JP2003100489A

JP2003100489A - 放電灯点灯装置

Info

Publication number: JP2003100489A
Application number: JP2001291745A
Authority: JP
Inventors: Shigeru Ido; 滋井戸; Masanori Mishima; 正徳三嶋
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 2001-09-25
Filing date: 2001-09-25
Publication date: 2003-04-04
Anticipated expiration: 2021-09-25
Also published as: JP4595272B2

Abstract

(57)【要約】【課題】直流電圧を調整して調光を行う際の電圧変換
の効率を改善した放電灯点灯装置を提供する。【解決手段】直流電源部１は、昇圧チョッパ回路１０
と、昇降圧チョッパ回路１１と、切替え手段１２とを備
えており、制御回路４は、コンデンサＣ１両端の直流電
圧Ｖｄｃが所定の電圧以上の時、切替え手段１２によっ
て直流電源部１の入力を昇圧チョッパ回路１０に接続し
て直流電源部１の動作を昇圧動作に切替え、コンデンサ
Ｃ１両端の直流電圧Ｖｄｃが所定の電圧以下の時、切替
え手段１２によって直流電源部１の入力を昇降圧チョッ
パ回路１１に接続して直流電源部１の動作を昇降圧動作
に切替えて、電圧変換時の効率を改善することができ
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、放電灯点灯装置に
関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図１８に回路図を示す従来例１の放電灯
点灯装置は、直流電源部１０１の出力電圧をインバータ
部１００で変換した高周波電圧を放電灯Ｌａに供給する
もので、インバータ部１００は、直流電源部１０１に並
列に接続されたスイッチング素子Ｑ１００，Ｑ１０１の
直列回路と、スイッチング素子Ｑ１００，Ｑ１０１の接
続中点に一端を接続されたコンデンサＣ１００と、スイ
ッチング素子Ｑ１００，Ｑ１０１をオン・オフする制御
回路１００ａとから構成され、インバータ部１００が高
周波電圧を供給する負荷回路は、スイッチング素子Ｑ１
０１にコンデンサＣ１００を介して並列接続されたイン
ダクタＬ１０１，コンデンサＣ１０１の直列回路と、コ
ンデンサＣ１０１に並列接続された放電灯Ｌａとから構
成され、放電灯Ｌａにはランプ電圧Ｖｌａが印加され、
ランプ電流Ｉｌａが流れる。そして、直流電源部１０１
が出力する直流電圧Ｖｄｃを調整することによって調光
を行い、定格電力の異なる放電灯Ｌａが装着された場合
でも、異なる放電灯間で光出力比を略一定に調光制御で
きる異負荷共用タイプの放電灯点灯装置である。

【０００３】次に、図１９に示す従来例２の放電灯点灯
装置は、直流電源部１０１を昇圧チョッパ回路で構成し
たもので、直流電源部１０１は、交流電源Ｖｓと、交流
電源Ｖｓの出力を整流するダイオードブリッジＤＢと、
ダイオードブリッジＤＢの正出力側に接続されたインダ
クタＬ１０２とダイオードＤ１００との直列回路と、イ
ンダクタＬ１０２を介してダイオードブリッジＤＢの出
力端に並列接続されたスイッチング素子Ｑ１０２と、ダ
イオードＤ１００を介してスイッチング素子Ｑ１０２に
並列接続された平滑用のコンデンサＣ１０２と、調光レ
ベルを設定する調光器１０１ａと、調光器１０１ａから
の調光信号に応じてスイッチング素子Ｑ１０２をオン・
オフして直流電源部１０１が出力する直流電圧Ｖｄｃを
制御する制御回路１０１ｂとから構成される。

【０００４】この従来例２の放電灯点灯装置において、
直流電源部１０１が出力する直流電圧Ｖｄｃの範囲は、
Ｖｓ（ｐｅａｋ）≦Ｖｄｃ（ここで、Ｖｓ（ｐｅａｋ）
は交流電源Ｖｓのピーク電圧を示す）となる。例えば、
交流電源Ｖｓが、１００Ｖの交流電源であればピーク電
圧Ｖｓ（ｐｅａｋ）は１４１Ｖ、２００Ｖの交流電源で
あればピーク電圧Ｖｓ（ｐｅａｋ）は２８２Ｖとなる。

【０００５】したがって、予め調光器によって決められ
る調光下限を、交流電源Ｖｓのピーク電圧Ｖｓ（ｐｅａ
ｋ）の値に設定しておけば、即ち１００Ｖの交流電源で
あれば直流電圧Ｖｄｃ＝１４１Ｖの時に調光下限となる
ように設定しておけば、直流電圧Ｖｄｃはそれ以下に下
がることはなく、制御回路１０１ｂでは直流電圧Ｖｄｃ
が所定のレベル以下にならないように制限するためのリ
ミッタ回路が必要なくなり、制御が容易になる。

【０００６】このような従来例２では、定格電力の異な
る放電灯Ｌａが装着された場合でも、インバータ部１０
０の点灯周波数を一定にしたままで、直流電圧Ｖｄｃを
調整することによって定格電力の異なる放電灯間の光出
力比を略一定に調光制御でき、且つ調光下限での直流電
圧Ｖｄｃの値を制御する必要がないので制御回路を容易
に構成することができて、さらに、直流電源部１０１が
昇圧チョッパ回路を構成することによって、チョッパ回
路での電圧変換の効率がよいという長所もある。

【０００７】次に、図２０に示す従来例３の放電灯点灯
装置は、直流電源部１０１を昇降圧チョッパ回路で構成
したもので、直流電源部１０１は、交流電源Ｖｓと、交
流電源Ｖｓの出力を整流するダイオードブリッジＤＢ
と、ダイオードブリッジＤＢの負出力側に接続されたス
イッチング素子Ｑ１０３とダイオードＤ１００との直列
回路と、スイッチング素子Ｑ１０３を介してダイオード
ブリッジＤＢの出力端に並列接続されたインダクタＬ１
０２と、ダイオードＤ１００を介してインダクタＬ１０
２に並列接続された平滑用のコンデンサＣ１０２と、調
光レベルを設定する調光器１０１ａと、調光器１０１ａ
からの調光信号に応じてスイッチング素子Ｑ１０３をオ
ン・オフして直流電源部１０１が出力する直流電圧Ｖｄ
ｃを制御する制御回路１０１ｂとから構成される。

【０００８】この従来例３の放電灯点灯装置において、
直流電源部１０１が出力する直流電圧Ｖｄｃの範囲は、
交流電源Ｖｓのピーク電圧Ｖｓ（ｐｅａｋ）に関係な
く、任意に設定することができる。即ち、直流電圧Ｖｄ
ｃが交流電源Ｖｓのピーク電圧Ｖｓ（ｐｅａｋ）より低
い電圧を必要な時は、直流電源部１０１の昇降圧チョッ
パ回路を降圧動作させ、直流電圧Ｖｄｃがピーク電圧Ｖ
ｓ（ｐｅａｋ）より高い電圧を必要な時は、直流電源部
１０１の昇降圧チョッパ回路を昇圧動作させればよい。
したがって、交流電源Ｖｓによる直流電圧Ｖｄｃの制限
がなくなり、放電灯Ｌａのランプ電流Ｉｌａの制御範囲
が広がることになる。

