JP2002000605A - 超音波受信装置と受信方法 - Google Patents
超音波受信装置と受信方法Info
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- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Remote Sensing (AREA)
- Ultra Sonic Daignosis Equipment (AREA)
- Investigating Or Analyzing Materials By The Use Of Ultrasonic Waves (AREA)
- Transducers For Ultrasonic Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 完全に、デジタルドメインにおいて、ビーム
形成と、ＣＷ処理を含む信号処理とを行う。 【解決手段】 本発明は、デジタルドメインにおける、
ＣＷドップラを含む影像処理を行う超音波受信装置であ
る。この超音波受信装置は、複数の変換素子を有する変
換器と、複数のチャンネル（３０５）を有する超音波受
信器とからなり、それぞれのチャンネル（３０５）は、
ひとつのアナログエコー信号（電気信号）を受信し、少
なくとも１５４ｄＢ／sqrt Hzのダイナミックレンジを
有し、信号を変換可能なＡ／Ｄコンバータ（３２０）を
使用して、前記アナログエコー信号をデジタル化して、
出力するものである。
形成と、ＣＷ処理を含む信号処理とを行う。 【解決手段】 本発明は、デジタルドメインにおける、
ＣＷドップラを含む影像処理を行う超音波受信装置であ
る。この超音波受信装置は、複数の変換素子を有する変
換器と、複数のチャンネル（３０５）を有する超音波受
信器とからなり、それぞれのチャンネル（３０５）は、
ひとつのアナログエコー信号（電気信号）を受信し、少
なくとも１５４ｄＢ／sqrt Hzのダイナミックレンジを
有し、信号を変換可能なＡ／Ｄコンバータ（３２０）を
使用して、前記アナログエコー信号をデジタル化して、
出力するものである。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、変調回復や走査変
換のような後続する信号処理（subsequent signal proc
essing）の準備に際し、例えば医療用としての、超音波
変換器から受信されたデータを処理する方法および装置
に関し、特に、本発明は、完全なデジタルドメインにお
いて、ダイナミックレンジの改良された、超音波変換器
から受信されたデータを処理するための、単一通路を提
供するものである。
換のような後続する信号処理（subsequent signal proc
essing）の準備に際し、例えば医療用としての、超音波
変換器から受信されたデータを処理する方法および装置
に関し、特に、本発明は、完全なデジタルドメインにお
いて、ダイナミックレンジの改良された、超音波変換器
から受信されたデータを処理するための、単一通路を提
供するものである。
【０００２】
【従来の技術】図１は、超音波装置（システム）１００
のブロック図である。送信波形発生器１１０が、変換素
子アレイからなる変換器アレイ（transducer array）１
１４に送信／受信（Ｔ／Ｒ）スイッチ１１２を介して接
続されている。このＴ／Ｒスイッチ１１２は、典型的に
は、それぞれの変換素子について1個のスイッチ素子を
備えている。前記送信波形発生器１１０は、前記波形タ
イミング発生器１１６から送信パルスタイミングシーケ
ンスが入力される。前記送信波形発生器１１０によって
励起される前記変換器アレイ１１４は、超音波エネルギ
を患者の身体における問題の場所に送出し、この患者の
身体における種々の構造や組織から反射された超音波エ
ネルギまたはエコー（echoes）を受信する。従来技術の
なかで周知のように、前記送信波形発生器１１０によっ
てそれぞれの前記変換素子に印加されたパルスを適切に
遅延させることによって、方向付けされ、かつ集束調節
された超音波ビームが、送出される。
のブロック図である。送信波形発生器１１０が、変換素
子アレイからなる変換器アレイ（transducer array）１
１４に送信／受信（Ｔ／Ｒ）スイッチ１１２を介して接
続されている。このＴ／Ｒスイッチ１１２は、典型的に
は、それぞれの変換素子について1個のスイッチ素子を
備えている。前記送信波形発生器１１０は、前記波形タ
イミング発生器１１６から送信パルスタイミングシーケ
ンスが入力される。前記送信波形発生器１１０によって
励起される前記変換器アレイ１１４は、超音波エネルギ
を患者の身体における問題の場所に送出し、この患者の
身体における種々の構造や組織から反射された超音波エ
ネルギまたはエコー（echoes）を受信する。従来技術の
なかで周知のように、前記送信波形発生器１１０によっ
てそれぞれの前記変換素子に印加されたパルスを適切に
遅延させることによって、方向付けされ、かつ集束調節
された超音波ビームが、送出される。
【０００３】前記変換器アレイ１１４は、前記Ｔ／Ｒス
イッチ１１２を介して受信波形発生器１１８に接続され
ている。患者の身体内の所定の点からの超音波エコー
は、異なる様々な時点で前記変換素子によって受信され
る。この変換素子は、受信された超音波エコーを変換器
信号（電気信号）に変換する。該変換器信号は、前記受
信波形発生器１１８により増幅され、個々に遅延され、
次いで加算され、所定の受信線に沿って受信された超音
波のレベルを表す波形発生器信号を形成する。前記エコ
ーは、約１６０ｄＢ／Sqrt Hzの広いダイナミックレン
ジを備えている。変換器に近い目標からのエコーは、該
変換器から２００ｍＶの電気信号を発生させることがで
き、他方で、該変換器から遠いところからのエコーは、
振幅の大きさで８次数低い信号を発生させることができ
る。前記変換器アレイ１１４に応答する少なくとも２ｎ
Ｖ（ナノボルト）を発生させられないエコーは、雑音の
中に埋もれてしまう。
イッチ１１２を介して受信波形発生器１１８に接続され
ている。患者の身体内の所定の点からの超音波エコー
は、異なる様々な時点で前記変換素子によって受信され
る。この変換素子は、受信された超音波エコーを変換器
