JP2001069767A - 三相ハーフブリッジ形インバータ回路 - Google Patents
三相ハーフブリッジ形インバータ回路Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 三相ハーフブリッジ形インバータ回路の、直
列接続された第１のコンデンサの電圧と第２のコンデン
サの電圧をバランスさせるようにする。 【解決手段】 第１のコンデンサの他端と第２のコンデ
ンサの一端とを接続した直列接続点にチョークコイルの
センタータップを接続し、この接続点を三相のうちの一
相の出力とするとともに、前記チョークコイルの第１巻
線を第１のダイオードを介して前記第２のコンデンサの
他端に、前記チョークコイルの第２巻線を第２のダイオ
ードを介して前記第１のコンデンサの一端に接続し、前
記チョークコイルに蓄積されたエネルギーを前記コンデ
ンサのいずれか一方に放出することによってその電圧を
バランスさせる。
列接続された第１のコンデンサの電圧と第２のコンデン
サの電圧をバランスさせるようにする。 【解決手段】 第１のコンデンサの他端と第２のコンデ
ンサの一端とを接続した直列接続点にチョークコイルの
センタータップを接続し、この接続点を三相のうちの一
相の出力とするとともに、前記チョークコイルの第１巻
線を第１のダイオードを介して前記第２のコンデンサの
他端に、前記チョークコイルの第２巻線を第２のダイオ
ードを介して前記第１のコンデンサの一端に接続し、前
記チョークコイルに蓄積されたエネルギーを前記コンデ
ンサのいずれか一方に放出することによってその電圧を
バランスさせる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は三相ハーフブリッジ
形インバータ回路に関するもので、さらに詳しく言え
ば、直流電圧の昇圧手段が介挿され、これによって直流
電圧を昇圧するとともに、直列接続された第１、第２の
コンデンサに印加される電圧をバランスさせることがで
き、直流電力から三相交流電力への変換と三相交流電力
から直流電力への変換が行える双方向性の機能を有した
三相ハーフブリッジ形インバータ回路に関するものであ
る。
形インバータ回路に関するもので、さらに詳しく言え
ば、直流電圧の昇圧手段が介挿され、これによって直流
電圧を昇圧するとともに、直列接続された第１、第２の
コンデンサに印加される電圧をバランスさせることがで
き、直流電力から三相交流電力への変換と三相交流電力
から直流電力への変換が行える双方向性の機能を有した
三相ハーフブリッジ形インバータ回路に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】ハーフブリッジ形インバータ回路は、直
流電源と、第１、第２のコンデンサの直列接続回路と、
第１、第２のスイッチング素子の直列接続回路とを備
え、前記第１、第２のコンデンサの直列接続点と第１、
第２のスイッチング素子の直列接続点との間に負荷が接
続されてなるもので、フルブリッジ形インバータ回路に
比べてスイッチング素子の数が半分であるという長所が
あるため、交流出力電圧のピーク値の２倍以上の高い直
流電源電圧が入力されるインバータ回路に広く用いら
れ、近年はこれらの長所を生かして三相出力を得るもの
にも用いられるようになってきている。
流電源と、第１、第２のコンデンサの直列接続回路と、
第１、第２のスイッチング素子の直列接続回路とを備
え、前記第１、第２のコンデンサの直列接続点と第１、
第２のスイッチング素子の直列接続点との間に負荷が接
続されてなるもので、フルブリッジ形インバータ回路に
比べてスイッチング素子の数が半分であるという長所が
あるため、交流出力電圧のピーク値の２倍以上の高い直
流電源電圧が入力されるインバータ回路に広く用いら
れ、近年はこれらの長所を生かして三相出力を得るもの
にも用いられるようになってきている。
【０００３】上記した三相ハーフブリッジ形インバータ
回路では、低い直流電源電圧が入力されるインバータ回
路の場合でも、この直流電源電圧を昇圧する昇圧手段を
介挿し、インバータ回路には前記昇圧手段によって昇圧
された直流電力を入力することにより、インバータ回路
を構成するスイッチング素子に流れる電流を低減し、ス
イッチング素子を小型化したり、配線材料を細くすると
いったことが行われている。
回路では、低い直流電源電圧が入力されるインバータ回
路の場合でも、この直流電源電圧を昇圧する昇圧手段を
介挿し、インバータ回路には前記昇圧手段によって昇圧
された直流電力を入力することにより、インバータ回路
を構成するスイッチング素子に流れる電流を低減し、ス
イッチング素子を小型化したり、配線材料を細くすると
いったことが行われている。
【０００４】このような昇圧手段が介挿された三相ハー
フブリッジ形インバータ回路では、直流電圧を、得よう
とする交流電圧のピーク値の２倍以上に昇圧する必要が
あり、従来は図５に示したような昇圧チョッパ回路が介
挿されていた。
フブリッジ形インバータ回路では、直流電圧を、得よう
とする交流電圧のピーク値の２倍以上に昇圧する必要が
あり、従来は図５に示したような昇圧チョッパ回路が介
挿されていた。
【０００５】図５に示した昇圧チョッパ回路は、直流電
源１の一端１１と他端１２との間にチョークコイルＬ0