【０００９】このような従来例３では、定格電力の異な
る放電灯Ｌａが装着された場合でも、インバータ部１０
０の点灯周波数を一定にしたままで、直流電圧Ｖｄｃを
調整することによって定格電力の異なる放電灯間の光出
力比を略一定に調光制御でき、且つ点灯周波数が一定で
あるため制御回路を容易に構成することができて、さら
に、直流電源部１０１が出力する直流電圧Ｖｄｃの制御
範囲が交流電源Ｖｓによって制限されないので、任意の
ランプ電流Ｉｌａに制御することができ、制御範囲を広
くすることができる。

【００１０】また、図２１に示す従来例４の放電灯点灯
装置は、直流電源部１０１を２石式の昇降圧チョッパ回
路で構成したもので、直流電源部１０１は、交流電源Ｖ
ｓと、交流電源Ｖｓの出力を整流するダイオードブリッ
ジＤＢと、ダイオードブリッジＤＢの正出力側に接続さ
れたインダクタＬ１０２とダイオードＤ１００とスイッ
チング素子Ｑ１０４とインダクタＬ１０３との直列回路
と、インダクタＬ１０２を介してダイオードブリッジＤ
Ｂの出力端に並列接続されたスイッチング素子Ｑ１０２
と、ダイオードＤ１００を介してスイッチング素子Ｑ１
０２に並列接続された平滑用のコンデンサＣ１０２と、
スイッチング素子Ｑ１０４を介してコンデンサＣ１０２
に並列接続されたダイオードＤ１０１と、インダクタＬ
１０３を介してダイオードＤ１０１に並列接続されたコ
ンデンサＣ１０３と、調光レベルを設定する調光器１０
１ａと、調光器１０１ａからの調光信号に応じてスイッ
チング素子Ｑ１０４をオン・オフ制御して直流電源部１
０１が出力する直流電圧Ｖｄｃを制御する制御回路１０
１ｂと、スイッチング素子Ｑ１０２をオン・オフ制御す
る制御回路１０１ｃとから構成される。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】ところが、前記従来例
において、直流電源部１０１の構成が図１９に示す昇圧
チョッパ回路である場合、直流電圧Ｖｄｃを交流電源Ｖ
ｓのピーク電圧Ｖｓ（ｐｅａｋ）以下に設定することが
できないため広い範囲で制御を行うことができず、より
深い調光を行うことができない。

【００１２】また、直流電源部１０１の構成が図２０に
示す昇降圧チョッパ回路である場合、高耐圧のスイッチ
ング素子を使用しなければならないためコストが高くな
り、且つ昇圧チョッパ回路に比べて電圧変換の効率が低
くなる。さらに、図２１に示す２石式の昇降圧チョッパ
回路を用いた場合は、１石式のチョッパ回路を用いる場
合に比べて素子数が増えるため、チョッパ回路での損失
が増えるという欠点がある。

【００１３】本発明は、上記事由に鑑みてなされたもの
であり、その目的は、直流電圧を調整して調光を行う際
の電圧変換の効率を改善した放電灯点灯装置を提供する
ことにある。

【００１４】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、交流
電源の電圧を直流電圧に変換するダイオードブリッジ
と、スイッチング素子を有し、前記スイッチング素子を
オン・オフすることで前記ダイオードブリッジが出力す
る直流電圧を所望の電圧に変換する直流電源部と、前記
直流電源部の出力を平滑するコンデンサと、前記コンデ
ンサの電圧を高周波電圧に変換するインバータ部と、前
記インバータ部が出力する高周波電圧を供給される放電
灯と、前記直流電源部のスイッチング素子のオン・オフ
動作を制御する制御回路と、前記コンデンサの電圧が所
定の電圧以上の時、前記直流電源部の動作を昇圧チョッ
パ回路の動作に切替え、前記コンデンサの電圧が所定の
電圧以下の時、前記直流電源部の動作を昇降圧チョッパ
回路の動作に切替える切替手段とを備えることを特徴と
する。

【００１５】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、前記切替手段は、前記交流電源の電圧が所定の電圧
以上の時、前記直流電源部の動作を常に昇降圧チョッパ
回路の動作に切替えておくことを特徴とする。

【００１６】請求項３の発明は、請求項１または２の発
明において、前記交流電源の電圧を略１００Ｖとし、前
記切替手段は、前記直流電源部の動作を、前記コンデン
サの電圧が略２００Ｖ以上の時、昇圧チョッパ回路の動
作に切替え、前記コンデンサの電圧が略２００Ｖ以下の
時、昇降圧チョッパ回路の動作に切替えることを特徴と
する。

【００１７】請求項４の発明は、請求項１または２の発
明において、前記切替手段が前記直流電源部の動作を昇
圧チョッパ回路または昇降圧チョッパ回路の動作に切替
える時の前記コンデンサの電圧は、交流電源の出力電流
の全高調波歪み率が所定の値以下になるように設定した
ことを特徴とする。

【００１８】請求項５の発明は、請求項１乃至４いずれ
かの発明において、前記切替え手段は、前記制御回路が
前記直流電源部のスイッチング素子のオン・オフのタイ
ミングを制御することによって、前記直流電源部の動作
を昇圧チョッパ回路または昇降圧チョッパ回路の動作に
切替えることで成ることを特徴とする。

【００１９】請求項６の発明は、請求項１乃至５いずれ
かの発明において、前記直流電源部は２つ以上のスイッ
チング素子を具備し、前記２つ以上のスイッチング素子
はグランドレベルが共通であることを特徴とする。

【００２０】請求項７の発明は、請求項５または６の発
明において、前記直流電源部は２つ以上のスイッチング
素子を具備し、前記制御回路は１つのスイッチング素子
のオン・オフのタイミングを制御することによって、前
記直流電源部の動作を昇圧チョッパ回路または昇降圧チ
ョッパ回路の動作に切替えることを特徴とする。

【００２１】請求項８の発明は、請求項７の発明におい
て、前記直流電源部は２つのスイッチング素子を具備
し、前記制御回路は、前記コンデンサの電圧と基準電圧
とを比較するコンパレータと、前記スイッチング素子を
オン・オフさせる駆動信号が互いに異なる２つの駆動回
路と、前記コンパレータの比較結果に応じて一方のスイ
ッチング素子の駆動回路を前記２つの駆動回路のうちい
ずれかに切替えるスイッチとを具備し、他方のスイッチ
ング素子は前記２つの駆動回路のうちいずれかの駆動回
路により常にオン・オフされることを特徴とする。

【００２２】請求項９の発明は、請求項１乃至８いずれ
かの発明において、前記切替え手段は、前記直流電源部
の動作を昇圧チョッパ回路または昇降圧チョッパ回路の
動作に切替える時、昇圧チョッパ回路と昇降圧チョッパ
回路との各動作期間の間に、昇圧チョッパ回路と昇降圧
チョッパ回路との各動作を交互に行う期間を設けたこと
を特徴とする。

【００２３】請求項１０の発明は、請求項５乃至８いず
れかの発明において、前記放電灯に一定の電力を供給す
る場合、前記制御回路は、前記直流電源部の動作を昇圧
チョッパ回路の動作とする時のスイッチング素子のオン
時間と、前記直流電源部の動作を昇降圧チョッパ回路の
動作とする時のスイッチング素子のオン時間との比を一
定とすることを特徴とする。

【００２４】請求項１１の発明は、請求項１０の発明に
おいて、前記直流電源部の動作を昇圧チョッパ回路の動
作とする時のスイッチング素子のオン時間は、前記直流
電源部の動作を昇降圧チョッパ回路の動作とする時のス
イッチング素子のオン時間の１／√２倍であることを特
徴とする。

