JP2003125585A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 本発明は、力率改善機能を有する電源装置の
大幅なノイズの低減を可能とするものである。 【解決手段】 力率改善コンバータＰＦＣ５は、ＤＣ−
ＤＣコンバータ６への出力電圧に現れるリップル電圧を
１０Ｖｐ−ｐ以上になるように変調することで、ＤＣ−
ＤＣコンバータ６は、力率改善コンバータＰＦＣ５から
の直流電圧に含まれるリップル電圧に応じて発振周波数
が変動する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、力率改善機能を有
する電源装置に関し、特に、大幅なノイズの低減を可能
とする電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、電源装置としては、図１８に示す
ように、交流電源を入力して直流を出力するアクティブ
型力率改善コンバータと、このアクティブ型力率改善コ
ンバータからの直流出力を入力して別の直流を出力する
ＤＣ−ＤＣコンバータとを備えたものが知られている。

【０００３】ここで、図１８に示す従来の電源装置の動
作について説明する。交流電源１が電源装置に印加され
ると、交流電源１から供給される正弦波電圧がフィルタ
２を通過し、整流器３で全波整流されてフィルタ４を通
過し、力率改善コンバータＰＦＣ５に全波整流波形が供
給される。このとき、フィルタ２，４は、電源装置から
交流電源１側に漏洩するノイズ成分を除去している。

【０００４】初めに、臨界検出用巻線６１ｂの一端がＧ
ＮＤに接続されており、その他端が抵抗６０を介してコ
ンパレータ５４の＋入力端子に入力され、同時に、コン
パレータ５４の−入力端子に第１の基準電圧５３が入力
されている。コンパレータ５４では、両入力電圧が比較
され、コンパレータ５４からローレベルのセット信号が
フリップフロップ５９に出力される。

【０００５】フリップフロップ５９はコンパレータ５４
からのセット信号に応じてセットされ、Ｑ出力端子から
ハイレベルの駆動信号が出力されてスイッチング素子６
２がオン制御される。スイッチング素子６２がオンする
と、フィルタ４から主巻線６１ａ，スイッチング素子６
２のドレイン−ソース、電流検出用抵抗６３を介してＧ
ＮＤへとスイッチング電流が流れ、チョークコイル６１
にエネルギーが蓄えられる。

【０００６】このとき、スイッチング素子６２に流れる
スイッチング電流は、スイッチング素子６２のソース−
ＧＮＤ間に設けられた電流検出用抵抗６３により電圧に
変換されてコンパータ５６の＋入力端子に入力され、コ
ンパータ５６で乗算器５５から出力される電流目標値Ｖ
ｍと比較される。

【０００７】スイッチング電流が電流目標値Ｖｍに達す
ると、コンパレータ５６からハイレベルのリセット信号
がフリップフロップ５９に出力される。フリップフロッ
プ５９はコンパレータ５６からのリセット信号に応じて
リセットされ、Ｑ出力端子から出力されていたハイレベ
ルの駆動信号がローレベルに切り替わりスイッチング素
子６２がオフ制御される。

【０００８】スイッチング素子６２がオフすると、チョ
ークコイル６１に蓄えられていたエネルギーとフィルタ
４から供給される電圧とが合成され、整流ダイオード６
４を通して出力コンデンサ６５に充電される。この結
果、出力コンデンサ６５には、フィルタ４から供給され
た全波整流波形のピーク値より高く昇圧された電圧が出
力される。

【０００９】コンデンサ６５からの電圧は抵抗６６，６
７によって分圧されてオペアンプ５７に入力され、オペ
アンプ５７により第２の基準電圧５８と比較され、この
誤差信号が乗算器５５に供給される。フィルタ４からの
全波整流波形は抵抗５１，５２により分圧されて乗算器
５５に入力され、乗算器５５により全波整流波形とこの
誤差信号が乗算され、スイッチング電流の電流目標値Ｖ
ｍとしてコンパレータ５６の−入力端子へ供給される。

【００１０】次に、チョークコイル６１に蓄えられてい
たエネルギーの放出が終了すると、臨界検出用巻線６１
ｂの電圧が反転する。この電圧は第１の基準電圧５３と
コンパレータ５４により比較され、コンパレータ５４か
らローレベルのセット信号がフリップフロップ５９に出
力される。この結果、コンパレータ５４からのセット信
号に応じてフリップフロップ５９がセットされ、再び駆
動信号がスイッチング素子６２に入力されてオン制御さ
れる。以後、このような動作の繰り返しにより力率改善
コンバータＰＦＣ５の出力コンデンサ６５の出力電圧は
一定に保たれる。同時に、交流電源１の電流が交流電源
１の電圧に追従した正弦波電流波形となる。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】上述したように、力率
改善機能を有する電源装置では、力率改善コンバータＰ
ＦＣ５の出力側にＤＣ−ＤＣコンバータ６が接続されて
いる。このため、１つの電源装置でありながら２つのス
イッチング電源回路が直列に接続されていることにな
る。それぞれのスイッチング電源回路は、その扱うエネ
ルギー量が大きくスイッチングノイズが発生し易い。

【００１２】しかも、この種の電源装置では、スイッチ
ング電源回路が２回路も存在するので、電源装置の全体
が発生するノイズが大きくなるので、各国のノイズ規格
に準拠するために多くのノイズ対策を行う必要がある。
個々のノイズ対策としては、入出力端子の直前にフィル
タを追加したり、スイッチングスピードを遅くて電圧変
化率ｄｖ／ｄｔを緩やかにするなどの対策が行われてい
る。

【００１３】従来の電源装置は、このようなノイズ対策
を実施していたので、部品の追加がコストアップの要因
になっていた。同時に、スイッチング損失の増大を招
き、変換効率の低下や装置の大型化を強いていた。

【００１４】本発明は、上記に鑑みてなされたもので、
その目的としては、力率改善機能を有する電源装置の大
幅なノイズの低減を可能とするものである。

【００１５】

【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明は、
上記課題を解決するため、交流電源を入力して直流電圧
に変換して出力する力率改善コンバータと、この力率改
善コンバータからの直流電圧を別の直流電圧に変換して
出力するＤＣ−ＤＣコンバータとを備えた電源装置であ
って、前記力率改善コンバータは、前記ＤＣ−ＤＣコン
バータへの出力電圧に現れるリップル電圧が１０Ｖｐ−
ｐ以上になるように変調するリップル電圧変調手段を備
え、前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記力率改善コンバ
ータからの直流電圧に含まれるリップル電圧に応じて発
振周波数が変動することを要旨とする。

【００１６】請求項２記載の発明は、上記課題を解決す
るため、交流電源からの全波整流波形をチョークコイル
を介して入力してスイッチング素子によりオンオフして
直流電圧に変換する力率改善コンバータと、この力率改
善コンバータからの直流電圧を別の直流電圧に変換して
出力するＤＣ−ＤＣコンバータとを備えた電源装置であ
って、前記力率改善コンバータは、前記ＤＣ−ＤＣコン
バータへの出力電圧を抽出して前記交流電源からの全波
整流波形の交流成分を注入して変調波形を生成する変調
手段と、前記変調手段からの変調波形と基準電圧との差
からなる誤差信号を生成する誤差信号生成手段と、前記
交流電源からの全波整流波形と前記誤差信号生成手段か
らの誤差信号とから全波整流波形と連動した電流目標値
を生成する電流目標値生成手段と、前記スイッチング素
子のオン期間に流れるスイッチング電流を検出して電流
検出値として出力するスイッチング電流検出手段と、前
記スイッチング電流検出手段からのスイッチング電流の
電流検出値が、前記電流目標値生成手段からの電流目標
値に達したときに前記スイッチング素子をオフするオフ
制御手段とを備え、前記変調手段は、前記ＤＣ−ＤＣコ
ンバータへの出力電圧に現れる前記交流電源の周波数成
分のリップル電圧が１０Ｖｐ−ｐ以上になるように変調
波形を生成し、前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記力率
改善コンバータからの直流電圧に含まれるリップル電圧
に応じて発振周波数が変動することを要旨とする。

