JP2001069182A - Ａｍ復調方式 - Google Patents
Ａｍ復調方式Info
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 35
- 230000004044 response Effects 0.000 claims abstract description 12
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims description 7
- 238000004891 communication Methods 0.000 claims description 2
- 230000006870 function Effects 0.000 description 13
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 11
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 3
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 238000003491 array Methods 0.000 description 1
- 238000009795 derivation Methods 0.000 description 1
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 従来技術におけるＡＭ復調器のヒルベルトフ
ィルタ及び帯域フィルタの処理量が、所定の復調特性を
得るためには莫大になるという問題点を解決し、処理量
を大幅に軽減して処理量を現在入手できるＤＳＰで処理
可能とするＡＭ復調方式を提供する。 【解決手段】 入力ｘ(nT)を順次遅延させる遅延手段２
６，２７，２８，３３，３４，３５，３６と、入力若し
くは遅延手段の出力をインパルス応答の中心に対して対
称となる出力同士を減算する減算手段２９，３０，３
１，３２と、減算手段の出力とヒルベルト変換の伝達関
数を乗算する乗算手段３７，３８，３９，４０と、乗算
手段の出力を加算する加算手段４１とから構成されるＡ
Ｍ復調方式である。
ィルタ及び帯域フィルタの処理量が、所定の復調特性を
得るためには莫大になるという問題点を解決し、処理量
を大幅に軽減して処理量を現在入手できるＤＳＰで処理
可能とするＡＭ復調方式を提供する。 【解決手段】 入力ｘ(nT)を順次遅延させる遅延手段２
６，２７，２８，３３，３４，３５，３６と、入力若し
くは遅延手段の出力をインパルス応答の中心に対して対
称となる出力同士を減算する減算手段２９，３０，３
１，３２と、減算手段の出力とヒルベルト変換の伝達関
数を乗算する乗算手段３７，３８，３９，４０と、乗算
手段の出力を加算する加算手段４１とから構成されるＡ
Ｍ復調方式である。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、振幅変調通信方式
のＡＭ復調方式に関する。
のＡＭ復調方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＡＭ変調波を復調する方法としてデジタ
ル信号処理で行う方法を述べる。変調する信号（音声
等）の振幅に応じて、信号の周波数より高い正弦波すな
わち次式（１）の搬送波ｖc(nT) を変化させる。 ｖc(nT) ＝Ｖｃ．ＣＯＳ（ｎ・ωｃ・Ｔ） …（１） 変調する信号ｖs(nT) は次式（２）となる。 ｖs(nT) ＝Ｖｓ．ＣＯＳ（ｎ・ωｓ・Ｔ） …（２） ここで、Ｖｃ：ｖc(nT) の振幅値、Ｖｓ：ｖs(nT) の振
幅値、ｎ：離散時間の時刻を表す任意の正の整数、Ｔ：
サンプリング周期、ωｃ：ｖc(nT) の角周波数、ωｓ：
ｖs(nT) の角周波数となっている。
ル信号処理で行う方法を述べる。変調する信号（音声
等）の振幅に応じて、信号の周波数より高い正弦波すな
わち次式（１）の搬送波ｖc(nT) を変化させる。 ｖc(nT) ＝Ｖｃ．ＣＯＳ（ｎ・ωｃ・Ｔ） …（１） 変調する信号ｖs(nT) は次式（２）となる。 ｖs(nT) ＝Ｖｓ．ＣＯＳ（ｎ・ωｓ・Ｔ） …（２） ここで、Ｖｃ：ｖc(nT) の振幅値、Ｖｓ：ｖs(nT) の振
幅値、ｎ：離散時間の時刻を表す任意の正の整数、Ｔ：
サンプリング周期、ωｃ：ｖc(nT) の角周波数、ωｓ：