【００２５】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
に基づいて説明する。

【００２６】（実施形態１）図１は、本実施形態のブロ
ック構成を示し、交流電源Ｖｓと、交流電源Ｖｓの出力
を整流するダイオードブリッジＤＢと、スイッチング素
子を有し、そのスイッチング素子をオン・オフすること
でダイオードブリッジＤＢが出力する直流電圧を所望の
直流電圧Ｖｄｃに変換する直流電源部１と、直流電源部
１の出力を平滑する電解コンデンサＣ１と、コンデンサ
Ｃ１両端の直流電圧Ｖｄｃを高周波電圧に変換するイン
バータ部２と、インバータ部２が出力する高周波電圧を
供給される放電灯Ｌａと、調光レベルを設定する調光器
３と、コンデンサＣ１両端の直流電圧Ｖｄｃ及び調光器
３の調光信号に応じて直流電源部１のスイッチング素子
のオン・オフを制御する制御回路４とから構成される。

【００２７】ここで、直流電源部１は、昇圧チョッパ回
路１０と、昇降圧チョッパ回路１１と、切替え手段１２
とを備えており、制御回路４は、コンデンサＣ１両端の
直流電圧Ｖｄｃが所定の電圧以上の時、切替え手段１２
によって直流電源部１の入力を昇圧チョッパ回路１０に
接続して直流電源部１の動作を昇圧動作に切替え、コン
デンサＣ１両端の直流電圧Ｖｄｃが所定の電圧以下の
時、切替え手段１２によって直流電源部１の入力を昇降
圧チョッパ回路１１に接続して直流電源部１の動作を昇
降圧動作に切替えている。

【００２８】次に図２は、本実施形態の具体的な回路構
成を示す。直流電源部１は、ダイオードブリッジＤＢの
正出力側に接続されたＦＥＴから成るスイッチング素子
Ｑ１とインダクタＬ１とダイオードＤ２との直列回路
と、スイッチング素子Ｑ１を介してダイオードブリッジ
ＤＢの出力端に並列接続されたダイオードＤ１と、イン
ダクタＬ１を介してダイオードＤ１に並列接続されたＦ
ＥＴから成るスイッチング素子Ｑ２とから構成された２
石式の昇降圧チョッパ回路である。インバータ部２は、
直流電源部１の出力端に接続したコンデンサＣ１に並列
に接続されたスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の直列回路
と、スイッチング素子Ｑ４に並列接続されたコンデンサ
Ｃ２，インダクタＬ２，コンデンサＣ３の直列回路と、
スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を交互にオン・オフ駆動す
る制御回路２ａとから構成されたハーフブリッジインバ
ータであり、放電灯ＬａはコンデンサＣ３に並列に接続
される。制御回路４は、入力端子ｃを介してコンデンサ
Ｃ１両端の直流電圧Ｖｄｃを検出し、出力端子ａ，ｂを
介してスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を各々駆動してい
る。

【００２９】次に制御回路４による制御方法について説
明する。図３（ａ），（ｂ），（ｃ）は、（ａ）スイッ
チング素子Ｑ１のゲート信号Ｖｑ１，（ｂ）スイッチン
グ素子Ｑ２のゲート信号Ｖｑ２，（ｃ）コンデンサＣ１
両端の直流電圧Ｖｄｃの各波形を示しており、横軸には
調光状態、即ち左側が全点灯状態（Ｆｕｌｌ状態）、右
側が調光下限状態（Ｄｉｍ状態）として示してある。直
流電圧Ｖｄｃがしきい値電圧Ｖ１以上の時（調光状態が
ｐ点よりＦｕｌｌ状態側の時）、ゲート信号Ｖｑ１はＨ
ｉｇｈレベルを維持してスイッチング素子Ｑ１はオン状
態を維持し、ゲート信号Ｖｑ２は高周波でオン・オフを
繰り返してスイッチング素子Ｑ２のみがオン・オフする
ことによって、直流電源部１は昇圧チョッパ回路として
動作する。直流電圧Ｖｄｃがしきい値電圧Ｖ１以下の時
（調光状態がｐ点よりＤｉｍ状態側の時）は、ゲート信
号Ｖｑ１，Ｖｑ２共に同一の信号で高周波でオン・オフ
を繰り返してスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が同様にオン
・オフすることによって、直流電源部１は昇降圧チョッ
パ回路として動作する。このように、コンデンサＣ１両
端の直流電圧Ｖｄｃが所定の電圧以上の場合には、直流
電源部１を昇圧チョッパ回路として動作させ、コンデン
サＣ１両端の直流電圧Ｖｄｃが所定の電圧以下の場合に
は、直流電源部１を昇降圧チョッパ回路として動作させ
ることによって、昇圧チョッパ回路として動作している
期間は、スイッチング素子Ｑ１では、高周波スイッチン
グによる損失がなくなり、オン抵抗による損失のみが発
生するので、この時の効率は昇圧チョッパ回路と略同等
な効率となり、全調光範囲で昇降圧チョッパ回路として
のみ動作させる場合に比べて、電圧変換時の効率を改善
することができる。

【００３０】図４は制御回路４の回路図を示しており、
制御回路４は、反転入力端子に入力端子ｃを接続し、非
反転入力端子に基準電圧源Ｅ１を接続したコンパレータ
ＣＰ１と、高周波でオン・オフする駆動信号を出力する
駆動回路４ａと、常にＨｉｇｈレベルの駆動信号を出力
する駆動回路４ｂと、コンパレータＣＰ１の出力に応じ
て出力端子ａに接続する駆動回路を駆動回路４ａまたは
駆動回路４ｂに切替えるスイッチ４ｃとから構成され、
出力端子ｂは駆動回路４ａに接続されている。基準電圧
源Ｅ１の電圧は、図３に示すしきい値電圧Ｖ１に相当
し、入力端子ｃを介して入力されるコンデンサＣ１両端
の直流電圧Ｖｄｃが基準電圧源Ｅ１の電圧以上の場合に
は（図３のＶｆｕｌｌからＶ１の状態）、コンパレータ
ＣＰ１の出力はＬｏｗレベルとなり、スイッチ４ｃは出
力端子ａと駆動回路４ｂとを接続して、出力端子ａには
駆動回路４ｂのＨｉｇｈレベルの駆動信号が出力され、
出力端子ｂには駆動回路４ａの高周波でオン・オフする
駆動信号が出力され、直流電源部１は昇圧チョッパ回路
として動作する。また、コンデンサＣ１両端の直流電圧
Ｖｄｃが基準電圧源Ｅ１の電圧以下の場合には（図３の
Ｖ１からＶｄｉｍの状態）、コンパレータＣＰ１の出力
はＨｉｇｈレベルとなり、スイッチ４ｃは出力端子ａと
駆動回路４ａとを接続して、出力端子ａ，ｂ共に駆動回
路４ａの高周波でオン・オフする駆動信号が出力され、
直流電源部１は昇降圧チョッパ回路として動作する。こ
のときのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各ゲート信号Ｖ
ｑ１，Ｖｑ２は図３（ａ），（ｂ）に示す各波形とな
る。

【００３１】このような本実施形態は、交流電源Ｖｓの
電源電圧が比較的低い、例えば略１００Ｖの時に有効で
ある。なぜならば、特に電源電圧が低い方が高い場合に
比べて、直流電源部１を昇圧チョッパ回路として動作さ
せる範囲が広く、また昇圧チョッパ回路として動作させ
る方が昇降圧チョッパとして動作させるよりも電圧変換
時の効率がよいため、昇降圧チョッパ回路に比べて効率
が改善される範囲が広くなり効率的に有利となるためで
ある。そして、この時のしきい値電圧Ｖ１を略２００Ｖ
に設定すればさらに効率を改善することができる。ま
た、昇圧チョッパ回路と昇降圧チョッパ回路との切替え
手段は、直流電源部１のチョッパ回路を構成するスイッ
チング素子Ｑ１のオン・オフ動作によって構成されるた
め、制御回路４の構成を簡単にすることができる。