【００１７】請求項３記載の発明は、上記課題を解決す
るため、交流電源からの全波整流波形をチョークコイル
を介して入力してスイッチング素子によりオンオフして
直流電圧に変換する力率改善コンバータと、この力率改
善コンバータからの直流電圧を別の直流電圧に変換して
出力するＤＣ−ＤＣコンバータとを備えた電源装置であ
って、前記力率改善コンバータは、所定の周波数を有す
る発振波形を出力する発振手段と、前記ＤＣ−ＤＣコン
バータへの出力電圧を抽出して前記発振手段からの発振
波形の交流成分を注入して変調波形を生成する変調手段
と、前記変調手段からの変調波形と基準電圧との差から
なる誤差信号を生成する誤差信号生成手段と、前記交流
電源からの全波整流波形と前記誤差信号生成手段からの
誤差信号とから全波整流波形と連動した電流目標値を生
成する電流目標値生成手段と、前記スイッチング素子の
オン期間に流れるスイッチング電流を検出して電流検出
値として出力するスイッチング電流検出手段と、前記ス
イッチング電流検出手段からのスイッチング電流の電流
検出値が、前記電流目標値生成手段からの電流目標値に
達したときに前記スイッチング素子をオフするオフ制御
手段とを備え、前記変調手段は、前記ＤＣ−ＤＣコンバ
ータへの出力電圧に現れる前記発振手段の周波数成分の
リップル電圧が１０Ｖｐ−ｐ以上になるように変調波形
を生成し、前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記力率改善
コンバータからの直流電圧に含まれるリップル電圧に応
じて発振周波数が変動することを要旨とする。

【００１８】請求項４記載の発明は、上記課題を解決す
るため、交流電源からの全波整流波形をチョークコイル
を介して入力してスイッチング素子によりオンオフして
直流電圧に変換する力率改善コンバータと、この力率改
善コンバータからの直流電圧を別の直流電圧に変換して
出力するＤＣ−ＤＣコンバータとを備えた電源装置であ
って、前記力率改善コンバータは、前記チョークコイル
に設けられた臨界検出用巻線に発生するリンギング電圧
が第１の基準電圧に達したときにセット信号を発生する
セット信号発生手段と、前記セット信号発生手段からの
セット信号に応じて前記スイッチング素子をオンするオ
ン制御手段と、前記セット信号発生手段からのセット信
号に応じて起動して所定の周波数を有する三角波信号を
発振する三角波発振手段と、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ
への出力電圧を抽出して前記交流電源からの全波整流波
形の交流成分を注入して変調波形を生成する変調手段
と、前記変調手段からの変調波形と基準電圧との差から
なり全波整流波形と連動した誤差信号を生成する誤差信
号生成手段と、前記三角波発振手段からの三角波信号の
電圧値が、前記誤差信号増幅手段からの誤差信号に達し
たときに前記スイッチング素子をオフするオフ制御手段
とを備え、前記変調手段は、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ
への出力電圧に現れる前記交流電源の周波数成分のリッ
プル電圧が１０Ｖｐ−ｐ以上になるように変調波形を生
成し、前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記力率改善コン
バータからの直流電圧に含まれるリップル電圧に応じて
発振周波数が変動することを要旨とする。

【００１９】請求項５記載の発明は、上記課題を解決す
るため、前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、自励発振型ＤＣ
−ＤＣコンバータ、電圧擬似共振型ＤＣ−ＤＣコンバー
タ、電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ等の周波数制御型
ＤＣ−ＤＣコンバータであることを要旨とする。

【００２０】請求項６記載の発明は、上記課題を解決す
るため、前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、周波数変調機能
を有したＤＣ−ＤＣコンバータであることを要旨とす
る。

【００２１】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
を参照して説明する。 （第１の実施の形態）図１は、本発明の第１の実施の形
態に係る電源装置の構成を示す図である。図１を参照し
て、電源装置の構成について説明する。図１において、
交流電源１からフィルタ２に正弦波電圧が供給されてお
り、フィルタ２を通過した正弦波電圧は整流器３で全波
整流されてフィルタ４を通過し、フィルタ４からの全波
整流波形が力率改善コンバータＰＦＣ５に供給される。
フィルタ２，４は、電源装置から交流電源１側に漏洩す
るノイズ成分を除去する。

【００２２】力率改善コンバータＰＦＣ５の直流出力
は、ＤＣ−ＤＣコンバータ６に入力されており、ＤＣ−
ＤＣコンバータ６は力率改善コンバータＰＦＣ５から入
力された直流電圧を別の直流電圧に変換して出力端子７
ａ、７ｂから出力する。また、フィルタ２，４は、図２
に示すπ型ノーマルモードフィルタ、図３に示す最も簡
単なノーマルモードフィルタ、図４に示すノーマルモー
ドフィルタ＋コモンモードフィルタなどから構成されて
いて、省略することも可能である。

【００２３】次に、力率改善コンバータＰＦＣ５の構成
について詳細に説明する。力率改善コンバータＰＦＣ５
は、チョークコイル６１の主巻線６１ａ、スイッチング
素子６２、整流ダイオード６４、出力コンデンサ６５か
らなる昇圧チョッパ回路を基本的な構成として有してい
る。

【００２４】チョークコイル６１には、主巻線６１ａと
臨界検出用巻線６１ｂが設けられている。主巻線６１ａ
の一端はフィルタ４の一方の出力端子と抵抗５１に接続
されており、主巻線６１ａの他端はスイッチング素子６
２のドレインと整流ダイオード６４のアノードに接続さ
れている。また、臨界検出用巻線６１ｂの一端は抵抗６
０を介してコンパレータ５４の＋入力端子に接続されて
おり、臨界検出用巻線６１ｂの他端はＧＮＤに接続され
ている。上述した整流ダイオード６４のカソードは出力
コンデンサ６５の一端とＤＣ−ＤＣコンバータ６の入力
端子５ａに接続されている。

【００２５】次に、力率改善コンバータＰＦＣ５の制御
系の構成について説明する。コンパレータ５４の＋入力
端子は、抵抗６０、臨界検出用巻線６１ｂを介してＧＮ
Ｄに接続されている。また、コンパレータ５４の−入力
端子には第１の基準電圧５３が入力されている。このコ
ンパレータ５４では、両入力電圧が比較され、＋入力端
子に入力されている臨界検出用巻線６１ｂに生じた電圧
が第１の基準電圧５３よりも低い場合に、ローレベルの
セット信号をフリップフロップ５９のセット端子に出力
する。

【００２６】フリップフロップ５９のセット入力端子に
は、コンパレータ５４の出力端子が接続されており、リ
セット入力端子にはコンパレータ５６の出力端子が接続
されており、さらに、Ｑ出力端子にはスイッチング素子
６２のゲート端子が接続されている。このフリップフロ
ップ５９では、ローレベルのセット信号がコンパレータ
５４から入力した場合に、ハイレベルの駆動信号をＱ出
力端子に出力する。また、ハイレベルのリセット信号が
コンパレータ５６から入力した場合に、Ｑ出力端子にロ
ーレベルを出力する。

【００２７】オペアンプ５７の−入力端子にはコンデン
サ６５の端子間電圧が抵抗６６，６７によって分圧され
て入力されており、かつ、フィルタ４から出力される全
波整流波形が抵抗７０、コンデンサ７１を介して−入力
端子に入力されている。また、＋入力端子には第２の基
準電圧５８が入力されている。

【００２８】オペアンプ５７の−入力端子では、コンデ
ンサ６５の出力電圧が抵抗６６，６７により分圧されて
入力されており、かつ、フィルタ４から出力される全波
整流波形が抵抗７０、コンデンサ７１を介して入力され
ている。この結果、抽出された出力電圧の分圧値に全波
整流波形の交流成分が注入されて変調波形が生成され
る。オペアンプ５７では、変調波形と第２の基準電圧５
８との差からなる誤差信号を演算して乗算器５５に供給
する。

【００２９】乗算器５５の一方の入力端子にはフィルタ
４からの全波整流波形が抵抗５１，５２により分圧され
た電圧が入力され、他方の入力端子にはオペアンプ５７
からの誤差信号が入力され、乗算器５５により全波整流
波形とこの誤差信号が乗算され、全波整流波形と連動し
た電流目標値Ｖｍとしてコンパレータ５６の−入力端子
へ供給される。

【００３０】コンパレータ５６の−入力端子には乗算器
５５からスイッチング電流の電流目標値Ｖｍが供給さ
れ、コンパレータ５６の＋入力端子には電流検出用抵抗
６３が接続されており、スイッチング素子６２がオン期
間にあるときのドレイン−ソース電流に対応する電圧が
電流検出値として入力されている。スイッチング電流が
全波整流波形と連動した電流目標値Ｖｍに達すると、コ
ンパレータ５６からハイレベルのリセット信号がフリッ
プフロップ５９に出力される。

