JP2003152603A - ターボ受信方法及びその受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 多入力多出力（複数ユーザ）の受信を可能と
する。 【解決手段】 Ｍ個の受信信号ｒ_m （ｍ＝１，…，Ｍ）
と、既知信号により、各伝送路インパルス応答ｈ
_mn（ｑ）を推定し（ユーザ数Ｎ，ｎ＝１，…，Ｎ）、ｈ
_mn（ｑ）を要素とするＭ×Ｎ行列Ｈ（ｑ）、そのＨ
（ｑ）を要素とするＱ×Ｑ行列Ｈを求め（Ｑは各送信
波のマルチパスの数、ｑ＝０，…，Ｑ−１）、復号λ₂
［ｂ_n （ｋ）］により軟判定値ｂ’_n （ｋ）を求め、こ
れを用いて干渉成分ベクトルＢ′(k)を作り、干渉レ
プリカＨ・Ｂ′（ｋ）を求め、これを受信ベクトル
ｙ（ｋ）から引き、ｙ′（ｋ）を求め、ｙ（ｋ）
とＨを用いて最小平均２乗誤差規範でｙ′（ｋ）中
の残余干渉成分を除する、ｎ番目のユーザに対する適応
フィルタｗ_n （ｋ）を求め、ｙ′（ｋ）をｗ
（ｋ）に通して干渉除去されたユーザｎからの受信信号
として対数尤度比を得る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、例えば移動通信
に適用され、干渉にもとづく波形歪を、ターボ符号技術
を応用した繰り返し等化を行うターボ受信方法、及びそ
の受信機に関する。

【０００２】

【従来の技術】移動体通信事業の課題は限られた周波数
上でいかに高品質で多数のユーザを所有できるシステム
を構築するかということにある。このような課題を解決
する手段として多入力多出力（Multi-Input Multi-Outp
ut：ＭＩＭＯ）システムがある。このシステム構成は図
３０Ａに示されているように複数の送信機Ｓ１〜ＳＮか
ら同時刻、同周波数上でシンボルｃ₁（ｉ）〜ｃ_N（ｉ）
をそれぞれ送信し、これらの送信信号を、複数のアンテ
ナ＃１〜＃Ｍを備えるＭＩＭＯ受信機で受信し、ＭＩＭ
Ｏ受信機は受信信号を処理し、各送信機Ｓ１〜ＳＮの送
信シンボルｃ₁（ｉ）〜ｃ_N（ｉ）を推定してｃ₁＾
（ｉ）〜ｃ_N＾（ｉ）として出力端子Ｏｕｔ１〜Ｏｕｔ
Ｎに別々に出力する。

【０００３】現在までのところＭＩＭＯシステムにおけ
るＭＩＭＯ受信機の具体的な構成法に関する検討は十分
に行われていない。ＭＩＭＯシステムにおけるＭＩＭＯ
受信機の構成をＭＬＳＥ（最尤推定）規範に基づいて行
う場合は、送信機の数をＮ、各送信機の送信電波がＭＩ
ＭＯ受信機に到達するマルチパスの数をＱとすれば、Ｍ
ＩＭＯ受信機の計算量は２^(Q-1)N の桁になってしま
い、送信機数Ｎ、マルチパス数Ｑの増加に伴いその計算
量は莫大なものとなる。またシングルユーザの情報を複
数の並列信号として送信されたものを受信する場合に、
各並列信号を分離するにはマルチパス数の増加に伴い多
くの計算量を必要とする。そこでこの発明は計算効率の
よい複数系列信号のターボ受信方法を提案するものであ
るが、まずこの発明の元となる既存のシングルユーザ
（送信機１台）、つまり１系列送信信号に対するターボ
受信機について説明する。

【０００４】シングルユーザ用ターボ受信機 この場合の送信機、受信機の構成例を図３１に示す。送
信機１０では情報系列ｃ（ｉ）の符号化が符号化器１１
で行われ、その符号化出力がインタリーバ１２でインタ
リーブ（並べ替え）された後、変調器１３で搬送波信号
を変調し、その変調出力が送信される。この送信信号は
伝送路（マルチパスの各チャネル）を通じて受信機２０
に受信される。受信機２０では軟入力軟出力（ＳＩＳ
Ｏ:Ｓｉｎｇｌｅ-Ｉｎｐｕｔ-Ｓｉｎｇｌｅ-Ｏｕｔｐｕ
ｔ）等化器２１により遅延波の等化が行われる。この等
化器２１の入力は一般に受信信号がベースバンドに変換
され、そのベースバンドの受信信号が、送信信号の情報
系列のシンボル信号の周波数の１倍以上の周波数でサン
プリングされてディジタル信号に変換され、ディジタル
信号の受信信号として等化器２１へ入力される。

【０００５】シングルユーザの場合図３０ＡでＮ＝１に
あたり、各受信アンテナ＃ｍ（ｍ＝１，２，…，Ｍ）に
おける受信出力は、 ｒ_m (k) ＝Σ_q=0 ^Q-1 ｈ_m (q) ・ｂ（ｋ−ｑ）＋ｖ_m (k) （１） と表すことができる。ｍはアンテナインデックス、ｈは
チャネル値（伝送路インパルス応答：伝送路特性）、ｂ
（ｋ-ｑ+１）はユーザ（送信機１）の送信シンボル、ｖ
_m（ｋ）は受信機２０の内部の熱雑音である。そして全
てのアンテナ＃１〜＃Ｍからの出力を式（２）のベクト
ルとして表わし、式（３） ｒ（ｋ）＝［ｒ₁ (k) ｒ₂ (k) …ｒ_M (k) ］^T （２） ＝Σ_q=0 ^Q-1 Ｈ(q) ・ｂ（ｋ−ｑ+１）＋ｖ（ｋ）（３） を定義する。ここで、 ｖ(k) ＝［ｖ₁ （ｋ）ｖ₂ （ｋ）…ｖ_M （ｋ）］^T （４） Ｈ(q) ＝［ｈ₁ （ｑ）…ｈ_M （ｑ）］^T （５） である。また［ ］^T は転置行列を表わす。次にマルチ
パス（チャネル）の数Ｑを考慮して以下のベクトル及び
行列を定義する。

【０００６】 ｙ(k) ≡［ｒ^T （ｋ＋Ｑ−１）ｒ^T （ｋ＋Ｑ−２）…ｒ^T (k) ］^T （６） ≡Ｈ・ｂ（ｋ）＋ｎ（ｋ） （７） ここで、

【０００７】

【数１３】

【０００８】ただし、 ｂ(k−ｑ）＝［ｂ（ｋ＋Ｑ−１）ｂ（ｋ＋Ｑ−２）…ｂ（ｋ−Ｑ＋１）］^T （９） ｎ(k) ＝［ｖ^T （ｋ＋Ｑ−１）ｖ^T （ｋ＋Ｑ−２）…ｖ^T (k) ］^T （10） である。上で定義したｒ（ｋ）が等化器２１に入力さ
れ、このＳＩＳＯ等化器２１は線形等化器であって、そ
の等化出力として各符号化ビット｛ｂ（ｉ）｝が＋１で
ある確率と−１である確率の対数尤度比Λ₁ （ＬＬＲ：
Log-LikelihoodRatio）が導出される。

【０００９】

【数１４】

【００１０】である。ここでλ₁ ［ｂ（ｋ）］は後続の
復号器２４に送られる外部情報、λ₂ ^p ［ｂ（ｋ）］は
等化器２１に与えられる事前情報である。対数尤度比Λ
₁ ［ｂ（ｋ）］は事前情報λ₂ ［ｂ（ｋ）］が減算器２
２で減算され、更にデインタリーバ２３を介してＳＩＳ
Ｏチャネル復号器２４へ供給される。この復号器２４は
対数尤度比Λ₂ 、

【００１１】

【数１５】

【００１２】を算出する。ここでλ₂ ［ｂ（ｉ）］は繰
り返しの際に等化器２１にλ₂ ^p ［ｂ（ｋ）］として与
えられる外部情報であり、λ₁ ［ｂ（ｋ）］が復号器２
４に事前情報λ₁ ^p ［ｂ（ｉ）］として与えられる。Λ
₂ ［ｂ（ｉ）］は減算器２５でλ₁ ［ｂ（ｉ）］が減算
され、インタリーバ２６を介して等化器２１及び減算器
２２へ供給される。このようにして繰り返し等化、復号
が行われて誤り率の向上が達成される。次に前段の等化
器２１の詳細として受信ベクトルｙ（ｋ）に施す線形
フィルタ特性の算定について述べる。等化器２１の事前
情報λ₂ ^p ［ｂ（ｋ）］を用いて軟判定シンボル推定値 ｂ′（ｋ）＝tan ｈ［λ₂ ^p ［ｂ（ｋ）］／２］ （15） を算出する。そして、この推定値とチャネル行列Ｈを
用いて干渉成分、つまり干渉成分のレプリカＨ・
ｂ′（ｋ）を再生し、受信信号から引き算する。つま
り ｙ′（ｋ）≡ｙ（ｋ）−Ｈ・ｂ′（ｋ） （16） ＝Ｈ・（ｂ（ｋ）−ｂ′（ｋ））＋ｎ（ｋ） （17） ここで、 ｂ′（ｋ）＝［ｂ′（ｋ＋Ｑ−１）…０…ｂ′（ｋ−Ｑ＋１）］^T （18） を計算する。干渉成分のレプリカＨ・ｂ′（ｋ）は
正確なレプリカに必ずしもなっていないから、式（１
６）により干渉成分を完全に除去できない。そこで干渉
成分の残りを消す線形フィルタ係数ｗ（ｋ）を以下の
ＭＭＳＥ（最小平均２乗誤差）規範で求める。

【００１３】 ｗ（ｋ）＝arg min ‖ｗ^H （ｋ）・ｙ′（ｋ）−ｂ（ｋ）‖² （19）^H は共役転置を表わし、‖ ‖はノルムを表わす。式
（１９）を最小とするｗ（ｋ）を求める。以下のｗ
（ｋ）の導出は文献：Daryl Reynolds and Xiaodong Wa
ng，“LowComplexity Turbo-Equalization for Diversi
ty Channels”（http:/ee.tamu.edu/reynolds/ ）に記
載されている。この手法の主な達成事項として計算量の
大幅削減がある。従来のＭＬＳＥ型ターボの計算量は２
^Q-1 のオーダに比例していたのに対し、この手法はＱ³
のオーダで抑えられている。なおｗ^H （ｋ）・ｙ′
（ｋ）は等化器２１の出力であって、これからλ₁ ［ｂ
（ｋ）］が計算されてデインタリーバ２３を介して復号
器２４へ供給され、復号演算が行われる。

【００１４】等化器２１において等化処理を行うには、
式（１）中のチャネル値（伝送路インパルス応答）ｈを
推定する必要がある。このチャネル値の推定を以下では
チャネル推定と記す。チャネル推定は、１フレーム内の
先頭部に送られて来るユニークワードなどの既知のトレ
ーニング系列の受信信号と、記憶してあるトレーニング
系列とを用いて行われている。チャネル推定の精度が悪
いと、等化器２１での等化処理が正しく行われない。チ
ャネル推定の精度を高くするには１フレーム内のトレー
ニング系列の占める割合を大きくすればよいが、そのよ
うにすると本来のデータに対する伝送効率が低下する。
従って、１フレーム内のトレーニング系列の占める割合
を小さくし、かつチャネル推定精度を向上させることが
望まれる。

【００１５】このことはＭＩＭＯを含む多系列送信信号
に対する受信機に限らず、レーク（ＲＡＫＥ）受信機や
アダプティブアレーアンテナを用いた受信機においても
繰り返し復号処理により復号結果の確からしさを向上さ
せる受信機では、そのチャネル推定においては同様な問
題がある。

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】上記のターボ受信機は
以下の課題を持っている。 ・シングルユーザ（一台の送信機）、つまり１系列の送
信信号のみの対応である。 ・干渉成分を再生する際にチャネル値（行列Ｈ）が必要
であり、実装の際にはこれを推定する必要がある。 その推定誤差が繰り返し等化の効果を劣化させてしま
う。

【００１７】この発明の目的はこの２点を補うべく以下
にこの受信用をマルチユーザ、やシングルユーザ並列送
信などの複数の送信系列信号に対する受信機に拡張した
ターボ受信方法及びその受信機を提供することにある。
またこの発明の他の目的は、受信信号のチャネル値を、
受信信号と参照信号としての既知信号とから推定し、そ
の推定したチャネル値を用いて受信信号を処理し、その
処理した信号に対し、復号処理を行い、同一受信信号に
対し、上記推定したチャネル値を利用した処理と復号処
理とを繰り返し行う受信方法において、比較的短かい既
知信号によりチャネル推定を精度よく行うことができる
ターボ受信方法及びその受信機を提供することにある。

【００１８】

【課題を解決するための手段】この第１発明はＮ系列
（Ｎは２以上の整数）の送信信号を受信するターボ受信
方法であって、Ｍ個の受信信号ｒ_m （ｍ＝１，…，Ｍ）
と、Ｎ系列の既知信号とから、チャネル値ｈ_mn（ｑ）
（ｎ＝１，…，Ｎ）を計算し、復号により得られたＮ系
列の事前情報λ₂ ［ｂ_n （ｋ）］に基づき軟判定送信シ
ンボルｂ′_n （ｋ）を求め、チャネル値ｈ_mn（ｑ）と軟
判定送信シンボルｂ′_n （ｋ）を用いて、ｎ系列目の送
信信号自身が作る符号間干渉とｎ系列目の送信信号以外
の送信信号によって作られる干渉成分Ｈ・Ｂ′
（ｋ）を計算し、ここで

【００１９】

【数１６】

【００２０】Ｂ′（ｋ）＝［ｂ′^T（ｋ＋Ｑ−１）
…ｂ′^T（ｋ）…ｂ′^T（ｋ−Ｑ＋１）］^Tｂ ′（ｋ＋ｑ）＝［ｂ′₁ （ｋ＋ｑ）ｂ′₂ （ｋ＋
ｑ）…ｂ′_N （ｋ＋ｑ）］^T ｑ＝Ｑ−１……−Ｑ＋１ ｑ≠０でｂ ′（ｋ）＝［ｂ′₁ （ｋ）…０…ｂ′_N （ｋ）］^T
ｑ＝０で （ｂ′（ｋ）の要素のゼロはｎ番目）、Ｑは各送信信
号電波のマルチパスの数、ｑ＝０，…，Ｑ−１、［］ ^T
は転置行列を表わす。

【００２１】この符号間干渉Ｈ・Ｂ′（ｋ）を受信
ベクトルｙ（ｋ）から差し引き差分ベクトルｙ′
（ｋ）を求める。 ここでｙ（ｋ）＝［ｒ^T （ｋ＋Ｑ−１）ｒ^T （ｋ
＋Ｑ−２）…ｒ^T （ｋ）］^Tｒ （ｋ）＝［ｒ₁ （ｋ）ｒ₂ （ｋ）…ｒ_M （ｋ）］
^T チャネル行列Ｈ又は参照信号を用いて差分ベクトル
ｙ′（ｋ）内の残余干渉成分を除去するための、ｎ系
列目の送信信号の受信信号に対する適応フィルタ係数
ｗ_n （ｋ）を求め、差分ベクトルｙ′（ｋ）を上記
適応フィルタ係数ｗ_n （ｋ）によりフィルタ処理し
て、ｎ系列目の送信信号に対する干渉除去された受信信
号としてｎ系列の対数尤度比を得る。これらＮ系列の対
数尤度比を用いて復号する。

【００２２】第２発明によれば、第１発明において、ｑ
＝０の場合に、ｂ ′（ｋ）＝［ｂ′₁ （ｋ）…ｆ（ｂ′_n （ｋ））…
ｂ′_N （ｋ）］^Tｂ ′（ｋ）の要素のｆ（ｂ′_n （ｋ）はｎ番目であ
り、ｆ（ ）はｆ（０）＝０、かつｄ｛ｆ（ｂ′
_n （ｋ）｝／ｄ｛ｂ′_n （ｋ）｝≧０を満たすｂ′
_n （ｋ）を変数とする関数とすることを特徴とする。第
３発明によれば、等化処理を複数段階に分けて行い、後
段程、等化出力の系列の数を少なくする。

【００２３】この第４発明によれば受信信号のチャネル
値を、受信信号と参照信号としての既知信号とから推定
し、その推定したチャネル値を用いて受信信号を処理
し、その処理した信号に対し復号処理を行い、同一受信
信号に対し、上記推定したチャネル値を利用した処理と
復号処理とを繰り返し行うターボ受信方法において、復
号された硬判定情報シンボルの確からしさを、その軟判
定情報シンボルの値から決定し、その確からしさが所定
値以上の硬判定情報シンボルをも次回のチャネル推定の
参照信号に用いる。

【００２４】

【発明の実施の形態】第１発明（１） 図１にこの発明が適用されるＭＩＭＯシステムの構成例
を示す。送信側のＮ個の送信機Ｓ１…ＳＮのそれぞれに
おいて情報系列ｃ₁ （ｉ）…ｃ _N （ｉ）がそれぞれ符号
器１１−１，…，１１−Ｎで符号化され、これら符号化
出力はインタリーバ１２−１，…，１２−Ｎを通じて変
調器１３−１，…，１３−Ｎに変調信号として供給さ
れ、これら変調信号により搬送波信号が変調されて信号
ｂ₁ （ｋ），…，ｂ_N （ｋ）として送信される。つまり
送信機Ｓ１，…，ＳＮからの送信信号ｂ₁ （ｋ），…，
ｂ_N （ｋ）がＮ系列の送信信号の場合である。