ｖs(nT) の角周波数となっている。
【０００３】式（１）の振幅を式（２）の信号を用いて
変化させるとＡＭ変調波ｖo(nT) は次式（３）となる。 ｖo(nT) ＝Ｖｃ・(１＋Ｖs ・ＣＯＳ(ｎ・ωｓ・Ｔ))ＣＯＳ(ｎ・ωｃ・Ｔ) …（３） このＡＭ変調波の復調処理は、ｖo(nT) を２乗すると次
式（４）となる。 （ｖo(nT)）２＝(Ｖｃ２／２)・(１＋Ｖｓ・ＣＯＳ(ｎ・ωｓ・Ｔ))２・ ＣＯＳ(２・ｎ・ωｃ・Ｔ) …（４）
変化させるとＡＭ変調波ｖo(nT) は次式（３）となる。 ｖo(nT) ＝Ｖｃ・(１＋Ｖs ・ＣＯＳ(ｎ・ωｓ・Ｔ))ＣＯＳ(ｎ・ωｃ・Ｔ) …（３） このＡＭ変調波の復調処理は、ｖo(nT) を２乗すると次
式（４）となる。 （ｖo(nT)）２＝(Ｖｃ２／２)・(１＋Ｖｓ・ＣＯＳ(ｎ・ωｓ・Ｔ))２・ ＣＯＳ(２・ｎ・ωｃ・Ｔ) …（４）
【０００４】上式（４）を展開すると、次式（５）とな
る。 （ｖo(nT)）２＝(Ｖｃ２／２)・｛(１＋Ｖｓ２／２) ＋２・Ｖｓ・ＣＯＳ(ｎ・ωｓ・Ｔ) ＋Ｖｓ２・ＣＯＳ(２・ｎ・ωｃ・Ｔ)／２ ＋(１＋２・ＶＳ・ＣＯＳ(ｎ・ωｓ・Ｔ) ＋Ｖｓ２・ＣＯＳ２(ｎ・ωｓ・Ｔ))・ＣＯＳ(２・ｎ・ωｃ・Ｔ)｝ …（５）
る。 （ｖo(nT)）２＝(Ｖｃ２／２)・｛(１＋Ｖｓ２／２) ＋２・Ｖｓ・ＣＯＳ(ｎ・ωｓ・Ｔ) ＋Ｖｓ２・ＣＯＳ(２・ｎ・ωｃ・Ｔ)／２ ＋(１＋２・ＶＳ・ＣＯＳ(ｎ・ωｓ・Ｔ) ＋Ｖｓ２・ＣＯＳ２(ｎ・ωｓ・Ｔ))・ＣＯＳ(２・ｎ・ωｃ・Ｔ)｝ …（５）
【０００５】上式（５）を低域通過フィルタ若しくは帯
域通過フィルタに通すとωｓ成分のみが取り出せる。
域通過フィルタに通すとωｓ成分のみが取り出せる。
【０００６】次に、従来のデジタル信号処理によるＡＭ
復調方式について図４を用いて説明する。図４は、デジ
タル信号処理によるＡＭ復調処理の構成例を示すブロッ
ク図である。図４に示すように、ＡＭ復調方式の構成例
は、遅延手段１と、乗算手段２と、ヒルベルト変換器３
と、乗算手段４と、加算手段５と、ＢＰＦ（Band Pass
Filter）６とから構成されている。
復調方式について図４を用いて説明する。図４は、デジ
タル信号処理によるＡＭ復調処理の構成例を示すブロッ
ク図である。図４に示すように、ＡＭ復調方式の構成例
は、遅延手段１と、乗算手段２と、ヒルベルト変換器３
と、乗算手段４と、加算手段５と、ＢＰＦ（Band Pass
Filter）６とから構成されている。
【０００７】図４における動作を説明すると、ＡＤ（ア
ナログ／デジタル）変換器から入力されたＡＭ変調波
は、ヒルベルト変換器３に入力され、９０度移相され
る。ヒルベルト変換器３の出力は乗算手段４で二乗処理
される。一方、入力されたＡＭ変調波の他方は遅延手段
１でヒルベルト変換器３のタップ数の１／２だけ遅延さ
れる。遅延手段１の出力は乗算手段２で二乗処理され
る。
ナログ／デジタル）変換器から入力されたＡＭ変調波
は、ヒルベルト変換器３に入力され、９０度移相され
る。ヒルベルト変換器３の出力は乗算手段４で二乗処理
される。一方、入力されたＡＭ変調波の他方は遅延手段
１でヒルベルト変換器３のタップ数の１／２だけ遅延さ
れる。遅延手段１の出力は乗算手段２で二乗処理され
る。
【０００８】そして、乗算手段２と乗算手段４の出力は
加算手段５で加算され、ＢＰＦ（帯域通過フィルタ）６
に入力される。ＢＰＦ６で変調された信号波が抽出さ
れ、ＤＡ（デジタル／アナログ）変換器へ出力される。
この処理ではＡＭ変調波の信号を同相成分と直交成分に
分けてそれぞれを二乗し、加算することで等価的に二乗
処理を実現している。
加算手段５で加算され、ＢＰＦ（帯域通過フィルタ）６
に入力される。ＢＰＦ６で変調された信号波が抽出さ
れ、ＤＡ（デジタル／アナログ）変換器へ出力される。
この処理ではＡＭ変調波の信号を同相成分と直交成分に
分けてそれぞれを二乗し、加算することで等価的に二乗
処理を実現している。
【０００９】また、図４のヒルベルト変換器３において
ヒルベルト変換を実現するＦＩＲフィルタ（ヒルベルト
フィルタ若しくはヒルベルト変換フィルタと呼ぶことが
ある）を図５を用いて説明する。図５は、従来のＦＩＲ
フィルタの構成ブロック図である。従来のＦＩＲフィル
タは、図５に示すように、入力ｘ(nT)を順次遅延させる
遅延手段１８，１９，２０と、入力及び各遅延手段から
の出力とヒルベルト変換の伝達関数ｈ（ｋ）とを各々乗
