにしているが、これらのチャネルは２MHz だけ上方にシフトされている。ＨＲＣプランはすべてのチャネルをそのＩＲＣ割り当てから1.25MHzだけ下方にシフトしている。これらのチャネル・プランは標準化されているので、上述した互換性要件を満足している。それでも解決しなければならない問題がまだ２つある。それは、どのプランを使用するかの問題と、どのチャネルを使用するかの問題である。これらの問題のどちらも、ひずみと、そのひずみがピクチャ（画像）品質をどのように乱すかの考慮が必要である。未変調搬送波のセットが二次および三次非線形性をもつリンク経由で送信されると、非常に多数の周波数混合生成物(product)が生成される。これらのスプリアス周波数は、帯域外(out-of-band)、帯域内可視 (in-band-visible)、および帯域内不可視(in-band-invisible)の３つのクラスに分けることができる。これを示したのが図１であり、そこでは仮想上の３搬送波システムが示されている（縦軸スケールは任意の単位Ａ．Ｕ．になっている）。搬送波１１、１３および１５は、それぞれ８MHz、14MHz、および 20MHz であり、各チャネルは各搬送波の下方の 1.25MHz から上方の 4.75 MHzまでにわたっている。二次および三次ひずみ生成物、例えば、１７と１９は、それぞれ帯域内の多くの個所に現れている。6.75MHzの下方または 24.75MHz の上方に位置するものは帯域外タイプの生成物である。22MHz二次調波１７などの生成物が帯域内可視に位置しているのは、これらがあるチャネルに属し、強い可視信号を発生するからである。搬送波周波数上に正確に位置する生成物は、潜在的に帯域内不可視クラスに属している。これらの非線形生成物の結果、関係するチャネルの周波数変調はゼロから非常に低い範囲で行われることになり、搬送波周波数が安定し、正確であれば、これらの生成物は視聴者にほとんど見えないことになる。この結果、見かけ上のひずみパフォーマンスは５乃至 10 dB だけパワー改善されることになる。理想的なチャネル・プランは、すべての相互変調生成物が帯域外に位置するようにするか、不可視になるようにすることである。この基準を最適に満たすプランはシングルオクターブ未満を占有するチャネル・ラインアップをもつＨＲＣプランである。例えば、５０チャネルが必要であって、可能な限り最低周波数が使用されるものと想定する。この結果、調波５０乃至９９が搬送波として使用されることになる。その結果の多重搬送波信号 V(t) は、チャネル信号S₁(t)、チャネル間隔周波数ω₀、および搬送波位相φ₁が関与する有限和として書くことができる。このような方式のオペレーションを示したのが図２であり、そこでは基本スペクトル（fundamental）２１、ＣＳＯスペクトル２３、およびＣＴＯスペクトル２５は未変調搬送波のケースについてプロットされている。ＣＳＯとＣＴＯの振幅は同図および以後のすべての図では、各々が一定の係数で正規化され、基本スペクトルと同じスケールでプロットできるようにしている。実際には、ひずみ生成物は振幅が非常に低くなっている。なお、すべてのＣＳＯコンポーネント（成分）はシングルオクターブ・帯域の下方または上方のどちらかに位置し、シングルオクターブ・システムがＣＳＯを完全に回避していることを示している。ＣＴＯスペクトルは残念ながら、基本帯域の中心の右にピークが現れている。しかし、すべてのひずみ生成物は正確に搬送波周波数上に置かれている。従って、上述したメカニズムによれば、これらが信号に及ぼす影響は少なくなる。さらに、ＣＳＯとＣＴＯが大部分のシステムがそうであるように、似たような大きさであれば、ＣＳＯが除去されているので、ビジュアル品質を低下することなくＣＴＯパワーを３dB だけ大きくすることが可能であると考えることができる。このように規格の余裕度をシフトすることは、実際の主観的イメージ品質研究でその正当性を明らかにする必要がある。