【００３２】（実施形態２）図５は本実施形態の具体的
な回路構成を示し、実施形態１を示す図２とは、ダイオ
ードブリッジＤＢの出力電圧を制御回路４に入力して、
そのダイオードブリッジＤＢの出力電圧に応じて実施形
態１で説明した直流電源部１のチョッパ回路動作の切替
を有効または無効にしている点が異なり、他の点は同様
であり、同様の構成には同一の符号を付して説明は省略
する。本実施形態の制御回路４は、ダイオードブリッジ
ＤＢの出力電圧が所定の電圧以上であれば、直流電圧Ｖ
ｄｃの値に関わらず、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を高
周波でオン・オフする同一のゲート信号で駆動して、直
流電源部１は昇降圧チョッパ回路として動作し、また、
ダイオードブリッジＤＢの出力電圧が所定の電圧以下で
あれば、直流電圧Ｖｄｃに応じて実施形態１と同様に昇
降圧チョッパ回路としての動作と昇圧チョッパ回路とし
ての動作との切替えを行う。

【００３３】例えば、図６（ａ），（ｂ），（ｃ）は、
交流電源Ｖｓの電源電圧が比較的高い場合（例えば略２
００Ｖ）の（ａ）スイッチング素子Ｑ１のゲート信号Ｖ
ｑ１，（ｂ）スイッチング素子Ｑ２のゲート信号Ｖｑ
２，（ｃ）コンデンサＣ１両端の直流電圧Ｖｄｃの各波
形を示しており、横軸には調光状態、即ち左側が全点灯
状態（Ｆｕｌｌ状態）、右側が調光下限状態（Ｄｉｍ状
態）として示している。このとき、交流電源Ｖｓの電源
電圧が高く、ダイオードブリッジＤＢの出力電圧が所定
の電圧以上であるために、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２
は常に高周波でオン・オフする同一のゲート信号を入力
されて、昇降圧チョッパ回路として動作している。

【００３４】このようにダイオードブリッジＤＢの出力
電圧、即ち交流電源Ｖｓの電源電圧が所定の電圧以上で
あれば直流電源部１は昇降圧チョッパ回路としてのみ動
作し、交流電源Ｖｓの電源電圧が所定の電圧以下であれ
ば直流電源部１は直流電圧Ｖｄｃに応じて昇降圧チョッ
パ回路としての動作と昇圧チョッパ回路としての動作と
を切替えることによって、例えば１００Ｖから２４２Ｖ
までの広範囲の電源電圧の交流電源Ｖｓに対応すること
ができる。特に、電源電圧が高い場合（例えば略２４２
Ｖ）においても、直流電圧Ｖｄｃを調整することによっ
て調光を行うことができる。

【００３５】（実施形態３）図７は本実施形態の具体的
な回路構成を示し、実施形態１を示す図２とは、直流電
源部１の構成が異なり、他の点は同様であり、同様の構
成には同一の符号を付して説明は省略する。本実施形態
の直流電源部１は、ダイオードブリッジＤＢの正出力側
に接続されたインダクタＬ１とダイオードＤ２との直列
回路と、ダイオードブリッジＤＢの負出力側に接続され
たＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ５と、インダクタ
Ｌ１を介してダイオードブリッジＤＢの出力端に並列接
続されたＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ２と、平滑
用のコンデンサＣ１の負側とダイオードブリッジＤＢの
正出力側との間に接続されたダイオードＤ３とから構成
された２石式の昇降圧チョッパ回路であり、スイッチン
グ素子Ｑ２，Ｑ５のソースは同一電位に接続されてい
る。

【００３６】次に、本実施形態の制御回路４による制御
方法について説明する。図８（ａ），（ｂ），（ｃ）
は、（ａ）スイッチング素子Ｑ５のゲート信号Ｖｑ５，
（ｂ）スイッチング素子Ｑ２のゲート信号Ｖｑ２，
（ｃ）コンデンサＣ１両端の直流電圧Ｖｄｃの各波形を
示しており、横軸には調光状態、即ち左側が全点灯状態
（Ｆｕｌｌ状態）、右側が調光下限状態（Ｄｉｍ状態）
として示してある。直流電圧Ｖｄｃがしきい値電圧Ｖ１
以上の時（調光状態がｐ点よりＦｕｌｌ状態側の時）、
ゲート信号Ｖｑ５はＨｉｇｈレベルを維持してスイッチ
ング素子Ｑ５はオン状態を維持し、ゲート信号Ｖｑ２は
高周波でオン・オフを繰り返してスイッチング素子Ｑ２
のみがオン・オフすることによって、直流電源部１は昇
圧チョッパ回路として動作する。直流電圧Ｖｄｃがしき
い値電圧Ｖ１以下の時（調光状態がｐ点よりＤｉｍ状態
側の時）は、ゲート信号Ｖｑ５はＬｏｗレベルを維持し
てスイッチング素子Ｑ５はオフ状態を維持し、ゲート信
号Ｖｑ２は高周波でオン・オフを繰り返してスイッチン
グ素子Ｑ２のみがオン・オフすることによって、直流電
源部１は昇降圧チョッパ回路として動作する。

【００３７】このときの図７に示す回路の動作について
説明する。まず、直流電源部１が昇圧チョッパ動作をし
ている時において、スイッチング素子Ｑ５オン、スイッ
チング素子Ｑ２オン時には、交流電源Ｖｓ→ダイオード
ブリッジＤＢ→インダクタＬ１→スイッチング素子Ｑ２
→ダイオードブリッジＤＢ→交流電源Ｖｓの経路で電流
が流れ、インダクタＬ１にエネルギーが蓄積する。そし
て、スイッチング素子Ｑ５オン、スイッチング素子Ｑ２
オフになると、インダクタＬ１に蓄えられたエネルギー
は、インダクタＬ１→ダイオードＤ２→コンデンサＣ１
→スイッチング素子Ｑ５→ダイオードブリッジＤＢ→イ
ンダクタＬ１の経路でコンデンサＣ１を充電する。

【００３８】次に、直流電源部１が昇降圧チョッパ動作
をしている時において、スイッチング素子Ｑ５オフ、ス
イッチング素子Ｑ２オン時には、交流電源Ｖｓ→ダイオ
ードブリッジＤＢ→インダクタＬ１→スイッチング素子
Ｑ２→ダイオードブリッジＤＢ→交流電源Ｖｓの経路で
電流が流れ、インダクタＬ１にエネルギーが蓄積する。
そして、スイッチング素子Ｑ５オフ、スイッチング素子
Ｑ２オフになると、インダクタＬ１に蓄えられたエネル
ギーは、インダクタＬ１→ダイオードＤ２→コンデンサ
Ｃ１→ダイオードＤ３→インダクタＬ１の経路でコンデ
ンサＣ１を充電する。

【００３９】また、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５のソー
ス電位が共通となるため、例えばそのソース電位をグラ
ンドレベルとすれば、制御回路４においてゲート信号Ｖ
ｑ２，Ｖｑ５の生成が容易になる。なお、この時のイン
バータ制御回路２ａによるインバータ部２のスイッチン
グ素子Ｑ３，Ｑ４の駆動方法については、例えばインダ
クタＬ２を用いた自励駆動としてもよい。