【００３１】次に、本発明の第１の実施の形態に係る電
源装置の動作について説明する。交流電源１が電源装置
に印加されると、交流電源１から供給される正弦波電圧
がフィルタ２を通過し、整流器３で全波整流されてフィ
ルタ４を通過し、力率改善コンバータＰＦＣ５に全波整
流波形が供給される。

【００３２】（１）起動時の動作 初めに、コンパレータ５４の＋入力端子は、抵抗６０、
臨界検出用巻線６１ｂを介してＧＮＤに接続された状態
になっており、同時に、コンパレータ５４の−入力端子
に第１の基準電圧５３が入力されている。コンパレータ
５４では、両入力電圧が比較され、＋入力端子の電圧の
方が低電位であるので、コンパレータ５４からローレベ
ルのセット信号がフリップフロップ５９に出力されてい
る。

【００３３】フリップフロップ５９は、コンパレータ５
４からのセット信号に応じてセットされ、図５に示すタ
イミングｔ１のように、Ｑ出力端子からハイレベルの駆
動信号が出力されてスイッチング素子６２がオン制御さ
れる。スイッチング素子６２がオンすると、図５に示す
タイミングｔ１のように、スイッチング素子６２のドレ
イン電圧Ｖｄは０Ｖ近くに低下する。そして、フィルタ
４から主巻線６１ａ，スイッチング素子６２のドレイン
−ソース、電流検出用抵抗６３を介してＧＮＤへとスイ
ッチング電流が流れ、チョークコイル６１にエネルギー
が蓄えられる。

【００３４】このとき、スイッチング素子６２に流れる
スイッチング電流は、図５に示すように、スイッチング
素子６２のソース−ＧＮＤ間に設けられた電流検出用抵
抗６３により電圧Ｖｓに変換されてコンパータ５６の＋
入力端子に入力され、コンパータ５６で乗算器５５から
出力される全波整流波形と連動した電流目標値Ｖｍと比
較される。

【００３５】（２）電流目標値Ｖｍ コンデンサ６５の出力電圧が抵抗６６，６７により分圧
されてオペアンプ５７の−入力端子に入力されており、
かつ、フィルタ４から出力される全波整流波形が抵抗７
０、コンデンサ７１を介してオペアンプ５７の−入力端
子に入力されている。この結果、抽出された出力電圧の
分圧値に全波整流波形の交流成分が注入されて変調波形
が生成される。オペアンプ５７では、変調波形と第２の
基準電圧５８との差からなる誤差信号が演算されて乗算
器５５に供給される。なお、図６に示す波形Ｂは、オペ
アンプ５７から出力された誤差信号を示している。

【００３６】同時に、フィルタ４からの全波整流波形
は、抵抗５１，５２により分圧されて乗算器５５に入力
される。なお、図６に示す波形Ａは、フィルタ４から出
力される全波整流波形を示しており、商用電源の周波数
の２倍の周期となっている。

【００３７】乗算器５５では、オペアンプ５７からの誤
差信号とフィルタ４からの全波整流波形を乗算した電圧
が生成され、全波整流波形と連動した電流目標値Ｖｍと
してコンパレータ５６の−入力端子へ供給される。

【００３８】（３）スイッチング素子のオフ制御 図５に示すタイミングｔ２のように、スイッチング電流
の電流検出値が全波整流波形と連動した電流目標値Ｖｍ
に達すると、コンパレータ５６からハイレベルのリセッ
ト信号がフリップフロップ５９に出力される。フリップ
フロップ５９はコンパレータ５６からのリセット信号に
応じてリセットされ、Ｑ出力端子から出力されていたハ
イレベルの駆動信号がローレベルに切り替わりスイッチ
ング素子６２がオフ制御される。スイッチング素子６２
がオフすると、チョークコイル６１に蓄えられていたエ
ネルギーとフィルタ４から供給される電圧とが合成さ
れ、整流ダイオード６４を通して出力コンデンサ６５に
充電される。

【００３９】この結果、出力コンデンサ６５には、フィ
ルタ４から供給された全波整流波形のピーク値より高く
昇圧された電圧が出力される。図７及び図６に示す波形
Ｃは、力率改善コンバータＰＦＣ５の出力端子５ａ，５
ｂ間の出力電圧の様子を示す図である。この図のよう
に、従来の力率改善コンバータＰＦＣからの出力電圧に
はリップル電圧がなかったのに対して、本実施の形態に
おける力率改善コンバータＰＦＣ５からの出力電圧は、
略１０Ｖｐ−ｐのリップル電圧が変調されている。

【００４０】（４）スイッチング素子のオン制御 次に、チョークコイル６１に蓄えられていたエネルギー
の放出が終了すると、臨界検出用巻線６１ｂにリンギン
グ電圧が発生し、臨界検出用巻線６１ｂの電圧が反転す
る。この電圧は第１の基準電圧５３とコンパレータ５４
により比較され、タイミングｔ３において、コンパレー
タ５４からローレベルのセット信号がフリップフロップ
５９に出力される。

【００４１】この結果、コンパレータ５４からのセット
信号に応じてフリップフロップ５９がセットされ、図５
に示すタイミングｔ３のように、再び駆動信号がスイッ
チング素子６２に入力されてオン制御される。

【００４２】以後、このような動作の繰り返しにより、
力率改善コンバータＰＦＣ５の出力コンデンサ６５にお
ける出力電圧は、リップル電圧を有しながら平均電圧が
一定に保たれる。同時に、交流電源１の電流が交流電源
１の電圧に追従した正弦波電流波形となる。

【００４３】次に、本発明の第１の実施の形態に係る電
源装置による効果について説明する。本実施の形態によ
れば、コンデンサ６５の出力電圧が抵抗６６，６７によ
り分圧されてオペアンプ５７の−入力端子に入力されて
おり、かつ、フィルタ４から出力される全波整流波形が
抵抗７０、コンデンサ７１を介してオペアンプ５７の−
入力端子に入力されているので、オペアンプ５７の−入
力端子では、抽出された出力電圧の分圧値に全波整流波
形の交流成分が注入された変調波形が生成される。そし
て、オペアンプ５７では、変調波形と第２の基準電圧５
８との差からなる誤差信号が演算されて乗算器５５に供
給される。乗算器５５では、オペアンプ５７からの誤差
信号とフィルタ４からの全波整流波形とを乗算した電圧
が生成され、全波整流波形と連動した電流目標値Ｖｍと
してコンパレータ５６へ供給される。

【００４４】スイッチング電流の電流検出値が全波整流
波形と連動した電流目標値Ｖｍに達すると、コンパレー
タ５６からハイレベルのリセット信号がフリップフロッ
プ５９に出力される。フリップフロップ５９はコンパレ
ータ５６からのリセット信号に応じてリセットされてス
イッチング素子６２がオフ制御されるので、出力電圧の
分圧値に全波整流波形の交流成分が注入された変調波形
により出力電圧リップルを１０Ｖｐ−ｐ以上に設定する
ことができ、この結果、次のような効果が現れる。

【００４５】ＤＣ−ＤＣコンバータ６として、例えば図
８に示すように、入力電圧に応じてスイッチング周波数
が変動する自励フライバック方式のコンバータを用いる
こととする。力率改善コンバータＰＦＣ５の出力電圧が
上述したようなリップル電圧を有しているため、すなわ
ち、ＤＣ−ＤＣコンバータ６の入力電圧が変化している
ため、このＤＣ−ＤＣコンバータ６のスイッチング周波
数は大きく変動する。この結果、ＤＣ−ＤＣコンバータ
６から発生されるノイズの周波数成分が特定の周波数に
集中せずに分散される。

【００４６】ところで、電子機器から発生するノイズ
は、国際規格のＣＩＳＰＲにより規制されており、特
に、ノイズ測定の際に用いられるレシーバーの帯域幅
は、９ｋＨｚと決められている。そこで、力率改善コン
バータＰＦＣ５の出力電圧にリップル電圧を発生させ、
ＤＣ−ＤＣコンバータ６の入力電圧を変化させること
で、ＤＣ−ＤＣコンバータ６のスイッチング周波数の変
動帯域を９ｋＨｚ以上に分散することができ、ノイズを
大幅に削減することができる。

【００４７】（適用例１）図８は、本発明の一実施の形
態に係る電源装置のＤＣ−ＤＣコンバータ６に適用可能
な自励フライバック方式のＤＣ−ＤＣコンバータ１６を
示す図である。