算する乗算手段２１，２２，２３，２４と、各乗算手段
からの出力を加算して出力ｙ(nT)を出力する加算手段２
５とから構成されている。
ヒルベルト変換を実現するＦＩＲフィルタ（ヒルベルト
フィルタ若しくはヒルベルト変換フィルタと呼ぶことが
ある）を図５を用いて説明する。図５は、従来のＦＩＲ
フィルタの構成ブロック図である。従来のＦＩＲフィル
タは、図５に示すように、入力ｘ(nT)を順次遅延させる
遅延手段１８，１９，２０と、入力及び各遅延手段から
の出力とヒルベルト変換の伝達関数ｈ（ｋ）とを各々乗
算する乗算手段２１，２２，２３，２４と、各乗算手段
からの出力を加算して出力ｙ(nT)を出力する加算手段２
５とから構成されている。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、ヒルベ
ルトフィルタのタップ数を所定の位相誤差及び振幅誤差
を実現するためには、おおむね１００タップ長以上は必
要である。また、ヒルベルトフィルタで為されるヒルベ
ルト変換は主要な処理のうちの一つであり、ＦＩＲフィ
ルタで構成されているため、多くのタップ数を必要とし
ている。一般的にヒルベルト変換の伝達関数の形は次式
（６）となる。 ｋが偶数のとき、ｈ（ｋ）＝０ ｋが奇数のとき、ｈ（ｋ）＝２／（ｋπ） …（６）
ルトフィルタのタップ数を所定の位相誤差及び振幅誤差
を実現するためには、おおむね１００タップ長以上は必
要である。また、ヒルベルトフィルタで為されるヒルベ
ルト変換は主要な処理のうちの一つであり、ＦＩＲフィ
ルタで構成されているため、多くのタップ数を必要とし
ている。一般的にヒルベルト変換の伝達関数の形は次式
（６）となる。 ｋが偶数のとき、ｈ（ｋ）＝０ ｋが奇数のとき、ｈ（ｋ）＝２／（ｋπ） …（６）
【００１１】上式（６）は、ＦＩＲフィルタを前提とし
ており、その導出過程から考えてもＦＩＲフィルタ以外
の方法で構成することは妥当ではない。したがってフィ
ルタの構成方法でフィルタのタップ数を削減することは
合理的な方法では不可能である。また、帯域通過フィル
タについても通常ＦＩＲフィルタで構成するため、同様
な問題が生じる。
ており、その導出過程から考えてもＦＩＲフィルタ以外
の方法で構成することは妥当ではない。したがってフィ
ルタの構成方法でフィルタのタップ数を削減することは
合理的な方法では不可能である。また、帯域通過フィル
タについても通常ＦＩＲフィルタで構成するため、同様
な問題が生じる。
【００１２】本発明の目的は、従来技術におけるＡＭ復
調器のヒルベルトフィルタ及び帯域フィルタの処理量
が、所定の復調特性を得るためには莫大になるという問
題点、欠点を解決し、処理量を大幅に軽減して処理量を
現状入手できるＤＳＰで処理可能とするＡＭ復調方式を
提供することにある。
調器のヒルベルトフィルタ及び帯域フィルタの処理量
が、所定の復調特性を得るためには莫大になるという問
題点、欠点を解決し、処理量を大幅に軽減して処理量を
現状入手できるＤＳＰで処理可能とするＡＭ復調方式を
提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】上記従来例の問題点を解
決するための本発明は、Ａ／Ｄ変換器でＡＭ変調信号の
アナログ信号をデジタル信号に変換し、このデジタル信
号をヒルベルト変換フィルタで約９０度移相し、ヒルベ
ルト変換フィルタの出力を第１の自乗手段で乗算し、Ａ
／Ｄ変換器の出力を遅延手段でヒルベルト変換フィルタ
のタップ長の１／２遅延させ、遅延手段の出力を第２の
自乗手段で乗算し、第１の自乗手段と第２の自乗手段と
の出力を加算手段で加算し、加算手段の出力を低域通過
ろ波若しくは帯域通過ろ波手段でろ波し、低域通過ろ波
若しくは帯域通過ろ波手段により得られる振幅変調方式
の復調信号をＤ／Ａ変換器でデジタル信号からアナログ
信号に変換するＡＭ復調方式において、ヒルベルト変換
器及び低域通過ろ波若しくは帯域通過ろ波手段をＦＩＲ
フィルタで構成した場合に、ＦＩＲフィルタのインパル
ス応答がその中心に対して対称である場合に、ｈ（ｋ）
をＦＩＲフィルタのタップ係数、ｚ−１をＦＩＲフィル
タの１単位遅延とすると、ＦＩＲフィルタの伝達関数Ｈ
(z) がＦＩＲのフィルタのタップ長Ｎが偶数の場合は、 であらわされ、タップ長Ｎが奇数の場合は、 であらわされることを特徴としており、従来に比べて乗
算処理を半分程度にすることができ、復調における処理
を大幅に削減できる。
