JP2000508876A

JP2000508876A - スイッチド・リラクタンス・マシーンを制御するための改良された方法と装置

Info

Publication number: JP2000508876A
Application number: JP9537320A
Authority: JP
Inventors: アレンピーフレンチ
Original assignee: エマーソンエレクトリックカンパニー
Priority date: 1996-04-12
Filing date: 1997-04-07
Publication date: 2000-07-11
Also published as: ES2229348T3; US6014003A; BR9710952A; DE69730954T8; EP0893004B1; DE69730954D1; AU2670597A; EP0893004A1; US6051942A; DE69730954T2; WO1997039522A1

Abstract

(57)【要約】リラクタン機器の位相捲線に加わる平均電圧を、電流増加期間中に、制御し、所望の電流に到達する時に電流を制御し、電流減少期間中に加わる電圧を制御して、機器の効率を向上し、機器によって発生される音響ノイズ及び不所望の振動を減少する方法及び装置。この装置は、正ＤＣ電圧、零電圧又は負ＤＣ電圧の何れかを加えて、捲線の電流を増大、維持又は減少する回路に位相捲線を切り換える様に作動する回路及び関連する要素から成る。スイッチングのタイミング及び速度が、リラクタンス機器の回転子の角度位置及び速度、機器のトルク出力、及び所望の速度又はトルクの関数として制御される。特定のリラクタンス機器、及び所定の位置、速度、トルクにおける機器の特定の動作パラメータに対応するデューティーサイクルが、電流増加期間中に電圧を位相捲線に提供するコントローラによって計算されて、電流が零又は零付近から所望のピーク電流に増加される。更に、特定のリラクタンス機械、及び所定の回転子位置、速度及びトルクにおける機械の特定の動作パラメータに対応して、位相が減磁される時刻におけるデューティーサイクルを計算する方法が提供される。リラクタンス機器の特定の動作状態に対する適当なデューティーサイクルに計算よって、加えられる正味の平均電圧を制御すると、電流の急な変化が減少することが分かった。この減少は磁束の急な変化を減少することと相関しており、音響ノイズの減少及び不所望の変動の減少を結果する。

Description

【発明の詳細な説明】スイッチド・リラクタンス・マシーンを制御するための改良された方法と装置発明の背景一般にリラクタンス・マシーンとは、励磁巻線のリラクタンスを最小とする（すなわち、インダクタンスを最大とする）位置に可動部分が動いていくという傾向によってトルクがつくられる電気機械である。一形式のリラクタンス・マシーンにおいては位相巻線の付勢は制御された周波数で行われる。これらのリラクタンス・マシーンは同期リラクタンス・マシーンと呼ばれるのが普通である。第２の形式のリラクタンス・マシーンにおいては回転子の角度位置を検出し、そしてその回転子の位置の関数として位相巻線を付勢する回路を設けている。この第２の形式のリラクタンス・マシーンはスイッチド・リラクタンス・マシーンとして一般に知られている。このスイッチド・リラクタンス・マシーンについて本発明を説明するが、同期リラクタンス電動機、スイッチド・リラクタンス電動機、同期リラクタンス発電機、スイッチド・リラクタンス発電機、そしてスイッチド・リラクタンス・マシーンの位相巻線配置と同様の位相巻線配置を有する他のマシーンを含む総ての形式のリラクタンス・マシーンに本発明を適用できる。スイッチド・リラクタンス・マシーンの設計と動作の一般原理は周知であり、例えば、１９９３年６月２１日ないし２４日にドイツのヌーレンバーグにおいて開催されたＰＣＩＭ’９３会議においてステファンとブレークとが説明したスイッチド・リラクタンス電動機と駆動装置の特性、設計そして応用に採り上げられており、そして展示もなされた。低速もしくは停止を含めてスイッチド・リラクタンス・マシーンを運転しているとき、トルク（そして他の性能パラメータ）は回転子の位置を監視することにより調整され、回転子が「ラン・オン角度（ＴON）」と称する第１の角度位置にあるとき、一つ、もしくはそれ以上の位相巻線を付勢することにより、それから回転子が「ラン・オフ角度（ＴOFF）」と称する第２の角度位置にあるとき、先に付勢した位相巻線を滅勢することによって調整される。ラン・オン角度とラン・オフ角度との間の角度的距離は「コンダクション角度」としてしばしば参照される。静止と低速時にはスイッチド・リラクタンス・マシーンのトルクは、付勢された位相巻線の電流の大きさをＴONとＴOFFとにより決まる期間にわたって変えることにより調整される。この電流制御は、位相電流フイードバックを持つ電流基準を用いて電流をチョップすることにより行われる。この電流制御を「チョッピング・モード」と呼ぶ。代わりの方法としてはパルス幅変調（ＰＷＭ）電圧制御を使用できる。電動機の角速度が増大するにつれて、角位相期間中一つの位相巻線に分与できる電流の大きさはその巻線に関連の急増するインダクタンスと逆起電力とにより制限される点に到達する。この速度においてパルス幅変調もしくはチョッピングは余り望ましくはなく、回転子の位置に対する位相期間中巻線に加えられた電圧パルスの期間を制御することによりマシーンのトルクを調整するのが普通である。単一の電圧パルスが位相期間毎に加えられるのでこの形の制御を「シングル・パルスコントロール」と言うことがよくある。スイッチド・リラクタンス電動機（もしくは発電機）が回転しているとき、リラクタンス・マシーンの異なる部分で磁束は連続的に増大し、そして減少する。この変化する磁束はチョッピングモードとシングル・パルスコントロールの両方で生じる。この変化する磁束は結果として、リラクタンス・マシーンの強磁性部分へ加えられている磁力を変動させる。これらの磁力は望ましくないノイズと振動とをつくりだす。これらの磁力がノイズをつくる一つの主たる機構は空隙に垂直な磁力により生ぜしめられる固定子の卵形化(ovalizing)である。一般に、磁束が固定子の所与の直径に沿って増大するにつれ、固定子は磁力により卵形に引き込まれる。磁束が減少すると、固定子は無歪の形に引き戻される。この卵形化と無歪の形への戻りとが耳に聞こえるノイズをつくり、そして望ましくない振動をつくりだす。この卵形化する磁力による固定子の歪みに加えて可聴ノイズと望ましくない振動とは電動機内の磁力の急激な変化によってもつくられる。磁束の勾配（すなわち、時間に対する磁束の変化率）におけるこのような急変は「ハンマー打ち」と称される。固定子に対するその作用はハンマーで打つのに似ているからである。ハンマー打ちにより固定子が（固定子の質量と弾性とにより決まる）一つ、もしくはそれ以上の固有振動数で振動するのと丁度同じように、磁力の急激な印加もしくは除去により固定子はそれの固有振動数の中の一つもしくはそれ以上で振動することがある。一般に、最低の（もしくは基本の）固有振動数がその振動を支配している。もっとも、適当な頻度数で反復して励振することにより高次の振動も大きくなることもある。上に説明した卵形化とハンマー打ち現象から生じる固定子の歪みに加えて電動機における揺動磁力は他の仕方で固定子を歪ませることがあり、またリラクタンス・マシーンの回転子や他の部分も歪ませることがある。例えば、回転子の歪みが回転子のエンド・シールドを共鳴させることがある。これらの付加的な歪みが望ましくない振動とノイズの別の大きな原因である。望ましくない可聴ノイズと振動の問題は認識されているけれども、リラクタンス電動機の既知の制御システムはこの問題を十分に解決するものではなかった。例えば、スイッチド・リラクタンス電動機における可聴ノイズの一般の問題は、プロシーディングオブザ・ジェイエイエス’９３、頁１０６−１１３（１９９３）、「スイッチド・リラクタンス・ドライヴにおける振動と可聴ノイズの解析と減少」に扱われている。一般に、ウーとポロックとが示唆した方法では、位相巻線における電流の調整は、その電流を２つの順次のスイッチング段階において調整し、第２のスイッチング段階は、最初のスイッチング段階の後共振振動数の約半サイクルして起きるようにしており、ここで共振サイクルはそのマシーンの固有振動数により決められる。この方法を実施する典型的な仕方としては、印加電圧における第１の段階的減少を生じさせるのに間に合う時間の第１の点でパワーデバイスの中の一つをスイッチ・オフし、その後で第２のパワーデバイスをスイッチ・オフする。最初のスイッチング・デバイスがスイッチ・オフされるときと、第２のスイッチング・デバイスがスイッチ・オフされるときとの間で第２のスイッチング・デバイスとフリーホイーリング・ダイオードとを介して電流はフリーホイールさせている。上に述べたスイッチド・リラクタンス電動機におけるノイズ減少のための２段階電圧減少法は幾つかの制限と欠点とを有する。一つのそのような制限は、多くの場合２段階電圧減少法は、ラン・オン角度とラン・オフ角度とにより決まる時間間隔（すなわち、位相巻線が付勢される角度間隔）内でスイッチング・デバイスの正確なスイッチングを必要とする。更に、２段階電圧減少法では位相サイクル毎にフリーホイーリング期間を動的に調整することが難しくなる。上に述べたように、２段階電圧減少法ではフリーホイーリング期間は、単一の基本振動数でリラクタンス・マシーンが生じるノイズを減少するよう最適に決められている。他の規準に従ってフリーホイーリング期間を最適に決めるのが望ましい場合も多くある。２段階電圧減少法やノイズ軽減のためフリーホイーリングを利用する他の方法での別の制限は、ただ一つのフリーホイーリング期間が位相付勢サイクル毎にあるのが典型であるので、一般にフリーホイーリングは電動機の単一振動数がつくるノイズだけを減少するということにある。この単一振動数でだけノイズを減少するフリーホイーリングでは、複数の共振振動数を有する電動機における他の振動数で生じるノイズを減少することはない。従って、この方法は多くの望ましくないノイズ源をなくすことはできない。フリーホイーリング法の別の欠点は、簡単にはフリーホイーリングをさせない幾つもの電動機制御システム（例えば、スプリット・キャパシタ、第３のレール回路、リング回路等）があるということである。これらのシステムはノイズ減少のためフリーホイーリングを使用させなくしている。本発明は既知のシステムの制限や欠点の多くを克服し、そしてスイッチド・リラクタンス・マシーンの位相巻線における位相電圧と位相巻線電流とを制御して、例えば望ましくないノイズと振動とをなくす独自の方法と装置とを提供する。発明の概要本発明の一つの特徴は、マシーンの位相巻線に印加された平均電圧を制御する方法および装置に関し、更に言えば、電流の増加期間中や電流の減少期間中に、位相に関連付けられた、若しくは、１つ若しくは２つ以上の付勢された隣接の位相に関連付けられた、磁束や位相電流における断絶的な変化を減少させることによってマシーン性能を改善するような、リラクタンスマシーンに関する。この改善された性能の１つの特徴は、マシーンによって発生した可聴ノイズや振動の減少である。可聴ノイズや振動は、マシーン部分をひずませ、或いは、卵形化しがちな磁束の急速な変化の結果として、リラクタンスマシーンの一部で発生される。巻線が０若しくはほぼ０の電圧状態から最大の電圧状態へ、或いは、最大の電圧状態から０若しくはほぼ０の電圧状態へ、付勢される期間中の電圧や電流における変化速度を制御することにより、磁束の急速な変化を小さくすることができ、これによって可聴ノイズや振動を減少させる。本発明の好例の装置はコントローラと関連回路素子に関する。本発明の方法は、コントローラによって制御される一連のステップに関し、このコントローラは、電流の増加中および電流の減少中に、速度とトルク出力およびリラクタンスマシーンの要求の関数として位相巻線に印加される電圧パルスのデューティーサイクルを制御する。コントローラは幾つかの別々のモードで動作し得る回路素子を含む。