JP2000504166A

JP2000504166A - 微少間隔ごとに自己回復する適応等化器を有するディジタル受信機

Info

Publication number: JP2000504166A
Application number: JP9526934A
Authority: JP
Inventors: ドゥオレイデラントレマンゲ・マクシミリアン
Original assignee: ティアナン・コミュニケーションズ・インコーポレーテッド
Priority date: 1996-01-23
Filing date: 1997-01-22
Publication date: 2000-04-04
Also published as: KR19990081929A; WO1997027695A2; CA2241897A1; US6115433A; US6141378A; AU1751397A; US5970093A; WO1997027695A3; EP0878081A2

Abstract

(57)【要約】微小間隔ごとに、適応的に等化され、自己回復するディジタル受信機は、チャネルの歪みを等化する為の自己回復型の（盲）アルゴリズム又は決定指示アルゴリズムを持つ微小間隔ごとのフィルタの係数を適応的に調節する為の手段と、データがサンプリングされるタイミングを変更する為の手段と、最適タイミングを導く為にサンプリング頻度オフセットを見積もる為の手段と、受信されたデータサンプルの統計を用いてシンボルレートで信号の再サンプリングを同期化する為の手段と、等化器係数の曲線を判定する為の手段と、搬送波周波数オフセットを追跡する為の手段とを有する微小間隔ごとの適応フィルタを有する。

Description

【発明の詳細な説明】微少間隔ごとに自己回復する適応等化器を有するディジタル受信機発明の背景本発明は、ＴＶ信号の搬送の為に用いられるケーブルシステムのような歪みが経時変化するチャネルにより伝達されるディジタル信号の受信の為の自動適応性ディジタル受信機に関するものである。送信機と受信機との間の送信チャネルの目的は、受信機に、送信信号とほとんど同一の信号を搬送することに在る。然し、振幅および位相の歪みを含むチャネルの受ける劣化により、受信機において伝送されたデータを正しく検出することが困難となる。このチャネルの劣化を修正する為に受信機は通常自動適応等化器を含む。経時変化する送信チャネルに接続された受信機は、伝送される信号の内容、即ち受信者のチャネルノイズおよび歪みの統計データに関する受信機の認識を反映する確率分布以外の伝送されたチャネルシンボルのシーケンスに関する先立つ情報を一般には持っていない。等化器係数の最初の調節がチャネル上で得られる先立つ統計情報に基づいて行われる時には、等化技術は自己回復型又は“盲(Blind)”であるといわれる。発明の要旨本発明の一つの目的は、多様な種類のケーブルＴＶシステム上で動作することの出来るディジタル復調システムを提供することである。本発明の別の目的は、このようなシステムが現在可能とするよりも低いＳＮ比で高速ディジタルデータの受信を可能にすることである。本発明の別の目的は、位相と周波数に歪みと劣化を持ち、経時変化の特性を持つチャネルにおいて高い性能を提供することにある。本発明の別の目的は、このような経時変化の影響を補償する為の自動等化機能を持つディジタル受信システムを提供することにある。本発明の別の意図は、高速ディジタルデータ信号を極めて低いビットエラー率で受信することを提供することにある。更に本発明の別の目的は、現在のシステムよりも早い信号レートを達成する為に演算負荷が最小の形で上記のすべての利点を提供することにある。これらおよびそれ以外の目的、意図および利点は、シンボルレートの２倍の速さでデータを再サンプリングする為の手段と、信号ゲインを調節する為の手段とチャネルの劣化を等化し、自己回復（盲）アルゴリズム又は決定指示アルゴリズムを持つ、微少間隔ごとのフィルタの係数を適応的に調節する為の手段を含む微少間隔ごとの適応フィルタに変調装置整形フィルタをマッチさせる為の手段と、フィードバック適応フィルタによるシンボル間干渉を適応的にキャンセルする為の手段と、データがサンプリングされるタイミングを変えるための手段と、最適タイミングを誘導する為のサンプリング頻度のオフセットを見積もる為の手段と、受信データのサンプルの統計データを用いシンボルレートで信号の再サンプリングを同期化する為の手段と、等化器係数の曲線を評価する為の手段と、搬送波周波数オフセットを追跡する為の手段と、信号スペースを決定領域にスライスし、受信されたディジタルデータを復調する為の手段と、受信機の全機能をコントロールする為の手段を持つ微少間隔ごとに適応等化される自己回復型ディジタル受信機に備わっていることにある。本発明は振幅シフトキーイングおよび位相シフトキーイングされたディジタル信号を復調する為の有効な方法と装置を提供する為に組み合わされる一連の革新的な発明を内容とする。本発明の一の構成によれば、盲型の複数コンステレーション分離をベースとする等化方法は伝送されるシンボルの値を予め認識することなく等化フィルタの係数を演算する。この方法は、データコンステレーションを類似の、回転運動および直線運動を法とする同じパターンを持つサブコンステレーションに分離し、各サブコンステレーションの中心を原点に一致させ、位相修正されたデータとサブコンステレーションのセンタとの間の距離の自乗の加重和の線形関数によりフィルタ係数を調節する工程を含む。本発明の別の構成によれば予備収束サンプリング又は再サンプリングコントロール法により受信機は信号等化が収束する前に正確なシンボル周波数（又はその倍数値の一つ）を得ることが可能となる。この方法は、入力信号の変化量反転の出現時間により計算された量だけサンプリング周波数を修正し、等化器フィルタ係数のドリフトの傾向を検出する為の工程を含む。本発明の別の構成によればダウンサンプリング法は、受信機が過剰サンプリングされた信号を間引き（デシメートし）、過剰サンプル時のシーケンスの中のシンボルに最も近いサンプルを検索することを可能にする。シンボルの検索は、各サンプリング時点での変化量の見積もりの比較に基づく。本発明の別の構成に於いては、収束後サンプリング又は再サンプリングコントロール法は、受信機が信号等化が収束した後に正確なシンボルの周波数（又はその倍数の一つ）を維持することを可能にする。この方法は、等化器フィルタ係数の計算上のドリフト測定を用いて算出された量だけサンプリング周波数又はサンプリング位相を修正することを含む。コントロールされたフィードバック効果により、この方法は等化器フィルタの中心に最大の係数を維持する。本発明の更に別の構成によれば、信号搬送波周波数に対する広いプリング範囲取得法は、信号コンステレーションのコーナーの回転速度の判定に基づいて使用される。本発明の更に別の構成によれば、上記の５つの技術およびＬＭＳアルゴリズム、タップ−リーケージアルゴリズム、古典的搬送波リカバリーアルゴリズムおよび自動ゲインコントロールメカニズムのような他の技術をコントロールする為の方法が使用される。これらの各種の技術のコントロールは、復調された信号の平均エラーの判定、出力信号の変化量、および内部タイマの値に基づいている。上記のコントロール法は、自動取得を実施し、下記のパラメータの長時間の安定性を保証する。シンボルレートの倍数の割合での信号の正確なサンプリング、正確な信号ゲイン、正確な搬送波周波数、最大チャネル等化、最大バンド逸脱ノイズ拒絶、最小シンボル間干渉および最適シンボル検出である。本発明の好ましい実施形態に於いては、断片的に間隔を隔てた自己回復適応型フィルタはシンボルレートでのタップ係数の適応型調節により、サンプリングレートで作動する。係数は、経時変化するチャネルの歪みを等化し、信号変調装置の成形フィルタを整合する為に適応的に調節される。従って、適応型フィルタは、変調装置およびチャネルにより生じるシンボル間干渉の殆どを抑制し、隣接チャネル妨害を含め信号帯域外のノイズを拒絶する。タップ調節は、過渡状態中の自己回復アルゴリズム又は定常状態中のＬＭＳアルゴリズムを用いて実施される。本発明の別の構成によれば、ディジタル受信機はエミッタと受信機サンプリングクロックとの間のミスマッチを補正する為の、大小のサンプリングオフセットの補正用の２つの処理を含むタイミングコントロール手段を含む。その第一の処理は、信号の推測的な（stochastic）内容を分析することによる大きな周波数オフセットを判定する為の手段を提供する。第２の処理は、等化器係数のドリフト速度を算定することによる小さいオフセットを判定する為の手段を提供する。上記の両処理は、判定されたオフセットを該当のサンプリング頻度修正に変換する為の手段、多相ダウンサンプラに於ける位相を変化させる手段およびフィードフォワード等化器ピークがタップラインの終わりに達することを防止する為の手段を提供する。本発明の別の構成によれば、推測的同期装置は各サンプリング時点での信号変量見積もりとこれらの変量の連続比較を含む。この装置の第一の機能は、等化器の出力に於ける再サンプリングの同期化をコントロールすることにある。この機能はシンボルが等化器の出力に在り、２つのシンボルの間の移行中の中央に位置しない時点に再サンプリングおよび係数の更新が正確に行われることを確かめる。同期装置の第２の機能は、タイミングコントローラに変量的情報を提供することである。同期化装置は等化器が収束すると固定される。本発明の更に別の構成によれば、受信機は中央のピーク位置およびドリフトの方向の判定を含めるフィードフォワード等化器係数の曲線を描く為の係数プロファイラを含む。両方のデータは、等化器係数ドリフト速度を算定することによりサンプリング頻度オフセットを判定する為にタイミングコントローラにより使用される。本発明の別の構成によれば、搬送波追跡システムは位相エラーおよび位相回転速度を送信機と受信機との搬送波周波数に関する偶発的なミスマッチ又はオフセットから生じる信号スペーススライサの出力に於ける位相エラーおよび位相回転速度を見積もる為の手段を含む。上記のシステムは又、これらの位相変動を追跡する為の手段および位相回転を停止し、位相を正しい角度に設定する為に適切な複素補正により信号を回転させる為の手段をも含む。本発明の別の構成によれば、受信機は等化された信号スペースを希望の信号コンステレーションに描出することにより受信されたすべての信号が希望の信号スペースに描出される完全描出又は、平面の幾つかの領域内に在る受信された信号が無視される部分描出を作り出す信号スペーススライサを含む。等化器の中で行われる決定は次の３つのレベルに於いて用いられる。位相追跡、係数更新および受信された信号の処理。本発明の別の構成によれば、受信機は等化器の出力に於けるエラーを見積もることによりコントロールされる状態マシンを持つ受信機コントローラを含む。このマシンは、パワーアップ時又は何れの適応性アルゴリズムと等化器を用いるべきかを決めることにより発散が検出される時に等化器の収束を保証する為の手段を提供する。このマシンは又、係数増加を防止する為のタップ−リーケージアルゴリズムの使用をコントロールし、等化器フィードフォワードフィルタを最適値に強制的に収束させる為の手段を提供する。マシンは又、自動ゲインコントローラの速度を調節する為の手段および適切なタイミング回復法を選ぶ為の手段を提供する。最後にマシンは、等化器の発散を検出し適切なリセット指令を発することにより全受信機のリセットをコントロールする為の手段を提供する。図面の簡単な説明本発明の新規な特徴は、その中では同等の部分に同等の符号を付されている添付の図面を参照して下の記述を読む時により良く理収束値することが出来る。特定の実施形態は図のみによって示されていて、これが本発明を制約することのないものと理解される。この発明の原理と特徴は、多くの各種の実施形態にこの発明の範囲から逸脱することなく用いることが出来る。図１は、左側に受信機に入る受信された信号および右側に復調された情報を示す本発明のディジタル受信機の概略図である。図２Ａは、本発明による可変レート多位相再サンプラの一つの実施形態の概略図である。図２Ｂは、可変レート多位相再サンプラの上記に代わる実施形態の概略図である。図２Ｃは、可変レート多位相再サンプラの別の実施形態の概略図である。図３は、図１の受信機の微少間隔ごとに自己回復する適応フィードフォワードフィルタを示す概略図である。図４は、図１の受信機の変量的な同期化装置の概略図である。図５は、図１の受信機の係数プロファイラの概略図である。図６は、小さいサンプリング頻度オフセットに対するタイミングコントロール手順のフローチャートである。図７Ａは、デッドタイム中に反転の起きぬ時の本発明に於ける大きいタイミングオフセットの測定および修正を図示するタイミング図である。この中には時間の関数としての見積もりされた変異量の変動および時間の関数としての同期化出力のグラフ表示が含まれる。図７Ｂは、デッドタイム中に反転が起きる場合のオフセットの測定および修正を示すタイミング図である。