決するための本発明は、Ａ／Ｄ変換器でＡＭ変調信号の
アナログ信号をデジタル信号に変換し、このデジタル信
号をヒルベルト変換フィルタで約９０度移相し、ヒルベ
ルト変換フィルタの出力を第１の自乗手段で乗算し、Ａ
／Ｄ変換器の出力を遅延手段でヒルベルト変換フィルタ
のタップ長の１／２遅延させ、遅延手段の出力を第２の
自乗手段で乗算し、第１の自乗手段と第２の自乗手段と
の出力を加算手段で加算し、加算手段の出力を低域通過
ろ波若しくは帯域通過ろ波手段でろ波し、低域通過ろ波
若しくは帯域通過ろ波手段により得られる振幅変調方式
の復調信号をＤ／Ａ変換器でデジタル信号からアナログ
信号に変換するＡＭ復調方式において、ヒルベルト変換
器及び低域通過ろ波若しくは帯域通過ろ波手段をＦＩＲ
フィルタで構成した場合に、ＦＩＲフィルタのインパル
ス応答がその中心に対して対称である場合に、ｈ（ｋ）
をＦＩＲフィルタのタップ係数、ｚ−１をＦＩＲフィル
タの１単位遅延とすると、ＦＩＲフィルタの伝達関数Ｈ
(z) がＦＩＲのフィルタのタップ長Ｎが偶数の場合は、 であらわされ、タップ長Ｎが奇数の場合は、 であらわされることを特徴としており、従来に比べて乗
算処理を半分程度にすることができ、復調における処理
を大幅に削減できる。
【００１４】
【発明の実施の形態】本発明の実施の形態について図面
を参照しながら説明する。尚、以下で説明する機能実現
手段は、当該機能を実現できる手段であれば、どのよう
な回路又は装置であっても構わず、また機能の一部又は
全部をソフトウェアで実現することも可能である。更
に、機能実現手段を複数の回路によって実現してもよ
く、複数の機能実現手段を単一の回路で実現してもよ
い。
を参照しながら説明する。尚、以下で説明する機能実現
手段は、当該機能を実現できる手段であれば、どのよう
な回路又は装置であっても構わず、また機能の一部又は
全部をソフトウェアで実現することも可能である。更
に、機能実現手段を複数の回路によって実現してもよ
く、複数の機能実現手段を単一の回路で実現してもよ
い。
【００１５】前記目的を達成するために、本発明のＡＭ
復調方式は以下に説明するような構成を有する。ここで
は、ＦＩＲフィルタの特性を考慮して演算回数を低減す
る方法を検討する。ＦＩＲフィルタは完全に正確な直線
位相特性を実現できるものである。このことはＦＩＲフ
ィルタの係数（インパルス応答）が係数（インパルス応
答）の中心に対して対称な関係を持つ、すなわち独立な
インパルス応答は半分であったという特性を応用してい
るものである。
復調方式は以下に説明するような構成を有する。ここで
は、ＦＩＲフィルタの特性を考慮して演算回数を低減す
る方法を検討する。ＦＩＲフィルタは完全に正確な直線
位相特性を実現できるものである。このことはＦＩＲフ
ィルタの係数（インパルス応答）が係数（インパルス応
答）の中心に対して対称な関係を持つ、すなわち独立な
インパルス応答は半分であったという特性を応用してい
るものである。
【００１６】ヒルベルトフィルタは、係数（インパルス
応答）の中心に対して奇対称となる関係を有するもので
ある。図１と図２に、この関係を利用したＦＩＲフィル
タの効果的な構成例を示す。図１は、本発明の実施の形
態に係るＦＩＲフィルタにおけるＮが偶数の構成ブロッ
ク図であり、図２は、本発明の実施の形態に係るＦＩＲ
フィルタにおけるＮが奇数の構成ブロック図である。
応答）の中心に対して奇対称となる関係を有するもので
ある。図１と図２に、この関係を利用したＦＩＲフィル
タの効果的な構成例を示す。図１は、本発明の実施の形
態に係るＦＩＲフィルタにおけるＮが偶数の構成ブロッ
ク図であり、図２は、本発明の実施の形態に係るＦＩＲ
フィルタにおけるＮが奇数の構成ブロック図である。
【００１７】図１に示すＦＩＲフィルタは、入力ｘ(nT)
を順次遅延させる遅延手段２６，２７，２８，３３，３
４，３５，３６と、入力若しくは遅延手段の出力を減算
する減算手段２９，３０，３１，３２と、減算手段から
の出力とヒルベルト変換の伝達関数ｈ（ｋ）を乗算する
乗算手段３７，３８，３９，４０と、乗算手段からの出
力を全て加算する加算手段４１とから構成されている。
を順次遅延させる遅延手段２６，２７，２８，３３，３
４，３５，３６と、入力若しくは遅延手段の出力を減算
する減算手段２９，３０，３１，３２と、減算手段から
の出力とヒルベルト変換の伝達関数ｈ（ｋ）を乗算する
乗算手段３７，３８，３９，４０と、乗算手段からの出
