JP2001069755A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 負荷、交流入力電圧変動に対して実使用条件
に対応できるだけの力率を維持する。また、リップル成
分の抑制を図る。 【解決手段】 複合共振形コンバータの力率改善回路１
０として磁気結合トランスＭＣＴを備える。そして、こ
の磁気結合トランスＭＣＴにより一次側スイッチング出
力を整流電流経路に電力帰還することで、高速リカバリ
型ダイオードＤ1により整流電流を断続させて力率改善
を図るようにするが、磁気結合トランスＭＣＴにおいて
は、一次側インダクタンスよりも二次側インダクタンス
が大きくなるようにしていることで、直流入力電圧が上
昇される結果、負荷、交流入力電圧変動に対する力率の
変動と、リップル電圧レベルが抑制される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、力率改善回路を備
えたスイッチング電源回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】先に本出願人は、一次側に共振形コンバ
ータを備えた電源回路を各種提案している。また、共振
形コンバータに対して力率改善を図るための力率改善回
路を備えて構成した電源回路も各種提案している。

【０００３】図１２は、先に本出願人により出願された
発明に基づいて構成されるスイッチング電源回路の一例
を示す回路図である。この電源回路は自励式による電流
共振形のスイッチングコンバータに対して力率改善のた
めの力率改善回路が設けられた構成とされている。

【０００４】この図に示す電源回路においては、商用交
流電源ＡＣを全波整流するブリッジ整流回路Ｄｉが備え
られている。この場合、ブリッジ整流回路Ｄｉにより整
流された整流出力は、力率改善回路２０を介して平滑コ
ンデンサＣｉに充電され、平滑コンデンサＣｉの両端に
は、交流入力電圧ＶACの１倍のレベルに対応する整流平
滑電圧Ｅｉが得られることになる。また、この整流平滑
回路（Ｄｉ，Ｃｉ）に対しては、その整流電流経路に対
して突入電流制限抵抗Ｒｉが挿入されており、例えば電
源投入時に平滑コンデンサに流入する突入電流を抑制す
るようにしている。

【０００５】この図に示す力率改善回路２０において
は、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデ
ンサＣｉの正極端子間に対して、フィルタチョークコイ
ルＬN−高速リカバリ型ダイオードＤ1 −チョークコイ
ルＬS が直列接続されて挿入される。フィルタコンデン
サＣN は高速リカバリ型ダイオードＤ1 のアノード側と
平滑コンデンサＣｉの正極端子間に対して挿入されるこ
とで、フィルタチョークコイルＬN と共にノーマルモー
ドのローパスフィルタを形成している。

【０００６】また、力率改善回路２０に対しては、高速
リカバリ型ダイオードＤ1 のカソードとチョークコイル
ＬSの接続点に対して、後述する一次側の直列共振回路
の端部が接続されて、この直列共振回路に得られるスイ
ッチング出力が帰還されるようにしている。なお、力率
改善回路２０による力率改善動作については後述する。

【０００７】この電源回路には、平滑コンデンサＣｉの
両端電圧である整流平滑電圧Ｅｉを動作電源とする自励
式の電流共振形コンバータが備えられる。この電流共振
形コンバータにおいては、図のように２つのバイポーラ
トランジスタによるスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 をハー
フブリッジ結合したうえで、平滑コンデンサＣｉの正極
側の接続点とアース間に対して挿入するようにして接続
されている。これらスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の各コ
レクタ−ベース間には、それぞれ起動抵抗ＲS1、ＲS2が
挿入されている。また、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の
各ベースに対して接続される抵抗ＲB1、ＲB2は、スイッ
チング素子Ｑ1 、Ｑ2 のベース電流（ドライブ電流）を
設定する。また、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の各ベー
ス−エミッタ間にはそれぞれクランプダイオードＤD1，
ＤD2が挿入される。クランプダイオードＤD1，ＤD2は、
それぞれスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2がオフとされる期間
に、ベース−エミッタを介して流れるクランプ電流の電
流経路を形成する。そして、共振用コンデンサＣB1，Ｃ
B2は次に説明するドライブトランスＰＲＴの駆動巻線Ｎ
B1、ＮB2と共に、自励発振用の直列共振回路（自励発振
駆動回路）を形成しており、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ
2 のスイッチング周波数を決定する。

【０００８】ドライブトランスＰＲＴ (Power Regulati
ng Transformer）はスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 を駆動
すると共に、スイッチング周波数を可変制御することに
より定電圧制御を行うために設けられるもので、この図
の場合には駆動巻線ＮB1、ＮB2及び共振電流検出巻線Ｎ
D が巻回され、更にこれらの各巻線に対して制御巻線Ｎ
C が直交する方向に巻回された直交型の可飽和リアクト
ルとされている。このドライブトランスＰＲＴの駆動巻
線ＮB1の一端は、抵抗ＲB1−共振用コンデンサＣB1の直
列接続を介してスイッチング素子Ｑ1 のベースに接続さ
れ、他端はスイッチング素子Ｑ1 のエミッタに接続され
る。また、駆動巻線ＮB2の一端はアースに接地されると
共に、他端は抵抗ＲB2−共振用コンデンサＣB2の直列接
続を介してスイッチング素子Ｑ2 のベースと接続されて
いる。駆動巻線ＮB1と駆動巻線ＮB2は互いに逆極性の電
圧が発生するように巻装されている。

【０００９】絶縁コンバータトランスＰＩＴ (Power Is
olation Transformer)は、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2
のスイッチング出力を二次側に伝送する。この絶縁コン
バータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の一端は、共振電
流検出巻線ＮD を介してスイッチング素子Ｑ1 のエミッ
タとスイッチング素子Ｑ2 のコレクタの接点（スイッチ
ング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が
得られるようにされる。

【００１０】また、一次巻線Ｎ1 の他端は、直列共振コ
ンデンサＣ1 を介するようにして、力率改善回路２０内
の高速リカバリ型ダイオードＤ1 のカソードとチョーク
コイルＬS の接続点に対して接続されている。

【００１１】この場合、上記直列共振コンデンサＣ1 及
び一次巻線Ｎ1 は直列に接続されているが、この直列共
振コンデンサＣ1 のキャパシタンス及び一次巻線Ｎ1
（直列共振巻線）を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の漏洩インダクタンス（リーケージインダクタンス）成
分により、スイッチングコンバータの動作を電流共振形
とするための一次側直列共振回路を形成している。

【００１２】また、この図における絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの二次側では、二次巻線Ｎ2に対してセンタ
ータップを設けた上で、整流ダイオードＤO1，ＤO2，Ｄ
O3，ＤO4及び平滑コンデンサＣO1，ＣO2を図のように接
続することで、［整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コン
デンサＣO1］の組と、［整流ダイオードＤO3，ＤO4，平
滑コンデンサＣO2］の組とによる、２組の全波整流回路
が設けられる。［整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コン
デンサＣO1］から成る全波整流回路は直流出力電圧ＥO1
を生成し、［整流ダイオードＤO3，ＤO4，平滑コンデン
サＣO2］から成る全波整流回路は直流出力電圧ＥO2を生
成する。なお、この場合には、直流出力電圧ＥO1及び直
流出力電圧ＥO2は制御回路１に対しても分岐して入力さ
れる。制御回路１においては、直流出力電圧ＥO1を検出
電圧として利用し、直流出力電圧ＥO2を制御回路１の動
作電源として利用する。

【００１３】制御回路１は、例えば二次側の直流電圧出
力ＥO1のレベルに応じてそのレベルが可変される直流電
流を、制御電流としてドライブトランスＰＲＴの制御巻
線ＮC に供給することにより後述するようにして定電圧
制御を行う。