この中には時間の関数としての見積もりされた変異量の変動および時間の関数としての同期化出力のグラフ表示が含まれる。図８Ａは、搬送波追跡システムの概略図である。図８Ｂは、搬送波追跡システムの機能を示す図である。図９Ａ−９Ｂは、６４ＱＡＭコンステレーションに対する信号スペーススライサの動作を図示するものである。図１０は、図１の受信機の決定により指示された適応型フィードバックフィルタの概略図である。図１１は、エラーにより指示されたディジタル受信機コントローラの決定処理を示すフローチャートである。図１２Ａ−１２Ｄは、各種の受信機収束シナリオに対する幾つかの代表的なエラーのプロットである。図１３Ａ−１３Ｅから１９Ａ−１９Ｅは、６４ＱＡＭおよび２５６ＱＡＭ信号に対する１組のシミュレーション結果である。図２０Ａ−２０Ｌは受信機の収束処理中の適応型フィードフォワードフィルタの伝達関数の代表的な展開を示す。好ましい実施形態の詳細な説明図１は本発明の原理を採用したディジタル受信機の総合的な構造と基本的なサブシステムを図解している。本発明は、その係数を適応させる為に盲モード（blind mode）および認識モード（conscious mode）で等化器を実施する断片的に間隔を隔てたフィルタ３２と、該当のデータサンプルを選ぶ為の多相再サンプラ２４と、推測的同期装置３４と、サンプリング機構のタイミングをコントロールする為の係数ドリフト見積り器（estimator）３６と、位相オフセットおよび回転の補正の為の搬送波追跡システム４４と、決定指示適応型シンボル間干渉キャンセラ４６と、復調されたデータを抽出する為の信号スペーススライサと、受信機の各種の機能をコントロールする為のエラーにより指示される状態マシン３０とを持つ受信機を提供することによりＴＶ信号の伝送の為に用いられるケーブルシステムのような歪んだチャネルを経て伝送されるディジタルデータの復調に極めて高い性能を発揮する。図１に於いては、チューナ／ダウンコンバータ１０は受信機を希望の信号により占有される周波数帯域に同調させ、受信された通信信号の周波数をこの分野で公知の技術と装置を用いて低中間周波数に変化させる。希望の信号は、振幅−位相搬送波変調信号であって、複素データシンボルとして伝送されるディジタル情報を搬送する。限定されるわけではないが、約７０Ｍｈｚのような中間ＩＦ周波数が一般に通信システムに用いられ、この周波数は対象の特定の用法の持つ要求により決まる。チューナとダウンコンバータの技術は確立された技術であり、通信システムの熟練者はこれを熟知している。ＩＦ信号は、次にアナログベースバンドコンバータ２０によりベースバンドにダウンコンバートされるがコンバータ２０の中ではＩＦ信号は予め定められた搬送波周波数とミックスされることにより低周波アナログ通信信号となる。上記のミキシング処理の出力は、帯域フィルタを通されることにより、望まざるミキサからの出力ならびにダウンコンバーションおよびミキシング処理後に生じることのある帯域外周波数成分を除去する。ベースバンドに於いて、信号は次に位相シフト分割器により同相（Ｉ）成分と直交（Ｑ）成分に分けられる。Ｉ信号とＱ信号は又、この分野では０度成分および９０度成分と夫々呼ばれる。チューナ、ダウンコンバータおよびアナログベースバンドコンバータを設計する為の技術は、通信エレクトロニクスの分野に於ける熟練者には公知である。２つのアナログＩおよびＱ信号はサンプリングされ、次に２つの別個のサンプラ／アナログーディジタル（Ａ／Ｄ）コンバータに夫々転送される。即ち分割器からのＩ又は０度成分は第一サンプリング−Ａ／Ｄコンバータに、又Ｉ成分とは位相的に９０度の差を示すＱ成分は第２サンプリング−Ａ／Ｄコンバータに転送される。このアナログ信号を２つの互いに直交する成分、ＩおよびＱに分割し次にサンプリングし、ディジタル化する構成は、元のアナログ通信信号に含まれる振幅および位相情報を保持しつつアナログ信号をディジタル信号に有効に変換する為に用いられる従来技術である。本発明の好ましい実施形態に於いて、サンプラ−Ａ／Ｄコンバータからのディジタル化されたサンプルＩおよびＱ出力は固定されるが、然し送られてくる信号の公称シンボル割合の少なくとも２倍の任意の割合で、サンプリングされる。必要とされるサンプル当たりの収束値像度のビット数は、対象とされる特定の用途によって決まる。例えばサンプル当たりの８ビットの収束値像度は、６４−ＱＡＭ（直交振幅変調）変調には充分であり又、サンプル当たり８から１０ビットは２５６−ＱＡＭに於いて充分である。ＩおよびＱディジタルサンプルは、次に同相および直交成分を同時に処理する可変レート多相再サンプラ２４に転送される。可変レート多相再サンプラ２４は、信号を送信機と受信機のクロックの間の実際のオフセットの見積り値をベースとして本来のシンボルレートの正確に２倍の割合で信号を再サンプルする。本発明の実施形態に於いて送信機と受信機とのタイミングオフセットは後述の多相タイミングコントローラ２６により見積もられる。可変レート多相再サンプラ２４の機能ブロック図が図２Ａに示されている。再サンプラ２４は、固定レート多相１：Ｍアップサンプラ１０２と、それに続くサンプリング位相の調節可能な固定レートＮ：１デシメータ１０４とを備える。多相フィルタの技術は、ディジタル信号処理の分野での経験を持つ者には公知である。Ｍサブフィルタを持つＦＩＲフィルタは、再サンプリングによるアリアシング効果を避けるように設計されている。ｆ．Ｈａｒｒｉｓ、“ディジタル受信機の為の設計上の考慮事項と設計トリック”第９回神戸国際電子および情報科学シンポジウム、神戸市６月１８ー１９日、１９９１。ｆ．Ｈａｒｒｉｓ、Ｂ．ＭｃＫｎｉｇｈｔ、“連続微分補正としての補間データの算定の為の改良された多相フィルタ構造”、１９９１年国際回路およびシステムシンポジウム、シンガポール、１９９１年１１ー１４日。およびｆ．Ｈａｒｒｉｓ、“多レート、多相ＦＩＲフィルタとウインドウ式オーバーラップＦＦＴプロセッシングの間の関係について”信号システムおよびコンピュータに関する第２３回年次ＡＳＩＬＯＭＡＲ会議、１９８９年１０月３０ー１１月１日を参照のこと。デシメータの位相を周期的に調節することが可能である為にデシメーションの結果は平均の希望サンプリング率を示す。更に明確に示すならば、デシメータのサンプリング位相がＹ出力サンプルごとの（デシメータの）Ｘ入力サンプルにより補正される時には、可変レート多相フィルタのレートは平均値は次の通りとなる。但し、ＭとＮはハードウエアに固定的でありサンプリングレートの必要な範囲にわたりサンプリングレートを提供するように選ばれるべきである。Ｍは多相再サンプラの相の数であり、デシメータの相のジャンプがシステムの他の部分に大きな効果をもたらすことのない様に充分に大きく選ばれるべきである。ＸおよびＹは、可変レート多相再サンプラが調節可能なレートを持つことを可能にするように選ばれたソフトウエアの変数である。可成り正確なクロックを持つ通信システムに於いては、再サンプリングは僅かな調節を必要とするに過ぎない。この状態はＸとＹが下記の不等式を満足する時に得られる。この条件はＸが１又は−１に選ばれ、Ｙが１に比して大きい時に得られる。ＸとＹの選択は多相タイミングコントローラ２６により決まり、下記に考察される。可変レート多相再サンプラ２４の実施は、アップサンプラの唯一つの相がダウンサンプリングの各時間に用いられることを通告することによって簡単化されることが出来る。特定の実施形態に於いて図２Ａに示されたサブフィルタ１からＭを図２Ｂに図示されたダウンサンプラの現在の相に従って係数（ｈ_0,1からｈ_k,m ）が変更されるべきである１つのユニークなフィルタ１０６により置き替えることにより多くのハードウエアが節約される。可変レート多相再サンプラ２４の他の実施形態では、Ｍセットの係数が読取り専用メモリに格納されねばならない。例えば、少なくとも１０相が６４−ＱＡＭ変調に対して通常必要であり、又２５６−ＱＡＭには３０相が通常必要である。多相フィルタ１０６の相の数Ｍを減らす為、即ち読み取り専用メモリに格納されるべき係数のセットの数を減らす為に２つの隣り合う相の出力を同時に算定し、希望の相を隣り合う相の間で線形的に補間処理することも又可能である。可変レート多相再サンプラ２４のこの他の実施形態は図２Ｃに図示されている。フィルタ１０６'を含むこの特定の実施形態は、更に複雑なコントロールロジックを必要とするが、可変レート多相サンプラ２４の出力に於いて相ジャンプを減らし、これにより高いオーダーのコンステレーションに対する性能を高めることが可能である。ダブルモード自動ゲインコントロール（ＡＧＣ）回路２８は、可変レート多相再サンプラ２４により作り出される複素サンプルを入力として受け入れる。受信された信号のダイナミック範囲は、信号スペーススライサ５０の入力に於いて利用出来るダイナミック範囲とは大きく相違することがある。ダブルモードＡＧＣ２８の目的は、信号サンプルのダイナミック範囲を信号スペーススライサ５０の入力に於けるダイナミック範囲にマッチさせる為にサンプルの大きさを調節することである。ＡＧＣ２８は、この分野の熟練者に公知であるように、希望の定常レベルでの信号サンプルの大きさを維持する入力サンプルにわたり、可変ゲインコントロール機能を提供する。用語“ダブルモード”とは、ＡＧＣ２８はエラー指示ディジタル受信機コントローラ３０によりコントロールされる２種類の速度で動作することが出来ることを指す。ＡＧＣ２８の重要性は下記に由来する。（１）信号のダイナミック範囲が過小である場合には、微少間隔ごとに自己回復する適応フィードフォワードフィルタ３２のアルゴリズムは収束する為には長い時間を必要とすることになる。なぜならば入力信号は殆どエネルギーを持たないからである。（２）信号のダイナミック範囲が過大である場合には、微少間隔ごとに自己回復する適応フィードフォワードフィルタ３２のアルゴリズムは不安定となる。なぜならば信号はのエネルギーが大きすぎるからである。（３）入力ゲインが任意に小さい値を持つ時には、適応フィルタ３２の係数はオーバーフローを防止する為に大きなダイナミック範囲を用いて設計されねばならない。これはハードウエアの資源の浪費であるのみならず、等化器の性能を信号の実際のゲインに結び付けてしまうことにもなる。上述のようにＡＧＣ２８は、２つのオペレーションモードを持ち、１つはパワーアップ又は、リセットイベントの為のモードであり、又１つは定常オペレーションの為のモードである。 −パワーアップする時又は、リセットの直後では、ＡＧＣ２８は単独で動作するのに対し、微少間隔ごとに自己回復する適応フィードフォワードフィルタ３２のタップは止められる。ＡＧＣ２８の収束速度は最高である為に、正しいゲインには最短の時間内にほぼ到達する。 −ＡＧＣ２８が事実上定常状態に達し、ゲインがほぼ安定化すると微少間隔ごとに自己回復する適応フィードフォワードフィルタ３２は動きだす。この時点でＡＧＣ２８の速度は低下し（その時定数は増大し）、ゲインの適応の残りは微少間隔ごとに自己回復する適応フィードフォワードフィルタ３２により果たされる。この低速オペレーションモードによりＡＧＣ２８と適応フィードフォワードフィルタ３２との間の共振ン効果は阻止される。ＡＧＣ機能を実施する為の技術はこの分野の熟練者には公知である。ｆ．ＨａｒｒｉｓおよびＧ．Ｓｍｉｔｈ、“ディジタル受信機の為のマイクロプロセッサによりコントロールされる高速ＡＧＣシステムの設計、実施および性能に関して ”、１９８８年度ＩＥＥＥＭｉｌｉｔａｒｙＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅ１９８８年１０月２３−２６日、ＳａｎＤｉｅｇｏ、ＣａｌｉｆｏｒｎｉａＭＩＬＣＯＭ−８８に於いておよびＭ．Ｅ．Ｆｒｅｒｋｉｎｇ、“通信システムに於けるディジタル信号処理”、ＶａｎＮｏｓｔｒａｎｄＲｅｉｎｈｏｌｄ、２９２頁−２９７頁を参照。これらの実施法の何れもがＡＧＣ２８の時定数がリアルタイムで調節されることが可能であって適切なダイナミック範囲の存在する限り選ぶことが出来る。受信機のアナログ部分が良くバランスされている時には、同じＡＧＣを信号の両相に使用することが出来る。バランスされていない時には２つの相に対して異なったＡＧＣを用いることによりゲインのミスマッチは自動的に補償される。ダブル速度ＡＧＣ２８からの信号出力は、微少間隔ごとに自己回復する適応フィードフォワードフィルタ３２に転送される。このフィルタは、それがディジタル受信機構造の中で担う中心的な役割の為に、又その設計の巧妙さの為にディジタル受信機の鍵となるサブシステムである。適応フィードフォワードフィルタ３２の信号処理機能は下記を含む。（１）チャネルの歪みの大部分を等化する、即ちチャネルパルスレスポンスは一つ以上のチャネルシンボルにまたがって拡がる事実によるシンボル間干渉の大部分を除去する。（２）希望の信号帯域幅の外側のノイズを拒絶するように信号のスペクトラムを整形する。（３）フィルタの出力が各シンボルの出現時に正確にサンプリングされるようにサンプリング位相を調節する。微少間隔ごとに自己回復する適応フィードフォワードフィルタ３２の実施形態は図３に示されている。