JP2000517065A

JP2000517065A - キャパシタンスマイクロメータ

Info

Publication number: JP2000517065A
Application number: JP11503962A
Authority: JP
Inventors: ヒックス、トーマス・ルドルフ
Original assignee: クイーンズゲート・インスツルメンツ・リミテッド
Priority date: 1997-06-18
Filing date: 1998-06-16
Publication date: 2000-12-19
Also published as: GB9712848D0; WO1998058230A1; AU8221898A; CN1229467A; EP0918977A1

Abstract

(57)【要約】広い周波数範囲にわたって低雑音レベルで変位を測定することができるキャパシタンスマイクロメータは、可変キャパシタンス(Cmic)を有し、キャパシタンスと共に発振器周波数が変化する可変発振器(JR1,L1,Cmic)と、同軸ケーブル(W)によってプローブに結合された弁別器(D)とを具備し、発振器が測定されるべき物体に隣接してプローブ(P)内に取付けられ、弁別器が、アナログ共振回路（図３）またはデジタル回路のいずれかによって供給される予め定められた周波数値と関連する発振器周波数を評価し、予め定められた周波数値は、発振器周波数シンボルを予め定められた量だけ遅延し、それを遅延されていない形態の発振器信号と乗算して、その値が発振器信号の周波数と関連して変化する（図６，７）電圧信号を生成する基準クロック信号によって供給される。発振器周波数信号はヘテロダイン装置によって周波数が減少されてもよく、また、弁別器は位相ロックループ装置に含まれていてもよい。プローブは種々の構成が可能である。

Description

【発明の詳細な説明】キャパシタンスマイクロメータ本発明は、可変キャパシタンストランスデューサに関し、とくに、限定されるものではないが、キャパシタンスマイクロメータに関する。小さい距離変化を測定する便利な方法は、キャパシタンスマイクロメータを使用することである。簡単な平行電極板キャパシタにおいて、キャパシタンスは次式によって求められる：Ｃ=εε₀Ａ／ｄ（１）ここで、εは電極板間の媒体の誘電率（比誘電率）であり、ε₀は自由空間の誘電率であり、Ａは電極板の面積であり、ｄは電極板間の距離である。Ａまたはｄを変化させるのに重要な変位を与え、その結果得られるキャパシタンス変化を測定する。一般に、キャパシタの電極板間の距離ｄを変化させることによって、高い感度が得られる。実際のキャパシタンスマイクロメータにおいて、キャパシタンスＣの測定方法は多数存在する。一般には、振幅が一定の交流電流をキャパシタを通って流し、それを横切って発生した結果的な電圧を測定することによってキャパシタのインピーダンスを測定する。電流Ｉがキャパシタ中を流れた場合、次式によって求められる電圧Ｖが発生する：Ｖ＝Ｉｄ／ｊωεε₀Ａ（２）したがって、電流Ｉを一定に維持した場合、Ｖはｄに直接比例する。すなわち、Ｖはｄの一次関数である。この技術は、文献（“The Nanopositioning Book” by Thomas Hicks and Paul Atherton,ISBN number 0 9539658 0 4）に詳細に記載されている。上述の技術は、測定された電圧がキャパシタンスマイクロメータの電極板間の距離の一次関数であるという利点があるが、多くの欠点が存在し、とくに、周波数応答特性が問題である。測定される変位ｄが急速に変化している場合、たとえば、急速に回転しているシャフトの高周波振動または離心率の測定を試みるとき、搬送波周波数ωも高くなければならない。したがって、適切な一定電流を発生させて、電圧Ｖを正確に測定することが困難になる。一般に、ωは２π×３０ｋＨｚ以下に制限され、振動周波数をせいぜいこのほぼ半分、すなわち１５ｋＨｚに制限する。この種の搬送波周波数に関して、マイクロメータキャパシタの公称キャパシタンスは、感知できるほどに大きい電流を発生させるように十分に高くなければならず、さもないと、電子ショット雑音によって正確度が制限される。１ピコファラド（ｐＦ）以下でも可能であるが、一般的な値は２乃至１０ｐＦである。これによって、直径が１０mmであり、ほぼ１００μｍの公称スペースを有する典型的なマイクロメータキャパシタ電極板が提供される。振動を監視するために、振動を発生している物品から比較的大きい公称距離のところで動作する小さい直径のセンサを有することが有効である。小さい直径によって空間分解能が高くなり、小さい直径のシャフト等を監視できるようになる。大きい公称スペースは、装置を配置し易くする。別のキャパシタンス測定方法は、キャパシタンスに発振器回路の周波数を決定させ、その後その周波数を測定することである。この技術は文献（“The ultra 〜micrometer；an application of the thermionic valve to the measurement of very small distances”,by R.Whiddington,in Phil.Mag.1920,Volume 40,pa ges 634-639）に記載されている。この文献に示されているマイクロメータキャパシタは、約１ＭＨｚで動作するインダクタンス・キャパシタンス（ＬＣ）発振器の一部分である。キャパシタ電極板間の距離を変えることによって、回路の共振周波数が変化する［ω₀＝（ＬＣ）^-1/2であるため］。この例において、周波数の変化は、固定した周波数で動作する別の発振器の出力と発振器の出力とをビートし、生成されたトーンをラウドスピーカを介して聞くことによって検出された。距離の変化により、トーンが変化される。ビートによって生成された“音符 ”は、固定した基準トーンと比較され、それによって非常に小さいギャップの変化の検出が可能になる。