【００４８】ここで、図８を参照して、自励フライバッ
ク方式のＤＣ−ＤＣコンバータ１６の動作について説明
する。力率改善コンバータＰＦＣ５の出力端子５ａ，５
ｂが、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６の入力端子１６ａ，１
６ｂにそれぞれ接続され、力率改善コンバータＰＦＣ５
の出力電圧がＤＣ−ＤＣコンバータ１６の入力電圧Ｖｉ
となって供給される。

【００４９】まず、入力電圧Ｖｉから起動用抵抗Ｒ６、
抵抗Ｒ７、コンデンサＣ４、補助巻線Ｐ２、電流検出抵
抗Ｒ３の経路でコンデンサＣ４に充電電流が流れる。コ
ンデンサＣ４の電圧がスイッチング素子Ｑ１の閾値Ｖｔ
ｈに達すると、スイッチング素子Ｑ１がオンして１次巻
線Ｐ１に電圧が印加される。１次巻線Ｐ１に電圧が印加
されると、補助巻線Ｐ２に帰還電圧が発生してコンデン
サＣ４の電圧に足され、スイッチング素子Ｑ１を急速に
ターンオンさせる。

【００５０】１次巻線Ｐ１の電流は時間経過とともに上
昇してトランスＴ１にエネルギーが蓄えられる。電流検
出抵抗Ｒ３で検出された電圧とコンデンサＣ３のバイア
ス電圧の合成値が制御トランジスタＱ２のＶｂｅ（Ｖｔ
ｈ）電圧に達すると制御トランジスタＱ２がオンしてス
イッチング素子Ｑ１をターンオフさせる。

【００５１】スイッチング素子Ｑ１がターンオフする
と、トランスＴ１に蓄えられたエネルギーが２次巻線Ｓ
からダイオードＤ２１、コンデンサＣ２１により整流平
滑されて出力される。トランスＴ１に蓄えられたエネル
ギーの放出が終了すると、トランスＴ１の各巻線にリン
ギング電圧が発生する。そして、補助巻線Ｐ２に発生し
たこのリンギング電圧で再びスイッチング素子Ｑ１がタ
ーンオンする。以後、この動作の繰り返しにより発振動
作が継続する。

【００５２】出力電圧Ｖｏは、２次側の電圧検出回路１
７により検出され、フォトカプラＰＣ１によりその誤差
信号が１次側に伝えられる。この誤差信号によりフォト
カプラＰＣ１のトランジスタ側が制御されて、コンデン
サＣ３の電圧が調整される。コンデンサＣ３に充電され
る電圧によってスイッチング素子Ｑ１がオフするタイミ
ングが制御されて出力電圧が一定になる。

【００５３】さて、このＤＣ−ＤＣコンバータ１６で
は、トランスＴ１の１次巻線Ｐ１と２次巻線Ｓの巻き数
比と入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏによって固有の発振周
波数が決定される。

【００５４】一般的な自励フライバック方式のコンバー
タでも、入力電圧が１０Ｖ変動することにより、スイッ
チング周波数が数ｋＨｚ変動する。そして、スイッチン
グ周波数の帯域幅は、一般に１０ｋＨｚ程度の帯域幅を
持っているため、スイッチング周波数の帯域が９ｋＨｚ
より広がり、ノイズ測定に用いるレシーバのフィルタの
帯域外に出ることになり、ノイズの周波数成分をこのレ
シーバの測定帯域外に分散することができる。

【００５５】従って、力率改善コンバータＰＦＣ５の出
力電圧を入力電圧ＶｉとするＤＣ−ＤＣコンバータ１６
においては、入力電圧Ｖｉのリップル電圧の変動に応じ
てスイッチング周波数が大きく変化するので、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ１６のスイッチング周波数の変動帯域を９
ｋＨｚ以上に分散することができ、ノイズ低減に大幅な
効果が得られる。

【００５６】（適用例２）図９は、本発明の一実施の形
態に係る電源装置のＤＣ−ＤＣコンバータ６に適用可能
な電圧擬似共振型のＤＣ−ＤＣコンバータ２６を示す図
である。ここで、図９を参照して、電圧擬似共振型のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ２６の動作について説明する。

【００５７】力率改善コンバータＰＦＣ５の出力端子５
ａ，５ｂが、ＤＣ−ＤＣコンバータ２６の入力端子２６
ａ，２６ｂにそれぞれ接続され、力率改善コンバータＰ
ＦＣ５の出力電圧がＤＣ−ＤＣコンバータ２６の入力電
圧Ｖｉとなって供給される。

【００５８】まず、発振器ＯＳＣから出力されるパルス
によりフリップフロップＦＦがセットされスイッチング
素子Ｑ１がターンオンする。スイッチング素子Ｑ１がオ
ンすると、スイッチング電流は時間の経過とともに増加
する。スイッチング電流は、電流検出抵抗Ｒ２により電
圧変換され、２次側からの誤差信号と抵抗Ｒ１とコンデ
ンサＣ１により合成され基準電圧ＥＳ１とコンパレータ
ＣＯＭＰ１にて比較される。

【００５９】スイッチング電流と誤差信号の合成値が基
準電圧ＥＳ１に達すると、コンパレータＣＯＭＰ１の出
力がハイレベルになりフリップフロップＦＦをリセット
して出力Ｑ１をターンオフする。フリップフロップＦＦ
の出力Ｑ１がターンオフすると、トランスＴ１に蓄えら
れたエネルギーが２次巻線ＳからダイオードＤ２１、コ
ンデンサＣ２１により整流平滑されて出力される。

【００６０】トランスＴ１に蓄えられたエネルギーの放
出が終了すると、トランスＴ１の各巻線にリンギング電
圧が発生する。補助巻線Ｐ２に発生したこのリンギング
電圧をコンパレータＣＯＭＰ２で基準電圧ＥＳ２と比較
する。すなわち、リンギング電圧の発生を検知してフリ
ップフロップＦＦをセットし、スイッチング素子Ｑ１を
再びターンオンさせる。以後、この動作の繰り返しによ
り発振動作が継続する。出力電圧は、２次側の電圧検出
回路２７により検出され、フォトカプラＰＣ１によりそ
の誤差信号が１次側に伝えられる。この誤差信号により
フォトカプラＰＣ１のトランジスタ側が制御されて、抵
抗Ｒ１、コンデンサＣ１によりスイッチング電流の検出
電圧と合成されて、スイッチング素子Ｑ１のオフタイミ
ングが制御され出力電圧が一定になる。

【００６１】さて、このＤＣ−ＤＣコンバータ２６で
も、トランスＴ１の１次巻線Ｐ１と２次巻線Ｓの巻き数
比と入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏ、および、トランスＴ
１のインダクタンスＬとコンデンサＣ２による擬似共振
周波数によって固有の発振周波数が決定される。従っ
て、力率改善コンバータＰＦＣ５の出力電圧を入力電圧
ＶｉとするＤＣ−ＤＣコンバータ２６においては、入力
電圧Ｖｉのリップル電圧の変動に応じてスイッチング周
波数が大きく変化するので、ＤＣ−ＤＣコンバータ２６
のスイッチング周波数の変動帯域を９ｋＨｚ以上に分散
することができ、ノイズ低減に大幅な効果が得られる。

【００６２】（適用例３）図１０は、本発明の一実施の
形態に係る電源装置のＤＣ−ＤＣコンバータ６に適用可
能な周波数変調機能を有するＤＣ−ＤＣコンバータ３６
を示す図である。

【００６３】ここで、図１０を参照して、周波数変調機
能を有するＤＣ−ＤＣコンバータ３６の動作について説
明する。力率改善コンバータＰＦＣ５の出力端子５ａ，
５ｂが、ＤＣ−ＤＣコンバータ３６の入力端子３６ａ，
３６ｂにそれぞれ接続され、力率改善コンバータＰＦＣ
５の出力電圧がＤＣ−ＤＣコンバータ３６の入力電圧Ｖ
ｉとなって供給される。

【００６４】まず、発振器ＯＳＣから出力されるパルス
により常にスイッチング素子Ｑ１のオンタイミングを決
定する。スイッチング素子Ｑ１がオンすると、スイッチ
ング電流は時間の経過とともに増加する。スイッチング
電流は、電流検出抵抗Ｒ６により電圧変換され、２次側
からの誤差信号とコンパレータＣＯＭＰ１により比較さ
れる。