フィルタ３２は調節可能な適応性アルゴリズム１１０により求められる経時変化し、かつ調節可能な係数Ｃ_iを持つ適応有限長インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタ１０８を包含する。微少間隔ごとに自己回復する適応フィードフォワードフィルタ３２の出力は、正確なシンボルレートで、推測的同期装置３４によりコントロールされる正確なシンボル出現時にデータサンプル分別器４０によりサンプリングされる（図１）。受信機がデータを受信し始める時には、ＩＳＩキャンセラ４６の出力に於けるサンプルは適応フィードフォワードフィルタ３２により未だフィルタリングおよび等化されない。従って、信号スペーススライサ５０の出力に於いて検出されるシンボルとＩＳＩキャンセラ４６の出力でのシンボルとの間の差は大きい場合がある。これがデータ受信の初めに起きることを防止する為に、適応フィードフォワードフィルタ３２は自己回復するように設計されている。この事は、チャネル上で利用することの出来る先立つ統計情報に基づく適応フィードフォワードフィルタ３２の係数を選ぶ“盲”アルゴリズムの使用により果たされる。問題となる確率分布を修正する為に充分なデータが受信されるまで、盲状態は続く。ＩＳＩキャンセラ４６の出力に於けるサンプルが適切にフィルタリングされ、等化される時には信号スペースを適切な決定領域に仕切る信号スペーススライサ５０の出力に於いて伝送されるチャネルシンボルを低いエラー確率で見積もることが可能である。スライサ５０の出力に於けるシンボル決定とＩＳＩキャンセラ４６の出力に於けるフィルタリングされ、等化されたサンプルとの間の残留エラーは、残留エラー見積り器５２の中で算出され、最小自乗平均（ＬＭＳ）アルゴリズムのような決定指示（ＤＤ）アルゴリズムが次に残留エラーを更に最小化する為に用いられる。このアプローチは、盲アルゴリズムのみを使用した場合に比較して遥かに低いエラー確率を持つチャネルシンボル決定を可能にする。従来のシステムに於いては、一般に使用された盲等化の方法はＧｏｄａｒｄにより教示された（Ｄ．Ｎ．Ｇｏｄａｒｄ、“２次元データコミュニケーションシステムに於ける自己回復型等化および搬送波追跡”、ＩＥＥＥＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、Ｖｏｌ．Ｃｏｍ．−２８、Ｎｏ．１１、Ｎｏｖｅｍｂｅｒ１９８０および米国特許４，３０９，７７０号を参照のこと）。この方法に於いてはフィルタ係数、Ｃ_i,n、は再帰性を以て更新される但しこの場合（４）の関係が成り立つ式（４）に於いてはａ_nは伝送されたＱＡＭ信号であり、Ｘ_nはフィルタに対する入力であり、ｙ_nはフィルタの出力であり、Ｃ_i,nはｎの時点でのｉ番目の複素数フィルタ係数であり、αは小さい定数のステップサイズパラメータであり、｜｜は複素数の大きさを表し又、＊は供役複素数を示す。Ｇｏｄａｒｄアルゴリズムは信号のコンステレーションの形状および信号の統計に関して或る種の制約を必要とする。これらの条件は或る対称的な性質を暗示し、１次元コンステレーションを除外する。これらの条件は又、信号が変化しないものであり、かつ非相関的であることを要求する。Ｇｏｄａｒｄアルゴリズムは多数の利点を持つ。 −それは簡単であり、その構造は従来のエラーが等化器の出力の機能により置き替えられるＬＭＳアルゴリズムの構造に類似している。 −それは信号の位相とは無関係であり、従って位相追跡が起きる前ですら使用することが出来る。 −それは定量化装置のダイナミック範囲と信号ダイナミック範囲との間の小さいゲインの差を容易に修正することが出来る。然し同時に下記の短所を伴う。 −それは１６ポイント以上のＱＡＭコンステレーションに対して等化を極めて正確に行うことはできない。 −その収束は局所的な最小（local minimum）により影響を蒙り最終収束値は初期化条件により左右される。 −その収束値への収束は極めて遅く、ＬＭＳアルゴリズムに比較して約１オーダー遅い。第１の短所はＧｏｄａｒｄアルゴリズムの使用を禁じられる程に重要である。なぜならば６４−ＱＡＭおよび２５６−ＱＡＭのような高いオーダーの変調が対象となるからである。この発明に於いては、ＭｕｌｔｉｐｌｅＣｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎＰａｒｔｉｔｉｏｎｓと呼ばれる別のアルゴリズムが用いられる。このアルゴリズムは、データコンステレーションの新規なパーティショニング技術および新規な係数更新アルゴリズムを包含する。アルゴリズムは下記のステップからなる。１．初期コンステレーションζのＫ箇のパーティション（分割 (partition)）を作る。ζ_oの各パーティションＰ_k（１≦ｋ≦ Ｋ）は回転と直線運動を法とする同じパターンを持つ多数のサブコンステレーションζ_i ^(k)を作る。２．各パーティションに対し各サブコンステレーションζ_i ^(k)の重心を原点に直線移動する。３．フィルタ係数はすべてのパーティションに対する分散がすべての中心に置かれたサブコンステレーションに於いて同時に最小となるように更新する。この発明に於いて提案される新しい係数更新アルゴリズムは下記の通りである。ワードフィルタの出力でありＧ_kはζ_i ^(k)のサブコンステレーションのサイズによって決まる線形係数であり、Ｒ_kはζ_i ^(k)のサブコンステレーションに対して算定されたＧｏｄａｒｄ定数であり、又Ｖションの中心に向かうベクトルである。一般的にオリジナルコンステレーションのパーティションは２つのカテゴリに分割することが出来る。第１カテゴリのパーティションは、ＣＬＡＳＳＡと呼ばれ式（６）に単独で用いられた時にも収束アルゴリズムに導かれる。他のカテゴリ（ＣＬＡＳＳＢ）に於けるパーティションは、式（６）に単独では使用することが出来ないがＣＬＡＳＳＡの少なくとも一つのパーティションと共に用いられる時には収束アルゴリズムを可能にする。この方法を図示するために、ＱＡＭ変調のケースを詳細に検討することとする。下記の２つのパーティションを考えることとする。第１パーティションであるＰ₁はオリジナルコンステレーションを４つの象限に分割する。この方法は各象限を低いオーダーの別個のコンステレーションと考え係数更新アルゴリズムを４つの分割コンステレーションの各々に実行する。上述のようにこの手順は最初に線形移動を行って縮小されたコンステレーションの中心を原点に移すことにより完了する。但しｃｓｇｎ()は複素符号定数関数（complex sign function）であり、Ｈ１は正の線形係数である。このパーティションは“ＱｕａｒｔｅｒＣｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎＰａｒｔｉｔｉｏｎ”（ＱＣＰ）と呼ばれる。ナリジナルコンステレーションから成る第２パーティションは、夫々が１ポイントの最小のサブコンステレーションに分割する。受信された信号のスペースは、従って各コンステレーションポイントに集中する小さい正方形の領域にスライスされる。これは信号スペーススライサ５０（後述のような）の中で正確に行われるためにアルゴリズムは信号スペーススライサ出力ｙ_nを用いてオリジナルのポイントコンステレーションの中心を原点に移す線形移動を行う。ションの中には１つのポイントしかなく、その座標値は共にゼロであるために定数Ｒ２も又ゼロである。このパーティションは“ＳｉｎｇｌｅＰｏｉｎｔＣｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎＰａｒｔｉｔｉｏｎ”（ＳＰＣＰ）と呼ばれる。ＱＡＭコンステレーションのこれらの２つのパーティションを用いて、係数更新アルゴリズムは下記の式で表される。ＱＡＭ信号セットに対する好ましい実施形態は上記の２つの縮小されたコンステレーションを用いる。然し、かかる熟練者によっては他のタイプの部分コンステレーションも又、この発明の範囲を逸脱することなく同様に使用することが出来るものと理収束値される。上記の２つのパーティションの選択は下記の点により正当化されることが出来る。（１）ＱＣＰはｃｌａｓｓＡのパーティションであり、アルゴリズムの収束は保証されている。（２）ＱＣＰは完全コンステレーションのＧｏｄａｒｄアルゴリズムよりも優れた結果をもたらし、又該当のアルゴリズムは事実上追加コスト無しで利用することが出来る。なぜならばスライシングと直線移動オペレーションは信号座標値の符号によって左右されるに過ぎないからである。（３）ＳＰＣＰは最大の等化を可能にし、該当のスライシングは追加コスト無しで信号スペーススライサ５０により行われる。（４）ＳＰＣＰはｃｌａｓｓＢのパーティションであり単独で使用することは出来ない。これはＬＭＳアルゴリズムに関してスライサ５０はチャネルが等化されていない時には余りに多くの正しくない決定を行うことの事実に起因する。（５）この場合、式（６）に他のパーティションをに追加しても、収束時間にもエラー減衰にも大きな改善が得られない。ＱＡＭ信号に用いられたＧｏｄａｒｄアルゴリズムに比較してこの発明に記載される盲等化法は下記の特性を持つ。 ●その演算上の複雑さは類似である。 ●この方法は、信号に対し同じ対称性および確率的な制約を持つ（ＳＰＣＰは特定の対称的特性を要求せず又、ＱＣＰの４つのサブコンステレーションを置くことにより得られるコンステレーションは、オリジナルコンステレーションと同じ対称的性質を持つことは容易に知ることが出来る）。 ●これによりＳＰＣＰのない場合にもアイをより広く開く。 ●その収束性は局所的な最小値により影響を受ける度合いは少ない。 ●この方法は信号の位相により敏感である。これは、ＳＰＣＰが信号位相に極めて依存していることの事実に起因する。したがって、システムが位相を調節する時にはＳＰＣを止めておくことが好ましい。 ●最小のαでアイを最大に開かせようとする時には、収束が遅くなる。大きな αで処理をスタートさせ、次に次第にそれを小さくすることにより収束速度をかなり増大させることが出来る。上記の最後の特性の故に、この発明の好ましい実施形態では、等化器の出力が定量化の為の信頼性を得ると同時に従来のＬＭＳアルゴリズムのような決定指示アルゴリズムに切り替えられる。最小平均自乗（ＬＭＳ）アルゴリズム（Ｊ．Ｇ．Ｐｒｏａｋｉｓ、“ディジタル通信”、第２版、ＭｃＧｒａｗ−ＨｉｌｌＢｏｏｋＣｏｍｐａｎｙ、５５４頁−５９８頁およびＢ．ＷｉｄｒｏｗおよびＭ．Ｅ．Ｈｏｆｆ，Ｊｒ．、“適応性スイッチング回路”ＩＲＥＷＥＳＣＯＮＣｏｎｃ．Ｒｅｃ．、ｐｔ４、９６頁−１０４頁、１９６０）は次の式により記載される。り、Φは搬送波追跡システム４４により得ることの出来る位相修正、およびμは小さい実際のステップサイズのパラメータである。このように記載されているものは、盲アルゴリズムが信号に適切なゲインを与え、最も苛酷な歪みを修正するシステムであり、従来のＬＭＳアルゴリズムはチャネルの精緻な等化を行う。微少間隔ごとに自己回復する適応フィードフォワードフィルタ３２に、シンボルレートの２倍の割合で信号サンプルを供給され、一方その係数はシンボルレートで更新される。従ってシステムにより実施される等化は、断片的に間隔を隔てた等化技術のクラスに所属する（Ｊ．Ｇ．Ｐｒｏａｋｉｓ、“ディジタル通信” 、第２版、ＭｃＧｒａｗ−ＨｉｌｌＢｏｏｋＣｏｍｐａｎｙ、５５４頁−５９８頁、Ｇ．ＵｎｇｅｒＢｒｏｅｃｋ、“断片的タップースペーシング等化器およびデータモデムのクロック回復に対する結果”ＩＥＥＥＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｏｎＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、Ｖｏｌ．Ｃｏｍー２４、Ｎｏ．８、Ａｕｇｕｓｔ１９７６およびＪ．Ｄ．ＷａｎｇおよびＪ．Ｊ．Ｗｅｒｎｅｒ、“適応性Ｔ／４等化器の伝達関数について”、２２ｎｄＳｉｌｏｍａｒＣｏｎｆ．ｏｎＳｉｇｎａｌｓＳｙｓｔｅｍｓａｎｄＣｏｍｐｕｔｅｒｓ、ＰａｃｉｆｉｃＧｒｏｖｅ、ＣＡ、Ｏｃｔ．３１、Ｎｏｖ．２、１９８８、２６０頁ー２６４頁。これらの技術は、信号がシンボルレートサンプリングの為にアリアンシング効果を受ける前に送られて来る信号の周波数レスポンス特性を補償することが出来る事実により注目に値する。フィルタ３２により実施される適応フィードフォワードフィルタリング技術は、それが断片的に間隔を隔てていることの事実から多くの有力な長所をもたらす。第１にそれは時として起きるサンプリングの不整合を補償する為の能力が本来備わっており、これは提案される設計の極めて重要な利点といえる。詳しくは微少間隔ごとに自己回復する適応フィードフォワードフィルタ３２は２つの機能を自動的に行う。（１）時として生じるサンプリング位相オフセットに対処する為にその遅れを調節する、および（２）その係数を漸次ドリフトすることによりサンプリング頻度の小さいオフセットを補償する。この最後の性質は後述のタイミング回復システムに広く用いられている。