信号（電気信号）に変換する。該変換器信号は、前記受
信波形発生器１１８により増幅され、個々に遅延され、
次いで加算され、所定の受信線に沿って受信された超音
波のレベルを表す波形発生器信号を形成する。前記エコ
ーは、約１６０ｄＢ／Sqrt Hzの広いダイナミックレン
ジを備えている。変換器に近い目標からのエコーは、該
変換器から２００ｍＶの電気信号を発生させることがで
き、他方で、該変換器から遠いところからのエコーは、
振幅の大きさで８次数低い信号を発生させることができ
る。前記変換器アレイ１１４に応答する少なくとも２ｎ
Ｖ（ナノボルト）を発生させられないエコーは、雑音の
中に埋もれてしまう。
【０００４】前記波形発生器信号は信号プロセッサ１２
４に入力されて、該信号プロセッサ１２４において、画
質の改良のため、該波形発生器信号をデジタル的に処理
し、カラーフロー処理のような処理を行う。従来技術の
なかで周知のように、前記変換器信号に適用される遅延
は、ダイナミックな集束調節を行なうために、超音波エ
ネルギの受信中に変化させることができる。前記受信波
形発生器１１８および前記信号プロセッサ１２４は、超
音波受信器１２６を形成している。前記信号プロセッサ
１２４の出力は、走査コンバータ１２８に供給され、セ
クタ走査パターン信号またはその他の走査パターン信号
を、ディスプレイユニット１３０に表示するため、従来
のラスタ走査ディスプレイ信号に変換する。三次元走査
パターンの場合には、前記走査コンバータ１２８は、三
次元的なデータの組を記憶する影像データバッファと、
三次元的なデータの組を必要な二次元的な影像に変換す
るプロセッサとに置き換えられる。
４に入力されて、該信号プロセッサ１２４において、画
質の改良のため、該波形発生器信号をデジタル的に処理
し、カラーフロー処理のような処理を行う。従来技術の
なかで周知のように、前記変換器信号に適用される遅延
は、ダイナミックな集束調節を行なうために、超音波エ
ネルギの受信中に変化させることができる。前記受信波
形発生器１１８および前記信号プロセッサ１２４は、超
音波受信器１２６を形成している。前記信号プロセッサ
１２４の出力は、走査コンバータ１２８に供給され、セ
クタ走査パターン信号またはその他の走査パターン信号
を、ディスプレイユニット１３０に表示するため、従来
のラスタ走査ディスプレイ信号に変換する。三次元走査
パターンの場合には、前記走査コンバータ１２８は、三
次元的なデータの組を記憶する影像データバッファと、
三次元的なデータの組を必要な二次元的な影像に変換す
るプロセッサとに置き換えられる。
【０００５】システムコントローラ１３２は、タイミン
グ制御を含む装置（システム）の広範囲な制御を行な
う。前記システムコントローラ１３２は、典型的に、メ
モリ１３６に記憶されている制御ルーチン１３４の制御
の下に動作する、マイクロプロセッサを有する。前記シ
ステムコントローラ１３２は、また前記メモリ１３６を
用いて、前記超音波撮像装置１００の動作を記述してい
るシステム変数を含む、中間的な値を記憶する。ひとつ
の外部記憶装置１３８、例えば、フロッピディスクドラ
イブ、ＣＤ−ＲＯＭドライブ、ビデオテープユニット等
が、より永久的および／または携帯可能なデータ記憶と
して用いることができる。
グ制御を含む装置（システム）の広範囲な制御を行な
う。前記システムコントローラ１３２は、典型的に、メ
モリ１３６に記憶されている制御ルーチン１３４の制御
の下に動作する、マイクロプロセッサを有する。前記シ
ステムコントローラ１３２は、また前記メモリ１３６を
用いて、前記超音波撮像装置１００の動作を記述してい
るシステム変数を含む、中間的な値を記憶する。ひとつ
の外部記憶装置１３８、例えば、フロッピディスクドラ
イブ、ＣＤ−ＲＯＭドライブ、ビデオテープユニット等
が、より永久的および／または携帯可能なデータ記憶と
して用いることができる。
【０００６】図２は、周知の超音波受信装置における単
一チャンネルのブロック図である。ここに示す超音波受
信装置は、その回路の説明を簡易化するために単一の受
信チャンネルに限定されている。破線内の部材は、波形
発生器のそれぞれのチャンネルについて反復されるもの
であり、破線外の部材は、回路全体のために働く包括的
なものである。
一チャンネルのブロック図である。ここに示す超音波受
信装置は、その回路の説明を簡易化するために単一の受
信チャンネルに限定されている。破線内の部材は、波形
発生器のそれぞれのチャンネルについて反復されるもの
であり、破線外の部材は、回路全体のために働く包括的
なものである。
【０００７】２００は、変換器アレイ１１４（図１）の
素子によって発生された信号を示している。基本的に、
それぞれの素子からの信号は、抵抗２１２（Rs）とノイ
ズ成分２１４（eｎ）とを有する信号源電圧２１０（E
s）として表現される。前記信号２００は、ビーム形成
チャンネル２０５に導かれる。上述したように、前記変
換器アレイ１１４のそれぞれの素子は、典型的に（必要
ではないが）、対応するビーム形成チャンネル２０５を
備えている。
素子によって発生された信号を示している。基本的に、
それぞれの素子からの信号は、抵抗２１２（Rs）とノイ
ズ成分２１４（eｎ）とを有する信号源電圧２１０（E
s）として表現される。前記信号２００は、ビーム形成
チャンネル２０５に導かれる。上述したように、前記変
換器アレイ１１４のそれぞれの素子は、典型的に（必要
ではないが）、対応するビーム形成チャンネル２０５を
備えている。
【０００８】それぞれの素子からの信号２００は、ま
ず、信号レベルを適切な値に上昇させるため、増幅器２
１６によって増幅される。続いて、該信号は、デジタル
処理のためのひとつの通路（path，「デジタル通路」部
材２１８〜２２６）と、アナログ処理のための、もうひ
とつの通路（path，「アナログ通路」部材２３２および
２３４）との二つの通路で処理される。
ず、信号レベルを適切な値に上昇させるため、増幅器２
１６によって増幅される。続いて、該信号は、デジタル
処理のためのひとつの通路（path，「デジタル通路」部
材２１８〜２２６）と、アナログ処理のための、もうひ
とつの通路（path，「アナログ通路」部材２３２および
２３４）との二つの通路で処理される。
【０００９】前記デジタル通路に関して、前記信号２０