【００６５】スイッチング電流がこの誤差信号の値に達
すると、ＣＯＭＰ１の出力がハイレベルになりフリップ
フロップＦＦをリセットしＱ１をターンオフする。スイ
ッチング素子Ｑ１がターンオフすると、トランスＴ１に
蓄えられたエネルギーが２次巻線ＳからダイオードＤ２
１、コンデンサＣ２１により整流平滑されて出力され
る。やがて、トランスＴ１に蓄えられたエネルギーの全
ての放出の終了の有無に関わらず、発振器ＯＳＣの出力
によりスイッチング素子Ｑ１が再びターンオンする。

【００６６】さて、ＤＣ−ＤＣコンバータ３６の発振周
波数は、コンデンサＣ１の充放電周期により決定され
る。コンデンサＣ１の充電は、基準電圧ＥＳ２から抵抗
Ｒ２を介して流れる電流と、入力電圧Ｖｉから抵抗Ｒ１
を介して流れる電流により決定される。一般には、抵抗
Ｒ２の電流比率を高く設定し、その充電周期は主に抵抗
Ｒ２で決定される。コンデンサＣ１の放電は発振器ＯＳ
Ｃ内部の放電回路により行われる。ここで、入力電圧Ｖ
ｉが変動すると抵抗Ｒ１の電流も変動し、わずかに充電
周期を変動させる。このため、入力電圧Ｖｉが変動する
と抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の比率により発振周波数が変動す
る。

【００６７】従って、力率改善コンバータＰＦＣ５の出
力電圧を入力電圧ＶｉとするＤＣ−ＤＣコンバータ３６
においては、入力電圧Ｖｉのリップル電圧の変動に応じ
てスイッチング周波数が大きく変化するので、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ３６のスイッチング周波数の変動帯域を９
ｋＨｚ以上に分散することができ、ノイズ低減に大幅な
効果が得られる。

【００６８】（適用例４）図１１は、本発明の一実施の
形態に係る電源装置のＤＣ−ＤＣコンバータ６に適用可
能な電流共振型のＤＣ−ＤＣコンバータ４６を示す図で
ある。ここで、図１１を参照して、電流共振型のＤＣ−
ＤＣコンバータ４６の動作について説明する。

【００６９】力率改善コンバータＰＦＣ５の出力端子５
ａ，５ｂが、ＤＣ−ＤＣコンバータ４６の入力端子４６
ａ，４６ｂにそれぞれ接続され、力率改善コンバータＰ
ＦＣ５の出力電圧がＤＣ−ＤＣコンバータ４６の入力電
圧Ｖｉとなって供給される。

【００７０】スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、制御回路
４７から出力される２つのゲート制御信号によりデッド
タイムが設けられて交互にオンオフする。スイッチング
素子Ｑ１，Ｑ２により交互にオンされることで、トラン
スＴ１のリーケージインダクタンスＬｒとコンデンサＣ
３による共振電流が流れる。

【００７１】同時に、トランスＴ１の１次巻線Ｐ１のイ
ンダクタンスＬｐ１に励磁電流が流れる。この励磁電流
は、負荷電流に関係なくコンデンサＣ３を充放電する。
出力電圧を調整するには、この励磁電流によるコンデン
サＣ３の充放電を制御してコンデンサＣ３の振幅電圧を
変える必要がある。これらは、スイッチング素子Ｑ１，
Ｑ２の交互にオンオフする発振周波数を可変することに
より可能であり、いわゆる周波数制御することによって
出力電圧を調整できる。

【００７２】さて、出力電圧を定電圧とするこのＤＣ−
ＤＣコンバータ４６では、負荷が一定の場合は、その発
振周波数も一定となる。また、入力電圧が変化すると発
振周波数が変動して出力電圧を一定にするように動作す
る。

【００７３】従って、力率改善コンバータＰＦＣ５の出
力電圧を入力電圧ＶｉとするＤＣ−ＤＣコンバータ４６
においては、入力電圧Ｖｉのリップル電圧の変動に応じ
てスイッチング周波数が大きく変化するので、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ４６のスイッチング周波数の変動帯域を９
ｋＨｚ以上に分散することができ、ノイズ低減に大幅な
効果が得られる。

【００７４】（第２の実施の形態）図１２は、本発明の
第２の実施の形態に係る電源装置の構成を示す図であ
る。図１２を参照して、電源装置の構成について説明す
る。本実施の形態における特徴は、オペアンプ５７の−
入力端子に対して、フィルタ４から出力される全波整流
波形が抵抗５１，５２により分圧された後、抵抗７０、
コンデンサ７１を介して−入力端子に入力されているこ
とにある。また、この−入力端子に対して、コンデンサ
６５の端子間電圧が抵抗６６，６７によって分圧されて
入力されている。さらに、＋入力端子には第２の基準電
圧５８が入力されている。

【００７５】次に、本発明の第２の実施の形態に係る電
源装置の動作について、その特徴的部分を説明し、第１
の実施の形態と同様の部分の説明を省略する。 （１）起動時の動作 第１の実施の形態と同様であるので、その説明を省略す
る。

【００７６】（２）電流目標値Ｖｍ コンデンサ６５の出力電圧が抵抗６６，６７により分圧
されてオペアンプ５７の−入力端子に入力されており、
かつ、フィルタ４から出力される全波整流波形が抵抗５
１，５２により分圧された後、抵抗７０、コンデンサ７
１を介してオペアンプ５７の−入力端子に入力されてい
る。

【００７７】この結果、抽出された出力電圧の分圧値に
全波整流波形の交流成分が注入されて変調波形が生成さ
れる。オペアンプ５７では、変調波形と第２の基準電圧
５８との差からなる誤差信号が演算されて乗算器５５に
供給される。

【００７８】なお、図６に示す波形Ｂは、オペアンプ５
７から出力された誤差信号を示している。同時に、フィ
ルタ４からの全波整流波形は、抵抗５１，５２により分
圧されて乗算器５５に入力される。なお、図６に示す波
形Ａは、フィルタ４から出力される全波整流波形を示し
ており、商用電源の周波数の２倍の周期となっている。

【００７９】乗算器５５では、オペアンプ５７からの誤
差信号とフィルタ４からの全波整流波形を乗算した電圧
が生成され、全波整流波形と連動した電流目標値Ｖｍと
してコンパレータ５６の−入力端子へ供給される。

【００８０】（３）スイッチング素子のオフ制御、
（４）スイッチング素子のオン制御については、第１の
実施の形態と同様であるので、その説明を省略する。次
に、本発明の第２の実施の形態に係る電源装置による効
果、（適用例１）〜（適用例４）についても同様である
ので、その説明を省略する。

【００８１】（第３の実施の形態）図１３は、本発明の
第３の実施の形態に係る電源装置の構成を示す図であ
る。図１３を参照して、電源装置の構成について説明す
る。本実施の形態における特徴は、オペアンプ５７の−
入力端子に対して、コンデンサ６５の端子間電圧が抵抗
６６，６７によって分圧されて入力されている。

【００８２】また、オペアンプ５７の＋入力端子に対し
て、フィルタ４から出力される全波整流波形が抵抗５
１，５２により分圧された後、抵抗７０、コンデンサ７
１を介して入力されていることにある。さらに、オペア
ンプ５７の＋入力端子に対して、全波整流波形の注入を
行うためのインピーダンスとなる抵抗７２を介して第２
の基準電圧５８が入力されている。

【００８３】次に、本発明の第３の実施の形態に係る電
源装置の動作について、その特徴的部分を説明し、第１
の実施の形態と同様の部分の説明を省略する。 （１）起動時の動作 第１の実施の形態と同様であるので、その説明を省略す
る。

【００８４】（２）電流目標値Ｖｍ コンデンサ６５の出力電圧が抵抗６６，６７により分圧
されてオペアンプ５７の−入力端子に入力されている。
また、フィルタ４から出力される全波整流波形が抵抗５
１，５２により分圧された後、抵抗７０、コンデンサ７
１を介してオペアンプ５７の＋入力端子に入力され、同
時に、抵抗７２を介して第２の基準電圧５８が＋入力端
子に入力されている。

【００８５】この結果、オペアンプ５７では、出力電圧
の分圧値と、全波整流波形の交流成分が注入されて変調
波形となった第２の基準電圧５８との差からなる変調波
形を有する誤差信号が演算されて乗算器５５に供給され
る。

【００８６】乗算器５５では、オペアンプ５７からの変
調波形を有する誤差信号とフィルタ４からの全波整流波
形を乗算した電圧が生成され、全波整流波形と連動した
電流目標値Ｖｍとしてコンパレータ５６の−入力端子へ
供給される。

