JP2002519902A - サブサンプリング形離散フーリエ変換を使用する広帯域チャネライザ - Google Patents
サブサンプリング形離散フーリエ変換を使用する広帯域チャネライザInfo
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- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
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- H04B1/667—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission for reducing bandwidth of signals; for improving efficiency of transmission using a division in frequency subbands
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Abstract
(57)【要約】
広帯域信号を処理する受信器とチャネライザを開示する。チャネライザは、広帯域信号を受信する受信器から構成される。受信された広帯域信号は、サブサンプリング形DFTチャネライザによって処理されて、受信された広帯域信号内の複数のチャネルから、選択された数の規則正しく間隔をあけたチャネルを抽出する。これらの抽出された規則正しく間隔をあけたチャネルは、受信器によるこの後の処理のために出力される。
Description
【０００１】 （発明の背景） （発明の技術分野） 本発明は、広帯域チャネル化（channelization）技術に関し、より詳細には、
サブサンプリング形離散フーリエ変換（subsampled discrete fourier transfor
m）フィルタバンクを使用する方法に関する。
サブサンプリング形離散フーリエ変換（subsampled discrete fourier transfor
m）フィルタバンクを使用する方法に関する。
【０００２】 （関連技術の説明） 複数の無線チャネルを同時に受信する必要のある無線受信器は、広帯域信号か
らいくつかの無線チャネルを抽出しなければならない。かかる受信器には、マク
ロ基地局、マイクロ基地局、ピコ基地局などを含めてもよい。この形式の受信器
は、使用可能な全チャネルの規則正しく間隔をあけた部分集合に各基地局を有効
に結びつける周波数再利用計画に従って動作するのが普通である。
らいくつかの無線チャネルを抽出しなければならない。かかる受信器には、マク
ロ基地局、マイクロ基地局、ピコ基地局などを含めてもよい。この形式の受信器
は、使用可能な全チャネルの規則正しく間隔をあけた部分集合に各基地局を有効
に結びつける周波数再利用計画に従って動作するのが普通である。
【０００３】 先行技術による１つの方法では、DFT（discrete fourier transform：離散フ
ーリエ変換）フィルタバンクを利用して、広帯域信号から個々の無線チャネルが
抽出される。既存のDFTチャネライザ（channelizers）に関する問題点は、DFTチ
ャネライザが、広帯域無線信号からあらゆるチャネルを抽出してしまうことであ
る。各基地局は、使用可能な全チャネルのうち規則正しく間隔をあけた部分集合
を利用しているだけなのだから、上記問題点のために、チャネライザによる大量
の算術演算が必要になるとともに、受信器の価格／複雑性が増加する。したがっ
て、広帯域信号から無線チャネルを抽出するために、もっと能率的で複雑さの少
ない方法が要望されている。
ーリエ変換）フィルタバンクを利用して、広帯域信号から個々の無線チャネルが
抽出される。既存のDFTチャネライザ（channelizers）に関する問題点は、DFTチ
ャネライザが、広帯域無線信号からあらゆるチャネルを抽出してしまうことであ
る。各基地局は、使用可能な全チャネルのうち規則正しく間隔をあけた部分集合
を利用しているだけなのだから、上記問題点のために、チャネライザによる大量
の算術演算が必要になるとともに、受信器の価格／複雑性が増加する。したがっ
て、広帯域信号から無線チャネルを抽出するために、もっと能率的で複雑さの少
ない方法が要望されている。
【０００４】 （発明の要約） 本発明は、受信器内で広帯域信号を処理する際に使用するチャネライザに関す
る前述の問題点などを克服する。最初に、サブサンプリング形フィルタバンクに
よって広帯域信号が処理され、受信された広帯域信号内の複数のチャネルから、
選択した数の規則正しく間隔をあけたチャネルを抽出する。サブサンプリング形
DFTチャネライザは、広帯域信号から潜在しているチャネルのすべて（全部でＭ
チャネル）を抽出する多相フィルタのバンクから構成される。多相フィルタの出
力は時間を変えられて（time aliased）、選択した数の規則正しく間隔をあけた
チャネル（M/L個の所望のチャネル）と同数の第２の一連の信号を発生する。
る前述の問題点などを克服する。最初に、サブサンプリング形フィルタバンクに
よって広帯域信号が処理され、受信された広帯域信号内の複数のチャネルから、
選択した数の規則正しく間隔をあけたチャネルを抽出する。サブサンプリング形
DFTチャネライザは、広帯域信号から潜在しているチャネルのすべて（全部でＭ