この技術は、希望の信号帯域幅の外側にある追加ノイズをフィルタリングし受信機に於ける整合フィルタの必要性を収束値消する。最後にこの技術は、あらゆるノイズ状況下での平均エラーに関するシンボル間隔を持つ等化器よりも優れた性能を持つ。一般的に断片的に間隔を隔てた等化器は次の短所を持つ。 −等化器は固有ではなくその初期化に左右される収束値に収束する。等化器の性能は収束した収束値によって決まる。 −信号の実際の帯域幅の外側にある等化器の性能は、タップ更新アルゴリズムにより完全にはコントロールされない。なぜならば更新レートはサンプリングレートよりも低いからである。 −低ノイズ状況下では、フィルタの係数は高い値に漸次ドリフトしてオーバーフローすることが出来る。 −状況によっては（サンプリング頻度の僅かなオフセットのような）等化器の主ピークはフィルタの全長にわたり分散した多数のピーク（マイナスおよびプラス）に分割することが出来る。フィルタに於けるこれらのピークの分散は等化器の性能を次第に劣化させる。図１の微少間隔ごとに自己回復する適応フィードフォワードフィルタ３２は、これらの短所を共有していない。なぜならばこれらの問題は（１）フィルタ３２の細心の初期化シーケンス、および（２）タップーリーケージアルゴリズムの使用を通して対応されるからである。このメカニズムを下記に於いて考察することとする。盲タップ更新アルゴリズムが実行される前に適応フィードフォワードフィルタ３２の初期化が特別に配慮される。優れた収束値への収束を高い確率を以て実現する為にフィルタ３２は変調器成形フィルタの係数か又は一つの固有のピーク係数がロードされ、すべての他のタップはゼロにセットされる。最初、フィルタのピークはタップラインのセンタの近くに設置されるのが最も良いが、然しその最適位置はフィルタの出力での再サンプリングの正しい同期化にも又リンクされている。これは後述の変量的な同期装置３４により可能となる。タップ−リーケージアルゴリズム（Ｒ．Ｄ．Ｇｉｔｌｉｎ、Ｈ．Ｃ．Ｍｅａｄｏｒｓ，Ｊｒ．、およびＳ．Ｂ．Ｗｅｉｎｓｔｅｉｎ、“ディジタル式の断片的に間隔を隔てた適応等化器のオペレーションを安定化させる為のタップ−リーケージアルゴリズム”、ＴｈｅＢｅｌｌＳｙｓｔｅｍＴｅｃｈｎｉｃａｌＪｏｕｒｎａｌ、Ｖｏｌｕｍｅ６１、Ｎｏ．８、Ｏｃｔｏｂｅｒ１９８２を参照）が帯域外ノイズを拒絶し隣接チャネル妨害を最小にすることを目的としてタップへの増大を防止し、帯域外スペクトル成形を可能にする為に微少間隔ごとに自己回復する適応フィードフォワードフィルタ３２に使用される。この発明に用いられるタップ−リーケージアルゴリズムはＭＣＰ又はＬＭＳアルゴリズムの変形である。ＭＣＰアルゴリズムに対してはタップ−リーケージは次の式により記載される。同様にタップ−リーケージはＬＭＳアルゴリズムを下記のようにモディファイする。タップ−リーケージアルゴリズムは、各反復毎にフィルタ係数をシステマティックに消耗させることによりタップ増大を防止し、これにより緩やかな増大効果を消去する。タップ−リーケージの効果は、サンプリング頻度オフセットの存在によって容易に証明される。信号帯域幅の外のスペクトル整形に対するタップ−リーケージの効果を説明することは容易ではない。チャネルの歪みなしでタップ−リーケージが用いられる時には、適応フィードフォワードフィルタ３２は変調器により使用される信号成形フィルタにマッチしたフィルタに収束する。リーケージのない時には、適応フィードフォワードフィルタ３２はシンボル帯域幅の中と同じ挙動を示すが、その外側では殆ど減衰を示さぬフィルタに収束する。チャネルに歪みのある場合には同じ状況が観察され、リーケージを伴う時には、変調器によりマッチされたフィルタのコンボリューションでありチャネルインパルス応答の逆数である収束値にフィルタは収束する。タップ−リーケージにより適応フィードフォワードフィルタ３２は、その収束値のすべての中からマッチングされたフィルタに最も近いものを選ぶことを強制されると結論付けることが出来る。等化器の収束値のすべては、通過帯域の中で相対的に同等であるがマッチングされたフィルタの収束値は、ストップ帯域（最大減衰）に於ける最適値であって、唯一の値である。この発明に於けるタップ−リーケージの使用は、従ってそれが等化器に対し帯域外のノイズの最大の拒絶を可能にし、隣接チャネル妨害を最小にする点で極めて価値あるものと言える。これらの利点にも拘わらず、タップ−リーケージを連続使用すると、システムの等化精度に関する性能は劣化する。これは係数更新の式（１１）又は（１２）に於けるリーケージ項が適応項に対抗的に作用することに起因している。本発明は式（１１）および（１２）に注入されるリーケージの量をコントロールするシステムによりこの劣化の度合いをリアルタイムに制限する。このシステムが依存する原理には次の２つがある。１．リーケージは振幅に関してパラメータλによりコントロールされる。システムはこのパラメータをタップ更新アルゴリズムの収束の速度に比例する状態に保つ。このようにしてタップ−リーケージは盲ＭＣＰアルゴリズムが実行される時には極めて緩やかになる。２．リーケージはリーケージアルゴリズムの使用される持続時間によりコントロールされる。このコントロール法は断片的に間隔を隔てた等化器の収束値がノイズにより等化器が別の局所的な最小値に強制的に収束させられるまで局所的に安定していることの事実を用いる。リーケージを交互に動作−停止させることにより、大きなリーケージの持つ利点を全面的に維持しつつリーケージの総量およびリーケージのもたらす劣化を減らすことがこのようにして可能である。本発明の重要な構成はタップ−リーケージをコントロールするメカニズムであることが明白でなければならない。このコントロールはタップ増大を避けるのに丁度適切なタップ−リーケージを使用し、等化器に最適の収束値を強要するが性能の劣化を招くことのないことをその限度とするようなエラー指示ディジタル受信機コントローラにより実施される。伝送されたシンボルシーケンスを信号から抽出する為に微少間隔ごとに自己回復する適応フィードフォワードフィルタ３２からのデータ出力は弁別器４０に於いて再サンプリングされる。弁別器再サンプリングレートと位相レートは、位相によりコントロールされたレート分割器３８により与えられる。この分割器は、サンプリングクロックをシンボルレートに低速化し、推測的同期装置３４により位相同期化される。この同期装置３４は、入力サンプルをダブルモードＡＧＣ２８から受け取り、適応フィードフオワードフィルタ３２の出力に於いてシンボルの位相を見出すのに必要なタイミング情報を抽出する為にサンプリングされた信号の統計的な内容を分析する。シンボルシーケンスを抽出する為の弁別器位相の同期化の重要さについて記載することとする。上述のように断片的に間隔を隔てた自己回復適応型フィードフォワードフィルタ３２は、ザンプリングクロックの位相オフセットを補償することが出来る。サンプリングクロックの位相オフセットは、又データが適応フィードフォワードフィルタ３２の出力に於いてダウンサンプリングされる時にシンボルのタイミングオフッセトに帰着し、従って理論的には如何なる時点に井別器４０がシンボルシーケンスを抽出する為に信号を再サンプルするかは問題とならない。なぜならば適応フィードフォワードフィルタ３２は、その遅れを自動的に調節するべきであるからである。然し本発明に於いては、適応フィードフォワードフィルタ３２の出力は２つのシンボルの間の移行距離の中央位置の近くで再サンプリングされたならば問題が起こることになる。この場合には、等化器は正しくイニシャライズされず、適応性アルゴリズムはフィルタの主ピークを１タップ左又は１タップ右に移さねばならない。適応フィードフォワードフィルタ３２は確かにこれを行うことができるが、解は一つ以上存在する為にフィルタは、それが正しい遅れを以てイニシャライズされていたならば得られていた筈のものと同じではないタップ設定に収束するであろう。等化器の収束値が異なるのみならず又、等化器が正しく初期化された場合よりもその性能は大きく低い値となる。本発明は、優れた収束値に収束する可能性を最大にする為に適応フィードフォワードフィルタ３２の出力が何れのサンプリング時点に弁別器４０に於いて再サンプリングされるべきかを求める方法を含む。弁別器４０の前の信号レートは、再サンプリングの後のシンボルレートの２倍に相当する為にシステムは偶数サンプル又は奇数サンプルの選択を行うのみでよい。この選択は推測的同期装置３４の主たる機能である。最良の選択を行う為に同期装置３４は、何れの時点でアイダイアグラムが最も広く開くかを決める。この決定は、偶数および奇数サンプリング時間の信号の大きさの分散の見積もりを個別に計算することにより行われる。チャネルに於いて妥当、かつ現実的なノイズと歪みレベルをともなうと、シンボルの近くでサンプリングされた信号の分散はシンボル間の距離の中央でサンプリングされた信号の分散よりも大きい。この主張を実証する為に２つの異なったサンプリング時点での分散が次に計算される。各シンボル毎に１回、および２つの連続するシンボルの間の移行距離の正確に中央で１回サンプリングが行われるとする。伝送されるシンボルシーケンスをａ_i とし、信号整形およびチャネル歪みが係数ｆ_kを持つ等価ＦＩＲフィルタによりモデル化されるとすると受信される信号は次の通りである。但し偶数サンプリング時点で見積もりされる受信された信号の分散は次の式で表される。入力シーケンスは相関がなくゼロ平均を以て均一に分布する時には上式は次のように変形される。同様に奇数サンプリング時点で見積もりされる信号の分散は下記の式で表される。例えばチャネルに歪みがなく、信号整形が係数ｆ₀＝０．５、ｆ₁＝１、ｆ₂＝０．５を持つＦＩＲフィルタを通して行われる時には、シンボルにでサンプリングされる信号の分散は２つのシンボルの間でサンプルされた信号の分散の２倍である。解くべき次の問題は、これらの２つの分散を何処で見積もりすべきかである。これには２つの方法が考えられる。線形フィルタ３２の前又は後で見積もることができる。第一の方法は、適応フィードフォワードフィルタ３２で起きることには無関係であるが、フィルタ内の遅れに関する認識を必要とする。第２の方法では、この必要性はないがフィルタ３２内の変動に大きく左右される。例えば、サンプリングクロック位相オフセットのためにフィルタ内に遅れの調節が行われる場合には、分散比較結果は同期化を行う過程の中央で突然変化することがある。この特定の理由から、本発明のシステムは両者の分散を適応フィードフォワードフィルタ３２の前で見積もりし、同期化を行うことにより分散比較の結果は表１となる。推測的同期装置３４の好ましい実施形態が図４に示されている。分散の実際の見積もりは、分散エスティメータ１１０、１１２においてライン２９で受け取られる各サンプルの自乗値を平均するだけで容易に行うことが出来る。平均器の時定数は重要な問題ではなく比較時の決定を誤らせる見積もり時の変動を防止する為に充分小さく選ぶべきである。サンプリング頻度にオフセットの存在する場合に変量的な同期装置３４に於ける２つの分散の比較の結果は、周期的に変化することを認識することは特に役に立つ。従ってこの発明のシステムは、等化器がひとたび収束すると再サンプリング同期化を止める。事実、適応フィードフォワードフィルタ３２により充分吸収されることの出来る小さいサンプリングオフセットが存在する時には、推測的同期装置３４は再サンプリング時点を突然変えることを許されてはならない。なぜならば適応フィルタは正確にその遅延を調節する為にその出力は正しい時点で尚再サンプルされるからである。更に、分散比較の結果における２つの周期的な変化の間の時間は、送信機と受信機のサンプリングクロック間の頻度オフセットに逆比例することも又判る。この観察は、等化器が収束する前の大きなサンプリングクロックオフセットを評価するのに用いられ、又、推測的同期装置３４の出力が何故ライン３５で多相タイミングコントローラ２６に指令されるかも説明がつく。タイミングコントローラにより他に２つのエレメントが要求される。２つのエレメントとは、フィードフォワードフィルタ３２の中央ピークの位置およびフィルタ係数ドリフトの方向である。これらの２つの量は係数プロファイラ３６により評価される。第１の係数プロファイラ出力は、フィードフォワードフィルタ３２の実際のピークに最も近いタップ位置に関するインデックスである。フィルタ係数セットは、実際のフィルタインパルス応答のサンプリングされた変形に過ぎない。インパルス応答の実際のピークは２つのサンプル、即ち２つの係数の間に在るのが極めて良いであろう。システムは最大の係数を選ぶ。なぜならばこれはフィルタピークに最も近いと考えられるからである。ピークが移動する時係数プロファイラ３６のピーク位置出力は、実際のピークが２つの係数の間の中央にある時に変化する。ピークの位置は、初期化に於いて判明している為、又ピーク動作は連続的である為にピークの位置を追跡するには終始フィルタの３つの係数を比較することが必要であるに過ぎない。係数プロファイラ３６の好ましい実施形態は図５に図示されている。