０が、まず、調波フィルタまたはクリッピングフィルタ
のようなフィルタ２１８に供給される。前記フィルタ２
１８は、前記信号２００のダイナミックレンジ全体に作
用し、後続する処理のための信号となる。前記調波フィ
ルタの場合には、基本送信周波数の高調波周波数を示す
エコーが、抽出される（または通過が許容される）。得
られた信号は、いわゆる「調波処理」を用いて処理され
る。
０が、まず、調波フィルタまたはクリッピングフィルタ
のようなフィルタ２１８に供給される。前記フィルタ２
１８は、前記信号２００のダイナミックレンジ全体に作
用し、後続する処理のための信号となる。前記調波フィ
ルタの場合には、基本送信周波数の高調波周波数を示す
エコーが、抽出される（または通過が許容される）。得
られた信号は、いわゆる「調波処理」を用いて処理され
る。
【００１０】前記フィルタ２１８の出力は、可変利得増
幅器２２０に供給され、前記信号２００の前記ダイナミ
ックレンジのなかの窓（window）を提供する。換言すれ
ば、前記可変利得増幅器２２０は、続く処理のためにダ
イナミックレンジの一部分を選択する。選択された前記
信号２００の一部分は、使用されるＡ／Ｄコンバータの
タイプ（４０MSPSサンプルレートにおいて、8ビットの
Ａ／Ｄコンバータのための１２１ｄＢ／sqrt Hz広さ（w
ide）と、１０ビットのＡ／Ｄコンバータのための１３
３ｄＢ／sqrt Hz広さ（wide））と、前記信号２００に
適用される、続く影像処理に基づいて変化される。
幅器２２０に供給され、前記信号２００の前記ダイナミ
ックレンジのなかの窓（window）を提供する。換言すれ
ば、前記可変利得増幅器２２０は、続く処理のためにダ
イナミックレンジの一部分を選択する。選択された前記
信号２００の一部分は、使用されるＡ／Ｄコンバータの
タイプ（４０MSPSサンプルレートにおいて、8ビットの
Ａ／Ｄコンバータのための１２１ｄＢ／sqrt Hz広さ（w
ide）と、１０ビットのＡ／Ｄコンバータのための１３
３ｄＢ／sqrt Hz広さ（wide））と、前記信号２００に
適用される、続く影像処理に基づいて変化される。
【００１１】前記デジタル処理通路は、パルスが、周期
的に送信され、受信され、かつ処理されるパルスモード
（以後に検討される連続モードに対して）を用いる。こ
のモードにおける処理の大部分のタイプは、集束調節さ
れた超音波信号を用いている。この集束調節の外側の領
域は無視できるので、分析の必要な信号のダイナミック
レンジは限られる。前記可変利得増幅器２２０は、得ら
れる影像に不必要な影響を及ぼすことなく定められたダ
イナミックレンジに前記信号２００を限定する。
的に送信され、受信され、かつ処理されるパルスモード
（以後に検討される連続モードに対して）を用いる。こ
のモードにおける処理の大部分のタイプは、集束調節さ
れた超音波信号を用いている。この集束調節の外側の領
域は無視できるので、分析の必要な信号のダイナミック
レンジは限られる。前記可変利得増幅器２２０は、得ら
れる影像に不必要な影響を及ぼすことなく定められたダ
イナミックレンジに前記信号２００を限定する。
【００１２】前記可変利得増幅器２２０の前記出力は、
ナイキストフィルタ２２２（実際には、低域フィルタ）
によってフィルタされ、Ａ／Ｄコンバータ２２４によっ
てはサンプリングできない周波数を除去する。正確に表
現できる最高の周波数は、サンプリングレートの半分で
ある。従って、前記ナイキストフィルタ２２２は、該ナ
イキストフィルタ２２２の出力をデジタルドメインに変
換するＡ／Ｄコンバータ２２４に整合させるように選択
される。現状の超音波装置は、８ビットまたは１０ビッ
トのコンバータを用いている。
ナイキストフィルタ２２２（実際には、低域フィルタ）
によってフィルタされ、Ａ／Ｄコンバータ２２４によっ
てはサンプリングできない周波数を除去する。正確に表
現できる最高の周波数は、サンプリングレートの半分で
ある。従って、前記ナイキストフィルタ２２２は、該ナ
イキストフィルタ２２２の出力をデジタルドメインに変
換するＡ／Ｄコンバータ２２４に整合させるように選択
される。現状の超音波装置は、８ビットまたは１０ビッ
トのコンバータを用いている。
【００１３】デジタル信号に変換された後、前記変換器
アレイの出力は、ビーム形成ロジック２２６を介して処
理される。基本的に、前記ビーム形成ロジック２２６
は、あらかじめ決められた量だけ、それぞれのチャンネ
ルのデジタル出力を遅延させる（受信ビーム形状の所定
方向と集束調節に基づいて）。これを実現させる一つの
方法は、前記出力をレジスタにロードし、あらかじめ決
められた時間後に、該レジスタから読み出すことであ
る。結果的に、前記チャンネルの全ての出力は、加算ロ
ジック２２８によって加算される。
アレイの出力は、ビーム形成ロジック２２６を介して処
理される。基本的に、前記ビーム形成ロジック２２６
は、あらかじめ決められた量だけ、それぞれのチャンネ
ルのデジタル出力を遅延させる（受信ビーム形状の所定
方向と集束調節に基づいて）。これを実現させる一つの
方法は、前記出力をレジスタにロードし、あらかじめ決
められた時間後に、該レジスタから読み出すことであ
る。結果的に、前記チャンネルの全ての出力は、加算ロ
ジック２２８によって加算される。
【００１４】前記変換器アレイ１１４（図１）におけ
る、それぞれの送信は、受信、処理、遅延および加算の
サイクルを、前記受信波形発生器１１８において開始す
るというものである。それぞれの送信におけるエコーの
得られたデジタル的な表現は、信号復調および走査変換
のようなデジタル処理２３０に供給される。
る、それぞれの送信は、受信、処理、遅延および加算の
サイクルを、前記受信波形発生器１１８において開始す
るというものである。それぞれの送信におけるエコーの
得られたデジタル的な表現は、信号復調および走査変換
のようなデジタル処理２３０に供給される。
【００１５】上述したように、ある種の処理が、アナロ
グドメインにおいて現在実行されている。多分、最良の
サンプルは連続波ドップラ処理（ＣＷ処理）である。一
般的に、ドップラ処理は、血管をながれる血流の速度を
決定するためのものである。現在、パルス波と連続波と
いう２つのタイプのドップラ処理がある。
グドメインにおいて現在実行されている。多分、最良の