チャネル）を抽出する多相フィルタのバンクから構成される。多相フィルタの出
力は時間を変えられて（time aliased）、選択した数の規則正しく間隔をあけた
チャネル（M/L個の所望のチャネル）と同数の第２の一連の信号を発生する。
【０００５】 この第２の一連の信号は、M/Lポイント離散逆フーリエ変換によって処理され
、M/L個の帯域信号（bandpass signals）になる。離散逆フーリエ変換の係数と
一連の搬送信号をミックスして、これらの帯域信号をベースバンドにシフトする
と、広帯域信号からM/L個の規則正しく間隔をあけたチャネルを抽出することに
なる。このシステムは、処理に必要な電力量を大幅に低減する。本発明によるこ
のシステムでは、所望のチャネルを形成するために必要な算術演算の回数は、あ
らゆるチャネルを抽出するために必要な現在の算術演算の回数より大幅に少ない
。
、M/L個の帯域信号（bandpass signals）になる。離散逆フーリエ変換の係数と
一連の搬送信号をミックスして、これらの帯域信号をベースバンドにシフトする
と、広帯域信号からM/L個の規則正しく間隔をあけたチャネルを抽出することに
なる。このシステムは、処理に必要な電力量を大幅に低減する。本発明によるこ
のシステムでは、所望のチャネルを形成するために必要な算術演算の回数は、あ
らゆるチャネルを抽出するために必要な現在の算術演算の回数より大幅に少ない
。
【０００６】 （発明の詳細な説明） 本発明をより完全に理解するために、添付の図面とともに、次に続く詳細な説
明に論及する。
明に論及する。
【０００７】 これらの図面と、より詳細には図１を参照すると、一般的な広帯域受信器のブ
ロック図が示されている。送信された広帯域信号はアンテナ５で受信器に受信さ
れる。（全体を１０で示す）ミキシングとフィルタリングのいくつかのステージ
を通じて、この信号が所望の周波数帯域に処理されると、ミクサー１５によって
、広帯域アナログ・ディジタル変換器２０の入力として、比較的広い帯域幅のベ
ースバンド信号x（t）にミックスダウンされる。アナログ・ディジタル変換器２
０が、広帯域アナログ信号x（t）を広帯域ディジタル信号x（n）に変換すると、
この信号x（n）は、各種無線チャネル３０を抽出するために、ディジタルチャネ
ライザ２５によって処理される。（図３に示す）先行技術としてのDFTチャネラ
イザ２５は、広帯域信号x（n）内のあらゆるチャネルを抽出するための能率的な
計算方法（a computaionally efficient manner）を備えている。
ロック図が示されている。送信された広帯域信号はアンテナ５で受信器に受信さ
れる。（全体を１０で示す）ミキシングとフィルタリングのいくつかのステージ
を通じて、この信号が所望の周波数帯域に処理されると、ミクサー１５によって
、広帯域アナログ・ディジタル変換器２０の入力として、比較的広い帯域幅のベ
ースバンド信号x（t）にミックスダウンされる。アナログ・ディジタル変換器２
０が、広帯域アナログ信号x（t）を広帯域ディジタル信号x（n）に変換すると、
この信号x（n）は、各種無線チャネル３０を抽出するために、ディジタルチャネ
ライザ２５によって処理される。（図３に示す）先行技術としてのDFTチャネラ
イザ２５は、広帯域信号x（n）内のあらゆるチャネルを抽出するための能率的な
計算方法（a computaionally efficient manner）を備えている。
【０００８】 図２を参照すると、実数を使用する（real）低域FIRフィルタを表す１枝路（b
ranch）のDFTチャネライザHo(w)の機能図が示されている。フィルタバンク中の
他の全フィルタは、この基本低域フィルタ（lowpass prototype）の変形（modul
ated version）である。したがって、
ranch）のDFTチャネライザHo(w)の機能図が示されている。フィルタバンク中の
他の全フィルタは、この基本低域フィルタ（lowpass prototype）の変形（modul
ated version）である。したがって、
【数１】 となるが、ここでMはチャネルの数に等しい。Hi(w)は、離散時間周波数
【数２】 の中央、または等価な連続時間周波数
【数３】 （FsはA/D変換器のサンプリング周波数である）の中央にある複素数の値を使用
する帯域フィルタを表し、Ｍは、{ -Fs/2, +Fs/2 }の間のチャネルの総数に等し
いことに注意されたい。つまり、このフィルタバンクには、fcs = Fs/Mだけ間隔
をあけて離れている正確にＭ個の帯域幅の等しいフィルタが、存在することにな
る。図３のDFTチャネライザは、Ｍがダウンサンプリング係数Ｎの整数倍である
ときに限り有効である（つまり、M = N x Kiであって、Kは何らかの正の整数で
ある）。DFTチャネライザは、離散逆フーリエ変換（IDFT）と、基本低域フィル
タHo(n)による多相分解（polyphase decomposition）とを使用して能率よく実施
されうる。普通、この方法は、DFTチャネライザと呼ばれており、図３に示され
ている。
する帯域フィルタを表し、Ｍは、{ -Fs/2, +Fs/2 }の間のチャネルの総数に等し
いことに注意されたい。つまり、このフィルタバンクには、fcs = Fs/Mだけ間隔