プロファイラはタップラインに於いて３つの連続する係数Ｃ_i,nを選ぶ。最後に判明しているピークの位置とその２つの隣接するタップラインである。３つの係数は比較され、ピークが中央の係数から隣接係数の一つに移動したことをピーク位置追跡装置１１４において検出された時に、プロファイラは符号４３で示すように、ピークが移動した位置を中心とする３つの新しい係数を選ぶ。係数プロファイラ３６の第２出力は、係数のドリフトの方向の見積もりを行うバイナリ信号４１である。この方向はピークの隣の２つの係数を比較することにより見積もりされる。プロファイラは、等化器が完全に収束していないためにピークが自由に動くことが出来ぬ時にドリフトの方向の係数はもう一つの係数よりも大きい値を持つと考えれる。係数プロファイラ３６の出力レートも又、シンボルレートであることに留意すべきである。なぜならばフィルタ３２の係数はシンボルの出現毎に更新されるに過ぎないからである。プロファイラ３６に於ける係数比較は大きさに関して行われる。なぜならば係数は複素数であり、任意の位相を持つことが出来るからである。推測的な同期装置３４の出力および係数プロファイラ３６からのドリフト方向およびピーク位置の見積もりは多相タイミングコントローラ２６に転送される。これら３つの信号に基づいて、多相タイミングコントローラ２６は、送信機と受信機との間のサンプリングクロックオフセットを補償する為に可変レート多相再サンプラ２４のタイミングを調節する。これらは補償されることの必要な下記の２つのタイプの時間／頻度オフセットである。微少間隔ごとに自己回復する適応フィードフォワードフィルタ３２により自動的に補償されることが充分可能な小さいオフセットおよび初期化時間中又はリセットイベントの後に見られる適応フィードフォワードフィルタ３２にとって処理するには大きすぎるオフッセトの２つである。第１カテゴリーに対しては適応フィードフォワードフィルタ３２は、そのインパルス応答の遅れを漸次調節することにより小さいオフセットを自動的に補償する。（Ｒ．Ｄ．ＧｉｔｌｉｎおよびＨ．Ｃ．Ｍｅａｄｏｒｓ，Ｊｒ．、“タイミング回路の為のセンタ−タップ追跡アルゴリズム”、ＡＴ＆ＴＴｅｃｈ．Ｊ．、Ｖｏｌ．６６、ＮＯ．６、６３ｐ−７８ｐ、Ｎｏｖ．／Ｄｅｃ．１９８７を参照）。言い換えれば適応フィードフォワードフィルタ３２は、クロックが遅過ぎる時にはそのすべての係数を右側にドリフトし、クロックが速過ぎる時には左にドリフトする。このように補償されてもタイミング頻度オフセットは修正されることを必要とする。なぜならば連続係数ドリフトによってすぐに中央ピークはタッププラインの終点に誘導されるからである。この発明のシステムは、該当の係数ドリフト速度を判定することにより小さいサンプリング頻度オフセットを修正する。この速度はサンプリング頻度オフセットに正比例し、ピークが一つのタップ位置から次のタップに移動するのに要する時間（シンボル周期の数で）を係数プロファイラ３６のピーク位置出力を用いて測定するだけで見積もりされる。タイミングコントローラ２６かドリフト速度の見積り値を算定するとコントローラ２６は、サンプリング頻度をピークがフィルタ３２の中央にドリフトして戻るように修正する。ピークがその中央位置を検索した時には、タイミングコントローラ２６は係数のドリフトを停止する為に再びサンプリング頻度を訂正する。サンプリングクロックの修正は適応フィードフォワードフィルタ３２の前の可変レート多相再サンプラ２４に於ける位相選択処理を適応させることにより行われる。ドリフト検出および速度修正処理は図６に示されている。詳しくは多相タイミングコントローラに於いて実施される処理は下記の変数を用いる。 ●［last correction］最後のクロック調節の行われる時のピークの位置 ●［last_position］ピークの最後に判明している位置 ●［position］ピークの現在の位置 ●［Ｃｎｔ］ピーク位置の移行が最後に検出されてからの時間（シンボル周期の数での）を測定するカウンタパワーアップ時又はリセット後において、ピークはタップラインの中央にある。［last_position］および［last_correction］は共にセンター位置にイニシャライズされ、カウンタ［Ｃｎｔ］はゼロにリセットされる（処理２６１）。タイミング頻度オフセットのためにピークは緩やかに、かっ連続的に左又は右方にドリフトを開始する。ピークが次のタップ位置に達しない限りカウンタ［Ｃｎｔ］は、シンボルが出現する度に１ずつ増加する（処理２６２および２６３）。タイミング頻度オフセットに逆比例する時間の後に、ピークは中央タップのすぐ左又は右のタップ位置に達する。この第１の移行は無視され、この時点ではタイミングの修正は行われない（処理２６４および２６５）。カウンタ［Ｃｎｔ］はリセットされてピークドリフトの新しいタイミングを開始し、ピークの新しい位置はピークの最後に判明した位置として記憶される（処理２６６）。修正は行われていないのでピークは同じ方向に、同じ速度で引き続きドリフトする。ピークがタップラインの次の位置に達する前にカウンタ［Ｃｎｔ］はシンボルの出現する度に値１ずつ増加する（処理２６２および２６３）。ピークが次のタップ位置に達した時には、ピークはタップラインの中央から２つの位置だけ離れている。これはピークが左に移動する時には処理２６４により、又はピークが右に移動する時には処理２６５により検出される。これがピークをタップラインの中央（処理２６７、２６８および２６１０）又は（処理２６１２、２６１３および２６１５）に戻す為にタイミング頻度修正を行う時である。修正［Ｃｏｒｒ］は、可変レート多相再サンプラ２４に於けるタイミング調節を行う為に用いられる。修正［Ｃｏｒｒ］は、サンプリング時間に加えられるべき又はサンプリング時間から引かれるべきサンプルの分数の逆数に等しい。修正が行われると修正の時点でのピーク位置が記録され（処理２６１１又は２６１６）、又カウンタ［Ｃｎｔ］はリセットされるの対しピークの最後に判明している位置は更新される（処理２６６）。修正の故にピークは次に反対の方向にドリフトすべきである。システムは新しいドリフトの時間を［Ｃｎｔ］により計るが、ピークがタップラインのセンタに到達するまで修正は行われない。次に修正がピークを完全に停止する為に行われる（処理２６７および２６９又は２６１２および２６１４）。何等かの理由で第１修正がピークコースを逆転する為に充分でなかったならば、ピークがタップラインの中央から４タップ位置だけ離れている時はピークドリフトは再び修正される。これでも尚不充分な時には後にタップ位置に修正される等の方法が用いられる。コースが最終的に反転される時には、ピークはドリフトを停める為にドリフトが再び修正される前にタップラインの中央に終始戻る。システムのこの実施形態においては、ピークがフィルタに於いて２タップ位置だけ移動した後に初めてサンプリング頻度修正が行われる。これは、サンプリング修正の直後にインパルス応答形状に起こる変化によりドリフト速度測定が影響を蒙ることを防止することにある。速度測定は、インパルス応答を落ち着かせる為に第１タップ位置シフト中停止される。又カウンタ［Ｃｎｔ］のサイズは、システムの最大タイミング精度を決めることにも留意すること。この精度に到達した時には、追加の改善はサンプリングクロックに施されることはない。この場合「Ｃｎｔ］は、勿論飽和しなければならないがオーバーフローしてはならない。ピークは次にセンタータップと左へ２タップ又は右へ２タップの位置との間で極めて緩やかに振動する。補償されるべき第２のタイプのオフセットは、通常パワーアップ後又は再初期化後に起きる。タイミング頻度オフセットは、この時に適応フィードフォワードフィルタ３２が収束する為には余りにも大きすぎる。−これは通常５０ｐｐｍより高い頻度オフセットに対して生じる。考察されたように、タイミングオフセットを判定する為に用いられる方法は、偶数および奇数サンプリング時点において見積もりされた分散の比較の２つの変化の間の時間を測定すること、即ち変量的な同期装置３４の出力変化のタイミングによるものである。２つの前後する変化の間の時間はサンプリング頻度オフセットの振幅に逆比例する。頻度オフセットの符号は係数プロファイラ３６の出力に於けるドリフト方向信号によって与えられる。多相タイミングコントローラ２６は、２つの同期装置出力過渡の間の時間をカウンタ［Ｃｎｔ］を用い、サンプリング間隔の数により測定する。ノイズに起因する偶発的な過渡を検出することを避ける為にコントローラ２６は、測定の開始後或る時間ｔｄ中の過渡を無視する（図７Ａ）。このデッドタイムｔ_dは、時としてオフセットが極めて大きい場合は実際の過渡を場合によっては覆い隠すことがある、然しこれは差し支えない。なぜならば結果として行われる修正は第２の修正により全面的に補償されることの出来るオフセットを尚減少させるからである（図７Ｂ）。タイミングコントローラ２６は、カウンタ［Ｃｎｔ］の値および係数プロファイラ信号から、タイミング頻度修正を下記の式により計算する。上記に考察されているように、可変レート多相再サンプラ２４のサンプリング頻度は、変数ＸおよびＹにより調節される。僅かな修正に対してＸは調節の方向により１又は−１であり、Ｙは平均して正しい頻度調節を行うように選ばれる。修正の後ＸおよびＹの新しい値は以前の値Ｘ‘およびＹ’から下記のように算定される。Ｔが可変レート多相再サンプラ２４の前のサンプリング時間であれば再サンプラの後のサンプリング時間はタイミング修正の後にはＣｏｒｒ＝Ｗ・Ｃｎｔとなる。但しＷはサンプリング間隔である。従って次の式が成り立つ。従って何故Ｙがその最大値によりイニシャライズされねばならないかが明らかである。この発明のシステムにより用いられた２つのタイミング回復技術は、他のシステムに比較してそれらの必要とするハードウエアが極めて少なく、殆ど演算を必要とせず、大きな安定性を示すように幾つかの大きな長所を持つ。更にそれらは全面的に信号の位相には無関係である。何れの信号が送信されたのかを判定する為に決定の行われる信号スペーススライサ５０に入る前に、信号の位相が最初に位相補償装置４２に於いて調節されねばならない。位相補償装置４２は、弁別器４０からのサンプリングされたデータ出力に搬送波捕捉追跡システム４４により提供される位相シフト見積もり量を施す。位相補償装置４２により行われる位相修正は、受信機のアナログ部分に於ける搬送波周波数の偶発的なミスマッチ、例えばチューナ１０およびＱＡＭ復調器２０に生じる周波数エラーによるミスマッチに起因する回転効果を無効にする。位相補償装置４２の好ましい実施形態は、サンプリングされた信号に位相修正の複素関数を剰じる複素ローテータである。タイミングオフセットに関しては、搬送波位相オフセットを捕捉追跡する為の方法はこのオフセットのサイズによって相違する。参考資料Ｊ．Ｇ．Ｐｒｏａｋｉｓ、“ディジタル通信”、第２版、ＭｃＧｒａｗ−ＨｉｌｌＢｏｏｋＣｏｍｐａｎｙ、５５４頁ー５９８頁およびＮ．Ｋ．Ｊａｂｌｏｎ、“高オーダＱＡＭ信号コンステレーションの為のジョイント盲等化、搬送波回復およびタイミング回復”、ＩＥＥＥＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｏｎＳｉｇｎａｌＰｒｏｃｅｓｓｉｎｇ、Ｊｕｎｅ１９９２、に記載されたように小さいオフセットに関しては、搬送波追跡は反復の行われる毎の２つのパラメータを判定することにより行われる。瞬時位相エラーおよび瞬時位相速度がこれらのパラメータである。この両者は、信号スペーススライサ５０の入力と出力の比較を用いる。チャネルが未だ等化されていない時には、それらの相対的な角度の平均は位相エラーの見積もりを行い、システムが信号位相に漸次追随することを可能にする。チャネルが等化される時には、角度比較の結果は実際の位相誤差を示し、位相は正確にロックされる。スライサ５０の入力と出力との間の相対角はそれらの複素クロス乗積の虚部により近似的に求められる。但しＦｎはｒａｄ／ｓｙｍｂｏｌｓを単位とする瞬時位相速度であり又、Φｎは搬送波追跡システムの相回転である。位相速度見積もりは、位相ベクトルが絶えず回転する時には必要である。見積もりが行われぬ時には、追跡された位相と実際の位相との間に、位相追跡式（２２）の中の修正項が位相の増分を補償し得るに足る充分な大きさを持たぬことから位相バイアスが生じることになる。このバイアスの問題は２つの面を持つ。その一つは位相バイアスが存在する場合には複素関数である微少間隔ごとに自己回復する適応フィードフォワードフィルタ３２は、その係数を回転することによってバイアスをキャンセルすることを試みることになる。追跡アルゴリズムはバイアスを回復させようと試み、係数は定常的に回転することになる。第２に、大きなバイアスの存在はコンステレーションの外周のポイントに対する定量器の決定を誤らせることになる。瞬時位相速度を判定することにより本発明のシステムは、これらの問題を回避し、ノイズに対する感度を引き下げる小さいパラメータΔｐの使用を可能にする。