【００２５】伝送路（チャネル）を通じて多出力受信機
に受信された受信信号ｒ（ｋ）は多出力等化器３１に
入力され、受信機に受信された信号はベースバンド信号
に変換され、そのベースバンド信号は例えばそのシンボ
ル周期の１／２の周期でサンプリングされてディジタル
信号に変換されそのディジタル信号として等化器３１に
入力される。またこのディジタル信号は１以上の整数Ｍ
個とされる。例えばＭ個のアンテナよりの受信信号がＭ
個のディジタル信号の受信信号とされる。等化器３１か
らＮ個の対数尤度比Λ₁ ［ｂ₁ （ｋ）］，…，Λ₁ ［ｂ
_N （ｋ）］が出力される。Λ₁ ［ｂ₁ （ｋ）］，…，Λ
₁ ［ｂ_N （ｋ）］はそれぞれ事前情報λ₁ ［ｂ
₁ （ｋ）］，…，λ₁ ［ｂ_N （ｋ）］が減算器２２−
１，…，２２−Ｎでそれぞれ減算され、デインタリーバ
２３−１，…，２３−Ｎを通じて軟入力軟出力（ＳＩＳ
Ｏ）復号器（チャネル復号器）２４−１，…，２４−Ｎ
にそれぞれ入力されて復号され、復号器２４-１，…，
２４−Ｎから復号情報系列ｃ′₁ （ｉ），…，ｃ′
_N （ｉ）が出力されると共に対数尤度比Λ₂ ［ｂ
₁ （ｉ）］，…，Λ₂ ［ｂ_N （ｉ）］がそれぞれ出力さ
れる。Λ₂ ［ｂ₁ （ｉ）］，…，Λ ₂ ［ｂ_N （ｉ）］は
減算器２５−１，…，２５−Ｎによりλ₁ ［ｂ
₁ （ｉ）］，…，λ₁ ［ｂ_N （ｉ）］がそれぞれ減算さ
れ、更に、インタリーバ２６−１，…，２６−Ｎをそれ
ぞれ通じてλ₂ ［ｂ₁ （ｋ）］，…，λ₂ ［ｂ
_N （ｋ）］として多出力等化器３１及び減算器２２−
１，…，２２−Ｎにそれぞれ供給される。

【００２６】マルチユーザ（複数送信機）からの受信信
号ｒ_m （ｋ）（ｍ＝１，…，Ｍ）は、等化器３１の入力
として、 ｒ_m （ｋ）＝Σ_q=0 ^Q-1 Σ_n=1 ^N ｈ_mn（ｑ）・ｂ_n （ｋ−ｑ）＋ｖ_m （ｋ ） （２０） と複数ユーザ分足し合わせたものとなる。ｑ＝０，…，
Ｑ−１，Ｑは各送信電波のマルチパスの数、そしてシン
グルユーザの場合と同じ手順でベクトルｙ（ｋ）を定
義すると、 ｙ（ｋ）≡［ｒ^T （ｋ＋Ｑ−１）ｒ^T （ｋ＋Ｑ−２）…ｒ^T （ｋ） ］^T （２１） ＝Ｈ・Ｂ（ｋ）＋ｎ（ｋ） （２２） ここで、ｒ（ｋ）＝［ｒ₁（ｋ）…ｒ_M（ｋ）］^T

【００２７】

【数１７】 ただし、

【００２８】

【数１８】

【００２９】 Ｂ（ｋ）＝［ｂ^T（ｋ＋Ｑ−１）…ｂ^T（ｋ）…ｂ^T（ｋ−Ｑ＋１） ］^T （２５） ｂ（ｋ＋ｑ）＝［ｂ₁ （ｋ＋ｑ）ｂ₂ （ｋ＋ｑ）…ｂ_N （ｋ＋ｑ）］^T ｑ＝Ｑ−１，Ｑ−２，…，−Ｑ＋１ （２６） となる。次に干渉除去ステップにおいて、今第ｎ番目の
ユーザ（送信機）からの信号が所望であると仮定する。
この例では全ユーザ（送信機）よりの信号の軟判定シン
ボル推定値とチャネル行列（伝送路インパルス応答値行
列）Ｈを用いて、第ｎ番目以外のユーザの信号による
干渉と第ｎ番目のユーザの信号自身が作る干渉との合成
したもの、つまり干渉レプリカＨ・Ｂ′（ｋ）を再
生して以下のように、ｙ（ｋ）からこの干渉レプリカ
を引算して差分ベクトルｙ′（ｋ）を生成する。

【００３０】 ｙ′（ｋ）≡ｙ（ｋ）−Ｈ・Ｂ′（ｋ） （２７） ＝Ｈ・（Ｂ（ｋ）−Ｂ′（ｋ））＋ｎ（ｋ） （２８） ここで、 Ｂ′（ｋ）＝［ｂ′^T（ｋ＋Ｑ−１）…ｂ′^T（ｋ）…ｂ′^T（ｋ− Ｑ＋１）］^T （２９） そして、 ｂ′（ｋ＋ｑ）＝［ｂ′₁ （ｋ＋ｑ）ｂ′₂ （ｋ＋ｑ）…ｂ′_N （ｋ＋ｑ ）］^T :ｑ＝Ｑ−１，…，−Ｑ＋１，ｑ≠０ （３０） ｂ′（ｋ）＝［ｂ′₁ （ｋ）…０…ｂ′_N （ｋ）］^T ：ｑ＝０ （３１）ｂ ′（ｋ）の要素中の０はｎ番目である。ｂ′
_n （ｋ）は式（１５）と同様にｂ′_n （ｋ）＝tan ｈ
［λ₂ ［ｂ_n （ｋ）］／２］を計算して求めた軟判定送
信シンボル推定値である。ベクトルＢ′（ｋ）は干渉
シンボルのレプリカベクトルである。

【００３１】次に干渉成分の残り、つまり干渉成分レプ
リカＨ・Ｂ′（ｋ）の不完全性に基づく干渉剰余
と、第ｎ番目自身の信号が作る干渉成分とを消すための
第ｎ番目のユーザ用のフィルタ係数ｗ_n （ｋ）を以下
の式（３２）を最小とするｗ _n （ｋ）をＭＭＳＥ（最
小平均２乗誤差）規範で求める。 ｗ_n （ｋ）＝arg min ‖ｗ_n ^H （ｋ）・ｙ′（ｋ）−ｂ_n （ｋ）‖² （３２） 以下の操作はシングルユーザの場合と同一である。つま
り求めたｗ_n （ｋ）を用いてｗ_n ^H （ｋ）・ｙ′
（ｋ）を計算し、その計算結果をデインタリーバ２３−
ｎを介してλ₁ ［ｂ_n （ｉ）］として、復号器２４−ｎ
に入力して復号演算が行われる。

【００３２】ユーザ１からＮまで以上の方法で受信信号
ｒ_mに対しフィルタ（線形等化）処理を求めていく。そ
の結果等化器３１の出力数はＮとなり、これら出力は各
々の復号器２４−１，…，２４−Ｎにより復号される。
以上がシングルユーザ用ターボ受信機のマルチユーザ
（ＭＩＭＯ）用への拡張である。以上の説明から、多出
力等化器３１の機能構成例は図２に示すようになる。Ｍ
個の受信信号ｒ_m（ｋ）は受信ベクトル生成部３１１に
より受信ベクトルｙ（ｋ）が生成され、各ユーザごと
の等化部３１２−１〜３１３−Ｎへ供給される。またチ
ャネル推定器２８において計算されたチャネル行列Ｈ
も等化部３１２−１〜３１２−Ｎへ供給される。各チャ
ネル復号器２４−ｎからの事前情報λ₂［ｂ_n （ｋ）］
が軟判定シンボル推定部３１３に入力され、それぞれ軟
判定送信シンボル推定値ｂ′_n （ｋ）＝ｔａｎｈ［λ₂
［ｂ_n （ｋ）］／２］が計算される。等化部３１２−１
〜３１２−Ｎ内の機能構成と処理は同一であり、等化部
３１２−１で代表して説明する。

【００３３】さらに軟判定送信シンボルの推定値ｂ′₁
（ｋ）〜ｂ′_N （ｋ）が、干渉レプリカベクトル生成部
３１４−１に供給され、式（２９）〜（３１）により干
渉レプリカベクトルＢ′₁ （ｋ）が生成され、このベ
クトルＢ′₁ （ｋ）はフィルタ処理部３１５−１でチ
ャネル行列Ｈによりフィルタ処理され、その結果の干
渉レプリカ成分Ｈ・Ｂ′₁（ｋ）が、差演算部３１
６−１で受信ベクトルｙ₁ （ｋ）から差し引かれ、差
分ベクトルｙ′₁ （ｋ）が生成される。

【００３４】フィルタ係数推定部３１７−１に少くとも
チャネル行列Ｈ、又は後述するように参照信号が入力
され、前記干渉成分の残りを除去するためのフィルタ係
数ｗ₁（ｋ）が求められる。この例ではチャネル推定
器２８よりのチャネル行列Ｈと雑音成分の共分散σ²
と、軟判定シンボル生成部３１３−１からの軟判定送信
シンボルｂ′₁（ｋ）〜ｂ′_N（ｋ）がフィルタ係数推定
部３１７−１に入力され、式（３２）を最小とするフィ
ルタ係数ｗ₁ （ｋ）が最小平均２乗誤差規範で求めら
れる。このフィルタ係数ｗ₁ （ｋ）を求める具体的処
理は後で述べる。適応フィルタ処理部３１８−１で差分
ベクトルｙ′₁ （ｋ）がフィルタ係数ｗ₁ （ｋ）に
より処理され、ユーザ１からの送信信号に対する受信信
号の等化出力としてΛ₁ ［ｂ₁ （ｋ）］が出力される。

【００３５】また前述したこの発明の実施例の多入力多
出力ターボ受信方法の処理手順を図３に示す。ステップ
Ｓ１で受信信号ｒ（ｋ）と各トレーニング信号ｂ
_n （ｋ）からチャネル値ｈ_mn（ｑ）及び雑音成分の共分
散σ²を計算し、ステップＳ２でそのチャネル値ｈ
_mn（ｑ）からチャネル行列Ｈを計算し、ステップＳ３
でターボ受信処理における前回の処理で得た各事前情報
λ₂ ［ｂ_n （ｋ）］から軟判定送信シンボル推定値ｂ′
_n （ｋ）＝ｔａｎｈ（λ₂ ［ｂ_n （ｋ）］／２）を計算
する。

【００３６】ステップＳ４で受信信号ｒ（ｋ）から受信
ベクトルｙ（ｋ）を生成し、ステップＳ５で各軟判定
送信シンボル推定値ｂ′_n （ｋ）を用いて式（２９）〜
（３１）により干渉レプリカベクトルＢ′_n （ｋ）を
生成し、ステップＳ６でｎ番目送信機よりの受信信号に
対する干渉成分レプリカＨ・Ｂ′_n （ｋ）を計算す
る。ステップＳ７で受信ベクトルｙ（ｋ）から干渉成
分レプリカＨ・Ｂ′_n （ｋ）を差し引き、差分ベク
トルｙ′_n （ｋ）を求める。ステップＳ８でチャネル
行列Ｈと、軟判定送信シンボルｂ′₁（ｋ）〜ｂ′
_N（ｋ）と、雑音成分の共分散σ²とにより、ｎ番目送信
機よりの受信信号中の残余干渉を除去するためのフィル
タの係数ｗ_n （ｋ）を、式（３２）を最小とする最小
平均２乗誤差規範で求める。

【００３７】ステップＳ９で差分ベクトルｙ′
_n （ｋ）に対しフィルタ係数ｗ_n （ｋ）によるフィル
タ処理を行って対数尤度比Λ₁ ［ｂ_n （ｋ）］を得る。
ステップＳ１０でΛ₁ ［ｂ_n （ｋ）］から事前情報λ₂
［ｂ_n （ｋ）］を減算した後、デインタリーブを施し、
更に復号を行って対数尤度比Λ₂ ［ｂ_n （ｋ）］を出力
する。このステップＳ４〜Ｓ１０の処理をｎ＝１〜Ｎに
ついて同時に又は順次に行う。その後、ステップＳ１１
で復号回数、つまりターボ受信処理回数が所定数になっ
たかを調べ、所定数になってなければ、ステップＳ１２
で対数尤度比Λ₂ ［ｂ _n （ｋ）］から外部情報λ₁ ［ｂ
_n （ｋ）］を減算し、その結果をインタリーブして事前
情報λ₂ ［ｂ_n （ｋ）］を求めてステップＳ３に戻る。
ステップＳ１１で復号が所定回数の場合はステップＳ１
３でその時の復号結果を出力する。

【００３８】次にチャネル推定部２８について述べる。
各受信信号ｒ_m（ｋ）は次式で表わせる。 ｒ_m （ｋ）＝Σ_q=0 ^Q-1 Σ_n=1 ^N ｈ_mn（ｑ）・ｂ_n （ｋ−ｑ）＋ｖ_m （ ｋ） （３３） チャネル推定部２８は式（３３）中のチャネル値（伝送
路インパルス応答）のｈ_mn（ｑ）の値とノイズｖ
_m （ｋ）の平均電力（≡σ² ）を求める。通常送信側は
図４Ａに示すように受信機で既知のユニークワード（ト
レーニング信号）を各送信フレームの始めに挿入し、受
信機はそのユニークワード（既知信号）をトレーニング
系列としてＲＬＳ（再帰的最小２乗法）などを用いてチ
ャネル値ｈ_mn（ｑ）を推定していく。各チャネル復号器
２４−１，…，２４−Ｎから、その対数尤度比Λ₂ ［ｂ
₁ （ｉ）］，…，Λ₂ ［ｂ_N （ｉ）］のそれぞれについ
て、正であれば＋１を負であれば−１をそれぞれ復号符
号信号（送信符号化シンボル硬判定値）ｂ₁ ^（ｉ），
…，ｂ_N ^（ｉ）として出力し、これらｂ₁ ^（ｉ），
…，ｂ_N ^（ｉ）はインタリーバ２７−１，…，２７−
Ｎを通じて繰り返しチャネル推定器２８に入力される。
チャネル推定器２８には受信信号ｒ（ｋ）が入力され
ると共にユニークワード記憶部２９からユニークワード
が参照信号として入力される。チャネル推定器２８はこ
れら入力された信号に基づき、式（３３）の各ｈ
_mn（ｑ）とσ²の各値を最小２乗法により推定する。こ
の推定は伝送路のインパルス応答を推定して受信信号を
適応フィルタにより適応的に等化する場合のインパルス
応答の推定と同様の手法で行うことができる。

【００３９】このようにトレーニング系列を用いるのは
通常用いられる手法であるが、正味の伝送速度を上げる
には１フレーム内のユニークワードの占める割合を小さ
くする必要があり、そうすればチャネル推定の誤差は増
大する。そしてその誤差が上記の繰り返し等化の特性を
劣化させてしまう。そこでチャネル値の繰り返し推定を
次のようにするとよい。その概念を図４Ｂに示す。これ
は同一受信信号の繰り返し等化処理、つまりターボ受信
処理の繰り返し処理の各段階でチャネル値も繰り返し推
定していこうというものである。つまり１回目において
はユニークワードの後の情報シンボル系列に対しては、
ユニークワードのみを参照信号として用いてチャネル値
を推定し、その推定したチャネル値を用いて受信信号を
等化し送信シンボルを推定するが、２回目以降の等化処
理の前に、そのユニークワードを参照信号として用いて
チャネル推定を行い、かつ前回の復号処理で得られたシ
ンボル推定値（硬判定値）も参照信号として用いてフレ
ーム内全体でチャネル推定を行う。この場合、全ての硬
判定値を用いるのではなく、確からしいと判断された硬
判定値のみを参照信号として用いるとよい。硬判定は復
号器２４−ｎからの対数尤度比Λ₂ ［ｂ_n （ｉ）］を用
いてこれが正なら＋１、負なら−１とすることによって
行われる。その際その対数尤度比Λ₂ ［ｂ_n （ｉ）］の
絶対値が大きいほどその硬判定値は確からしいと言え
る。例えば、対数尤度０．３を１と判定した時の１より
も、対数尤度５を１と判定したときの１の方が確からし
い。そこで以下にしきい値を用いて確からしい硬判定値
ｂ_n （ｉ）を選定し、それを用いて繰り返しチャネル推
定を行う方法を説明する。