フランス国特許出願第2334089号明細書には、クラップ(Clapp)発振器に接続された可変キャパシタンスダイオードを含み、それによって振動の周波数はこのダイオードのキャパシタンスおよびインダクタンスと並列のマイクロメータキャパシタンスの変化にしたがって変化するキャパシタンスマイクロメータが記載されている。発振器の出力は、振動の周波数を周波数に比例する値の電圧に変換する変換器に供給される。文献（Rev．Sci．Instrum．54(5)，May 1983 pages 552 “Accurate in situ Measurement of Near-Surface Volume Dilatation in Radi ated Silica through Capacitance Monitoring of Counterlever deflection”, Norris et al,）の図２には、クラップ発振器に含まれ、可変振動出力信号をバッファ増幅器およびカウンタに供給する可変キャパシタンス装置が示されている。カウンタは、正確な周波数決定手段であるが、要求される分解能を与えるのに十分なパルスをカウントする時間をとらなければならないため、本質的に遅い。本発明の目的は、従来技術の問題を克服し、かつ、低い雑音レベルで広い周波数範囲にわたって変位を測定できる改良されたキャパシタンスマイクロメータを提供することである。本発明の第１の特徴によると、発振器出力周波数を変化させる可変キャパシタンス手段を含む可変発振手段と、予め定められた周波数値と関連して発振器周波数を評価する手段を含み発振器出力信号に応答して発振器出力信号の周波数に関連してその値が変化する出力電圧信号を出力する弁別手段とを含む可変キャパシタンストランスデューサが提供される。本発明の第２の特徴によると、本発明は、プローブを設け、キャパシタンスを含みその周波数がキャパシタンスと共に変化する発振器からの可変周波数を与えることによって物体とプローブとの間のキャパシタンスを測定し、予め定められた周波数値と関連して可変周波数を評価することによって可変周波数を電圧信号に変換する物体の所望のパラメータの測定方法を提供する。本発明のさらに別の特徴によると、本発明は、インダクタンスと直列の可変キャパシタンス手段を含み、これによってクラップ発振器の発振周波数を決定し発振器周波数がキャパシタンス手段のキャパシタンスの変化と共に変化するクラップ発振器と、発振器周波数に応答して発振器周波数の周波数に関連してその値が変化する出力電圧信号を出力する弁別手段とを含んでいる可変キャパシタンストランスデューサを提供する。本発明によると、前記出力信号は、前記可変キャパシタンスの値の直接的な尺度を提供する。これによって、はるかに高い感度の測定システムが実現する。出力信号手段は、任意の適切な手段、たとえば周波数弁別器、または基準クロック信号と比較するための位相比較器を含んでいてもよい。中間信号とその遅延された形態のものとを乗算し、その大きさが中間周波数に比例する乗算された信号の直流成分を出力信号として使用する手段を備えた位相弁別器が設けられることが好ましい。この弁別器は、そのクロックが本質的に非常に安定している水晶制御発振器によりデジタル的に構成されることが好ましい。さらに、局部発振器は、非常に迅速な応答特性を有する本質的に非常に安定しているデジタル周波数シンセサイザであることが好ましい。クラップ発振器、トンネルダイオード発振器、および共振空洞または伝送ライン発振器が含む多数のよく知られた発振器を使用して、発振器出力信号を生成してもよい。ほぼ２００ＭＨｚの可変発振器の通常の動作周波数に関して、問題が生じる可能性がある。これは回路の安定性に対して非常に高い要求を課すものであり、それ故、本発明にしたがって、可変発振器の出力信号を“局部発振器”の固定周波数と混合し、好ましくは１０ＭＨｚ程度の中間周波数を生成することが好ましい。以上から、本発明の別の特徴にしたがって、発振器出力信号周波数を変化させる可変キャパシタンス手段を含む可変発振手段と、発振器出力信号と混合して、中間周波数信号を生成するための信号を発生する局部発振手段と、中間周波数信号に応答して、中間周波数信号の周波数に関連してその値が変化する出力電圧信号を出力する弁別手段とを備えた可変キャパシタンストランスデューサが提供される。可変キャパシタンスは、物体に隣接して位置された単一の電極を含んでいてもよく、物体のパラメータ、たとえばその位置が測定される。その代わりに、可変キャパシタンスは、平行な電極板キャパシタであってもよい。キャパシタの電極板間の相対運動が、キャパシタのキャパシタンスの変化を生じさせる。しかしながら、いくつかの適用では、その代わりに、電極板または誘電体の相対面積を変化させることが望ましい場合もある。キャパシタンスマイクロメータは、測定された変数がキャパシタンスを変化させ、このキャパシタンスが監視されることのできる周波数出力に変えられるトランスデューサの形態であることが認識されるであろう。同様に、同じ技術によって距離以外の変数を測定することが可能である。たとえば、誘電体の変化もまたキャパシタンスを変化させる。したがって、液体の変化は同じトランスデューサ技術を適用できる。一般的に、キャパシタは通常、可変キャパシタがハウジングの先端に位置される形態で円筒形ハウジングの形状のプローブ装置に収容されている。さらに、信号処理回路がプローブ装置中に含まれ、とくにインダクタがキャパシタと共に発振のための共振回路を形成する。一般に、プローブ装置は回転している機械の離心率を測定するために使用されるため、動作温度が大きく変化する可能性がある。したがって、低い雑音レベルで広い周波数範囲にわたって変位を測定するという本発明の目的を達成するために、温度変化のために生じるキャパシタンスの変化を消去するか、或は少なくとも減少させる装置を設けることが望ましい。したがって、本発明の別の特徴において、測定されるべき物体と共に可変キャパシタンスを形成するために一方の端部にキャパシタ装置を有する本体を含んでいるプローブとして形成され、共振回路を形成するために本体内に取付けられたインダクタに接続されており、使用中に受ける温度差に対して、インダクタのインダクタンスの変化がキャパシタンス装置のキャパシタンスの変化によって補償されるように、インダクタのディメンションおよびキャパシタ装置およびインダクタを形成している材料の少なくとも一方が選択される可変キャパシタンストランスデューサが提供される。