【００４０】さらに、本実施形態の他の回路構成を図９
に示す。この回路は、１石兼用の昇圧チョッパ回路をベ
ースにして、スイッチング素子Ｑ５をオン・オフさせる
ことによって昇降圧チョッパ回路に切替わるものであ
る。即ち、図７に示す回路に対して、スイッチング素子
Ｑ２，Ｑ４をスイッチング素子Ｑ４で兼用し、ダイオー
ドＤ２をスイッチング素子Ｑ３の帰還ダイオード（図示
なし）で兼用した例である。図９に示す回路の制御回路
４による制御方法については、図７に示す回路と略同様
であり、図８において（ａ）がスイッチング素子Ｑ５の
ベース信号の波形を、（ｂ）がスイッチング素子Ｑ４の
ベース信号の波形を示す。このような構成とすることに
よって、スイッチング素子の数を減らすことができる。

【００４１】なお、実施形態１〜３においては、チョッ
パ回路の動作を、コンデンサＣ１両端の直流電圧Ｖｄｃ
の値に応じて昇圧チョッパ回路としての動作と昇降圧チ
ョッパ回路としての動作とを切替えることの主たる目的
は効率の改善であって、その切替えの動作点は、その効
率の改善という目的に合う動作点を設定されていた。し
かし、その動作点として、例えば、入力電流歪みがクラ
スＣを満足するようにチョッパ回路の動作を切替えた
り、予め定める全高調波歪み率（ＴＨＤ：Ｔｏｔａｌ
ＨａｒｍｏｎｉｃｓＤｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）の範囲内
に収まるように切替えの動作点を設定してもよい。

【００４２】（実施形態４）図１０は本実施形態の回路
構成を示し、基本的な構成は実施形態１を示す図２と同
様であり、同様の構成には同一の符号を付して説明は省
略する。本実施形態ではスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を
駆動する制御回路４について説明する。制御回路４は、
調光器３から出力される電圧指示信号Ｓ１と、コンデン
サＣ１両端の直流電圧Ｖｄｃのフィードバック信号Ｓ２
とを入力して、直流電圧Ｖｄｃが目的電圧になるように
スイッチング素子Ｑ２のスイッチング動作を制御するＰ
ＷＭ信号Ｓ４を出力するＰＷＭ回路４ｄと、遅れ要素τ
を有する遅れ回路４ｆと、調光器３の切替え信号Ｓ３を
遅れ回路４ｆを介して入力した切替信号Ｓ３’に応じて
パルスデューティを連続的に可変とし、直流電源部１の
動作を昇圧チョッパ回路または昇降圧チョッパ回路の動
作に切替えるＰＷＭ信号Ｓ５を出力する発振器であるＰ
ＷＭ回路４ｅと、ＰＷＭ回路４ｄ，４ｅが出力するＰＷ
Ｍ信号Ｓ４，Ｓ５の論理積演算を行い、信号Ｓ６を出力
する論理積回路ＩＣ１と、ＰＷＭ回路４ｅが出力したＰ
ＷＭ信号Ｓ５を論理否定した信号Ｓ７を出力する論理否
定回路ＩＣ２と、論理積回路ＩＣ１と論理否定回路ＩＣ
２とが各々出力する信号Ｓ６，Ｓ７の論理和演算を行
い、信号Ｓ８を出力する論理和回路ＩＣ３と、信号Ｓ８
に応じてスイッチング素子Ｑ１のゲート信号を出力する
ドライバ回路４ｇとから構成される。

【００４３】ＰＷＭ回路４ｅは図１１に示すように、三
角波発生器４０と、コンパレータＣＰ２とを備えてお
り、コンパレータＣＰ２の非反転入力端子には調光器３
からの切替信号Ｓ３’が入力され、反転入力端子には三
角波発生器４０が出力する三角波Ｓｔが入力されて、Ｐ
ＷＭ信号Ｓ５を出力しており、このときの各部の波形を
図１２に示す。切替信号Ｓ３’は直流信号であり、切替
信号Ｓ３’よりも三角波Ｓｔの方が小さい期間ではＰＷ
Ｍ信号Ｓ５はＨｉｇｈレベルとなり、切替信号Ｓ３’よ
りも三角波Ｓｔの方が大きい期間ではＰＷＭ信号Ｓ５は
Ｌｏｗレベルとなる。

【００４４】直流電源部１を昇降圧チョッパ回路として
動作させる時には、切替信号Ｓ３’は三角波Ｓｔよりも
常に高い電圧Ｖ２とし、ＰＷＭ信号Ｓ５を常にＨｉｇｈ
レベルとする。昇圧チョッパ回路として動作させる時に
は、切替信号Ｓ３’は三角波Ｓｔよりも常に低い電圧Ｖ
３とし、ＰＷＭ信号Ｓ５を常にＬｏｗレベルとする。切
替信号Ｓ３’が電圧Ｖ２と電圧Ｖ３との間の値である時
には、直流電源部１は、昇降圧チョッパ回路としての動
作と昇圧チョッパ回路としての動作とが周期的に混在し
て交互に動作する。

【００４５】図１３は、信号Ｓ４〜Ｓ８の各波形を示し
ている。ＰＷＭ信号Ｓ５がＬｏｗレベルの時、論理積回
路ＩＣ１の出力信号Ｓ６はＰＷＭ信号Ｓ４に関わらずＬ
ｏｗレベルになり、論理否定回路ＩＣ２の出力信号Ｓ７
はＨｉｇｈレベルになり、したがって論理和回路ＩＣ３
の出力信号Ｓ８は常にＨｉｇｈレベルになり、スイッチ
ング素子Ｑ１はスイッチング素子Ｑ２のオン・オフに関
わらずオン状態を維持して、直流電源部１は昇圧チョッ
パ回路として動作する。また、ＰＷＭ信号Ｓ５がＨｉｇ
ｈレベルの時、論理積回路ＩＣ１の出力信号Ｓ６はＰＷ
Ｍ信号Ｓ４と同様の信号となり、論理否定回路ＩＣ２の
出力信号Ｓ７はＬｏｗレベルになり、したがって論理和
回路ＩＣ３の出力信号Ｓ８はＰＷＭ信号Ｓ４と同様の信
号になり、スイッチング素子Ｑ１はスイッチング素子Ｑ
２と同様にオン・オフして、直流電源部１は昇降圧チョ
ッパ回路として動作する。

【００４６】このように直流電源部１は、ＰＷＭ信号Ｓ
５に応じて昇圧動作と昇降圧動作とを切替えることがで
き、昇圧動作から昇降圧動作へ移行する時は、調光器３
が出力する切替信号Ｓ３をＬｏｗレベルからＨｉｇｈレ
ベルに切替え、昇降圧動作から昇圧動作へ移行する時
は、調光器３が出力する切替信号Ｓ３をＨｉｇｈレベル
からＬｏｗレベルに切替えることで行う。なお、ＰＷＭ
回路４ｅが出力するＰＷＭ信号Ｓ５の周期は、ＰＷＭ回
路４ｄが出力するＰＷＭ信号Ｓ４の周期の２倍以上とす
る。