【００４０】まず復号器２４−ｎよりの対数尤度比Λ₂
［ｂ_n （ｉ）］を用いて、シンボルの軟判定値ｂ′
_n （ｉ）を、 ｂ′_n （ｉ）＝tan ｈ［Λ₂ ［ｂ_n （ｉ）］／２］ として求める。この操作は対数尤度値を１に規格化し絶
対値が１を超えることはないようにするためである。次
に予めしきい値（０と１の間）を用意しておき、その軟
判定値ｂ′_n （ｉ）の絶対値がそのしきい値よりも大き
いものに対してその硬判定値ｂ＾_n （ｉ）を保存してお
き、これを繰り返しチャネル推定に用いる。例えばしき
い値を０．９に設定すると軟判定値ｂ′_n （ｉ）のうち
絶対値が０．９以上の硬判定値ｂ＾_n （ｉ）のみが選別
される。しきい値が０．９と高いため選別された硬判定
値ｂ＾_n （ｉ）の確からしさは高いと考えられるから、
これらを利用して行う繰り返しチャネル推定の精度は上
がると考えられるが、その分、選別されるシンボル数が
減少するため繰り返しチャネル推定精度は下がるとも考
えられる。つまり最適なしきい値を０と１の間で選定す
る必要がある。補足として仮にしきい値を１と設定した
場合、選別される硬判定値ｂ＾_n （ｉ）はないため繰り
返しチャネル推定は行われないということになる。そこ
で後で述べるが、しきい値は０．２〜０．８程度に設定
して行う。

【００４１】従って１回目の情報シンボル系列に対する
送信シンボル推定値（硬判定値）ｂ ₁ ^（ｉ），…，ｂ
_N ^（ｉ）中のしきい値により確からしいと判断された
シンボル値をインタリーバ２７−１，…，２７−Ｎの出
力から前回送信シンボル推定値として前回シンボル記憶
部３２に記憶しておき、受信信号ｒ（ｋ）の２回目の
繰り返し等化復号処理においては（受信信号ｒ（ｋ）
は記憶部に記憶してある）、まずユニークワードを用い
てチャネル推定を行い、更に情報シンボル系列に対し
て、前回シンボル記憶部３２から、推定送信シンボル硬
判定推定値ｂ＾₁ （ｉ），…，ｂ＾_N （ｉ）中の確から
しいと判定されたシンボル値を読み出してチャネル推定
器２８に入力して、チャネル推定を行い、つまりフレー
ム内全体でのチャネル推定を行い、その推定値ｈ
_mn（ｑ）とσ² を用いて、受信信号ｒ（ｋ）に対する
等化、復号（送信シンボル推定）を行う。この際にその
推定した送信シンボル中のしきい値により確からしいと
判定されたシンボル値で前回シンボル記憶部３２の記憶
内容を更新しておく。以下同様にして、等化、復号の繰
り返しの際におけるチャネル推定はユニークワードを用
いる推定と、前回の推定送信シンボル中の確からしいと
判定されたものを用いる推定とによりフレーム内全体で
チャネル推定を行う。その推定チャネルを用いて等化、
復号（送信シンボル推定）を行い、また前回シンボル記
憶部３２の更新を行う。なおこの前回シンボル記憶部３
２には復号器からの送信シンボル硬判定値ｂ＾
₁ （ｉ），…，ｂ＾_N （ｉ）中のしきい値により確から
しいと判定されたシンボル値を前回シンボル記憶部３２
に直接格納更新し、この前回シンボル記憶部３２の記憶
シンボル値を利用する場合にインタリーバ２７−１，
…，２７−Ｎを通してチャネル推定器２８へ入力するよ
うにしてもよい。

【００４２】このようにすることによって繰り返しによ
り、チャネル推定の誤差が減少し、シンボル推定の精度
が向上し、ターボ等化におけるチャネル推定誤差による
特性劣化の問題を改善することができる。このように確
からしいシンボル硬判定値を用いて情報シンボル系列に
おいてチャネル推定を行う場合には、各復号器２４−ｎ
に図５に示す機能構成が付加される。対数尤度比Λ
₂ ［ｂ_n （ｉ）］が軟判定値推定部２４１に入力され、
ｂ′_n（ｉ）＝ｔａｎｈ（Λ₂ ［ｂ_n （ｉ）］）が計算
され、送信シンボル軟判定値ｂ′_n （ｉ）が推定され、
この値ｂ′_n （ｉ）が比較部２４２でしきい値設定部２
４３からのしきい値Ｔｈと比較され、ｂ′_n （ｉ）がＴ
ｈ以上で１、Ｔｈより小で０が出力される。一方対数尤
度比Λ₂ ［ｂ_n （ｉ）］が硬判定部２４４に入力され、
Λ₂ ［ｂ_n （ｉ）］が正なら＋１、負なら−１とされた
シンボル硬判定値ｂ＾_n （ｉ）が出力され、このシンボ
ル硬判定値ｂ＾_n （ｉ）は、対応するシンボル軟判定値
がしきい値以上であればゲート２４５が開とされて出力
され、図１中のインタリーバ２７−ｎを通じて前回シン
ボル記憶部３２に供給され、記憶中の前記シンボルが更
新される。

【００４３】また確からしいシンボル硬判定値をも利用
したチャネル推定の手順は図６に示すようになる。まず
ステップＳ１で受信信号ｒ（ｋ）とユニークワードとに
よるチャネル推定を行い、ステップＳ２で復号処理が１
回目か否かを調べ、１回目であれば、ステップＳ３でそ
の推定したチャネル値ｈ_mn（ｑ）を用いて等化、復号処
理、つまり図３中のステップＳ３〜Ｓ１０の処理を行
う。ステップＳ４で対数尤度比Λ₂ ［ｂ_n （ｉ）］に対
し、送信シンボル硬判定処理を行い、硬判定値ｂ＾
_n （ｉ）を求め、ステップＳ５で対数尤度比Λ₂ ［ｂ_n
（ｉ）］に対し、ｂ′_n （ｉ）＝ｔａｎｈ（Λ₂ ［ｂ_n
（ｉ）］／２）を計算して送信シンボル軟判定値ｂ′_n
（ｉ）を推定する。ステップＳ６でシンボル軟判定値
ｂ′_n （ｉ）がしきい値Ｔｈ以上か否かにより、対応シ
ンボル硬判定値ｂ＾ _n （ｉ）の確からしいものを決定
し、ステップＳ７でその確からしいシンボル硬判定値に
より、前回シンボル記憶部３２内の記憶内容を更新す
る。次にステップＳ８で復号回数が所定値であるかを調
べ、所定値になっていなければ、ステップＳ１へ戻る。
正確には図３中のステップＳ１２を経て図３中のステッ
プＳ１に戻る。

【００４４】ステップＳ２で復号処理が１回でないと判
定されると、ステップＳ９で前回シンボル記憶部３２か
ら前回の記憶シンボル、つまり確からしい硬判定シンボ
ルを読み出し、これと受信信号ｒ（ｋ）の情報シンボル
系列とを用いてチャネル推定を行ってステップＳ３に移
る。以上においては、２回目以後の処理においても、ユ
ニークワードも参照信号として初期状態からチャネル推
定をしたが、２回目以後は参照信号として確らしい硬判
定シンボルのみを用いてもよい。この場合は図６中に破
線で示すように、ステップＳ１′で１回目の処理かを調
べ、１回目の処理であれば、ステップＳ２′でユニーク
ワードを参照信号としてこれと、受信信号とによりチャ
ネル値の推定を行い、ステップＳ３′でその推定チャネ
ル値と、その推定に用いた各パラメータの値を記憶部に
記憶した後、ステップＳ３の等化、復号処理へ移る。

【００４５】ステップＳ１′で１回目でなければ、チャ
ネル推定処理に先立ち、ステップＳ４′で先に記憶した
チャネル推定値と各種処理パラメータを設定してステッ
プＳ９へ移る。所で式（３２）の解は次式となる。 ｗ_n （ｋ）＝（ＨＧ（ｋ）Ｈ^H ＋σ² Ｉ）^-1・ｈ （３４）Ｉ は単位行列、σ² は受信機の内部雑音電力（雑音成
分の共分散）であり、σ² Ｉは雑音成分の共分散行
列、Ｇ（ｋ）はチャネル推定２乗誤差に対応する。

【００４６】 Ｇ(k) ≡Ｅ［（Ｂ(k) −Ｂ′(k) ）・（Ｂ(k) −Ｂ′(k) ）^H ］ ＝diag［Ｄ(ｋ＋Ｑ−１)，…，Ｄ(ｋ)，…，Ｄ(ｋ−Ｑ＋１)］ （３５） Ｅ［］は平均を、diagは対角行列（対角線の要素以外の
要素はゼロ）を表わす。また Ｄ（ｋ＋ｑ）＝diag［１−ｂ′² ₁ （ｋ＋ｑ），…，１−ｂ′² _n （ｋ＋ｂ ），…，１−ｂ′² _N （ｋ＋ｑ）］ （３６） ｑ＝Ｑ−１，Ｑ−２，…，−Ｑ＋１，ｑ≠０ｑ＝０の時
は Ｄ（ｋ）＝diag［１−ｂ′² ₁（ｋ），…，１，…，１−ｂ′ ² _N（ｋ）］ （３７） ベクトルＤ（ｋ）中の１はｎ番目の要素（ｎ番目のユ
ーザの送信信号を所望の信号としている）である。

【００４７】

【数１９】

【００４８】つまりｈは式（２３）のＨの（Ｑ−
１）・Ｎ＋ｎ列目の全要素からなる。図２に示したよう
に多出力等化器３１のフィルタ係数推定部３１７−１で
は、チャネル推定器２８で推定されたチャネル行列Ｈ
及び雑音電力σ² と、軟判定シンボル生成部３１３−１
よりの軟判定送信シンボルｂ′₁ （ｋ）〜ｂ′_N （ｋ）
とが入力されて、残余干渉除去フィルタ係数ｗ
_n（ｋ）が式（３４）〜（３８）により演算される。式
（３４）は逆行列演算を行うことになるが、この演算は
逆行列の補助定理（Matrix Inversion Lemma）を用い
ることにより演算量を削減することができる。つまり式
（３６）及び（３７）の各ｂ′² の部分を全て１に近似
すると、 Ｄ（ｋ＋ｑ）＝ｄｉａｇ［０，…，０］＝０ （ｑ≠０） （39） Ｄ（ｋ）＝ｄｉａｇ［０，…，１，…，０］ （40） つまり、Ｄ（ｋ）の要素中のｎ行ｎ列の要素のみが１
で、他の全ての要素は０となる。これら式（３９），
（４０）で決まる式（３５）の誤差行列Ｇ（ｋ）を式
（３４）に代入すると、 ｗ_n （ｋ）＝（ｈ・ｈ^H ＋σ² Ｉ）^-1・ｈ （41） となる。ｈは式（３８）で定義されたもの。

【００４９】この近似により、ｗ_n （ｋ）はｋに依存
しないため、離散的時刻ｋ毎の逆行列計算が不要とな
り、計算量が削減される。この式（４１）に対し、逆行
列の補助定理を適用する。この逆行列の補助定理はＡ，
Ｂを（Ｍ，Ｍ）の正方行列、Ｃを（Ｍ，Ｎ）行列、Ｄを
（Ｎ，Ｎ）の正方行列とし、Ａ＝Ｂ^-1＋ＣＤ^-1Ｃ^H で表
される場合、Ａの逆行列は Ａ^-1＝Ｂ−ＢＣ（Ｄ＋Ｃ^H ＢＢＣ）^-1Ｃ^H Ｂ （４２） で与えられる。式（４１）中の逆行列演算の部分にこの
定理を適用すると、ｈ （ｋ）・ｈ（ｋ）^H ＋σ² Ｉ＝Ｂ^-1＋ＣＤ^-1Ｃ
^Hｈ （ｋ）・ｈ（ｋ）^H ＝ＣＤ^-1Ｃ^H ，σ² Ｉ＝Ｂ
^-1，ｈ（ｋ）＝ＣＩ ＝Ｄ^-1， ｈ（ｋ）^H ＝Ｃ^H となり、これを用いて式（４２）を計算すれば式（４
１）中の逆行列演算が求まる。なお式（４２）中にも逆
行列演算（Ｄ＋Ｃ^H ＢＢＣ）^-1が含まれるが、この逆行
列はスカラとなるから簡単に計算することができる。

【００５０】つまりこの場合は、 ｗ_n （ｋ）＝１／（σ² ＋ｈ^H ・ｈ）ｈ (41-1) となる。この式の右辺の１／（ ）はスカラー、即ち一
定数となるため１としてもよい。よってｗ_n （ｋ）＝
ｈと置けるから、ｈのみでｗ （ｋ）が決定され
る。図２中のフィルタ係数推定部３１７−１には、破線
で示すように、チャネル推定器２８からチャネル行列
Ｈ中の式（３８）で示されるｈのみを入力すればよ
い。

【００５１】なお、式（３９）、式（４０）による近似
は逆行列の補助定理を用いる場合に限らず、この近似に
より式（３４）の計算量を少くすることができる。特に
この近似を行い、かつ逆行列の補助定理を用いれば更に
演算量を減少でき、またその際に雑音成分の共分散行列
をσ² Ｉとすると、式（４１−１）に示すようにｗ
_n （ｋ）＝ｈで近似でき、共分散行列に無関係とな
り、更に計算が簡略化される。第２発明（誤り訂正反映） 式（２７）に示した受信ベクトルｙ（ｋ）からＨ・
Ｂ′（ｋ）を減算する等化処理では、検出する信号ｂ
_n （ｋ）以外の信号の送信シンボル軟判定値は誤り訂正
復号結果が反映されているが、検出する信号ｂ_n （ｋ）
に関する誤り訂正復号結果が反映されていない。そこ
で、以下のように処理をすることが好ましい。

【００５２】式（２９）中のｂ′（ｋ）、つまり式（３
１）を次式に変更する。 ｂ′（ｋ）＝［ｂ′₁ （ｋ） ｂ′₂ （ｋ）… ｂ′_n-1 （ｋ） ｆ（ｂ′_n （ｋ）） ｂ′_n+1 （ｋ）… ｂ′_N （ｋ）］ （４３） ただし、ｆ（ｂ′_n （ｋ））はｂ′_n （ｋ）を入力とす
る任意の関数このようにすることにより、検出する信号
ｂ_n （ｋ）に関しても誤り訂正復号結果を反映させるこ
とが可能となる。つまりｂ′_n （ｋ）＝０とすることな
く（ｂ′_n （ｋ）に応じた適当な値を加算することによ
り、例えば、雑音や干渉信号に埋ずもれた検出する信号
を強調することになって、ｂ_n （ｋ）を正しく検出する
ことができる。

【００５３】ｆ（ｂ′_n （ｋ））については、ｂ′
_n （ｋ）の符号はｂ′_n （ｋ）に対応するシンボルの硬
判定結果に関係し、またｂ′_n （ｋ）の絶対値が大きい
ほどｂ′ _n （ｋ）に対応する硬判定シンボルの信頼性が
大きいという性質から以下の条件を満たす必要がある。
ｂ′_n （ｋ）＝０、つまり硬判定シンボルの信頼性が０
の場合はこの関数ｆの値も０である。即ち ｆ（０）＝０ （４４） である。またｂ′_n （ｋ）の値が大きければ関数ｆの値
も大きな値となる。即ち ｄ｛ｆ（ｂ′_n （ｋ））｝／ｄ｛ｂ′_n （ｋ）｝≧０ （４５） である。このようなｆ（ｂ′_n （ｋ））の例としては、 ｆ（ｂ′_n （ｋ））＝α×ｂ′_n （ｋ） （４６） ｆ（ｂ′_n （ｋ））＝α×ｂ′_n （ｋ）² （４７） が挙げられる。例えば式（４６）を用いてαを定数とす
れば式（４３）を簡単に実現できる。ここでαは０＜α
＜０．６である。αを０．６より大きくすると逆にＢＥ
Ｒ（誤り率）特性が劣化してしまい、正しい復号結果が
得られなくなる。また、αを復号結果の信頼度に応じて
可変することも考えられる。例えば復号処理の繰り返し
毎にαを設定する。この場合、通常は復号処理の繰り返
し回数が多くなるほど復号結果の信頼度が上がるため、
復号処理の繰り返し回数に応じてαの値を大きくすれば
良い。あるいは、復号処理の繰り返しごとに復号された
フレーム全体の信頼度を判定し、その判定に基づいてα
の値を決定すればよい。復号されたフレームの信頼度を
判定する方法として、例えば復号結果を１回前の繰り返
し復号時の復号結果と比較し、前回の復号時から変化し
た硬判定シンボル数をカウントする方法が考えられる。
すなわち、変化した硬判定シンボル数が多い場合には信
頼度は低いと判定し、変化した硬判定シンボル数が少な
い場合には信頼度が高いと判定すればよい。

【００５４】また、このようなｂ′_n （ｋ）の変更に伴
い、ＭＭＳＥ（最小平均２乗誤差）フィルタの係数ｗ
_n （ｋ）を求める際に用いる式（３５）を以下のように
変更することが望ましい。Ｇ （ｋ）＝Ｅ［（Ｂ（ｋ）−Ｂ′（ｋ））・（Ｂ（ｋ）−Ｂ′（ｋ） ）^H ］ ＝ｄｉａｇ［Ｄ（ｋ＋Ｑ−１），…，Ｄ（ｋ），…，Ｄ（ｋ− Ｑ＋１）］ ここで式（２９）、式（３１）より