図２に示すスペクトルは搬送波がすべて相互に対しインコヒーレント（時間的にランダムな位相になっている）であると想定して比較したものである。これが事実であれば、各ひずみ生成物のパワーを加算すると、特定周波数での総パワーを求めることができる。しかし、搬送波位相φ_iはここではランダム変数であるので、このスペクトルは平均パワー分布にすぎない。強いコヒーレンスを発生するような形で位相がドリフトすることが時々あり、そのような時には、ひずみがさらに悪化することになる。この経時的に変化するひずみの挙動は予測と制御が困難であり、望ましくない視覚的干渉を発生することになる。事実、搬送波がインコヒーレントであるような厳格なＨＲＣシステムをもつことは不可能である。搬送波の位相はその搬送波の瞬時周波数を時間的に積分したものにすぎない。搬送波周波数が正確に調波的に一緒にロックされていれば、結果としてその位相は一定の関係で一緒にロックされることになる。初期位相関係は周波数全体にわたってランダムであることがあっても、これは経時的に一定のままである。言い換えれば、位相は完全に時間と相関関係がある。位相は時間的にランダムではなく、従って、上述したインコヒーレントな想定を満足していない。必要とされるものは、すべてのひずみ生成物のコヒーレント和が最小限になるような、搬送波位相のあるセットである。このようなシステムはいくつかが提案されているが、最も単純な構成はニューマン（Newman）位相と呼ばれるものである。位相は各搬送波の位相が、次式に示すように、搬送波の調波数に直交的に依存するようにセットされている。このフェージングは多重搬送波信号のピーク値を低減するために数値で示されている。その結果、発生するひずみを少なくしている。これを示したのが図３であり、そこには、位相が直交するシステムのＣＳＯ３１とＣＴＯ３３が示されている。ひずみはインコヒーレントなケースより低く、平均的に３dB（振幅）だけ改善され、これと同時に、ひずみは時間的に一定で、目立たなくなっている。上記の結果では、伝送リンクの伝達関数がべき級数展開(power seriesexpansi on)によって特徴づけることができるものと想定されている。アナログ・オプチカルのケースでは、このことが妥当するのはレーザの動作領域内に残っている信号の場合だけである。信号がしきい値以下のレーザを駆動するときは、光信号は追随できないため、クリッピングひずみが発生する。この種の障害は多重搬送波信号の分布を検討することで調べることができる。インコヒーレント・ケース４１の分布と位相が直交するコヒーレント・ケース４３の分布の比較は図４に示されている。図示から理解されるように、インコヒーレント・ケース４１では、分布はほぼガウス分布であり、これは独立ランダム変数の和から予想される通りである。標準的な方法では、レーザしきい値がこのガウス分布の一方の側のポイント３乃至４標準偏差だけ外に現れるように信号のダイナミックレンジを調整している。このようにしても、搬送波の和がクリップされることがある。他方、コヒーレント分布ははるかにコンパクトで、均一である。さらに、広がりのあるウィングがない。この結果、搬送波のダイナミックレンジを2.2 dB乃至3.4 dB（振幅）だけ改善できると同時に、クリッピングが出現するのを一切除去することができる。さらに注目すべきことは、信号のヒストグラムが非対称で、不均等に分布されていることである。前述の例はいずれも未変調搬送波に係わるものである。ビデオ変調の効果を計算するために、チャネル信号は未同期であり、均一分布ランダム変数であるビジュアル信号があるものと想定する。また、多数の異なる信号が種々のソースから着信するものと想定すると、これらの信号は時間的に相関関係がない。変調ケースの場合の信号レベルの分布を計算すると、図５に示す結果が得られる。図５から明らかなように、インコヒーレント信号５１はガウス分布のままであるが、その分散（variance）は著しく減少している。この効果は平均信号レベルを減少する変調の直接的結果である。