【００８７】（３）スイッチング素子のオフ制御、
（４）スイッチング素子のオン制御については、第１の
実施の形態と同様であるので、その説明を省略する。次
に、本発明の第３の実施の形態に係る電源装置による効
果、（適用例１）〜（適用例４）についても同様である
ので、その説明を省略する。

【００８８】（第４の実施の形態）図１４は、本発明の
第４の実施の形態に係る電源装置の構成を示す図であ
る。図１４を参照して、電源装置の構成について説明す
る。本実施の形態における特徴は、オペアンプ５７の−
入力端子に対して、フィルタ２から出力される交流波形
が抵抗７０、コンデンサ７１を介して−入力端子に入力
されていることにある。また、この−入力端子に対し
て、コンデンサ６５の端子間電圧が抵抗６６，６７によ
って分圧されて入力されている。さらに、＋入力端子に
は第２の基準電圧５８が入力されている。

【００８９】次に、本発明の第４の実施の形態に係る電
源装置の動作について、その特徴的部分を説明し、第１
の実施の形態と同様の部分の説明を省略する。 （１）起動時の動作 第１の実施の形態と同様であるので、その説明を省略す
る。

【００９０】（２）電流目標値Ｖｍ コンデンサ６５の出力電圧が抵抗６６，６７により分圧
されてオペアンプ５７の−入力端子に入力されており、
かつ、フィルタ２から出力される交流波形が抵抗７０、
コンデンサ７１を介してオペアンプ５７の−入力端子に
入力されている。

【００９１】この結果、抽出された出力電圧の分圧値に
交流波形の交流成分が注入されて変調波形が生成され
る。オペアンプ５７では、変調波形と第２の基準電圧５
８との差からなる誤差信号が演算されて乗算器５５に供
給される。

【００９２】乗算器５５では、オペアンプ５７からの誤
差信号とフィルタ４からの全波整流波形を乗算した電圧
が生成され、全波整流波形と連動した電流目標値Ｖｍと
してコンパレータ５６の−入力端子へ供給される。

【００９３】（３）スイッチング素子のオフ制御、
（４）スイッチング素子のオン制御については、第１の
実施の形態と同様であるので、その説明を省略する。次
に、本発明の第４の実施の形態に係る電源装置による効
果、（適用例１）〜（適用例４）についても同様である
ので、その説明を省略する。

【００９４】（第５の実施の形態）図１５は、本発明の
第５の実施の形態に係る電源装置の構成を示す図であ
る。図１５を参照して、電源装置の構成について説明す
る。本実施の形態における特徴は、出力波形として正弦
波、三角波、のこぎり波などの何れか１つを発振可能な
発振器７３を備え、発振器７３から出力される出力波形
を抵抗７０、コンデンサ７１を介してオペアンプ５７の
−入力端子に入力されていることにある。また、この−
入力端子に対して、コンデンサ６５の端子間電圧が抵抗
６６，６７によって分圧されて入力されている。さら
に、オペアンプ５７の＋入力端子には第２の基準電圧５
８が入力されている。なお、発振器７３の周波数は、こ
の発振器７３から出力される周波数が変動した場合で
も、オペアンプ５７、乗算器５５、コンパレータ５６な
どの回路部品や、ＤＣ−ＤＣコンバータ６の制御動作が
追従可能な周波数であればよい。次に、本発明の第５の
実施の形態に係る電源装置の動作について、その特徴的
部分を説明し、第１の実施の形態と同様の部分の説明を
省略する。

【００９５】（１）起動時の動作 第１の実施の形態と同様であるので、その説明を省略す
る。

【００９６】（２）電流目標値Ｖｍ コンデンサ６５の出力電圧が抵抗６６，６７により分圧
されてオペアンプ５７の−入力端子に入力されており、
かつ、発振器７３から出力される出力波形が抵抗７０、
コンデンサ７１を介してオペアンプ５７の−入力端子に
入力されている。

【００９７】この結果、抽出された出力電圧の分圧値に
発振器７３からの出力波形の交流成分が注入されて変調
波形が生成される。オペアンプ５７では、変調波形と第
２の基準電圧５８との差からなる誤差信号が演算されて
乗算器５５に供給される。

【００９８】同時に、フィルタ４からの全波整流波形
は、抵抗５１，５２により分圧されて乗算器５５に入力
される。

【００９９】乗算器５５では、オペアンプ５７からの誤
差信号とフィルタ４からの全波整流波形を乗算した電圧
が生成され、全波整流波形と連動した電流目標値Ｖｍと
してコンパレータ５６の−入力端子へ供給される。

【０１００】（３）スイッチング素子のオフ制御、
（４）スイッチング素子のオン制御については、第１の
実施の形態と同様であるので、その説明を省略する。次
に、本発明の第５の実施の形態に係る電源装置による効
果、（適用例１）〜（適用例４）についても同様である
ので、その説明を省略する。

【０１０１】（第６の実施の形態）図１６は、本発明の
第６の実施の形態に係る電源装置の構成を示す図であ
る。図１６を参照して、電源装置の構成について説明す
る。第１〜第５の実施の形態においては、それぞれ図
１、図１２、図１３、図１４、図１５を参照し、フリッ
プフロップ５９のセット信号は、チョークコイル６１に
蓄えられたエネルギーの放出が終了すると、臨界検出用
巻線６１ｂの電圧の反転によってなされている。すなわ
ち、図１、図１２、図１３、図１４、図１５は、電流不
連続モードによる力率改善コンバータＰＦＣであり、チ
ョークコイル６１に流れる電流はゼロにまで減少する。

【０１０２】これに対して、第６の実施の形態における
特徴は、電流連続モードによる力率改善コンバータＰＦ
Ｃであり、発振器８１から出力される例えば矩形波をセ
ット信号としてフリップフロップ５９に入力することに
ある。すなわち、発振器８１から出力される矩形波がロ
ーレベルになる毎にセット信号がフリップフロップ５９
に入力されるので、チョークコイル６１に流れる電流は
ゼロにまで減少せずに連続的に流れることなる。

【０１０３】なお、図１６は、第１の実施の形態に用い
た図１に対して、発振器８１からの出力をセット信号と
してフリップフロップ５９に入力するように変更してい
るが、第２〜第５の実施の形態に用いた図１２、図１
３、図１４、図１５に対して、発振器８１からの出力を
セット信号としてフリップフロップ５９に入力するよう
に変更してもよい。

【０１０４】また、本発明の第６の実施の形態に係る電
源装置の動作については、発振器８１から出力される例
えば矩形波がセット信号としてフリップフロップ５９に
入力され、Ｑ出力端子からハイレベルの駆動信号が出力
されてスイッチング素子６２がオン制御される点にあ
り、他の動作については第１〜第５の実施の形態と同様
であるので、その説明を省略する。

【０１０５】さらに、本発明の第６の実施の形態に係る
電源装置による効果、（適用例１）〜（適用例４）につ
いても同様であるので、その説明を省略する。

【０１０６】（第７の実施の形態）図１７は、本発明の
第７の実施の形態に係る電源装置の構成を示す図であ
る。図１７を参照して、電源装置の構成について説明す
る。第７の実施の形態における特徴は、交流電源１の周
波数の半周期内でスイッチング素子６２のオン期間の幅
を変えない三角波電流を用いた力率改善コンバータＰＦ
Ｃであり、昇圧型の力率改善コンバータＰＦＣに、擬似
共振型ボルテージモードで動作する制御回路を用いてフ
ィードバック回路を形成している。

【０１０７】すなわち、第１の実施の形態において設け
られていた乗算器５５と電流検出用抵抗６３を削除し、
さらに、コンパレータ５４から出力されるセット信号に
応じてトリガが掛かり三角波を発振する三角波発振器８
５と、オペアンプ５７から出力される増幅後の誤差信号
の電圧値が三角波発振器８５から出力される三角波の電
圧値に達したときにリセット信号をフリップフロップ５
９に出力するコンパレータ５６を設けたことにある。

【０１０８】なお、オペアンプ５７から出力される増幅
後の誤差信号の電圧値は、コンデンサ９３により十分応
答が遅くなるため、交流電源１の周波数の半周期以上ほ
ぼ一定の値となる。

【０１０９】ここで、チョークコイル６１に流れる電流
が必ず三角波になるように、チョークコイル６１のイン
ダクタンス値（Ｌ値）を選んでおき、フィードバック応
答時間を交流電源の周波数の半周期以上にすることで、
半周期内のスイッチング素子６２のオン期間の幅がほぼ
固定される。