【００５５】

【数２０】

【００５６】とする。Ｄ（ｋ）のｎ行ｎ列の要素は Ｅ［（ｂ_n （ｋ）＋ｆ（ｂ′_n （ｋ）））・（ｂ
_n （ｋ）＋ｆ（ｂ′_n （ｋ）））］^* ［ ］^* は複素共役を表わす。この式はＢＰＳＫ変調の
場合は次式となる。 Ｅ［ｂ_n （ｋ）² ＋２ｂ_n （ｋ）ｆ（ｂ′_n （ｋ））＋
ｆ（ｂ′_n （ｋ））² ］＝Ｅ［ｂ_n ² （ｋ）］＋２Ｅ
［ｂ_n （ｋ）ｆ（ｂ′_n （ｋ）］＋Ｅ［ｆ（ｂ′
_n（ｋ）² ］ この第１項の平均値は１となる。またｂ_n （ｋ）をｂ′
（ｋ）で近似すると式（３７）は以下のようになる。

【００５７】 Ｄ（ｋ）＝ｄｉａｇ［１−ｂ′² ₁（ｋ） １−ｂ′² ₂（ｋ）… １−ｂ′² _n-1（ｋ） １＋２Ｅ［ｆ（ｂ′_n （ｋ）ｂ′_n （ｋ） ］＋Ｅ［ｆ（ｂ′_n （ｋ）² ］ １−ｂ′² _n+1（ｋ）…１−ｂ′² ₁（ｋ）］ （４８） 例えば、ｆ（ｂ′_n （ｋ））を式（４６）とした場合に
は、Ｄ（ｋ）は下記のようになる。 Ｄ（ｋ）＝ｄｉａｇ［１−ｂ′² ₁（ｋ） １−ｂ′² ₂（ｋ）… １−ｂ′² _n-1（ｋ） １＋（２α＋α² ）ｂ′² _n （ｋ） １− ｂ′² _n+1（ｋ）…１−ｂ′² ₁（ｋ）］ （４９） このように検出する信号に誤り訂正復号結果を反映させ
る場合に適応フィルタ係数ｗ_n （ｋ）を推定する機能
構成例を、検出する信号として第１番目の送信機からの
送信信号ｂ₁ （ｋ）とした場合を図７Ａに示す。軟判定
送信シンボルｂ′₁ （ｋ）が関数演算部３３１−１に入
力され、関数演算ｆ（ｂ′₁ （ｋ））が演算される。ま
たＮ個の復号器からの軟判定送信シンボルｂ′₁ （ｋ）
〜ｂ′_N（ｋ）とｆ（ｂ′₁ （ｋ））が誤差行列生成部
３３２−１に入力され、式（３５）、式（３６）及び式
（４８）により誤差行列Ｇ（ｋ）が演算生成される。
この誤差行列Ｇ（ｋ）と、推定チャネル行列Ｈ及び
雑音電力σ² とがフィルタ係数生成部３３３−１に入力
され、ここで式（３４）が計算され、適応フィルタ係数
ｗ_n （ｋ）が推定される。この場合は干渉レプリカベ
クトル生成部３１４−１にもｆ（ｂ′_n （ｋ））が入力
され、式（３０）と式（４３）から式（２９）の干渉レ
プリカベクトルＢ′（ｋ）が生成される。フィルタ係
数ｗ_n （ｋ）により差分ベクトルｙ′（ｋ）が適応
フィルタ部３１８−１でフィルタ処理されて対数尤度比
Λ₁ ［ｂ₁ （ｋ）］が得られる。なお図２中のフィルタ
係数推定部３１７−１の場合は図７Ａ中の関数演算部３
３１−１が省略され、軟判定送信シンボルｂ′₁ （ｋ）
〜ｂ′_N （ｋ）のみが誤差行列生成部３３２−１に入力
され、式（３４）が演算されることになる。

【００５８】図３中において、ステップＳ４で干渉レプ
リカベクトルＢ′（ｋ）を生成し、更にステップＳ５
〜Ｓ７を処理し、ステップＳ８におけるフィルタ係数
ｗ_n（ｋ）を求めるが、このステップＳ８の処理にお
いて式（３４）を演算する場合は、図７Ｂに示すよう
に、ステップＳ８−２で軟判定送信シンボルｂ′
₁ （ｋ）〜ｂ′_N （ｋ）を用いて、式（３５）〜（３
７）を演算して誤差行列Ｇ（ｋ）を生成し、ステップ
Ｓ８−３で誤差行列Ｇ（ｋ）と推定チャネル行列Ｈ
及び雑音電力σ² を用いて式（３４）の演算により適応
フィルタ係数ｗ_n （ｋ）を求める。

【００５９】前述のように検出した信号に誤り訂正復号
結果を反映させたい場合は、図７Ｂにおいて、ステップ
Ｓ４の前にステップＳ８−１で検出したい信号の軟判定
送信シンボルｂ′_n （ｋ）を関数演算し、これを用い
て、ステップＳ４では式（３１）の代りに式（４３）を
用い、つまり式（２９）、式（３０）、式（４３）によ
り干渉レプリカベクトルＢ′（ｋ）を生成し、ステッ
プＳ８−２で式（３７）の代りに式（４８）を用いれば
よい。前述したようにｆ（ｂ′_n （ｋ）をαｂ′
_n （ｋ）又はαｂ′_n （ｋ）² とする場合で、αを変化
させる場合はステップＳ８−１−１で処理回数あるいは
復号されたフレーム全体の信頼度によりαを決定し、ス
テップＳ８−１−２で１＋（２α＋α² ）ｂ′_n （ｋ）
² を演算してｆ（ｂ′_n （ｋ））として用いればよい。

【００６０】この検出する信号に誤り訂正結果を反映さ
せる手法は従来技術の項で説明したシングルユーザター
ボ受信機にも適用することができる。また、この検出す
る信号に誤り訂正結果を反映させる手法において、式
（３９）及び（４０）に示した近似を適用することがで
き、この場合は、図７Ａ中に破線で示すようにフィルタ
係数生成部３３３−１に、チャネル推定器２８から式
（３８）に示す行列ｈのみを入力すればよい。上述で
は適応フィルタ係数ｗ_n （ｋ）を式（３４）により求
めた、つまりチャネル行列Ｈを用いて求めたが、チャ
ネル行列Ｈを用いなくてもよい。即ち復号処理（ター
ボ受信処理）の１回目では、式（３４）中の誤差ベクト
ルＧは単位行列となる。従って、差分ベクトルｙ′
（ｋ）と、トレーニング信号又はこれと硬判定送信シン
ボルｂ＾_n （ｋ）、好ましくは前述したように信頼度が
高いｂ＾_n （ｋ）とをフィルタ係数生成部３３３−１に
入力して、ＲＬＳ（再帰的最小２乗法）などを適用して
逐次的に適応フィルタ係数ｗ_n （ｋ）を算出してもよ
い。誤差ベクトルＧは離散的時刻ｋに依存するため、
復号の繰り返し処理の２回目以降は、適応フィルタ係数
ｗ_n （ｋ）をシンボル毎に更新する必要があり、先に
述べたようにチャネル行列Ｈを用いて適応フィルタ係
数ｗ_n （ｋ）を決定することが好ましい。

【００６１】第４発明（チャネル推定） 前述したように繰り返しチャネル推定にユニークワード
のような既知情報のみならず、情報シンボルの硬判定
値、特にその確からしいものも参照信号として用いるこ
とは、前記多入力多出力ターボ受信方法に利用する場合
に限らず、一般的に、受信信号のチャネル（伝送路）
を、受信信号と既知信号とから推定し、その推定したチ
ャネル値を用いて受信信号を処理して復号を行い、その
復号信号を利用して、同一受信信号を繰り返し、推定し
たチャネル値による処理と復号処理とを行うターボ受信
方法に適用できる。

【００６２】図８に、この情報シンボルの硬判定値もチ
ャネル推定、ターボイコライザ４１に適用した例を示
す。ターボイコライザ４１は推定チャネル値により線形
等化フィルタ係数を決定し、その線形等化フィルタによ
り受信信号を処理し、その処理した信号を復号し、その
復号信号を利用して、同一受信信号を繰り返し処理す
る。受信信号ｒ（ｋ）はターボイコライザ４１へ入力さ
れると共に、チャネル推定器４２へ供給され、チャネル
推定器４２では受信信号ｒ（ｋ）と記憶部２９からのユ
ニークワードとによりチャネル値（伝送路特性）が推定
され、その推定されたチャネル値によりターボイコライ
ザ４１内で受信信号ｒ（ｋ）が等化処理され、その後、
復号処理され、復号データｃ′（ｉ）が出力されると共
に、軟判定値ｂ′（ｉ）が出力される。軟判定値ｂ′
（ｉ）はシンボル選定器４３に入力されその軟判定値
ｂ′（ｉ）の絶対値がしきい値Ｔｈ以上であれば、その
硬判定値ｂ＾（ｉ）が、確からしい（信頼性が高い）も
のとして前回シンボル記憶部３２に更新格納され、以後
における同一受信信号ｒ（ｋ）を繰り返し受信処理（イ
コライズ処理）する際のチャネル推定部４２におけるチ
ャネル推定処理においては、ユニークワードのみなら
ず、前回シンボル記憶部３２に記憶されている情報シン
ボルの硬判定値ｂ＾（ｉ）も用いる。

【００６３】ターボイコライザ４１は例えば図１に示し
た受信機中の繰り返しチャネル推定器２８、ユニークワ
ード記憶部２９、前回シンボル記憶部３２を除いた部分
である。図２９中の受信機であってもよい。つまり、こ
の場合も式（１９）の解は、ウイーナー解により下記と
なる。ｗ （ｋ）＝Ｅ［ｙ′（ｋ）ｙ′^H （ｋ）］・Ｅ［ｂ（ｋ）・ｙ′（ｋ） ］ ＝［ＨΛ（ｋ）Ｈ＋σ² Ｉ］・ｈ （５０） ここでＨは式（８）で定義されたものであり、ｈ ≡［Ｈ（Ｑ−１），…，Ｈ（０）］^TＨ （ ）は式（５）で定義されたもの、σ² ＝Ｅ［‖
ｖ‖² ］（雑音の分散） Λ（ｋ）＝ｄｉａｇ［１−ｂ′² （ｋ＋Ｑ−１），…，
１，…，１−ｂ′² （ｋ−Ｑ＋１）］ このように図２９中の受信機においても、チャネルＨ
（ ）を推定し、このチャネルＨ（ ）を用いて等化
フィルタ係数ｗ（ｋ）求め、受信信号をフィルタ係数
ｗ（ｋ）でフィルタ処理し、その処理した出力に対し
復号処理を行う。従ってこの繰り返し受信処理におい
て、前記信頼性のある硬判定情報シンボルもチャネル推
定に用いることにより、より正しいチャネル推定を得る
ことができる。

【００６４】図９はレーク（ＲＡＫＥ）合成処理を行う
繰り返し受信に前記繰り返しチャネル推定方法を適用し
たターボ受信機の例を示す。受信信号ｒ（ｋ）はＲＡＫ
Ｅ合成処理部４５とチャネル推定器４２に供給される。
１回目はチャネル推定器４２で受信信号ｒ（ｋ）とユニ
ークワードとによりチャネル値が推定され、ＲＡＫＥ合
成処理部４５内において、各シンボルが伝送路で受けた
位相回転に対する補償とＲＡＫＥ合成処理が、推定され
たチャネル値により行われ、つまり時間ダイバーシチ処
理が行われてターボデコーダ４６へ出力される。ターボ
デコーダ４６より復号データｃ′（ｉ）と、軟判定値
ｂ′（ｉ）が出力される。軟判定値ｂ′（ｉ）はシンボ
ル選定器４３に入力され、前記例と同様に、その確らし
いものの情報シンボルの硬判定値ｂ＾（ｉ）が前回シン
ボル記憶部３２に更新格納される。２回目以後のＲＡＫ
Ｅ受信−ターボデコーディングの繰り返し受信処理にお
いては、チャネル推定器４２でユニークワードのみなら
ず、前回の情報シンボルの硬判定値もチャネル推定に利
用される。これにより、チャネルの推定がより正確に行
えるため、品質の向上が図れる。

【００６５】図１０はアダプティブ（適応）アレーアン
テナを用いた繰り返し受信に、前記繰り返しチャネル推
定方法を適用したターボ受信機の例を示す。受信信号ｒ
（ｋ）はアダプティブアレーアンテナ受信部４７に受信
され、その受信信号はチャネル推定器４２に分岐入力さ
れ、これとユニークワードとによりチャネル推定が行わ
れ、その推定したチャネル値を用いて、アダプティブア
レーアンテナ受信部４７のアンテナ指向特性の主ビーム
が目的波の到来方向に向き、ヌルが干渉波の到来方向に
向くように、アレー重み決定部４８で各アンテナ素子、
又は対応する受信経路に対する重みが決定され、その重
みが該当箇所に設定される。アダプティブアレーアンテ
ナ受信部４７の受信出力はターボデコーダ４６へ供給さ
れて復号され、その復号データｃ′（ｉ）と軟判定値
ｂ′（ｉ）が出力され、軟判定値ｂ′（ｉ）はシンボル
選定器４３に入力され、確からしい硬判定値が前回シン
ボル記憶部３２に更新記憶される。２回目以後のアダプ
ティブアレーアンテナ受信部４７−ターボデコーダ４６
の繰り返し受信処理においてはチャネル推定器４２でユ
ニークワードのみならず、前回の情報シンボルの硬判定
値もチャネル推定に利用される。これによりチャネル推
定がより正しく行われ、その結果、アンテナ指向特性の
制御がより正確に行われ、品質の向上が図れる。

【００６６】なお図８におけるターボイコライザ４１は
簡略に示すと、図１１Ａに示すように軟入力軟出力（Ｓ
ＩＳＯ）イコライザ（等化器）４１ａとＳＩＳＯデコー
ダ（復号器）４１ｂの直列接続の形式であり、これら等
化器４１ａと復号器４１ｂ間で繰り返し動作が行われ
る。図９及び図１０中のターボデコーダ４６は簡略に示
すと、図１１Ｂに示すように、ＳＩＳＯデコーダ４６ａ
とＳＩＳＯデコーダ４６ｂの直列接続の形式であり、デ
コーダ４６ａと４６ｂ間で繰り返し復号が行われる。図
９及び図１０中のターボデコーダ４６は、ＳＩＳＯデコ
ーダ一つでもよい。

【００６７】以上の図８乃至図１０に示した例をまとめ
て図１２に示す。つまり受信信号を繰り返し受信機（タ
ーボ受信機）４９でまず、チャネル推定器４２で推定し
たチャネル値により処理し、その処理した信号を復号処
理し、その復号処理結果として復号データ（シンボル）
ｃ′（ｉ）とその軟判定値ｂ′（ｉ）を出力し、その軟
判定値ｂ′（ｉ）をシンボル選定器４３において、しき
い値と比較して、対応復号データｃ′（ｉ）（シンボル
硬判定値）が確からしいか否かを判定し、確からしいと
判定されたものはその硬判定値を前回シンボル記憶部３
２に更新格納して、２回目以後の推定チャネル値を用い
た処理−復号処理の繰り返しにおけるチャネル推定器４
２におけるチャネル推定に、ユニークワードのような既
知情報の他に前回のシンボル硬判定値をも用いて、チャ
ネル推定をより正確に行うようにするものである。

【００６８】図１３に、このシンボル硬判定値をも用い
る繰り返し受信信号方法の処理手順の例を示す。ステッ
プＳ１で受信信号と既知信号とによりチャネル値を推定
し、ステップＳ２で繰り返し処理の１回目か否かを調
べ、１回目であればステップＳ３でステップＳ１で推定
したチャネル値により受信信号を処理し、その後、復号
処理を行ってシンボル硬判定値と軟判定値を求める。ス
テップＳ４でそのシンボル軟判定値から対応シンボル硬
判定値の確からしいものを取出し、ステップＳ５でその
取出したシンボル硬判定値に記憶部３２に記憶してある
前回のシンボル硬判定を更新する。ステップＳ６で復号
処理が所定回数かを調べ、所定回数になっていなければ
ステップＳ１に戻る。ステップＳ２で繰り返し処理の１
回目でなければ、ステップＳ７で記憶部３２から前回の
シンボル硬判定値を読み出し、これと、受信信号の情報
シンボルとによりチャネル推定を行ってステップＳ３に
移る。

【００６９】この場合も、図６を参照してステップＳ
１′〜Ｓ４′により説明したように、２回目以後の処理
は既知信号を用いなくてもよい。図１０に示した例にお
いてアダプティブアレーアンテナ受信部４７とターボデ
コーダ４６との間に破線で示すようにＲＡＫＥ合成処理
部４５を挿入してもよい。この場合、ＲＡＫＥ合成処理
部４５における各シンボル位相回転補正、ＲＡＫＥ合成
のためのチャネル推定は、チャネル推定器４２で兼用し
てもよく、個別に設けてもよい。