異なるモードは、システムの出力要求、例えば、速度若しくはトルク要求に基づいて選択され得る。コントローラは、単一モードで動作してもよいし、或いは、マシーンの実際の動作特性に基づいてモードを変更するようプログラミングされていてもよい。異なるモードが、最適な回転子角度位置を定めるものであり、この角度位置において、位相巻線は、マシーンの所望とする速度、および／又は、トルク性能にしたがって、付勢され、また、付勢が解除される。このコントローラはまた、巻線が付勢されたときに、所望とする最大電流に到達するまで位相に印加される電圧を制御するような回路素子を含んでいる。この回路素子は、マシーンの実際の速度とトルクを表示するフィードバック信号に基づいて位相巻線にて所望とされる最大電流を決定するようなマイクロプロセッサを含んでいてもよい。一つの好例の実施形態では、位相が付勢された時点から、位相が最大電流に到達する時点まで、巻線に印加される平均電圧がソフトチチョッピング技術を用いて制御される、つまり、正の直流電圧を印加する回路と０電圧を印加する回路との間で位相巻線を切り換えて位相巻線における電流をフリーホイールしてゆっくりと減少させる。この実施形態では、ソフトチョッピング動作サイクルは、回転子の角速度やマシーンによって発生されたトルク、および所望とするマシーンの速度若しくはトルクの関数として計算される。この結果、位相巻線における増加電流の勾配はマシーンの速度やトルクに伴って変化する。他の実施形態では、位相がその所望とする最大電流にある時点から、位相の付勢が解除される時点まで、電流をその所望のレベルに維持するためにソフトチョッピング技術が継続される。ハードチョッピング技術のような他の電流レベル制御方法を用いることもでき、この方法により、位相は正の直流電圧を印加する回路と負の直流電圧を印加する回路との間で切り換えられ、これによって、巻線における電流を迅速に０に駆動する。ある好例の実施形態では、位相の付勢が解除された時点で、位相における電流が０若しくはほぼ０になるまで巻線に印加される平均電圧がハードチョッピング技術によって制御される。この実施形態の特徴は、最後のソフトチョッピングデューティーサイクルの関数である印加電圧パルスのために初期デューティーサイクルを計算し、位相の付勢が解除された時点における正味平均電圧と同じ最初のハードチョッピングデューティーサイクルで位相巻線に正味平均電圧を印加する。その位相における電流が減少している時間間隔中に、巻線に印加される正味平均電圧が、正の直流電圧から、０電圧へ、更に、負の電圧へ、巻線における電流が０若しくは０に近い所望の値にまで、変化するようにハードチョッピングパルスのデューティーサイクルが変更され且つ制御されることもこの実施形態の特徴である。デューティーサイクルの変化速度は、マシーンによって発生されるトルクと回転子の角速度およびマシーンの所望の速度若しくはトルクの関数として変化する。この結果、巻線における減少電流の勾配は、マシーンの速度やトルクに伴って変化する。他の好例の実施形態では、付勢を解除する前の位相における電流が、ハードチョッピング若しくはソフトチョッピングによって制御され、最後の完全なデューティーサイクル、若しくは、付勢を加除する前の正味平均電圧が捕獲され、同一のハードチョッピング若しくはソフトチョッピングスイッチングストラテジが、正の正味平均電圧から０若しくは正味の負電圧へランプダウンされたデューティーサイクルを用いて継続される。その後、１つ若しくは２つ以上の所定時間において、若しくは、デューティーサイクルがランプダウンされた間隔中の１つ若しくは２つ以上の回転子位置において、デューティーサイクルが再び捕獲され、スイッチングストラテジは再び変更され得る。これには、ハードチョッピングデューティーサイクルが付与されるようにスイッチングストラテジを変更し、従前のデューティーサイクルと同じ正味平均電圧であるが異なる速度でランプダウンされて開始し、若しくは、両方のスイッチを非導通状態に作動させることによって完全な負電圧を与えることが含まれ得る。本発明のコントローラは、位相巻線の付勢解除後の時間間隔中に、可能である様々なスイッチングストラテジを上に述べたもの以外の多くの可能な組み合わせで組み合わせられることは当業者には明らかであろう。本発明のコントローラは、これらの技術、即ち、電流が回転子の位置の関数として若しくは多数の位相巻線にて制御されるリラクタンスマシーンや他のデバイスの単一位相巻線における電流増加および電流減少の速度を制御するための技術を、実行することができる。この制御装置および方法は、どのような動作方法にも、また、位相が付勢され位相の付勢が解除される回転子位置を決定するどのような方法にも使用することができる。なぜなら、回転子の速度やマシーントルクが必要とされる印加電圧パルスのデューティーサイクルの要素に加えられているからである。図面の簡単な説明本発明の他の特徴および利点は、以下の詳細な記述を読み、図面を参照したときに明らかとなろう。図１は、本発明によるリラクタンスマシーンシステムを示す。図２は、図１のリラクタンスマシーン２０をより詳細に示す。図３Ａは、図１のパワーコンバータ３０をより詳細に示す。図３Ｂは、パワーコンバータ３０によってリラクタンスマシーンの位相巻線にわたって確立され得る電圧の型を示す。図４Ａおよび４Ｂは、図１のコンバータ４０をより詳細に示す。図５Ａは、Ｔ_OFF回転子位置にてチョッピングを行うハードチョッピングデューティーサイクルを選択するためにコントローラ４０によって使用される方法をフローチャートの形で示したもの。図５Ｂは、一般的な最大印加平均電圧（簡易化されたＨＡＲＤ−ＲＡＭＰ−ＳＴＡＲＴデューティーサイクルによって定められる）ＶＳ様々な速度についてのトルク出力計算を示す。図５Ｃは、本発明の方法および装置によって位相巻線に印加される電圧と、この結果その位相で発生される電流波形を示す。図５Ｄは、本発明の方法および装置によって位相巻線に印加される正味平均電圧と、この結果その位相で発生される電流波形を示す。図６Ａは、コントローラ４０が位相電流の制御型ＲＡＭＰ−ＤＯＷＮを、位相巻線に印加される正味平均電圧を徐々に減少させることによって実行する方法をフローチャートの形で示す。図６Ｂは、巻線に印加された正味平均電圧における変化の速度をマシーン速度およびトルクの関数として定めるようなＲＡＭＰ−ＤＷＯＮ−ＧＲＡＤＩＥＮＴを選択するための好例の曲線を示す。図６Ｃは、本発明のＲＡＭＰ−ＤＯＷＮ方法を実施する好例の回路素子を示す。図７Ａは、本発明の代替実施形態を示しており、この代替実施形態では、＋ＨＶＤＣから０電圧ソフトチョッピングスイッチングストラテジがＴ_OFFで使用され、デューティーサイクルは０にランプダウンされ、その後、−ＨＶＤＣから０電圧ソフトチョッピングスイッチングストラテジが使用される。図８Ａは、コントローラ４０が、ｉ）位相電流の制御型ＲＡＭＰ−ＵＰと、ｉｉ）動作サイクルにおける実効固定型周波数チョッピング回路を実行する方法をフローチャートの形で示す。図８Ｂは、ＲＡＭＰ−ＵＰ中の印加電圧パルスのデューティーサイクルと位相巻線における電流を示す。図８Ｃは、本発明のＲＡＭＰ−ＵＰおよびＲＡＭＰ−ＤＯＷＮ制御方法を実施するための好例の回路素子を示す。図９Ａおよび９Ｂは、従来の電流波形（図９Ａ）と本発明の方法と装置（図９Ｂ）の使用を通じて発生される電流波形とを比較したもの。同様の参照番号は複数図面中の幾つかを通して同様の部分を示している。発明の詳細な説明磁気抵抗マシーンを含むシステムに関して、本発明を説明するけれども、様々なインダクタンスモーターシステム、ステッパーモーターシステム、及び、他のモーターもしくは発生器システムを含む回転子もしくは電機子位置の関数として電流を巻線もしくはコイルに加える多くの他のマシーンシステムに、本方法及び装置を適用することが可能である。図について、図１に関し、本発明の方法を実施するのに使用することができるシステム１０の１実施例をブロック形式で例示する。例示されているように、電子制御器４０は、回転子位置変換器（「ＲＰＴ」）３から信号を受信する。ＲＰＴ３は、磁気抵抗マシーン２０の回転子の角度位置を検知して、制御器４０に回転子の位置を表す信号を提供する。ＲＰＴ３は、光学もしくは磁気センサーを備えても良く、従来の構成であっても良い。位置センサーを使用せずに、相巻線の電機特性を監視し、ＰＲＴを、回転子の角度位置を及び／もしくは速度を表す信号を提供する回路と取り替えるような実施例が構想される。このようなセンサーなしのアプローチは、１９９５年１１月２７日に出願され、現在出願中であり、本発明の譲り受け人に譲渡されたシリアル番号０８／５４９４５７の「マシーンコイル間の結合を使用するダイナモエレクトリックマシーンにおける回転子位置の検知(Rotor Position Sensingin a Dynamoelectr ic Machine Using Coupling Between Machine Coils)」に開示されている。図１の実施例では、制御器４０は、ＰＲＴ３によって提供される位置情報を適切に処理することによって、磁気抵抗マシーン２０の回転子の各速度の表示を導出する。別個の回転速度計もしくは類似の装置が速度情報を制御器４０に提供するような代替の実施例が構想される。回転子の位置及びマシーンの角速度に関して、ＲＰＴ３からの信号を受信するのに加えて、制御器４０もまた電力変換器３０からライン４を介してフィードバック信号を受信する。一実施例では、フィードバック信号は、電力変換器３０によって回転子の相巻線に供給される電流を表す。制御器はまた、マシーン２０の所望のトルクもしくは速度に対応する外部生成された信号をライン２上で受信する。ＰＲＴ３からの回転子位置信号、電力変換器３０からのフィードバック信号、ライン２上のトルク／速度命令に応答して、制御器４０は、電力変換器３０を含む多数のパワースイッチングデバイスに、ライン４ａ−４ｃを介して、スイッチング信号（時には、「ファイヤリング信号」と称される）を提供する。電力変換器３０のスイッチング装置は、ライン５ａ−５ｃを介して、３相スイッチド磁気抵抗マシーン２０の３相巻線Ａ、Ｂ、Ｃに接続される。マシーンの３相巻線（Ａ、Ｂ、Ｃ）は、概略的に図１に例示されている。例示の目的のために、３相マシーンを示しているけれども、３相よりも多くの相もしくは３相よりも少ない相の巻線を使用可能であることを、当業者であれば理解されるであろう。本発明はこのようなマシーンに同様に適用される。一般的に、電子制御器４０は、モーターの３相の各々に対してファイヤリング信号を生成することによってＲＰＴ３からの位置信号に応答し、電力変換器３０の電力装置をスイツチして、回転子回転の角度周期に関して適切な順序で相巻線Ａ、Ｂ、Ｃに電圧を加えて、所望の方向にトルクを生成するようにする。図２は、図１の３相磁気抵抗マシーン２０をより詳細に例示する。一般的に、磁気抵抗マシーン２０は、既知の技術に従って、１２の内部に突き出している固定子極２３を規定する固定子ラミネーションの積み重ねから構成される固定子２２から成る。これらの極は主固定子軸（図２から外側に延びる）を規定する。回転子２４は、固定子の主軸と同軸である回転可能なシャフト（図示されていない）に接続される。シャフトは、自由に回転する軸受に搭載される。回転子２４は、８の外側に突き出している回転子極２５を規定する回転子ラミネーションの積み重ねから形成される。ワイヤ２６ａ、２６ｂ、２６ｃの巻コイルを固定子極２３の各々と結合する。同時に固定子極に流れる電流が、内部に向いている反対の極性の電磁気を確立するように、向かい合う固定子極のコイルを配置する。図２の磁気抵抗マシーンでは、向かい合う固定子極２３と結合するコイルのセットを共に結合して、３相巻線Ａ、Ｂ、Ｃを形成し、ここでは、相巻線の各々は４つのコイル２６から成り、各々の相は、４つの固定子極２３と結合する。３相巻線Ａ、Ｂ、Ｃの終端接続の端は、接続ライン５ａ、５ｂ、５ｃを介して電力変換器３０の出力に接続される。所定の相の相巻線（例えば、相巻線Ａ）を通って電流が流れる時、反対の極性の２セットの向かい合う電磁気をマシーンに確立する。