をあけて離れている正確にＭ個の帯域幅の等しいフィルタが、存在することにな
る。図３のDFTチャネライザは、Ｍがダウンサンプリング係数Ｎの整数倍である
ときに限り有効である（つまり、M = N x Kiであって、Kは何らかの正の整数で
ある）。DFTチャネライザは、離散逆フーリエ変換（IDFT）と、基本低域フィル
タHo(n)による多相分解（polyphase decomposition）とを使用して能率よく実施
されうる。普通、この方法は、DFTチャネライザと呼ばれており、図３に示され
ている。
【数４】
【０００９】 次に図３を参照すると、DFTチャネライザのブロック図が示されている。図３
で、複数のEi(z)は、Ho(z)の多相構成要素（polyphase component）を表す。し
たがって、
で、複数のEi(z)は、Ho(z)の多相構成要素（polyphase component）を表す。し
たがって、
【数５】
【００１０】 先行技術によるDFTチャネライザの主な限界は、周波数範囲{ -Fs/2, Fs/2 }の
あらゆるチャネルをチャネル化してしまうが、実際に必要なのはこれらのチャネ
ルの部分集合だけでよいということである。たとえば、7/21周波数再利用計画を
使用するたいていのセルラーシステムにおいては、各基地局は、７無線チャネル
ごとに、そこから１チャネルを使用するだけである。したがって、受信器は、７
番目のチャネルをすべてチャネル化する必要があるにすぎない。
あらゆるチャネルをチャネル化してしまうが、実際に必要なのはこれらのチャネ
ルの部分集合だけでよいということである。たとえば、7/21周波数再利用計画を
使用するたいていのセルラーシステムにおいては、各基地局は、７無線チャネル
ごとに、そこから１チャネルを使用するだけである。したがって、受信器は、７
番目のチャネルをすべてチャネル化する必要があるにすぎない。
【００１１】 次に図４を参照すると、本発明によるサブサンプリング形DFTチャネライザが
示されている。サブサンプリング形DFTチャネライザの場合、７番目に出力され
るチャネルだけをすべて計算しなければならないと想定するとともに、チャネル
の総数MがLの整数倍であると想定する。したがって、 M = L x r ここでｒは何らかの正の整数である。
示されている。サブサンプリング形DFTチャネライザの場合、７番目に出力され
るチャネルだけをすべて計算しなければならないと想定するとともに、チャネル
の総数MがLの整数倍であると想定する。したがって、 M = L x r ここでｒは何らかの正の整数である。
【００１２】 サブサンプリング形DFTチャネライザは、広帯域離散信号x（n）から所望のチ
ャネル{co[n],cL[n],c2L[n],...,cM-L[n]}だけを計算する。
ャネル{co[n],cL[n],c2L[n],...,cM-L[n]}だけを計算する。
【００１３】 図４と図３を比較すると、サブサンプリング形DFTチャネライザでは、DFTチャ
ネライザのMポイントDFTが、時間を変えるブロックとM/LポイントIDFTとに置き
変えられていることが判る。時間を変えるブロックとM/LポイントIDFTを組み合
わせた複雑さは、MポイントIDFTの複雑さよりもかなり少ない。
ネライザのMポイントDFTが、時間を変えるブロックとM/LポイントIDFTとに置き
変えられていることが判る。時間を変えるブロックとM/LポイントIDFTを組み合
わせた複雑さは、MポイントIDFTの複雑さよりもかなり少ない。
【００１４】 時間を変えるブロックの出力は、次式のとおり多相フィルタの出力からつくら
れる。
れる。
【数６】 図５のサブサンプリング形DFTチャネライザ内のM/LポイントIDFTのQ個の出力は
、{ro[n],rL[n],r2L[n],…,rm-L[n]}（つまり、図３のIDFTブロックのＬ番目ご
との出力）である。
、{ro[n],rL[n],r2L[n],…,rm-L[n]}（つまり、図３のIDFTブロックのＬ番目ご
との出力）である。
【００１５】 同様に、図５のサブサンプリング形DFTチャネライザの最終出力は、 {co[n],cL[n],c2L[n],…,cm-L[n]}（つまり、図３のDFTブロックのＬ番目ごとの
最終出力）である。
最終出力）である。
【００１６】 一例として、帯域幅が約１０ＭＨｚのアナログ信号x（n）を考え、各無線チャ
ネルがD-AMPSの規格に準拠していると想定する。特にチャネル間隔は、fcs = 30
KHzとする。さらに、7/21周波数再利用パターンが使用されていると想定する。
そうすると、x（n）から７番目ごとのチャネルだけ、すなわち、L=７を抽出する
必要がある。
ネルがD-AMPSの規格に準拠していると想定する。特にチャネル間隔は、fcs = 30
KHzとする。さらに、7/21周波数再利用パターンが使用されていると想定する。
そうすると、x（n）から７番目ごとのチャネルだけ、すなわち、L=７を抽出する
必要がある。
【００１７】 A/D変換器のサンプリング周波数がFs = 34.02 MHzに設定されているとすると
、図３の完全なDFTチャネライザは、x（n）内のあらゆる30 KHzの帯域を抽出す
るために使用されうる。この場合のチャネルの総数は、M = 34.02 MHZ/30 KHZ =
1134である。サイズが1134のIDFTは、Fs/N秒ごとにDFTチャネライザによって実