如何なる改善も必要とすることなくこの古典的な搬送波追跡システムは、相対的に小さい搬送波周波数オフセットに対してのみ働く（通常６４ＱＡＭに対して０．３６度／サンプル又は２５６ＱＡＭに対して０．０７２／サンプル）。追跡範囲は、信号が大きな大きさを持つ時に位相およびその速度の見積り値を更新することによってのみ拡大することが出来る。これは、この場合に信号の位相は等化器３２又はチャネルからのノイズにより影響を蒙る度合いの少ないことの事実によるものである。この時には、位相速度の見積り値を算定する為に２つの更新値の間の時間を測定することが必要である。我々がｔ_lastを最後の修正以降の時間（シンボルの数での）と呼ぶ時には位相速度の新しい見積り値は下記の通りである。この速度は各シンボル時間毎の位相判定時の増分処理に使用される。ディジタルＴＶの為の近代的なケーブル通信システムでは、搬送波ミスマッチによる位相回転は４度／サンプルに及ぶ値に達することがある。上記のように改善されても、上記のシステムはこの種の頻度オフセットを追跡することは出来ない。本発明は、回転速度のダブル見積り値を用いることから近代的なケーブル通信システムの必要性を遥かに超えて搬送波捕捉システム４４の追跡範囲を拡大する。第１の見積り値は、上記のシステムにより行われ、速度が限定された追跡範囲の範囲の中にある限り極めて正確である。第２の見積り値は、コンステレーションのコーナーを観察することにより演算される。この場合の精度は遥かに劣るが、その追跡範囲の大きさは第１の方法に比較して数オーダー広い。コーナーは、信号のあらゆる位相に対して認識を得るコンステレーションの貴重なポイントである。コーナーは、又コンステレーションの中の最大の大きさの利点を持ち、従ってそれらの位相は等化およびチャネルノイズの影響を受ける度合いが最小である。コーナーは、信号の大きさをしきい値と比較するだけで簡単に検出することが出来る。信号ポイントが、このしきい値よりも大きい大きさを持つことを検出される時には、それはコーナーと考えられその位置が記憶される。もう一つのコーナーが検出される時には、システムはコンステレーションが２つの出現したコーナーの間で回転した角度を見積もる。システムは、コンステレーションが２つの出現したコーナーの間で最高４５度だけ回転することが出来ると仮定する。コーナーｙ₁が時点ｔ₁に検出されるとシステムは同時に３つの他のコーナーがｙ₁・ｅ^j ^π/2、ｙ₁・ｅ^j ^πおよびｙ₁・ｅ^j3 ^π/2に位置すると仮定する。もう一つのコーナｙ₂が時点ｔ₂に於いて検出される時には、コンステレーションの回転角はｙ₂を時点ｔ₁において検出された最も近いコーナーと比較することにより算定される。角度をその正接（タンジェント）で近似化させることにより２つの出現したコーナーの間のコンステレーション回転角θは下記のように見積もりされる。該当の回転速度は次に反復法を用いて下記のように見積もりされる。見積もり式（２７）は、搬送波の極めて大きいミスマッチを追跡することが出来るが、通常コンステレーションの位相をロックし、その回転を停めるほどの精度を持っていない。然し式（２７）は、残留位相回転を容易に補償することの出来る他の追跡システム式（２２）又は（２５）に対する実際の回転速度に酷似している。従って２つの追跡方法を共に働かせる為にこの発明のシステムは、見積もり式（２２）が見積もり式（２７）の近傍に位置することを人為的に強制し、次に式（２２）を自由に実行させて位相を正確にロックする。これは下記の式により一覧化することが出来る。但しＦｎ’は、コーナーが検出される度に式（２７）により更新され、εは式（２２）の最大追跡範囲の１／２よりも小さい速度である。信号位相が捕捉され、システムが収束すると、式（２７）および（２８）を実行状態に保つ必要はない。なぜならば式（２２）又は（２５）が位相をロックした状態に保つのに充分であるからである。搬送波捕捉追跡システム４４の該当の実施形態は図８Ａに示されている。概略図の下部セクションに式（２２）および（２３）により記載される精緻搬送波追跡装置１１８を図示しており、その内容は自明である。このサブシステム１１８の入力５５は、信号スペーススライサ５０の入力と出力との間の複素数関数の虚数部であり、位相エラー見積り器５４の出力である。図８Ａの上部セクションは、式（２６）および（２７）により大きな回転速度を追跡する為に用いられる高速搬送波追跡装置１１６を示す。信号の大きさは最初に４４１のしきい値と比較される。しきい値Ｒcornerは送られてくる信号がコーナーであるか否かを決定する。信号大きさがこのしきい値よりも小さい時には、タイミングレジスタ４４２は２つの出現したコーナーの間の時間を測定する為に増加される。しきい値に到達すると信号は、コーナーであると仮定されるが、前回のコーナー検出以降の経過時間が短い為にコンステレーションが４５度以上回転しないことが確実である時にのみ更に処理されるにとどまる。ここにタイミングレジスタ４４２が比較器４４３に於けるｔ_maxと何故比較されるのかの理由である。但しこの場合ｔ_maxは、システムが追跡することの出来る最高回転速度により４５度を除した値に相当する。４４３に於ける比較の結果が正の値であれば、信号点は処理されて回転速度見積り値を更新する。回転角は式（２６）によりエレメント４４４から４４８により演算される。該当の速度は、この角度を４４９に於いて経過した時間により除すことにより得られ、結果は式（２７）に従って４４１０に於いて平均化される。２つの追跡サブシステム１１６、１１８は、式（２８）を実施するハードリミッタ４４１１にリンクされる。図８Ｂは搬送波追跡システム４４の持つ機能を図収束値する。精緻な搬送波追跡Ｆ_ｎの出力（太い線）が、いかに高速搬送波追跡システムＦ_ｎ’により作られた２本の境界線（細い線）の間に存在することを強制されるかが図により示されている。いったん位相がほぼ捕捉されると、高速搬送波追跡システムは停止され、精緻な搬送波追跡システムは高い精度を以て位相に自由にロックされることが出来る（図の右部分の太い線を参照）。信号スペーススライサ５０は復調の最後の段階である。これは何れのシンボルが伝送されたかを見積もる装置である。この情報は復調されたデータを作る為にシステムに於いて４つのレベルで使用される。伝送エラーを判定し、フィードフォワードフィルタとフィードバックフィルタの係数を更新する。伝送位相エラーを判定し、搬送波追跡システム４４に於ける偶発的な搬送波周波数オフセットを修正する。さらに、伝送の平均大きさエラーを判定し、受信機の各種の部分をコントロールする。殆どの時間、信号スペーススライサ５０は６４−ＱＡＭ変調に対する図９Ａに示されたように実軸および虚軸に沿って単純に定量化されている。定量化のレベル１２２は信号レベルに対応し、定量器範囲から外れるすべてのポイントも又マップ化されている周囲部分を除き各決定領域１２０の中央にその中心を持つ。この簡単化されたスライサは信号を復調し、信頼し得る決定を与えるのに充分なものである。然し、ある状況においては、利用される適応性アルゴリズムおよび搬送波追跡システムに対しては更に高度な信号スペーススライサが必要である。収束するＬＭＳアルゴリズムの為に、伝送された信号と受信された信号との間の正確なエラーは認識されていなければならない。信号スペーススライサ５０が多くの正しくない決定を行うと、生じた算定上のエラーは実際の伝送エラーを反映せず、適応フィードフォワードフィルタ３２は発散する。ＬＭＳアルゴリズムが動き出した時にアイが既に開いていれば、判定の大部分は正しく、図９Ａに示されたように信号スペーススライサを使用することが出来る。このスライサは、ハード信号スペーススライサと呼ばれる。高いオーダーのコンステレーションの盲等化のあとに見ることの出来るようにアイが少し閉じている時には、決定のエラー率は高くなりすぎることがある。この場合の問題は、信号スペーススライサ５０の出力に於ける間違った決定の数を減らすことである。本発明の好ましい実施形態では、間違った決定の数は該当の伝送されたシンボルが確実に識別出来ないポイントを無視することにより減少する。信号スペーススライサの好ましい実施形態は図９Ｂに図示されている。陰影のついた領域１２４は安全領域、即ち間違った結果の確率が小さい領域を表す。この実施形態では、信号スペーススライサ５０の出力に於いて与えられた復調されたシンボルは、図９Ａに示されたハード信号スペーススライサにより作り出されたシンボル決定と、シンボルが安全領域１２４に在るか否かを示す信頼ビットとから成る。信頼ビットが０に等しい時には、決定は信頼性が無く、係数の更新は行われない。この理由で図９Ｂの信号スペーススライサはソフト信号スペーススライサと呼ばれる。ソフト信号スペーススライサに於ける信頼性の高い領域は図９Ｂの１２４に示されている。この中に於いて考察されている好ましい実施形態に特に記載されている以外の信頼ビット（又は信頼ワード）を判定する代案の方法が本発明により意図されていることは、この分野の熟練者には理収束値されることである。例えば信頼ビットが受信されたシンボルが各ポイントの周りの円形の領域内に在る場合、または受信されたシンボルの大きさがしきい値を超えた場合には１に設定される。一般的に、信頼ワード（信頼ビットの代わりに）は、レベルに付随した信頼領域をともなう多様な信頼レベルを表す。信頼ワードが信頼ビットの代わりに用いられる時には、フィルタ係数の更新は０と１の間の信頼ファクタにより加重されたシンボル決定を用いる。信頼ビット又は信頼ワードのこれらの追加的な判定のすべては本発明の範囲を逸脱することなく使用することが出来る。適応性決定指示型フィードバックフィルタ４８（図１）は、図１０に図示された前進通路に信号スペーススライサ５０を含むループのフィードバックパスに調節可能な係数ｄｉを持つＦＩＲフィルタとして実施されている反復適応フィルタである。適応性決定指示型フィードバックフィルタ４８には、信号スペーススライサ５０により作り出される定量化されたシンボルが供給され、フィルタはＩＳＩの見積り値をＩＳＩキャンセラ４６に与える。ＩＳＩキャンセラ４６の好ましい実施形態は、ライン４９上の補償器４２により提供される位相補償されたサンプルに適応フィードバックフィルタ４８により与えられる残留ＩＳＩの見積り値を加える複素加算器である。得られた信号５１は信号スペーススライサ５０に送られる。適応フィードバックフィルタ４８の係数はＬＭＳアルゴリズム１２６を用いシンボルレートで更新される。フィードバックフィルタ４８は、入力としてシンボル決定を使用するから信号の歪みは信号スペーススライサ５０に於いて行われる決定が正しく行われる為には十分に小さくなければならない。言い換えれば適応性決定指示型フィードバックフィルタ４８は、その前にある微少間隔ごとに自己回復する適応フィードバックフィルタ３２の動作なしには有効に作用することは出来ない。信号スペーススライサ５０が正しい決定を行う時には、ノイズは適応性決定指示型フィードバックフィルタ４８に到達せず、又シンボル間干渉をキャンセルするのに極めて有効である。適応フィードバックフィルタ４８は、同等の算定負荷に対する線形フィルタよりも遥かに効率的であることを実証されることが出来る。然し適応性決定指示型フィードバックフィルタ４８の実施が、既存の用途にとって余りに高価か又は余りに複雑である時には、長い線形フィルタを用いて同等の性能を発揮することが可能である。残留エラー見積り器５２（図１）は、信号スペーススライサ５０の入力と出力との間の残留エラーの見積り値を与える。残留エラー見積り器の好ましい実施形態は複素減算器である。提案される発明は、適応フィードバックフィルタ４８およびディジタル受信機コントローラ３０に於けるＬＭＳアルゴリズム１２６に最初に送られる残留エラーを使用する。残留エラーは、又適応フィードフォワードフィルタ３２のＬＭＳアルゴリズムにより使用される前に位相補償器５６に於いて回転される。位相補償器５６の好ましい実施形態は位相補償器４２と同じである。エラー見積り器５２の出力での残留エラー信号５３および信号スペーススライサ５０の出力に於ける見積もりされたシンボルは、多相タイミングコントローラ２６のタイミング方法５８およびＡＧＣ２８の速度６０を選び、微少間隔ごとに自己回復する適応フィードフォワードフィルタ３２のリーケージの量６２をコントロールし、微少間隔ごとに自己回復する適応フィードフォワードフィルタ３２に用いられている等化方法６４を選ぶエラーにより指示されたディジタル受信機コントローラ３０に送られる。コントローラ３０は、受信機の頭脳であり、状態の過渡が次の３つのパラメータにより指示される有限状態マシンである。３つのパラメータとは、内部タイマ、等化のエラーの分散の見積もり、および復調された信号の分散の見積もりである。主たるアイデアは、伝達された信号と復調された信号との間のエラーによってコントローラの状態の過渡をトリガーすることである。残念なことに復調器の出力に於いて実数エラーを計算する方法はない。なぜならば伝送された信号は未知であるからである。入手し得る限られた情報は、残留エラー見積り器５２の出力５３の平均に基づく伝送エラーの見積もりである。