サンプルは連続波ドップラ処理（ＣＷ処理）である。一
般的に、ドップラ処理は、血管をながれる血流の速度を
決定するためのものである。現在、パルス波と連続波と
いう２つのタイプのドップラ処理がある。
【００１６】パルス波ドップラ処理は、上述したパルス
モード走査を用いる。帰ってくるエコーは分析されて
（ドップラシフトを用いて）、目標の血管を流れる血流
の速度を決定する。この分析は、超音波装置のパルス反
復周波数（PRF）によって制限される。音響は瞬時に伝
わるわけではないので、送出されるパルスの繰り返し周
波数は、それぞれのパルスが戻るまでに要する時間の量
によって制限される。他方、パルスは、先行するパルス
のエコーが受信されるまで送られることができない。大
部分の超音波装置における前記パルス反復周波数は、約
８kHzである。この技術は、実際には、サンプリング技
術であるので、ナイキストの定理が適用され、パルス波
ドップラ技術が、この場合は４kHzである前記パルス反
復周波数の半分にまで、ドップラシフトアップに対する
ピーク速度のみ測定できる。これは、通常は、正常な血
流には適切であるが、いくつかの条件が、４０kHzの前
記パルス反復周波数を必要とする２０kHzにまで周波数
シフトアップを生じる血流となる。これらの条件のいく
つかに対して、診断が楽に予測できる唯一の医学的な測
定は、血流の速度である。
モード走査を用いる。帰ってくるエコーは分析されて
（ドップラシフトを用いて）、目標の血管を流れる血流
の速度を決定する。この分析は、超音波装置のパルス反
復周波数（PRF）によって制限される。音響は瞬時に伝
わるわけではないので、送出されるパルスの繰り返し周
波数は、それぞれのパルスが戻るまでに要する時間の量
によって制限される。他方、パルスは、先行するパルス
のエコーが受信されるまで送られることができない。大
部分の超音波装置における前記パルス反復周波数は、約
８kHzである。この技術は、実際には、サンプリング技
術であるので、ナイキストの定理が適用され、パルス波
ドップラ技術が、この場合は４kHzである前記パルス反
復周波数の半分にまで、ドップラシフトアップに対する
ピーク速度のみ測定できる。これは、通常は、正常な血
流には適切であるが、いくつかの条件が、４０kHzの前
記パルス反復周波数を必要とする２０kHzにまで周波数
シフトアップを生じる血流となる。これらの条件のいく
つかに対して、診断が楽に予測できる唯一の医学的な測
定は、血流の速度である。
【００１７】ドップラ処理（ＣＷ処理）は、本来、高速
度の血流を測定するために創出された。ＣＷ処理におい
て、ひとつの変換器の素子は、送信群と、受信群との二
つの群に分割される。前記素子の前記送信群が連続的に
超音波を送出し、他方、該素子の前記受信群が連続的に
エコーを受信する。この受信された信号のドップラシフ
トが測定され、速度が決定される。もちろん、エコーは
送信に合わせることはできないので、範囲の考え（すな
わち、深さ）は消失し、出力は単純な速度の測定とな
る。深さが不確定であるので、リターン信号（帰りの信
号）の１６０ｄＢ／sqrt Hzの全ダイナミックレンジ
は、最大のドップラシフトを検出するために分析されね
ばならない。このダイナミックレンジは、それぞれ、８
ビットまたは１０ビットコンバータの１２１ｄＢ／sqrt
Hzと、１３３ｄＢ／sqrt Hzのダイナミックレンジを大
きく超える。従って、このような分析は、アナログドメ
インで実行される。
度の血流を測定するために創出された。ＣＷ処理におい
て、ひとつの変換器の素子は、送信群と、受信群との二
つの群に分割される。前記素子の前記送信群が連続的に
超音波を送出し、他方、該素子の前記受信群が連続的に
エコーを受信する。この受信された信号のドップラシフ
トが測定され、速度が決定される。もちろん、エコーは
送信に合わせることはできないので、範囲の考え（すな
わち、深さ）は消失し、出力は単純な速度の測定とな
る。深さが不確定であるので、リターン信号（帰りの信
号）の１６０ｄＢ／sqrt Hzの全ダイナミックレンジ
は、最大のドップラシフトを検出するために分析されね
ばならない。このダイナミックレンジは、それぞれ、８
ビットまたは１０ビットコンバータの１２１ｄＢ／sqrt
Hzと、１３３ｄＢ／sqrt Hzのダイナミックレンジを大
きく超える。従って、このような分析は、アナログドメ
インで実行される。
【００１８】前記アナログ通路において、それぞれの信
号は、まず、位相遅延回路２３４による遅延に先行し
て、エイリアス除去フィルタ（anti-aliasing filter）
２３２を通過する。前記変換器アレイ１１４におけるそ
れぞれの素子の出力は、次いで、加算回路２３６によっ
て加算される。続いて、前記加算された信号は、ＣＷ処
理のようなアナログ処理２３８に送出される。前記アナ
ログ処理２３８の結果は、続いて、走査変換とディスプ
レイからなるデジタル処理のためにＡ／Ｄコンバータ２
４０によりＡ／Ｄ変換される。
号は、まず、位相遅延回路２３４による遅延に先行し
て、エイリアス除去フィルタ（anti-aliasing filter）
２３２を通過する。前記変換器アレイ１１４におけるそ
れぞれの素子の出力は、次いで、加算回路２３６によっ
て加算される。続いて、前記加算された信号は、ＣＷ処
理のようなアナログ処理２３８に送出される。前記アナ
ログ処理２３８の結果は、続いて、走査変換とディスプ
レイからなるデジタル処理のためにＡ／Ｄコンバータ２
４０によりＡ／Ｄ変換される。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】ところで、前記位相遅
延回路２３４は、通常、大きくて高価なアナログ遅延線
からなっている。現在の１−Ｄ変換器アレイは、６４〜
５１２の素子からなり、他方、３−Ｄ撮像を行なう新た
な２−Ｄ変換アレイは、数千の素子からなる。従って、
前記アナログ通路のコストと大きさは、アナログドメイ
ンにおける３−Ｄ処理に対する障害となり得る。さら
に、前記アナログデータをデジタルデータに組み合わせ
ることは、不便であり、時間がかかるという問題点があ
った。
延回路２３４は、通常、大きくて高価なアナログ遅延線
からなっている。現在の１−Ｄ変換器アレイは、６４〜