【０１１０】さらに、スイッチング素子６２のオン期間
の幅が固定されることによりスイッチング電流Ｉｐは、
ＴとＬが固定されることで、

【数１】Ｉｐ＝Ｅ×Ｔ／Ｌ ・・・（１） 入力電圧Ｅに比例した値が決まる。

【０１１１】このため、チョークコイル６１に流れる電
流は、昇り勾配の三角波と下り勾配の三角波で満たされ
るため、ピーク電流の１／２が入力電流となる。すなわ
ち、入力電流波形に比例した正弦波電流波形となる。次
に、本発明の第７の実施の形態に係る電源装置の動作に
ついて説明する。

【０１１２】交流電源１が電源装置に印加されると、交
流電源１から供給される正弦波電圧がフィルタ２を通過
し、整流器３で全波整流されてフィルタ４を通過し、力
率改善コンバータＰＦＣ５に全波整流波形が供給され
る。

【０１１３】（１）起動時の動作 初めに、コンパレータ５４の＋入力端子は、抵抗６０、
臨界検出用巻線６１ｂを介してＧＮＤに接続された状態
になっており、同時に、コンパレータ５４の−入力端子
に第１の基準電圧５３が入力されている。コンパレータ
５４では、両入力電圧が比較され、＋入力端子の電圧の
方が低電位であるので、コンパレータ５４からローレベ
ルのセット信号がフリップフロップ５９に出力されてい
る。

【０１１４】フリップフロップ５９は、コンパレータ５
４からのセット信号に応じてセットされ、図５に示すタ
イミングｔ１のように、Ｑ出力端子からハイレベルの駆
動信号が出力されてスイッチング素子６２がオン制御さ
れる。

【０１１５】スイッチング素子６２がオンすると、図５
に示すタイミングｔ１のように、スイッチング素子６２
のドレイン電圧Ｖｄは０Ｖ近くに低下する。そして、フ
ィルタ４から主巻線６１ａ，スイッチング素子６２のド
レイン−ソースを介してＧＮＤへとスイッチング電流が
流れ、チョークコイル６１にエネルギーが蓄えられる。

【０１１６】（２）誤差信号 コンデンサ６５の出力電圧が抵抗６６，６７により分圧
されてオペアンプ５７の−入力端子に入力されている。
また、フィルタ４から出力される全波整流波形が抵抗７
０、コンデンサ７１を介してオペアンプ５７の＋入力端
子に入力されている。同時に、抵抗７２を介して第２基
準電圧５８が＋入力端子に入力されている。この結果、
オペアンプ５７の増幅後の出力は、出力電圧の分圧値
と、全波整流波形の交流成分が注入された変調波形とな
りコンパレータ５６の−入力端子に供給される。

【０１１７】（３）スイッチング素子のオフ制御 起動時に、コンパレータ５４からローレベルのセット信
号がフリップフロップ５９に出力されると、同時に、こ
のセット信号は三角波発振器８５に入力されてトリガが
掛かり三角波が発振される。三角波発振器８５から出力
された三角波は、コンパレータ５６の＋入力端子に入力
される。なお、三角波発振器８５では、コンパレータ５
４から次のセット信号が入力されるまで、例えば約１０
０ｋＨｚの周波数で三角波を発振している。

【０１１８】コンパレータ５６は、オペアンプ５７から
出力される増幅後の誤差信号の電圧値が三角波発振器８
５から出力される三角波の電圧値に達したときに、リセ
ット信号をフリップフロップ５９に出力する。フリップ
フロップ５９は、コンパレータ５６からのリセット信号
に応じてリセットされ、Ｑ出力端子から出力されていた
ハイレベルの駆動信号がローレベルに切り替わりスイッ
チング素子６２がオフ制御される。

【０１１９】スイッチング素子６２がオフすると、チョ
ークコイル６１に蓄えられていたエネルギーとフィルタ
４から供給される電圧とが合成され、整流ダイオード６
４を通して出力コンデンサ６５に充電される。

【０１２０】この結果、出力コンデンサ６５には、フィ
ルタ４から供給された全波整流波形のピーク値より高く
昇圧された電圧が出力される。図７は、力率改善コンバ
ータＰＦＣ５の出力端子５ａ，５ｂ間の出力電圧の様子
を示す図である。この図のように、従来の力率改善コン
バータＰＦＣからの出力電圧にはリップル電圧がなかっ
たのに対して、本実施の形態における力率改善コンバー
タＰＦＣ５からの出力電圧には略１０Ｖｐ−ｐのリップ
ル電圧となっている。

【０１２１】（４）スイッチング素子のオン制御 次に、チョークコイル６１に蓄えられていたエネルギー
の放出が終了すると、臨界検出用巻線６１ｂにリンギン
グ電圧が発生し、臨界検出用巻線６１ｂの電圧が反転す
る。この電圧は第１の基準電圧５３とコンパレータ５４
により比較され、コンパレータ５４からローレベルのセ
ット信号がフリップフロップ５９に出力される。

【０１２２】この結果、コンパレータ５４からのセット
信号に応じてフリップフロップ５９がセットされ、再び
駆動信号がスイッチング素子６２に入力されてオン制御
される。同時に、このセット信号は三角波発振器８５に
入力されてトリガが掛かり三角波の発振がセット信号に
同期が取られる。

【０１２３】（５）フィードバック応答時間 本実施の形態では、オペアンプ５７の−入力端子と出力
端子の間に応答時間を調整するためのコンデンサ９３を
接続している。これにより、コンデンサ６５の出力電圧
に対して、オペアンプ５７から出力される増幅後の誤差
信号は、コンデンサ９３により十分応答が遅くなるた
め、交流電源１の周波数の半周期以上でほぼ一定の値と
なる。

【０１２４】一方、オペアンプ５７の＋入力端子には、
フィルタ４から出力される全波整流波形が抵抗７０、コ
ンデンサ７１を介して入力されると同時に、抵抗７２を
介して第２の基準電圧５８が入力されている。これによ
り、全波整流波形の交流成分が、基準電圧５８に注入さ
れ、オペアンプ５７の増幅後の誤差信号にわずかに重畳
される。これらの全波整流波形への交流成分の注入量
は、コンデンサ６５の出力電圧に現れるリップル電圧が
１０Ｖｐ−ｐ以上となるようなわずかなレベルとする。

【０１２５】以上のように、全波整流波形への交流成分
の注入量は、誤差信号の極わずかであるため、フィード
バック応答時間を交流電源の周波数の半周期以上にする
ことにより、半周期内のスイッチング素子６２のオン期
間の幅がほぼ固定されるようになる。

【０１２６】さらに、スイッチング素子６２のオン期間
の幅が固定されることによりスイッチング電流Ｉｐは、
ＴとＬが固定されることで、上記（１）式により入力電
圧Ｅに比例した値が決まる。この結果、チョークコイル
６１に流れる電流は、昇り勾配の三角波と下り勾配の三
角波で満たされるため、ピーク電流の１／２が入力電流
となり、入力電流波形に比例した正弦波電流波形とな
る。

【０１２７】この結果、力率改善コンバータＰＦＣ５の
出力電圧に、従来の電源装置と比較して大きなリップル
電圧が発生する。

【０１２８】以後、このような動作の繰り返しにより、
力率改善コンバータＰＦＣ５の出力コンデンサ６５にお
ける出力電圧は、リップル電圧を有しながら平均電圧が
一定に保たれる。同時に、交流電源１の電流が交流電源
１の電圧に追従した正弦波電流波形となる。

【０１２９】

【発明の効果】以上、説明したように、本発明によれ
ば、力率改善コンバータの出力電圧に商用電源の周波数
の２倍の１０Ｖｐ−ｐ以上の大きなリップル電圧が発生
するため、供給される電源電圧で周波数が変わるＤＣ−
ＤＣコンバータのスイッチング周波数も、これらのリッ
プル電圧に応じて周波数変調される。このため、ＤＣ−
ＤＣコンバータのスイッチング周波数におけるノイズレ
ベルは、周波数変調により分散されノイズレベルの大幅
な低減が可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態に係る電源装置の構
成を示す図である。