これは、電流が相巻線Ａで所定の方向に流れる時に確立される相Ａ_NORTH及び相Ａ_SOUTH電磁気に関して例示されている。この電流によって確立される電磁気は、電圧を加えられた固定子極２３と回転子極２５との間に引力を生成し、その引力はトルクを生成する。１つの相巻線から別の相巻線へ電圧印加をスイッチすることによって、回転子の角度位置に関わらずに所望のトルクを維持することができる。相巻線の電圧印加をスイッチして、正のトルクを生成することによって、マシーンをモーターとして作動することができ、そう巻線の電圧印加によって負のトルクを生成することによって、マシーンをブレーキもしくは発生器として作動することができる。確立された電磁界の強度を制御する電圧印加された相巻線の電流を制御することによって、生成されたトルクの強度を制御することができる。例示のために、１２の固定子極及び８の回転子極（すなわち、１２．８マシーン）を示している。他の組み合わせ（例えば、６．２、６．４等々）が可能であり、マシーンは３相巻線よりも多い相の巻線もしくは少ない相の巻線を使用可能であるということを、当業者は理解されるであろう。本発明は、このようなマシーンに等しく適用される。さらに、本発明は、固定子が外側の回転する回転子の穿孔内に配置される反転マシーン、及び、回転子が固定子に関して線形に移動する線形マシーンに適用できる。図１に関して説明したように、磁気抵抗マシーンの相巻線は、電力変換器３０による相巻線への電力の印加によって電圧印加される。図３Ａに、電力変換器３０をより詳細に例示する。図３Ａを参照する。入力電力ラインＡＣ＋及びＡＣ−によって、ＡＣ電力を電力変換器３０に供給する。アースもまた、ＧＮＤラインを介して電力変換器３０に適用することができる。ＡＣ電力を全波整流器３２に供給する前に、適切なサイズの電磁気干渉（「ＥＭＩ」）フィルタ３１は、入力ＡＣ電力を受信して調節する。図３Ａには例示されていないけれども、前置の電力保護回路を使用して、電力変換器３０の素子への損傷を防止する。例えば、最大の許容可能なアンペア数に定格されたフューズを、ＡＣ＋もしくはＡＣ−電カラインの内の１つと直列に配置することができ、或いは、モーター熱遮断をＥＭＩフィルタに接続して、マシーン２０もしくは電力変換器３０の近傍で過度に高い温度が検知された場合には、磁気抵抗マシーン２０への電力を遮断することができる。全波整流器３２は、ＡＣ電力を受信し、ＤＣ電力に変換して、高電圧ＤＣ電力が高電圧ＤＣバスライン−ＨＶＤＣ及びＨＶＤＣ_common上で使用可能となるようにする。並列接続されたＤＣバスキャパシタ３４を使用して、全波整流器３２の出力をフィルタし、高電圧ＤＣバスにＤＣ電圧を供給する。ＤＣバスに供給されるＤＣ電圧の絶対強度は、所定の電力変換器の電力定格に応じて変化するけれども、高電圧ＤＣにかかるＤＣ電圧は、１１０ボルトのＡＣ入力に対して１６０ボルトのレベルに達し、２２０ボルトのＡＣ入力に対して３００ボルト以上のレベルに達する。一連の適切なサイズの抵抗器から成る補助ＤＣ電源を、高電圧ＤＣバスから作動することができる。図３Ａの例では、抵抗器回路３３ａによって、制御器４０に動力を供給するための５ボルトＶｃｃ信号を供給する。類似の抵抗器回路３３ｂは、５ボルト電源をＰＲＴ３に供給する。図３Ａには例示されていないけれども、更なるＥＭＩもしくは適切な不足電圧検知器（例えば、抵抗型負荷／容量性負荷を有する抵抗型回路）を高電圧ＤＣバスに接続することができる。このような素子は、本開示の主題に特に関するものではなく、通常の当業者の知識の範囲内であり、従って、ここでは詳細に説明しない。高電圧ＤＣバスには、パワースイッチングデバイスおよびダイオードグループが結合されている。その各ダイオードグループは、リラクタンスマシーン２０の３つの相のうちの１つに関連付けられている。詳細には、各ダイオードグループは、上方パワースイッチングデバイス３５と、下方パワースイッチングデバイス３６と、上方フライバックダイオード３７と、下方フライバックダイオード３８とを含む。パワースイッチングデバイスグループの各々には、電流測定センス抵抗配列体３９が関連付けられている。これらの電流測定センス抵抗配列体３９ａ、３９ｂおよび３９ｃは、各配列体に関連した相巻線に流れる電流に対応する電圧を与える。以下により詳細に説明するように、これらの電流フィードバック信号は、相巻線における電流を制御するために、コントローラ４０によって使用されうる。図３Ａの実施例においては、電流測定センス抵抗配列体３９ａ、３９ｂおよび３９ｃの各々は、多数の並列接続抵抗からなる。このような配列は、あるアプリケーションにおいて効果的である。何故ならば、より低いパワー定格の（したがって、より安価である）抵抗を使用することができるからである。適当な値の単一抵抗を使用することもできる。パワースイッチングデバイス３５および３６は、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、バイポーラートランジスタ、ＳＣＲまたはこれらの組み合わせたものの如き任意の適当なパワースイッチングデバイスでありうる。例えば、電流制御のために上方スイッチのみを変調する場合には、上方スイッチングデバイス３５として、高速スイッチングパワーＭＯＳＦＥＴを使用し、下方スイッチングデバイス３６として、より遅い（が、より損失の低い）スイッチングＩＧＢＴデバイスを使用することができる。パワースイッチングデバイス３５または３６の作動を制御することにより、適切なグループが結合される相巻線端に種々な電位が確立されうる。図３Ｂは、図３Ａのパワースイッチンググループのうちの１つに結合された相巻線端に確立されうる電圧の型を例示している。相Ａグループを例として使用して、図３Ｂ（Ｉ）は、上方パワースイッチングデバイス３５ａおよび３６ａの両方が通電（または閉）状態へと作動されるときに相巻線Ａ端に確立される電圧を例示している。スイッチ３５ａおよび３６ａがこのように作動されるとき、相巻線は、高電圧ＤＣバス端に結合され、スイッチングデバイスによって導入される損失を無視して）相Ａ巻線端の電圧は、高電圧ＤＣバス電圧（＋ＨＶＤＣ）に実質的に等しい。図３Ｂ（II）は、電流が相巻線Ａに流れているときに、パワースイッチングデバイス３５ａおよび３６ａの両方が非通電（または開）状態へと作動されるときの相Ａ巻線端に現れる電圧を例示している。相巻線のインダクタンスが大きいために、巻線の電流は、瞬時的には変化できず、したがって、電流は、フライバックダイオード３７ａおよび３８ａを通して巻線へ流れ続ける。この配列体において上方および下方フライバックダイオードの両方が通電しているので、相Ａ巻線端に加えられる電圧は、実質的に、負の高電圧ＤＣバス電圧（−ＨＶＤＣ）である。図３Ｂ（III）は、上方または下方パワースイッチングデバイス３５ａまたは３６ａのどちらか（両方ではない）が非通電状態とされていて、他のものが導通状態にあって相巻線に電流が流れているときの相巻線Ａ端に現れる電圧を例示している。この配列においては、電流は瞬時には変化しえないので、電流は、パワー通電デバイスに関連したフライバックダイオードおよび通電パワースイッチングデバイスを通して流れ続ける。例えば、下方パワースイッチングデバイス３６ａが非通電状態へと作動される場合には、電流は、上方スイッチングデバイス３５ａを通し且つ上方フライバックダイオード３８ａを通して流れ続ける。同様に、上方スイッチングデバイス３５ａが非通電状態へ作動される場合には、電流は、下方パワースイッチングデバイス３５ａおよび下方フライバックダイオード３８ａを通して流れ続ける。どちらの配列においても、相Ａ巻線端の総電圧は（ここでも、スイッチングデバイスおよびダイオードによって導入される損失を無視して）は、ほぼ零ボルトである。このような配列、すなわち、巻線端の電圧がほぼ零ボルトである状態でその巻線を通して電流が循環しているような配列は、ある場合には、“フリーホイーリング”配列と称される。何故ならば、電流が巻線を通してフリーホイール（惰性で流れる）しているからである。パワースイッチングデバイスの作動を制御することにより、種々なスイッチング態様を実施することが可能である。例えば、図３Ｂ（IV）に例示されるように、上方および下方スイッチングデバイスは、共に、通電および非通電となるように交互に作動させられ、同時に、相巻線端の電圧が＋ＨＶＤＣから−ＨＶＤＣへと変化させられるようにすることができる。このような態様は、ある場合には、ハードチョッピングと称される。−ＨＶＤＣ電圧に対して＋ＨＶＤＣ電圧が相巻線に加えられる時間の比率を適当に選択することにより、相巻線に加えられる正味の平均電圧を、相巻線の電流が増大または減少するように制御されるように、正または負とすることができる。図３Ｂ（Ｖ）は、相巻線に加えられる平均電圧を制御するのに使用されうる別のスイッチング態様を例示している。このスイッチング態様では、（ｉ）上方パワースイッチングデバイス３５ａは通電状態のままとされ、下方パワースイッチングデバイス３６ａが通電状態から非通電状態へと交互に切り換えられ、または（ii）下方パワースイッチングデバイスは通電状態のままとされ、上方スイッチングデバイス３５ａが通電状態と非通電状態との間に交互に作動させられる。さらにまた、通電状態のままとされるパワースイッチングデバイスと、通電状態と非通電状態との間で切り換えられるパワースイッチングデバイスとを交互に入れ替えることができる。例えば、上方パワースイッチングデバイス３５ａを１サイクルの間通電状態のままとし、下方パワースイッチングデバイス３６ａを交互に開状態および閉状態とし、次のサイクルでは、下方パワースイッチングデバイス３５ａを通電状態のままとし、上方パワースイッチングデバイス３６ａを交互に開状態および閉状態とする。別の仕方として、サイクル当たりのベース以外でも、フリーホイーリングを実施することができる。パワースイッチングデバイスのこのような交互の切り換えにより、スイッチング周波数を減少させることができ、デバイスのサービス寿命を延ばし、スイッチングおよびシステム損失を減少し、より低速のスイツチングデバイスを使用することができるようになる。このようなスイッチング態様では、相巻線端に加えられる電圧は、−ＨＶＤＣから０ボルトまで変化する。この型のスイッチング態様、すなわち、電圧が所定の値から零まで変化するようなスイッチング態様は、ある場合には、ソフトチョッピングと称される。相巻線端の電圧が＋ＨＶＤＣから０まで変化するような図３Ｂ（Ｖ）のソフトチョッピング態様では、相巻線に加えられる平均電圧は、所望の正の値となるように制御されるのであって、負の値となるようには制御されない。図３Ｂ（VI）は、電流が相巻線に流れている問に、（ｉ）上方パワースイッチングデバイス３５ａが非通電状態のままで、下方パワースイッチングデバイス３６ａが通電状態から非通電状態へと交互に切り換えられ、または、（ii）下方パワースイッチングデバイスが非通電状態のままで、上方スイッチングデバイス３５ａが通電状態と非通電状態との間で交互に作動させられるようなソフトチョッピング態様を例示している。前述したように、非通電状態のままであるパワースイッチングデバイスと、通電状態と非通電状態との間で切り換えられるパワースイッチングデバイスとを入れ替えることは、このスイッチング態様にも同じく適用できて、同じ効果を得ることができる。このようなスイッチング態様においては、相巻線端に加えられる電圧は、−ＨＶＤＣから０ボルトへ変化する。相巻線端の電圧が−ＨＶＤＣから０ボルトへ変化する図３Ｂ（VI）のソフトチョッピング態様では、相巻線に加えられる正味の平均電圧は、所望の負の値となるように制御されるのであって、正の値となるようには制御されない。図３Ａのパワーコンバータにおけるパワースイッチングデバイス３５ａ−ｃおよび３６ａ−ｃを作動するのに使用される特定のスイッチング態様は、コントローラ４０によってパワースイッチングデバイスのゲートに加えられるスイッチング信号によって決定される。コントローラ４０は、図４Ａおよび４Ｂにより詳細に例示されている。図４Ａを参照するに、コントローラ４０は、半導体集積回路チップ４１（点線で示すブロックで示される）および関連外部回路を備える。