【００７０】白色性ガウス雑音以外の雑音 前述したターボ受信方法（第１発明）の実施例や誤り訂
正を考慮した第２発明の実施例、またチャネル推定方法
に特徴を有するターボ受信方法（第４発明）の実施例で
は雑音が白色性ガウス雑音であると仮定して処理した。
即ち各アンテナの受信信号ｒ_m （ｋ）を示す式（２０）
の右辺中のｖ_m （ｋ）を白色性ガウス雑音であると仮定
をしている。ここで白色性ガウス雑音とは、ガウス分布
に従い、 Ｅ［ｖ_m （ｋ）・ｖ_m （ｋ−ｑ）］＝σ² ：ｑ＝０の場
合，０：ｑ≠０の場合 Ｅ［］は期待値、σ² は分散値である。なる統計的性質
を有する信号である。白色性ガウス雑音はアンテナ素子
内で発生する熱雑音などが例に挙げられる。この白色性
ガウス雑音の仮定が反映されるのは、フィルタ係数ｗ
_n （ｋ）を求める式（３４）又はフィルタ係数ｗ
（ｋ）を求める式（５０）中のσ² Ｉの部分である。
例えば式（３４）のｗ_n （ｋ）は、 ｗ_n （ｋ）＝（ＨＧ（ｋ）Ｈ^H ＋Ｅ［ｎ（ｋ）・ｎ^H （ｋ）］） ^-1ｈ ＝（ＨＧ（ｋ）Ｈ^H ＋σ² Ｉ）^-1ｈ の過程を経て算出される。ここで、ｖ_m （ｋ）が分散σ
² を有する白色性ガウス雑音という仮定により、Ｅ
［ｎ（ｋ）・ｎ^H （ｋ）］＝σ² Ｉと計算され
る。繰り返しチャネル推定器２８（図１）又は４２（図
１２）により推定される、チャネル行列Ｈと、σ
² と、事前対数尤度値から計算される誤差行列Ｇ
（ｋ）とを、式（３４）に代入してフィルタ係数ｗ_n
（ｋ）が算出される。

【００７１】所で、雑音ｖ_m （ｋ）が白色性ガウス雑音
でない場合を考える。この場合は、Ｅ［ｎ（ｋ）・
ｎ^H （ｋ）］＝σ² Ｉとすることができないため、
フィルタ係数ｗ_n （ｋ）を算出するために、雑音成分
の期待値（共分散）行列Ｅ［ｎ（ｋ）・ｎ
^H （ｋ）］を別の方法で推定する必要がある。以下にこ
の方法を説明する。ここで雑音成分の共分散行列をＵ≡
Ｅ［ｎ（ｋ）・ｎ^H （ｋ）］と略記する。式（２
２）のｙ（ｋ）＝Ｈ・Ｂ（ｋ）＋ｎ（ｋ）を
ｎ（ｋ）＝ｙ（ｋ）−Ｈ・Ｂ（ｋ）と変形し
て、共分散行列Ｕに代入すると次式となる。

【００７２】 Ｕ＝Ｅ［ｎ（ｋ）・ｎ^H （ｋ）］ ＝Ｅ［（ｙ（ｋ）−Ｈ・Ｂ（ｋ））・（ｙ（ｋ）−Ｈ・Ｂ（ ｋ））^H ］ 今、受信信号によりベクトルｙ（ｋ）、チャネル推定
値によりチャネル行列Ｈの推定値Ｈ＾、参照信号に
よりＢ（ｋ）が利用可能であれば、行列Ｕは時間平均
法により、 Ｕ＾＝Σ_k=0 ^Tr（ｙ（ｋ）−Ｈ＾・Ｂ（ｋ））・（ｙ（ｋ）−Ｈ ＾・Ｂ（ｋ））^H （５１） と推定することができる。ここで、Ｔｒは参照信号シン
ボル数である。

【００７３】繰り返しチャネル推定器２８又は４２にお
ける繰り返しチャネル推定中にチャネル行列Ｈととも
に、式（５１）を利用して共分散行列Ｕ＾を推定する。
その手順を図１４に示す。図１４Ａに受信信号中の１フ
レームにおけるユニークワードと情報シンボル系列とを
示し、図１４Ｂに１回目以後の処理を示す。１回目の処
理はユニークワードのみを参照信号とし、まずチャネル
行列Ｈを推定する。次にユニークワードと、そのチャ
ネル行列推定値Ｈ＾を用いて式（５１）により、Ｕを
推定する。これら推定値ＵとＨ＾を用いてフィルタ係
数ｗ_n （ｋ） ｗ_n （ｋ）＝（Ｈ＾Ｇ（ｋ）Ｈ＾^H ＋Ｕ＾）^-1ｈ （５２） を算出し、このフィルタ係数ｗ_n （ｋ）を用いて受信
信号に対する１回目の等化を行い送信情報シンボルを推
定する。

【００７４】２回目の処理はユニークワードと、１回目
の等化で推定された情報シンボルのうちしきい値によっ
て確からしいと判定されたもの＊との両方を参照信号と
して、１回目と同じ手順でＨを再推定した後、Ｕを再
推定する。この操作を繰り返すことによって、繰り返し
毎に、チャネル行列推定値Ｈ＾がより正確になり、ま
たＵの推定値がより正確になり、フィルタ係数ｗ
_n （ｋ）の精度が上がり、等化器の特性が向上する。以
上の処理により白色性ガウス雑音でない雑音が受信信号
に含まれる場合のターボ受信を行うことができる。

【００７５】前述した受信信号中のその雑音の共分散行
列Ｕを推定して線形等化処理を行う場合の機能構成を、
図２中に示した多出力等化器３１の第１番目の送信機か
らの送信信号の受信信号の等化出力として対数尤度比Λ
₁ ［ｂ₁ （ｋ）］を求める場合に適用した例を図１５に
示す。図１５中の図２と対応する部分には同一参照番号
を付けてある。ユニークワード記憶部２９からのユニー
クワード又は前回シンボル記憶部３２から確からしい前
回のシンボル硬判定が参照ベクトル生成部３１９に入力
され、ここで式（２５）及び式（２６）により参照ベク
トルＢ（ｋ）が生成される。この参照ベクトルＢ
（ｋ）と、チャネル推定器２８からの推定チャネル行列
Ｈ＾と、受信ベクトル生成部３１１からの受信ベクトル
ｙ（ｋ）が共分散行列推定部３２１に供給され、ここ
で式（５１）が計算されて共分散行列Ｕの推定行列Ｕ＾
が得られる。

【００７６】また軟判定シンボル生成部３１３−１から
の軟判定送信シンボル軟判定ｂ′₁（ｋ）〜ｂ′
_n （ｋ）が誤差ベクトル生成部３２２−１に入力され、
ここで式（３５）、式（３６）及び式（３７）によりチ
ャネル推定２乗誤差と対応する誤差行列Ｇ₁ （ｋ）が
生成される。この誤差行列Ｇ₁ （ｋ）と、推定共分散
行列Ｕ＾と、推定チャネル行列Ｈ＾とがフィルタ推定
部３２３−１へ供給され、ここで式（５２）が計算され
てフィルタ係数ｗ₁ （ｋ）が推定される。このフィル
タ係数ｗ₁ （ｋ）と差演算部３１６−１からの差分ベ
クトルｙ′（ｋ）が適応フィルタ３１８−１へ供給さ
れて、ｙ′（ｋ）に対するフィルタ処理ｗ ₁ （ｋ）
^H ｙ′（ｋ）がなされ、その結果が対数尤度比Λ
₁ ［ｂ₁ （ｋ）］として出力される。

【００７７】検出する信号についても誤り訂正復号結果
を反映させる場合は、図１５中に破線で示すように、図
７Ａに示した関数演算部３３１−１を設けてｆ（ｂ′_n
（ｋ））を演算し、干渉レプリカベクトル生成部３１４
−１では式（３１）の代りに式（４３）を用い、誤差ベ
クトル生成部３２２−１では式（３７）の代りに式（４
８）を用いればよい。図１４Ｂに示した手法を図１６に
流れ図として示す。つまりステップＳ１で受信信号ｒ
（ｋ）と既知信号（例えばユニークワード）を用いてチ
ャネル行列Ｈを推定し、次はステップＳ２でこの処理
が繰り返し処理における１回目であるか否かを調べ、１
回目であれば、ステップＳ３で既知信号と推定チャネル
行列Ｈ＾と、受信信号ｒ（ｋ）とを用いて式（５１）
を演算して推定共分散行列Ｕ＾を求める。

【００７８】ステップＳ４で推定チャネル行列Ｈ＾
と、推定共分散行列Ｕ＾と、シンボル軟判定値によりな
る誤差行列Ｇ（ｋ）とを用いて式（５２）を計算して
フィルタ係数ｗ_n （ｋ）を推定する。ステップＳ５で
推定チャネル行列Ｈ＾とフィルタ係数ｗ_n （ｋ）を
用いて受信信号を等化処理し、つまり式（２７）を計算
し、ｗ_n ^H （ｋ）・ｙ′（ｋ）を計算して、対数尤
度比Λ₁ ［ｂ_n （ｋ）］を求め、これに対し復号処理を
行って送信シンボルの硬判定値及び軟判定値を推定す
る。

【００７９】ステップＳ６はしきい値以上のシンボル軟
判定値より対応する確からしい（信頼性の高い）シンボ
ル硬判定値を求める。このシンボル硬判定値により、前
回シンボル記憶部３２に格納されているシンボル硬判定
値を更新する。その後、ステップＳ８で復号処理回数が
所定値になったかを調べ、なっていなければステップＳ
１に戻り、所定値になっていれば、その受信フレームに
対する処理を終了する。ステップＳ２で繰り返し処理に
おける処理が１回目でなければ、つまり２回目以後であ
れば、ステップＳ９で前回シンボル記憶部３２からシン
ボル硬判定値を読み出し、これと、受信信号中の情報シ
ンボルとによりチャネル行列Ｈを推定してステップＳ
３に移る。

【００８０】この場合も、図６中で破線で示したステッ
プＳ１′〜Ｓ４′と同様の処理にステップＳ１とＳ２を
変更することにより、２回目以後は、既知信号を用いな
いようにすることもできる。また検出する信号も誤り訂
正復号結果を反映させたい場合は図１６中に破線で示す
ようにステップＳ１０で関数演算ｆ（ｂ′_n （ｋ））を
行い、この結果を用いて誤差行列Ｇ（ｋ）を求めれば
よい。更に何れの場合においても共分散行列Ｕ＾の推定
に硬判定送信シンボルを用いなくてもよい。この白色性
ガウス雑音でない雑音が含まれた受信信号中のその雑音
の共分散行列Ｕを推定できることは以下に述べるように
各種有益な応用に適用することができる。

【００８１】（１）受信機が未知の干渉信号が含まれる
多系列送信信号に対する受信法が挙げられる。図２８に
示すように、ターボ受信機が受信しようとするＮ人のユ
ーザの送信機からの信号のように、Ｎ個の系列の送信信
号に加え、破線で示すようにターボ受信機で未知の干渉
信号ｉ（ｋ）（例えば移動通信で他のセルやゾーンから
の信号）が受信されるとする。このとき式（２０）は、 ｒ_m （ｋ）＝Σ_q=0 ^Q-1 Σ_n=1 ^N ｈ_mn（ｑ）・ｂ_n （ｋ−ｑ＋１）＋ｉ （ｋ）＋ｖ_m （ｋ） （２０）′ となる。このモデルにおいて、ｉ（ｋ）＋ｖ_m （ｋ）≡
ｖ′_m （ｋ）とすると、 ｒ_m （ｋ）＝Σ_q=0 ^Q-1 Σ_n=1 ^N ｈ_mn（ｑ）・ｂ_n （ｋ−ｑ＋１）＋ｖ ′_m （ｋ） （２０）″ となる。ｖ′_m （ｋ）は白色性ガウス雑音でない雑音信
号として、先に述べたようにＨの推定、更にＵの推定
を行い、ｗ_n （ｋ）を推定し、受信信号の等化処理、
送信シンボル推定を繰り返すことによりターボ受信を行
うことができる。

【００８２】（２）送受信分離フィルタを用いた通信シ
ステムにおいて、受信信号に対し、シンボル周期の２分
の１よりも高速でオーバーサンプリングを行う際には、
各時間でサンプルされた受信信号に含まれる雑音成分間
に相関が出て、受信信号中の雑音を白色性ガウス雑音と
みなすことができない。つまり、式（２０）において、 Ｅ［ｖ_m （ｋ）・ｖ_m （ｋ−ｑ）］＝σ² ：ｑ＝０の場
合，０：ｑ≠０の場合 とはならない。よって Ｅ［ｎ（ｋ）・ｎ^H （ｋ）］＝σ² Ｉ なる仮定ができない。そこで送受信分離フィルタにより
分離された受信信号に対する処理を式（５１）を利用し
て共分散行列Ｕを求めて行うことにより、受信信号を正
しく処理することができる。

【００８３】（３）前述したターボ受信方法では、各送
信機（ユーザ）からのＱパスのマルチパス成分をすべて
合成するしくみになっている。しかし、チャネルに長遅
延波が存在する場合（例：パスが１シンボル遅延、２シ
ンボル遅延、３シンボル遅延、とんで、３０シンボル遅
延が存在する場合の３０シンボル遅延のパス成分）は、
長遅延波を合成せず、それを未知干渉として扱い、適応
フィルタで除去する方針をとることが可能である。つま
りこの長遅延波成分を前記（１）の例における干渉信号
ｉ（ｋ）として扱うことで長遅延波を除去することがで
きる。

【００８４】上述した白色性ガウス雑音でない雑音が含
まれた受信信号に対する処理において、共分散行列Ｕの
推定は式（５０）におけるσ² Ｉの代りに推定して、
シングルユーザターボ受信方法にも適用でき、同様にシ
ングルユーザ、マルチユーザに拘らず、図９に示したＲ
ＡＫＥ合成処理受信や図１０に示したアダプティブアレ
ーアンテナ受信を用いるターボ受信、更に一般に図１２
に示した繰り返し復号におけるチャネル推定器４２での
チャネル推定と共分散行列Ｕとの推定に適用できる。な
おＲＡＫＥ受信の場合はチャネル推定のみを利用しても
よい。

【００８５】第３発明（多段等化） 上述では受信信号ｒ₁ ，…，ｒ_M を多出力等化器３１で
等化して対数尤度比Λ ₁ ［ｂ（ｋ）］，…，Λ_N ［ｂ
（ｋ）］を求めたが、第１発明の変形例（２）では複数
の等化段を縦続的に設け、後段の等化器程、出力数を少
なくする構成としてもよい。例えばこれを図１７に示す
ように二つに分け前段等化器（マルチユーザ等化器）７
１で、後段のシングルユーザ等化器２１′の等化範囲外
の干渉成分をキャンセルし、そのため例えばソフト干渉
キャンセルとＭＭＳＥ（最小平均２乗誤差）規範線形フ
ィルタリングの前処理を行い、その後、後段等化器２
１′により、先に示したパス数がＱのシングルユーザの
等化処理を行う。

【００８６】このように縦続的に等化処理し、前段の処
理に線形フィルタを用いることによっても計算量が莫大
なものにならないようにすることができる。このターボ
受信法の第１発明（２）の基本的概念をもとにした実施
例の多出力ターボ受信機の構成及びこの発明が適用され
るＭＩＭＯシステムの構成例を図１８に示し、図１と対
応する部分に同一参照番号を付けて重複説明を省略する
（以下の説明も同様）。伝送路（チャネル）を通じてタ
ーボ受信機３０に、各送信機よりの送信信号が受信され
る。この受信信号ｒ（ｋ）はマルチユーザ等化器７１
に入力され、この等化器７１から、Ｎ個の各送信機より
の信号が、それぞれ他の送信機からの信号による干渉が
除去された信号ｕ₁ （ｋ），…，ｕ_N （ｋ）と各チャネ
ル値α ₁ （ｋ），…，α_N （ｋ）が出力されてそれ
ぞれシングルユーザ等化器２１−１，…，２１−Ｎに入
力され、これらＳＩＳＯ等化器２１−１，…，２１−Ｎ
からそれぞれ対数尤度比Λ₁ ［ｂ₁ （ｋ）］，…，Λ₁
［ｂ_N （ｋ）］が出力される。これより以後の処理は図
１の場合と同様であるが、シングルユーザ等化器２１−
１，…，２１−Ｎで用いられるチャネル値α
₁ （ｋ），…，α_N （ｋ）はマルチユーザ等化後のチ
ャネル値であり、チャネル行列Ｈとは異なる。よって
このα₁ （ｋ），…，α_N （ｋ）を等化後のチャネ
ル情報と記す。

【００８７】以下、各部の動作を説明する。マルチパス
（チャネル）の数Ｑを考慮して図１の説明と同様に式
（２３）〜（２６）を定義する。図１８中の後段の等化
器２１−１，…，２１−Ｎは各ユーザの自身の信号シン
ボル［ｂ_n （ｋ），ｂ_n （ｋ−１），…，ｂ_n （Ｋ−Ｑ
＋１）］（ｎ＝１，…，Ｎ）による符号間干渉チャネル
を等化するものである。そのため前段の等化器７１では
ｙ（ｋ）内の上記［ｂ_n （ｋ），ｂ_n （ｋ−１），
…，ｂ_n （Ｋ−Ｑ＋１）］（ｎ＝１，…，Ｎ）以外の干
渉を除去する処理を行う。以下にその定量的な説明を行
う。