５１２の素子からなり、他方、３−Ｄ撮像を行なう新た
な２−Ｄ変換アレイは、数千の素子からなる。従って、
前記アナログ通路のコストと大きさは、アナログドメイ
ンにおける３−Ｄ処理に対する障害となり得る。さら
に、前記アナログデータをデジタルデータに組み合わせ
ることは、不便であり、時間がかかるという問題点があ
った。
【００２０】本発明はかかる点に鑑みなされたもので、
その目的は前記問題点を解決し、完全に、前記デジタル
ドメインにおいて、ビーム形成と、ＣＷ処理を含む信号
処理とを行うことができる超音波受信装置と方法とを提
供することにある。
その目的は前記問題点を解決し、完全に、前記デジタル
ドメインにおいて、ビーム形成と、ＣＷ処理を含む信号
処理とを行うことができる超音波受信装置と方法とを提
供することにある。
【００２１】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
の本発明は、ひとつの超音波装置が、前記デジタルドメ
インにおいて連続波（ＣＷ）ドップラを含む影像処理を
行うことが記述される。該超音波装置は、複数の素子を
備える変換器と、複数のチャンネルを備える超音波受信
器とを有する。それぞれのチャンネルは、アナログエコ
ー信号を受信するとともに、ひとつの信号を、ナイキス
トレートの２倍で、少なくとも１６０ｄＢ／sqrt Hzの
ダイナミックレンジにより変換することが可能なＡ／Ｄ
コンバータを使って、前記アナログエコー信号のデジタ
ル表示化された信号を出力する。このようにＡ／Ｄコン
バータは、超音波エコー信号の全使用可能ダイナミック
レンジを表現できるので、アナログドメインで予め実行
された動作は、デジタルドメインで実行可能となる。こ
れらの動作は、調波信号と、ＣＷドップラ処理のための
データのフィルタリングを含んでいる。
の本発明は、ひとつの超音波装置が、前記デジタルドメ
インにおいて連続波（ＣＷ）ドップラを含む影像処理を
行うことが記述される。該超音波装置は、複数の素子を
備える変換器と、複数のチャンネルを備える超音波受信
器とを有する。それぞれのチャンネルは、アナログエコ
ー信号を受信するとともに、ひとつの信号を、ナイキス
トレートの２倍で、少なくとも１６０ｄＢ／sqrt Hzの
ダイナミックレンジにより変換することが可能なＡ／Ｄ
コンバータを使って、前記アナログエコー信号のデジタ
ル表示化された信号を出力する。このようにＡ／Ｄコン
バータは、超音波エコー信号の全使用可能ダイナミック
レンジを表現できるので、アナログドメインで予め実行
された動作は、デジタルドメインで実行可能となる。こ
れらの動作は、調波信号と、ＣＷドップラ処理のための
データのフィルタリングを含んでいる。
【００２２】
【発明の実施の形態】以下、添付の図面に基づいて本発
明の好ましい実施の形態を詳細に説明する。
明の好ましい実施の形態を詳細に説明する。
【００２３】本発明は、超音波装置に使用するための改
良された超音波受信器を提供するものである。さらに重
要なことは、ここで記述される前記超音波受信器は、超
音波変換器からのデータを処理するために構成された単
一のデジタルドメイン通路を有する。この単一の通路
は、続く影像処理のために単一のデータ処理源を設ける
ことによって前記超音波装置を簡単にし、かつ質を高め
るものである。
良された超音波受信器を提供するものである。さらに重
要なことは、ここで記述される前記超音波受信器は、超
音波変換器からのデータを処理するために構成された単
一のデジタルドメイン通路を有する。この単一の通路
は、続く影像処理のために単一のデータ処理源を設ける
ことによって前記超音波装置を簡単にし、かつ質を高め
るものである。
【００２４】本発明は、図１に示す超音波受信器１２６
内で実施できる超音波受信器を提供するものである。当
該技術で、通常の知識を備える者であれば、図１に示す
ような超音波影像装置１００と、以下に説明されるその
動作は、このような装置の一般的な表現を意図したもの
あり、そして、いかなる特定の装置も、特に以下に説明
されるこのような装置の構成と、その動作の詳細におい
て、図１に示されるものと大きく異なるものであること
が明らかに理解できよう。このようにして、前記超音波
影像装置１００は、実施の形態であるとともに説明であ
り、ここで記述される本発明または特許請求の範囲に関
して、限定するものではない。
内で実施できる超音波受信器を提供するものである。当
該技術で、通常の知識を備える者であれば、図１に示す
ような超音波影像装置１００と、以下に説明されるその
動作は、このような装置の一般的な表現を意図したもの
あり、そして、いかなる特定の装置も、特に以下に説明
されるこのような装置の構成と、その動作の詳細におい
て、図１に示されるものと大きく異なるものであること
が明らかに理解できよう。このようにして、前記超音波
影像装置１００は、実施の形態であるとともに説明であ
り、ここで記述される本発明または特許請求の範囲に関
して、限定するものではない。
【００２５】図３は、本発明の好ましい実施の形態を示
す超音波受信器の単一チャンネルのブロック図である。
破線内の素子または部材は、波形発生器のそれぞれのチ
ャンネルについて繰り返されるものであり、破線の外側
の部材は、回路全体に働く全体的な部材である。
す超音波受信器の単一チャンネルのブロック図である。
破線内の素子または部材は、波形発生器のそれぞれのチ
ャンネルについて繰り返されるものであり、破線の外側
の部材は、回路全体に働く全体的な部材である。
【００２６】３００は、図１に示すひとつ変換器アレイ
１１４のひとつの素子によって発生される信号の表示で
ある。基本的に、それぞれの素子からの信号は、抵抗３
１２（Rs）とノイズ成分３１４（eｎ）とを有する信号
源電圧３１０（Es）として表わされる。前記信号３００
は、ビーム形成チャンネル３０５に入力される。上述し
たように、前記変換器アレイ１１４のそれぞれの素子
は、典型的に、対応するビーム形成チャンネル３０５を
備えている。
１１４のひとつの素子によって発生される信号の表示で
ある。基本的に、それぞれの素子からの信号は、抵抗３
１２（Rs）とノイズ成分３１４（eｎ）とを有する信号
源電圧３１０（Es）として表わされる。前記信号３００
は、ビーム形成チャンネル３０５に入力される。上述し