コヒーレント直交位相信号５３の場合の分布は分散が狭くなっているが、残念ながら、全体的広がりが若干大きくなっている。変調を行うと、この若干の低下が起こるのは、搬送波の一部が低レベルに低下し、他の搬送波が高レベルのままであるためである。このようなことが起こると、未変調ケースではほぼ完全に行われる打ち消しが不完全になる。この結果、信号に瞬時ピークが現れることになる。しかし、コヒーレント信号はインコヒーレント信号よりも分布の広がりが小さくなっているため、クリッピング・ペナルティの点でインコヒーレント・システムよりも約１乃至２ｄＢ（振幅）だけ有利である。ひずみに関しては、変調を行うインコヒーレント・ケース６１と、位相コヒーレント・ケース６３に対する平均ＣＴＯスペクトルが図６に示されている。位相が直交するコヒーレントなシングルオクターブＨＲＣシステムと、位相がランダムなインコヒーレント・シングルオクターブＨＲＣシステムの場合の平均的ＣＴＯ改善は、どちらも変調付きで1.7 dB（振幅）である。以上の分析から、ビデオ変調は多重搬送波信号のひずみだけでなく、クリッピング挙動にも強い影響力をもっていることが分かる。従って、ひずみとクリッピング挙動が向上されるように変調フォーマットを修正することが可能である。そのような手法を、図７乃至図９を参照して、以下に説明する。ＮＴＳＣ信号の振幅分布は図７に示されているが、これはビデオ情報が均一分布されたＮＴＳＣ信号のヒストグラムである。この分布の低く、均一の部分７１は実際のビデオ情報であり、高く、シャープな要素７３は信号の同期部分を表している。ｓｙｎｃ（同期）信号７３は信号の最高振幅要素であり、これは重要なひずみ発生源になっている。そのために、信号のｓｙｎｃ部分を修正すると、若干のひずみ改善が得られる可能性が最大になる。通常、集団の中の個々のチャネルはすべてが、フレーム・ランダムになっている。つまり、ビデオ・フレーム位相は相関関係がない。従って、最初の変更はすべてのチャネルをフレームごとの単位で一緒に同期化することである。このようにすると、すべてのビデオ信号は同時にｓｙｎｃインターバルになる。そのようなことが起こると、総ひずみパワーは、図８（この図にはランダム標準ｓｙｎｃパルス８１、同期化標準ｓｙｎｃパルス８３、および同期化変調ｓｙｎｃパルス８５をもつコヒーレント搬送波のＣＴＯひずみスペクトルが示されている）に示すように、フレーム・ランダム・ケースよりも実際に悪化することになる。しかし、ひずみの大部分はｓｙｎｃ期間に発生しているので、ビデオにスプリアス・パターンを発生することがない。このようなひずみはビデオの同期信号と干渉することによって、正しくないブラックレベル、フレームジッタ、およびカラー・マッチングの問題を発生する可能性がある。従って、すべてのビデオ・チャネルを一緒に同期ロックすると、ひずみレベルに影響を及ぼすことができる。代表的なシステムでのビデオ・プログラミングは多数の異なる独立ソースからのものであるため、フィード信号は同期化されていない。これはフィード・ビデオ・ストリームを４つのフィールド・バッファに送り込むことによって解決することができる。そのあと、各フレームはすべてが同期状態に置かれるように該当時間だけ遅らせることができる。ｓｙｎｃ信号はひずみに影響することがあるため、現実の改善はＮＴＳＣ同期信号を修正することによって得ることができる。ここで注目すべきことは、ｓｙｎｃ信号の持続時間、帯域幅、および信号レベルが、一方では、受信機の製造を安価かつ単純化するために、他方では、ノイズがあり、不確かであるワイヤレス（無線）伝送媒体に対処するために選択されていることである。そのような理由から、ｓｙｎｃ信号の情報密度は非常に低く、信号のこの部分の圧縮が可能になっている。本発明によれば、この圧縮は送信機ＲＦ増幅器の利得をｓｙｎｃ期間に３ｄＢ（振幅）だけ減少し、同時に、受信機のＲＦ利得を同量だけ増加することによって実現している。フレーム同期化チャネルのためにこれを行う、そのようなシステムの例は図９に図示されている。