力を全て加算する加算手段４１とから構成されている。
【００１８】尚、減算手段２９では、入力ｘ(nT)と遅延
手段３４からの出力が減算され、減算手段３０では、遅
延手段２６からの出力と遅延手段３５からの出力が減算
され、減算手段３１では、遅延手段２８への入力と遅延
手段３６からの出力が減算され、減算手段３２では、遅
延手段２８からの出力と遅延手段３３からの出力が減算
される。
手段３４からの出力が減算され、減算手段３０では、遅
延手段２６からの出力と遅延手段３５からの出力が減算
され、減算手段３１では、遅延手段２８への入力と遅延
手段３６からの出力が減算され、減算手段３２では、遅
延手段２８からの出力と遅延手段３３からの出力が減算
される。
【００１９】また、図２に示すＦＩＲフィルタは、入力
ｘ(nT)を順次遅延させる遅延手段４２，４３，４４，４
８，４９，５０と、入力若しくは遅延手段の出力を減算
する減算手段４５，４６，４７と、減算手段からの出力
とヒルベルト変換の伝達関数ｈ（ｋ）を乗算する乗算手
段５１，５２，５３，５４と、乗算手段からの出力を全
て加算する加算手段５５とから構成されている。
ｘ(nT)を順次遅延させる遅延手段４２，４３，４４，４
８，４９，５０と、入力若しくは遅延手段の出力を減算
する減算手段４５，４６，４７と、減算手段からの出力
とヒルベルト変換の伝達関数ｈ（ｋ）を乗算する乗算手
段５１，５２，５３，５４と、乗算手段からの出力を全
て加算する加算手段５５とから構成されている。
【００２０】尚、減算手段４５では、入力ｘ(nT)と遅延
手段４８からの出力が減算され、減算手段４６では、遅
延手段４２からの出力と遅延手段４９からの出力が減算
され、減算手段４７では、遅延手段４４への入力と遅延
手段５０からの出力が減算される。
手段４８からの出力が減算され、減算手段４６では、遅
延手段４２からの出力と遅延手段４９からの出力が減算
され、減算手段４７では、遅延手段４４への入力と遅延
手段５０からの出力が減算される。
【００２１】フィルタの次数Ｎが偶数と奇数の場合に分
けられる。Ｎが偶数の場合、インパルス応答がその中心
に対して対称である場合、その伝達関数Ｈ(z) は次式
（７）で得られる。
けられる。Ｎが偶数の場合、インパルス応答がその中心
に対して対称である場合、その伝達関数Ｈ(z) は次式
（７）で得られる。
【００２２】同様にＮが奇数の場合は、 となり式（７）、式（８）いずれも乗算回数（乗算器）
が約１／２程度に削減できることを示している。
が約１／２程度に削減できることを示している。
【００２３】帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）については係
数（インパルス応答）の中心に対して偶対称となるので
ある。したがって、図１と図２の構成において減算処理
を加算処理に置き換えることにより同様に実現できる。
数（インパルス応答）の中心に対して偶対称となるので
ある。したがって、図１と図２の構成において減算処理
を加算処理に置き換えることにより同様に実現できる。
【００２４】式（７）のＮが偶数である直線位相ＦＩＲ
フィルタの伝達関数は、乗算器の共用化ができることを
示しており、図１にその回路構成を示している。遅延手
段２６〜遅延手段２８は、遅延手段３４〜遅延手段３６
と遅延手段３３に対し対称形となっている。
フィルタの伝達関数は、乗算器の共用化ができることを
示しており、図１にその回路構成を示している。遅延手
段２６〜遅延手段２８は、遅延手段３４〜遅延手段３６
と遅延手段３３に対し対称形となっている。
【００２５】減算手段２９〜減算手段３２は、ＦＩＲフ
ィルタのように偶対称のインパルス応答では加算となる
が、この場合はインパルス応答が中央に対し奇対称であ
るヒルベルト変換フィルタなので、減算処理となる。
ィルタのように偶対称のインパルス応答では加算となる
が、この場合はインパルス応答が中央に対し奇対称であ
るヒルベルト変換フィルタなので、減算処理となる。
【００２６】入力信号は減算手段２９で遅延手段３４か
らの出力と減算され、乗算手段３７に入力されてｈ
（０）のタップ係数と乗算され、加算手段４１に入力さ
れ、各々の加算手段４１に入力される信号が加算され、
出力される。同様の動作が遅延手段２６〜遅延手段２８
及び遅延手段３３、遅延手段３４〜遅延手段３６及び減
算手段２９〜減算手段３２も同様の動作を行う。
らの出力と減算され、乗算手段３７に入力されてｈ