【００１４】上記構成による電源回路のスイッチング動
作としては、先ず商用交流電源が投入されると、例えば
起動抵抗ＲS1、ＲS2を介してスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ
2 のベースに起動電流が供給されることになるが、例え
ばスイッチング素子Ｑ1 が先にオンとなったとすれば、
スイッチング素子Ｑ2 はオフとなるように制御される。
そしてスイッチング素子Ｑ1 の出力として、共振電流検
出巻線ＮD →一次巻線Ｎ1 →直列共振コンデンサＣ1 に
共振電流が流れるが、この共振電流が０となる近傍でス
イッチング素子Ｑ2 がオン、スイッチング素子Ｑ1 がオ
フとなるように制御される。そして、スイッチング素子
Ｑ2 を介して先とは逆方向の共振電流が流れる。以降、
スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 が交互にオンとなる自励式
のスイッチング動作が開始される。このように、平滑コ
ンデンサＣｉの端子電圧を動作電源としてスイッチング
素子Ｑ1 、Ｑ2 が交互に開閉を繰り返すことによって、
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 に共振電
流波形に近いドライブ電流を供給し、二次巻線Ｎ2に交
番出力を得る。

【００１５】また、ドライブトランスＰＲＴによる定電
圧制御は次のようにして行われる。例えば、交流入力電
圧レベルや負荷変動等に伴って二次側出力電圧ＥO1 が
上昇するように変動したとすると、前述のように制御巻
線ＮC に流れる制御電流のレベルも二次側出力電圧ＥO1
の上昇に応じて高くなるように制御される。この制御
電流によりドライブトランスＰＲＴに発生する磁束の影
響で、ドライブトランスＰＲＴにおいては飽和状態に近
付く傾向となって、駆動巻線ＮB1，ＮB2のインダクタン
スを低下させるように作用するが、これにより自励発振
回路の条件が変化してスイッチング周波数は高くなるよ
うに制御される。この電源回路では、直列共振コンデン
サＣ1 及び一次巻線Ｎ1 の直列共振回路の共振周波数よ
りも高い周波数領域でスイッチング周波数を設定してい
る（アッパーサイド制御）が、上記のようにしてスイッ
チング周波数が高くなると、直列共振回路の共振周波数
に対してスイッチング周波数が離れていくことになる。
これにより、スイッチング出力に対する直列共振回路の
共振インピーダンスは高くなる。

【００１６】このようにして共振インピーダンスが高く
なることで、一次側直列共振回路の一次巻線Ｎ1 に供給
されるドライブ電流が抑制される結果、二次側出力電圧
が抑制されることになって、定電圧制御が図られること
になる。なお、以降は上記のような方法による定電圧制
御方式を「スイッチング周波数制御方式」ということに
する。

【００１７】また、力率改善回路２０による力率改善動
作は次のようになる。この図に示す力率改善回路２０の
構成では、直列共振回路（Ｎ1，Ｃ1）に供給されたスイ
ッチング出力をチョークコイルＬS 自体が有するとされ
る誘導性リアクタンス（磁気結合）を介して整流電流経
路に帰還するようにされる。

【００１８】上記のようにして帰還されたスイッチング
出力により、整流電流経路にはスイッチング周期の交番
電圧が重畳されることになるが、このスイッチング周期
の交番電圧の重畳分によって、高速リカバリ型ダイオー
ドＤ1 では整流電流をスイッチング周期で断続する動作
が得られることになり、この断続作用により見掛け上の
フィルタチョークコイルＬN，チョークコイルＬS のイ
ンダクタンスも上昇することになる。これにより、整流
出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも
低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉへの充電電流
が流れるようにされる。この結果、交流入力電流の平均
的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされて交
流入力電流の導通角が拡大される結果、力率改善が図ら
れることになる。

【００１９】図１３は、先に本出願人により提案された
発明に基づいて構成することのできるスイッチング電源
回路の他の構成例を示す回路図である。この電源回路も
２本のスイッチング素子がハーフブリッジ結合された電
流共振形コンバータが備えられるが、その駆動方式につ
いては他励式とされている。また、この場合にも力率改
善を図るための力率改善回路が備えられた構成とされて
いる。なお、図１２と同一部分については同一符号を付
して説明を省略する。

【００２０】この図に示す一次側の電流共振形コンバー
タとしては、例えばＭＯＳ−ＦＥＴとされる２石のスイ
ッチング素子Ｑ11、Ｑ12が備えられている。ここでは、
スイッチング素子Ｑ11のドレインを整流平滑電圧Ｅｉの
ラインと接続し、スイッチング素子Ｑ11のソースとスイ
ッチング素子Ｑ１２のドレインを接続し、スイッチング
素子Ｑ12のソースを一次側アースに接続することで、他
励式に対応したハーフブリッジ結合を得ている。これら
スイッチング素子Ｑ11、Ｑ12は、発振ドライブ回路２に
よって交互にオン／オフ動作が繰り返されるようにスイ
ッチング駆動されて、整流平滑電圧Ｅｉを断続してスイ
ッチング出力とする。また、この場合には、各スイッチ
ング素子Ｑ11、Ｑ12のドレイン−ソース間に対して、図
に示す方向によって接続されるクランプダイオードＤD
1、ＤD2が設けられる。

【００２１】また、この場合には、スイッチング素子Ｑ
11、Ｑ12のソース−ドレインの接続点（スイッチング出
力点）に対して、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1 の一端を接続することで、一次巻線Ｎ1 に対し
てスイッチング出力を供給するようにされる。一次巻線
Ｎ1 の他端は、直列共振コンデンサＣ1を介して、次に
述べる力率改善回路２１のフィルタチョークコイルＬN
と高速リカバリ型ダイオードＤ1 のアノードとの接続点
に対して接続される。

【００２２】この場合にも、直列共振コンデンサＣ1 の
キャパシタンス及び一次巻線Ｎ1 を含む絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの漏洩インダクタンス成分により、スイ
ッチング電源回路を電流共振形とするための直列共振回
路を形成している。

【００２３】この場合の制御回路１は、例えば直流出力
電圧ＥO1 の変動に対応したレベルの制御信号を発振ド
ライブ回路２に出力する。発振ドライブ回路２では制御
回路１から供給された制御信号に基づいて、発振ドライ
ブ回路２からスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12の各ゲートに
供給するスイッチング駆動信号の周波数を変化させて、
スイッチング周波数を可変するようにしている。そし
て、この図に示す電源回路においても、図１２に示した
電源回路と同様に、スイッチング周波数は直列共振周波
数よりも高い領域として設定されている。そして、例え
ば直流出力電圧ＥO1 が上昇すると、そのレベルに応じ
て、制御回路１はスイッチング周波数を高くするように
発振ドライブ回路２に対する制御を行う。これにより、
図１２にて説明したのと同様にして定電圧制御が行われ
る。起動回路３は、電源投入直後に整流平滑ラインに得
られる電圧あるいは電流を検出して、発振ドライブ回路
２を起動させるために設けられるもので、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴに追加的に巻装した巻線を整流して得
られる低レベルの直流電圧を動作電源として入力してい
る。