図４Ａの実施例では、半導体集積回路チップ４１は、コンパレータ４３および４４ａ−４４ｃを含む付加回路素子によって取り巻かれたデジタルコア４２を備える。コンパレータ４３および４４ａ−４４ｃは、デジタルコンパレータであり、これらのコンパレータの出力は、諭理レベル「１」（コンパレータの＋入力の電圧がコンパレータの −入力の電圧より大きいとき）、または、その逆のとき論理レベル「０」である。制御チップ４１は、正しくプログラムされたマイクロプロセッサ叉はマイクロコントローラを含む集積回路チップであってもよい。１つの実施形態において、制御チップ４１は、外部の電気的に消去可能なプログラム可能なリードオンリメモリ（ＥＥＰＲＯＭ）に接続された特定用と向け集積回路（ＡＳＩＣ）からなっている。このＥＥＰＲＯＭは、ＡＳＩＣ内のコントローラが動作することができる動作データ及び命令を含む。図４の実施慶太は、チップ４１上に位置されたコントローラの多くの要素を示しているが、このコントローラの要素は多くの個別のチップ上に配置されることができる、或いはアナログ回路が用いられても良い。制御チップ４１は、回転子の角度位置を示すＲＴＰ３の出力を、入力として受け取る。ＲＴＰ入力がとく正確な形状は、回転子の位置を検出するために用いられるＲＴＰの特定の形式に依存して変化する。例えば、ＲＴＰの入力は、回転子の正確な位置を表わすディジタルワード、或いは回転子が予め確立した各周期を通して回転したことを示す単純なパルスからなっている。いずれの場合においても、回転子の位置及び角速度の情報を与えるために、ＲＴＰのいろいろな可能な形状及びＲＴＰ信号の受信は当業者によく知られており、ここで詳細に述べることはないであろう。入力としてＲＴＰを受信するのに加えて、制御チップ４１は、ライン２を介してマシーンの所望の速度或いはトルクを表わす外部で得られた信号も受信する。説明のために、当業者は、ここで説明された制御方法及び装置が速度制御信号にも利用可能であるけれども、ライン２上の外部から与えられた信号は、マシーンの所望のトルク出力を表わしていることが考えられる。マシーンの所望のトルク出力を表わす外部で発生した信号は、ライン２を介してチップ４１によって受信され、図４において、比較器４３において基準電圧ＶＲＥＦと比較され、ライン２’上に変更されたトルク命令信号を発生する。図４Ａの実施形態において、外部から供給されたトルク要求信号は、パルス幅変調信号（ＰＷＭ）であるの考えられる。ここで、このＰＷＭ信号デューティーサイクルは、要求されたトルクとマシーンから利用できる最大トルクの比に相当する。この実施形態において、Ｖ_REF電圧信号の大きさは、ＰＷＭ信号を規定する諭理ゼロと諭理１のレベル間にあるレベルにセットされる。したがって、ライン２’ 上に現れる信号は、ライン２上で受信した外部から供給されたＰＷＭトルク要求信号のデューティーサイクルに相当デューティーサイクルを有するＰＷＭトルク要求信号である。あるシステムに対して、ライン２上に外部から供給されたトルク要求信号は、ＰＷＭではなく、代わりに電圧の大きさがシステムの要求されたトルク出力に相当するアナログであろう。本発明のコントローラは、殆ど或いは全く変更のない信号から受け取りそして動作することができる。アナログ信号を受信するために、本発明のコントローラ４０をイネーブルする回路が、図４Ｂに詳細に示されている。図４Ｂに、外部から供給されたトルク要求信号の受信に関連する、図４Ａの一部が示されている。一般に、図４Ｂの回路は、抵抗／キャパシタ（ＲＣ）フィルタ回路４５が比較器４３の反転出力に結合されている点を除いて、図４Ａの回路と同じである。概略説明のために、比較器４３の反転出力は、インバータ４６によって供給されるように図示される。この反転された信号は、制御チップ４１のディジタルコア４２において交互に発生され、また外部ピンを介して与えられる。比較器４３の非反転端子に電圧より大きいアナログ信号が、ライン２に受信されると、比較器４３の反転出力は、論理ハイすなわち正になる。この正の電圧によって、電流がＲＣ回路網に流れ、回路網のＲＣの字定数によって規定される速度でキャパシタを変化する。実際に、（非反転端子に与えられた）キャパシタの両端の電圧は制御チップ４１の入力アナログ電圧を越えて、コンバータ４３の出力は状態を切り替え、反転された出力が論理ゼロになるようにし、したがって、キャパシタの電荷を放出するようにする。実際に、キャパシタの両端の電圧は、ライン２に加えられたアナログ電圧のそれ以下に落ち、コンバータ４３の出力は再び状態を切りかえる。１つの実施形態において、ライン２’上の信号は、制御信号として与えられた周波数でクロックされるアップ／ダウンコンバータに加えられ、ライン２上の信号が論理ハイのとき、カウンタはアップし、信号が諭理ローのときカウンタはダウンする。この実施形態において、カウンタの出力は、速度またはトルク命令信号に相当する。図４Ａを再び参照すると、コントローラ４０のディジタルコア４２はライン２上にＲＰＴ情報とＰＷＭトルク命令を受け、この情報に基づいて、ライン５ａ，５ｂ及び５ｃを通して電力コンバータ３０の電力スイッチ装置へ供給されるべき適当なファイアリング信号をけっていする。制御回路がこのファイアリング信号を発生する正確な方法は、制御チップが動作している制御モードに依存する。制御チップ４１は、（ｉ）Ｌ_MIN／Ｌ_MAXモード，(ii)２／３モードおよび(ii) 全角度制御モードを含むいろいろな個別の制御モードで動作することができる。制御チップ４１が動作している正しいモードは、電力コンバータ３０のパワースイッチングデバイスに与えられたフアイアリング信号の形式を決める。Ｌ_MIN／Ｌ_MAXモードにおいて、そう巻線の励起は、T_ON及びT_OFF角度によって規定されるアクティブサイクルにわたって達成される。Ｌ_MIN／Ｌ_MAXモードが選択されると、与えられた相巻線に対するT_ON角度は、相巻線のインダクタンスがほぼその最小値Ｌ_MINにあるとき固定子に関する回転子の角度位置に相当する。このモードにおいて、相巻線に対するT_OFF角度は、相巻線のインダクタンスがほぼその最大値Ｌ_MAXにあるとき固定子に関する回転子の角度位置に相当する。本発明の１つの実施形態において、３つの相巻線の各Ｌ_MIN或いはＬ_MAX点は、RPT からの特定の出力信号と関連される。この実施形態において、コントローラ(Ｌ_M _IN ／Ｌ_MAXモードで動作するとき)は、その相巻線に対するＬ_MIN信号が受信されたとき、与えられた相巻線に対するアクティブサイクルを初期化し、正しいＬ_MA _X 信号が受信されたときアクティブサイクルを停止する。相巻線に対するT_ON及びT_OFF角度が設定され、Ｌ_MIN／Ｌ_MAXモードにおいて変更されないと、そのアクティブサイクル中に掻く相巻線に流れることができる電流のピークの大きさは、ライン２上のディジタルコアによって受信されたトルク要求信号の関数として変化することを可能にする。特に、ディジタルコア４２は、与えられた速度／トルク組み合わせに対する所望のピーク電流を規定するＰＷＭの所望デューティーサイクルに相当するI_ref(pwm)信号を選択するための回路を含む。当業者が認識するように、リラクタンスマシーンにおけるトルクと電流間の関係はリニアでなく、マシーンの速度と共に変わることができる。このように、コントローラ４０は、トルク要求及び速度情報を受信し、適当なI_ref(pwm) を選択する回路を含む。コントローラ４０の１つの実施形態において、いろいろな速度とトルク点に対するI_ref(pwm)データがコントローラ４０にアクセス可能なメモリに記憶されたスパースマトリクスに記憶される。この実施形態において、速度／トルク情報はマトリックスメモリヘアドレスするために用いられる。記憶されたデータが利用できない速度／トルク点に対して、改変ルーチンは適切なI_ref(pwm)データを計算するために用いることができる。 I_ref(pwm)デューティーサイクル信号が速度とトルクデータから計算される場合あるいはカーブに一致する技術が測定されたデータに基づいてI_ref(pwm)のための方程式を定義するために用いられる場合、交互の実施形態が想像される。図４Ａを参照すると、デジタルコアにより発生されたIref(pwm)信号は、制御チップ４１上のピンを介して外部ＲＣフィルタリングネットワーク４７へ与えられ、それにより、所望のピークアクティブサイクル電流Iref(dc)に対応するアナログ信号が発生される。ＲＣネットワーク４７の正確なサイズ及び構造は、特定用途のIref(pwm)信号の周波数及び振幅に応じて変化するであろう。１つの実施例では、Iref(pwm)信号の周波数は、約４０Khzであり、ＲＣネットワーク４７は、抵抗４８ａ〜４８ｄと２つのキャパシタとで構成され、それらの抵抗の値は、それぞれ、2.2KΩ、１００KΩ、２０KΩ及び２０KΩであり、キャパシタ４９の値は、１００ｎｆである。所望のピーク電流値を表わす単一アナログ信号が入力ピンを介してコンパレータ44a、44b、44cに与えられ、三相巻線Ａ、Ｂ及びＣからのフィードバック電流信号と比較される。コンパレータ44a、44b、及び44は、各相の電流がIref(dc)信号により表わされる所望のピーク電流よりも大きいか小さいかを表示する。各相巻線と比較される単一のIref(dc)信号を受け取るために単一のピンを使用することは、制御チップ４１の構成を簡単にするとともにコストを小さくする。というのは、個々の電流基準が、異なる相の巻線の各々について必要とされないからである。以下に詳述するように、Ｌ_MIN／Ｌ_MAXモードにおいて、制御チッブ４１は、電流比較信号を受け取り、パワースイッチングデバイスについてファイアリング信号を制御し、それにより、相がアクティブサイクルにあるときに、その相巻線の電流が、Iref(dc)に対応するレベルにほぼ等しいレベルに維持されるであろう。本発明の１つの実施例において、アクティブサイクル中に相巻線の電流が、固定周波数ソフトチョッピング技術により維持され、この技術においては、相巻線の電流が所望のピークレベルよりも小さいときに、アクティブ相巻線に関連するパワースイッチングデバイスの両方が、導電状態になるように活性化され、アクティブ相巻線の電流が所望のピーク電流レベルよりも大きいときに、パワースイッチングデバイスの１つがフリーホイールを可能にするように非導電状態にされる。上述した固定周波数のソフトチョピング制御構成は、アクティブサイクル中に電流制御を達成できる１つの方法に過ぎない。ハードチョッピング技術を使用することも可能であるが、そのようなハードチョッピング技術は、２つのスイッチが各チョップについて活性化されなければならないので、同じ数の「チョップ」について、スイッチングロスがほぼ２倍となるであろう。別の形態のソフトチョッピングを使用してもよい。例えば、導電状態のままのパワースイッチングデバイスと、導電状態と非導電状態との間で切り換えられるパワースイッチングデバイスとが交互にされて、スイッチングシステムのロスを小さくし、装置の動作寿命を長くし、より遅いスイッチング装置の使用を可能にする。上述したようなＬ_MIN／Ｌ_MAXモードは、インダクタンスが比較的遅く増大し、巻線の電流が比較的迅速に確立できるような比較的遅い速度のリラクタンスマシーン２０の動作に対して最も適している。時間を通してインダクタンスがより迅速に変化する高速では、Ｌ_MINとＬ_MAXの間の固定デューティサイクルパルスの印加によって、その相の電流プロファイルが、かなりゆっくりと増減し、従って、トルクが容易に制御されない。Ｌ_MIN／Ｌ_MAXモードは、比較的遅い速度の使用のみに限定される。例として、本発明の制御システムの１つの用途において、Ｌ_MI _N ／Ｌ_MAXモードは３７５RPM以下の回転速度に使用される。ロータの回転速度が増大するにつれて、Ｌ_MAX位置後の付勢された相巻線に残る電流により発生された負のトルクが、非効率なモータ性能を生じる。このように、ロータの回転速度が増大し始めるときに、Ｌ_MAX位置前に所与の相巻線のアクティブサイクルを終了するのが望ましい。