行される必要がある。1134は非常に大きな数（highly composite number）であ
るから、クーリー・チューキーのFFTアルゴリズム（Cooley-Tukey FFT algorith
m）を使用して、このIDFTを能率よく計算することができる。
、図３の完全なDFTチャネライザは、x（n）内のあらゆる30 KHzの帯域を抽出す
るために使用されうる。この場合のチャネルの総数は、M = 34.02 MHZ/30 KHZ =
1134である。サイズが1134のIDFTは、Fs/N秒ごとにDFTチャネライザによって実
行される必要がある。1134は非常に大きな数（highly composite number）であ
るから、クーリー・チューキーのFFTアルゴリズム（Cooley-Tukey FFT algorith
m）を使用して、このIDFTを能率よく計算することができる。
【００１８】 また、図４のサブサンプリング形DFTチャネライザを使用して、x（n）から７
番目のチャネルだけをすべて抽出することができる（つまり、A/D変換器のサン
プリング周波数がFs = 34.02 MHzに設定されていると、L = 7）。このケースで
は、（M/L = 1134/7 = 162であるから）サブサンプリング形DFTチャネライザは
、Fs/Nごとに162ポイントIDFTを実行する必要がある。1134ポイントIDFTの複雑
さは、162ポイントIDFTの複雑さの約７倍である。
番目のチャネルだけをすべて抽出することができる（つまり、A/D変換器のサン
プリング周波数がFs = 34.02 MHzに設定されていると、L = 7）。このケースで
は、（M/L = 1134/7 = 162であるから）サブサンプリング形DFTチャネライザは
、Fs/Nごとに162ポイントIDFTを実行する必要がある。1134ポイントIDFTの複雑
さは、162ポイントIDFTの複雑さの約７倍である。
【００１９】 次に図４を再度参照すると、広帯域離散信号 x[n]は、多相フィルタ１００の
バンクによってサンプリングされフィルタリングされて、信号列 si[n]を発生す
る。 si[n]信号の各枝路は１０５のLによって時間が変更され、新しい信号列 zi [n]を発生する。信号列 zi[n]のM/LポイントIDFT１１０が実行されると、信号列
ri[n]が発生する。この信号列は、ミクサー１０５で搬送信号列ejWrNn、
バンクによってサンプリングされフィルタリングされて、信号列 si[n]を発生す
る。 si[n]信号の各枝路は１０５のLによって時間が変更され、新しい信号列 zi [n]を発生する。信号列 zi[n]のM/LポイントIDFT１１０が実行されると、信号列
ri[n]が発生する。この信号列は、ミクサー１０５で搬送信号列ejWrNn、
【数７】 とミックスされると、選択されたチャネルが広帯域信号から生じる。
【００２０】 サブサンプリング形DFTチャネライザのM/LポイントIDFTは、DFT/IDFTを計算す
るための既存の高速アルゴリズムのどれかを使用して計算されうる。これらのア
ルゴリズムは、２を基数とする高速フーリエ変換アルゴリズム（radix-2 FFT al
gorithm）、クーリー・チューキーの高速フーリエ変換アルゴリズム、ウイノグ
ラードの素数の長さに注目した高速フーリエ変換アルゴリズム（Winograd prime
-length FFT algorithm）、および素数因子高速フーリエ変換アルゴリズム（pri
me-factor FFT algorithm）を含む。M/Lの正確な値によっては、IDFTの計算に特
定のアルゴリズムがより能率的かも知れない。したがって、サブサンプリング形
DFTチャネライザの空きのパラメータ（たとえばFs およびＭ）を選び、特定のFF
T/IFFTアルゴリズムを使用して、得られたIDFTをさらに能率的に計算してもよい
。換言すると、これらのパラメータを選択して、能率的に計算できるIDFTのサイ
ズを求めてもよい。
るための既存の高速アルゴリズムのどれかを使用して計算されうる。これらのア
ルゴリズムは、２を基数とする高速フーリエ変換アルゴリズム（radix-2 FFT al
gorithm）、クーリー・チューキーの高速フーリエ変換アルゴリズム、ウイノグ
ラードの素数の長さに注目した高速フーリエ変換アルゴリズム（Winograd prime
-length FFT algorithm）、および素数因子高速フーリエ変換アルゴリズム（pri
me-factor FFT algorithm）を含む。M/Lの正確な値によっては、IDFTの計算に特
定のアルゴリズムがより能率的かも知れない。したがって、サブサンプリング形
DFTチャネライザの空きのパラメータ（たとえばFs およびＭ）を選び、特定のFF
T/IFFTアルゴリズムを使用して、得られたIDFTをさらに能率的に計算してもよい
。換言すると、これらのパラメータを選択して、能率的に計算できるIDFTのサイ
ズを求めてもよい。
【００２１】 たとえば、M/Lが非常に大きな数の場合、クーリー・チューキーのFFTアルゴリ
ズムを使用して、得られたIDFTを能率的に計算してもよい。これとは反対に、M/
Lが素数の場合は、ウイノグラードの素数の長さに注目したFFTアルゴリズムを使
用して、得られたIDFTを能率的に計算してもよい。最後に、M/Lが、べき数４の