【００２４】この図に示す力率改善回路２１では、ブリ
ッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉ
の正極端子間に対して、フィルタチョークコイルＬN −
高速リカバリ型ダイオードＤ1 が直列接続されて挿入さ
れる。ここで、フィルタコンデンサＣN はフィルタチョ
ークコイルＬN −高速リカバリ型ダイオードＤ1 の直列
接続回路に対して並列に設けられる。そして、このよう
な接続形態によっても、フィルタコンデンサＣN はフィ
ルタチョークコイルＬN と共にノーマルモードのローパ
スフィルタを形成している。また、共振コンデンサＣ3
は、高速リカバリ型ダイオードＤ1 に対して並列に設け
られる。ここでは詳しい説明は省略するが、例えば共振
コンデンサＣ3 は例えばフィルタチョークコイルＬN 等
と共に並列共振回路を形成するようにされ、その共振周
波数は後述する直列共振回路の共振周波数とほぼ同等と
なるように設定される。これにより、負荷が軽くなった
ときの整流平滑電圧Ｅｉの上昇を抑制する作用を有する
ものである。この力率改善回路２１に対しては、先にも
述べたようにして、フィルタチョークコイルＬN と高速
リカバリ型ダイオードＤ1 のアノードとの接続点に対し
て直列共振回路（Ｎ1，Ｃ1）の端部が接続される。

【００２５】このような接続形態では、一次巻線Ｎ1 に
得られるスイッチング出力は、直列共振コンデンサＣ1
の静電容量結合を介して、スイッチング出力を整流電流
経路に帰還されることになる。この場合には、フィルタ
チョークコイルＬN と高速リカバリ型ダイオードＤ1 の
アノードとの接続点に対して、一次巻線Ｎ1に得られた
共振電流が流れるように帰還されて、スイッチング出力
が印加されることになる。

【００２６】上記のようにしてスイッチング出力が帰還
されることで、整流電流経路にはスイッチング周期の交
番電圧が重畳されることになるが、このスイッチング周
期の交番電圧の重畳分によって、高速リカバリ型ダイオ
ードＤ1 では整流電流をスイッチング周期で断続する動
作が得られることになり、この断続作用により見掛け上
のフィルタチョークコイルＬN のインダクタンスも上昇
することになる。また、共振コンデンサＣ3にはスイッ
チング周期の電流が流れることでその両端に電圧が発生
するが、整流平滑電圧Ｅｉのレベルは、この共振コンデ
ンサＣ３の両端電圧だけ引き下げられることになる。こ
れにより、整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの
両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣ
ｉへの充電電流が流れるようにされる。この結果、交流
入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付く
ようにされて交流入力電流の導通角が拡大され、やはり
力率改善が図られることになる。

【００２７】このように、上記図１２及び図１３に示し
た電源回路では力率改善回路（２０，２１）を備えるこ
とで、力率改善を図ることが出来るが、これらの図に示
した力率改善回路は、少ない部品点数によって形成され
ているため、高効率、低ノイズ、小型軽量、低コストに
より、力率改善を図ることができるというメリットを有
している。

【００２８】

【発明が解決しようとする課題】ここで、図１４に、上
記図１２及び図１３に示した電源回路についての、負荷
電力Ｐｏと力率ＰＦとの関係を示す。なお、ここでは、
交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時の条件が示されてい
る。この図によれば、力率ＰＦは、負荷電力Ｐｏが減少
するのに応じて、低下していくという特性が得られてい
ることが分かる。

【００２９】また、図１５には、交流入力電圧ＶACと力
率ＰＦとの関係が示されている。ここでは、最大負荷電
力Ｐｏmax＝１２０Ｗ時と、最小負荷電力Ｐｏmin＝４０
Ｗ時の各条件での下での特性が示されている。この図に
示されるように、力率ＰＦは、交流入力電圧ＶACが上昇
するのに応じて、力率ＰＦは比例的に低下していくこと
が分かる。また、最小負荷電力Ｐｏmin＝４０Ｗ時の条
件での力率ＰＦとしては、最大負荷電力Ｐｏmax＝１２
０Ｗよりも低い力率となっている。つまり、上記図１４
によっても述べたように、負荷電力が小さい場合のほう
が、力率ＰＦとしては低くなるという特性がここでも得
られている。

【００３０】また、上記図１５に示した特性は、動作波
形図としては図１６のようにして示される。ここで、図
１６（ａ）（ｂ）には、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで
最大負荷電力Ｐｏmax＝１２０Ｗ時の交流入力電圧ＶA
C、交流入力電流ＩACが示され、図１６（ｃ）（ｄ）に
は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで最小負荷電力Ｐｏmi
n＝４０Ｗ時の交流入力電圧ＶAC、交流入力電流ＩACが
示されている。ここで、交流入力電圧ＶACの半周期が１
０ｍｓであるとして、最大負荷電力Ｐｏmax＝１２０Ｗ
時には、交流入力電流ＩACの導通期間τは実際には５ｍ
ｓ程度とされて、力率としてはＰＦ＝０．８５となる。
これに対して、最小負荷電力Ｐｏmin＝４０Ｗ時には、
交流入力電流ＩACの導通期間τは２．５ｍｓ程度にまで
短くなり、力率としてはＰＦ＝０．６５程度にまで低下
する。この最小負荷電力Ｐｏmin＝４０Ｗ時に得られる
力率ＰＦの値では、実用上要求される力率としての値を
満足しない場合がある。

【００３１】また、図１２及び図１３に示した力率改善
のための構成では、一次側の直列共振回路が商用交流電
源の整流電流経路と接続される形態を採るために、直列
共振回路に対して商用交流電源周期（５０Ｈｚ／６０Ｈ
ｚ）のリップルが重畳することが分かっている。このリ
ップル成分の重畳レベルは、負荷電力の増加に従って大
きくなる。そして、例えば、実用性に対応する所定の測
定条件のもとでＰＦ＝０．８程度の力率が維持できるよ
うに所要の部品の選定を行って構成したとすると、力率
改善回路が備えられない場合と比較して、最大負荷電力
時の二次側直流出力電圧に表れるリップル電圧レベルと
しては約３倍〜４倍程度にまで増加してしまうことが分
かっている。

【００３２】上記のようなリップル成分の増加を抑制す
るために、例えば図１２及び図１３に示した電源回路の
実際においては、制御回路１の利得の向上や、一次側の
平滑コンデンサＣｉのキャパシタンスの増加などの対策
をとることになるのであるが、この場合には、部品素子
のコストアップを招くと共に、スイッチング動作が異常
発振しやすくなるという問題を招く。

【００３３】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記課題
を考慮してスイッチング電源回路として次のように構成
する。つまり、商用交流電源を入力して整流平滑電圧を
生成し、直流入力電圧として出力する整流平滑手段と、
疎結合とされる所要の結合係数が得られるようにギャッ
プが形成され、一次側出力を二次側に伝送するために設
けられる絶縁コンバータトランスと、直流入力電圧をス
イッチング素子により断続して上記絶縁コンバータトラ
ンスの一次巻線に出力するようにされたスイッチング手
段と、少なくとも、絶縁コンバータトランスの一次巻線
を含む漏洩インダクタンス成分と並列共振コンデンサの
キャパシタンスとによって形成されて、スイッチング手
段の動作を電圧共振形とする一次側並列共振回路とを備
える。また、力率改善回路としては、一次巻線と接続さ
れて所定のインダクタンスを有する第１巻線と、整流電
流経路に挿入されて上記第１巻線のインダクタンスより
も大きな所定のインダクタンスを有する第２巻線とを磁
気結合する磁気結合トランスと、整流電流経路に挿入さ
れるスイッチング用素子とを少なくとも備えることとす
る。そして、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の
漏洩インダクタンス成分と、二次側共振コンデンサのキ
ャパシタンスとによって二次側において形成される二次
側共振回路と、この二次側共振回路を含んで形成され、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番
電圧を入力して、整流動作を行って二次側直流出力電圧
を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、
二次側直流出力電圧のレベルに応じて、二次側直流出力
電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧
制御手段と備えて構成することとした。