「２／３モード」において、本発明のコントローラ４０は、各相巻線のＴ_OFF角度を、Ｌ_MINとＬ_MAXの位置の間の角距離の２／３であるロータ位置であると定めることにより、これが起きることを確保する。Ｌ_MAX電流の前に生じる２／３ポイントにおいて、巻線の電流は、比較的遅く小さくなり、一方、通常の力は、零に迅速に駆動されるのではなく、小さくなる。本発明のシステムの１つの実施例では、この２／３ポイントが、特定のＲＰＴ出力信号に対応する。１つの実施例において、２／３モードにおけるアクティブ相のＴ_ON角度は、Ｌ_MIN／Ｌ_MAXモードにおけるそれと同じであるが、Ｌ_MIN／Ｌ_MAXモードから独立して選択されてもよい。T_ONとT_OFFの位置が２／３モードにおいて固定されている間、ピーク所望電流は、トルクデマンド信号の関数として変化できる。ピーク所望電流をセットして、所与の巻線電流がこの値を超えるかどうかを指示するためにコントローラ４０により使用される方法は、Ｌ_MIN／Ｌ_M _AX モードについて上述した方法と同じである。Ｌ_MIN／Ｌ_MAXモードは、システムの高いトルク出力が重要な要件である低速度に最も適しているが、２／３動作モードは、高速度が予想されシステム効率が重要な動作に、最も適している。２／３動作モードにおいて、ロータの角速度は、Ｌ_MIN／Ｌ_MAXモードを使用して形成された負のトルクがモータ性能の効率を減少させ始める速度よりも大きいが、T_O _N とT_OFFの位置の間に、十分な数の電流チョップが実行されるのに十分な時間があってそれにより信頼性の高い電流制御が維持されるほど十分低い。例として、本発明の１つの用途において、２／３モードは375ＲＰＭよりも大きく１０００R PMよりも小さいロータ速度について使用される。他の用途において、効率の良い小さなＲＭＳ相電流についてのＬ_MIN／Ｌ_MAXモードの代わりに、２／３モードが、非常に低いロータ速度で使用されてもよい。ロータの回転速度が更に増大するにつれて、生じるモータインダクタンス及び逆起電力が、上述した２／３モードとＬ_MIN／Ｌ_MAXモードの何れかを使用して相巻線に確立される電流量を制限する。更に、相巻線が、Ｌ_MAX又は、Ｌ_MIN／Ｌ_MA _X の間の回転距離の２／３の何れかに対応するＴ_OFFにおいて消勢する場台には、巻線の次の付勢サイクルの前の最大のインダクタンスのポイントの後に巻線に残る電流を除去するのは困難である。チョッピングは、これらの速度で行われても良いが、それ自身により適当な電流制御を行っても良い。この状況では、リラクタンスマシーンが、相巻線の付勢が異なる位置又は角度における異なるスイッチング構成を使用して定められる「角度制御モード」で制御されてもよい。１つの実施例において、３つの角度が使用されて不連続な＋ＨＶＤＣ，フリーホイール及び−ＨＶＤＣの構成を定めているが、別の角度及び３つよりも大きいか又は小さい角度を使用する更に複雑な他の実施例が考慮されても良い。この「３つの角」の例において、例えば、角度制御モードにおいて制御されるべき相巻線の付勢を定める３つの角度は、(i)アクティブサイクルの開始を定めるＴ_ON、(ii)相巻線の電流が、その巻線に関係するパワースイッチングデバイスの１つ及びフライバックダイオードの１つを介してフリーホイール可能にされる場合のフリーホイール角度(「ＦＷ」)、及び(iii)アクティブサイクルの終了を定めるＴ_OFF角度である。Ｌ_MIN／Ｌ_MAXモードと２／３モードの場合と異なり、角度制御モードにおいては、Ｔ_ON，Ｔ_OFF（及びＦＷ）角度は固定されておらず、モータの速度及びトルクデマンドとともに変化する。更に、Ｔ_ON、Ｔ_OFF及びＦＷ角度に関係するロータ位置は、しばしば、特定のＲＰＴ信号に対応せず、それにより、連続するＲＰＴ信号変化の間のロータ位置を評価する方法が使用される。Ｔ_ON，Ｔ_OFF及びＦＷ角度は、ロータの角速度及びマシーンのトルク又は速度デマンドの関数として変化するので、コントローラには、そのコントローラが角度制御モードにおいて動作する間に遭遇するロータ速度及びトルクの組み合わせの各々について適当な角度パラメータを与える（又は生成）しなければならない。このような情報を与える１つの方法は、モータを角度制御モードで経験的に動作させて、いくつかの速度／トルクのポイントについて、様々なポイントにおいて望ましい動作性能を与える適当なＴ_NO、Ｔ_OFF及びＦＷ角度を決定することである。そのデータは、制御チップ４１に関係するデジタルメモリ（例えば、チップ４１上に配置されたメモリ又はデジタル制御コアにより使用するために制御チップ４１に対してアドレス可能な及びアクセス可能な外部メモリ）に記憶される。１つの実施例において、選択された角度パラメータは、制御チップ４１に対してアクセス可能なメモリに記憶されたスパースマトリックスに記憶される。コントローラは、実際の速度／トルクポイントの近くの速度／トルクポイントに関係する角度パラメータにより動作するか又は補間アルゴリズムを使用して、実際の速度／トルク動作ポイントについて適当な角度パラメータデータを選択する。Ｔ_o _N ，Ｔ_OFF及びＦＷ角度が計算されるか、さもなければコントローラ４０から得られる速度及びトルク情報から得られる場合には、別の実施例が考慮される。『角度制御モードＪにおける動作を可能にするようにモータを特徴付けるのに使用されるべき精密な方法は、モータ毎に変化するであろうし、コントローラ毎に変化するであろう。特徴付け機能をなすための一般的な技術は、この業界で知られており、ここで詳しく述べるつもりはない。角度制御モードは、高速のマシーンの動作、例えば、マシーンがその最高動作速度の所定の比率（例えば、１／３〜１／２の間）を越えて動作するときに最も適している。本発明の１つの応用における例として、角度制御モードは、ロータの角速度が１０００ＲＰＭをこえるとき、制御の目的で使用される。本発明のコントローラ４０は、上記した動作モードの１つだけで動作するように構成してもよいし、マシーンの回転速度に依存する複数の異なる動作モードで動作するように構成してもよい。後者のアプローチが所望のときは、コントローラは、モード変化が生じるべき速度をコントローラ４０中のデジタルメモリの位置にストアすることによって、適当にプログラムされ得る。上記したように、リラクタンスマシーンの磁気フラックスの急激な変化は、望ましくない音響雑音と振動を生ずる。これらの急激な変化の大部分は、相巻線の電流が動作サイクル中の大きさからほぼゼロ（電流波形のバックエンド（後端））まで減少するときに生じ、また、動作中の相巻線の電流がゼロ近くから動作サイクルのピーク値（電流波形のフロントエンド（前端））に増大するときにも生じる。増大する電流は、励磁された巻線のフラックスの変化だけでなく、励磁される隣接巻線のフラックス又は非励磁にされる位相の変化をも生じさせる。本発明のコントローラ４０は、動作中の相巻線又は隣接の相巻線の磁気フラックスの変化が減少するように、前記した３つのモードにおける動作サイクル中の相巻線の電流に適用される正味の平均電圧を制御でき、望ましくないマシーンの雑音と振動を減少させる。この電流制御は、電流波形のフロントエンド（前端）において電流を制御された態様でランプアップ（上昇方向に傾斜）することによって、及び、電流波形のバックエンド（後端）において電流を制御された態様でランプダウン（下降方向に傾斜）することによって、達成される。議論のため、電流波形をランプダウンするようにコントローラ４０によって使用される方法及び装置が、先に説明される。次の議論は、全ての動作モードに適用可能であり、Ｔ_ON及びＴ_OFFが定義されるすなわち選択される態様には依存しない。動作サイクルのエンドにおいて動作中の相巻線の電流をドライブダウン（下げる）する最も簡単な方法は、ロータがその動作サイクルのためにＴ_OFF位置に達したとき、当該相巻線に関連する両パワースイッチングデバイスを非導通状態に作動させることである。しかしながら、この技術は、Ｔ_OFFにおいて相巻線へ殆ど−ＨＤＶＣバス電圧レベル一杯の電圧を印加することを生じ、また、巻線に付与された正味の平均電圧において、正味の正電圧（いかにその電圧が所望の動作サイクル電流を達成するように使用されたとしても）から−ＨＤＶＣへ、劇的な変化を生じる。急激な電圧変化は、急激な磁気フラックスの変化を生じさせる傾向にあり、所望でないモータ雑音と振動を生じる。コントローラ４０は、動作中の相巻線の電流変化が急激でないがロータが動作位相のＴ_OFF角度に該位相の電流がほぼゼロに減少するまでに達する点から制御されるような所定の態様で電流をランプダウンさせるように構成されている。一般に、これは、Ｔ_OFFにおけるデューティサイクルが計算されるすなわち捕獲されるスイッチングスキームを実施することによって達成され、Ｔ_OFFの直後に相巻線に付与された正味の平均電圧がＴ_OFFのときの電圧と同じになる。巻線に印加された電圧パルスの制御の結果は、電流及び磁気フラックスをスムーズな態様でランプダウンさせる一方で、Ｔ_OFFの後の等価な正味の平均電圧の印加の結果は、電流が巻線から除去され始める点からその電流がほぼゼロの値に達する点まで電流波形を僅かに変化させる。この制御された電流変化は、システム中の可聴の雑音及び不所望の振動を減少する。１実施例において、コントローラ４０は、動作中の動作サイクルの期間中、相巻線の電流をその所望のピーク値に維持するように、ソフトチョッピングスキームを用いてもよい。この実施例では、Ｔ_OFFにおいて、コントローラ40は、ハードチョッピングスキームをを開始して、電圧パルスを印加して、電流を制御された態様でゼロヘドライブダウン（下げる）する。ここに記述したシステムの１実施例においては、Ｔ_OFFにおいて巻線に印加されたハードチョッピング電圧パルスのデューティサイクルは、固定のＰＷＭ周波数のパーセント＋５０パーセントとしてＴ_OFFにおけるソフトチョッピングサイクルの半分である。次の議論はコントローラ４０の詳細な議論に限定されるであろうが、ここで議論される装置及び技術は、他のチョッピング又は電流制御スキームに関連して用いられ得ることは当業者にとって明らかであろう。図５Ａは、方法５０のフローチャートを示しており、ここでは、本発明の制御システムによって正味の平均電圧が急激でなく且つ制御された態様でＴ_OFF点において印加されたほぼ正味の平均電圧から−ＨＤＶＣに相巻線に印加される。コントローラ４０は、これを、先ず、Ｔ_OFF点において印加された正味の平均電圧に等しいかそれに近い正味の平均電圧に対応するハードチョッピング電圧パルスの初期のデューティサイクルを定めることによって、達成する。この初期デューティサイクルは、相巻線に印加された正味の平均電圧を制御して、ハードチョッピング電圧パルスを制御して印加することによって、非励磁にされた相巻線の電流をランプダウンするように、その後調整される。相巻線がその動作サイクルに入る前に、コントローラ４０のデジタルコア４２が、Ｔ_OFF点において開始するハードチョッピングパルスの初期デューティサイクルを計算する。これは図５Ａのステップ５１〜５３で達成される。相巻線の所望の電流の大きさを確立するのに必要とされる正味の平均電流がマシーンの速度とトルクによって変化するので、最適な雑音の低減のために、ハードチョッピングが、Ｔ_OFF点（Ｔ_OFF点の正味の平均電圧を定義する）において開始するであろうデューティサイクルは、ロータ速度とマシーントルク出力との関数として変化するであろう。このようにして、本発明のコントローラ４０は、ステップ５１において、「ＨＡＲＤ−ＲＡＭＰ−ＳＴＡＲＴ」デューティサイクルへの寄与を、最大可能ロータトルクに対する出力モータトルクの比として計算する。図５Ａの特定の例において、ＨＡＲＤ−ＲＡＭＰ−ＳＴＡＲＴデューティサイクルへのトルクに関係する寄与は、デジタルコア４２のプロセッサによって、出力トルクのリニア関数として計算される。ＨＡＲＤ−ＲＡＭＰ−ＳＴＡＲＴ_{TORQUECONTRIB}＝Ｔ_OUT／Ｔ_MAX ＊Ｍ−ＯＦＦＳＥＴここで、Ｍは、表示されたリニアカーブの所望の傾斜を示し、ＯＦＦＳＥＴは所望のオフセットを示す。