【００８８】まず、復号器２４−１，…，２４−Ｎから
フィードバックされる等化器７１の事前情報λ₂ ^p ［ｂ
_n （ｋ）］（ｎ＝１，…，Ｎ）を用いて軟判定送信シン
ボル推定ｂ′（ｋ）を式（１５）により求める。次にこ
れら軟判定送信シンボルｂ′_n （ｋ）とチャネル行列
Ｈを用いて干渉信号のレプリカＨ・Ｂ′（ｋ）を
作成し、受信ベクトルｙ（ｋ）から引算する。 ｙ′_n（ｋ）≡ｙ（ｋ）−Ｈ・Ｂ′（ｋ） （27）′ ＝Ｈ・（Ｂ（ｋ）−Ｂ′（ｋ））＋ｎ（ｋ）（28）′ ここで、 Ｂ′（ｋ）＝［ｂ′^T （ｋ＋Ｑ−１）…ｂ′^T （ｋ）…ｂ′^T （ｋ −Ｑ＋１）］^T （29）′ そして、 ｂ′（ｋ＋ｑ）＝［ｂ′₁ （ｋ＋ｑ）ｂ′₂ （ｋ＋ｑ）…ｂ′_n （ｋ＋ｑ ）…ｂ′_N （ｋ＋ｑ）］^T ：ｑ＝Ｑ−１，…，１ (53) ｂ′（ｋ＋ｑ）＝［ｂ′₁ （ｋ＋ｑ）ｂ′₂ （ｋ＋ｑ）…０…ｂ′_N （ｋ ＋ｑ）］^T ：ｑ＝０，…，−Ｑ＋１ （54） （ｂ′（ｋ＋ｑ）の要素中のゼロはｎ番目） 以下この干渉を引算する操作をソフト干渉キャンセルと
呼ぶことにする。理想的に干渉信号のレプリカが作られ
ているとすると、引算後得られるｙ′_n（ｋ）は第ｎ
番目のユーザのシンボルｂ_n （ｋ）と、式（５４）によ
りｑ＝１，…，−Ｑ＋１でｂ′（ｋ＋ｑ）のｎ番目の
要素を０としたことに基ずくその第ｎ番目のユーザ自身
のシンボル［ｂ_n （ｋ−１），…，ｂ_n （ｋ−Ｑ＋
１）］による符号間干渉成分としか持ち得ないことが分
かる。

【００８９】実際受信ベクトルｒ（ｋ）内の第ｎ番目
ユーザ（送信機）の信号からの寄与成分はシンボル［ｂ
_n （ｋ），ｂ_n （ｋ−１），…，ｂ_n （ｋ−Ｑ＋１）］
によるもののみだが、式（２１）の受信ベクトルｙ
（ｋ）の定義から理解されるように、マルチパス分合成
して作られる受信ベクルトｙ（ｋ）内の第ｎ番目ユー
ザ（送信機）の信号からの寄与成分にはｋ番目のシンボ
ルｂ_n （ｋ）を基準にすればこれに対して未来のシンボ
ル［ｂ_n （ｋ＋Ｑ−１），ｂ_n （ｋ＋Ｑ−２），…，ｂ
_n （ｋ＋１）］による符号間干渉成分も含んでしまう。
つまり上記干渉レプリカはその未来からの干渉成分も含
めている。このように式（２７）′の差分ベクトル
ｙ′（ｋ）は式（２７）の差分ベクトルｙ′（ｋ）
と異なっている。

【００９０】そこで等化器７１における前段処理の次の
ステップはソフト干渉キャンセル後の干渉余剰成分、つ
まり前記干渉レプリカＨ・Ｂ′（ｋ）の不完全合成
に基づく残余干渉成分と前記未来符号間干渉成分とを
ｙ′_n （ｋ）からＭＭＳＥ（最小平均２乗誤差）規範
の線形フィルタにより除去する。つまり、フィルタ特性
ｗ_n によりｙ′_n （ｋ）を、式（５５）に示すよう
にフィルタ処理した結果が、受信信号中の第ｎ番目ユー
ザの信号中のシンボル［ｂ_n （ｋ），ｂ_n （ｋ−１），
…，ｂ_n （Ｋ−Ｑ＋１）］にチャネル値α_1n，α_2n，
…，α_Qnをそれぞれ乗算した和と等しくなるようにす
る。ｗ_n ^H （ｋ）・ｙ′_n （ｋ）≒Σ_q=0 ^Q-1 α_q （ｋ）・ｂ_n （ｋ−ｑ）＝α_n ^H （ｋ）・ｂ_n （ｋ） （55） 従ってこのフィルタ特性ｗ_n （ｋ）及び等化後のチャ
ネル値（チャネル情報）α_n （ｋ）を求めて式（５
５）を演算すればよい。以下にｗ_n （ｋ），α
_n （ｋ）の算出方法を示す。なおフィルタ特性ｗ
_n （ｋ）は式（３２）、式（３４）で与えられるフィル
タ係数ｗ_n （ｋ）とは異なっているが便宜上同一記号
を用いる。

【００９１】上記の解は以下の最適問題の解として定義
される。 （ｗ_n （ｋ），α_n （ｋ））＝arg min ‖ｗ_n ^H （ｋ）・ｙ′_n （ｋ） −α_n ^H （ｋ）・ｂ_n （ｋ）‖² （56） α_1n（ｋ）＝１を条件とする。つまり式（５６）の右辺
が最小となるｗ_n （ｋ）とα_n （ｋ）を求める。付
加された拘束条件α_1n（ｋ）＝１は、α_n （ｋ）＝
０，ｗ_n （ｋ）＝０なる解を避ける為である。これ
は、‖α_n （ｋ）‖² ＝１なる拘束条件で解く事も可
能であるが以下では、α_1n （ｋ）＝１の場合の解を示
す。簡単の為、以下のように問題を置き換える。つまり
式（５６）の右辺をｗ，αについて最小とするｍ
_n （ｋ）と定義する。

【００９２】 ｍ_n （ｋ）＝arg min ‖ｍ_n ^H （ｋ）・ｚ_n （ｋ）‖² （57）ｍ_n ^H （ｋ）・ｅ_MQ+1＝−１を条件とする。（α_1n
（ｋ）＝１と等価） ここで、 ｍ_n （ｋ）≡［ｗ_n ^T （ｋ），−α_n（ｋ） ^T ］^T （58） ｚ_n （ｋ）≡［ｙ_n ^T （ｋ），ｂ（ｋ）_n ^T ］^T （59） ｅ_MQ+1＝［０…１…０］^T （60） （ｅ_MQ+1中の１の要素はＭＱ＋１番目）である。文献
［２］S.Haykin,Adaptive Filter Theory,Prentice Hal
l P.220〜P227に示されているラグランジェ未定係数法
より、この最適化問題の解は以下で与えられる。

【００９３】 ｍ_n （ｋ）＝−Ｒ_ZZ ^-1・ｅ_MQ+1／（ｅ_MQ+1 ^H ・Ｒ_ZZ ^-1・ｅ_MQ+1 ） （61） ここで、 Ｒ_ZZ＝Ε［ｚ_n （ｋ）・ｚ_n ^H （ｋ）］ （62） Ε［Ａ］はＡの期待値（平均値）を表わす。

【００９４】

【数２１】

【００９５】 Λ_n （ｋ）＝diag［Ｄ_n （ｋ＋Ｑ−１），…，Ｄ_n （ｋ），…，Ｄ_n （ ｋ−Ｑ＋１）］ (64)Ｉ は単位行列 σ² は雑音電力（白色性ガウス雑音の
分散値）

【００９６】

【数２２】

【００９７】 Ｄ_n （ｋ＋ｑ）＝diag［１−ｂ′₁ ² （ｋ＋ｑ），…，１−ｂ′_n ² （ｋ＋ ｑ），…，１−ｂ′_N ² （ｋ＋ｑ）］ ：ｑ＝Ｑ＋１，…，１ (66) Ｄ_n （ｋ＋ｑ）＝diag［１−ｂ′₁ ² （ｋ＋ｑ），…，１，…，１−ｂ′ _N ² （ｋ＋ｑ）］ ：ｑ＝０，…，−Ｑ＋１ （67） ｄｉａｇは対角行列（行列の対角線の要素以外の要素は
ゼロ）を表わす。つまりチャネル行列Ｈ、σ²が既知
であれば、ｍ_n （ｋ）は式（６１）で求めることがで
きる。よって式（５８）に従いｗ_n （ｋ），α
_n （ｋ）も求められる。

【００９８】この算出されたフィルタ特性ｗ_n （ｋ）
により、ｙ′_n （ｋ）を次式によりフィルタ処理す
る。 ｕ_n （ｋ）＝ｗ_n ^H （ｋ）・ｙ′_n （ｋ） （68）^H は共役転置行列を表わす。このフィルタ処理されたｎ
個の処理結果が後続の対応する等化器２１−ｎに送られ
る。 このようにして第ｎ番目のユーザよりの式（１）
の左辺と対応する受信信号ｕ_n （ｋ）が得られ、また式
（１）の右辺のチャネル値ｈ_mn（ｑ）と対応するα
_mn（ｋ）が得られ、つまり式（１）と対応する式（５
５）が求まる。よってα_n （ｋ）も等化器パラメータ
（チャネル値）として後続の等化器２１−ｎに付与され
る。以上が等化器７１による前段処理である。

【００９９】次に後続の等化器２１−ｎ以降の処理につ
いて述べる。前述したように式（５５）は式（１）と対
応しているから、ユーザ毎の等化器２１−ｎ内での動作
は図３１中の等化器２１の動作と同様に行えばよく上記
でも述べた通り、文献［１］に示されているため詳細は
省略する。各等化器２１−ｎは上で定義したｕ
_n （ｋ），α_n （ｋ）及び復号器２４−ｎからの事前
情報λ₂［ｂ_n（ｋ）］を入力し、出力として各符号化ビ
ットが＋１である確率と−１である確率の対数尤度比Λ
₁ （ＬＬＲ：Log-Likelihood Ratio）を次式により算出
する。

【０１００】

【数２３】

【０１０１】ここでλ₁ ［ｂ_n （ｋ）］は後続の復号器
２４−ｎに送られる外部情報、λ₂ ^p ［ｂ_n （ｋ）］は
等化器３１に与えられる事前情報である。復号器２４−
ｎは対数尤度比Λ₂ を次式により算出する。

【０１０２】

【数２４】

【０１０３】ここでλ₂ ［ｂ_n （ｉ）］は繰り返しの際
に等化器７１と等化器２１に与えられる外部情報、λ₁
^p ［ｂ_n （ｋ）］は復号器２４−ｎに与えられた事前情
報である。この図１８に示した構成により繰り返し等
化、復号を行い誤り率の向上が達成される。前述したマ
ルチユーザ等化器７１の機能構成を図１９を参照して簡
単に説明する。各アンテナよりの受信信号は受信部７０
でベクトルｒ（ｋ）＝［ｒ₁ （ｋ）…ｒ_M （ｋ）］と
して処理され、このベクトルｒ（ｋ）を用いて受信ベ
クトル生成部３１１において各マルチパス（チャネル）
を考慮した式（２１）の受信ベクトルｙ（ｋ）が生成
される。

【０１０４】一方、受信部７０よりの受信信号ｒ
（ｋ）と、ユニークワード記憶部２９からの各送信機と
対応した、チャネル推定用のユニークワード系列などの
既知系列信号とがチャネル推定器２８に入力されてチャ
ネル行列Ｈが推定される。また各復号器２４−１，
…，２４−Ｎの出力対数尤度比Λ₂ ［ｂ₁ （ｉ）］，
…，Λ₂ ［ｂ_N （ｉ）］からそれぞれ事前情報λ
₁ ^p ［ｂ₁ （ｉ）］，…，λ₁ ^p ［ｂ_N （ｉ）］が差し
引かれた外部情報λ₂ ［ｂ₁ （ｋ）］，…，λ₂ ［ｂ_N
（ｋ）］が軟判定シンボル推定部３１３−１，…，３１
３−Ｎに入力され、それぞれ式（１５）により軟判定送
信シンボルｂ′₁ （ｋ），…，ｂ′_N （ｋ）が計算さ
れ、これらが干渉ベクトル生成部７２に入力され、干渉
ベクトル生成部７２では各ｎごとに他の送信機からの干
渉信号となり得るシンボル推定値のベクトルＢ′
（ｋ）が式（２９）′、（５３）及び（５４）により生
成される。これらＮ個のベクトルＢ′（ｋ）とチャネ
ル行列Ｈとの積が他干渉信号推定部７３−１，…，７
３−Ｎでそれぞれ演算されて干渉成分のレプリカＨ・
Ｂ（ｋ）が求められる。

【０１０５】これらＮ個の干渉成分レプリカＨ・Ｂ
（ｋ）が受信ベクトルｙ（ｋ）から引算部７４−１，
…，７４−Ｎでそれぞれ引算されて、差分ベクトル
ｙ′₁（ｋ），…，ｙ′_N （ｋ）が求められる。軟
判定送信シンボルｂ′₁ （ｋ），…，ｂ′_N （ｋ）が誤
差行列生成部７５に入力されて、式（６４）、（６
６）、（６７）により誤差行列Λ₁ （ｋ），…，Λ
_N （ｋ）が生成され、これらとチャネル行列Ｈ及び雑
音電力σ² がフィルタ特性推定部７６に入力され、フィ
ルタ特性推定部７６では式（５８）、（６０）、（６
１）、（６３）及び（６５）により、フィルタ特性ｗ
_n と等化後のチャネル情報α_n とが推定される。これ
らフィルタ特性ｗ₁ , …，ｗ_N と差分ベクトル
ｙ′₁ （ｋ）, …，ｙ′_N （ｋ）とがフィルタ処理
部７７−１，…，７７−Ｎでそれぞれ乗算され、つまり
フィルタ処理されて、各ユーザごとの各パスからのシン
ボル［ｂ_n （ｋ），ｂ_n （ｋ−１），…，ｂ_n （Ｋ−Ｑ
＋１）］の受信信号から他ユーザ信号よりの干渉が除去
された成分であるｕ₁ （ｋ），…，ｕ_N （ｋ）がそれぞ
れ得られ、これらとフィルタ特性推定部７６で求められ
た等化後のチャネル情報α₁ （ｋ），…，α
_N （ｋ）がそれぞれ図１８中のシングルユーザ等化器２
１−１，…，２１−Ｎへ供給される。

【０１０６】このターボ受信法の第１発明（２）の処理
手順を図２０に示す。図２０において、図３に示した処
理手順と対応するステップには同一ステップ記号を付け
た。ただし、ステップＳ４における干渉レプリカベクト
ルＢ′_n （ｋ）の計算は式（２９）′、（５３）及び
（５４）により行う。ステップＳ１３は軟判定送信シン
ボルｂ′_n （ｋ）を用い、式（６４）、（６６）、（６
７）により誤差行列Λ _n （ｋ）を生成する。ステップＳ
１４はチャネルと行列Ｈ及び雑音電力σ² と誤差行列
Λ_n （ｋ）を用い、式（５８）、（６０）、（６１）、
（６３）、（６５）により残余干渉除去フィルタｗ_n
（ｋ）とチャネル情報α_n を求める。ステップＳ１５
で差分ベクトルｙ′_n （ｋ）を残余干渉除去フィルタ
特性ｗ _n （ｋ）によりフィルタ処理してｕ_n （ｋ）を
求める。ステップＳ１６で各フィルタ処理結果ｕ
_n （ｋ）に対し、シングルユーザ等化処理を行って対数
尤度比Λ _n ［ｂ_n （ｋ）］をそれぞれ求め、これらをス
テップＳ１０で復号処理する。その他は図３に示した処
理と同様である。

【０１０７】上述では後段等化器２１−ｎにおける等化
範囲は、シンボル［ｂ_N （ｋ），ｂ _n （ｋ−１），…，
ｂ_n （Ｋ−Ｑ＋１）］（ｎ＝１，…，Ｎ）による符号間
干渉区間としているが、この等化範囲は調節可能であ
る。例えば、Ｑが非常に大きな値の場合は、後段の等化
器２１−ｎの計算負荷が大きくなる。このような場合、
後段等化器２１−ｎでの等化範囲をＱ′＜Ｑとし、前段
の等化器７１で、［ｂ_n（ｋ），ｂ_n （ｋ−１），…，
ｂ_n （Ｋ−Ｑ′＋１）］（Ｑ′＜Ｑ，ｎ＝１，…，Ｎ）
区間以外の同一ユーザの信号の符号間干渉を除去するよ
うに変更すればよい。この変更については後で説明す
る。この前段等化と後段等化に分けて信う場合も、図１
９中に破線で示すようにチャネル推定器２８において前
回シンボル記憶部３２を設けて硬判定送信シンボルｂ＾
_n （ｋ）をも用いてチャネル値の推定を行うようにし
て、その推定精度を向上させることができる。