数の場合は、基数４のFFTアルゴリズム（radix-4 FFT algorithm）を使用して、
得られたIDFTを能率的に計算することができる。
ズムを使用して、得られたIDFTを能率的に計算してもよい。これとは反対に、M/
Lが素数の場合は、ウイノグラードの素数の長さに注目したFFTアルゴリズムを使
用して、得られたIDFTを能率的に計算してもよい。最後に、M/Lが、べき数４の
数の場合は、基数４のFFTアルゴリズム（radix-4 FFT algorithm）を使用して、
得られたIDFTを能率的に計算することができる。
【００２２】 本発明による方法と装置の好適実施例を添付の図面に示し、上記詳細な説明の
中で説明してきたが、本発明は、開示された実施例に限定されるものではなく、
特許請求の範囲で説明されかつ定義されているとおり、本発明の趣旨を逸脱する
ことなく、多数の再構成、修正および代替が可能であることは理解されるものと
する。
中で説明してきたが、本発明は、開示された実施例に限定されるものではなく、
特許請求の範囲で説明されかつ定義されているとおり、本発明の趣旨を逸脱する
ことなく、多数の再構成、修正および代替が可能であることは理解されるものと
する。
【図１】 一般的な広帯域受信器のブロック図を示す図。
【図２】 １枝路のDFTチャネライザの機能図を示す図。
【図３】 DFTチャネライザを示す図。
【図４】 サブサンプリング形DFTチャネライザのブロック図を示す図。
【手続補正書】特許協力条約第３４条補正の翻訳文提出書
【提出日】平成１１年９月６日（１９９９．９．６）
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】特許請求の範囲
【補正方法】変更
【補正内容】
【特許請求の範囲】
【請求項２】 請求項１に記載の受信器において、前記第１の一連の信号は
、前記ディジタルベースバンド信号内の各チャネルを含む受信器。
、前記ディジタルベースバンド信号内の各チャネルを含む受信器。
【請求項３】 請求項１に記載の受信器において、前記第２の一連の信号は
、前記複数の選択された規則正しく間隔をあけたチャネルに等しいいくつかの信
号だけを含む受信器。
、前記複数の選択された規則正しく間隔をあけたチャネルに等しいいくつかの信
号だけを含む受信器。
【請求項４】 請求項１に記載の受信器において、前記サブサンプリング形
DFTチャネライザは、前記複数の選択された規則正しく間隔をあけたチャネルと
して、前記ディジタルベースバンド信号から第１のチャネルをすべて抽出するこ
とができる受信器。
DFTチャネライザは、前記複数の選択された規則正しく間隔をあけたチャネルと
して、前記ディジタルベースバンド信号から第１のチャネルをすべて抽出するこ
とができる受信器。
【請求項５】 広帯域信号を処理するチャネライザであって、 前記広帯域信号を受信する入力と、 前記受信された広帯域信号内の、いくつかの選択された規則正しく間隔をあけ
たチャネルを抽出する、サブサンプリング形DFTチャネライザと、 を備えたチャネライザにおいて、 第１の一連の信号を抽出する複数の多相フィルタ（１００）と、 前記第１の一連の信号の時間を変えて第２の一連の信号を発生する回路（１０
５）と、 第２の一連の信号から、前記規則正しく間隔をあけた複数のチャネルのIDFT係
数を計算するM/Lポイント離散逆フーリエ変換（１１０）と、 前記IDFT係数と搬送信号列を結合して前記選択された規則正しく間隔をあけた
複数のチャネルを供給する結合器（１１５）と、 前記選択された規則正しく間隔をあけたチャネルを出力する出力と、 を備えたチャネライザ。
たチャネルを抽出する、サブサンプリング形DFTチャネライザと、 を備えたチャネライザにおいて、 第１の一連の信号を抽出する複数の多相フィルタ（１００）と、 前記第１の一連の信号の時間を変えて第２の一連の信号を発生する回路（１０
５）と、 第２の一連の信号から、前記規則正しく間隔をあけた複数のチャネルのIDFT係
数を計算するM/Lポイント離散逆フーリエ変換（１１０）と、 前記IDFT係数と搬送信号列を結合して前記選択された規則正しく間隔をあけた
複数のチャネルを供給する結合器（１１５）と、 前記選択された規則正しく間隔をあけたチャネルを出力する出力と、 を備えたチャネライザ。
【請求項６】 請求項５に記載のチャネライザにおいて、前記第１の一連の
信号は、前記広帯域信号内の各チャネルを含むチャネライザ。
信号は、前記広帯域信号内の各チャネルを含むチャネライザ。
【請求項７】 請求項５に記載のチャネライザにおいて、前記第２の一連の
信号は、前記選択された規則正しく間隔をあけた複数のチャネルの数に等しいい
くつかの信号だけを含むチャネライザ。
信号は、前記選択された規則正しく間隔をあけた複数のチャネルの数に等しいい
くつかの信号だけを含むチャネライザ。
【請求項８】 請求項５に記載のチャネライザにおいて、前記サブサンプリ
ング形DFTチャネライザは、前記複数の選択された規則正しく間隔をあけたチャ
ネルとして、前記広帯域信号から任意の第１のチャネルを抽出することができる チャネライザ 。
ング形DFTチャネライザは、前記複数の選択された規則正しく間隔をあけたチャ
ネルとして、前記広帯域信号から任意の第１のチャネルを抽出することができる チャネライザ 。