（０）のタップ係数と乗算され、加算手段４１に入力さ
れ、各々の加算手段４１に入力される信号が加算され、
出力される。同様の動作が遅延手段２６〜遅延手段２８
及び遅延手段３３、遅延手段３４〜遅延手段３６及び減
算手段２９〜減算手段３２も同様の動作を行う。
【００２７】式（８）に対する回路構成を図２に示して
いる。動作は図１と同様であるが、図１の減算手段３２
と遅延手段３３に相当するものかないだけである。
いる。動作は図１と同様であるが、図１の減算手段３２
と遅延手段３３に相当するものかないだけである。
【００２８】次に、本発明の実施の形態に係るＡＭ復調
方式を実現する具体的構成につて図３を用いて説明す
る。図３は、本発明の実施の形態に係るＡＭ復調方式を
実現する具体的構成例を示す構成ブロック図である。図
３のＡＭ復調方式は、Ａ／Ｄ変換器５６と、Ｄ／Ａ変換
器５７と、メモリ５８と、制御・インターフェース回路
５９と、デジタル信号処理用集積回路（ＤＳＰ：Digita
l Signal Processor）６０とから構成されている。
方式を実現する具体的構成につて図３を用いて説明す
る。図３は、本発明の実施の形態に係るＡＭ復調方式を
実現する具体的構成例を示す構成ブロック図である。図
３のＡＭ復調方式は、Ａ／Ｄ変換器５６と、Ｄ／Ａ変換
器５７と、メモリ５８と、制御・インターフェース回路
５９と、デジタル信号処理用集積回路（ＤＳＰ：Digita
l Signal Processor）６０とから構成されている。
【００２９】次に、図３のＡＭ復調方式における動作を
説明する。入力される中間周波信号は、Ａ／Ｄ変換器５
６でアナログ信号からデジタル信号に変換され、制御・
インターフェース回路５９に入力される。制御・インタ
ーフェース回路５９ではＤＳＰ６０とＡ／Ｄ変換器５６
及びメモリ５８との間の信号の制御・インターフェース
を行う。ＤＳＰ６０で処理されたデジタル信号は制御・
インターフェース回路５９からＤ／Ａ変換器５７に入力
され、デジタル信号からアナログ信号に変換され出力さ
れる。
説明する。入力される中間周波信号は、Ａ／Ｄ変換器５
６でアナログ信号からデジタル信号に変換され、制御・
インターフェース回路５９に入力される。制御・インタ
ーフェース回路５９ではＤＳＰ６０とＡ／Ｄ変換器５６
及びメモリ５８との間の信号の制御・インターフェース
を行う。ＤＳＰ６０で処理されたデジタル信号は制御・
インターフェース回路５９からＤ／Ａ変換器５７に入力
され、デジタル信号からアナログ信号に変換され出力さ
れる。
【００３０】メモリ５８には、中間周波信号のデジタル
値に対応して予め算出された数値が記憶されており、Ｄ
ＳＰ６０は、制御・インターフェース回路５９を介して
入力された中間周波信号のデジタル値を読み込んで、演
算結果に相当する数値をメモリ５８から制御・インター
フェース回路５９を介して読み出してＤ／Ａ変換器５７
に出力する処理を行う。
値に対応して予め算出された数値が記憶されており、Ｄ
ＳＰ６０は、制御・インターフェース回路５９を介して
入力された中間周波信号のデジタル値を読み込んで、演
算結果に相当する数値をメモリ５８から制御・インター
フェース回路５９を介して読み出してＤ／Ａ変換器５７
に出力する処理を行う。
【００３１】なお、以上のデジタル信号処理はＤＳＰだ
けでなくＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Arrays）
やゲートアレイ、あるいは汎用ロジック用ＩＣ等でも処
理可能である。
けでなくＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Arrays）
やゲートアレイ、あるいは汎用ロジック用ＩＣ等でも処
理可能である。
【００３２】以上詳細に説明したように、本発明の実施
の形態に係るＡＭ復調方式、特にヒルベルト変換フィル
タ及びＢＰＦ（帯域通過フィルタ）のＦＩＲフィルタに
よる構成方法によれば、従来の処理量に比べて乗算処理
が約１／２程度となり、ＤＳＰ等の処理で処理の削減が
大である。
の形態に係るＡＭ復調方式、特にヒルベルト変換フィル
タ及びＢＰＦ（帯域通過フィルタ）のＦＩＲフィルタに
よる構成方法によれば、従来の処理量に比べて乗算処理
が約１／２程度となり、ＤＳＰ等の処理で処理の削減が
大である。
【００３３】
【発明の効果】本発明によれば、Ａ／Ｄ変換器でＡＭ変
調信号のアナログ信号をデジタル信号に変換し、このデ