図９において、複数のビデオ・ソース９２はそれぞれのビデオ信号をビデオ・シンクロナイザ９４に出力している。ビデオ・シンクロナイザ９４は受信ビデオ信号を該当時間だけ遅延して各信号の同期をとっている。ビデオ・シンクロナイザ９４は出力ベース帯域ビデオ信号とｓｙｎｃ信号を生成する。これらの信号は図示のように利得調整可能ＲＦ増幅器９８に入力される。光リンク上のビデオ信号のほかに、パイロットトーン・ジェネレータ９６は、利得調整可能増幅器９８の自動利得制御（ＡＧＣ）のために使用される「一定」パイロットトーンを出力する。ｓｙｎｃ期間が検出されると、利得調整可能ＲＦ増幅器９８の利得は低減される。これにより信号レベルが低下するので、ひずみが軽減されることになる。パイロットトーンはＲＦ増幅器９８を共有しているので、これも振幅が低減される。利得調整可能増幅器９８から出力された変調信号はＥ／Ｏコンバータ回路９１で光フォーマットに変換され、そのあと光ファイバ・ネットワーク９３上を伝送される。信号は受信機に到着するが、受信機は、この例では、Ｏ／Ｅコンバータ回路９５、パイロット・レシーバ回路９７、および利得調整可能増幅器９９から構成されている。変調信号はＯ／Ｅコンバータ９５によって受信され、そこで光信号が電気信号に変換される。パイロット・レシーバ９７は受信信号のパイロットトーン部分を検出し、その検出に応答して利得調整可能制御（ＡＧＣ）信号を出力する。このＡＧＣ信号は第２の利得調整可能増幅器９９の利得を調整し、これによってｓｙｎｃ期間のパワーの低下を検出し、オリジナル信号を回復するのに適した利得増加を行う。この圧縮はチャネルのすべてがフレーム同期でロックされるので容易に行うことができる。これにより、マルチチャネルを単一の変調増幅器によってバルクで、安価に処理することが可能になる。このｓｙｎｃ変調方法を使用すると、その結果のひずみスペクトルは、図８に示すように、通常のｓｙｎｃビデオに比べて3.5 dB（振幅）だけ低減される。この改善のコストは、ｓｙｎｃ期間のＳＮＲが６ｄＢ（パワー）だけ低下することである。しかし、代表的な最新受信機のｓｙｎｃ部分は位相ロックループ(phase locked loop-PLL）テクノロジを使用しているので、ノイズに非常に強い耐性をもっている。また、ｓｙｎｃ信号はディジタルの性格をもつため、ＳＮＲにしきい値があり、従って、ＳＮＲが６ｄＢ低下しても、受信品質に影響することがないようになっている。ｓｙｎｃ変調機器から見たコストは最小である。パイロットトーンＡＧＣ回路は実現が容易で、安価である。事実、光リンクの線形特性を補正するための回路がすでに存在している。同じ議論は送信機側で必要になるｓｙｎｃ検出器と利得変調器についても当てはまる。以上の説明から理解されるように、本発明による方法は、表面的には、多年にわたってケーブル・テレビジョンで使用されている単純な「ビデオ・スクランブリング」法のいくつかと類似する点を備えている。スクランブリング(scramblin g)は、ある種の選択チャネルへのアクセスを制御することが動機となっている。これらのシステムでは、スクランブルされる個別チャネルのｓｙｎｃ部分はビデオ信号の全レンジのほぼ0.5 倍だけダウンシフトされている。このシフティングは、その信号がべース帯域ビデオ信号である間で、それがＲＦ搬送波に乗せられる前に、信号に対して行われている。そのあと、この信号には、オリジナル信号を回復するための特殊デスクランブラ装置が必要である。このデスクランブラは、まず、スクランブル信号をベース帯域ビデオ信号フォーマットに復調し、次に、ｓｙｎｃ部分をその正しいレベルまで戻すようにシフトする働きをする。上述した本発明が異なっているのは、１）チャネルを禁止するのではなく、ひずみを低減することが動機であること、２）ｓｙｎｃ信号はシフトされるのではなく、復調（多重化）されること、３）ｓｙｎｃ変調は選択したチャネルにではなく、集団の中のすべてのチャネルに対して行われること、４）ｓｙｎｃ変調はベース帯域でではなく、ＲＦドメインで行われること、５）デスクランブラではなく、どの付加的機器も必要としないこと、である。