【請求項９】 複数の規則正しく間隔をあけたチャネルを含む広帯域信号を
処理する方法であって、 複数のチャネルを含む広帯域信号を受信するステップと、 前記広帯域信号をフィルタリングして、前記広帯域信号内の第１の一連の信号
を抽出するステップと、 前記第１の一連の信号の時間を変えて、第２の一連の信号を得るステップと、
前記第２の一連の信号を、M/Lポイント離散逆フーリエ変換（１１０）に従っ て処理し、前記選択した数の規則正しく間隔をあけたチャネルのIDFT係数を得る
ステップと、 前記IDFT係数と、搬送信号列とを混合して、選択した数の規則正しく間隔をあ
けたチャネルを得るステップと、 前記選択した数の規則正しく間隔をあけたチャネルを出力するステップと、 を含む方法。
処理する方法であって、 複数のチャネルを含む広帯域信号を受信するステップと、 前記広帯域信号をフィルタリングして、前記広帯域信号内の第１の一連の信号
を抽出するステップと、 前記第１の一連の信号の時間を変えて、第２の一連の信号を得るステップと、
前記第２の一連の信号を、M/Lポイント離散逆フーリエ変換（１１０）に従っ て処理し、前記選択した数の規則正しく間隔をあけたチャネルのIDFT係数を得る
ステップと、 前記IDFT係数と、搬送信号列とを混合して、選択した数の規則正しく間隔をあ
けたチャネルを得るステップと、 前記選択した数の規則正しく間隔をあけたチャネルを出力するステップと、 を含む方法。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００３
【補正方法】変更
【補正内容】
【０００３】 先行技術による方法の１つでは、DFT（discrete fourier transform：離散フ
ーリエ変換）フィルタバンクを利用して、信号から個々の無線チャネルが抽出さ
れる。DFTチャネライザを使用して、広帯域信号から各使用可能なチャネルを抽
出する既存の方法の一例は、Williamsに対する米国特許、第5,606,575号の中で
説明されている。信号処理に関するIEEE彙報、第４１巻、第６号、2047頁から20
66頁のKovacevic Jほかによる、「合理的なサンプリングファクターを備えた完
全最構築用フィルタバンク（Perfect Reconstruction Filter Banks with Ratio
nal Sampling Factors）」の中で説明されている別の方法は、均一な間隔をあけ
た周波数帯域の抽出する方法を拡張して、広帯域スペクトルの不均一な分割を可
能にしている。これらの既存のDFTチャネライザ（channelizer）に付随する問題
点は、DFTチャネライザが、広帯域無線信号からあらゆるチャネルを抽出してし
まうことである。各基地局は、使用可能な全チャネルのうち規則正しく間隔をあ
けた部分集合を利用しているだけなのだから、上記問題点ために、チャネライザ
による大量の算術演算が必要になるとともに、受信器の価格／複雑性が増加する
。したがって、広帯域信号から無線チャネルを抽出するために、もっと能率的で
複雑さの少ない方法が要望されている。
ーリエ変換）フィルタバンクを利用して、信号から個々の無線チャネルが抽出さ
れる。DFTチャネライザを使用して、広帯域信号から各使用可能なチャネルを抽
出する既存の方法の一例は、Williamsに対する米国特許、第5,606,575号の中で
説明されている。信号処理に関するIEEE彙報、第４１巻、第６号、2047頁から20
66頁のKovacevic Jほかによる、「合理的なサンプリングファクターを備えた完
全最構築用フィルタバンク（Perfect Reconstruction Filter Banks with Ratio
nal Sampling Factors）」の中で説明されている別の方法は、均一な間隔をあけ
た周波数帯域の抽出する方法を拡張して、広帯域スペクトルの不均一な分割を可
能にしている。これらの既存のDFTチャネライザ（channelizer）に付随する問題
点は、DFTチャネライザが、広帯域無線信号からあらゆるチャネルを抽出してし
まうことである。各基地局は、使用可能な全チャネルのうち規則正しく間隔をあ
けた部分集合を利用しているだけなのだから、上記問題点ために、チャネライザ
による大量の算術演算が必要になるとともに、受信器の価格／複雑性が増加する
。したがって、広帯域信号から無線チャネルを抽出するために、もっと能率的で
複雑さの少ない方法が要望されている。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１４
【補正方法】変更
【補正内容】
【００１４】 時間を変えるブロックの出力は、次式による多相フィルタの出力からつくられ
る。
る。
【数６】 図４のサブサンプリング形DFTチャネライザ内のM/LポイントIDFTのQ個の出力は
、{ro[n],rL[n],r2L[n],…,rm-L[n]}（つまり、図３のIDFTブロックのＬ番目ご
との出力）である。
、{ro[n],rL[n],r2L[n],…,rm-L[n]}（つまり、図３のIDFTブロックのＬ番目ご
との出力）である。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１５
【補正方法】変更
【補正内容】