ジタル信号をヒルベルト変換フィルタで約９０度移相
し、ヒルベルト変換フィルタの出力を第１の自乗手段で
乗算し、Ａ／Ｄ変換器の出力を遅延手段でヒルベルト変
換フィルタのタップ長の１／２遅延させ、遅延手段の出
力を第２の自乗手段で乗算し、第１の自乗手段と第２の
自乗手段との出力を加算手段で加算し、加算手段の出力
を低域通過ろ波若しくは帯域通過ろ波手段でろ波し、低
域通過ろ波若しくは帯域通過ろ波手段により得られる振
幅変調方式の復調信号をＤ／Ａ変換器でデジタル信号か
らアナログ信号に変換するＡＭ復調方式において、ヒル
ベルト変換器及び低域通過ろ波若しくは帯域通過ろ波手
段をＦＩＲフィルタで構成した場合に、ＦＩＲフィルタ
のインパルス応答がその中心に対して対称である場合
に、ｈ（ｋ）をＦＩＲフィルタのタップ係数、ｚ−１を
ＦＩＲフィルタの１単位遅延とすると、ＦＩＲフィルタ
の伝達関数Ｈ(z) がＦＩＲのフィルタのタップ長Ｎが偶
数の場合は、 であらわされ、タップ長Ｎが奇数の場合は、 であらわされるＡＭ復調方式としているので、従来に比
べて乗算処理を半分程度にすることができ、復調におけ
る処理を大幅に削減できる効果がある。
調信号のアナログ信号をデジタル信号に変換し、このデ
ジタル信号をヒルベルト変換フィルタで約９０度移相
し、ヒルベルト変換フィルタの出力を第１の自乗手段で
乗算し、Ａ／Ｄ変換器の出力を遅延手段でヒルベルト変
換フィルタのタップ長の１／２遅延させ、遅延手段の出
力を第２の自乗手段で乗算し、第１の自乗手段と第２の
自乗手段との出力を加算手段で加算し、加算手段の出力
を低域通過ろ波若しくは帯域通過ろ波手段でろ波し、低
域通過ろ波若しくは帯域通過ろ波手段により得られる振
幅変調方式の復調信号をＤ／Ａ変換器でデジタル信号か
らアナログ信号に変換するＡＭ復調方式において、ヒル
ベルト変換器及び低域通過ろ波若しくは帯域通過ろ波手
段をＦＩＲフィルタで構成した場合に、ＦＩＲフィルタ
のインパルス応答がその中心に対して対称である場合
に、ｈ（ｋ）をＦＩＲフィルタのタップ係数、ｚ−１を
ＦＩＲフィルタの１単位遅延とすると、ＦＩＲフィルタ
の伝達関数Ｈ(z) がＦＩＲのフィルタのタップ長Ｎが偶
数の場合は、 であらわされ、タップ長Ｎが奇数の場合は、 であらわされるＡＭ復調方式としているので、従来に比
べて乗算処理を半分程度にすることができ、復調におけ
る処理を大幅に削減できる効果がある。
【図１】本発明の実施の形態に係るＦＩＲフィルタにお
けるＮが偶数の構成ブロック図である。
けるＮが偶数の構成ブロック図である。
【図２】本発明の実施の形態に係るＦＩＲフィルタにお
けるＮが奇数の構成ブロック図である。
けるＮが奇数の構成ブロック図である。
【図３】本発明の実施の形態に係るＡＭ復調方式を実現
する具体的構成例を示す構成ブロック図である。
する具体的構成例を示す構成ブロック図である。
【図４】デジタル信号処理によるＡＭ復調処理の構成例
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図５】従来のＦＩＲフィルタの構成ブロック図であ
る。
る。
１…遅延手段、 ２，４…乗算手段、 ３…ヒルベルト
変換器、 ５…加算手段、６…ＢＰＦ、 １８，１９，
２０…遅延手段、 ２１，２２，２３，２４…乗算手
段、 ２５…加算手段、 ２６，２７，２８，３３，３
４，３５，３６…遅延手段、 ２９，３０，３１，３２
…減算手段、 ３７，３８，３９，４０…乗算手段、
４１…加算手段、 ４２，４３，４４，４８，４９，５
０…遅延手段、 ４５，４６，４７…減算手段、 ５
１，５２，５３，５４…乗算手段、５５…加算手段、
５６…Ａ／Ｄ変換器、 ５７…Ｄ／Ａ変換器、 ５８…
メモリ、 ５９…制御・インターフェース回路、 ６０
…デジタル信号処理用集積回路（ＤＳＰ）
変換器、 ５…加算手段、６…ＢＰＦ、 １８，１９，
２０…遅延手段、 ２１，２２，２３，２４…乗算手
段、 ２５…加算手段、 ２６，２７，２８，３３，３
４，３５，３６…遅延手段、 ２９，３０，３１，３２
…減算手段、 ３７，３８，３９，４０…乗算手段、
４１…加算手段、 ４２，４３，４４，４８，４９，５
０…遅延手段、 ４５，４６，４７…減算手段、 ５
１，５２，５３，５４…乗算手段、５５…加算手段、
５６…Ａ／Ｄ変換器、 ５７…Ｄ／Ａ変換器、 ５８…
メモリ、 ５９…制御・インターフェース回路、 ６０
…デジタル信号処理用集積回路（ＤＳＰ）