とスイッチング素子Ｔ0 との直列回路を接続し、このチ
ョークコイルＬ0 とスイッチング素子Ｔ0 との直列接続
点をダイオードＤ0 を介してインバータ回路３の一方の
入力端子３１（第１のコンデンサＣ1 の一端）に接続す
るとともに、前記直流電源１の他端１２をインバータ回
路３の他方の入力端子３２（第２のコンデンサＣ2 の他
端）に接続してなる。なお、２はリップル吸収用のコン
デンサである。
源１の一端１１と他端１２との間にチョークコイルＬ0
とスイッチング素子Ｔ0 との直列回路を接続し、このチ
ョークコイルＬ0 とスイッチング素子Ｔ0 との直列接続
点をダイオードＤ0 を介してインバータ回路３の一方の
入力端子３１（第１のコンデンサＣ1 の一端）に接続す
るとともに、前記直流電源１の他端１２をインバータ回
路３の他方の入力端子３２（第２のコンデンサＣ2 の他
端）に接続してなる。なお、２はリップル吸収用のコン
デンサである。
【０００６】そして、前記インバータ回路３は、第１の
コンデンサＣ1 と第２のコンデンサＣ2 との第１の直列
接続回路と第１のスイッチング素子Ｔ1 と第２のスイッ
チング素子Ｔ2 との第２の直列接続回路と第３のスイッ
チング素子Ｔ3 と第４のスイッチング素子Ｔ4 との第３
の直列接続回路とを並列に接続し、前記第１のコンデン
サＣ1 と第２のコンデンサＣ2 との直列接続点を三相の
Ｓ相とし、前記第１のスイッチング素子Ｔ1 と第２のス
イッチング素子Ｔ2 との直列接続点をフィルタ回路４の
リアクトルＬ41を介して三相のＲ相とし、前記第３のス
イッチング素子Ｔ3 と第４のスイッチング素子Ｔ4 との
直列接続点をフィルタ回路４のリアクトルＬ42を介して
三相のＴ相として負荷５に接続した三相ハーフブリッジ
形で、リアクトルＬ41の出力側とＳ相との間にフィルタ
回路４のコンデンサＣ41を接続し、リアクトルＬ42の出
力側とＳ相との間にフィルタ回路４のコンデンサＣ42を
接続した構成である。なお、このようなインバータ回路
３および前述した昇圧チョッパ回路は公知であるので、
その動作の説明は省略する。
コンデンサＣ1 と第２のコンデンサＣ2 との第１の直列
接続回路と第１のスイッチング素子Ｔ1 と第２のスイッ
チング素子Ｔ2 との第２の直列接続回路と第３のスイッ
チング素子Ｔ3 と第４のスイッチング素子Ｔ4 との第３
の直列接続回路とを並列に接続し、前記第１のコンデン
サＣ1 と第２のコンデンサＣ2 との直列接続点を三相の
Ｓ相とし、前記第１のスイッチング素子Ｔ1 と第２のス
イッチング素子Ｔ2 との直列接続点をフィルタ回路４の
リアクトルＬ41を介して三相のＲ相とし、前記第３のス
イッチング素子Ｔ3 と第４のスイッチング素子Ｔ4 との
直列接続点をフィルタ回路４のリアクトルＬ42を介して
三相のＴ相として負荷５に接続した三相ハーフブリッジ
形で、リアクトルＬ41の出力側とＳ相との間にフィルタ
回路４のコンデンサＣ41を接続し、リアクトルＬ42の出
力側とＳ相との間にフィルタ回路４のコンデンサＣ42を
接続した構成である。なお、このようなインバータ回路
３および前述した昇圧チョッパ回路は公知であるので、
その動作の説明は省略する。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】上記したインバータ回
路３では、負荷５が不平衡成分を有すると、第１のコン
デンサＣ1 と第２のコンデンサＣ2 とに印加される電圧
がアンバランスになり、電圧が小さくなった側からの出
力電圧がピーク値に達しなくなるという問題があった。
路３では、負荷５が不平衡成分を有すると、第１のコン
デンサＣ1 と第２のコンデンサＣ2 とに印加される電圧
がアンバランスになり、電圧が小さくなった側からの出
力電圧がピーク値に達しなくなるという問題があった。
【０００８】このような問題を解決するために、従来
は、第１のコンデンサＣ1 と第２のコンデンサＣ2 に、
それぞれダミー抵抗を並列に接続し、ダミー抵抗に印加
される電圧とダミー抵抗による損失とを釣り合わせるこ
とによって電圧のアンバランスを解消していたが、常に
ダミー抵抗による損失が発生しており、しかもこの損失
は電圧のアンバランスが大きい場合や第１のコンデンサ
Ｃ1 と第２のコンデンサＣ2 に印加される電圧が大きい
場合に大きくなるため、このような用途に用いると、変
換効率の低下の原因になって好ましくなかった。
は、第１のコンデンサＣ1 と第２のコンデンサＣ2 に、
それぞれダミー抵抗を並列に接続し、ダミー抵抗に印加
される電圧とダミー抵抗による損失とを釣り合わせるこ
とによって電圧のアンバランスを解消していたが、常に
ダミー抵抗による損失が発生しており、しかもこの損失
は電圧のアンバランスが大きい場合や第１のコンデンサ
Ｃ1 と第２のコンデンサＣ2 に印加される電圧が大きい
場合に大きくなるため、このような用途に用いると、変
換効率の低下の原因になって好ましくなかった。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、請求項１記載の発明は、直流電源と、第１のコンデ
ンサの他端を第２のコンデンサの一端に接続した第１の
直列接続回路と、第１のスイッチング素子の他端を第２
のスイッチング素子の一端に接続した第２の直列接続回