その代わりに、本発明のさらに別の特徴において、温度変化の大きな要因であるインダクタは本質的に温度変化の下で安定している構造を有し、とくに、方形らせん形態が好ましい基板上の平坦なコイルとして形成される。したがって、本発明のさらに別の特徴において、測定されるべき物体と共に可変キャパシタンスを形成するためにプローブの一方の端部に形成されたキャパシタンス装置を含んでいるプローブとして形成された可変キャパシタンストランスデューサが提供され、キャパシタ装置は共振回路を形成するようにプローブ装置内に取付けられたインダクタに接続され、インダクタはらせんの形態で基板上に取付けられた平坦なコイルを含んでいる。インダクタおよび可変キャパシタンスによって形成された共振回路は、好ましくはクラップ発振器である発振回路に接続され、漂遊キャパシタンス等が最小に減少されることを確実にするために、全ての素子がプローブ装置ハウジング内に取付けられていることが好ましい。さらに、本発明によると、電力は同軸ケーブルを介してプローブ装置に供給され、同軸ケーブルの中心導体は電力をプローブ装置に伝達すると共に、発振器によって出力された可変周波数信号を伝送するために使用される。したがって、電力はインピーダンス整合装置によって同軸ケーブルの遠隔端部で供給され、このインピーダンス整合装置は、発振器の可変周波数を表す電圧信号が得られる負荷として機能する。これによって、非常に便利で雑音に耐える装置が提供される。したがって、本発明のさらに別の特徴において、プローブ本体と、本体の一方の端部に形成された可変キャパシタンス手段と、プローブ本体内に形成された発振器回路と、プローブに結合されたケーブルと、同軸ケーブルの遠隔端部に配置されたインピーダンス整合装置とを含んでいるプローブ装置として形成された可変キャパシタンストランスデューサが提供され、可変キャパシタンス手段が測定されるべき物体と共同し、発振器回路が可変キャパシタと共に共振回路を形成するインダクタンスを含み、ケーブルが電力を発振器回路に供給する導体を有し、また同じ導体によって発振器から可変周波数信号を伝送し、インピーダンス整合装置が電力を同軸ケーブルに供給し、可変周波数信号を表す電圧信号を供給する。図面の簡単な説明以下、例示による説明および添付図面に記載されている本発明を種々の方法で実施することができる。図１は、本発明の可変キャパシタンストランスデューサにおける使用に適した発振器回路を示す。図２は、図１の発振器の出力周波数をトランスデューサ電極板間隔の関数として示す。図３は、本発明の可変キャパシタンストランスデューサの第１の実施形態において使用される共振弁別器を示す。図４は、弁別器回路の電圧応答特性を、弁別器回路の入力周波数の関数として示す。図５は、可変キャパシタンストランスデューサのブロック図を示す。図６は、共振弁別器回路の出力を、発振器におけるトランスデューサの電極板間隔の関数として示す。図７は、本発明の可変キャパシタンストランスデューサの第２の実施形態であるデジタル形態の弁別器のブロック図である。図８は、図７の弁別器回路のデジタル位相ロックループのさらに詳細なブロック図である。図９および１０は、本発明の可変キャパシタンストランスデューサを含む円筒形プローブの互いに９０°異なる角度で見たときの断面図である。図１１乃至１５は、プローブ、ならびにこの中で使用されるインダクタおよびキャパシタの種々の構成を示す。図１６は、プローブにおいて使用されるインダクタおよびエンドキャパシタンス電極の好ましい形態の概略図である。好ましい実施形態の説明図１を参照すると、発振器回路が示されている。トランジスタＴＲ１はＢＦＹ 90または他の任意の適当な小信号ｖｈｆトランジスタであり、そのベースが２つの抵抗Ｒ1とＲ2の間に接続されている。抵抗Ｒ1およびＲ2は、抵抗Ｒ6を介して供給導体＋Ｖccと接地端子との間に接続されている。このようにしてトランジスタＴＲ１のベースを接続することによって、トランジスタがバイアスされる。キャパシタＣ1は、抵抗Ｒ2と並列に接地端子に接続されており、それによってトランジスタＴＲ１のベースを減結合する。トランジスタＴＲ１のコレクタは、負荷抵抗Ｒ3およびＲ6を介して供給電源＋Ｖccに接続されている。コレクタはまた、直列に結合されたキャパシタＣmicおよびインダクタＬ1から構成されている共振回路を介して接地電位に接続されている。共振回路へのフィードバックは、２個の直列接続されたキャパシタＣ2およびＣ3によって行われ、これらキャパシタはトランジスタＴＲ１のコレクタと接地端子との間において共振回路と並列に接続されている。トランジスタＴＲ１のエミッタは、別の抵抗Ｒ5を介して接地端子に接続されている。フィードバックを完全なものにし、振動を維持するために、トランジスタエミッタと２個のキャパシタＣ2およびＣ3との間に別の抵抗Ｒ4が接続されている。図１に示されているように、発振器回路は、プローブ装置Ｐ（点線で示されている）内に取付けられている。電力は、同軸ケーブルＷの中心導体Ｗ1によって発振器に伝達される。ケーブルの外部編組線は、示されているようにプローブで接地されており、かつ、さらに弁別器回路Ｄにおいてケーブルの遠隔端部が接地されている。発振器の出力は、同軸ケーブルの中心導体に沿って弁別器に伝送される。このようにして、弁別器とプローブは、長さが数メートルであってもよい同軸ケーブルＷによって接続されている。プローブ用の電力は、弁別器電力供給ライン＋Ｖccから抵抗Ｒ6を介してこのラインにより供給される。抵抗Ｒ6の値は同軸ラインのインピーダンスに一致するように選択され、一般に５０乃至１００オームであってよい。上述されたプローブ発振器は、１００ＭＨｚ乃至１ＧＨｚが可能だが、一般的にほぼ２００ＭＨｚの振動電流を供給電流上に重畳する。この振動電流は、抵抗Ｒ6によって電圧に変換され、弁別器回路に送られる。