たように、前記変換器アレイ１１４のそれぞれの素子
は、典型的に、対応するビーム形成チャンネル３０５を
備えている。
【００２７】前記信号３００は、前記変換器としてに固
有なインピーダンス負荷を備えるとともにＡ／Ｄコンバ
ータ３２０の最大入力信号に整合する最大入力信号を増
幅する増幅器３１６を通過し、前記増幅器３１６の出力
は、低域フィルタとして動作するナイキストフィルタ３
１８を通過する。その後、該信号３００は、最小で、１
６０ｄＢ／sqrt Hzのダイナミックレンジを備えるＡ／
Ｄコンバータ３２０（ＡＤＣ）によってＡ／Ｄ変換され
る。これは、２０MSPSサンプルレートにおいて１４．７
ビットを変換するＡ／Ｄコンバータによって達成され
る。ダイナミックレンジの追加の６ｄＢ／sqrt Hzは、
前記変換器入力雑音に関し低レベルに対してＡ／Ｄ雑音
を減少するために望ましく、そして、２０MSPSにおいて
１５．７ビット、または４０MSPSにおいて１５．２ビッ
トを変換するＡ／Ｄコンバータにより得ることができる
（ダイナミックレンジの６ｄＢ／sqrt Hzは、それぞれ
のビットに対して得られ、かつ３ｄＢ／sqrt Hzは、サ
ンプリングレートをそれぞれ２倍にするために得られ
る）。所要のダイナミックレンジ（４０〜６５MSPSのサ
ンプルレートを備える１６ビットコンバータを用いる１
６０ｄＢ／sqrt Hz）を示すＡ／Ｄコンバータは、NATIO
NAL SEMICONDUCTOR CORP.,ANALOG DEVICES INC.およびM
AXIM INTEGRATED PRODUCTS INC.のようないくつかの企
業によって現在開発中である。前記Ａ／Ｄコンバータ３
２０の出力は、前記ビーム形成ロジック３２２に供給さ
れて適切な遅延が発生され、そして、加算処理３２４に
より、その他のチャンネルの出力に加算される。
有なインピーダンス負荷を備えるとともにＡ／Ｄコンバ
ータ３２０の最大入力信号に整合する最大入力信号を増
幅する増幅器３１６を通過し、前記増幅器３１６の出力
は、低域フィルタとして動作するナイキストフィルタ３
１８を通過する。その後、該信号３００は、最小で、１
６０ｄＢ／sqrt Hzのダイナミックレンジを備えるＡ／
Ｄコンバータ３２０（ＡＤＣ）によってＡ／Ｄ変換され
る。これは、２０MSPSサンプルレートにおいて１４．７
ビットを変換するＡ／Ｄコンバータによって達成され
る。ダイナミックレンジの追加の６ｄＢ／sqrt Hzは、
前記変換器入力雑音に関し低レベルに対してＡ／Ｄ雑音
を減少するために望ましく、そして、２０MSPSにおいて
１５．７ビット、または４０MSPSにおいて１５．２ビッ
トを変換するＡ／Ｄコンバータにより得ることができる
（ダイナミックレンジの６ｄＢ／sqrt Hzは、それぞれ
のビットに対して得られ、かつ３ｄＢ／sqrt Hzは、サ
ンプリングレートをそれぞれ２倍にするために得られ
る）。所要のダイナミックレンジ（４０〜６５MSPSのサ
ンプルレートを備える１６ビットコンバータを用いる１
６０ｄＢ／sqrt Hz）を示すＡ／Ｄコンバータは、NATIO
NAL SEMICONDUCTOR CORP.,ANALOG DEVICES INC.およびM
AXIM INTEGRATED PRODUCTS INC.のようないくつかの企
業によって現在開発中である。前記Ａ／Ｄコンバータ３
２０の出力は、前記ビーム形成ロジック３２２に供給さ
れて適切な遅延が発生され、そして、加算処理３２４に
より、その他のチャンネルの出力に加算される。
【００２８】前記Ａ／Ｄコンバータ３２０の出力が、超
音波エコー信号の全使用可能ダイナミックレンジを包含
すると、図２に示す可変利得増幅器２２０は、最早、必
要ではなくなる。さらに、全信号がデジタル化される
と、全部でないとしても、アナログ処理が、不必要にな
る。このようにして、また、前記フィルタ２１８は、図
１に示す全アナログ通路に沿って除去できる（エイリア
ス除去フィルタ２３２、位相遅延回路２３４、加算回路
２３６、アナログ処理２３８、および、Ａ／Ｄコンバー
タ２４０）。前記アナログドメインにおいて予め実行さ
れている機能は、前記デジタルドメインで今や実行可能
である。従って、これらの機能のすべては、必要あれ
ば、デジタル処理３２６を用いて再現することができ
る。このようなルーチンの創出は、当該技術で通常の知
識を有する者には当然のことであるので、その説明は、
この発明の主題を不明確にしないように省略する。
音波エコー信号の全使用可能ダイナミックレンジを包含
すると、図２に示す可変利得増幅器２２０は、最早、必
要ではなくなる。さらに、全信号がデジタル化される
と、全部でないとしても、アナログ処理が、不必要にな
る。このようにして、また、前記フィルタ２１８は、図
１に示す全アナログ通路に沿って除去できる（エイリア
ス除去フィルタ２３２、位相遅延回路２３４、加算回路
２３６、アナログ処理２３８、および、Ａ／Ｄコンバー
タ２４０）。前記アナログドメインにおいて予め実行さ
れている機能は、前記デジタルドメインで今や実行可能
である。従って、これらの機能のすべては、必要あれ
ば、デジタル処理３２６を用いて再現することができ
る。このようなルーチンの創出は、当該技術で通常の知
識を有する者には当然のことであるので、その説明は、
この発明の主題を不明確にしないように省略する。
【００２９】上述の事実に従って、本発明の発明者は、
前記受信された超音波エコー信号の使用可能なダイナミ
ックレンジに等しい、ダイナミックレンジを有する受信
された超音波エコー信号のデジタル表現を発生させる超
音波受信器を説明した。これは、分析機能を実行するた
めの全ダイナミックレンジを必要とする処理のために、
別個のアナログ通路を用いる先行技術に対して大きく前
進している。
前記受信された超音波エコー信号の使用可能なダイナミ
ックレンジに等しい、ダイナミックレンジを有する受信
された超音波エコー信号のデジタル表現を発生させる超
音波受信器を説明した。これは、分析機能を実行するた
めの全ダイナミックレンジを必要とする処理のために、
別個のアナログ通路を用いる先行技術に対して大きく前
進している。
【００３０】本発明の好ましい実施の形態を示して説明
したが、本発明の技術は、前記実施の形態における技術
のほか、特許請求の範囲およびそれらに限定する範囲や