然しこの平均の結果は、チャネルが充分に等化されていないか又はスライサ５０が余りにも多くの正しくない決定を行った為に搬送波およびタイミングが充分な精度で回復していない時には、実数の伝送エラーとは大幅に相違することがある。従って状態過渡をトリガーする前に見積もりされたエラーの有効性をチェックすることが必要である。これは又復調された信号の確率分布が、伝送された信号の一つに接近していることをチェックすることによって行われ、復調された信号の分散の見積もりと理論上の分散Ｅ［｜ａ_n｜²］と比較することにより容易に実施することが出来る。３つのパラメータの値および受信機の現在のオペレーション状態によってコントローラ３０は受信機の次の状態を定める。各状態は何れのフィルタが更新され、何れの等化アルゴリズムが用いられ、何れの信号スペーススライシングが実施され、何れのタイミング回復法が用いられ、何れの搬送波追跡システムが使用され、何れのＡＧＣ速度が用いられ、如何なる量のタップ−リーケージが注入され、又ついには受信機の何れの部分が再初期化されねばならないかを定める。合計８つの状態があり、夫々は表２に定められたオペレーション特性を備えている。過渡イベントは図１１に一覧化されている。正常な収束に対するシナリオは下記の通りである。 ●状態０：１５０において、コントローラ３０はすべてのパラメータをリセットすることによりスタートする。 ●状態１：１５２において、高速ＡＧＣは１５４に於いて決められる短い時間（Ｔ_AGC）にわたり単独で実行される。 ●状態２：１５６において、フィードフォワードフィルタ係数はＱＣＰのみを用いて盲アルゴリズムにより更新される。位相とタイミングは高速法により修正される。システムは、エラーが１５８に於いて断定されるように位相がロック（エラー＜Ｌ_p）されると仮定するのに充分な低さを示す迄この状態に維持される。 ●状態３：１６０において、フィードフォワードフィルタ係数がＱＣＰおよびＳＰＣＰを用いて盲アルゴリズムにより更新される。位相追跡は低速であるのに対しタイミングの修正は尚高速の方法を使用する。システムは、エラーが１６２に於いて断定されるようにアイが開く（エラー＜Ｌ_B）と仮定するのに充分な低さを示す迄この状態に維持される。 ●状態４：ＬＭＳアルゴリズムは、エラーが１６６に於いて断定される希望のレベル（エラー＝Ｌ_L1）に達する迄１６４に於いて使用される。この場合にはタイミングと位相は低速法で追跡される。 ●状態５＜＞状態６。システムは、総合性能を変えることなく充分なリーケージを誘発する為に１６８、１７０に於いてリーケージと非リーケージ係数更新の間で前後にスイッチする。見積もりされるエラー信号の該当の展開は、丸に囲まれた番号は上記の状態に該当する図１２Ａに示されている。３つの状態はこの完全なシナリオから収束を誘発することが出来る。 ●盲アルゴリズム又は搬送波追跡又はタイミング回復が収束することが出来ず、システムは状態４に到達しない。この場合には、タイマは１７２、１７４の予め定められた時間Ｔ_Bの経過後に完全なリセットにシステムを戻す（図１２Ｂ）。 ●ＬＭＳアルゴリズムは状態４に収束せずシステムは状態５には決して到達しない。システムは、エラーが１７８に於いてＬ_Rに迄上昇するか、又はタイマが１７６においてＴ_Lに到達する時にはリセットを決定する（図１２Ｃ）。 ●状態５と６の間で振動する代わりにシステムは状態６にとどまりエラーは増大を続ける。この状態は、係数の増大を防止する為のタップ−リーケージが充分でない時には起こり得る。この時には、システムはエラーが１８２に於いてＬｐに達し、リーケージが１８４に於いて決められた固定された時間Ｔ_Rにわたり用いられる時には１８０に於いて状態７に移行する。エラーがこの時間の終わる前に１８６に於いてリセットレベルＬ_Rに達しない時には、システムは状態４に戻る（図１２Ｄ）。この構造は、通常１００ポイント以下のコンステレーションに対する収束を保証するのには十分である。状態３は抜かされることも可能である。更に複雑なコンステレーションに対しては下記の修正を加えることが必要となることがある。 ●状態２および３に於いて、高いαを以てスタートし、次にエラーレベルが低下する時は次第にそれを引き下げること。αが小さくなる時にリーケージが係数の更新よりも強力にならぬことを保証する為にリーケージを調節すること。 ●状態２から状態３に、又は状態３から状態４に移行する時に見積もりされたエラーの有効性を復調された信号の分散によりダブルチェックすること。 ●状態３と４との間に状態３ｂｉｓを加え、信号スペーススライシングの為に減少した定量器を使用すること。アイが完全に開いていることが確実である時に限り状態４（完全スライサを用い）に切り替えること。各種のしきい値の設定は次のセクションで詳述される。パラメータの調節等化器の設計は広範なパラメータとオプションを含む。本発明の主要な部分はディジタル受信機の収束、安定性および性能に対する鍵とも言える正しいパラメータ値の選択である。このセクションはシステムのすべてのパラメータを示し、それらを効果的に調節する為の方法を提供することを意図するものである。表３はパラメータのリストを提供し、その効果を記載するものである。代表的な動作値が表３の最後の欄に示されている。これは信号レベルが−１と１との間で標準化された６４−ＱＡＭコンステレーションに対して使用されるべき１組のパラメータに該当する。パラメータの選択には下記の幾つかの考慮が役立つ。１．Δ_sの値は常にΔ_pよりも遥かに小さい（通常１００倍）２．Ｌ_Bは盲アルゴリズムをその最小エラーに収束させ、それより少し上の値を選ぶことにより容易に発見することが出来る。３．λはα又はμが選ばれた後に調節される。ＬＭＳアルゴリズムに対してはリーケージの最低値（即ちリーケージが定常的に施される時に到達するエラーレベル）がスライサ決定の大部分が尚有効であるレベルに該当するような方法で調節されるべきである。４．リーケージコントロールシステムが作動する為には、Ｌ_L1とＬ_L2は最低ノイズ、即ち、エラーがリーケージの全くない時に到達するレベルと、リーケージの最低値との間になければならない。これらの限界値がノイズフロアに接近すべき時には、システムはエラーをＬ_L1よりも小さくする為のエネルギーを殆ど持っていない。従ってリーケージはしばしば充分に作動しない。同様に限界値がリーケージ最低値にかなりに接近する時には、システムのエラーをＬ_L2よりも大きくする為のエネルギーは乏しい。Ｌ_L1とＬ_L2との間のスペースは動作する度にリーケージの持続時間を規制する。リーケージがタップの増大を防止するのに充分な場合には、しきい値Ｌ_L1とＬ_L2 _とは等しいことがある（即ち状態５と６との間で入れ替わる時にヒステリシスは生じることはない）。５．スライサの決定が尚大部分有効であるレベルに於いてＬ_Fが選ばれねばならない。これは通常リーケージ最低値の近くに選ばれる。６．Ｔ_AGCは高速モードで動作するＡＧＣの安定化時間に調節されねばならない。本発明のこの詳細な記載をまとめると、ディジタル受信機の主要なサブシステムは、可変レート多相サンプラ２４、多相タイミングコントローラ２６、ダブルモードＡＧＣ２８、微少間隔ごとに自己回復する適応フィードフォワードフィルタ３２、推測的同期装置３４、係数プロファイラ３６、搬送波追跡システム４４、決定指示適応フィードバックフィルタ４８、信号スペーススライサ５０、およびエラー指示ディジタル受信機コントローラである。性能分析本発明は、この明細書に記載の実施形態により６４ＱＡＭと２５６ＱＡＭ信号に対して広汎にシミュレートされた。シミュレーションは、如何に本発明が近代的なケーブル環境条件の中でディジタルＴＶ放映のすべてのニーズを満足するかを明瞭に示している。シミュレーションモデルは、この環境条件に対して認められ又は予測される最悪の条件をその基準としている。この基準は表４に一覧化されている。表４：ディジタルＴＶケーブル環境条件シミュレーションモデル図１３Ａ−１３Ｅから図１９Ａ−１９Ｅには、一連のシミュレーションの例の結果が示されている。シミュレーションは表５に含まれるパラメータを基準としている。表５：シミュレーションパラメータ盲等化処理は、システムの鍵となるエレメントであるから、システムから最初に切り離されて広汎なテストが実施された。盲等化アルゴリズムから期待される主たる品質は、ＬＭＳアルゴリズムが用いられる時に信号スペーススライサ５０の出力に於けるエラーレートが収束を保証するのに充分に低いという形でアイダイアグラムを出来る限り広く開くことである。図１３Ａ−１３Ｅは、２５ｄＢの信号対ノイズ比（ＳＮＲ）に対し６４ＱＡＭに対するシミュレーション結果（シミュレーション１）を示す。信号の位相は回転せず、サンプリングのタイミングは完全に調節された。ＭＣＰアルゴリズム（ＱＣＰおよびＳＰＣＰパーティションのみを用いた）は、その等化能力の最高限界に迄引き上げられ、システムはＬＭＳアルゴリズムを使用しなかった。図１３Ｂは、如何にアイが効果的に開いているかを示す。結果は、盲アルゴリズムのみを用いエラーなしで信号が完全に復調されることを知ることの出来る高い信号対ノイズ比（３２ｄＢに対する図１４Ａ−１４Ｅおよび４０ｄＢに対する図１５Ａ−１５Ｅ）（夫々シミュレーション２および３）に対しては更に顕著に認められる。図１６Ａ−１６Ｅおよび１７Ａ −１７Ｅは、ＳＮＲ＝３２および４０ｄＢに対して夫々２５６ＱＡＭに於ける同様の結果を示す（シミュレーション４および５）。これらの結果は、他の既存の自己回復型等化法に比して全く際立ったものである。システム全体は、次に表４による条件より悪いか又は等しい条件下でテストされた。図１８Ａ−１８Ｅは、６４ＱＡＭに対するシミュレーション結果（シミュレーション６）を示す。シミュレーションの長さ（２百万サンプル）は、この極めてノイズの高い環境の下での受信機の安定性を示す。システムは、図１８ＡのポイントＣ１に示されるように７５，０００サンプル以下で収束した。毎秒１２メガサンプルの代表的なサンプリングレートの場合、この収束時間は６．２５ｍｓｅｃに相当する。この数字は、表の放映上の要求（１００ｍｓｅｃ）と比較される。同様に、図１９Ａ−１９Ｅは、５百万サンプルを用いる２５６ＱＡＭに対するシミュレーション結果（シミュレーション７）を示し、その中で収束時間は、図１９ＡのポイントＣ２に示されたように７５，０００サンプルよりも小さかった。他のシミュレーションは、搬送波捕捉追跡システム４４の追跡範囲が±４．５度／サンプル（即ち１２メガサンプル／秒当たり±１５０ｋＨｚ）を上回り、タイミング回復システム２４、２６、３４、３６の範囲は±１０００ｐｐｍよりも大きいことを示した。図２０Ａ−２０Ｌはディジタル受信機の収束処理中の適応フィードフォワードフィルタ３２の伝達関数の履歴を示す。これらの図も又、帯域外減衰を最適化する為のリーケージトロールシステムにより果たされる重要な役割を示す。このシミュレーションに於いて、復調されるべき信号は、隣接帯域幅を占める別のランダム信号と組み合わされた。最初の５０００サンプルに対しては、フィルタ係数は盲アルゴリズムのみにより更新される。信号の帯域の中の伝達関数は、チャネルの歪みを等化する為に徐々に整形されるが、この帯域幅の外側の伝達関数は図２０Ｂに示されるように殆ど減衰（−１２ｄＢ）を示さない。８０００サンプルに於いてシステムは、リーケージ無しでＬＭＳアルゴリズムに切り替える。帯域幅の中の等化は極めて精密となり、伝達関数は、隣接信号が図２０Ｃに示されるように存在する深い減衰（−４０ｄＢ）を次第に示す。復調されるべき信号および隣接信号の帯域幅の外側では、減衰は極めて小さいままである（−１２ｄＢ）。なぜならば等化器伝達関数を下降させるパワーは殆ど存在しないからである。図２０Ｇに示されるように１６、０００サンプルに於いてリーケージは作動され、伝達関数は図２０Ｈ−２０Ｌに示されるように信号帯域幅の外側の全スペクトラムにわたり最大の減衰（−４０ｄＢ）に次第に強制される。自動等化および盲回復を伴うディジタル受信復調のこのシステムの追加的な実施がこの分野の熟練者により熟考されることが好ましい。好ましい実施形態の上記の記述は図解および説明を目的としたものである。この記述は開示された内容を完全に表現し尽くすものではなく、又このような形に制限することを意図したものでもなく、上記の教示に照らし多くの改変を行うことも可能である。実施形態は発明の原理とその実際の応用を最もよく説明するように選ばれて表現され、この分野の他の熟練者が意図する特定の用途に適合する為の各種の実施形態に於いて各種の改変を用いて発明を最良の形で利用することを可能にするものである。本発明の適用範囲は請求項およびその均等物により限定されることが意図される。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ)，ＵＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＨＵ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ

Claims

【特許請求の範囲】１．データシンボルが伝送チャネルを介してデータコンステレーションを有する振幅−位相搬送波変調技術を用いて伝送されるデータ伝送システムのためのデータ受信機に於いて前記受信機は幾つかのタップ係数を有する適応等化器を含み、この適応等化器の等化方法は、前記データコンステレーションを回転および直線運動を基準とする同じパターンを持つサブコンステレーションに分割する工程と、各サブコンステレーションをデータコンステレーションの原点にその中心を一致させる工程と、タップ係数を調節することにより中心に位置するサブコンステレーションい於ける分散を最小にする工程とを備えた等化方法。２．請求項１に於いて、前記分散は位相修正された等化器出力とサブコンステレーションの中心との間の距離の自乗の加重和の線形関数である等化方法。３．請求項１に於いて、前記分散が次の式により表される等化方法。た位相修正された信号であり、Ｇは線形係数であり、Ｒは定数であり、Ｖ４．請求項１に於いて、前記タップ係数を調節する工程が下記の式に基づく係数の調節を含む等化方法。但し、Ｃ_nおよびＣ_n+1はｎ番目と（ｎ＋１）番目の反復に於けるタップ号から導き出された位相修正された信号であり、Ｇはスケール化ファクンの中心に向かうベクトルであり、αはステップサイズ定数である。５．請求項１に於いて、前記等化器はシンボル間隔ごとの適応有限長インパルス応答フィルタである等化方法。６．請求項１に於いて前記等化器は微小間隔ごとの適応有限長インパルス応答フィルタである等化方法。７．請求項１に於いて、前記振幅−位相搬送波変調技術がＭ−ａｒｙ直交振幅変調である等化法。８．請求項１に於いて、前記データシンボルは伝送チャネル上を発信レート１／Ｔで伝送され、前記分割工程はデータコンステレーションのＫパーティションを作り、このＫは正の整数であり、各パーティションは回転および直線運動を基準とする同じパターンを持ち、又各パーティションに対してパーティションに於ける各サブコンステレーションの中心がデータコンステレーションの原点に合致するサブコンステレーションを包含し、伝送チャネルから受信される信号を前記等化器に適用し、この等化器は信号発信時点ｎＴに於いて等化された信号ｙ_nを提供し、ｎの値は下記の式に従ってゼロから無限大に拡がる工程と、但しＸｎは信号発信時点ｎＴに於いて等化器に格納された信号のベクトルであり、’はベクトルＸ_nの転換を示し、又Ｃはタップ係数値のベクトルであり、次の式により決定される信号発信時点ｎＴに於いて作られ、等化された信号から導き出されたエラー信号ｅ_nを作り出す工程と、ンステレーションの中心に向かうベクトルであり、前期調節工程のような等化器のタップ係数を調節する工程とを備えた等化方法。但し、^*はゼロに近づく傾向を有する複素共役である。９．請求項８に於いて、前記タップ係数を調節する工程は下記の式に基づく等化方法。但し、Ｃ_nとＣ_n+1はｎ番目と（ｎ＋１）番目の反復時のタップ係数のベクトルであり、αは工程サイズ定数である。１０．請求項８に於いて、前記パーティションを作り出す工程はデータコンステレーションを４等分する第１パーティションを含み、ベクトルＶ₁は下記の式に基づく等化方法。但し、ｃｓｇｎ()は複素符号定数関数（complex sign function）であり、Ｈ₁は線形係数である。１１．請求項１０に於いて、前記パーティションを作り出す工程はその各々が単一コンステレーションポイントを持つサブコンステレーションへのデータコンステレーションの第２パーティショニングを含み、ベクトルＶ₂は下記の式により表される等化方法。れた信号である。１２．請求項１１に於いて、前記タップ係数調節の工程が下記の式に基づく等化方法。但し、Ｃ_nとＣ_n+1はｎ番目と（ｎ＋１）番目の反復時のタップ係数のベクトルであり、αはステップサイズ定数である。１３．請求項１２に於いて、さらに、決定指示方法により前記等化器が収束レベルに達する等化器のタップ係数を調節する工程を含む等化方法。１４．請求項１３に於いて、前記タップ係数を調節する工程が下記の式に基づく等化方法。但し、Φは等化された信号から導き出された位相修正であり、μはステップサイズ定数である。１５．請求項８に於いて、さらに、決定指示方法により前記等化器が収束レベルに到達する等化器のタップ係数を調節する工程を含む等化方法。１６．請求項１５に於いて、前記タップ係数を調節する工程が下記の式に基づく等化方法。但し、Ｃ_nとＣ_n+1はｎ番目および（ｎ＋１）番目の反復のタップ係数のスライスされた信号であり、Φは等化された信号から導き出された位相修正であり、μはステップサイズ定数である。１７．データシンボルがシンボルレートで伝送チャネル上を伝送されるデータ伝送システムの為のデータ受信機に於いて前記受信機は幾つかのタップ係数を有する適応等化器を含み、同期方法は、シンボルレートの２倍のサンプリングシートで伝送チャネルから受信された信号をサンプリングし、信号サンプルは夫々偶数および奇数のサンプリング時点で取得された偶数および奇数サンプルを含むサンプリング工程と、信号サンプルを等化器に適用する工程と、シンボルレートに等しい再サンプリングレートで等化された信号を再サンプリングし、再サンプリングレートの位相は、夫々偶数および奇数サンプリング時点に対する信号の大きさ分散の個別の見積り値を求める工程と、分散見積り値を比較する工程と、分散の比較に基づいて位相を調節する工程とによって決定される再サンプリング工程とを備えた同期方法。１８．請求項１７に於いて、前記分散見積り値を求める工程が等化器に於けるサンプルの遅れを決定することを含み、前記調節の工程が分散比較およびサンプルの遅れに基づく位相の調節を含む同期方法。１９．請求項１７に於いて、前記個別の分散見積り値を求める工程が夫々偶数および奇数サンプルの自乗の大きさの平均化を含む同期方法。２０．請求項１７に於いて、更に、前記等化器が収束状態に達する時に再サンプリングレートの位相を固定する工程を含む同期方法。２１．請求項１７に於いて、前記比較の工程が連続する偶数および奇数サンプリング時点に対する分散見積り値の比較を含み、奇数サンプル分散見積り値よりも大きい偶数サンプリング分散見積り値は第１記号を持ち、偶数サンプル分散見積り値よりも大きい奇数サンプル分散見積り値は第２記号を持ち、さらに、第１記号から第２記号に又は第２記号から第１記号への継続的な変化の間の時間を測定することによりタイミングオフセットを提供する工程と、タップ係数の大きさの比較からドリフトの方向を決定する工程とタイミングオフセットおよびドリフトの方向に基づいてサンプリングレートを調節する工程とを備えた同期方法。２２．データシンボルが伝送チャネルを介してシンボルレートで伝送されるデータ伝送システムに対するデータ受信機に於いて前記受信機はその各々がセンタタップ位置を持つセンタタップ係数を含む付随のタップ位置を持つ幾つかのタップ係数を備える適応等化器を含み、タイミング制御方法は、少なくともシンボルレートの２倍のサンプリングレートで伝送チャネルから受信された信号をサンプリングする工程と、等化された信号を与える等化器に信号サンプルを送る工程と、等化された信号から導き出されたエラー信号を作り出し、エラー信号をベースとしてタップ係数を調節する工程と、ピークタップ係数およびピークタップ位置を決定し、ピークタップ係数は最大の大きさを持つタップ係数であり、又ピークタップ位置はピークタップ係数のタップ位置である決定工程と、ドリフト速度の見積り値を与える為にピークタップ係数が隣接のタップ位置に移行するのに要するシンボル時間の数を測定し、隣接タップ位置と以前のピークタップ位置との間の差からドリフト方向を求める工程と、ドリフト速度見積り値およびドリフト方向に基づいてサンプリングレートをピークタップ係数が等化器のセンタータップ位置に向かって移動する傾向を示すように調節する工程とを備えたタイミング制御方法。２３．請求項２２に於いて、修正位置は前記サンプリングレートが調節される時点のタップ位置であり、更に、ドリフト速度の第２見積り値を与える為に修正位置からセンタータップ位置にピークタップ係数が移動する為のシンボル同期の数を測定し、センタータップ位置と修正位置との間の差から第２ドリフト方向を求める工程と、サンプリングレートをドリフト速度の第２見積り値と第２ドリフト方向に基づきピークタップ係数がセンタータップ位置にとどまろうとするように調節する工程とを備えたタイミング制御方法。２４．請求項２２に於いて、前記隣接タップ位置が以前のピークタップ位置から少なくとも２つのタップ位置だけ離れているタイミング制御方法。２５．データシンボルがシンボルレートで伝送チャネルを介して伝送されるデータ伝送システムの為のデータ受信機に於いて受信機が幾つかのタップ係数を持つ適応等化器を含み、タイミング制御方法は、シンボルレートの２倍の割合で伝送チャネルから受信された信号をサンプリングし、信号サンプルは夫々偶数および奇数のサンプリング時点に採取された偶数および奇数サンプルを含むサンプリング工程と、等化された信号を発信する等化器に信号サンプルを与える工程と、等化された信号から導き出されたエラー信号を作り出し、エラー信号に基づくタップ係数を調節する工程と、偶数および奇数サンプリング時点に対する信号の大きさ分散の個別の見積り値を求める工程と、連続する偶数および奇数サンプリング時点に対する分散見積り値を比較し、奇数サンプル分散見積り値よりも大きい偶数サンプリング分散見積り値が第１記号を持ち、偶数サンプル分散見積り値よりも大きい奇数サンプル分散見積り値が第２記号を持ち、第１記号から第２記号へ、又は第２記号から第１記号への継続的な記号の変化の間の時間を測定することによりタイミングオフセットを提供する測定工程と、タップ係数の大きさの比較からドリフト方向を決定する工程と、サンプリングレートをタイミングオフセットとドリフト方向に基づいて調節する工程とを備えたタイミング制御方法。２６．請求項２５に於いて、前記個別の分散見積り値を求める工程が偶数および奇数サンプルそれぞれの自乗の大きさの平均値を求めることを含むタイミング制御方法。２７．請求項２５に於いて、測定工程が連続する記号の変化の間のサンプリング時間の数を測定するタイミング制御方法。２８．請求項２５に於いて、前記測定工程がノイズを記号の変化と間違えることを避ける為に測定の初めから初期時間中少なくとも一つの連続する記号変化を無視することを含むタイミング制御方法。２９．データシンボルがデータコンステレーションを持つ振幅−位相搬送波変調技術を用いて伝送チャネルを介して伝送されるデータ伝送システムの為のデータ受信機に於いて受信機は適応等化器を含み、搬送波追跡方法は、伝送チャネルから受信された信号をサンプリングし、等化された信号を提供する等化器に信号サンプルを与える工程と、受信機の中の搬送波周波数オフセットを補償する為に位相修正により等化された信号の位相を調節し、小さい搬送波周波数オフセットに対しては位相修正は位相エラーの第一見積り値および等化された信号の位相速度をベースとし、又大きな搬送波周波数オフセットに対しては第１位相速度見積り値はコンステレーションの回転に基づく第２位相速度見積り値によりコントロールされる搬送波追跡方法。３０．請求項２９に於いて、前記第２位相速度見積り値は等化された信号のコンステレーションコーナーを検出し、前後に続く出現コーナーの間のコンステレーション回転角度を見積もることにより決定される搬送波追跡方法。３１．データシンボルが伝送チャネルを介してデータコンステレーションを持つ振幅−位相搬送波変調技術を用いて伝送されるデータ伝送システムのためのデータ受信機であって、幾つかのタップ係数を持つ適応等化器と、データコンステレーションを回転および直線運動を基準とする同一パターンを持つサブコンステレーションにパーティショニングする為の手段と、各サブコンステレーションの中心をデータコンステレーションの原点に合致させる為の手段と、中心を定められたサブコンステレーションに於ける分散を最小にする為にタップ係数を調節する為の手段とを備えたデータ受信機。３２．請求項３１に於いて、前記分散が位相修正された等化器出力とサブコンステレーションの中心との間の距離の自乗の加重和の線形関数であるデータ受信機。３３．請求項３１に於いて、前記分散が下記の式により表されるデータ受信機。た位相修正された信号であり、Ｇは線形係数であり、Ｒは定数であり、Ｖ３４．請求項３１に於いて、前記タップ係数を調節する為の手段は下記の式に基づき係数を調節する為の手段を含むデータ受信機。但し、Ｃ_nおよびＣ_n+1はｎ番目と（ｎ＋１）番目の反復時のタップ係数ら導き出される位相修正された信号であり、Ｇは線形係数であり、Ｒは定クトルであり、又αは工程サイズ定数であるデータ受信機。３５．請求項３１に於いて、前記等化器はシンボル間隔ごとの適応有限長インパルス応答フィルタであるデータ受信機。３６．請求項３１に於いて、前記等化器は微小間隔ごとの適応有限長インパルス応答フィルタであるデータ受信機。３７．請求項３１に於いて、前記振幅-位相搬送波変調技術がＭ-ａｒｙ直交振幅変調であるデータ受信機。