【００３４】上記構成によれば、複合共振形コンバータ
といわれる電源回路に備えられる力率改善回路として
は、磁気結合トランスによって絶縁コンバータトランス
の一次巻線に得られるスイッチング出力を整流電流経路
に帰還する構成を採るのであるが、ここで、ここで、磁
気結合トランスの第１巻線（一次巻線と接続される）よ
りも第２巻線（整流電流経路内に挿入される）のインダ
クタンスを大きくすることで、整流電流経路への帰還量
が増幅されるものである。

【００３５】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の実施の形態とし
てのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
なお、この図において図１２又は図１３と同一部分には
同一符号を付して説明を省略する。

【００３６】この図に示す電源回路の一次側には、電圧
共振形のスイッチングコンバータ（電圧共振型コンバー
タ）が設けられる。そして、この電圧共振型コンバータ
に対して力率改善回路が備えられるものである。

【００３７】そこで、力率改善回路１０の構成について
は後述し、先ず電圧共振形コンバータの構成について説
明する。ここでの電圧共振形コンバータは、１石のスイ
ッチング素子Ｑ1 を備えた自励式の構成を採っている。
この場合、スイッチング素子Ｑ1には、高耐圧のバイポ
ーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採
用されている。

【００３８】スイッチング素子Ｑ1 のベースは、起動抵
抗ＲS を介して平滑コンデンサＣｉ（整流平滑電圧Ｅ
ｉ）の正極側に接続されて、起動時のベース電流が整流
平滑ラインから得られるようにしている。また、スイッ
チング素子Ｑ1 のベースと一次側アース間には駆動巻線
ＮB，共振コンデンサＣB ，ベース電流制限抵抗ＲB の
直列接続回路よりなる自励発振駆動用の共振回路（自励
発振駆動回路）が接続される。また、スイッチング素子
Ｑ1 のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側アー
ス）間に挿入されるクランプダイオードＤD により、ス
イッチング素子Ｑ1 のオフ時に流れるクランプ電流の経
路を形成するようにされている。スイッチング素子Ｑ1
のコレクタは、検出巻線ＮD−一次巻線Ｎ1−ブースト巻
線Ｎ3の直列接続を介して平滑コンデンサＣｉの正極端
子と接続される。エミッタは一次側アースに接地され
る。

【００３９】また、上記スイッチング素子Ｑ1 のコレク
タ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが
並列に接続されている。この並列共振コンデンサＣｒ
は、自身のキャパシタンスと、後述する絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダク
タンスＬ1とにより電圧共振形コンバータの一次側並列
共振回路を形成する。そして、ここでは詳しい説明を省
略するが、スイッチング素子Ｑ1 のオフ時には、この並
列共振回路の作用によって共振コンデンサＣｒの両端電
圧は、実際には正弦波状のパルス波形となって電圧共振
形の動作が得られるようになっている。

【００４０】この図に示す直交型制御トランスＰＲＴ
は、検出巻線ＮD，駆動巻線ＮB，及び制御巻線ＮCが巻
装された可飽和リアクトルである。この直交型トランス
ＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ1を駆動すると共に、定
電圧制御のために設けられる。この直交型制御トランス
ＰＲＴの構造としては、図示は省略するが、４本の磁脚
を有する２つのダブルコの字型コアの互いの磁脚の端部
を接合するようにして立体型コアを形成する。そして、
この立体型コアの所定の２本の磁脚に対して、同じ巻回
方向に検出巻線ＮD，駆動巻線ＮBを巻装し、更に制御巻
線ＮCを、上記検出巻線ＮD，駆動巻線ＮBに対して直交
する方向に巻装して構成される。

【００４１】この場合、直交型制御トランスＰＲＴ（周
波数可変手段）の検出巻線ＮDは、後述する磁気結合ト
ランスＭＣＴの一次巻線Ｎpを介して、絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と直列に接続されている
ことで、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力は、
一次巻線Ｎ1、一次巻線Ｎpを介して検出巻線ＮDに伝達
される。直交型制御トランスＰＲＴにおいては、検出巻
線ＮDに得られたスイッチング出力がトランス結合を介
して駆動巻線ＮBに励起されることで、駆動巻線ＮBには
ドライブ電圧としての交番電圧が発生する。このドライ
ブ電圧は、自励発振駆動回路を形成する直列共振回路
（ＮB，ＣB）からベース電流制限抵抗ＲBを介して、ド
ライブ電流としてスイッチング素子Ｑ1のベースに出力
される。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、直列共
振回路（ＮB，ＣB）の共振周波数により決定されるスイ
ッチング周波数でスイッチング動作を行うことになる。

【００４２】本実施の形態の絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴは、図２に示すように、例えばフェライト材による
Ｅ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように
組み合わせたＥＥ型コアが備えられ、このＥＥ型コアの
中央磁脚に対して、分割ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ
1，ブースト巻線Ｎ3 と、二次巻線Ｎ2をそれぞれ分割し
た状態で巻装している。そして、中央磁脚に対しては図
のようにギャップＧを形成するようにしている。これに
よって、所要の結合係数による疎結合が得られるように
している。ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中
央磁脚を、２本の外磁脚よりも短く形成することで形成
することが出来る。また、結合係数ｋとしては、例えば
ｋ≒０．８５という疎結合の状態を得るようにしてお
り、その分、飽和状態が得られにくいようにしている。

【００４３】上記絶縁コンバ−タトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1の一端は、検出巻線ＮDの直列接続を介してスイ
ッチング素子Ｑ1 のコレクタと接続され、他端側はブー
スト巻線Ｎ3を介して平滑コンデンサＣｉの正極（整流
平滑電圧Ｅｉ）と接続されている。

【００４４】絶縁コンバ−タトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1 により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二
次側並列共振コンデンサＣ2 が並列に接続されること
で、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次
側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって
並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、
二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧は共振電圧となる。
つまり二次側において電圧共振動作が得られる。

【００４５】即ち、この電源回路では、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が
備えられ、二次側にも、電圧共振動作を得るための並列
共振回路が備えられる。なお、本明細書では、このよう
に一次側及び二次側に対して共振回路が備えられて動作
する構成のスイッチングコンバータについては、「複合
共振形スイッチングコンバータ」ともいうことにする。

【００４６】この場合、上記ようにして形成される二次
側の並列共振回路に対しては、二次巻線Ｎ2に対してタ
ップを設けた上で、整流ダイオードＤO1，ＤO2、及び平
滑コンデンサＣO1，ＣO2を図のように接続することで、
［整流ダイオードＤO1、平滑コンデンサＣO1］の組と、
［整流ダイオードＤO2，平滑コンデンサＣO2］の組とに
よる、２組の半波整流回路が設けられる。［整流ダイオ
ードＤO1、平滑コンデンサＣO1］から成る半波整流回路
は二次側並列共振回路から供給される共振電圧を入力し
て直流出力電圧ＥO1を生成し、［整流ダイオードＤO2，
平滑コンデンサＣO2］から成る半波整流回路も同様に、
二次側並列共振回路から供給される共振電圧を入力して
直流出力電圧ＥO2を生成する。なお、この場合には、直
流出力電圧ＥO1及び直流出力電圧ＥO2は制御回路１に対
しても分岐して入力される。制御回路１においては、直
流出力電圧ＥO1を検出電圧として利用し、直流出力電圧
ＥO2を制御回路１の動作電源として利用する。

【００４７】ところで、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
においては、一次巻線Ｎ1 、二次巻線Ｎ2 の極性（巻方
向）と整流ダイオードＤO （ＤO1／ＤO2）の接続との関
係によって、一次巻線Ｎ1 のインダクタンスＬ1と二次
巻線Ｎ2 のインダクタンスＬ2との相互インダクタンス
Ｍについて、＋Ｍとなる場合と−Ｍとなる場合とがあ
る。例えば、図３（ａ）に示す接続形態を採る場合に相
互インダクタンスは＋Ｍ（加極性：フォワード方式）と
なり、図３（ｂ）に示す接続形態を採る場合に相互イン
ダクタンスは−Ｍ（減極性：フライバック方式）とな
る。これを、図１に示す電源回路の二次側の動作に対応
させてみると、例えば二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧
が正極性のときに整流ダイオードＤO1（ＤO2）に整流電
流が流れるようにされることから、この電源回路の二次
側は、動作は＋Ｍの動作モード（フォワード方式）とみ
ることができる。