キャパシタＣ4は、直流供給電圧を阻止する。説明されているように、導電ターゲットからの距離の変化によって生じたＣmicの値の変化は、発振器周波数を変化させ、この変化が弁別器によって機械的変位の尺度に変換される。図１の回路は、一般にクラップ発振器と呼ばれている。この発振器の形態は、共振周波数が主としてただ１つのキャパシタＣmicと、インダクタＬ1とによって決定されるので好ましい。共振周波数は、他の部品の値によって大きい影響を受ける。キャパシタＣmicは、２個の導電電極板を含むマイクロメータキャパシタであり、これらの電極板の一方が距離を測定されるターゲットであり、他方が一般にシステム中の別の部品の材料に類似した材料から形成されている。適切な物質は、Ｚｅｒｏｄｕｒ（商標名）上にパターン化されたアルミニウム、銅、インバー（商標名）および金である。プローブ電極板は一般に直径が１ｍｍであり、ターゲットから１ｍｍの公称間隔で使用される。測定されるべき変位は、一般にマイクロメータ電極板の間隔を０．５乃至１．５ｍｍの範囲で変化させる。上記に提案されたディメンションを使用すると、Ｃmicのキャパシタンスは、ほぼ７ｆＦであるが、一般にこれと並列の０．９ｐＦ程度の漂遊キャパシタンスが生じる。図２は、上述された公称ディメンションを使用して出力周波数をキャパシタ電極板のギャップの関数として示す。一定の０．９ｐＦと見なされた漂遊キャパシタンスが含まれている。示されているように、出力電圧の周波数はほぼ２００Ｍ Hzであり、装置の感度はほぼ１Ｈｚ．ｍｍ^-1である。しかしながら、周波数変化は、キャパシタ電極板間隔の１次関数ではないことが認められる。図３は、共振弁別器を示す。この弁別器は、接地導体に関して入力電圧Ｖinを受取る受動回路である。入力電圧は、図１の発振器の出力電圧Ｖoutから発生されるが、適切に増幅されバッファされる。この弁別器は、その入力と直列の抵抗Ｒ6を含んでいる。入力電圧導体上の抵抗Ｒ6と接地導体との間には、キャパシタC4と直列のインダクタＬ4が接続されている。このキャパシタＣ4およびインダクタＬ4は、キャパシタＣ4の電極板間隔が固定された状態にされている以外、発振器回路のＬ1およびＣmicと同様に構成される。別のキャパシタＣ5は、これら２つの素子と並列に接続されている。キャパシタＣ5は、図１の発振器中の直列接続されたキャパシタンスＣ2およびＣ3 の温度係数を整合させることを助けるが、これは重要ではない。素子Ｒ6，Ｃ4，Ｌ4およびＣ5は一緒に共振回路を形成する。この回路の出力は、ダイオードＤ1によって整流されるｖｈｆ信号である。抵抗Ｒ8およびキャパシタＣ6は、整流されたｖｈｆ信号を平滑にするために出力電圧導体と接地端子との間に接続されている。抵抗Ｒ8およびキャパシタＣ6の代表的な時定数（ＲＣ）はほぼ３μ秒であり、それによって、このようにして復調された信号に対して直流乃至５０ｋＨｚの周波数応答が得られる。図４は、上記に引用された値およびｖｈｆ入力を使用して図３の共振弁別器の周波数応答特性を示す。示されているように、入力周波数が１９９ＭＨｚから２００ＭＨｚを少し越えた範囲で変化するとき、電圧が急速に上昇する。インダクタンスおよび漂遊キャパシタンスの温度ドリフトが消去されるように、弁別器におけるＬ4およびＣ4がＬ1およびＣmicと確実に類似させることが有効である。すなわち、周波数中の温度により誘起されたドリフトは、弁別器動作周波数の対応したドリフトによって相殺されることとなる。図５は、図１の発振器と図３の共振弁別器とを使用して構成されたキャパシタンスマイクロメータのブロック図を示す。キャパシタンスマイクロメータ10は、調節された直流電圧源＋Ｖccである入力を受取る。発振器20の出力はｖｈｆ信号であり、ｖｈｆ演算増幅器30によって増幅されバッファされる。演算増幅器30の出力は、図４に示されているように入力信号の周波数に関連して直流出力電圧を発生する共振弁別器40に接続される。上述された発振器と共振弁別器との組合せを使用することによって、本発明のこの実施形態のマイクロメータは、直流乃至５０ｋＨｚ以上の範囲の周波数で変位を測定でき、それと共に直径が１ｍｍのセンサおよび１ｍｍの公称間隔を使用したとき、雑音レベルは１ｎｍ．Ｈｚ^-1/2を越えない。これは、７ツェプト(zep to)ファラド（７ｚＦ）の分解能で７フェモファラド（７ｆＦ）の公称キャパシタンスに対応する。発振器20と弁別器40の応答曲線を組合わせることによって、直流出力電圧／キャパシタＣmicの電極板間隔のグラフが得られる。これは図６に示されている。しかしながら、図６のほぼＳ字形の出力電圧／キャパシタＣmic電極板間隔曲線を平坦にすることによって、本発明の装置をさらに改善することができる。これは、デジタル信号プロセッサを使用して都合よく行われる。上述された性能基準により、１００ｋＨｚでサンプリングをする１６ビットのアナログデジタル変換器が好ましい。これによって、５０ｋＨｚの周波数応答が得られ、分解能はほぼ６５，０００分の１である。上述の１ｎｍ．Ｈｚ^-1/2の雑音レベルは、０乃至５０ｋＨｚの範囲にわたって２２３ｎｍに変換される。アナログデジタル変換器は、１ｍｍの範囲に対して１６ビットの分解能を有し、１５ｎｍの分解能に変換する。したがって、システムはアナログデジタル変換によって制限されない。出力電圧がデジタル化されると、変位を求めるために、これに次式で表される線形化べき級数を適用することができる：ｄ＝ａ₀＋ａ₁Ｖ＋ａ₂Ｖ²＋ａ₃Ｖ³＋ａ₄Ｖ⁴＋… （３）係数ａ₀，ａ₁，ａ₂…は、レーザ干渉計に対するマイクロメータの較正によって決定される。この点において、図６に示されている非線形の電圧／マイクロメータ電極板間隔は有効であり、多数の適用に適切な正確度を提供する可能性がある。しかしながら、最高の正確度による測定には、出力を線形化することが好ましい。本発明は、もちろん多数の形態で実現できる。クラップ発振器は、トンネルダイオード発振器または共振空洞発振器のような使用可能な多数の異なる発振器の１つに過ぎない。