路と、第３のスイッチング素子の他端を第４のスイッチ
ング素子の一端に接続した第３の直列接続回路とを備
え、前記第１のコンデンサの一端、第１のスイッチング
素子の一端および第３のスイッチング素子の一端が互い
に接続されるとともに、前記第２のコンデンサの他端、
第２のスイッチング素子の他端および第４のスイッチン
グ素子の他端が互いに接続され、前記第１、第２、第３
の直列接続回路の各直列接続点から三相の各相の出力を
得るようにした三相ハーフブリッジ形インバータ回路で
あって、前記第１のコンデンサと第２のコンデンサとの
直列接続点にセンタータップが接続されたチョークコイ
ルを有し、このチョークコイルの第１巻線が第１のダイ
オードを介して前記第２のコンデンサの他端に接続され
るとともに第２巻線が第２のダイオードを介して前記第
１のコンデンサの一端に接続され、前記直流電源の一端
が前記チョークコイルのセンタータップに接続され、前
記チョークコイルの第２巻線と第２のダイオードとの接
続点と前記直流電源の他端との間に第５のスイッチング
素子が接続されたことを特徴とするものであり、これに
より、負荷５が不平衡成分を有していて第１のコンデン
サと第２のコンデンサに印加される電圧のアンバランス
が大きくなることが考えられる場合やハーフブリッジ形
インバータ回路の入力電圧が高くて第１のコンデンサと
第２のコンデンサに印加される電圧が大きい場合であっ
ても、変換効率を低下させずに第１のコンデンサと第２
のコンデンサに印加される電圧をバランスさせることが
できる。
め、請求項１記載の発明は、直流電源と、第１のコンデ
ンサの他端を第２のコンデンサの一端に接続した第１の
直列接続回路と、第１のスイッチング素子の他端を第２
のスイッチング素子の一端に接続した第２の直列接続回
路と、第３のスイッチング素子の他端を第４のスイッチ
ング素子の一端に接続した第３の直列接続回路とを備
え、前記第１のコンデンサの一端、第１のスイッチング
素子の一端および第３のスイッチング素子の一端が互い
に接続されるとともに、前記第２のコンデンサの他端、
第２のスイッチング素子の他端および第４のスイッチン
グ素子の他端が互いに接続され、前記第１、第２、第３
の直列接続回路の各直列接続点から三相の各相の出力を
得るようにした三相ハーフブリッジ形インバータ回路で
あって、前記第１のコンデンサと第２のコンデンサとの
直列接続点にセンタータップが接続されたチョークコイ
ルを有し、このチョークコイルの第１巻線が第１のダイ
オードを介して前記第２のコンデンサの他端に接続され
るとともに第２巻線が第２のダイオードを介して前記第
１のコンデンサの一端に接続され、前記直流電源の一端
が前記チョークコイルのセンタータップに接続され、前
記チョークコイルの第２巻線と第２のダイオードとの接
続点と前記直流電源の他端との間に第５のスイッチング
素子が接続されたことを特徴とするものであり、これに
より、負荷５が不平衡成分を有していて第１のコンデン
サと第２のコンデンサに印加される電圧のアンバランス
が大きくなることが考えられる場合やハーフブリッジ形
インバータ回路の入力電圧が高くて第１のコンデンサと
第２のコンデンサに印加される電圧が大きい場合であっ
ても、変換効率を低下させずに第１のコンデンサと第２
のコンデンサに印加される電圧をバランスさせることが
できる。
【００１０】また、請求項２記載の発明は、請求項１記
載の三相ハーフブリッジ形インバータ回路において、前
記第１のコンデンサと第２のコンデンサとの直列接続点
にセンタータップが接続されたチョークコイルを有し、
このチョークコイルの第１巻線が第１のダイオードと第
１のトランジスタとの第１の並列接続回路を介して前記
第２のコンデンサの他端に接続されるとともに第２巻線
が第２のダイオードと第２のトランジスタとの第２の並
列接続回路を介して前記第１のコンデンサの一端に接続
され、前記直流電源の一端が前記チョークコイルのセン
タータップに接続され、前記チョークコイルの第２巻線
と第２の並列接続回路との接続点と前記直流電源の他端
との間に第３のダイオードと第３のトランジスタとの第
３の並列接続回路が接続されたことを特徴とするもので
あり、これにより、第１のコンデンサに印加される電圧
と第２のコンデンサに印加される電圧をバランスさせる
ことができるとともに、該インバータ回路に、直流電力
から三相交流電力への変換と三相交流電力から直流電力
への変換が行える双方向性の機能を持たせることができ
る。
載の三相ハーフブリッジ形インバータ回路において、前
記第１のコンデンサと第２のコンデンサとの直列接続点
にセンタータップが接続されたチョークコイルを有し、
このチョークコイルの第１巻線が第１のダイオードと第
１のトランジスタとの第１の並列接続回路を介して前記
第２のコンデンサの他端に接続されるとともに第２巻線
が第２のダイオードと第２のトランジスタとの第２の並
列接続回路を介して前記第１のコンデンサの一端に接続
され、前記直流電源の一端が前記チョークコイルのセン
タータップに接続され、前記チョークコイルの第２巻線
と第２の並列接続回路との接続点と前記直流電源の他端
との間に第３のダイオードと第３のトランジスタとの第
３の並列接続回路が接続されたことを特徴とするもので
あり、これにより、第１のコンデンサに印加される電圧