【０１０８】図１７に示した例では前段の多出力等化器
７１ではＮ系列の送信信号に対し、これらを他系列より
の干渉を等化分離した、Ｎ系列の信号ｕ_n と、等化後の
チャネル情報α_n を出力し、その後、各Ｎ系列の信号
ｕ_n を後段のシングルユーザ等化器２２−ｎにより同一
送信信号の符号間干渉を除去した。つまり、２段の縦続
等化構成とした。３段以上の縦続多段構成としてもよ
い。例えば図２１に示すように、第１段目の等化器８１
において、Ｎ系列の送信信号に対するＭ系列の受信信号
ｒ_m を入力して第１〜第Ｕ番送信系列の第Ｕ＋１番送信
系列による干渉を除去した等化信号系列ｅｒ₁ （ｋ）及
びその等化後のチャネル情報ｅα（ｋ）と、第Ｕ＋１
〜第Ｎ番送信系列の第１〜第Ｕ番送信系列による干渉を
除去した等化信号系列ｅｒ₂ （ｋ）及びその等化後のチ
ャネル情報ｅα₂ （ｋ）とを得、第２段目の等化器８
２−１及び８２−２中の８２−１では、入力されたｅｒ
₁ （ｋ）及びｅα₁ （ｋ）を等化処理して、第１〜第
Ｕ番送信系列中の第１〜第Ｕ₁ 番送信系列の第Ｕ₁ ＋１
〜第Ｕ番送信系列による干渉を除去した等化信号系列ｅ
ｒ₃ （ｋ）及びその等化後のチャネル情報ｅα
₃ （ｋ）と、第１〜第Ｕ番送信系列中の第Ｕ₁ ＋１〜第
Ｕ₂ 番送信系列の第１〜第Ｕ₁番送信系列及び第Ｕ₂ 〜
第Ｕ番送信系列による干渉を除去した等化信号系列ｅｒ
₄ （ｋ）及びその等化後のチャネル情報ｅα₄ （ｋ）
と、第１〜第Ｕ送信系列中の第Ｕ₂ ＋１〜第Ｕ送信系列
の第１〜第Ｕ₂ 送信系列による干渉を除去した等化信号
系列ｅｒ₅ （ｋ）及びその等化後のチャネル情報ｅα
₅ （ｋ）をそれぞれ出力する。

【０１０９】同様に第２段目の等化器８２−２では等化
信号系列ｅｒ₂ （ｋ）とチャネル情報ｅα₂ （ｋ）が
入力されて、等化信号系列ｅｒ₆ （ｋ）及び等化後のチ
ャネル情報ｅα₆ （ｋ）と等化信号系列ｅｒ₇ （ｋ）
及び等化後のチャネル情報ｅα₇ （ｋ）を出力する。
Ｎ＝５の場合は第３段目の等化器８３−１〜８３−５は
図１８中のシングルユーザ等化器となる。あるいは、等
化器８３−３の入力等化信号は２つの送信信号により構
成され、等化器８３−３によりその２つの送信信号間の
相互干渉を除去して２組の等化信号とその等化後のチャ
ネル情報とを次のシングルユーザ等化器８４−１，８４
−２でそれぞれ等化してもよい。更に、例えば等化器８
３−４では等化信号ｅｒ₆ （ｋ）とチャネル情報ｅα
₆ （ｋ）を入力して、その構成送信信号の全て、例えば
３つの送信信号のそれぞれについて他の２つの送信信号
との相互干渉と、それ自身のマルチパスによる符号間干
渉を除去してもよい。第２段目の等化器８２−１，８２
−２の１つ乃至複数で、複数の送信信号に対する各等化
信号を一挙に得るように構成してもよい。

【０１１０】以上のように一般には第１段目の等化器か
ら複数の等化信号系列と等化後チャネル情報の組を出力
し、各等化信号系列及びその等化後のチャネル情報の組
について、１乃至複数の等化器を１乃至複数段縦続させ
て、最終的には第１〜第Ｎ番目の送信系列のそれぞれの
等化出力、つまりこの例では対数尤度比Λ₁ ［ｂ
_n （ｋ）］を出力させることもできる。このように多段
縦続等化処理を行う場合は、前述したように後段程、干
渉除去するパス数Ｑの値を小として、演算処理量を少な
くすることが好ましい。この場合は、前述したように、
後段において減少したパスによる干渉成分を、その直前
の等化段で除去するようにする。

【０１１１】以下において、図２１中の第１段目の等化
器２１で、Ｎ個の送信系列、各送信系列のマルチパスの
数がＱの受信信号からＵ個の送信系列の群の等化信号系
列ｅｒ₁ （ｋ）及び等化後のチャネル情報ｅα
₁ （ｋ）を得、その後段の等化器８２−１での等化処理
では各送信列系のマルチパスの数をＱ′とする場合の等
化処理を説明する。図１８及び図１９に示した実施例と
ほぼ同様に干渉ベクトル生成部７２で干渉ベクトル
Ｂ′（ｋ）を生成するが、この構成式（５３）、式
（５４）が式（５３）、式（５４）′及び式（７３）に
変更する。

【０１１２】 ｂ′（ｋ＋ｑ）＝［ｂ′₁ （ｋ＋ｑ）ｂ′₂ （ｋ＋ｑ）…ｂ′_n （ｋ＋ｑ） …ｂ′_N （ｋ＋ｑ）］^T ：ｑ＝Ｑ−１，…１ （５３） ｂ′（ｋ＋ｑ）＝［０…０ ｂ′ _U+1（ｋ＋ｑ）…ｂ′_N （ｋ＋ｑ）］^T ： ｑ＝０，…，−Ｑ′＋１ （５４）′ ｂ′（ｋ＋ｑ）＝［ｂ′₁ （ｋ＋ｑ）ｂ′₂ （ｋ＋ｑ）…ｂ′_n （ｋ＋ｑ） …ｂ′_N （ｋ＋ｑ）］^T ：ｑ＝Ｑ′，…，−Ｑ＋１ （７３） 式（５４）′は第１〜第Ｕ送信系列自体のシンボルと、
Ｑ′のマルチパスに基づくこれら各系列の自身及び相互
の符号間干渉成分を除いて等化するためのものであり、
式（７３）は後段の等化でマルチパスの数をＱ′に減少
するため、Ｑ′＋１番目乃至Ｑ番目のパスに基づく、第
１〜第Ｕ送信系列の自身及び相互の符号間干渉を除去す
るためのものである。

【０１１３】このようにして得られた干渉ベクトル
Ｂ′（ｋ）を用いて干渉信号レプリカＨ・Ｂ′
（ｋ）を作り、これを受信ベクトルｙ（ｋ）から引算
し、つまり次式を計算する。ｙ ′_g （ｋ）≡ｙ（ｋ）−Ｈ・Ｂ′（ｋ） （２７）″ ＝Ｈ・（Ｂ（ｋ）−Ｂ′（ｋ））＋ｎ（ｋ）（２８）″ 以下この干渉を引算する操作をソフト干渉キャンセルと
呼ぶことにする。理想的に干渉信号のレプリカＨ・
Ｂ′（ｋ）が作られているとすると、引算後得られる
ｙ′_g （ｋ）は第１〜第Ｕ送信系列のシンボル、［ｂ
_n （ｋ），ｂ_n （ｋ−１），…，ｂ_n （ｋ−Ｑ′＋
１）］，（ｎ＝１〜Ｕ）の信号成分しか持ち得ないこと
が分かる。

【０１１４】次にソフト干渉キャンセル後の干渉余剰成
分を前述と同様にＭＭＳＥ規範の線形フィルタで除去す
る。この場合の式（５５）と対応した式は次式（５
５）′となる。 ｗ_g ^H （ｋ）・ｙ′_g （ｋ）≒Σ_n=1 ^U Σ_q=0 ^Q'-1α_nq（ｋ）・ｂ_n （ｋ−ｑ）＝α_g ^H （ｋ）・ｂ_g （ｋ） （５５）′ ここで、 α_g （ｋ）＝［α_1,0 （ｋ），…，α_1,Q'-1（ｋ），…，α_U,0 （ｋ），… ，α_U,Q'-1（ｋ）］^T （５５−１） ｂ_g （ｋ）＝［ｂ₁ （ｋ），…，ｂ₁ （ｋ−Ｑ′＋１），…，ｂ_U （ｋ）， …，ｂ_U （ｋ−Ｑ′＋１）］^T （５５−２） これらｗ_g （ｋ），α_g （ｋ）を求めることも前述
と同様に式（５６）を次式として右辺が最小となるｗ
_g （ｋ），α_g （ｋ）を求める。

【０１１５】 （ｗ_g （ｋ），α_g （ｋ））＝arg min ‖ｗ_g ^H （ｋ）・ｙ′_g （ｋ ）−α_g ^H （ｋ）・ｂ_g （ｋ）‖² （５６）′ α_1,0 （ｋ）＝１を条件とする。付加された拘束条件
は、α_g （ｋ）＝０，ｗ_g （ｋ）＝０なる解を避け
る為であり、‖α_g （ｋ）‖² ＝１なる拘束条件で解
く事も可能であるが以下では、α_1,0 （ｋ）＝１の場合
以下のように問題を置き換える。 ｍ_g （ｋ）＝arg min ‖ｍ_g ^H （ｋ）・ｚ_g （ｋ）‖² （５７）′ｍ_g ^H （ｋ）・ｅ_MQ'+1 ＝−１を条件とする。 ここで、 ｍ_g （ｋ）≡［ｗ_g ^T （ｋ），−α_g ^T （ｋ）］^T （５８）′ ｚ_g （ｋ）≡［ｙ_g ^T （ｋ），ｂ（ｋ）_g ^T ］^T （５９）′ ｅ_MQ'+1 ＝［０ … １ … ０］^T （６０）′ （ｅ_MQ'+1 中の１の要素はＭＱ′＋１番目） 前記文献［２］に示されているラグランジェ未定係数法
よりこの最適化問題の解は以下で与えられる。

【０１１６】 ｍ_g （ｋ）＝−Ｒ_zz ^-1・ｅ_MQ'+1 ／（ｅ_MQ'+1 ^H ・Ｒ_zz ^-1・ｅ_{MQ '+1} ） （６１）′ ここで、

【０１１７】

【数２５】

【０１１８】 Λ_n （ｋ）＝diag［Ｄ_n （ｋ＋Ｑ−１），…，Ｄ_n （ｋ），…，Ｄ_n （ ｋ−Ｑ＋１）］ （６４）′

【０１１９】

【数２６】

【０１２０】 Ｄ_n （ｋ＋ｑ）＝diag［１−ｂ′₁ ² （ｋ＋ｑ），…，１−ｂ′_n ² （ｋ＋ ｑ），…，１−ｂ′_N ² （ｋ＋ｑ）］ ：ｑ＝Ｑ＋１，…，１ （６６） Ｄ_n （ｋ＋ｑ）＝diag［１，…，１，１−ｂ′_U+1 ²（ｋ＋ｑ），…，１−ｂ ′_N ² （ｋ＋ｑ）］ ：ｑ＝０，…，−Ｑ′＋１ （６７）′ Ｄ_n （ｋ＋ｑ）＝diag［１−ｂ′₁ ² （ｋ＋ｑ），…，１−ｂ′_n ² （ｋ＋ ｑ），…，１−ｂ′_N ² （ｋ＋ｑ）］ ：ｑ＝Ｑ′，…−Ｑ＋１ （７４） つまりチャネルパラメータが既知であれば、ｍ
_g （ｋ）は式（６１）′で求めることができる。更に式
（５８）′に従いｗ_g （ｋ），α_g （ｋ）（＝ｅ
α₁ （ｋ））も求められる。このような計算を例えば
図１９中のフィルタ特性推定部７６で行い、フィルタ処
理部７７−１で次式を計算してフィルタ処理する。

【０１２１】 ｅｒ₁ （ｋ）＝ｗ_g ^H （ｋ）・ｙ′_g （ｋ） この等化出力ｅｒ₁ （ｋ）と等化後チャネル情報ｅα
₁ （ｋ）＝α_g （ｋ）が後段の等化器８２−１に送ら
れる。以上のようにして例えば５の送信系列（ユーザ）
時に３送信系列（ユーザ）グループと２送信系列（ユー
ザ）グループとに分ける場合は、Ｕ＝３及び２で上記ア
ルゴリズムを実行し、これら二つの等化出力ｅｒ
₁ （ｋ）、ｅα₁ （ｋ）とｅｒ₂ （ｋ），ｅα
₂ （ｋ）を後続の３送信系列（ユーザ）用及び２送信系
列（ユーザ）用の等化器に入力してそれぞれ各送信系列
（ユーザ）の等化出力を得る。

【０１２２】また前述した検出する信号の誤り訂正復号
結果を軟判定送信シンボルに反映させることは、図８に
示したシングルユーザターボイコライザ受信機、図９に
示したＲＡＫＥ合成処理ターボ受信機、図１０に示した
アダプティブアレーアンテナ受信部を備えるターボ受信
機、更に一般に図１２に示したチャネル推定器４２を備
えるターボ受信機にも適用できる。更に図１３、図１４
及び図１５ではチャネル行列Ｈと共分散行列Ｕ＾の、
２回目以後の推定に確からしいと判断されたシンボル硬
判定値も参照信号として利用したが、２回目以後もユニ
ークワードのみを参照信号として式（５１）を利用して
共分散行列Ｕ＾の推定を行い、シンボル硬判定値を用い
るチャネル推定及び共分散行列Ｕ＾の推定は省略しても
よい。第１発明（２）（並列送信） 次に１人の利用者による情報系列ｃ（ｉ）を複数の並列
系列として送信することにより周波数利用効率よく高速
伝送を行うことが提案されている。このような送信信号
に対し、この発明を適用したターボ受信機の実施例を説
明する。

【０１２３】図２２に図１と対応する部分に同一参照符
号を付けて示すよう送信側において、変調器１３よりの
変調出力信号ｂ（ｊ）は直列−並列変換器１４によりＮ
個の系列に各シンボルｂ（ｊ）が順次分配され、２以上
の整数Ｎ個の系列信号ｂ₁ （ｋ），…，ｂ_N （ｋ）とさ
れ、図に示していないが、これらは無線周波数の信号に
変換された後、Ｎ個のアンテナから送信される。これら
Ｎ個の系列信号はチャネル（伝送路）を通じて、この発
明のターボ受信機に受信される。この受信機の受信アン
テナは１個以上であり、この受信信号は１以上の整数Ｍ
個のベースバンドデジタル受信信号ｒ_m （ｋ）（ｍ＝
１，２，…，Ｍ）として多出力等化器３１に入力され
る。受信信号ｒ_m （ｋ）は例えば図２８に示したように
生成される。

【０１２４】多出力等化器３１は図２に示した構成と同
様であり、図３に示した処理手順と同様な処理を行う。
その際に、図２２中に示した復号器２４よりの対数尤度
比Λ ₂ ［ｂ（ｉ）］から外部情報λ₁ ［ｂi ］が減算器
２５で減算され、その減算出力がインタリーバ２６によ
りインタリーブされて事前情報λ₂ ［ｂ（ｊ）］とさ
れ、その事前情報λ₂ ［ｂ（ｊ）］が直列−並列変換器
１５でＮ系列の事前情報λ₂ ［ｂ₁ （ｋ）］，…，λ₂
［ｂ_N （ｋ）］に変換されて多出力等化器３１へ入力さ
れる。

【０１２５】よって多出力等化器３１ではそのＭ系列の
受信信号が、先に述べたと同様に線形等化処理されて、
Ｎ個の対数尤度比系列Λ₁ ［ｂ₁ （ｋ）］，…，Λ
₁ ［ｂ_N（ｋ）］が出力される。このＮ個系列の対数尤
度比系列は並列−直列変換器１６により１系列の対数尤
度比系列Λ₁ ［ｂ（ｊ）］に変換されて、減算器２２へ
供給される。この構成によれば多出力等化器３１の入力
信号形式が、図１乃至図３で説明したものと同様にな
り、従って図１乃至図３を参照して行った等化処理によ
り、Ｎ系列の対数尤度比Λ₁ ［ｂ₁ （ｋ）］，…，Λ₁
［ｂ_N （ｋ）］を得ることができ、直列−並列変換器１
５と並列直列変換器１６とを用いることによって繰り返
し復号処理を行うことができることは容易に理解されよ
う。図１乃至図３においてｎ番目の送信機の送信信号と
対応してこの場合はＮ個の並列送信信号中のｎ番目（ｎ
列目）の送信信号が等化されることになる。またこのＮ
系列信号の並列送信に対する受信について、図４乃至図
７を参照した実施例を適用できることも容易に理解でき
よう。また図１８乃至図２１に示した複数の等化段によ
る縦続的処理により、図１乃至図３１に示した単一の等
化段による処理に比べ受信特性は向上する。

【０１２６】この発明のターボ受信方法、受信機は畳み
込み符号／ターボ符号＋インタリーバ＋多値変調（ＱＰ
ＳＫ，８ＰＳＫ，１６ＱＡＭ，６４ＱＡＭなど）、ＴＣ
Ｍ（Trellis Coded Modulation）／ターボＴＣＭなどに
対する受信にも適用できる。Ｍ個の受信信号の生成 上述ではＭ個の受信信号ｒ₁ （ｋ），…，ｒ_M （ｋ）
を、Ｍ個のアンテナ＃１，…，＃Ｍから求めたが、１個
のアンテナから求めてもよく、あるいは、２以上の整数
Ｌ個のアンテナの受信信号からＬより多いＭ個の受信信
号を求めてもよい。図１において特に示さなかったが各
アンテナ＃１，…，＃Ｍからの受信信号はベースバンド
変換部によりベースバンドの受信信号ｒ₁ ，…，ｒ_m と
され、サンプリングされて離散時刻ｋのディジタル信号
ｒ₁ （ｋ），…，ｒ_M （ｋ）とされている。