共振空洞発振器を使用した場合、キャパシタンスマイクロメータの一般的な動作原理は同じであるが、共振弁別器ではなく別の共振空洞を使用するほうが都合がよい。図１乃至６を参照して上述された装置の動作は満足できるものであり、また、これらの装置は、周波数ドリフトに関して発振器を追跡し、それによって温度変化を補償する利点を有するが、弁別器の共振回路は、発振器の公称周波数と少しだけ異なった周波数に正確に同調されなければならない。これを安定した方法で行うのは困難である。この弁別器を同調するには、ドリフトできる可変キャパシタまたはインダクタが必要である。要求される安定性のアイディアを得るために、公称動作周波数がほぼ２００ＭＨｚであり、１ｍｍの全変位範囲に対して１ＭＨｚだけ変化する場合を検討する。全動作範囲に対して同調するために２００分の１の変化が要求され、これは高感度な微調節である。２００ＭＨｚの信号と“局部発振器”の固定した周波数とを混合して、ほぼ１０ＭＨｚの中間周波数を生成することによって、設定を容易にすることができる。１０ＭＨｚの中間周波数は依然１ｍｍの機械的変位ごとに１ＭＨｚだけ変化することとなり、それによって全範囲は１０分の１の変化を表わす。この調節はそれ程敏感ではない。固定した周波数弁別器を（可変素子なしに）使用し、局部発振器を同調して補正中間周波数を生成することによって、安定性をさらに改良することができる。局部発振器は水晶発振器に基づいた周波数シンセサイザでもよく、したがって非常に安定している。このようにして、低い中間周波数に信号を混合して下方変換することにより、設定および安定性において利点が生じる。本発明の第２の実施形態によると、性質がデジタルであり、また水晶制御ＲＦシンセサイザを局部発振器として使用し、かつデジタル位相ロックループ（ＤＰＬＬ）を周波数検出器として使用して、付加的なドリフトを生ぜずに広い範囲の入力周波数にわたって動作できるデジタル弁別器が提供される。このＤＰＬＬは、直接デジタルシンセサイザ（ＤＤＳ）を入力ＦＭ信号にロックするために位相検出器を使用する閉ループフィードバック方式である。したがって、ＤＤＳへの制御入力が入力周波数の尺度である。位相検出器およびＤＤＳは、システムの正確度を決定する。ＤＤＳはデジタル周波数制御により非常に安定した正弦波を生成するために使用されることができるため、システムの正確度は位相検出器に依存する。デジタル位相ロックループの利点は、入力信号の振幅変化を受けず、その閉ループ性質のためにその正確度が位相検出器によってのみ制限されることである。それは、部品素子の値の変化、温度変化および電力供給源の変化の影響を受けない。図７は、代表的な周波数が記入されたデジタル弁別器システムのブロック図を示している。この実施形態におけるプローブ70は上述されたクラップ発振器回路を含み、この回路は、一般に１ＭＨｚ・ｍｍ^-1の変位により変化する２００ＭＨｚの代表的な公称周波数を有している。第１のミキサ72において、これは、水晶制御ＲＦシンセサイザ74からの固定周波数と結合される。ブロック76において、このシンセサイザからの周波数がプローブ周波数より１０ＭＨｚ高いようにデジタル的に設定されることができる。デジタルであるため、設定値はドリフトするはずがなく、安定性はシンセサイザを制御するために使用される水晶によって決定される。第１のミキサからの出力は、プローブの中心周波数が何であっても１０ＭＨｚの中間周波数信号である。一般に、この信号は、プローブに応じて１ＭＨｚ．ｍｍ^-1/2 の変位により変化する。その代わりに、プログラム可能な分割器を使用して、２００ＭＨｚの信号を１０ＭＨｚに分割して低下することができる。これは、デジタル安定性を保持する簡単な方法であるが、変位の変化による周波数変化もまた分割されるために感度が失われる。しかしながら、ＤＰＬＬによって導入される雑音が非常に低いので、感度の損失は必ずしも問題にはならず、プローブの全体的な信号対雑音比はそれ程影響を受けない。１０ＭＨｚの中間周波数は、一般に入力周波数を表す１４ビットのワードを生成するＤＰＬＬブロック78に送られる。以下に説明するように、ワード更新速度は４ＭＨｚである。ＤＰＬＬ78からの出力ワードはプローブ周波数を表しているが、関係は線形ではない。この出力を線形化するために、線形化関数が適用されなければならない。これは、通常消去可能でプログラム可能な読出し専用メモリ（ＥＰＲＯＭ）に記憶されたルックアップテーブル80によって行われる。ルックアップテーブルの値は、たとえばレーザ干渉計等の標準的な測定装置に対してプローブ変位を直接較正することによって決定される。その代わりに、デジタル信号プロセッサおよび式３のような線形化アルゴリズムを使用することができる。ルックアップテーブル80の後、ワードのストリームは、プローブの変位の直接的な１次関数である。４ＭＨｚの更新速度は、原則的に２ＭＨｚまでの機械的な変位周波数（ナイキスト周波数）が提供されることが可能なことを意味する。しかしながら、実際にはＤＰＬＬの周波数応答特性は実際の周波数応答特性をほぼ１２５ｋＨｚに制限し、したがって４ＭＨｚの信号を１２５ｋＨｚに濾波してシステム雑音を制限することが賢明である。これは、示されているようにデジタルフィルタ82により行われ、このフィルタは、たとえば３次の有限インパルス応答（ＦＩＲ）ベッセル・フィルタであってもよい。明らかに、別のフィルタ関数が実施されることができる。その後、ブロック84において、記録コンピュータ（図には示されていない）とのインターフェースを簡単にするために、濾波されたワードストリームが２５０ｋＨｚにデシメートされると都合がよい。その代わりに、４ＭＨｚのデジタル情報がデジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）88に供給され、その後アナログフィルタ89で濾波されることができる。これは、機械的な変位に比例した電圧を生成する。図８には、ＤＰＬＬブロック78が拡大されて示されている。１０ＭＨｚの中間周波数は、第２のミキサ90において直接デジタルシンセサイザ（ＤＤＳ）92の出力と混合される。