【００４７】従来、直流電源部１の動作を昇圧動作から
昇降圧動作へ、または昇降圧動作から昇圧動作へ切替え
る際（図１４（ａ））には、急激な入力電力の変化が発
生し、切替えの時間ｔ１において直流電圧Ｖｄｃに振動
が発生していた（図１４（ｂ））。しかし、本実施形態
では、図１５（ａ）に示すように、昇降圧動作から昇圧
動作へ切替える際に（昇圧動作から昇降圧動作へ切替え
る場合も同様）、切替信号Ｓ３を時間ｔ２〜ｔ３に亘っ
てＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルに切替えることによ
って（図１５（ｃ））、時間ｔ２〜ｔ３に図１２で説明
したような昇圧動作と昇降圧動作とが周期的に交互に混
在した制御状態を生成し（図１５（ａ））、その混在比
率をスイープさせることによって動作切替え時に直流電
圧Ｖｄｃの振動を発生させず安定にしつつ、動作の切替
えを行う（図１５（ｂ））。このように直流電圧Ｖｄｃ
を安定にすることによって、放電灯Ｌａへの影響をなく
すことができる。

【００４８】なお、直流電圧Ｖｄｃのフィードバック応
答に応じて遅れ回路４ｆの遅れ要素τを調整することに
よって、スイープスピードを調整して動作切替え時の安
定性を確保することができる。

【００４９】（実施形態５）図１６は本実施形態の回路
構成を示し、基本的な構成は実施形態１を示す図２と同
様であり、同様の構成には同一の符号を付して説明は省
略する。本実施形態ではスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を
駆動する制御回路４について説明する。制御回路４は、
コンデンサＣ１両端の直流電圧Ｖｄｃに現れるノイズを
除去し、制御に適した直流電圧Ｖｄｃのフィードバック
信号Ｓ２を得るための低域通過フィルタ４ｈと、低域通
過フィルタ４ｈとグランド間に接続された抵抗Ｒ１と、
低域通過フィルタ４ｈと抵抗Ｒ１との接続点に一端を接
続された抵抗Ｒ２と、調光器３に一端を接続された抵抗
Ｒ３と、非反転入力端子に抵抗Ｒ２の他端を接続し、反
転入力端子に抵抗Ｒ３の他端を接続したオペアンプＯＰ
１と、オペアンプＯＰ１の出力端子と反転入力端子との
間に接続された抵抗Ｒ４と、三角波信号を出力する三角
波発生器４ｉと、三角波信号を１／√２倍に減衰させる
減衰器４ｊと、反転入力端子に接続したオペアンプＯＰ
１の差動出力と非反転入力端子に接続した減衰器４ｊで
１／√２倍に減衰させた三角波信号とを比較するコンパ
レータＣＰ３と、反転入力端子に接続したオペアンプＯ
Ｐ１の差動出力と非反転入力端子に接続した三角波信号
とを比較するコンパレータＣＰ４と、コンパレータＣＰ
３の出力端子を固定接点Ａに接続し、コンパレータＣＰ
４の出力端子を固定接点Ｂに接続した切替器４ｋと、定
電圧Ｖｃｃを固定接点Ａに接続し、切替器４ｋの出力を
固定接点Ｂに接続した切替器４ｍと、切替器４ｍの出力
に応じてスイッチング素子Ｑ１のゲート信号を出力する
ドライバ回路４ｇとから構成される。切替器４ｋ，４ｍ
は調光器３が出力する切替信号Ｓ３によって可動接点を
接点ＡまたはＢに切替え、スイッチング素子Ｑ２のゲー
トは切替器４ｋの出力に接続している。

【００５０】本実施形態は、放電灯Ｌａに一定の電力を
供給する場合、直流電源部１の動作を昇圧チョッパ回路
の動作とする時のスイッチング素子のオン時間は、直流
電源部１の動作を昇降圧チョッパ回路の動作とする時の
スイッチング素子のオン時間の１／√２倍となることに
着目したものである。このことについて以下説明する。
スイッチング素子のスイッチング１回（昇圧動作時はス
イッチング素子Ｑ１はオン状態を維持しながらスイッチ
ング素子Ｑ２がスイッチングを行い、昇降圧動作時はス
イッチング素子Ｑ１，Ｑ２ともに同様のスイッチングを
行う）で、交流電源ＶｓからインダクタＬ１を介して負
荷（放電灯Ｌａ）に出力されるエネルギーについて、昇
圧動作時の出力エネルギーを図１７（ａ）に示し、昇降
圧動作時の出力エネルギーを図１７（ｂ）に示す。図１
７（ａ）に示す昇圧動作時において、スイッチングのオ
ン時間をＴｏｎ１、オフ時間をＴｏｆｆ１、インダクタ
電流のピーク値ｉｌ１、直流電源部１の入力電圧をＶｉ
ｎ、出力する直流電圧をＶｄｃとすると、Ｖｄｃ＝２×
Ｖｉｎ、Ｔｏｎ１＝Ｔｏｆｆ１の時、ｉｌ１＝α×Ｔｏ
ｎ１（αは傾き）となる。この昇圧動作では、グラフの
斜線部の面積Ｓ１が出力エネルギーと等しく、Ｓ１＝１
／２×Ｔｏｎ１×ｉｌ１＝１／２×α×Ｔｏｎ１²とな
る。

【００５１】次に図１７（ｂ）に示す昇降圧動作時にお
いては、スイッチングのオン時間をＴｏｎ２、オフ時間
をＴｏｆｆ２、インダクタ電流のピーク値ｉｌ２、直流
電源部１の入力電圧をＶｉｎ、出力する直流電圧をＶｄ
ｃとすると、Ｖｄｃ＝２×Ｖｉｎ、Ｔｏｎ２＝２×Ｔｏ
ｆｆ２の時、ｉｌ２＝α×Ｔｏｎ２（αは傾き）とな
る。この昇圧動作では、グラフの斜線部の面積Ｓ２が出
力エネルギーと等しく、Ｓ２＝１／４×Ｔｏｎ２×ｉｌ
２＝１／４×α×Ｔｏｎ２²となる。

【００５２】したがって、Ｔｏｎ１＝Ｔｏｎ２である場
合の昇圧動作時の出力エネルギーは、昇降圧動作時の出
力エネルギーの２倍になる。ここで、昇圧動作時と昇降
圧動作時との各出力エネルギーを等しくすると、Ｔｏｎ
１とＴｏｎ２との関係は、Ｓ１＝Ｓ２より、１／２×α
×Ｔｏｎ１²＝１／４×α×Ｔｏｎ２²となり、したがっ
て、Ｔｏｎ１＝１／√２×Ｔｏｎ２という関係になり、
放電灯Ｌａに一定の電力を供給する場合、直流電源部１
の動作を昇圧チョッパ回路の動作とする時のスイッチン
グ素子のオン時間は、直流電源部１の動作を昇降圧チョ
ッパ回路の動作とする時のスイッチング素子のオン時間
の１／√２倍となる。

【００５３】ここで、図１６に示す回路の昇降圧動作時
の動作について説明する。直流電圧Ｖｄｃを最大出力電
圧の１／２以下にする時、調光器３は切替信号Ｓ３をＢ
状態にして、切替器４ｋ，４ｍの各可動接点をＢ接点側
に切替える。即ち、切替器４ｋの出力はコンパレータＣ
Ｐ４の出力となり、切替器４ｍの出力は切替器４ｋの出
力つまりコンパレータＣＰ４の出力となる。