Ｍ及びＯＦＦＳＥＴの正確な値は、マシーン毎に変化するであろうし、前記したように「特徴付け」と同様な態様で経験的に定められることができ、複数の異なるＭ及びＯＦＦＳＥＴの値が試験されて、所与のマシーンについての最適なＭ及びＯＦＦＳＥＴ値が決定される。Ｍ及びＯＦＦＳＥＴは、トルクと速度によって変化するであろうし、ＯＦＦＳＥＴは、いくつかの応用例ではゼロになり得る。特徴付け技術は、速度とトルクと（ＨＡＲＤ−ＲＡＭＰ−ＳＴＡＲＴによって定義される）Ｔ_OFFでの所望の正味の平均電圧との最適な関係がしばしばリニアではないけれど、その代わり、高次の他項式によって定義されるので、利点がある。ステップ５２におけるＨＡＲＤ−ＲＡＭＰ−ＳＴＡＲＴデューティサイクルに対するトルク寄与の計算の後、本発明のコントローラ４０は、ステップ５２においてＨＡＲＤ−ＲＡＭＰ−ＳＴＡＲＴデューティサイクルに対する速度寄与を計算する。これは、ＨＡＲＤ−ＲＡＭＰ−ＳＴＡＲＴデューティサイクルに対するトルク寄与に関連して先に記述したのと同様の態様で成し得る。ＨＡＲＤ−ＲＡＭＰ−ＳＴＡＲＴデューティサイクルに対するトルク及び速度の寄与は、ステップ５３において合計されて、所与の速度とトルクについての所望のＨＡＲＤ−ＲＡＭＰ−ＳＴＡＲＴ値を生成する。このＨＡＲＤ−ＲＡＭＰ− ＳＴＡＲＴの値は、交替的には、本質的に両方のファクターを結合する単一の関数を用いて計算してもよい。上記では、リニア関数の使用によってＨＡＲＤ−ＲＡＭＰ−ＳＴＡＲＴデューティサイクルを計算するための方法が記述されたが、他のアプローチを採用してもよい。例えば、高次の式が計算の目的で用いられ得、又は、種々の速度及びトルクの点についてのＨＡＲＤ−ＲＡＭＰ−ＳＴＡＲＴデータが、決定されて、コントローラ４０のスパースマトリックスにストアされてもよい。上記の角度パラメータの場合のように、内挿のルーチンが、スパースマトリックスに予めストアされていないトルク／速度点についてのＨＡＲＤ−ＲＡＭＰ−ＳＴＡＲＴの値を計算するのに使用され得る。上記例が、機械の速度及びトルクを線形に変化させるＨＡＲＤ−ＲＡＭＰ−ＳＴＡＲＴ装荷率を反映する間、非線形関係がまた、評価又は適応性のある制御方法と並んで使用される。かかる別のスキームは、更なるコンピュータ計算によるオーバーヘッドを要求する間、より良い結果を提供することができる。図５Ｂは、種々の速度及び種々のトルク出力レベルに関する種々の可能なＨＡＲＤ−ＲＡＭＰ−ＳＴＡＲＴ装荷率曲線を図示する。これらの曲線は、ノイズを監視することによって所定の磁気抵抗マシーン、及びそのマシーンによって作り出された電圧を実験的に測定し、最小の望まないノイズを作り出す所定の速度及びトルクポイントに関して、ＨＡＲＤ−ＲＡＭＰ−ＳＴＡＲＴ装荷率を選択する。図５Ｂに図示されたこれらの曲線は、実験的に得られ、次いで、コントローラ４のディジタルコア４２にアクセス可能なメモリにストアされ、また、カーブフィッティング技術は、実験的に求められたデータに最も近く適合する式を求めるのに使用される。本発明のコントローラ４０では、位置Ｔ_OFFで、ＨＡＲＤ−ＲＡＭＰ−ＳＴＡＲＴ装荷率をハードチョッピングすることは、Ｔ_OFFでの電流プロファイルにおいて凸部即ち「曲部」を生成し始める。この曲部を作ることによって、湾曲を適用する電圧と、電流と、それによって増加させられるフラックスの急速な変化は避けられ、磁束の変化の速度を下げる。上で議論したように、フラックスの急激な変化は、音響ノイズ及び望まない振動の主な源である。それ以来、ハードチョッピング装荷率は、湾曲をゼロに下げる段階において電流を十分に駆動するために、Ｔ_OFFでの正の値から負の値に滑らかに変化させる湾曲段階に適用される正味の平均電圧を制御するために調節される。図５Ｃは、フェーズ湾曲５５でのフェーズ電流、及び、フェーズ湾曲５６にわたる電圧を図示する。図５Ｄは、湾曲５５におけるフェーズ電流と、フェーズ湾曲５８にわたる正味の平均電圧を図示する。２−３モードに示されているように、制御されたランプ・ダウンは、スムーズ・トランジスタ又はＴ_OFFでの領域５７における曲部を生成する。図６Ａは、制御されたランプ・ダウンが本発明のコントローラ４０によって達成されるひとつの方法６０を形成するフローチャートを図示する。初めに、ステップ５０では、コントローラは、実際の速度及びトルクパラメータに関する適当なＨＡＲＤ−ＲＡＭＰ−ＳＴＡＲＴ装荷率を測定する。このことは、図５Ａに関連して議論された方法５０、若しくは、上で議論したＨＡＲＤ−ＲＡＭＰ−ＳＴＡＲＴを求めるための他のいかなる方法によって達成される。ＨＡＲＤ−ＲＡＭＰ−ＳＴＡＲＴが選択された後、コントローラは、次いで、ステップ６１で、ランプ・ダウンに使用される装荷率の変化の割合を制御するＲＡＭＰＤＯＷＮ−ＧＲＡＤＩＥＮＴパラメータを選択する。このＲＡＭＰＤＯＷＮ−ＧＲＡＤＩＥＮＴパラメータは、正味の平均電圧がフェーズ湾曲にわたって正から負に変化し、従って、フェーズ湾曲における電流の変化の割合及び機械の中に生じる磁束の変化の割合を制御する。ＲＡＭＰＤＯＷＮ−ＧＲＡＤＩＥＮＴパラメータは、ＨＡＲＤ−ＲＡＭＰ−ＳＴＡＲＴ装荷率の計算と関連して、上で以前議諭したものと同様にロータ速度及びマシーントルクの関数として計算される。前のように、関数としてのＲＡＭＰＤＯＷＮ−ＧＲＡＤＩＥＮＴを定義する線形式の傾き及びオフセット値、若しくは、ロータ速度及びトルクは、実験的に求められ得る。ＨＡＲＤ−ＲＡＭＰ−ＳＴＡＲＴ値の決定と関連して上で議論した他のアプローチはまた、ＲＡＭＰＤＯＷＮ−ＧＲＡＤＩＥＮＴを求めるのに使用されうる。図６Ｂは、所定の磁気抵抗機械、並びに、幾らかの追加の線形及びより高次のカーブフィットに関するＲＡＭＰＤＯＷＮ−ＧＲＡＤＩＥＮＴのための値を実験的に導出することを図示する。注意したように、最適のＲＡＭＰＤＯＷＮ−ＧＲＡＤＩＥＮＴと速度及びトルクとの間の関係は線形ではないけれども、線形近似は簡略化制御の目的のために使用されうる。図６Ｂの例では、ＲＡＭＰＤＯＷＮ−ＧＲＡＤＩＥＮＴの値は、機械の回転速度に反比例である。一般的に、ＲＡＭＰＤＯＷＮ−ＧＲＡＤは、ランプ・ダウンが機械の速度の増加と同じように増加する間、電流の負の傾きとして選択されるべきである。ＲＡＭＰＤＯＷＮ−ＧＲＡＤはまた、ランプ・ダウンが機械効率を改善するためにトルクが増加するように変化する間、電流の負の傾きとして選択されるべきである。ＲＡＭＰＤＯＷＮ−ＧＲＡＤＩＥＮＴがステップ６１で選択された後、コントローラ４０は次いで、ロータが適当な湾曲局面に関してＴ_OFF点に達したかどうか判断する。このことは、Ｌ_MIN／Ｌ_MAX及び２／３モードに関して固定されているか、若しくは角度制御モードに関するコントローラ（によって計算される）に提供されるＴ_OFF点を表すディジタル値を比較することによって達成されうる。いったんコントローラが、ロータがＴ_OFF位置に達することを判断したならば、次いで、ＰＷＭ−ＨＡＲＤ装荷率パラメータをＨＡＲＤ−ＲＡＭＰ−ＳＴＡＲＴに設定し、ＰＷＭ−ＨＡＲＤパラメータに対応する装荷率で適当な湾曲局面に対して電力を供給し始める。次いで、コントローラは、コントローラが、ステップ65 におけるＲＡＭＰＤＯＷＮ−ＧＲＡＤの関数として湾曲局面に適用される電圧を減少させるためにＰＷＭ−ＨＡＲＤを繰り返し調整し、新しく減少されたＰＷＭ −ＨＡＲＤで適当な湾曲局面に電圧を印加し始めるステップ６４に戻るループに入る。このサイクルは、ＰＷＭ−ＨＡＲＤパラメータが０％装荷率に対応するまで続き、この場合、ｆｕｌｌ−ＨＶＤＣ電圧は湾曲局面に印加され、又はロータ位置が、ＨＶＤＣが適用される場所に達する。コントローラ４０のある実施形態では、ＨＡＲＤ−ＲＡＭＰ−ＳＴＡＲＴ及びＲＡＭＰＤＯＷＮ−ＧＲＡＤパラメータは、種々のカウンタによって使用される数であり、及び、信号の適当な発火を生成する比較器である。この実施形態に対応する回路構成を図６Ｃに図示する。この回路構成要素は、制御チップ４１のディジタルコア４２ないに包含されており、若しくは、適当にプログラムされたマイクロプロセッサ又はマイクロコントローラの使用を介してエミュレートされる。図６Ｃを参照すると、８ビットコントローラ６６が、８ビットアップカウンタ６７の出力をそのＡ入力で受信し、８ビットダウンカウンタ６８をそのＢ入力で受信する。比較器６６は、図６Ｂの実施形態では、Ａでの８ビット値がＢよりも小さいときはいつでも正（論理ハイ）であり、そうでなければほとんどグランド（論理ロー）である出力信号（ＨＡＲＤ−ＣＨＯＰ−ＦＩＲＩＮＧ−ＳＩＧＮＡＬ）を提供する。ＨＡＲＤ−ＣＨＯＰ−ＦＩＲＩＮＧ−ＳＩＧＮＡＬは次いで、ＨＡＲＤ−ＣＨＯＰ−ＦＩＲＩＮＧ−ＳＩＧＮＡＬがハイのとき、関連する湾曲局面と関連する両方のパワースイッチングデバイスを伝導状態に作動させ、ＨＡＲＤ−ＣＨＯＰ−ＦＩＲＩＮＧ−ＳＩＧＮＡＬがローのとき、両方のパワーデバイスを非伝導状態に作動させるために、（ドライバ回路を含む）他の回路要素（図示せず）によって使用される。アップ・カウンタ６７は、カウンタが０から最大カウント値までカウントし、次いで、ＣＬＫ信号の周波数に対応する速度でそれ自身をリセットするように構成される。従って、アップ・カウンタ６７の出力、及び、（ＰＷＭ−ＣＯＵＮＴと比較される）比較器６６のＡ入力は、０から固定周波数での最大値まで回る。ダウン・カウンタ６８は、コントローラによって決定されたＨＡＲＤ−ＲＡＭＰ−ＳＴＡＲＴ値に対応するディジタル値をそのデータ入力で受信する。従って、以下に示すようにＲＡＭＰＤＯＷＮ−ＧＲＡＤによって使用可能になったとき、ダウン・カウンタ６８はＨＡＲＤ−ＲＡＭＰ−ＳＴＡＲＴから０までＣＬＫ信号によって定義された割合でカウントダウンする。ダウン・カウンタ６８に対するイネーブル信号は、別の８ビットダウンカウンタ６９のゼロに等しい出力をカウントすることによって提供される。ダウンカウンタ６９は、（ＲＡＭＰＤＯＷＮ−ＧＲＡＤである）値のそのデータからゼロまで繰り返しカウントダウンするために構成される。カウンタが０に達したとき、それは、ダウンカウンタ６８のイネーブル入力と、ダウンカウンタ６９のロード入力とに適用されるCOパルスを生成する。従って、ダウン・カウンタ６９は、ＲＡＭＰＤＯＷＮ−ＧＲＡＤの値に逆比例する割合で単一のクロックパルスに関してダウン・カウンタ６８をしよう可能にしうる。従って、ＲＡＭＰＤＯＷＮ−ＧＲＡＤの値が低ければ低いほど、ＣＯパルスは頻繁に生成され、ダウン・カウンタ６８は速くカウントダウンする。ダウン・カウンタ６８が速くカウントダウンすればするほど、ハードチョッピングパルスの装荷率のドロップが速く、湾曲局面に適用される正味の平均電圧が正から負に変化するのが速くなる。図６Ｃの回路構成要素が各湾曲局面に関して繰り返されることに注意すべきである。上で議論されたランプ・ダウン技術は、コントローラ４０と一緒に使用されうるタイプのランプダウン技術の例を示す。特に、上で記載されたランプダウン技術は、Ｔ_OFFで初期化されたハードチョッピングスキームと関連する。ＨＡＲＤーＲＡＭＰ−ＳＴＡＲＴ装荷率でチョップするハードチョッピングスキームを提供するＴ_OFFで印加される正味の平均電圧と同じものを生じる、図３Ｂ（Ｖ）に対応するＴOFFでのソフトチョッピングスキームを使用し始める電流局面の同様に制御されたランプダウンを実施することができ、次いで、適当な湾曲局面に印加される正味の平均電圧がゼロ又はゼロより上に記載された値になるまで、これらの上に記載されたものと同様の技術を使用してソフトチョッピング装荷率をランプダウンする。次いで、コントローラは、正味の平均電圧を負に駆動させるためにハードチョッピングスキームにスイッチし、若しくは、同じ機能を達成するために図３Ｂ（ＶＩ）によるソフトチョッピングスキームにスイッチする。例えば、図７Ａは、巻き線70の位相電流と巻き線71にかけられる電圧を示し、ここでは、ソフトチョッピング切替え戦略がＴ_OFF72で適用され、デューティーサイクルがゼロになり、次にハードチョッピング戦略が領域73で用いられる。