と第２のコンデンサに印加される電圧をバランスさせる
ことができるとともに、該インバータ回路に、直流電力
から三相交流電力への変換と三相交流電力から直流電力
への変換が行える双方向性の機能を持たせることができ
る。
【００１１】また、請求項３記載の発明は、請求項１ま
たは２記載の三相ハーフブリッジ形インバータ回路にお
いて、直流電源が蓄電池であり、この蓄電池の電圧を検
出する電圧検出回路にホトモス回路を介挿したことを特
徴とするものであり、これにより、蓄電池の電圧を検出
する必要がない場合に電圧検出回路を切り離すことがで
きるので、蓄電池の不必要な放電を防止することができ
る。
たは２記載の三相ハーフブリッジ形インバータ回路にお
いて、直流電源が蓄電池であり、この蓄電池の電圧を検
出する電圧検出回路にホトモス回路を介挿したことを特
徴とするものであり、これにより、蓄電池の電圧を検出
する必要がない場合に電圧検出回路を切り離すことがで
きるので、蓄電池の不必要な放電を防止することができ
る。
【００１２】
【発明の実施の形態】以下、本発明をその実施の形態に
基づいて説明する。
基づいて説明する。
【００１３】図１は本発明の第１の実施の形態に係る三
相ハーフブリッジ形インバータ回路の回路図である。
相ハーフブリッジ形インバータ回路の回路図である。
【００１４】図１に示した三相ハーフブリッジ形インバ
ータ回路の特徴は、直流電源１と、第１のコンデンサＣ
1 の他端を第２のコンデンサＣ2 の一端に接続した第１
の直列接続回路と、第１のスイッチング素子Ｔ1 の他端
を第２のスイッチング素子Ｔ2 の一端に接続した第２の
直列接続回路と、第３のスイッチング素子Ｔ3 の他端を
第４のスイッチング素子Ｔ4 の一端に接続した第３の直
列接続回路とを並列に接続するとともに、前記第１のコ
ンデンサＣ1 と第２のコンデンサＣ2 との直列接続点に
センタータップが接続されたチョークコイルＬを有し、
このチョークコイルＬの第１巻線Ｌ1 が第１のダイオー
ドＤ1 を介して前記第２のコンデンサＣ2 の他端に接続
されるとともに第２巻線Ｌ2 が第２のダイオードＤ2 を
介して前記第１のコンデンサＣ1 の一端に接続され、直
流電源１の一端１１が前記チョークコイルＬのセンター
タップに接続され、前記チョークコイルＬの第２巻線Ｌ
2と第２のダイオードＤ2 との接続点と直流電源１の他
端１２との間に第５のスイッチング素子Ｔ5 が接続され
たことである。なお、２はリップル吸収用のコンデン
サ、４はリアクトルＬ41、リアクトルＬ42、コンデンサ
Ｃ41、コンデンサＣ42からなるフィルタ回路である。
ータ回路の特徴は、直流電源１と、第１のコンデンサＣ
1 の他端を第２のコンデンサＣ2 の一端に接続した第１
の直列接続回路と、第１のスイッチング素子Ｔ1 の他端
を第２のスイッチング素子Ｔ2 の一端に接続した第２の
直列接続回路と、第３のスイッチング素子Ｔ3 の他端を
第４のスイッチング素子Ｔ4 の一端に接続した第３の直
列接続回路とを並列に接続するとともに、前記第１のコ
ンデンサＣ1 と第２のコンデンサＣ2 との直列接続点に
センタータップが接続されたチョークコイルＬを有し、
このチョークコイルＬの第１巻線Ｌ1 が第１のダイオー
ドＤ1 を介して前記第２のコンデンサＣ2 の他端に接続
されるとともに第２巻線Ｌ2 が第２のダイオードＤ2 を
介して前記第１のコンデンサＣ1 の一端に接続され、直
流電源１の一端１１が前記チョークコイルＬのセンター
タップに接続され、前記チョークコイルＬの第２巻線Ｌ
2と第２のダイオードＤ2 との接続点と直流電源１の他
端１２との間に第５のスイッチング素子Ｔ5 が接続され
たことである。なお、２はリップル吸収用のコンデン
サ、４はリアクトルＬ41、リアクトルＬ42、コンデンサ
Ｃ41、コンデンサＣ42からなるフィルタ回路である。
【００１５】上記した三相ハーフブリッジ形インバータ
回路では、その入力電圧、すなわち第１のコンデンサＣ
1 に印加される電圧ＶC1と第２のコンデンサＣ2 に印加
される電圧ＶC2との和電圧ＶC を検出し、これを電圧基
準値との間で誤差増幅して得た誤差電圧を三角波と比較
してＰＷＭ制御信号を作成すれば前記和電圧ＶC が一定
になるように第５のスイッチング素子Ｔ5 を制御するこ
とができ、また前記和電圧ＶC を検出し、これを電流基
準値との間で誤差増幅して得た誤差電圧を平滑して電流
目標値とし、この電流目標値と三相ハーフブリッジ形イ
ンバータ回路の入力電流との間で誤差増幅して得た誤差
電圧を三角波と比較してＰＷＭ制御信号を作成すれば前
記入力電流に含まれる交流電源１のリップルが小さくな
るように第５のスイッチング素子Ｔ5 を制御することが
できる。
回路では、その入力電圧、すなわち第１のコンデンサＣ
1 に印加される電圧ＶC1と第２のコンデンサＣ2 に印加
される電圧ＶC2との和電圧ＶC を検出し、これを電圧基
準値との間で誤差増幅して得た誤差電圧を三角波と比較
してＰＷＭ制御信号を作成すれば前記和電圧ＶC が一定
になるように第５のスイッチング素子Ｔ5 を制御するこ
とができ、また前記和電圧ＶC を検出し、これを電流基
準値との間で誤差増幅して得た誤差電圧を平滑して電流
目標値とし、この電流目標値と三相ハーフブリッジ形イ
ンバータ回路の入力電流との間で誤差増幅して得た誤差