【００５４】オペアンプＯＰ１と抵抗Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４
とは差動増幅器を構成しており、調光器３が出力する電
圧指示信号Ｓ１と直流電圧Ｖｄｃを分圧したフィードバ
ック信号Ｓ２との差を増幅し、コンパレータＣＰ４は、
三角波発生器４ｉの三角波信号と差動増幅器出力とを比
較しＰＷＭ信号を出力して、切替器４ｋを介してスイッ
チング素子Ｑ２をオン・オフし、且つ切替器４ｋ，４
ｍ、ドライバー回路４ｇを介してスイッチング素子Ｑ１
をオン・オフすることによって、電圧制御負帰還回路を
構成しており、目標の電圧指示値（電圧指示信号Ｓ１）
に対応した直流電圧Ｖｄｃとなるように、ＰＷＭ信号を
補正している。

【００５５】次に、昇圧動作時の動作について説明す
る。直流電圧Ｖｄｃを最大出力電圧の１／２以上にする
時、調光器３は切替信号Ｓ３をＡ状態にして、切替器４
ｋ，４ｍの各可動接点をＡ接点側に切替える。即ち、切
替器４ｋの出力はコンパレータＣＰ３の出力となり、切
替器４ｍの出力は定電圧Ｖｃｃとなる。したがって、ド
ライバ回路４ｇには定電圧Ｖｃｃが入力されて、スイッ
チング素子Ｑ１はオン状態を維持する。

【００５６】コンパレータＣＰ３は、減衰器４ｊで１／
√２倍に減衰させた三角波信号と差動増幅器出力とを比
較しＰＷＭ信号を出力して、切替器４ｋを介してスイッ
チング素子Ｑ２をオン・オフすることによって、電圧制
御負帰還回路を構成しており、目標の電圧指示値（電圧
指示信号Ｓ１）に対応した直流電圧Ｖｄｃとなるよう
に、ＰＷＭ信号を補正している。

【００５７】このように昇圧動作時には、減衰器４ｊに
より１／√２倍に減衰した三角波信号によって、コンパ
レータＣＰ３の出力パルス幅は、コンパレータＣＰ４の
出力パルス幅と比べて１／√２倍になったものが得られ
る。その結果、直流電源部１の昇圧動作・昇降圧動作の
切替直後の入力電力の変化はなく、動作切替直後の直流
電圧Ｖｄｃの振動が無くなり、滑らかな昇圧・昇降圧動
作の切替を行うことができる。

【００５８】

【発明の効果】請求項１の発明は、交流電源の電圧を直
流電圧に変換するダイオードブリッジと、スイッチング
素子を有し、前記スイッチング素子をオン・オフするこ
とで前記ダイオードブリッジが出力する直流電圧を所望
の電圧に変換する直流電源部と、前記直流電源部の出力
を平滑するコンデンサと、前記コンデンサの電圧を高周
波電圧に変換するインバータ部と、前記インバータ部が
出力する高周波電圧を供給される放電灯と、前記直流電
源部のスイッチング素子のオン・オフ動作を制御する制
御回路と、前記コンデンサの電圧が所定の電圧以上の
時、前記直流電源部の動作を昇圧チョッパ回路の動作に
切替え、前記コンデンサの電圧が所定の電圧以下の時、
前記直流電源部の動作を昇降圧チョッパ回路の動作に切
替える切替手段とを備えるので、従来の昇降圧チョッパ
回路に比べ、昇圧動作を行う部分での効率が改善される
ことで、直流電圧を調整して調光を行う際の電圧変換の
効率を改善することができ、特に交流電源の電源電圧が
低い場合（例えば１００Ｖ）に効率が改善される範囲が
広くなるという効果がある。

【００５９】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、前記切替手段は、前記交流電源の電圧が所定の電圧
以上の時、前記直流電源部の動作を常に昇降圧チョッパ
回路の動作に切替えておくので、交流電源の電源電圧が
高い場合（例えば２４２Ｖ）の場合にも、直流電源部が
出力する直流電圧による調光が可能となるため、使用可
能な電源電圧の範囲を広くすることができるという効果
がある。

【００６０】請求項３の発明は、請求項１または２の発
明において、前記交流電源の電圧を略１００Ｖとし、前
記切替手段は、前記直流電源部の動作を、前記コンデン
サの電圧が略２００Ｖ以上の時、昇圧チョッパ回路の動
作に切替え、前記コンデンサの電圧が略２００Ｖ以下の
時、昇降圧チョッパ回路の動作に切替えるので、交流電
源の電源電圧が１００Ｖの時に、直流電圧を調整して調
光を行う際の電圧変換の効率をさらに改善することがで
きるという効果がある。

【００６１】請求項４の発明は、請求項１または２の発
明において、前記切替手段が前記直流電源部の動作を昇
圧チョッパ回路または昇降圧チョッパ回路の動作に切替
える時の前記コンデンサの電圧は、交流電源の出力電流
の全高調波歪み率が所定の値以下になるように設定した
ので、装置の入力電流歪を改善することができるという
効果がある。

【００６２】請求項５の発明は、請求項１乃至４いずれ
かの発明において、前記切替え手段は、前記制御回路が
前記直流電源部のスイッチング素子のオン・オフのタイ
ミングを制御することによって、前記直流電源部の動作
を昇圧チョッパ回路または昇降圧チョッパ回路の動作に
切替えることで成るので、直流電源部のスイッチング素
子を切替手段に兼用できて、制御回路を簡単に構成する
ことができるという効果がある。

【００６３】請求項６の発明は、請求項１乃至５いずれ
かの発明において、前記直流電源部は２つ以上のスイッ
チング素子を具備し、前記２つ以上のスイッチング素子
はグランドレベルが共通であるので、スイッチング素子
を駆動する制御回路を容易に構成することができるとい
う効果がある。

【００６４】請求項７の発明は、請求項５または６の発
明において、前記直流電源部は２つ以上のスイッチング
素子を具備し、前記制御回路は１つのスイッチング素子
のオン・オフのタイミングを制御することによって、前
記直流電源部の動作を昇圧チョッパ回路または昇降圧チ
ョッパ回路の動作に切替えるので、切替手段は１つのス
イッチング素子を制御すればよく、切替手段を容易に構
成することができるという効果がある。

【００６５】請求項８の発明は、請求項７の発明におい
て、前記直流電源部は２つのスイッチング素子を具備
し、前記制御回路は、前記コンデンサの電圧と基準電圧
とを比較するコンパレータと、前記スイッチング素子を
オン・オフさせる駆動信号が互いに異なる２つの駆動回
路と、前記コンパレータの比較結果に応じて一方のスイ
ッチング素子の駆動回路を前記２つの駆動回路のうちい
ずれかに切替えるスイッチとを具備し、他方のスイッチ
ング素子は前記２つの駆動回路のうちいずれかの駆動回
路により常にオン・オフされるので、直流電源部の動作
を切替える時のコンデンサの電圧を、コンパレータに入
力した基準電圧によって任意に設定することができると
いう効果がある。

【００６６】請求項９の発明は、請求項１乃至８いずれ
かの発明において、前記切替え手段は、前記直流電源部
の動作を昇圧チョッパ回路または昇降圧チョッパ回路の
動作に切替える時、昇圧チョッパ回路と昇降圧チョッパ
回路との各動作期間の間に、昇圧チョッパ回路と昇降圧
チョッパ回路との各動作を交互に行う期間を設けたの
で、直流電源部の動作の切替時における急激な入力電力
の変化を低減して、直流電源部が出力する直流電圧を安
定させて、放電灯への影響を無くすことができるという
効果がある。

【００６７】請求項１０の発明は、請求項５乃至８いず
れかの発明において、前記放電灯に一定の電力を供給す
る場合、前記制御回路は、前記直流電源部の動作を昇圧
チョッパ回路の動作とする時のスイッチング素子のオン
時間と、前記直流電源部の動作を昇降圧チョッパ回路の
動作とする時のスイッチング素子のオン時間との比を一
定とするので、請求項９と同様の効果を奏する。