以上を要約して説明すると、上述した同期パルス変調方法によれば、同期化インターバル期間にＮＴＳＣ信号の伝送パワーを低減することが行われる。搬送されるチャネルがすべてフレーム単位で同期化されるとすると、この種の信号は容易に回復されるので、本発明によれば、受信機に大きなコストが加わることがない。ｓｙｎｃパルスを変調することにより、ひずみはさらに3.5dB（振幅）だけ低減される。その結果として、光変調指数（ＯＭＩ）は 1.2dB 増加することになる。従って、伝送標準を後方互換性をもつように変更すると、ＯＭＩを若干であるが、有意に増加することが可能になる。本発明によって得られる改善は、上述したシングルオクターブ調波関連搬送波周波数割り当て方法およびコヒーレント直交位相割り当て方法と組み合わせるとさらに顕著になる。例えば、これらの方法を使用すると得られるＯＭＩの総改善は 3.8dB であることが分かっている。ＦＴＴＨでは、これにより、加入者の所要パワーが 3.8dB だけ低減することになるので、送信機共有は２倍に増加することになる。以上、本発明の目的を達成するのに、好ましい実施形態を参照して本発明を説明してきた。これらの実施形態は単なる例示として説明したものである。この分野の当業者にとって、本発明はその精神と範囲を逸脱しないで変形および変更することは明らかである。

Claims

【特許請求の範囲】１．ＮＴＳＣビデオ信号のひずみを低減する方法であって、ａ）それぞれのソースから複数のビデオ信号を供給するステップと、ｂ）前記ビデオ信号を同期させ、およびそれに関連するｓｙｎｃ（同期）信号を生成するステップと、ｃ）前記ビデオ信号および前記ｓｙｎｃ信号を送信側ＲＦ増幅器で変調するステップであって、前記送信側増幅器の前記利得は前記ｓｙｎｃ信号が伝送されるｓｙｎｃ期間にあらかじめ定めた量だけ低減され、前記あらかじめ定めた量は前記ビデオ信号が伝送される期間の間に前記送信側増幅器の前記利得に対して測定されるようにしたステップと、ｄ）前記変調ビデオ信号および前記ｓｙｎｃ信号を自動利得制御回路に対して同調され、および検波される受信機で受信するステップであって、前記自動利得制御回路により前記ｓｙｎｃ期間にパワーの相対的低下を検出し、および前記あらかじめ定めた量に対応して利得を増加させるようにしたステップとを備えることを特徴とする方法。２．請求項１に記載の方法において、前記あらかじめ定めた量は約５０％であることを特徴とする方法。３．請求項１に記載の方法において、前記ｓｙｎｃ信号および前記変調ビデオ信号は光ファイバで伝送されることを特徴とする方法。４．ＮＴＳＣビデオ信号中に低減されたひずみをもつ放送システムであって、ａ）それぞれのソースから複数のビデオ信号を供給する手段と、ｂ）前記ビデオ信号を同期させ、およびそれに関連するｓｙｎｃ（同期）信号を生成する手段と、ｃ）前記ビデオ信号および前記ｓｙｎｃ信号を送信側ＲＦ増幅器で変調する手段であって、前記送信側増幅器の前記利得は前記ｓｙｎｃ信号が伝送されるｓｙｎｃ期間にあらかじめ定めた量だけ低減され、前記あらかじめ定めた量は前記ビデオ信号が伝送される期間の間に前記送信側増幅器の前記利得に対して測定されるようにした手段と、ｄ）前記変調ビデオ信号および前記ｓｙｎｃ信号を自動利得制御回路に対して同調され、および検波される受信機で受信する手段であって、前記自動利得制御回路は前記ｓｙｎｃ期間にパワーの相対的低下を検出し、および前記あらかじめ定めた量に対応して利得を増加させるようにした手段とを備えたことを特徴とする放送システム。５．請求項４に記載のシステムにおいて、前記あらかじめ定めた量は約５０％であることを特徴とするシステム。６．請求項４に記載のシステムにおいて、前記ｓｙｎｃ信号および前記変調ビデオ信号は光ファイバで伝送されることを特徴とするシステム。７．