電圧を三角波と比較してＰＷＭ制御信号を作成すれば前
記入力電流に含まれる交流電源１のリップルが小さくな
るように第５のスイッチング素子Ｔ5 を制御することが
できる。
【００１６】次に、上記した三相ハーフブリッジ形イン
バータ回路の動作について説明する。
バータ回路の動作について説明する。
【００１７】（動作モード１）この動作モード１は第５
のスイッチング素子Ｔ5 がオンの場合である。すなわ
ち、第５のスイッチング素子Ｔ5 がオンになると、直流
電源１の一端１１→チョークコイルＬの第２巻線Ｌ2 →
第５のスイッチング素子Ｔ5 →直流電源１の他端１２な
る経路で電流が流れて前記チョークコイルＬにエネルギ
ーが蓄積される。
のスイッチング素子Ｔ5 がオンの場合である。すなわ
ち、第５のスイッチング素子Ｔ5 がオンになると、直流
電源１の一端１１→チョークコイルＬの第２巻線Ｌ2 →
第５のスイッチング素子Ｔ5 →直流電源１の他端１２な
る経路で電流が流れて前記チョークコイルＬにエネルギ
ーが蓄積される。
【００１８】（動作モード２）この動作モード２は第５
のスイッチング素子Ｔ5 がオフの場合である。すなわ
ち、第５のスイッチング素子Ｔ5 がオフになると、動作
モード１でチョークコイルＬに蓄積されていたエネルギ
ーが放出されるが、第１のコンデンサＣ1 に印加される
電圧ＶC1と第２のコンデンサＣ2 に印加される電圧ＶC2
の大小関係によって放出される経路が異なる。
のスイッチング素子Ｔ5 がオフの場合である。すなわ
ち、第５のスイッチング素子Ｔ5 がオフになると、動作
モード１でチョークコイルＬに蓄積されていたエネルギ
ーが放出されるが、第１のコンデンサＣ1 に印加される
電圧ＶC1と第２のコンデンサＣ2 に印加される電圧ＶC2
の大小関係によって放出される経路が異なる。
【００１９】すなわち、チョークコイルＬの第１巻線Ｌ
1 の巻数＝チョークコイルＬの第２巻線Ｌ2 の巻数とす
れば、ＶC1＞ＶC2の場合はチョークコイルＬの第１巻線
Ｌ1と第１のダイオードＤ1 との接続点の電位は第２の
コンデンサＣ2 の他端の電位（第１のダイオードＤ1 の
アノード側の電位）より低くなって第１のダイオードＤ
1 が順バイアスされるから、チョークコイルＬの第１巻
線Ｌ1 →第２のコンデンサＣ2 →第１のダイオードＤ1
→チョークコイルＬの第１巻線Ｌ1 なる経路で電流が流
れてチョークコイルＬのエネルギーが第２のコンデンサ
Ｃ2 に移される。この時、チョークコイルＬの第２巻線
Ｌ2 と第２のダイオードＤ2 との接続点の電位は第１の
コンデンサＣ1 の一端の電位より低くなって第２のダイ
オードＤ2 が逆バイアスされるから、チョークコイルＬ
の第２巻線Ｌ2 →第２のダイオードＤ2 →第１のコンデ
ンサＣ1 →チョークコイルＬの第２巻線Ｌ2 なる経路に
は電流は流れない。
1 の巻数＝チョークコイルＬの第２巻線Ｌ2 の巻数とす
れば、ＶC1＞ＶC2の場合はチョークコイルＬの第１巻線
Ｌ1と第１のダイオードＤ1 との接続点の電位は第２の
コンデンサＣ2 の他端の電位（第１のダイオードＤ1 の
アノード側の電位）より低くなって第１のダイオードＤ
1 が順バイアスされるから、チョークコイルＬの第１巻
線Ｌ1 →第２のコンデンサＣ2 →第１のダイオードＤ1
→チョークコイルＬの第１巻線Ｌ1 なる経路で電流が流
れてチョークコイルＬのエネルギーが第２のコンデンサ
Ｃ2 に移される。この時、チョークコイルＬの第２巻線
Ｌ2 と第２のダイオードＤ2 との接続点の電位は第１の
コンデンサＣ1 の一端の電位より低くなって第２のダイ
オードＤ2 が逆バイアスされるから、チョークコイルＬ
の第２巻線Ｌ2 →第２のダイオードＤ2 →第１のコンデ
ンサＣ1 →チョークコイルＬの第２巻線Ｌ2 なる経路に
は電流は流れない。
【００２０】同様に、ＶC1＜ＶC2の場合はチョークコイ
ルＬの第２巻線Ｌ2 と第２のダイオードＤ2 との接続点
の電位は第１のコンデンサＣ1 の一端の電位（第２のダ
イオードＤ2 のカソード側の電位）より高くなって第２
のダイオードＤ2 が順バイアスされるから、チョークコ
イルＬの第２巻線Ｌ2 →第２のダイオードＤ2 →第１の
コンデンサＣ1 →チョークコイルＬの第２巻線Ｌ2 なる
経路で電流が流れてチョークコイルＬのエネルギーが第
１のコンデンサＣ1 に移される。この時、チョークコイ
ルＬの第１巻線Ｌ1 と第１のダイオードＤ1 との接続点
の電位は第２のコンデンサＣ2 の他端の電位より高くな
って第１のダイオードＤ1 が逆バイアスされるから、チ
ョークコイルＬの第１巻線Ｌ1 →第２のコンデンサＣ2
→第１のダイオードＤ1 →チョークコイルＬの第１巻線
Ｌ1 なる経路には電流は流れない。
ルＬの第２巻線Ｌ2 と第２のダイオードＤ2 との接続点
の電位は第１のコンデンサＣ1 の一端の電位（第２のダ
イオードＤ2 のカソード側の電位）より高くなって第２
のダイオードＤ2 が順バイアスされるから、チョークコ
イルＬの第２巻線Ｌ2 →第２のダイオードＤ2 →第１の
コンデンサＣ1 →チョークコイルＬの第２巻線Ｌ2 なる
経路で電流が流れてチョークコイルＬのエネルギーが第
１のコンデンサＣ1 に移される。この時、チョークコイ
ルＬの第１巻線Ｌ1 と第１のダイオードＤ1 との接続点
の電位は第２のコンデンサＣ2 の他端の電位より高くな