【００４８】制御回路１では、二次側直流出力電圧レベ
ル（ＥO1）の変化に応じて、制御巻線ＮCに流す制御電
流（直流電流）レベルを可変することで、直交型制御ト
ランスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮBのインダクタン
スＬBを可変制御する。これにより、駆動巻線ＮBのイン
ダクタンスＬBを含んで形成されるスイッチング素子Ｑ1
のための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件
が変化する。これは、スイッチング素子Ｑ1のスイッチ
ング周波数を可変する動作となるが、この動作によって
二次側直流出力電圧を安定化する作用を有する。

【００４９】そしてこの図に示す回路においては、スイ
ッチング周波数を可変するのにあたり、スイッチング素
子Ｑ1がオフとなる期間は一定としたうえで、オンとな
る期間を可変制御するようにしている。つまり、この電
源回路では、定電圧制御動作として、スイッチング周波
数を可変制御するように動作することで、スイッチング
出力に対する共振インピーダンス制御を行い、これと同
時に、スイッチング周期におけるスイッチング素子の導
通角制御（ＰＷＭ制御）も行っているものと見ることが
出来る。そして、この複合的な制御動作を１組の制御回
路系によって実現している。ここで、スイッチング周波
数制御としては、例えば軽負荷の傾向になるなどして二
次側出力電圧が上昇したときに、スイッチング周波数を
高くすることで、二次側出力を抑制するように制御が行
われるものとされる。

【００５０】続いて、力率改善回路１０の構成について
説明する。この図に示す力率改善回路１０は、フィルタ
コンデンサＣN、高速リカバリ型ダイオードＤ1、及び磁
気結合トランスＭＣＴを備えて成る。ここで、磁気結合
トランスＭＣＴは一次巻線（第１巻線）Ｎpと二次巻線
（第２巻線）Ｎsを例えば密結合の状態となるようにし
て巻装して構成される。また、本実施の形態にあって
は、一次巻線ＮpのインダクタンスＬpと二次巻線Ｎsの
インダクタンスＬsとについて、インダクタンスＬpに対
してインダクタンスＬsのほうが大きい値を取ることを
前提として、それぞれ、所定のインダクタンス値が選定
される。このためには、例えば一次巻線Ｎpと二次巻線
Ｎsの巻数（巻線比）を実際に選定すべきインダクタン
ス値に応じて設定することになる。

【００５１】磁気結合トランスＭＣＴの一次巻線Ｎpの
巻始め端部は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻
線Ｎ1と接続され、巻終わり端部は検出巻線ＮDの直列接
続を介して平滑コンデンサＣｉの正極端子に対して接続
される。つまり、一次巻線Ｎ1と直列に接続される。こ
れにより、磁気結合トランスＭＣＴの一次巻線Ｎpに対
しては、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力が、
一次巻線Ｎ1を介して伝達されることになる。

【００５２】磁気結合トランスＭＣＴの二次巻線Ｎsの
巻始め端部は、高速リカバリ型ダイオードＤ1のカソー
ドに対して接続される。ここで、高速リカバリ型ダイオ
ードＤ1のアノードはブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力
端子に接続される。また、二次巻線Ｎsの巻終わり端部
は、平滑コンデンサＣｉの正極端子に対して接続され
る。つまり、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平
滑コンデンサＣｉの正極端子間（即ち整流電流経路）に
対して、高速リカバリ型ダイオードＤ1−二次巻線Ｎsの
直列接続回路が挿入される。また、この図に示す磁気結
合トランスＭＣＴ一次巻線Ｎpと二次巻線Ｎsの巻方向の
関係を見た場合には、図３と同様となり、従ってその動
作は、加極性（＋Ｍ）モードとされることになる。

【００５３】また、この場合のフィルタコンデンサＣN
は、高速リカバリ型ダイオードＤ1のアノード側と一次
側アース間に対して挿入されることで、例えば磁気結合
トランスＭＣＴの二次巻線Ｎsと共にノーマルモードの
ローパスフィルタを形成している。

【００５４】このような構成の力率改善回路１０をよる
力率改善動作としては、基本的に、次のようになる。力
率改善回路１０では、先ず、絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴの一次巻線Ｎ1に得られるスイッチング素子Ｑ1のス
イッチング出力が、磁気結合トランスＭＣＴの一次巻線
Ｎpに伝達されることになる。そして、磁気結合トラン
スＭＣＴにおける磁気結合を介して、一次巻線Ｎpに得
られたスイッチング出力は、二次巻線Ｎsに対して励起
される。つまり、磁気結合トランスＭＣＴの磁気結合に
よってスイッチング出力が整流電流経路に帰還される。

【００５５】このようにして帰還されたスイッチング出
力により、高速リカバリ型ダイオードＤ1 では整流電流
をスイッチング周期で断続するように動作する。この断
続動作により、チョークコイルとして機能する二次巻線
ＮsのインダクタンスＬSも上昇し、整流出力電圧レベル
が平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期
間にも平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れる。従っ
て、この場合にも、結果的に、交流入力電流の導通角が
拡大されて力率改善が図られる。

【００５６】図４に、上記図１に示す電源回路の動作波
形を示す。ここで、図４（ａ）〜（ｅ）は、各部の商用
電源周期での動作が示され、図４（ｆ）〜（ｊ）は、各
部のスイッチング周期での動作が示される。また、この
動作は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、最大負荷電力２
００Ｗ時の動作となる。

【００５７】ここでは、商用電源の周波数は５０Ｈｚと
され、交流入力電圧ＶACは図４（ａ）に示すように、半
周期が１０ｍｓとなる正弦波状の波形が得られている。
そして、ブリッジ整流回路Ｄｉに流れる整流電流として
は、交流入力電流ＩACが図４（ｂ）に示すようにして流
れると、高速リカバリ型ダイオードＤ1ではこれを断続
するようにスイッチングすることで、図４（ｃ）に示す
波形によるスイッチング電流ＩDが流れることになる。

【００５８】ここで、交流入力電圧ＶACが高いとされて
交流入力電流ＩACが流れる期間におけるスイッチング周
期の動作としては次のようになる。例えば、この期間に
おいてスイッチング素子Ｑ1がスイッチング動作を行っ
たとすると、並列共振コンデンサＣｒの両端には、図４
（ｆ）に示すようにして、スイッチング素子Ｑ1がオフ
となる期間Ｔoff（３μｓ）において正弦波状のパルス
となる並列共振電圧Ｖｃｐが発生する。そして、スイッ
チング素子Ｑ1がオンとなる期間Ｔon（７μｓ）には、
スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間に、図４
（ｇ）に示すようにしてスイッチング出力電流Ｉｃｐが
流れるが、このスイッチング出力電流Ｉｃｐは、力率改
善回路１０内のフィルタコンデンサＣNから、高速リカ
バリ型ダイオードＤ1→二次巻線Ｎsを介して平滑コンデ
ンサＣｉに流れる。このとき、高速リカバリ型ダイオー
ドＤ1を流れるスイッチング電流ＩDは、図４（ｈ）に示
すように、略正弦波上で１１Ａｐのレベルを有する波形
となる。