図７Ｂは、巻き線75の位相電流と巻き線76にかけられる電圧を示し、ここでは、-HVDC電圧をかけるソフトチョッピング切替え戦略と、ゼロ電圧がＴ_OFF77にかけられ、ソフトチョッピングデューティーサイクルがゼロになり、-HVDC電圧をかけるソフトチョッピング切替え戦略と、ゼロ電圧が領域78で用いられる。異なるソフトチョップとハードチョップ部分には、異なるRAMPDOWN-GRADIENT の値を使用することができる。あるハードチョッピングデューティーサイクルには、ハードチョッピングデューティーサイクルの２倍からデユーティーサイクルの全期間の50％を引いたものに等しいソフトチョッピングデューティーサイクルにより、同じ正味の平均電圧が生じることに注意すべきである。この開示を見た当業者は、これらの代替の下降技術を実行することができる。上述の下降技術は、Ｔ_OFF点から大きな凸状即ち「曲線の角」になり、その結果ノイズが減少することが分かった。コントローラ40の下降の態様は、全てのモータ一トルクと速度の点において全ての制御モードで、ノイズと不所望の振動を減少させるのに有利である。しかし、高い回転速度では、回転子がその位相巻き線のＴ_OFF角に到達するのに従って、与えられた位相巻き線の電流をできるだけ迅速にゼロにし、負のトルクを生じるのを避けるのが好ましい。速度が増加すると、RAMPDOWN-GRADIENTはゼロになり、高速度で下降機能をなくし、コントローラが位相巻き線に対応するパワースイッチングデバイスをＴ_OFFで非導電性にし、巻き線に最大の-HDVC電圧をかけ、位相巻き線の電流をできるだけ迅速にゼロにする。本発明のシステムの１実施例では、下降回路は回転子速度が1450RPMより大きいと不能にされる。さらに、電流波形の制御された下降を与えることに加え、コントローラ40は、所望のピーク電流に到達した後の活動サイクルの間、位相巻き線電流の制御された上昇を行い、位相巻き線の有効な固定周波数チョッピング制御を行うことができる。上昇とピーク電流制御のため、コントローラ40により使用される基本的な方法は、図８Ａにフローチャートの形で示す。図８Ａを参照すると、活動サイクルの開始前に、コントローラは、活動サイクルのチョッピングパルスの最大幅を定義する活動サイクルの最大チョッピングパルスの持続時間をライン２’上の信号の関数として決める。１実施例では、このパラメータは、ソフトチョップパルス幅に対応する。同じ正味の平均電圧又は少し大きい正味電圧を、前述したHARD-RAMP-STARTデューティーサイクルのために選択したデューテイとして適用する。このような実施例では、PWM-SOFT-MAXデューティーサイクルパラメータは、HARD-RAMP-STARTデューティーサイクルの２倍から固定周波数期間の50％を引いたものに等しいと計算される。このPWM-SOFT-M AX値は、ステップ81で計算される。 HARD-RAMP-STARTに対応するPWM-SOFT-MAXの使用は、PWM-SOFT-MAXを求める角の計算を要しないので、システムの相対的な複雑さを減らすので有利である。しかし、ある用途では、異なる速度とトルクの組み合わせの適当なHARD-RAMP-STAR T値の展開について前述した方法を用いて、HARD-RAMP-STARTと独立にPWM-SOFT-M AXを求めることが好ましい。次の記述はHARD-RAMP-START値に対応するPWM-SOFT- MAX値に関連するが、PWM-SOFT-MAX値は別に求めることができ、HARD-RAMP-START 値はPWM-SOFT-MAX値から求めることができることに注意すべきである。ステップ81でPWM-SOFT-MAX値を求めた後、コントローラは、各位相巻き線についてその位相巻き線のＴ_ON位置に到達したかどうか求める。RPT3から導いた位置情報がその位相のＴ_ON位置に到達したことを示せば、コントローラ40は、点火信号を発生して、位相巻き線に対応する両方のパワースイッチングデバイスを導電状態にし、最大の+HDVCバス電圧をPWM-SOFT-MAXに対応する周波数で関連する位相巻き線にかける。以下に詳述するように、固定周波数チョッピングは、パルスサイクルの終わりに計数を始め最大値に到達し、再度計数を始めるカウンターの使用により実行される。CYCLE-COUNTと言われるこのカウンターの出力は、本発明のコントローラ4 0で使用され、安定な固定周波数のパルス幅変調を与える。いったんＴ_ON位置に到達し、両方のパワースイッチングデバイスが導電状態になると、２つのイベントの１つが起こるまで最大の+HDVC電力が関連する位相巻き線にかけられる。コントローラは、連続的に各位相巻き線（図４Ａ参照）の電流コンパレーター44の出力をモニターし、関連する位相巻き線の電流が所望の最大ピーク位相巻き線電流を定義するI_ref(DC)を超えるか求める。もし、位相電流がステップ84で求めた所望の最大値を超えれば、コントローラは、ステップ85で切替装置の１つを非導電状態にし、電流が導電性電力デバイスと適当なフライバックダイオードを通って自由に動くとき、ゆっくり減少するようにする。パワースイツチングデバイスは、ステップ86でサイクルカウンターを定義するカウンターがリセットされるまで、自由に動く状態である。カウンターがリセツトされると、両方のパワースイッチングデバイスは、ステップ83で再度同電状態にされ、制御サイクルが繰り返される。もし、位相電流が所望の最大値より小さければ、CYCLE-COUNTがPWM-SOFT-MAX のカウントを超えるまで、両方のパワースイッチングデバイスは導電性のままである。ステップ87で、CYCLE-COUNTがPWM-SOFT-MAXを超えると求められれば、ステップ85で、パワースイッチングデバイスは、自由に動く配置にされ、CYCLE-CO UNTカウンターがリセットされるまでその配置のままである。本発明のコントローラ40では、位相巻き線の電流がゼロから増加し始める時であるＴ_ONの直後に、与えられたCYCLE-COUNTの電流がI_ref(DC)値を超える前に、P WM-SOFT-MAXのカウントに到達する。従って、この上昇領域でPW-SOFT-MAXは、位相巻き線の電流が増加する速度を制限する機能を果たす。結局、位相巻き線の電流は、各CYCLE-COUNTについて、PWM-SOFT-MAXのカウントに到達する前に、位相電流がI_ref(DC)を超える点に到達する。さらに、Ｔ_ON位置から又は到達する少し前又はその後に、インダクタンスが増加するので、位相巻き線のインダクタンスが最大値に近づくにつれて、位相巻き線の電流がI_ref(DC)を超えるCYCLE-COUN Tの点は、PWMサイクルのスタートの近く（位相巻き線のインダクタンスは低い）から、PWM-SOFT-MAXの近くか過ぎた位置へシフトする。従って、動作において、位相巻き線に適用されるソフトチョッピングパルスの幅は、電流波形の上昇サイクルの間のPWM-SOFT-MAXにより定義されるデューティーサイクルから、位相のインダクタンスが低いとき(I_ref(DC)を制限する効果で)、より狭いデューティーサイクルに変化し、Ｔ_OFF点でPWM-SOFT-MAXに非常に近いデューティーサイクルに変化する。図８Ｂは、電流がI_ref(DC)を超えるまで、位相巻き線88の電流が一定のPWM-SOFT-MAXデューティーサイクルで増加することを示す。位相電流のRAMP-UPを制御する利点を与えるのに加えて、本発明のコントローラの活動サイクルの間の最大チョッピングデューティーサイクルの制限は、電流プログラムの不安定さの影響を受けない固定周波数チョッピング計画を可能にするので、有利である。当業者は、固定周波数コンバーターは、潜在的な電流プログラムの不安定さの影響を受け、その結果パルスがミス又はスキップされ、又はデューティーサイクルが突然変化し、固定周波数チョッピングが維持されなくなる場合があることを理解するであろう。この問題は良く理解され、例えば、Powe r of Electronics Specialist Conference(1989)に提示された、「Modeling and Analysis of Switching DC Converter and Constant Frequency Current Progr am Mode」に記述されている。この問題を解決するため、典型的な複雑なアナログ傾斜補償回路が使用される。本発明のコントローラは、ＰＷＭ−ＳＯＦＴ−ＭＡＸリミター及びコントローラ40によって行なわれた選択された切り替え戦略の使用により現在のプログラミングの不安定な状態の問題を解決する。特に、活動領域のチョッピングパルスが特定の最大デューティーサイクルに限定されるので、固定周波数チョッピングは、常に発生する。コントローラ40に採用された特定のスキームの使用は、所望の電流と実際の位相電流との間の相違を徐々に最小にすることを保証する。これは、ＰＷＭ−ＳＯＦＴ−ＭＡＸ値が固定周波数デューティーサイクルの５０％未満に設定されることを保証することによって低速で達成される。より大きなデューティーサイクルが要求されるより高速かつより高電流において、不安定な状態は、活動サイクルにおけるソフトチョッピングの使用により回避される。ソフトチョッピングスキームにおける電流の増加の変化率がフリーホイーリング中の電流減少に対する変化率よりも大きいので、このソフトチョッピングは、不安定な状態の問題を解決する。電流増加及び電流減少部分の傾斜における相違は、不安定な状態の問題を解決する。図８Ｃは、上述したＲＡＭＰ−ＵＰ及びＲＡＭＰ−ＤＯＷＮ制御機能の両方を実行するための例示的な回路素子を示す。一般に、図７Ｂは、ＤＯＷＮ−ＣＯＵＮＴＥＲ６８’の出力をその入力として受け取るマルチプレクサ８１、及びＰＷＭＳＯＦＴ−ＭＡＸ値に対応しているディジタル信号の追加を主に除き図６Ｃの回路素子に類似する。制御入力８２は、マルチプレクサ８１に対するどの入力がコンパレータ６６’のＢ入力に受け渡されるかを決定する。操作中、図示されていない回路素子は、８Ｃの回路素子に対応している位相巻線が活動サイクル（Ｔ_ON 位置に到達している回転子の検出によって定義される）にあるかどうかを検出する。活動サイクルが検出された場合、マルチプレクサ８１への入力８２は、ＰＷＭＳＯＦＴ−ＭＡＸ値がマルチプレクサ８１を通ってコンパレータ６６’のＢ入力に受け渡されるように設定される。それゆえに、この点からコンパレータは、ＰＷＭＳＯＦＴ−ＭＡＸ値によって定義される幅を有しているパルスを発生する。コンパレータ６６’の出力は、コンパレータ６６’の出力を、（ｉ）位相電流がIref(DC)に対応しているディジタル値に到達する点、または、（ｉｉ）ＰＷＭ−ＳＯＦＴ−ＭＡＸ値、の少ない方によって定義されるデューティーサイクルを有しているソフトチョッピングパルスに変換する、図示されていない、回路素子に供給されるであろう。Ｔ_OFF位置の検出によって反映されるように、一度活動サイクルが終了すると、マルチプレクサ８１への制御入力８２は、ダウンカウンタ６８’によって供給されたディジタル値がコンパレータ６６’のＢ入力へマルチプレクサ８１を通って受け渡されるように変化する。次いで、ＤＯＷＮ −ＣＯＵＴＥＲ６９’Ｔ_OFF位置が検出された後にだけイネーブルされるように適当なイネーブル信号がＤＯＷＮ−ＣＯＵＴＥＲ６９’に供給される。ＤＯＷＮ −ＣＯＵＴＥＲ６９’の起動により、図８Ｃの回路素子は、図６Ｃに関して先に説明したように位相電流をＲＡＭＰ−ＤＯＷＮにサーブする。図８Ｃの回路素子がＴ_OFF点におけるチョッピングデューティーサイクルまたはパルス幅を定義するためにＨＡＲＤ−ＲＡＭＰ−ＳＴＡＲＴ値を用いるときに、代替実施例ではＴ_OFFのちょっと前にチョッピングパルスが終了したサイクルカウントを検出し、かつＲＡＭＰ−ＤＯＷＮが開始するときにＨＡＲＤ−ＲＡＭＰ−ＳＴＡＲＴ値の代わりに用いる。活動サイクルにおいて最後の完全なチョッピングパルスが発生するときのサイクルカウントの検出は、簡単な回路素子を通して監視されかつＴ_OFFの前にＨＡＲＤ−ＲＡＭＰ−ＳＴＡＲＴ値としてロード（負荷）されうる。この回路素子の使用は、多少より複雑ではあるが、電源をオフにする前後に位相巻線に印加される最終的な平均電圧における変化がないことを確実にする。