って第１のダイオードＤ1 が逆バイアスされるから、チ
ョークコイルＬの第１巻線Ｌ1 →第２のコンデンサＣ2
→第１のダイオードＤ1 →チョークコイルＬの第１巻線
Ｌ1 なる経路には電流は流れない。
【００２１】上記した各動作モードによれば、ＶC1＞Ｖ
C2の場合はチョークコイルＬのエネルギーが第２のコン
デンサＣ2 に移されるから、第２のコンデンサＣ2 の電
圧ＶC2が上昇して第２のコンデンサＣ2 に印加される電
圧ＶC2と第１のコンデンサＣ1 に印加される電圧ＶC1と
をバランスさせることができ、ＶC1＜ＶC2の場合はチョ
ークコイルＬのエネルギーが第１のコンデンサＣ1 に移
されるから、第１のコンデンサＣ1 の電圧ＶC1が上昇し
て第１のコンデンサＣ1 に印加される電圧ＶC1と第２の
コンデンサＣ2 に印加される電圧ＶC2とをバランスさせ
ることができる。
C2の場合はチョークコイルＬのエネルギーが第２のコン
デンサＣ2 に移されるから、第２のコンデンサＣ2 の電
圧ＶC2が上昇して第２のコンデンサＣ2 に印加される電
圧ＶC2と第１のコンデンサＣ1 に印加される電圧ＶC1と
をバランスさせることができ、ＶC1＜ＶC2の場合はチョ
ークコイルＬのエネルギーが第１のコンデンサＣ1 に移
されるから、第１のコンデンサＣ1 の電圧ＶC1が上昇し
て第１のコンデンサＣ1 に印加される電圧ＶC1と第２の
コンデンサＣ2 に印加される電圧ＶC2とをバランスさせ
ることができる。
【００２２】図２は本発明の第２の実施の形態に係る三
相ハーフブリッジ形インバータ回路の回路図である。
相ハーフブリッジ形インバータ回路の回路図である。
【００２３】図２に示した実施の形態の特徴は、第１の
ダイオードＤ1 に代えて、第１のダイオードＤ1 に第１
のトランジスタＳ1 を並列に接続した第１の並列接続回
路とし、第２のダイオードＤ2 に代えて、第２のダイオ
ードＤ2 に第２のトランジスタＳ2 を並列に接続した第
２の並列接続回路とし、第５のスイッチング素子Ｔ5に
代えて、第３のダイオードＤ3 に第３のトランジスタＳ
3 を並列に接続した第３の並列接続回路としたことであ
る。
ダイオードＤ1 に代えて、第１のダイオードＤ1 に第１
のトランジスタＳ1 を並列に接続した第１の並列接続回
路とし、第２のダイオードＤ2 に代えて、第２のダイオ
ードＤ2 に第２のトランジスタＳ2 を並列に接続した第
２の並列接続回路とし、第５のスイッチング素子Ｔ5に
代えて、第３のダイオードＤ3 に第３のトランジスタＳ
3 を並列に接続した第３の並列接続回路としたことであ
る。
【００２４】上記した第２の実施の形態によれば、第３
のトランジスタＳ3 のオン、オフによって第１のコンデ
ンサの電圧ＶC1と第２のコンデンサの電圧ＶC2をバラン
スさせることができるとともに、前述した直流電力を三
相交流電力に変換する機能に、三相交流電力を直流電力
に変換する機能を付加した双方向性にすることができる
ので、三相交流電力を得る系統と太陽電池などの直流電
源との間の連系運転用に用いることができる。
のトランジスタＳ3 のオン、オフによって第１のコンデ
ンサの電圧ＶC1と第２のコンデンサの電圧ＶC2をバラン
スさせることができるとともに、前述した直流電力を三
相交流電力に変換する機能に、三相交流電力を直流電力
に変換する機能を付加した双方向性にすることができる
ので、三相交流電力を得る系統と太陽電池などの直流電
源との間の連系運転用に用いることができる。
【００２５】すなわち、上記した単相フルブリッジ形イ
ンバータ回路の交流側と系統とを連系し、系統からの交
流電力を該インバータ回路によって直流電力に変換して
直流電源１に供給するのは、以下のような動作モード
３，４によって行われる。
ンバータ回路の交流側と系統とを連系し、系統からの交
流電力を該インバータ回路によって直流電力に変換して
直流電源１に供給するのは、以下のような動作モード
３，４によって行われる。
【００２６】（動作モード３）この動作モード３は第３
のトランジスタＳ3 がオフ、第１の並列接続回路の第１
のトランジスタＳ1 と第２の並列接続回路の第２のトラ
ンジスタＳ2 がオンの場合であり、これにより、第１の
コンデンサＣ1 の一端→第２のトランジスタＳ2 →チョ
ークコイルＬの第２巻線Ｌ2 →チョークコイルＬの第１
巻線Ｌ1 →第１のトランジスタＳ1 →第２のコンデンサ
Ｃ2 の他端なる経路で電流が流れて前記チョークコイル
Ｌにエネルギーが蓄積される。
のトランジスタＳ3 がオフ、第１の並列接続回路の第１
のトランジスタＳ1 と第２の並列接続回路の第２のトラ
ンジスタＳ2 がオンの場合であり、これにより、第１の
コンデンサＣ1 の一端→第２のトランジスタＳ2 →チョ
ークコイルＬの第２巻線Ｌ2 →チョークコイルＬの第１
巻線Ｌ1 →第１のトランジスタＳ1 →第２のコンデンサ
Ｃ2 の他端なる経路で電流が流れて前記チョークコイル
Ｌにエネルギーが蓄積される。
【００２７】（動作モード４）この動作モード４は第３
のトランジスタＳ3 がオフ、第１の並列接続回路の第１
のトランジスタＳ1 と第２の並列接続回路の第２のトラ
ンジスタＳ2 がオフの場合であり、これにより、チョー
クコイルＬの第２巻線Ｌ2 →直流電源１→第３のダイオ
ード→チョークコイルＬの第２巻線Ｌ2 なる経路で電流