【図２】フィルタ２，４に適用可能なπ型ノーマルモー
ドフィルタの回路である。

【図３】フィルタ２，４に適用可能なノーマルモードフ
ィルタの回路である。

【図４】フィルタ２，４に適用可能なノーマルモードフ
ィルタ＋コモンモードフィルタの回路である。

【図５】力率改善コンバータＰＦＣ５の動作を説明する
ためのタイミングチャートである。

【図６】力率改善コンバータＰＦＣ５の動作を説明する
ための各所の波形Ａ，Ｂ，Ｃである。

【図７】力率改善コンバータＰＦＣ５の動作を説明する
ための波形である。

【図８】ＤＣ−ＤＣコンバータ６に適用可能な自励フラ
イバック方式のＤＣ−ＤＣコンバータ１６の回路であ
る。

【図９】ＤＣ−ＤＣコンバータ６に適用可能な電圧擬似
共振型のＤＣ−ＤＣコンバータ２６の回路である。

【図１０】ＤＣ−ＤＣコンバータ６に適用可能な周波数
変調機能を有するＤＣ−ＤＣコンバータ３６の回路であ
る。

【図１１】ＤＣ−ＤＣコンバータ６に適用可能な電流共
振型のＤＣ−ＤＣコンバータ４６の回路である。

【図１２】本発明の第２の実施の形態に係る電源装置の
構成を示す図である。

【図１３】本発明の第３の実施の形態に係る電源装置の
構成を示す図である。

【図１４】本発明の第４の実施の形態に係る電源装置の
構成を示す図である。

【図１５】本発明の第５の実施の形態に係る電源装置の
構成を示す図である。

【図１６】本発明の第６の実施の形態に係る電源装置の
構成を示す図である。

【図１７】本発明の第７の実施の形態に係る電源装置の
構成を示す図である。

【図１８】従来の電源装置の回路図である。

【符号の説明】

１ 交流電源 ２，４ フィルタ ３ 整流器 ５ 力率改善コンバータＰＦＣ ６ ＤＣ−ＤＣコンバータ ５４、５６ コンパレータ ５５ 乗算器 ５９ フリップフロップ ５７ オペアンプ ６１ チョークコイル ６２ スイッチング素子 ６４ 整流ダイオード ６５ 出力コンデンサ ６６，６７，７０，７２ 抵抗 ７１，９３ コンデンサ ７３，８１ 発振器 ８５ 三角波発振器

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H006 AA02 CA02 CA07 CB08 CC02 DA04 DB01 DC05 5H730 AA02 AA18 BB43 BB52 BB57 BB62 BB72 BB86 CC03 CC04 DD04 EE02 EE03 EE07 EE59 FD01 FG07 VV03 VV06

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電源を入力して直流電圧に変換して
   出力する力率改善コンバータと、この力率改善コンバー
   タからの直流電圧を別の直流電圧に変換して出力するＤ
   Ｃ−ＤＣコンバータとを備えた電源装置であって、 前記力率改善コンバータは、 前記ＤＣ−ＤＣコンバータへの出力電圧に現れるリップ
   ル電圧が１０Ｖｐ−ｐ以上になるように変調するリップ
   ル電圧変調手段を備え、 前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記力率改善コンバータ
   からの直流電圧に含まれるリップル電圧に応じて発振周
   波数が変動することを特徴とする電源装置。
2. 【請求項２】 交流電源からの全波整流波形をチョーク
   コイルを介して入力してスイッチング素子によりオンオ
   フして直流電圧に変換する力率改善コンバータと、 この力率改善コンバータからの直流電圧を別の直流電圧
   に変換して出力するＤＣ−ＤＣコンバータとを備えた電
   源装置であって、 前記力率改善コンバータは、 前記ＤＣ−ＤＣコンバータへの出力電圧を抽出して前記
   交流電源からの全波整流波形の交流成分を注入して変調
   波形を生成する変調手段と、 前記変調手段からの変調波形と基準電圧との差からなる
   誤差信号を生成する誤差信号生成手段と、 前記交流電源からの全波整流波形と前記誤差信号生成手
   段からの誤差信号とから全波整流波形と連動した電流目
   標値を生成する電流目標値生成手段と、 前記スイッチング素子のオン期間に流れるスイッチング
   電流を検出して電流検出値として出力するスイッチング
   電流検出手段と、 前記スイッチング電流検出手段からのスイッチング電流
   の電流検出値が、前記電流目標値生成手段からの電流目
   標値に達したときに前記スイッチング素子をオフするオ
   フ制御手段とを備え、 前記変調手段は、 前記ＤＣ−ＤＣコンバータへの出力電圧に現れる前記交
   流電源の周波数成分のリップル電圧が１０Ｖｐ−ｐ以上
   になるように変調波形を生成し、前記ＤＣ−ＤＣコンバ
   ータは、前記力率改善コンバータからの直流電圧に含ま
   れるリップル電圧に応じて発振周波数が変動することを
   特徴とする電源装置。
3. 【請求項３】 交流電源からの全波整流波形をチョーク
   コイルを介して入力してスイッチング素子によりオンオ
   フして直流電圧に変換する力率改善コンバータと、 この力率改善コンバータからの直流電圧を別の直流電圧
   に変換して出力するＤＣ−ＤＣコンバータとを備えた電
   源装置であって、 前記力率改善コンバータは、 所定の周波数を有する発振波形を出力する発振手段と、 前記ＤＣ−ＤＣコンバータへの出力電圧を抽出して前記
   発振手段からの発振波形の交流成分を注入して変調波形
   を生成する変調手段と、 前記変調手段からの変調波形と基準電圧との差からなる
   誤差信号を生成する誤差信号生成手段と、 前記交流電源からの全波整流波形と前記誤差信号生成手
   段からの誤差信号とから全波整流波形と連動した電流目
   標値を生成する電流目標値生成手段と、 前記スイッチング素子のオン期間に流れるスイッチング
   電流を検出して電流検出値として出力するスイッチング
   電流検出手段と、 前記スイッチング電流検出手段からのスイッチング電流
   の電流検出値が、前記電流目標値生成手段からの電流目
   標値に達したときに前記スイッチング素子をオフするオ
   フ制御手段とを備え、 前記変調手段は、 前記ＤＣ−ＤＣコンバータへの出力電圧に現れる前記発
   振手段の周波数成分のリップル電圧が１０Ｖｐ−ｐ以上
   になるように変調波形を生成し、前記ＤＣ−ＤＣコンバ
   ータは、前記力率改善コンバータからの直流電圧に含ま
   れるリップル電圧に応じて発振周波数が変動することを
   特徴とする電源装置。
4. 【請求項４】 交流電源からの全波整流波形をチョーク
   コイルを介して入力してスイッチング素子によりオンオ
   フして直流電圧に変換する力率改善コンバータと、 この力率改善コンバータからの直流電圧を別の直流電圧
   に変換して出力するＤＣ−ＤＣコンバータとを備えた電
   源装置であって、 前記力率改善コンバータは、 前記チョークコイルに設けられた臨界検出用巻線に発生
   するリンギング電圧が第１の基準電圧に達したときにセ
   ット信号を発生するセット信号発生手段と、 前記セット信号発生手段からのセット信号に応じて前記
   スイッチング素子をオンするオン制御手段と、 前記セット信号発生手段からのセット信号に応じて起動
   して所定の周波数を有する三角波信号を発振する三角波
   発振手段と、 前記ＤＣ−ＤＣコンバータへの出力電圧を抽出して前記
   交流電源からの全波整流波形の交流成分を注入して変調
   波形を生成する変調手段と、 前記変調手段からの変調波形と基準電圧との差からなり
   全波整流波形と連動した誤差信号を生成する誤差信号生
   成手段と、 前記三角波発振手段からの三角波信号の電圧値が、前記
   誤差信号増幅手段からの誤差信号に達したときに前記ス
   イッチング素子をオフするオフ制御手段とを備え、 前記変調手段は、 前記ＤＣ−ＤＣコンバータへの出力電圧に現れる前記交
   流電源の周波数成分のリップル電圧が１０Ｖｐ−ｐ以上
   になるように変調波形を生成し、前記ＤＣ−ＤＣコンバ
   ータは、前記力率改善コンバータからの直流電圧に含ま
   れるリップル電圧に応じて発振周波数が変動することを
   特徴とする電源装置。
5. 【請求項５】 前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、 自励発振型ＤＣ−ＤＣコンバータ、電圧擬似共振型ＤＣ
   −ＤＣコンバータ、電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ等
   の周波数制御型ＤＣ−ＤＣコンバータであることを特徴
   とする請求項１，２，３，４の何れか１つに記載の電源
   装置。
6. 【請求項６】 前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、 周波数変調機能を有したＤＣ−ＤＣコンバータであるこ
   とを特徴とする請求項１，２，３，４の何れか１つに記
   載の電源装置。