ＤＤＳは正弦波出力を生成し、その周波数は供給されたデジタルワードに依存する。したがって、その関数は、第１の局部発振器として使用された周波数シンセサイザのものに類似している。違いは、動作周波数の組織(reg ime)が異なっており、またＤＤＳか非常に敏捷に周波数を変化できることである、すなわち、それが入力デジタルワードによりほとんど瞬間的に出力周波数を変化させることである。ＤＰＬＬの目的は、中間周波数がプローブ変位変化のために変化したときでさえ、ＤＤＳの出力を１０ＭＨｚの中間周波数より低い１ＭＨｚに維持することである。公称ＤＤＳ周波数は９ＭＨｚとなる。以下に説明するように、位相検出器100において遅延を適切に選択することによって、１ＭＨｚ以外の差周波数を選択することができる。ミキサ90からの出力は、１ＭＨｚの差周波数における正弦波プラス周波数の和、すなわち１１ＭＨｚの正弦波である。１１ＭＨｚの信号は重要ではなく、４ＭＨｚのローパスアナログフィルタ94によって濾波される。４ＭＨｚのカットオフ周波数は、１ＭＨｚ成分の位相を不適切にシフトせずに１１ＭＨｚ成分を適切に排除する。次にフィルタ94の１ＭＨｚの出力がサンプリングされ、アナログデジタル変換器（ＡＤＣ）96によってデジタル化される。本発明のこの実施形態において、サンプリング速度は、水晶制御クロックによって発生された１６ＭＨｚであり、ビットの数は１０である。次に、デジタル化された信号が位相検出器100に送られる。この位相検出器100は、固定された時間遅延素子102とデジタル乗算器104とを含んでいる。位相検出器の目的は、入力周波数が１ＭＨｚであるときにゼロ出力を与え、入力周波数が１ＭＨｚより上のときに正の出力を与え、また入力周波数が１ＭＨｚより下のときに負の出力を与えることである。それ自身時間遅延されたものと乗算された正弦波を検討する：ここで、Ｎ₀は、角周波数ωの入力正弦波の振幅を表わす。第１の項は、２倍の入力周波数で（more of this later）位相シフトされた信号であり、第２の項は、入力角周波数ωと時間遅延ｔ_delayとに依存した直流成分である。この所望の成分は、次の場合にゼロになる：またはここで、ｎは整数である。１ＭＨｚでゼロ出力を得るために、ｔ_delayは２５０ｎｓ（ｎ＝１）となる。信号は１６ＭＨｚでデジタル化されており、したがって２５０ｎｓが４個のサンプルを表すので、正確な２５０ｎｓの遅延が容易に達成されることに注意されたい。したがって、１６ＭＨｚのサンプリング周波数でクロックされる４個のサンプル長のシフトレジスタは、一致した正確な遅延を与える。出力直流成分がゼロである入力周波数は、入力信号の振幅Ｎ₀から独立していることに注意されたい。したがって、位相検出器の性能は、水晶制御されている１６ＭＨｚのクロック発振器98の安定性だけに依存し、このクロックは実際に非常に安定していることができる。周波数が１ＭＨｚより少し高い場合、ω・ｔ_delayはπ／２より高いビットとなり、ｃｏｓ（ω・ｔ_delay）は負になる。式６の適切な余弦の項は、結果が要求された正の直流成分であるために負である。同様に、１ＭＨｚより低い周波数は、負の直流出力を発生させることとなる。ＤＰＬＬの目的は、第２のミキサ90の出力を１ＭＨｚに維持することである。位相検出器100の出力は、累算器106に送られる。所定のクロックサイクルにおける累算器の出力は、その前の出力を現在の入力に加算することによって決定され、このようにして、その入力信号を積分する。累算器に対する入力がゼロである場合、その出力はある値で一定となり、その値は、スイッチオン時においてはゼロである。その入力が正ならば、その出力は傾斜を有して上昇し、同様にその入力が負ならば、その出力は傾斜を有して下降することとなる。ブロック108，1 10，112を一時無視すると、累算器の出力はＤＤＳ92の周波数を制御するために使用される。したがって、ＤＤＳの出力周波数は、累算器に対する入力がゼロになるまで、すなわち、位相検出器100の出力がゼロになるまで変化する。示されているように、これは、ＤＤＳの出力周波数がＤＰＬＬの入力周波数から１ＭＨｚ異なっている場合に発生する。したがって、ＤＤＳに対するデジタル入力は、ＤＰＬＬ入力周波数の尺度である。１ＭＨｚのオフセットは、入力数に関する単なる一定したオフセットであり、それが測定される(calibrate)。図６は、位相検出器の出力が入力周波数の２倍の周波数、すなわち２ＭＨｚの正弦波成分も含んでいることを示す。この成分は、累算器出力上に所望しないリップルとして現れる。このリップルは、ブロック108において４ＭＨｚで波形を再度サンプリングし、ブロック110で１周期だけ信号を遅延し、ブロック112において遅延された信号を現在の信号に加算することによって除去される。このようにして、２ＭＨｚの成分が取り除かれ、所望の直流成分だけを残す。これは、ブロック108，110，112によって行われる。その代わりに、ローパスＦＩＲフィルタを使用することができる。再び図１を参照すると、プローブ装置には発振器および可変キャパシタトランスデューサ装置が取付けられており、そのプローブの物理的な形態が図９および１０に示されており、ここにおいて、図１のインダクタＬ1はコイル120を含んでいる。これは、機械加工可能なガラスセラミックMacor(Corning社の登録商標)が都合がよい絶縁巻枠122上に巻かれている。別の材料も使用でき、とくに溶融されたシリカや、あるいは低熱ドリフト用に対しては熱膨張率の低いガラスセラミック（たとえば、商標名zerodur）を使用することができる。コア材料は、インダクタのＱを減少しないように低い高周波損失の材料である。コイルのワイヤ端部は露出され、感知キャパシタ電極として使用される先端124を形成する。その代わり、大きい感度のために、別の大きい電極（示されていない）がこれに取付けられてもよい。端部キャップ126は、限られたスペース中での感知を可能にするように本体より狭い幅である。ワイヤ先端124は絶縁管128によって本体の狭い部分から絶縁されており、この絶縁管128はやはりMacor（商標名）であることが都合がよいか、溶融シリカ、zerodurまたはＰＴＦＥのような別の材料でもよい。