が流れて前記チョークコイルＬに蓄積されたエネルギー
が直流電源１に移されるので、系統からの交流電力を該
インバータ回路３によって直流電力に変換して蓄電池の
ような直流電源１に供給することができる。
のトランジスタＳ3 がオフ、第１の並列接続回路の第１
のトランジスタＳ1 と第２の並列接続回路の第２のトラ
ンジスタＳ2 がオフの場合であり、これにより、チョー
クコイルＬの第２巻線Ｌ2 →直流電源１→第３のダイオ
ード→チョークコイルＬの第２巻線Ｌ2 なる経路で電流
が流れて前記チョークコイルＬに蓄積されたエネルギー
が直流電源１に移されるので、系統からの交流電力を該
インバータ回路３によって直流電力に変換して蓄電池の
ような直流電源１に供給することができる。
【００２８】さらに、上記した各実施の形態に対し、イ
ンバータ回路が無停電電源装置に用いられ、直流電源１
が蓄電池で、この蓄電池の電圧を検出する電圧検出回路
２０が設けられると、この電圧検出回路２０によって蓄
電池が微小電流で連続放電し、サルフェーションによる
容量の回復が図れなくなるという問題の発生が考えられ
るため、該電圧検出回路２０にホトモス回路２１を介挿
した図３、図４のような構成にして前述した問題の解消
を図ることができる。
ンバータ回路が無停電電源装置に用いられ、直流電源１
が蓄電池で、この蓄電池の電圧を検出する電圧検出回路
２０が設けられると、この電圧検出回路２０によって蓄
電池が微小電流で連続放電し、サルフェーションによる
容量の回復が図れなくなるという問題の発生が考えられ
るため、該電圧検出回路２０にホトモス回路２１を介挿
した図３、図４のような構成にして前述した問題の解消
を図ることができる。
【００２９】
【発明の効果】上記した如く、本発明は、三相ハーフブ
リッジ形インバータ回路において、負荷５が不平衡成分
を有していて第１のコンデンサと第２のコンデンサに印
加される電圧のアンバランスが大きくなることが考えら
れる場合や入力電圧が高くて第１のコンデンサと第２の
コンデンサに印加される電圧が大きい場合であっても、
変換効率を低下させずに第１のコンデンサと第２のコン
デンサに印加される電圧をバランスさせることができる
とともに、Ｓ相を中性点として直流電源の一端に直接接
続してＳ相に対する直流電位の安定化と高周波の漏洩電
流やＥＭＩ雑音の低減を図ることができ、かつ直流電力
から三相交流電力への変換と三相交流電力から直流電力
への変換が行える双方向性の機能を持たせることができ
るので、三相ハーフブリッジ形インバータ回路の用途の
拡大に寄与するところが大である。
リッジ形インバータ回路において、負荷５が不平衡成分
を有していて第１のコンデンサと第２のコンデンサに印
加される電圧のアンバランスが大きくなることが考えら
れる場合や入力電圧が高くて第１のコンデンサと第２の
コンデンサに印加される電圧が大きい場合であっても、
変換効率を低下させずに第１のコンデンサと第２のコン
デンサに印加される電圧をバランスさせることができる
とともに、Ｓ相を中性点として直流電源の一端に直接接
続してＳ相に対する直流電位の安定化と高周波の漏洩電
流やＥＭＩ雑音の低減を図ることができ、かつ直流電力
から三相交流電力への変換と三相交流電力から直流電力
への変換が行える双方向性の機能を持たせることができ
るので、三相ハーフブリッジ形インバータ回路の用途の
拡大に寄与するところが大である。
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る三相ハーフブ
リッジ形インバータ回路の回路図である。
リッジ形インバータ回路の回路図である。
【図２】本発明の第２の実施の形態に係る三相ハーフブ
リッジ形インバータ回路の回路図である。
リッジ形インバータ回路の回路図である。
【図３】図１の実施の形態に係る三相ハーフブリッジ形
インバータ回路に電圧検出回路を設けた場合の回路図で
ある。
インバータ回路に電圧検出回路を設けた場合の回路図で
ある。
【図４】図２の実施の形態に係る三相ハーフブリッジ形
インバータ回路に電圧検出回路を設けた場合の回路図で
ある。
インバータ回路に電圧検出回路を設けた場合の回路図で
ある。
【図５】従来の三相ハーフブリッジ形インバータ回路の
回路図である。
回路図である。
１ 直流電源 ２ コンデンサ ３ インバータ回路 ４ フィルタ回路 ５ 負荷
Claims (3)
- 【請求項１】 直流電源と、第１のコンデンサの他端を
第２のコンデンサの一端に接続した第１の直列接続回路
と、第１のスイッチング素子の他端を第２のスイッチン
グ素子の一端に接続した第２の直列接続回路と、第３の
スイッチング素子の他端を第４のスイッチング素子の一
端に接続した第３の直列接続回路とを備え、前記第１の
コンデンサの一端、第１のスイッチング素子の一端およ
び第３のスイッチング素子の一端が互いに接続されると
ともに、前記第２のコンデンサの他端、第２のスイッチ
ング素子の他端および第４のスイッチング素子の他端が
互いに接続され、前記第１、第２、第３の直列接続回路
の各直列接続点から三相の各相の出力を得るようにした
三相ハーフブリッジ形インバータ回路であって、前記第
１のコンデンサと第２のコンデンサとの直列接続点にセ
ンタータップが接続されたチョークコイルを有し、この
チョークコイルの第１巻線が第１のダイオードを介して