修正ＮＴＳＣビデオ信号を低減されたひずみで特徴づけられたフォーマットで伝送する方法であって、ａ）複数のビデオ信号を生成するステップと、ｂ）同期信号を用いて前記複数のビデオ信号を同期させるステップと、ｃ）前記複数のビデオ信号および前記同期信号を利得調整可能増幅器で光ファイバにわたって伝送させるステップであって、前記利得調整可能増幅器の前記利得は前記同期信号が伝送されるインターバルの間にわたって低減されるようにしたステップとを備えることを特徴とする方法。８．請求項７に記載の方法において、前記利得調整可能増幅器の前記利得は約５０％だけ低減されることを特徴とする方法。９．請求項７に記載の方法において、伝送されたビデオ信号および前記同期信号を受信するステップをさらに含み、その受信された信号は前記伝送同期信号が低減された量に対応する量だけ、前記同期信号に対応する期間にわたってその利得を増加するように構成された利得調整可能増幅器で増幅されることを特徴とする方法。１０．修正ＮＴＳＣビデオ信号を低減されたひずみで特徴づけられたフォーマットで伝送するシステムであって、ａ）複数のビデオ信号を生成する手段と、ｂ）同期信号を用いて前記複数のビデオ信号を同期させる手段と、ｃ）前記複数のビデオ信号および前記同期信号を利得調整可能増幅器で光ファイバにわたって伝送させる手段であって、前記利得調整可能増幅器の前記利得は前記同期信号が伝送されるインターバルの間にわたって低減されるようにした手段とを備えたことを特徴とするシステム。１１．請求項１０に記載のシステムにおいて、前記利得調整可能増幅器の前記利得は約５０％だけ低減されることを特徴とするシステム。１２．請求項１０に記載のシステムにおいて、伝送されたビデオ信号および前記同期信号を受信する手段をさらに含み、その受信された信号は前記伝送同期信号が低減された量に対応する量だけ、前記同期信号に対応する期間にわたってその利得を増加するように構成された利得調整可能増幅器で増幅されることを特徴とするシステム。１３．ａ）複数のビデオ・ソースからのそれぞれの出力を同期させてビデオ信号およびｓｙｎｃ（同期）信号を発生するビデオ・シンクロナイザ回路と、ｂ）パイロット・トーンを発生するパイロット・ジェネレータと、ｃ）変調された修正アナログ・ビデオ信号を前記ビデオ信号、前記ｓｙｎｃ信号および前記パイロット・トーンに基づいて発生する利得調整可能ＲＦ受信機であって、前記ＲＦ受信機の前記利得を前記ｓｙｎｃ信号が検出される期間にわたってあらかじめ定めた量だけ低減させた利得調整可能ＲＦ受信機とを備えたことを特徴とするビデオ送信機。１４．請求項１３に記載のビデオ送信機において、前記変調された修正アナログ・ビデオ信号は、光ファイバ・ネットワーク上を伝送される光信号に変換されることを特徴とするビデオ送信機。１５．請求項１３に記載のビデオ送信機において、前記あらかじめ定めた量は５０％であることを特徴とするビデオ送信機。１６．ａ）受信された変調アナログ・ビデオ信号からパイロット信号を検出し、およびその検出に応答して利得制御信号を発生するパイロット・レシーバ回路であって、前記受信された変調アナログ・ビデオ信号は、ｓｙｎｃ（同期）信号に対応する期間の間にあらかじめ定めた量だけ減衰されるパイロット・レシーバ回路と、ｂ）前記受信されたアナログ・ビデオ信号を復調してベース帯域ビデオ信号を発生する利得調整可能増幅器であって、前記増幅器の前記利得は前記利得制御信号に基づいて調整され、前記受信された変調アナログ信号の前記利得が前記あらかじめ定めた量だけ増加されて前記ｓｙｎｃ信号を回復するようにした利得調整可能増幅器とを備えたことを特徴とするビデオ受信機。１７．請求項１６に記載のビデオ受信機において、前記受信されたアナログ・ビデオ信号を、前記パイロット・レシーバ回路および前記利得調整可能増幅器に供給される前に光信号から電気信号に変換することを特徴とするビデオ受信機。１８．請求項１６に記載のビデオ受信機において、前記あらかじめ定めた量は５０％であることを特徴とするビデオ受信機。