【００５９】また、スイッチング周期における二次巻線
Ｎsの両端電圧ＶLは、図４（ｉ）に示すようにして、期
間Ｔoffにおいては、正方向に１００Ｖｐとなる正弦波
状の波形となり、期間Ｔonにおいてはその開始期間にお
いて負方向に６０Ｖｐとなる波形が得られる。また、図
４（ｊ）は、スイッチング周期における、二次巻線Ｎs
−平滑コンデンサＣｉの直列接続回路の両端電圧Ｖ1を
示しているが、この電圧Ｖ1は、期間Ｔoffにおいては、
２６０Ｖｐとなる正弦波状の波形となり、期間Ｔonにお
いては、その開始期間において１００Ｖｐとなる逆方向
の正弦波状の波形が得られ、この後、１５０Ｖが維持さ
れる。図１に示す構成では、この電圧Ｖ1が直流入力電
圧として一次側スイッチングコンバータの動作電源とし
て供給される。

【００６０】そして、商用電源周期による動作として、
交流入力電圧ＶACが低いとされて、交流入力電流ＩACが
流れない期間（高速リカバリ型ダイオードＤ1がスイッ
チング動作を行わない期間）においては、磁気結合トラ
ンスの一次巻線Ｎpに対して、絶縁コンバータトランス
ＰＩＴの一次巻線Ｎ1に流れる一次側スイッチング電流
Ｉ1が流れ、これによって磁気結合トランスＭＣＴの二
次巻線Ｎsには、励起電圧が発生する。これにより、商
用電源周期で見た場合の二次巻線Ｎsの両端電圧ＶLは、
図４（ｄ）に示すものとなり、ほぼ定常的に電圧レベル
が得られていることになる。そして、この二次巻線Ｎs
の両端電圧ＶLが整流平滑電圧Ｅｉ（平滑コンデンサＣ
ｉの両端電圧）に重畳されることで、二次巻線Ｎs−平
滑コンデンサＣｉの直列接続回路の両端電圧Ｖ1は、商
用電源周期において図４（ｅ）に示す波形が得られる。
この図４（ｅ）に示す波形から分かるように、本実施の
形態では、磁気結合トランスＭＣＴの二次巻線Ｎsに励
起される電圧により、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電
圧）のレベルを増加させるように動作しているものであ
る。そして、この動作は、前述したようにして、磁気結
合トランスＭＣＴの一次巻線ＮpのインダクタンスＬp
と、二次巻線ＮsのインダクタンスＬsについて、インダ
クタンスＬsのほうがインダクタンスＬpよりも大きくな
るように設定されていることによって得られるものであ
る。

【００６１】上記のようにして、直流入力電圧のレベル
を増加させていることで、例えば、高速リカバリ型ダイ
オードＤ1のカソード電位Ｖ1が、力率改善回路への入力
電圧（高速リカバリ型ダイオードＤ1のアノード側電
位）よりも低いとされる期間においても、高速リカバリ
型ダイオードＤ1のスイッチング動作を継続するように
動作する。つまり、商用電源周期の半周期ごとにおい
て、高速リカバリ型ダイオードＤ1がスイッチングを行
う期間が延長されるものである。このような動作によっ
て、１０ｍｓの商用電源の半周期に対して、例えば図４
（ｂ）に示すように交流入力電流ＩACの導通角は６ｍｓ
程度にまで拡大されることになり、図９及び図１０に示
した回路と比較して、より高い力率が得られるようにさ
れる。

【００６２】ここで、図５、図６、及び図７に、上記図
１に示した電源回路についての実験結果を示す。なお、
これらの図に示す実験結果を得るのにあたっては、磁気
結合トランスＭＣＴについてはＥＩ−２５のＥＩ型コア
を用い、一次巻線ＮpについてはインダクタンスＬp＝１
３μＨ、二次巻線ＮsについてはインダクタンスＬp＝１
０５μＨとしている。そして、フィルタコンデンサＣN
＝１μＦ、並列共振コンデンサＣｒ＝４７００ｐＦを選
定している。また、動作条件としては、負荷電力Ｐｏ＝
２００Ｗ〜０Ｗ、交流入力電圧ＶAC＝８０Ｖ〜１４４Ｖ
時とされる。

【００６３】まず図５には、交流入力電圧ＶAC＝１００
Ｖで一定とした条件の下での、負荷と力率との関係を示
している。この図に示されるように、本実施の形態で
は、負荷電力Ｐｏ＝４０Ｗ程度以上から、力率ＰＦにつ
いて０．７５程度以上が維持される。そして、負荷電力
Ｐｏ＝２００Ｗにおいて力率ＰＦ＝０．８程度となるま
で、力率が緩やかに上昇する特性が得られている。この
ようにして、本実施の形態では、広範囲の負荷条件にわ
たって高力率が得られるものである。

【００６４】また、図６には、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ
で一定とした条件の下での、交流入力電圧ＶACと力率と
の関係が示されている。この図から分かるように、力率
ＰＦとしては、交流入力電圧ＶAC＝８０Ｖ付近において
既にＰＦ＝０．９程度以上の高力率が得られており、交
流入力電圧ＶACが上昇するように変動していくのに従っ
て、力率ＰＦが低くはなっていくものの、そして、交流
入力電圧ＶAC＝１４０Ｖにあっても、ＰＦ＝０．８に近
い値を維持しているものである。

【００６５】このように、本実施の形態の電源回路で
は、交流入力電圧、負荷の変動に対しても高力率を維持
できる。このために、交流入力電圧や負荷条件が指定さ
れるテレビジョン受像機などに限定されず、例えば負荷
条件が変動する事務機器やパーソナルコンピュータなど
の事務機器に対して本実施の形態の電源回路を搭載する
ことが実用上充分に可能となるものである。

【００６６】また、本実施の形態の電源回路では、交流
入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時に
おいて直流入力電圧（図１の場合では、実際には電圧Ｖ
1となる）として、１５６Ｖ程度が得られるのである
が、これは、図１の回路において力率改善回路１０を備
えない場合の直流入力電圧が１３１Ｖであるのに対し
て、２５Ｖ程度増加しているものである。これにより、
本実施の形態では電力変換効率が上昇し、例えば力率改
善回路１０を備えない場合が９０．１％であるのに対し
て、本実施の形態では、９１．２％にまで向上してい
る。また、交流入力電力としては、力率改善回路１０を
備えない場合よりも３．３Ｗ低減している。

【００６７】また、実験結果として、磁気結合トランス
ＭＣＴの巻線（Ｎp，Ｎs）間のインダクタンス値の比を
変更して、一次巻線Ｎpから二次巻線Ｎs側へのスイッチ
ング電流Ｉ1の帰還量を変更することで、力率特性を変
えられることが確認されている。つまり、本実施の形態
としては、磁気結合トランスＭＣＴにおける巻線（Ｎ
p，Ｎs）のインダクタンス値を変更してやることで、実
使用に適った条件の力率特性が得られるように調整を行
うことができるものである。このように磁気結合トラン
スＭＣＴの一次巻線Ｎp／二次巻線Ｎsのインダクタンス
値の比を変更するのには、例えば一次巻線Ｎp／二次巻
線Ｎsの巻数比を変更してやればよいものである。

【００６８】ここで、磁気結合トランスＭＣＴにおける
一次巻線Ｎp／二次巻線Ｎsのインダクタンス値として、
一次巻線ＮpについてはインダクタンスＬp＝１３μＨ、
二次巻線ＮsについてはインダクタンスＬp＝９０μＨと
なるように、その巻数比を設定した場合に得られた各部
の動作波形を図７に示す。