【００１５】 同様に、図４のサブサンプリング形DFTチャネライザの最終出力は、 {co[n],cL[n],c2L[n],…,cm-L[n]}（つまり、図３のIDFTブロックのＬ番目ごと
の最終出力）である。
の最終出力）である。
【手続補正５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２２
【補正方法】変更
【補正内容】
【００２２】 本発明による方法と装置の好適実施例を添付の図面に示し、上記詳細な説明の
中で説明してきたが、本発明は、開示された実施例に限定されるものではなく、
特許請求の範囲で説明されかつ定義されているとおり、本発明の範囲を逸脱する
ことなく、多数の再構成、修正および代替が可能であることは理解されるものと
する。
中で説明してきたが、本発明は、開示された実施例に限定されるものではなく、
特許請求の範囲で説明されかつ定義されているとおり、本発明の範囲を逸脱する
ことなく、多数の再構成、修正および代替が可能であることは理解されるものと
する。
【手続補正６】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図４
【補正方法】変更
【補正内容】
【図４】
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ， ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ) ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ， ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，Ｄ Ｋ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ， ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，Ｌ Ｖ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ， ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，Ｕ Ｚ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＷ (71)出願人 7001 Ｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔ Ｄｒｉｖ ｅ， Ｐ．Ｏ． Ｂｏｘ 13969， Ｒｅ ｓｅｒａｃｈ Ｔｒｉａｎｇｌｅ Ｐａｒ ｋ， ＮＣ 27709 Ｕ．Ｓ．Ａ．
Claims (14)
- 【請求項１】 受信器であって、 受信した信号をアナログベースバンド信号に変換する手段と、 前記アナログベースバンド信号をディジタルベースバンド信号に変換するアナ
ログ・ディジタル変換器と、 前記ディジタルベースバンド信号から、選択された規則正しく間隔をあけた複
数のチャネルを抽出するサブサンプリング形DFTチャネライザと、 を備えた受信器。 - 【請求項２】 請求項１に記載の受信器において、前記サブサンプリング形
DFTチャネライザは、 第１の一連の信号を抽出する複数の多相フィルタと、 前記第１の一連の信号の時間を変えて第２の一連の信号を発生する手段と、 前記第２の一連の信号から、前記選択された規則正しく間隔をあけた複数のチ
ャネルのIDFT係数を計算するM/Lポイント離散逆フーリエ変換と、 前記IDFT係数と搬送信号列を結合して前記複数の選択された規則正しく間隔を
あけたチャネルを供給する手段と、 を備えた受信器。 - 【請求項３】 請求項２に記載の受信器において、前記第１の一連の信号は
、前記ディジタルベースバンド信号内の各チャネルを含む受信器。 - 【請求項４】 請求項２に記載の受信器において、前記第２の一連の信号は
、前記選択された数の規則正しく間隔をあけたチャネルに等しいいくつかの信号
だけを含む受信器。 - 【請求項５】 請求項１に記載の受信器において、前記サブサンプリング形
DFTチャネライザは、前記ディジタルベースバンド信号から任意の第１のチャネ
ルを抽出することができる受信器。 - 【請求項６】 広帯域信号を処理するチャネライザであって、 前記広帯域信号を受信する手段と、 前記受信された広帯域信号内の複数のチャネルから、いくつかの選択された規
則正しく間隔をあけたチャネルを抽出するサブサンプリング形DFTチャネライザ
と、 前記選択された規則正しく間隔をあけたチャネルを出力する手段と、 を備えたチャネライザ。 - 【請求項７】 請求項６に記載のチャネライザにおいて、サブサンプリング
形DFTチャネライザは、 第１の一連の信号を抽出する複数の多相フィルタと、 前記第１の一連の信号の時間を変えて第２の一連の信号を発生する手段と、 前記第２の一連の信号から、複数の規則正しく間隔をあけたチャネルのIDFT係
数を計算するM/Lポイント離散フーリエ変換と、 前記IDFT係数と搬送信号列を結合して、前記複数の選択された規則正しく間隔
をあけたチャネルを供給する手段と、 を備えたチャネライザ。 - 【請求項８】 請求項７に記載のチャネライザにおいて、前記第１の一連の
信号は、前記広帯域信号内の各チャネルを含むチャネライザ。 - 【請求項９】 請求項７に記載のチャネライザにおいて、前記第２の一連の
信号は、前記複数の選択された規則正しく間隔をあけたチャネルに等しいいくつ