【００６８】請求項１１の発明は、請求項１０の発明に
おいて、前記直流電源部の動作を昇圧チョッパ回路の動
作とする時のスイッチング素子のオン時間は、前記直流
電源部の動作を昇降圧チョッパ回路の動作とする時のス
イッチング素子のオン時間の１／√２倍であるので、直
流電源部の動作の切替時における急激な入力電力の変化
を無くして、直流電源部が出力する直流電圧を安定させ
て、放電灯への影響を無くすことができるという効果が
ある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施形態１を示すブロック構成図であ
る。

【図２】本発明の実施形態１を示す回路構成図である。

【図３】（ａ）〜（ｃ）本発明の実施形態１の動作を説
明する波形図である。

【図４】本発明の実施形態１の制御回路を示す回路構成
図である。

【図５】本発明の実施形態２を示す回路構成図である。

【図６】（ａ）〜（ｃ）本発明の実施形態２の動作を説
明する波形図である。

【図７】本発明の実施形態３を示す回路構成図である。

【図８】（ａ）〜（ｃ）本発明の実施形態３の動作を説
明する波形図である。

【図９】本発明の実施形態３を示す別の回路構成図であ
る。

【図１０】本発明の実施形態４を示す回路構成図であ
る。

【図１１】本発明の実施形態４のＰＷＭ回路を示す回路
構成図である。

【図１２】本発明の実施形態４のＰＷＭ回路の動作を説
明する波形図である。

【図１３】本発明の実施形態４の動作を説明する波形図
である。

【図１４】（ａ），（ｂ）従来の放電灯点灯装置が出力
する直流電圧波形図である。

【図１５】（ａ），（ｂ）本発明の実施形態４が出力す
る直流電圧波形図である。（ｃ）本発明の実施形態４の切替信号の波形図である。

【図１６】本発明の実施形態５を示す回路構成図であ
る。

【図１７】（ａ）本発明の実施形態５の昇圧動作時の出
力エネルギーを表す図である。（ｂ）本発明の実施形態５の昇降圧動作時の出力エネル
ギーを表す図である。

【図１８】従来例１を示す回路構成図である。

【図１９】従来例２を示す回路構成図である。

【図２０】従来例３を示す回路構成図である。

【図２１】従来例４を示す回路構成図である。

【符号の説明】

１直流電源部２インバータ部３調光器４制御回路１０昇圧チョッパ回路１１昇降圧チョッパ回路１２切替手段ＤＢダイオードブリッジＣ１コンデンサ

フロントページの続きＦターム(参考） 3K072 AA01 AB09 BA05 BB01 CA11 CA16 DE05 GA02 GB01 GB03 HA02 HA10 3K098 CC24 CC41 CC56 CC57 CC60 DD25 DD35 DD43 EE32 EE35 FF01 FF14 GG03 5H730 AA14 AS11 BB13 BB14 BB86 CC01 DD04 DD34

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源の電圧を直流電圧に変換するダ
イオードブリッジと、スイッチング素子を有し、前記ス
イッチング素子をオン・オフすることで前記ダイオード
ブリッジが出力する直流電圧を所望の電圧に変換する直
流電源部と、前記直流電源部の出力を平滑するコンデン
サと、前記コンデンサの電圧を高周波電圧に変換するイ
ンバータ部と、前記インバータ部が出力する高周波電圧
を供給される放電灯と、前記直流電源部のスイッチング
素子のオン・オフ動作を制御する制御回路と、前記コン
デンサの電圧が所定の電圧以上の時、前記直流電源部の
動作を昇圧チョッパ回路の動作に切替え、前記コンデン
サの電圧が所定の電圧以下の時、前記直流電源部の動作
を昇降圧チョッパ回路の動作に切替える切替手段とを備
えることを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項２】前記切替手段は、前記交流電源の電圧が
所定の電圧以上の時、前記直流電源部の動作を常に昇降
圧チョッパ回路の動作に切替えておくことを特徴とする
請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項３】前記交流電源の電圧を略１００Ｖとし、
前記切替手段は、前記直流電源部の動作を、前記コンデ
ンサの電圧が略２００Ｖ以上の時、昇圧チョッパ回路の
動作に切替え、前記コンデンサの電圧が略２００Ｖ以下
の時、昇降圧チョッパ回路の動作に切替えることを特徴
とする請求項１または２記載の放電灯点灯装置。
【請求項４】前記切替手段が前記直流電源部の動作を
昇圧チョッパ回路または昇降圧チョッパ回路の動作に切
替える時の前記コンデンサの電圧は、交流電源の出力電
流の全高調波歪み率が所定の値以下になるように設定し
たことを特徴とする請求項１または２記載の放電灯点灯
装置。
【請求項５】前記切替え手段は、前記制御回路が前記
直流電源部のスイッチング素子のオン・オフのタイミン
グを制御することによって、前記直流電源部の動作を昇
圧チョッパ回路または昇降圧チョッパ回路の動作に切替
えることで成ることを特徴とする請求項１乃至４いずれ
か記載の放電灯点灯装置。
【請求項６】前記直流電源部は２つ以上のスイッチン
グ素子を具備し、前記２つ以上のスイッチング素子はグ
ランドレベルが共通であることを特徴とする請求項１乃
至５いずれか記載の放電灯点灯装置。
【請求項７】前記直流電源部は２つ以上のスイッチン
グ素子を具備し、前記制御回路は１つのスイッチング素
子のオン・オフのタイミングを制御することによって、
前記直流電源部の動作を昇圧チョッパ回路または昇降圧
チョッパ回路の動作に切替えることを特徴とする請求項
５または６記載の放電灯点灯装置。
【請求項８】前記直流電源部は２つのスイッチング素
子を具備し、前記制御回路は、前記コンデンサの電圧と
基準電圧とを比較するコンパレータと、前記スイッチン
グ素子をオン・オフさせる駆動信号が互いに異なる２つ
の駆動回路と、前記コンパレータの比較結果に応じて一
方のスイッチング素子の駆動回路を前記２つの駆動回路
のうちいずれかに切替えるスイッチとを具備し、他方の
スイッチング素子は前記２つの駆動回路のうちいずれか
の駆動回路により常にオン・オフされることを特徴とす
る請求項７記載の放電灯点灯装置。
【請求項９】前記切替え手段は、前記直流電源部の動
作を昇圧チョッパ回路または昇降圧チョッパ回路の動作
に切替える時、昇圧チョッパ回路と昇降圧チョッパ回路
との各動作期間の間に、昇圧チョッパ回路と昇降圧チョ
ッパ回路との各動作を交互に行う期間を設けたことを特
徴とする請求項１乃至８いずれか記載の放電灯点灯装
置。
【請求項１０】前記放電灯に一定の電力を供給する場
合、前記制御回路は、前記直流電源部の動作を昇圧チョ
ッパ回路の動作とする時のスイッチング素子のオン時間
と、前記直流電源部の動作を昇降圧チョッパ回路の動作
とする時のスイッチング素子のオン時間との比を一定と
することを特徴とする請求項５乃至８いずれか記載の放
電灯点灯装置。
【請求項１１】前記直流電源部の動作を昇圧チョッパ
回路の動作とする時のスイッチング素子のオン時間は、
前記直流電源部の動作を昇降圧チョッパ回路の動作とす
る時のスイッチング素子のオン時間の１／√２倍である
ことを特徴とする請求項１０記載の放電灯点灯装置。