【００６９】図７（ａ）に示すように、例えば５０Ｈの
商用電源周期により交流入力電圧ＶACが入力されている
として、高速リカバリ型ダイオードＤ1では、図７
（ｃ）のスイッチング電流ＩDに示されるようにしてス
イッチング動作を行う。また、このときの磁気結合トラ
ンスＭＣＴの二次巻線Ｎsの両端電圧ＶLは、図７（ｄ）
に示すようにして、交流入力電圧ＶACが低いとされるτ
期間以外の期間にほぼ対応して、スイッチング周期に応
じた交番波形が得られるものとなり、二次巻線Ｎs−平
滑コンデンサＣｉの直列接続回路に得られる両端電圧
（直流入力電圧）Ｖ1は、交流入力電圧ＶACが高いとさ
れるτ期間に１３０Ｖｐで、τ期間以外の期間において
は４０Ｖとなる電圧レベルに対して、電圧ＶLとほぼ同
一の波形が重畳されるものとなる。

【００７０】また、上記のようにして磁気結合トランス
ＭＣＴの巻線比を変更した場合の、交流入力電圧ＶAC＝
１００Ｖで一定とした条件の下での、負荷と力率との関
係を図８に示す。例えば図５と比較すると、図８の場合
には、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ以上では、力率ＰＦの値は
低くはなるものの、負荷電力の変動に関わらずほぼＰＦ
＝０．７５程度で一定に維持され、負荷電力Ｐｏ＝２５
Ｗ程度以下では、逆に力率が上昇するという特性が得ら
れる。

【００７１】図９は、同じく磁気結合トランスＭＣＴの
巻線比を変更した構成における、負荷電力Ｐｏ＝２００
Ｗで一定とした条件の下での、交流入力電圧ＶACと力率
との関係が示されている。この場合にも、力率ＰＦとし
ては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ程度以上では、力率
ＰＦ＝０．７５程度でほぼ一定となり、ＶAC＝１００Ｖ
程度以下で力率ＰＦが高くなるという特性が得られる。

【００７２】続いて、本発明の他の実施の形態としての
電源回路の構成について図１０を参照して説明する。な
お、この図において図１と同一部分には同一符号を付し
て説明を省略する。この図に示す電源回路の一次側にあ
っては、力率改善回路１０内の磁気結合トランスＭＣＴ
の構成が、図１の場合と異なっている。つまり、この場
合には、磁気結合トランスＭＣＴの一次巻線Ｎp、二次
巻線Ｎsの巻方向の関係として、図３（ｂ）に示した関
係が得られているものである。つまり、この場合の磁気
結合トランスＭＣＴは、減極性（−Ｍ：フライバック方
式）で動作する。

【００７３】また、この図に示す電源回路の二次側にお
いては、二次巻線Ｎ2の一端は二次側アースに接続さ
れ、他端は直列共振コンデンサＣｓ1の直列接続を介し
て整流ダイオードＤO1のアノードと整流ダイオードＤO2
のカソードの接続点に対して接続される。整流ダイオー
ドＤO1のカソードは平滑コンデンサＣO1の正極と接続さ
れ、整流ダイオードＤO2のアノードは二次側アースに対
して接続される。平滑コンデンサＣO1の負極側は二次側
アースに対して接続される。

【００７４】このような接続形態では結果的に、［直列
共振コンデンサＣｓ1，整流ダイオードＤO1，ＤO2、平
滑コンデンサＣO1］の組から成る倍電圧全波整流回路が
設けられることになる。ここで、直列共振コンデンサＣ
ｓ1は、自身のキャパシタンスと二次巻線Ｎ2の漏洩イン
ダクタンス成分とによって、整流ダイオードＤO1，ＤO2
のオン／オフ動作に対応する直列共振回路を形成する。
即ち、本実施の形態の電源回路は、一次側にはスイッチ
ング動作を電流共振形とするための直列共振回路が備え
られ、二次側には、倍電圧全波整流動作を得るための直
列共振回路が備えられた複合共振形スイッチングコンバ
ータの構成を採る。

【００７５】ここで、上記［直列共振コンデンサＣｓ
1，整流ダイオードＤO1，ＤO2、平滑コンデンサＣO1］
の組による倍電圧全波整流動作としては次のようにな
る。一次側のスイッチング動作により一次巻線Ｎ1にス
イッチング出力が得られると、このスイッチング出力は
二次巻線Ｎ2に励起される。そして、整流ダイオードＤO
1がオフとなり、整流ダイオードＤO2がオンとなる期間
においては、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2との極性（相互
インダクタンスＭ）が−Ｍとなる減極性モードで動作し
て、二次巻線Ｎ2の漏洩インダクタンスと直列共振コン
デンサＣｓ1による直列共振作用によって、整流ダイオ
ードＤO2により整流した整流電流を直列共振コンデンサ
Ｃｓ1に対して充電する動作が得られる。そして、整流
ダイオードＤO2がオフとなり、整流ダイオードＤO1がオ
ンとなって整流動作を行う期間においては、一次巻線Ｎ
1と二次巻線Ｎ2との極性（相互インダクタンスＭ）が＋
Ｍとなる加極性モードとなり、二次巻線Ｎ2に誘起され
た電圧に直列共振コンデンサＣｓ1の電位が加わるとい
う直列共振が生じる状態で平滑コンデンサＣO1に対して
充電が行われる動作となる。上記のようにして、加極性
モード（＋Ｍ；フォワード動作）と減極性モード（−
Ｍ；フライバック動作）との両者のモードを利用して整
流動作が行われることで、平滑コンデンサＣO1において
は、二次巻線Ｎ2の誘起電圧のほぼ２倍に対応する直流
出力電圧ＥO1が得られる。

【００７６】上記構成によると、図８に示す回路の二次
側では相互インダクタンスが＋Ｍと−Ｍの動作モードと
なる状態を利用して、倍電圧全波整流を行うことで二次
側直流出力電圧を得るようにしている。つまり、一次側
の電流共振作用と二次側の電流共振作用とによる電磁エ
ネルギーが同時に負荷側に供給されるようにしているた
め、それだけ負荷側に供給される電力も更に増加して、
最大負荷電力の大幅な増加が図られることになる。

【００７７】また、倍電圧全波整流回路によって二次側
直流出力電圧を得るようにしていることで、例えば等倍
電圧整流回路によって得られる二次側直流出力電圧と同
等のレベルを得ようとすれば、本実施の形態の二次巻線
Ｎ2としては、従来の１／２の巻数で済むことになる。
この巻数の削減は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの小
型軽量化、及び低コスト化につながる。なお、この場合
には、二次巻線Ｎ2とは独立して二次巻線Ｎ2Aを巻装
し、この二次巻線Ｎ2Aに対して、整流ダイオードＤO3及
び平滑コンデンサＣO2からなる半波整流回路が接続され
ることで、直流出力電圧ＥO2を生成するようにしてい
る。

【００７８】図１１は、上記図１０に示した構成による
電源回路の要部の動作を示す波形図である。この図にお
いても、図１１（ａ）〜（ｅ）は、商用電源周期での動
作を示しているものとされ、それぞれ、先の実施の形態
に対応する図４（ａ）〜（ｅ）と同一部の動作が示され
ている。また、図１１（ｆ）〜（ｉ）は要部のスイッチ
ング周期での動作が示されており、ここでは、それぞ
れ、一次側の並列共振電圧Ｖｃｐ、スイッチング電流Ｉ
D、磁気結合トランスＭＣＴの二次巻線Ｎsの両端電圧Ｖ
L、交流入力電圧Ｖ1が示されている。