材料は、共振回路に対して高いＱを維持するように低い誘電体損失を有していることが重要である。プローブの本体はステンレス鋼管130であるが、アルミニウムまたは真鍮のような別の材料を使用することもできる。コイルコアは、印刷回路板134を収容するように半シリンダ132に機械加工され、この回路板134上に、図１の回路の残りの素子が取付けられる。円筒型本体130の端部は同軸コネクタ136を収容し、この同軸コネクタが電力をブローブに伝達し、また信号を弁別器に送る。プローブの発振周波数は、コイル120のインダクタンス、コイルとハウジングとの間の漂遊キャパシタンス（Ｃ_coil）、プローブ先端の漂遊キャパシタンス（Ｃ_tip）、および、もちろん先端とターゲットとの間のキャパシタンス（Ｃ_min）に依存する。実際に、漂遊キャパシタンスは、キャパシタンス効果(contributio n)を抑制する。発振周波数は、次式によって求められる：ここで、Ｌはコイルのインダクタンスである。温度が上昇すると、コイルは膨張し、それによってそのインダクタンスが増加する。これは、発振周波数を減少させることとなる。実効コイルキャパシタンスは、次式によって求められることが立証できる：ここで、ε_airはコイルとハウジングとの間の媒体（一般に、空気）の誘電率であり、１_coilはコイルの長さであり、ｒ_houseはハウジング管の内径であり、ｒ_c _oil はコイルの外径である。またここで、ε_insは先端絶縁体の誘電率であり、ｒ_capは端部キャップの半径であり、ｌ_tipは先端の長さであり、ｒ_tipはワイヤ端部の半径である。ハウジングの材料が、コイル巻枠より大きい熱膨張係数を有するように選択された場合、最後の式の分母は、温度の上昇と共に、分子より速く増加されることができる。したがって、このキャパシタンス項は温度と共に減少され、それによってインダクタンスの増加とのバランスが取られる。同様に、Ｃ_tipが温度の増加と共に減少され、バランスを取るのを助けることができる。先端絶縁材料の選択により要求された場合、別の補償を行なうことができる。ほとんどのセラミック材料は、温度と共に増加する誘電率を有するが、いくつかのセラミックやＰＴＦＥのような重合体は、温度と共に減少する誘電率を有している。したがって、先端絶縁体の全部または一部分をこのようなセラミックまたはＰＴＦＥあるいは負の誘電率温度係数を持つ別の類似した材料から形成することによって、周波数補償を要求に対して調整することができる。図９および１０の設計は、異なる測定用途に対して種々の方法で修正されることができる。たとえば、測定先端は、図１１中の150で示したように本体128の中心からずらされてもよい。取付けブロックは、プローブ本体に沿った都合のよい地点にクランプされることができる。オフセット構造は、とくに、図１１に示されているようにモータ本体154に密接に取付けられた回転している皿状体152の半径方向の運動の監視に有効である。図１２は、先端150がプローブ本体128に対して軸方向ではなく、半径方向に取付けられているさらに別の形態を示す。感知先端領域が大きくすることが可能な場合、たとえば、大きい物体の変位を監視する場合、らせん“パンケーキ”コイル装置を使用して平坦なディスク状のプローブを生成することができる。図１３は、適切なコイルを示す。コイルパターン230は、金またはその他の金属を絶縁基板232上にフォト化学エッチングまたは真空蒸着によって形成されると便利である。溶融シリカが基板として好ましく、非常に良好な熱安定性を提供する。感知キャパシタ電極234は、同様の手段によって基板232の反対側に形成され、導電性トラック236によってらせんの外側端部に接続されると都合がよい。らせんの中心は、電子装置の残りのものに接続している。明らかに、キャパシタ電極は孔を介してらせんの中心に接続でき、また電子装置がエッジに接続できる。図１４は、パンケーキコイルを使用するプローブ装置を示す。絶縁基板240は、やはり溶融シリカであることが好ましく、コイル基板232のらせん側に結合されている。プローブ電子素子の残りのものを支持しているＰＣＢ242は、絶縁基板に結合されている。このサブアセンブリは、同軸コネクタ246を支持している金属ハウジング244内に取付けられている。コネクタは軸方向に取付けられて示されているが、それは半径方向にも同様に良好に取付けられることができ、あるいは浮いている導線であることができる。別の形態の構造において、“らせん”コイルは、直線セグメントからなる三角形、長方形、あるいは高次の不規則的または規則的な多角形に構成されている。この方法は、フォト化学エッチングマスクの生成を容易にすることができる。また、いくつかの適用において、方形または長方形のセンサが有効なこともある。図１５には、方形のコイルが示されている。その適用は、円形のらせんコイルと同じである。図１６は細長い基板262上に取付けられた長方形コイル260を示し、導線264が基板の先細にされた端部266で終端されている。ディスク状のキャパシタ電極268 は、導線264に接触すべき中心導体を有する。基板262および電極268は、図９のハウジング128内に適合するように構成されている。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＧＷ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＳ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＷ

Claims