前記第２のコンデンサの他端に接続されるとともに第２
巻線が第２のダイオードを介して前記第１のコンデンサ
の一端に接続され、前記直流電源の一端が前記チョーク
コイルのセンタータップに接続され、前記チョークコイ
ルの第２巻線と第２のダイオードとの接続点と前記直流
電源の他端との間に第５のスイッチング素子が接続され
たことを特徴とする三相ハーフブリッジ形インバータ回
路。 - 【請求項２】 請求項１記載の三相ハーフブリッジ形イ
ンバータ回路において、前記第１のコンデンサと第２の
コンデンサとの直列接続点にセンタータップが接続され
たチョークコイルを有し、このチョークコイルの第１巻
線が第１のダイオードと第１のトランジスタとの第１の
並列接続回路を介して前記第２のコンデンサの他端に接
続されるとともに第２巻線が第２のダイオードと第２の
トランジスタとの第２の並列接続回路を介して前記第１
のコンデンサの一端に接続され、前記直流電源の一端が
前記チョークコイルのセンタータップに接続され、前記
チョークコイルの第２巻線と第２の並列接続回路との接
続点と前記直流電源の他端との間に第３のダイオードと
第３のトランジスタとの第３の並列接続回路が接続され
たことを特徴とする三相ハーフブリッジ形インバータ回
路。 - 【請求項３】 請求項１または２記載の三相ハーフブリ
ッジ形インバータ回路において、直流電源が蓄電池であ
り、この蓄電池の電圧を検出する電圧検出回路にホトモ
ス回路を介挿したことを特徴とする三相ハーフブリッジ
形インバータ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24631799A JP2001069767A (ja) | 1999-08-31 | 1999-08-31 | 三相ハーフブリッジ形インバータ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24631799A JP2001069767A (ja) | 1999-08-31 | 1999-08-31 | 三相ハーフブリッジ形インバータ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001069767A true JP2001069767A (ja) | 2001-03-16 |
Family
ID=17146766
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP24631799A Pending JP2001069767A (ja) | 1999-08-31 | 1999-08-31 | 三相ハーフブリッジ形インバータ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001069767A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101298503B1 (ko) | 2011-09-09 | 2013-08-21 | 주식회사 브이씨텍 | 3상 인버터의 불균형 전압 보상 회로 및 방법 |
| WO2015141319A1 (ja) * | 2014-03-18 | 2015-09-24 | 日本電気株式会社 | パワーコンディショナおよびその制御方法 |
| CN106787909A (zh) * | 2017-01-03 | 2017-05-31 | 珠海格力电器股份有限公司 | 一种逆变电路和开关电源 |
| JP2022542913A (ja) * | 2019-10-04 | 2022-10-07 | エルジー エナジー ソリューション リミテッド | バッテリー管理装置 |
-
1999
- 1999-08-31 JP JP24631799A patent/JP2001069767A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101298503B1 (ko) | 2011-09-09 | 2013-08-21 | 주식회사 브이씨텍 | 3상 인버터의 불균형 전압 보상 회로 및 방법 |
| WO2015141319A1 (ja) * | 2014-03-18 | 2015-09-24 | 日本電気株式会社 | パワーコンディショナおよびその制御方法 |
| JPWO2015141319A1 (ja) * | 2014-03-18 | 2017-04-06 | 日本電気株式会社 | パワーコンディショナおよびその制御方法 |
| CN106787909A (zh) * | 2017-01-03 | 2017-05-31 | 珠海格力电器股份有限公司 | 一种逆变电路和开关电源 |
| JP2022542913A (ja) * | 2019-10-04 | 2022-10-07 | エルジー エナジー ソリューション リミテッド | バッテリー管理装置 |
| US12407176B2 (en) | 2019-10-04 | 2025-09-02 | Lg Energy Solution, Ltd. | Battery management apparatus |
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