Claims (2)
- 【請求項１】 振幅変調（ＡＭ）通信方式の復調処理に
おいて、ＡＭ変調信号を入力してこの信号を連続（アナ
ログ）信号から離散（デジタル）信号へ変換するアナロ
グ／デジタル変換器（Ａ／Ｄ変換器）と、この離散信号
を約９０度移相するヒルベルト変換フィルタと、前記ヒ
ルベルト変換フィルタの出力を乗算する第１の自乗手段
と、前記Ａ／Ｄ変換器の出力を前記ヒルベルト変換フィ
ルタのタップ長の１／２遅延させる遅延手段と、前記遅
延手段の出力を乗算する第２の自乗手段と、前記第１の
自乗手段と前記第２の自乗手段との出力を加算する加算
手段と、前記加算手段の出力をろ波する低域通過ろ波若
しくは帯域通過ろ波手段と、前記低域通過ろ波若しくは
帯域通過ろ波手段により得られる振幅変調方式の復調信
号の離散値を離散（デジタル）信号から連続（アナロ
グ）信号へ変換を行うデジタル／アナログ変換器（Ｄ／
Ａ変換器）とを備えるＡＭ復調方式において、 前記ヒルベルト変換器及び低域通過ろ波若しくは帯域通
過ろ波手段を有限長インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタ
で構成した場合に、前記ＦＩＲフィルタのインパルス応
答がその中心に対して対称である場合に、前記ＦＩＲの
フィルタのタップ長Ｎが偶数の場合は、ｈ（ｋ）を前記
ＦＩＲフィルタのタップ係数、ｚ−１を前記ＦＩＲフィ
ルタの１単位遅延とすると前記ＦＩＲフィルタの伝達関
数Ｈ(z)が次式 であらわされ、タップ長Ｎが奇数の場合は、 であらわされることを特徴とするＡＭ復調方式。 - 【請求項２】 請求項１の復調方式を、超短波（ＶＨ
Ｆ）帯あるいは極超短波（ＵＨＦ）帯の無線装置の復調
方式とすることを特徴とするＡＭ復調方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24315199A JP2001069182A (ja) | 1999-08-30 | 1999-08-30 | Ａｍ復調方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24315199A JP2001069182A (ja) | 1999-08-30 | 1999-08-30 | Ａｍ復調方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001069182A true JP2001069182A (ja) | 2001-03-16 |
Family
ID=17099568
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP24315199A Pending JP2001069182A (ja) | 1999-08-30 | 1999-08-30 | Ａｍ復調方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001069182A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2014217041A (ja) * | 2013-04-24 | 2014-11-17 | アナログ デバイシズ テクノロジーＡｎａｌｏｇ Ｄｅｖｉｃｅｓ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ | 振幅変調信号を復調するための方法および装置 |
-
1999
- 1999-08-30 JP JP24315199A patent/JP2001069182A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2014217041A (ja) * | 2013-04-24 | 2014-11-17 | アナログ デバイシズ テクノロジーＡｎａｌｏｇ Ｄｅｖｉｃｅｓ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ | 振幅変調信号を復調するための方法および装置 |
| KR101493503B1 (ko) * | 2013-04-24 | 2015-02-13 | 아날로그 디바이시즈 테크놀로지 | 진폭 변조 신호를 복조하는 방법 및 이를 위한 장치 |
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