かの信号だけを含むチャネライザ。 - 【請求項１０】 請求項１に記載の受信器において、前記サブサンプリング
形DFTチャネライザは、前記ディジタルベースバンド信号から任意の第１のチャ
ネルを抽出することができる受信器。 - 【請求項１１】 複数のチャネルを含む広帯域信号を処理する方法であって
、 前記複数のチャネルを含む前記広帯域信号を受信するステップと、 前記広帯域信号内の複数のチャネルから、選択した数の規則正しく間隔をあけ
たチャネルを抽出するステップと、 前記抽出された規則正しく間隔をあけたチャネルを出力するステップと、 を含む方法。 - 【請求項１２】 請求項１１に記載の方法において、前記抽出するステップ
は、前記広帯域信号内の前記複数のチャネルを、サブサンプリング形DFTによっ
てチャネル化し、前記選択した数の規則正しく間隔をあけたチャネルを抽出する
ステップをさらに含む方法。 - 【請求項１３】 請求項１１に記載の方法において、前記抽出するステップ
は、 前記広帯域信号をフィルタリングして、前記広帯域信号内の前記複数のチャネ
ルのそれぞれを抽出するステップと、 前記複数のチャネルの時間を変えて、前記選択した数の規則正しく間隔をあけ
たチャネルと同数の一連の信号を得るステップと、 前記第２の一連の信号を、M/Lポイント離散逆フーリエ変換に従って処理し、
前記選択した数の規則正しく間隔をあけたチャネルのIDFT係数を得るステップと
、 前記IDFT係数と搬送信号列とを混合して、前記選択した数の規則正しく間隔を
あけたチャネルを得るステップと、 をさらに含む方法。 - 【請求項１４】 請求項１１に記載の方法において、前記抽出するステップ
は、 前記広帯域信号をフィルタリングして、前記複数のチャネルを抽出するステッ
プと、 前記抽出された複数のチャネルから、前記選択した数の規則正しく間隔をあけ
たチャネルのIDFT係数を決定するステップと、 前記IDFT係数と搬送信号列を混合して、前記選択した数の規則正しく間隔をあ
けたチャネルを得るステップと、 をさらに含む方法。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/921,186 | 1997-08-29 | ||
| US08/921,186 US6005900A (en) | 1997-08-29 | 1997-08-29 | Wideband channelization using subsampled discrete fourier transforms |
| PCT/US1998/017790 WO1999010979A1 (en) | 1997-08-29 | 1998-08-27 | Wideband channelization using subsampled discrete fourier transforms |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002519902A true JP2002519902A (ja) | 2002-07-02 |
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Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000556548A Expired - Fee Related JP4128746B2 (ja) | 1997-08-29 | 1998-08-27 | サブサンプリング形離散フーリエ変換を使用する広帯域チャネライザ |
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| Country | Link |
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| US8803730B2 (en) * | 2011-07-21 | 2014-08-12 | The Boeing Company | Radar pulse detection using a digital radar receiver |
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|---|---|---|---|---|
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| US5396489A (en) * | 1992-10-26 | 1995-03-07 | Motorola Inc. | Method and means for transmultiplexing signals between signal terminals and radio frequency channels |
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| US5293382A (en) * | 1993-03-01 | 1994-03-08 | Motorola, Inc. | Method for FDMA signal multiplexing and demultiplexing |
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