本発明の原理に限定されるものではなく、同様な機能を
果たす他の態様の手段によってもよく、また本発明の技
術は前記構成の範囲内において種々の変更、付加が可能
である。
したが、本発明の技術は、前記実施の形態における技術
のほか、特許請求の範囲およびそれらに限定する範囲や
本発明の原理に限定されるものではなく、同様な機能を
果たす他の態様の手段によってもよく、また本発明の技
術は前記構成の範囲内において種々の変更、付加が可能
である。
【００３１】例えば、好ましい実施の形態は、高性能の
超音波影像装置である。性能をを下げた装置も、臨床的
には有用である。このような性能を下げた装置は、２ｎ
Ｖ／sqrt Hz雑音レベルにおいて、わずか１００ｍｖの
最大入力信号を得ることができる。これにより１５４ｄ
Ｂ／sqrt Hzのダイナミックレンジが生じる。このよう
な装置は、２０MSPSにおいて１３．７ビットコンバータ
として実現され、そして、上述した改善された構成の効
果をさらに獲得するものである。
超音波影像装置である。性能をを下げた装置も、臨床的
には有用である。このような性能を下げた装置は、２ｎ
Ｖ／sqrt Hz雑音レベルにおいて、わずか１００ｍｖの
最大入力信号を得ることができる。これにより１５４ｄ
Ｂ／sqrt Hzのダイナミックレンジが生じる。このよう
な装置は、２０MSPSにおいて１３．７ビットコンバータ
として実現され、そして、上述した改善された構成の効
果をさらに獲得するものである。
【００３２】１５４ｄＢ／sqrt Hzを超える所要のダイ
ナミックレンジまたは１６０ｄＢ／sqrt Hzを超えるダ
イナミックレンジすらも、その他のＡ／Ｄ技術により得
ることが可能である。等価なダイナミックレンジを達成
するためにより高いサンプリングレートにおいて、より
少ないビットを用いるＡ／Ｄコンバータを作動させるこ
とも可能である。例えば、２５００MSPSで作動される
９．７ビットのＡ／Ｄコンバータは、１５４ｄＢ／sqrt
Hzのダイナミックレンジを実現する。その他の使用可
能なＡ／Ｄ技術は、所要なダイナミックレンジを得るた
めの追加のデジタル信号処理を用いて、高いサンプルレ
ートで作動される低ビットカウントコンバータを使用す
るデルタ−シグマ（Delta-Sigma）技術である。
ナミックレンジまたは１６０ｄＢ／sqrt Hzを超えるダ
イナミックレンジすらも、その他のＡ／Ｄ技術により得
ることが可能である。等価なダイナミックレンジを達成
するためにより高いサンプリングレートにおいて、より
少ないビットを用いるＡ／Ｄコンバータを作動させるこ
とも可能である。例えば、２５００MSPSで作動される
９．７ビットのＡ／Ｄコンバータは、１５４ｄＢ／sqrt
Hzのダイナミックレンジを実現する。その他の使用可
能なＡ／Ｄ技術は、所要なダイナミックレンジを得るた
めの追加のデジタル信号処理を用いて、高いサンプルレ
ートで作動される低ビットカウントコンバータを使用す
るデルタ−シグマ（Delta-Sigma）技術である。
【００３３】
【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
の超音波受信装置によれば、音響エネルギを電気信号に
変換する、少なくとも一つの素子を備える変換器と、前
記変換器に接続され、前記電気信号を受信するととも
に、該電気信号のデジタル信号を出力する少なくとも一
つのチャンネルを備え、かつ前記少なくとも一つのチャ
ンネルが、少なくとも１５４ｄＢ／sqrt Hzのダイナミ
ックレンジを備え、前記電気信号を変換可能なＡ／Ｄコ
ンバータを備える超音波受信器とからなるので、完全
に、デジタルドメインにおいて、ビーム形成と、ＣＷ処
理を含む信号処理とを行うことができる。
の超音波受信装置によれば、音響エネルギを電気信号に
変換する、少なくとも一つの素子を備える変換器と、前
記変換器に接続され、前記電気信号を受信するととも
に、該電気信号のデジタル信号を出力する少なくとも一
つのチャンネルを備え、かつ前記少なくとも一つのチャ
ンネルが、少なくとも１５４ｄＢ／sqrt Hzのダイナミ
ックレンジを備え、前記電気信号を変換可能なＡ／Ｄコ
ンバータを備える超音波受信器とからなるので、完全
に、デジタルドメインにおいて、ビーム形成と、ＣＷ処
理を含む信号処理とを行うことができる。
【００３４】また、本発明の超音波受信方法によれば、
変換器によって受信したエコーを処理する方法におい
て、前記エコーをデジタル化して、少なくとも１６０ｄ
Ｂ／sqrt Hzのダイナミックレンジを有するデジタル信
号を発生させるので、完全に、デジタルドメインにおい
て、ビーム形成と、ＣＷ処理を含む信号処理とを行うこ
とができる。
変換器によって受信したエコーを処理する方法におい
て、前記エコーをデジタル化して、少なくとも１６０ｄ
Ｂ／sqrt Hzのダイナミックレンジを有するデジタル信
号を発生させるので、完全に、デジタルドメインにおい
て、ビーム形成と、ＣＷ処理を含む信号処理とを行うこ
とができる。
【図１】従来の超音波装置のブロック図である。
【図２】周知の超音波受信器における単一チャンネルの
ブロック図である。
ブロック図である。
【図３】本発明の好ましい実施の形態を示す超音波受信
器の単一チャンネルのブロック図である。
器の単一チャンネルのブロック図である。
３００ 信号 ３０５ ビーム形成チャンネル ３１０ 信号源電圧 ３１２ 抵抗 ３１４ ノイズ成分 ３１６ 増幅器 ３１８ ナイキストフィルタ ３２０ Ａ／Ｄコンバータ ３２２ ビーム形成ロジック ３２４ 加算処理 ３２６ デジタル処理
フロントページの続き (71)出願人 399117121 395 Ｐａｇｅ Ｍｉｌｌ Ｒｏａｄ Ｐ ａｌｏ Ａｌｔｏ，Ｃａｌｉｆｏｒｎｉａ Ｕ．Ｓ．Ａ. Ｆターム(参考） 2G047 BA03 BC05 CA01 DB02 EA10 GB02 GF05 GF06 GF22 GG09 GG15 GG17 4C301 AA02 BB23 DD03 EE11 HH33 JB03 JB11 JB37 5D019 EE06 FF04
Claims (10)
- 【請求項１】 超音波装置において、 音響エネルギを電気信号（３００）に変換する、少なく
とも一つの素子を備える変換器と、 前記変換器に接続され、前記電気信号を受信するととも