上述した内容は、固定周波数ハードチョッピング及びソフトチョッピング技術に一般的に向けられているが、当業者は、位相巻線に印加される電圧を制御するために他の切替戦略を採用することができるということを認識するであろう。そのような切替戦略は、固定オン−タイム又は固定オフ−タイム可変周波数技術、電圧ノッチング技術、等を含みうる。更に、代替実施例は、想像されて、当業者は、現行の実施例によって採用されている電圧制御戦略の代わりに電流制御技術を適用することができるということを認識するであろう。図９Ａ及び９Ｂは、上述したＲＡＭＰ−ＵＰ及びＲＡＭＰ−ＤＯＷＮ技術により及びそれによらずに動作しているモータに対する代表的な電流波形を示す。図９Ａは、電流がゼロ値から最大ピーク値まで領域８０において劇的に上昇する電流波形を一般に示す。次いで、チョッピングは、位相巻線に対するＴＵＲＮ−ＯＦＦ点が８２で到達するまで、ピーク位相電流を制御するために開始される。次いで、位相巻線に関連付けられた電源切替装置は、非導通状態になりかつ電流は、ゼロまで急峻に降下される。図９Ａの視点が示すように、不要な雑音及び振動を生成する傾向にある電流波形の先端及び終端の両方において突然の電流変化が存在する。図９Ｂは、本発明のＲＡＭＰ−ＵＰ及びＲＡＭＰ−ＤＯＷＮ技術が領域８０’のＴ_ON点の後に適用される電流波形を反映する。電流は、急激には増加しないが、最大ピーク電流値まで制御されて増加する。また、Ｔ_OFF点８２’の後に末端電流は、突然降下せずに、印加された電圧、位相巻線における電流における、及び磁束における突然の変化が低減されるようにゆっくりとした傾斜を描き、不要な雑音及び振動の低減を結果として生ずる。図９Ｂは、また、一つのＲＡＭＰＤＯＷＮ−ＧＲＡＤＩＥＮＴ値に対応している電流末端部分８４を示す。本発明の上記説明及び複数の実施例は、例示であり限定を目的とするものではない。本発明の範鴫及び精神から逸脱することなく多くの変形がここに開示された実施例に対してなされうる。例えば、上記説明は、特定の切替型リラクタンスモータシステム及び制御装置に向けられているが、本発明は、極数、極形状、一般的なレイアウトに係わりなくあらゆる形のリラクタンスマシーン、及び離散型ディジタルコンポーネント又はアナログ回路を介して構築されたコントローラを含むマシーンシステムに適用することができる。本発明は、特許請求の範囲の範鴫及び精神によってのみ限定されることを意図する。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＧＨ，ＨＵ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ【要約の続き】サイクルを計算する方法が提供される。リラクタンス機器の特定の動作状態に対する適当なデューティーサイクルに計算よって、加えられる正味の平均電圧を制御すると、電流の急な変化が減少することが分かった。この減少は磁束の急な変化を減少することと相関しており、音響ノイズの減少及び不所望の変動の減少を結果する。

Claims

【特許請求の範囲】１．リラクタンスマシーンの位相巻線の電流変化の速度を制御する方法であり、該位相巻線が電源切替装置によってＤＣ電圧のソースに接続されている、該方法であって、利用可能なDC電圧よりも少ない最大ネット平均電圧であり、前記位相巻線への適用に対する該最大ネット平均電圧を選択し、かつ回転子が固定子に対して所定の角位置に到達したときに前記位相巻線に前記最大ネット平均電圧を印加する段階を具備することを特徴とする方法。２．前記最大ネット平均電圧は、非線形な方法で前記回転子の角速度の関数として選択されることを特徴とする請求項１に記載の方法。３．前記最大ネット平均電圧は、非線形な方法で前記回転子の角速度における増加により増加することを特徴とする請求項１に記載の方法。４．前記マシーンの所望トルク出力の表示を受け取り、かつ前記マシーンの前記所望トルク出力の前記表示の関数として前記最大ネット平均電圧を選択する段階を更に具備することを特徴とする請求項１に記載の方法。５．位相巻線の電流を監視しかつ該位相巻線の電流の表示を所望ピーク位相電流の表示と比較し、前記回転子が第１の角位置に到達する点から前記位相電流の表示が所望ピーク位相電流の表示に到達する点まで前記位相巻線に前記最大ネット平均電圧を印加し、かつ（ｉ）所望のピーク電流のレベルにほぼ等しいレベルに前記位相電流を保持するために必要な前記ネット平均電圧、又は（ｉｉ）前記最大ネット平均電圧、の少ない方をその後の期間に対して適用する段階を更に具備することを特徴とする請求項１に記載の方法。６．前記回転子が前記固定子に関して所定の角位置に到達したときに前記位相巻線に前記最大ネット平均電圧を印加する段階は、前記位相巻線にパルス幅変調電圧信号を適用することによって達成され、前記パルス幅変調信号の前記ピーク電圧の大きさは、おおよそ利用可能なＤＣ電圧の大きさでありかつ前記パルス幅変調電圧の前記デューティーサイクルは、前記所望ネット電圧に対応していることを特徴とする請求項１に記載の方法。７．固定周波数チチョッピングの使用により電気機械の位相巻線の電流を制御する方法であって、隣接電圧パルスの間始の間の間隔が固定周波数デューティーサイクルを定義する前記モータに電圧パルスを印加するために固定チョッピング周波数を確立し、固定周波数デューティーサイクルよりも小さい所望の最大デューティーサイクルを選択し、固定周波数デューティーサイクルの開始で前記位相巻線に電圧を印加、（ｉ）所望ピーク電流値に到達する位相電流、または（ｉｉ）前記所望最大デューティーサイクルの終結の早いほうで前記位相巻線から電圧の印加を取り除く段階を具備することを特徴とする方法。８．前記電気機器は回転子を含み、前記所望の最大デューティーサイクルが前記回転子の角速度の関数として選択される請求項６記載の方法。９．前記装置が前記機器の所望のトルク出力の指示を受信し、前記所望の最大デューティ・サイクルが機器の所望のトルク出力の関数として選択される請求項７記載の方法。 10. 前記所望の最大デューティーサイクルが前記固定の周波数デューティ・サイクルの５０％未満である請求項６記載の方法。 11. 前記電気機器が切り換えリラクタンス（磁気抵抗）機器であり、前記位相捲線がＤＣバスを横切ってパワースイッチングデバイスに結合されており、前記位相捲線への電圧の印加を除去するステップが、前記パワースイッチングデバイスを作動して位相捲線をフリーホイール状態に置くステップからなる請求項６記載の方法。 12. 前記電気機器が切り換えリラクタンス機器であり、位相捲線がＤＣバスを横切ってパワースイッチングデバイス及びフライバックダイオードと結合されており、前記位相捲線へ電圧を印加するステップが、正のＤＣバス電圧が位相捲線に加えられる様にパワースイッチングデバイスを作動するステップを含み、前記位相捲線への電圧の印加を除去するステップが、負のＤＣバス電圧がフライバックダイオードを介して位相捲線に加えられる様にパワースイッチングデバイスを作動するステップからなる請求項６記載の方法。 13. 回転子及び位相捲線を有するリラクタンス機器を含む切り換えリラクタンス機器システムのノイズを減少する方法であり、位相電流が略ゼロアンペアの値から所望のピーク電流値に増加する期間中に機器内の磁束の変化の速度を制御するステップを含む前記方法。 14. 前記機器内の磁束の変化の速度が、前記規定された期間中に位相捲線に加えられる正味の平均電圧を制御することによって制御される請求項１３記載の方法。 15. 前記規定された期間中に加えられる正味の平均電圧が、機器の速度の関数として選択される請求項１４記載の方法。 16. 前記規定された期間中に加えられる正味の平均電圧が、機器の所望の出力トルクの関数として選択される請求項１４記載の方法。 17. 前記機器内の磁束の変化の速度が、前記規定された期間中に位相捲線の電流の変化の速度を制御することによって制御される請求項１３記載の方法。 18. リラクタンス機器システムの性能を向上する方法であり、このシステムが、回転子及びパワースイッチングデバイスを介してＤＣバスに結合する位相捲線を含み、ａ第１回転子角度位置及び第２回転子角度位置によって規定される期間中に位相捲線の電流を制御し、ｂ第２回転子角度位置によって規定される位置で、選択された正味の正の電圧を位相捲線に加え、ｃ位相捲線に加えられる正味の電圧の変化の速度が、第２回転子角度位置によって規定される位置で加えられる選択された正味の正電圧から予め達成されている電圧値に制御された仕方での遷移である様に、位相捲線に加えられる平均電圧を時間の関数で制御するステップを含む前記方法。 19. 前記予め設定されている電圧値が前記負のＤＣバスのものである請求項１８記載の方法。 20. 前記位相捲線に加えられる平均電圧を制御するステップが、正のＤＣバス電圧及び負のＤＣバス電圧を位相捲線に交互に加えるステップから成る請求項１８記載の方法。 21. 前記位相捲線に加えられる平均電圧を制御するステップが、（ｉ）正のＤＣバス電圧を位相捲線に加えること、（ii）位相捲線をフリーホイール構成にすることを交互に行うステップから成る請求項１８記載の方法。 22. 前記位相捲線に加えられる平均電圧を制御するステップが、（ｉ）負のＤＣバス電圧を位相捲線に加えること、（ii）位相捲線をフリーホイール構成にすることを交互に行うステップから成る請求項１８記載の方法。 23. 前記選択された正味の負の電圧が、機器の所望のトルク出力の関数として選択される請求項１８記載の方法。 24. リラクタンス機器システムの性能を向上する方法であり、前記機器システムが回転子及びパワースイッチングデバイスによって電圧バスに結合された位相捲線を含み、ａリラクタンス機器の動作パタメータの関数として選択された正味の平均電圧レベルを選択し、ｂ回転子が第１の予め設定された角度位置に到達する時、選択された正味の電圧を位相捲線に加え、ｃ位相捲線の電流をモニターし、その位相電流が所望のピーク電流値を越えた時に、位相捲線の電流を所望のピーク電流値の近くなる様に制御し、ｄ回転子が第２の予め設定された角度位置に到達する時、選択された正味の平均電圧を位相捲線に加え、ｅ正味の平均電圧が選択された電圧から予め設定された電圧レベルに制御された仕方で変化する様に、位相捲線に加えられる正味の平均電圧を制御するステップからなる方法。 25. 前記予め設定された電圧レベルが負の電圧バスのものである請求項２４記載の方法。 26. 位相捲線に加えられる正味の平均電圧が、選択された正味の平均電圧から予め設定された電圧レベルに、時間の線型関数として、変化する請求項２４記載の方法。 27. 選択された正味の平均電圧レベルが、機器の速度の関数として、選択される請求項２４記載の方法。 28. リラクタンス機器の位相捲線へのエネルギーの印加を制御する方法であり、前記機器が回転子及び少なくとも一つの位相捲線を有し、ａ第１の子め設定された回転子角度位置で始まり位相捲線の電流が所望のピーク電流値を越える時に終了する第１の電圧制御期間中に、位相捲線に加えられる電圧を制御し、ｂ位相捲線の電流が初めて所望のピーク電流値を越える位置によって規定され且つ回転子が第２の予め設定された角度位置に到達する時終了する電流制御期間中に、位相捲線の電流を所望のピーク電流値の近くにある様に制御し、ｃ回転子が第２の予め設定された角度位置に到達する時に開始し且つ位相捲線に加わる正味の平均電圧が予め設定された電圧レベルに成る時に終了する第２の電圧制御期間中に、位相捲線に加えられる電圧を制御するステップから成る前記方法。 29. 前記位相捲線に加わる正味の平均電圧が、一定の選択された正味の平均電圧レベルである請求項２８記載の方法。 30. 第２の電圧制御期間の開始時に前記位相捲線に加わる正味の平均電圧が、選択された正味の平均電圧レベルである請求項２９記載の方法。 31. 位相捲線がパワースイッチングデバイスによってＤＣバスに結合されており、予め設定した電圧レベルが負のＤＣバスのものであり、第２の電圧制御期間中に位相捲線に加わる正味の平均電圧が、選択された正味の平均電圧レベルから負のＤＣバスに、時間に関して線型に変化する、請求項３０記載の方法。