【００７９】ここで、図１１（ａ）〜（ｅ）に示す各部
の動作としては、図４（ａ）〜（ｅ）に示した動作と同
様となっている。但し、スイッチング周期で見た場合に
は、磁気結合トランスＭＣＴが減極性で動作すること
で、図４（ｇ）のスイッチング電流ＩDに示すようにし
て、高速リカバリ型ダイオードＤ1は、スイッチング素
子Ｑ1がオフとなる期間Ｔoffにおいてオンとなり、スイ
ッチング素子Ｑ1がオンとなる期間Ｔonにおいてオフと
なるように動作する。つまり、スイッチング電流ＩD
は、図４（ｆ）に示す並列共振電圧Ｖｃｐのパルスと同
じタイミングで流れることになる。また、図４（ｈ）に
示す二次巻線Ｎsの両端電圧ＶLは、期間Ｔoffにおいて
は、正方向に９０Ｖｐとなる正弦波状の波形となり、期
間Ｔonにおいてはその開始期間において負方向に４０Ｖ
ｐとなる波形が得られる。また、図４（ｉ）に示す直流
入力電圧Ｖ1は、期間Ｔoffにおいては、２２０Ｖｐとな
る正弦波状の波形となり、期間Ｔonにおいては、その開
始期間において７０Ｖｐとなる逆方向の正弦波状の波形
が得られ、この後、１３０Ｖが維持される。

【００８０】そして、このような構成であっても、その
特性としては、先の実施の形態と同様に、図５及び図６
に示したような特性が得られるものである。また、磁気
結合トランスＭＣＴの一次巻線と二次巻線の巻数比を変
更すれば、例えば図８、図９に示したような特性が得ら
れるものである。

【００８１】なお、本出願人は、複合共振形スイッチン
グコンバータとして、二次側直列共振回路を利用した４
倍電圧整流回路を備えた構成も既に提案しているが、こ
のような構成も本実施の形態の変形例として成立し得
る。つまり、本実施の形態としては二次側の共振回路及
び整流回路の構成として特に限定されるものではない。

【００８２】また、上記各実施の形態にあっては、一次
側の電圧共振形コンバータとして、１石のスイッチング
素子を備えたいわゆるシングルエンド方式の構成が採ら
れているが、２石のスイッチング素子を交互にスイッチ
ングさせるいわゆるプッシュプル方式にも本発明が適用
できるものである。また、上記各実施の形態としては、
自励式のスイッチングコンバータを例に挙げたが他励式
の構成に対しても本発明の摘要は可能である。

【００８３】

【発明の効果】以上説明したように、本発明は、複合共
振形コンバータに対して力率改善回路を備えたスイッチ
ング電源回路として、力率改善回路においては、磁気結
合トランスを設けて、磁気結合トランスの一次巻線（第
１巻線）に供給されるスイッチング出力を、磁気結合ト
ランスの二次巻線（第２巻線）に伝達することで、スイ
ッチング出力を整流電流経路に電力帰還するようにして
いる。そして、この整流電流経路に帰還されたスイッチ
ング出力によって、高速リカバリ型ダイオード（スイッ
チング用素子）が整流電流を断続するスイッチング動作
を行うことで、力率の改善を図るようにされる。

【００８４】ここで、磁気結合トランスにおいては、第
１巻線のインダクタンスよりも二次第２巻線のインダク
タンスが大きくなるように設定されていることで、直流
入力電圧が増加するのであるが、これにより、結果的に
は、交流入力電圧、及び負荷電力の変動に対しても、実
用性に足るだけの力率が得られるように維持されるもの
である。また、力率の特性としては、例えば第１巻線の
インダクタンスと第２巻線のインダクタンスとの比を調
整することで、交流入力電圧、負荷電力の変動に対して
ほぼ一定とすることもできるために、リップル成分の抑
制を図ることも可能となる。また、直流入力電圧の増加
によって、電力変換効率の向上が図られるものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態としてのスイッチン
グ電源回路の構成を示す回路図である。

【図２】本実施の形態の電源回路に採用される絶縁コン
バータトランスの構造を示す側断面図である。

【図３】相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの場合の各動
作を示す説明図である。

【図４】図１に示すスイッチング電源回路の動作を示す
波形図である。

【図５】図１に示すスイッチング電源回路について、負
荷電力と力率との関係を示す特性図である。

【図６】図１に示すスイッチング電源回路について、交
流入力電圧と力率との関係を示す特性図である。

【図７】磁気結合トランスの巻線比を変更した場合の図
１に示すスイッチング電源回路の動作を示す波形図であ
る。

【図８】磁気結合トランスの巻線比を変更した場合の図
１に示すスイッチング電源回路の負荷電力と力率との関
係を示す特性図である。

【図９】磁気結合トランスの巻線比を変更した場合の図
１に示すスイッチング電源回路の交流入力電圧と力率と
の関係を示す特性図である。

【図１０】他の実施の形態としてのスイッチング電源回
路の構成を示す回路図である。

【図１１】図１０に示すスイッチング電源回路の動作を
示す波形図である。

【図１２】先行技術としての電源回路の構成を示す回路
図である。

【図１３】先行技術としての電源回路の構成を示す回路
図である。

【図１４】先行技術の電源回路について、負荷電力と力
率との関係を示す特性図である。

【図１５】先行技術の電源回路について、交流入力電圧
と力率との関係を示す特性図である。

【図１６】先行技術の電源回路について、負荷電力に応
じた商用交流電源の入力に対する動作を示す波形図であ
る。

【符号の説明】

１ 制御回路、１０ 力率改善回路、Ｄｉ ブリッジ整
流回路、Ｃｉ 平滑コンデンサ、Ｄ1 高速リカバリ型
ダイオード、Ｃ2 二次側並列共振コンデンサ、Ｃｓ1
二次側直列共振コンデンサ、ＰＲＴ 直交型制御トラン
ス、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、ＭＣＴ 磁気結
合トランス、Ｑ1 スイッチング素子

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H006 AA02 AA07 CA01 CA07 CA12 CB01 CB03 CC02 CC08 DB01 DC05 5H730 AA18 AS01 BB23 BB52 BB72 CC04 DD02 DD23 DD27 EE02 EE07 EE30 EE59 EE73 FD01 FG05 XC09 ZZ16

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 商用交流電源を入力して整流平滑電圧を
   生成し、直流入力電圧として出力する整流平滑手段と、 疎結合とされる所要の結合係数が得られるようにギャッ
   プが形成され、一次側出力を二次側に伝送するために設
   けられる絶縁コンバータトランスと、 上記直流入力電圧をスイッチング素子により断続して上
   記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するように
   されたスイッチング手段と、 少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を
   含む漏洩インダクタンス成分と並列共振コンデンサのキ
   ャパシタンスとによって形成されて、上記スイッチング
   手段の動作を電圧共振形とする一次側並列共振回路と、 上記一次巻線と接続されて所定のインダクタンスを有す
   る第１巻線と、整流電流経路に挿入されて上記第１巻線
   のインダクタンスよりも大きな所定のインダクタンスを
   有する第２巻線とを磁気結合する磁気結合トランスと、
   整流電流経路に挿入されるスイッチング用素子とを少な
   くとも備えた力率改善手段と、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダク
   タンス成分と、二次側共振コンデンサのキャパシタンス
   とによって二次側において形成される二次側共振回路
   と、 上記二次側共振回路を含んで形成され、上記絶縁コンバ
   ータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力し
   て、整流動作を行って二次側直流出力電圧を生成するよ
   うに構成された直流出力電圧生成手段と、 上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、二次側直流
   出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定
   電圧制御手段と、 を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
2. 【請求項２】 上記磁気結合トランスの上記第１巻線と
   上記第２巻線のインダクタンス値の各々について所要の
   値が得られるように、上記第１巻線と上記第２巻線の巻
   数比が変更設定可能とされていることを特徴とする請求
   項１に記載のスイッチング電源回路。