に、該電気信号のデジタル信号を出力する少なくとも一
つのチャンネル（３０５）を備え、かつ前記少なくとも
一つのチャンネルが、少なくとも１５４ｄＢ／sqrt Hz
のダイナミックレンジを備え、前記電気信号を変換可能
なＡ／Ｄコンバータ（３２０）を備える超音波受信器と
からなることを特徴とする超音波受信装置。 - 【請求項２】 前記少なくとも一つのチャンネルが、４
０MSPSサンプルレートにおいて少なくとも１４．７ビッ
トを変換可能なＡ／Ｄコンバータ（３２０）であること
を特徴とする請求項１に記載の超音波受信装置。 - 【請求項３】 前記少なくとも一つのチャンネルが、少
なくとも１６０ｄＢ／sqrt Hzのダイナミックレンジを
備え、前記電気信号を変換可能なＡ／Ｄコンバータ（３
２０）を備えることを特徴とする請求項１に記載の超音
波受信装置。 - 【請求項４】 さらに、前記超音波受信器の出力をデジ
タル処理し、該デジタル処理が、連続波（ＣＷ）ドップ
ラ処理と調波信号処理との少なくとも一方有するプロセ
ッサ（３２６）からなることを特徴とする請求項１に記
載の超音波受信装置。 - 【請求項５】 前記超音波受信器における前記少なくと
も一つのチャンネル（３０５）が、 前記変換器における一つ素子の出力を増幅して、前記Ａ
／Ｄコンバータ（３２０）の最大入力信号レベルを整合
する前置増幅器（３１６）と、 前記前置増幅器（３１６）の出力をフイルタして、前記
Ａ／Ｄコンバータ（３２０）によって変換できない周波
数を除去するナイキストフィルタ（３１８）と、 前記Ａ／Ｄコンバータ（３２０）の出力を入力して、あ
らかじめ決められた値だけ前記チャンネル（３０５）の
出力を遅延させるビーム形成ロジック（３２２）とから
なることを特徴とする請求項１に記載の超音波受信装
置。 - 【請求項６】 さらに、それぞれのチャンネルの出力を
加算する加算ロジック（３２４）が設けられることを特
徴とする請求項１に記載の超音波受信装置。 - 【請求項７】 変換器によって受信したエコーを処理す
る方法において、 前記エコーをデジタル化して、少なくとも１６０ｄＢ／
sqrt Hzのダイナミックレンジを有するデジタル信号を
発生させることを特徴とする超音波受信方法。 - 【請求項８】 さらに、前記デジタル化されたエコー信
号をデジタル的に処理して、連続波（ＣＷ）ドップラ処
理および調波信号処理の少なくとも一方を行うことを特
徴とする請求項７に記載の超音波受信方法。 - 【請求項９】 超音波装置において、 音響エネルギを電気信号（３００）に変換する、少なく
とも一つの素子を備える変換器と、 前記変換器に接続され、前記電気信号を受信するととも
に、該電気信号のデジタル信号を出力する少なくとも一
つのチャンネル（３０５）を備え、かつ前記少なくとも
一つのチャンネルが、受信したエコーの全使用可能ダイ
ナミックレンジをデジタル的に表現することができ、そ
れにより、全デジタルドメインにおける引き続く処理を
可能にするＡ／Ｄコンバータ（３２０）を備える超音波
受信器とからなることを特徴とする超音波受信装置。 - 【請求項１０】 変換器によって受信したエコーを処理
する方法において、 前記エコーをデジタル化して、前記エコーの全使用可能
ダイナミックレンジを表現するデジタル信号を発生さ
せ、 全デジタルドメインにおけるエコーに関し、連続波（Ｃ
Ｗ）ドップラ処理および調波信号処理の少なくとも一方
を行うことを特徴とする超音波受信方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US09/562234 | 2000-04-28 | ||
| US09/562,234 US6558329B1 (en) | 2000-04-28 | 2000-04-28 | Medical ultrasound receive architecture |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002000605A true JP2002000605A (ja) | 2002-01-08 |
Family
ID=24245387
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001123341A Withdrawn JP2002000605A (ja) | 2000-04-28 | 2001-04-20 | 超音波受信装置と受信方法 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6558329B1 (ja) |
| JP (1) | JP2002000605A (ja) |
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|---|---|---|---|---|
| JP2005040224A (ja) * | 2003-07-24 | 2005-02-17 | Toshiba Corp | 超音波診断装置 |
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| US7527591B2 (en) * | 2003-11-21 | 2009-05-05 | General Electric Company | Ultrasound probe distributed beamformer |
| US20050113698A1 (en) * | 2003-11-21 | 2005-05-26 | Kjell Kristoffersen | Ultrasound probe transceiver circuitry |
| US7527592B2 (en) * | 2003-11-21 | 2009-05-05 | General Electric Company | Ultrasound probe sub-aperture processing |
| JP2009279242A (ja) * | 2008-05-23 | 2009-12-03 | Ge Medical Systems Global Technology Co Llc | 超音波撮像装置および超音波撮像システム |
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