【特許請求の範囲】１．発振器出力信号周波数を変化させる可変キャパシタンス手段を含む可変発振手段と、予め定められた周波数値と関連して発振器周波数を評価する手段を含み発振器出力信号に応答して発振器出力信号の周波数に関連してその値が変化する出力電圧信号を出力する弁別手段とを備えた可変キャパシタンストランスデューサ。２．評価する手段は、予め定められた共振周波数を有する共振ＬＣ回路を含んでいる請求項１記載のトランスデューサ。３．弁別手段は、発振器出力信号のデジタルサンプルを供給するアナログデジタル変換手段と、前記予め定められた周波数を有するクロック信号に応答して予め定められた遅延期間を与える遅延手段と、発振器出力信号と前記遅延手段で遅延された形態のものとを乗算する乗算手段とを含んでいる請求項１記載のトランスデューサ。４．発振器出力信号と混合して中間周波数信号を生成するための信号を発生する局部発振手段を含んでいる請求項１記載のトランスデューサ。５．発振器出力信号周波数を変化させる可変キャパシタンス手段を含む可変発振手段と、発振器出力信号と混合して、中間周波数信号を生成するための信号を発生する局部発振手段と、中間周波数信号に応答して、中間周波数信号の周波数に関連してその値が変化する出力電圧信号を出力する弁別手段とを備えた可変キャパシタンストランスデューサ。６．第１および第２の中間周波数を生成する第１および第２の局部発振手段を含んでいる請求項４または５記載のトランスデューサ。７．前記弁別手段を含んでいる、前記局部発振手段の周波数を制御するための位相または周波数ロックループ手段と、前記出力信号に応答して前記局部発振器信号を出力する可変周波数発生器とを含んでいる請求項４または５記載のトランスデューサ。８．弁別手段の出力は、前記局部発振手段として機能する直接周波数シンセサイザに結合される請求項７記載のトランスデューサ。９．弁別手段の出力は、ローパスフィルタ手段に結合され、出力信号を供給する請求項７記載のトランスデューサ。１０．可変発振手段は、前記可変キャパシタンス手段がインダクタと直列であり、それによって振動の周波数を決定するクラップ発振器を含んでいる請求項１または５記載のトランスデューサ。１１．可変キャパシタンス手段がインダクタと直列であり、それによってクラップ発振器の振動の周波数を決定するクラップ発振器を含んでおり、発振器周波数がキャパシタンス手段のキャパシタンスの変化により変化し、弁別手段が発振器周波数に応答して、その値が発振器周波数の周波数と関連して変化する出力電圧信号を出力する可変キャパシタンストランスデューサ。１２．プローブハウジングと、その位置が測定される物体と共同するためにハウジングの一方の端部に形成された前記可変キャパシタンス手段と、プローブハウジング内に形成され、可変キャパシタと共に共振回路を形成するインダクタンスを含む前記可変発振手段と、電力を発振器回路に供給し同じ導体を介して可変周波数信号を発振器から伝送するための導体を有しているプローブ装置に結合されたケーブルと、同軸ケーブルに電力を供給し可変周波数信号を表す電圧信号を供給する同軸ケーブルの遠隔端部に配置されたインピーダンス整合装置とを含んでいるプローブ装置を備えている請求項１、５または１１のいずれか１項記載のトランスデューサ。１３．プローブ本体と、測定されるべき物体と共同するために本体の一方の端部に形成された可変キャパシタンス手段と、プローブ本体内に形成されており、可変キャパシタと共に共振回路を形成するインダクタンスを含んでいる発振器回路と、発振器回路に電力を供給し、同じ導体を介して発振器から可変周波数信号を伝送するための導体を有しているプローブに結合されたケーブルと、同軸ケーブルに電力を供給し、可変周波数信号を表す電圧信号を供給する、同軸ケーブルの遠隔端部に配置されたインピーダンス整合装置とを含んでいるプローブ装置として形成された可変キャパシタンストランスデューサ。１４．測定されるべき物体と共に可変キャパシタンスを形成するために一方の端部にキャパシタ装置を有する本体を含んでいるプローブとして形成され、共振回路を形成するために本体内に取付けられたインダクタに接続されている可変キャパシタンストランスデューサにおいて、使用中に受ける温度差に対して、インダクタのインダクタンスの変化がキャパシタンス装置のキャパシタンスの変化によって補償されるように、インダクタのディメンションおよびキャパシタ装置およびインダクタを形成している材料の少なくとも一方が選択される可変キャパシタンストランスデューサ。１５．インダクタコイルを形成しているワイヤは、ハウジングの一方の端部に延在して、プローブハウジングと共に可変キャパシタを形成する１つの端部を有している請求項１４記載のトランスデューサ。１６．前記１つの端部におけるプローブハウジングの直径は、ハウジングの残りのものより小さい請求項１５記載のトランスデューサ。１７．インダクタンスコイルの巻枠を形成している材料は、可変キャパシタンスに突出し、キャパシタンス誘電体を規定している請求項１５または１６記載のトランスデューサ。１８．プローブハウジングの材料は、コイル巻枠より大きい温度差を有する請求項１４乃至１７のいずれか１項記載のトランスデューサ。１９．インダクタは、基板上にらせんの形態で取付けられた平坦なコイルを含んでいる請求項１４記載の可変キャパシタ。２０．測定されるべき物体と共に可変キャパシタンスを形成するためにプローブの一方の端部に形成されたキャパシタンス装置を含むプローブとして形成され、キャパシタンス装置がプローブ装置内に取付けられたインダクタに接続されて共振回路を形成し、インダクタが基板上にらせんの形態で取付けられた平坦なコイルを含んでいる可変キャパシタンストランスデューサ。２１．可変キャパシタンスは、基板と並列な平坦なディスクの形態の電極を含んでいる請求項１９または２０記載のトランスデューサ。２２．平坦なコイルはプローブ本体に沿って同軸的に延在し、可変キャパシタンスは、平坦なコイルに垂直なディスク電極を含んでいる請求項２０記載のトランスデューサ。２３．前記らせんは、三角形、方形またはその他の多角形を規定する直線セグメントから構成されている請求項１９または２０記載のトランスデューサ。２４．プローブを設け、キャパシタを含み、その周波数がキャパシタンスと共に変化する発振器からの可変周波数を与えることによって物体とプローブとの間のキャパシタンスを測定し、予め定められた周波数値との関連で可変周波数を評価することによって可変周波数を電圧信号に変換する物体の所望のパラメータの測定方法。