【０１２７】例えば図３０Ｂに示すようにＬ＝２個のア
ンテナ＃１，＃２で受信された受信信号はそれぞれベー
スバンド変換部６１−１，６１−２でそれぞれベースバ
ンド信号に変換され、ベースバンド変換部６１−１と６
１−２の各出力はサンプリング信号発生器６２からのサ
ンプリング信号と、このサンプリング信号を移相器６３
でその周期ＴのＴ／２だけ位相をずらしたサンプリング
信号とにより、それぞれＡ／Ｄ変換器６４−１，６４−
２と６４−３，６４−４でサンプリングされてディジタ
ル信号ｒ₁ （ｋ），ｒ₂ （ｋ）とｒ₃ （ｋ），ｒ
₄ （ｋ）に変換され、図１又は図１８あるいは図２２に
示したターボ受信機３０に入力され、Ｎ個の復号出力を
得るようにしてもよい。なおターボ受信機３０に入力さ
れる受信信号ｒ ₁ （ｋ），…，ｒ₄ （ｋ）の各サンプリ
ング周期は、１個のアンテナごとに１個の受信信号ｒ_m
（ｋ）を受信する場合のサンプリング周期と一致するよ
うにサンプリング信号発生器６２よりのサンプリング信
号の周波数が選定される。

【０１２８】

【発明の効果】以上述べたようにこの第１発明（１）に
よれば、多出力（ＭＩＭＯ）受信方法を実現できる。定
量的な効果として誤り率特性を図２３、図２４に示す。
各図において横軸のＥ_b ／Ｎ_o はビットエネルギ対ノイ
ズ比である。シュミレーション条件として以下を想定し
た。 ユーザ（送信機）数Ｎ ２ 各ユーザのマルチパス数Ｑ ５ 受信アンテナ数 ２本 １フレーム内の情報シンボル数 ４５０ビット １フレーム内のユニークワード数 ２５ビット チャネル推定法 ＲＬＳ（忘却係数０．９９） 誤り訂正符号 レート１／２，拘束長３畳み込み符号 ドップラ周波数 １０００Ｈｚ（レイリーフェージング） 変調方式 ＢＰＳＫ 伝送速度 ２０Ｍｂｐｓ 復号器２４ Ｍａｘ−Ｌｏｇ−Ｍａｐデコーダ 繰り返し数 ４回 フレーム内でフェージングなし なおフィルタ係数ｗの計算には前記逆行列の補助定理
による近似は用いなかった。

【０１２９】図２３は、チャネル推定が完全に行われた
（推定誤差はなし）、つまりチャネルは既知であると仮
定した時の誤り率特性であり、ユーザ（送信機）数Ｎ＝
２、受信アンテナ数Ｍ＝２、Ｒａｙｌｅｇｈパス数Ｑ＝
５の場合である。繰り返し１回目は繰り返ししていない
状態であり，繰り返し２回目で１回繰り返しを行った結
果である。繰り返しにより誤り率特性が大幅に改善され
ていることが分かる。これによりこの発明のＭＩＭＯ用
ターボ受信方法は適切に動作することが分かる。

【０１３０】図２４は繰り返しチャネル推定（第４発
明）の効果を示す。横軸はしきい値Ｔｈである。Ｅ_b ／
Ｎ_o ＝４ｄＢに固定し（Ｅ_b は１ユーザ分である）、Ｔ
ｈ＝１．０は１つもシンボル硬判定値が選ばれない、つ
まりシンボル硬判定値を用いるチャネル推定が行われな
い従来法と考えられる。この場合は図から明らかなよう
にチャネル推定が不正確なためＢＥＲ特性の繰り返し効
果は少ない。しきい値Ｔｈ＝０は、硬判定値をそのまま
全部用いる場合であり、このように情報シンボルの硬判
定値も利用すると図から明らかなように平均ビット誤り
率が改善され、それだけチャネル推定が正確に行うこと
ができることが理解される。更にしきい値Ｔｈ＝０．２
〜０．６程度ではＴｈ＝０の場合より平均ビット誤り率
が小となっており、つまり確からしい硬判定値のみを利
用した方が良いことがわかる。特にＴｈ＝０．２５付近
が最も好ましいことも理解される。

【０１３１】図２５に、しきい値により確からしい送信
シンボル硬判定値をチャネル推定に用いる、つまり繰り
返しチャネル推定を用いたＭＩＭＯ受信方法の誤り率特
性を曲線６６として示す、この場合のしきい値は０．２
５に設定し、結果は繰り返し４回後の特性であり、Ｎ＝
２、Ｍ＝２、Ｑ＝５Ｒａｙｌｅｇｈ、ｆ_d Ｔ_s ＝１／２
００００，９００シンボル／フレームである。比較のた
めチャネル推定が完全な場合の誤り率特性を曲線６７
に、従来の情報シンボルの硬判定値はチャネル推定に利
用しない、つまり繰り返しなしのチャネル推定（チャネ
ル推定は１回だけ）を用いたときの誤り率特性を曲線６
８に示す。このグラフよりチャネルの繰り返し推定を用
いた場合、誤り率特性はチャネル推定完全の場合のそれ
に近づいていることが分かる。

【０１３２】また上述したチャネル推定方法によれば、
復号された軟判定値から、その硬判定値の確からしいか
否かを判定し、確からしい硬判定値のシンボル情報を
も、次回の繰り返し受信処理の際のチャネル推定に利用
することにより、チャネル推定をより正しく行うことが
でき、復号品質を向上することができる。次に共分散行
列Ｕ^（ガウス性雑音以外の雑音）を推定するようにし
た実施例の効果を確認するため以下の条件でシミュレー
ションを行った。 全ユーザ（送信機）数Ｎ ３（うち１ユーザを未知干渉：ｉ（ｋ）とする） 各ユーザのマルチパス数Ｑ ５ 受信アンテナ数 ３本 １フレーム内の情報シンボル数 ４５０ビット 誤り訂正符号 レート１／２，拘束長３畳み込み符号 ドップラー周波数 １０００Ｈｚ 変調方式 ＢＰＳＫ 伝送速度 ２０Ｍｂｐｓ 復号器２４ Ｌｏｇ−ＭＡＰはデコーダ 繰り返し数 ４回 ３ユーザ（送信機）は等電力とした。図２６は図１４、
図１５、図１６に示したＨ、Ｕ^を推定するターボ受信
機のＢＥＲ（ビット誤り率）特性のシミュレーション結
果、図２７は図１に示したターボ受信機（図１３の方法
を用いる受信機）をそのまま用いたＢＥＲ特性を示す。
図２６では、雑音は白色性ガウス雑音のみとしており、
チャネル推定、復号処理を２回以上繰り返してもその効
果がほとんど得られていないが、図２７では繰り返し数
を多くすることによりＢＥＲ特性の向上が達成され、し
かも、同一Ｅｂ／Ｎｏに対し、ＢＥＲが図２６に示すも
のよりも可成り小さい値を示すことが理解される。

【０１３３】次に目的とするユーザ（送信機）よりの受
信信号のシンボル軟判定値ｂ′_n （ｋ）に対し誤り訂正
復号結果を反映させた実施例（第２発明）の効果を確認
するために以下の条件でシミュレーションを行った。 全ユーザ（送信機）数Ｎ ４ 各ユーザのマルチパス数Ｑ ５ 受信アンテナ数Ｍ ２ １フレーム内の情報シンボル数 ９００ 誤り訂正符号 畳み込み符号（符号化率：1/2 、拘束長３） 変調方式 ＢＰＳＫ 復号器 Ｌｏｇ−Ｍａｐデコーダ 誤り符号化率 １／２ 繰り返し数 ５ またｆ（ｂ′_n （ｋ））＝α×ｂ′_n （ｋ） とした。

【０１３４】図２８は、図１に示した多出力ターボ受信
機と、ｂ′_n （ｋ）に誤り訂正復号結果を反映させた多
入力多出力ターボ受信機のＢＥＲ特性を前者はプロット
点を黒で、後者は白でそれぞれ示す。丸は繰り返し１回
目、下向き三角は繰り返し２回目、菱形は繰り返し３回
目、左向き三角は繰り返し４回目、右向き三角は繰り返
し５回目を表わす。図２８Ａはα＝０．２に固定したと
きのＥｂ／Ｎｏに対するＢＥＲ特性のシミュレーション
結果、図２６ＢはＥｂ／Ｎｏ＝６ｄＢとしたときのαに
対するＢＥＲ特性のシミュレーション結果をそれぞれ示
す。ここでα＝０の場合はｂ′_n （ｋ）＝０とした場合
に等しい。この図２８Ａより、ｂ′_n （ｋ）に誤り訂正
復号結果を反映させた多入力多出力受信機では、図１に
示した多入力多出力ターボ受信機に比べ、繰り返し回数
が３回目以降の場合において１回前の繰り返し復号時の
ＢＥＲに対して改善効果が大きく、繰り返し回数が３回
目以降ではＢＥＲ＞１０^-4の範囲において各ＢＥＲを達
成する所要Ｅ_b ／Ｎ₀ で比較した場合、ｂ′_n （ｋ）に
誤り訂正復号結果を反映させた多入力多出力ターボ受信
機は図１に示した多入力多出力ターボ受信機に比べ約
０．５ｄＢ以上の利得が得られている。また、Ｅｂ／Ｎ
ｏ＝６ｄＢの繰り返し５回目において、ＢＥＲ＝１０^-5
ＢＥＲを達成しており、図１に示したものに比べＢＥＲ
を１／１０以下に低減できていることが分かる。この図
２８Ｂより、αの値としては０＜α＜０．６の範囲で改
善が得られており、αを０．６より大きくすると逆にＢ
ＥＲ特性が劣化してしまい、正しい復号結果が得られな
くなる。この結果より、この場合のαの最適値は０．２
であることが分かる。しかしながら、αの値は前記最適
値に限るものではなく、特に受信するユーザの数、干渉
を含む伝搬環境、受信するアンテナの数などによって、
改善効果を有するαの適正範囲が変更されてもよく、ま
た最適値αの値も他の値を取っても良い。

【０１３５】ユーザ（送信機）の数をＮ、各送信機のマ
ルチパスの数をＱ、受信機のアンテナの数をＭとし、Ｂ
ＰＳＫ変調の場合は、従来のシングルユーザのターボ受
信機をそのまま多出力（ＭＩＭＯ）に拡張した場合の等
化器における計算量は先に述べたように２^N(Q-1)のオー
ダであるが、第３発明のターボ受信方法によればＮ（Ｍ
Ｑ）³ のオーダで済む。例えばＮ＝８、Ｑ＝２０、Ｍ＝
８とすると２^N(Q-1)≒５×１０⁴⁵であるがＮ（ＭＱ）³
≒３７・１０⁷ となり、この第２発明のターボ受信方法
によれば計算量を著しく低減することができる。

【０１３６】この第３発明のターボ受信方法によれば良
好なビット誤り率特性が得られることを以下の条件でシ
ミュレーションを行って確認した。チャネル行列Ｈは
既知とした。 ユーザー数Ｎ ４ 各ユーザのマルチパス数Ｑ ５ 受信アンテナ数Ｍ ２本 １フレーム内の情報シンボル数 ９００ビット 誤り訂正符号 レート１／２、拘束長３畳み込み符号 ドップラー周波数 1000Ｈｚ（レイリーフェージング） 変調方式 ＢＰＳＫ 伝送速度 ２０Ｍｂｐｓ 復号器 Ｌｏｇ−ＭＡＰデコーダ 繰り返し数 ６回 チャネル推定は理想 図２９にこのＢＥＲ（ビット誤り率）特性のシミュレー
ション結果を示す。横軸は平均Ｅ_b （ビットエネルギ
ー）／Ｎ_o （雑音電力）であり、ｆ_dはドップラー周波
数、Ｔ_sは送信シンボル周期である。このグラフに示さ
れているＭＲＣはオーダ１０（２アンテナ×５パス）ダ
イバーシチチャネルにおける最大比合成（Maximal Rati
o Conbining ：ＭＲＣ）後の信号をビタビ復号した際に
得られるＢＥＲ特性であり、等化器が完全に干渉をキャ
ンセルした際のＢＥＲ特性に対応する。つまり繰り返し
後のＢＥＲがＭＲＣカーブにどれだけ近いかで受信器の
品質を評価することができる。図２７により、この第２
発明のターボ受信方法によればＥ_b ／Ｎ_o が高くなる程
ＢＥＲが減少し、かつ繰り返し回数を多くすればＢＥＲ
特性はＭＲＣのＢＥＲ特性に近づき、特に繰り返し回数
６ではＭＲＣに非常に近づくことが分かる。つまり、こ
の第３発明のターボ受信方法による多出力ターボ受信機
は４ユーザ、各５パス、２受信アンテナという厳しい条
件でも適切に動作することが確認された。

【図面の簡単な説明】

【図１】この第１発明のターボ受信機の実施例を含むシ
ステムの機能構成を示す図。

【図２】図１中の多出力等化器３１の具体的機能構成例
を示す図。

【図３】この第１発明のターボ受信方法の実施例を示す
流れ図。

【図４】Ａはフレーム構成例を示す図、Ｂは第４発明に
おける繰り返しチャネル推定法を説明するための、各繰
り返しにおける処理を示す図である。

【図５】確からしい硬判定シンボルを取り出すための機
能構成例を示す図。

【図６】この発明における繰り返しチャネル推定の処理
手順の例を示す流れ図。

【図７】Ａは検出する信号の誤り訂正復号結果を反映さ
せる第２発明における等化器３１の一部の機能構成例を
示す図、Ｂはその処理手順の例を示す図である。

【図８】ターボイコライザを繰り返し行う受信機の例を
示す図。

【図９】ＲＡＫＥ受信−ターボ復号の繰り返しを行う受
信機の例を示す図。

【図１０】アダプティブアレーアンテナ受信−ターボ後
の繰り返しを行う受信機の例を示す図。

【図１１】ターボイコライザ及びターボデコーダの概略
を示す図。

【図１２】受信信号に対し、推定チャネルを用いる処理
と、その処理された信号の復号処理とを繰り返す受信機
の概略を示す図。

【図１３】受信信号に対し、推定チャネルを用いる処理
とその処理された信号の復号処理とを繰返す受信方法の
概略の処理手順の例を示す流れ図。

【図１４】Ａはフレーム構成例を示す図、Ｂは受信信号
に白色性ガウス雑音以外の雑音を含む場合の、チャネル
Ｈと雑音共分散行列Ｕの推定の繰り返し処理を示す図
である。

【図１５】雑音共分散行列Ｕの推定を用いる等化器の一
部の機能構成例を示す図。

【図１６】雑音共分散行列Ｕの推定を用いるチャネル値
推定と、復号処理を繰り返す処理手順の例を示す流れ
図。

【図１７】この第３発明によるターボ受信機の原理を示
す図。

【図１８】この第３発明によるターボ受信機の機能構成
例を示す図。

【図１９】図１８中のマルチユーザ（前段）等化器７１
の機能構成の具体例を示す図。

【図２０】この第３発明によるターボ受信方法の処理手
順の例を示す流れ図。

【図２１】第３発明における多段等化部分の他の機能構
成例を示す図。

【図２２】第１発明（２）の実施例が適用されたシステ
ム構成例を示す図。

【図２３】第１発明（１）を適用したターボ受信機の誤
り率特性図（チャネルは完全に推定されたと仮定し、Ｅ
_b（ビットエネルギー）：２ユーザ分Ｎ_oは雑音エネルギ
ー）。

【図２４】しきい値（Ｔｈ）を変化させて繰り返しチャ
ネル推定を行った場合の誤り率特性を示す図。

【図２５】第４発明において、特に繰り返しチャネル推
定を用いたターボ受信機の誤り率特性図。

【図２６】雑音共分散行列Ｕの推定を用いるターボ受信
機の誤り率特性を示す図。

【図２７】図１に示したターボ受信機の誤り率特性を示
す図。

【図２８】検出する信号の誤り訂正復号結果を反映させ
た第２発明の実施例の誤り率特性を示す図。

【図２９】この第３発明のターボ受信機の誤り率特性の
シミュレーション結果を示す図。

【図３０】ＭＩＭＯシステムの概念を示す図。

【図３１】従来のシングルユーザ用ターボ送受信機の機
能構成を示す図。

【手続補正書】

【提出日】平成１４年３月１８日（２００２．３．１
８）

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】請求項２

【補正方法】変更

【補正内容】

【数２】 Ｈ_{1,(Q-1)・N+n} は上記行列Ｈの１行（Ｑ−１）Ｎ＋
ｎ列成分により算出することを特徴とする請求項１記載
のターボ受信方法。

【手続補正２】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】請求項３

【補正方法】変更

【補正内容】

【数３】 Ｂ′（ｋ）＝［ｂ′^T（ｋ＋Ｑ−１）…ｂ′
^T（ｋ）…ｂ′^T（ｋ−Ｑ＋１）］^Tｂ ′（ｋ＋ｑ）＝［ｂ′₁ （ｋ＋ｑ）ｂ′₂ （ｋ＋
ｑ）…ｂ′_N （ｋ＋ｑ）］^T ｑ＝Ｑ−１……−Ｑ＋１ ｑ≠０でｂ ′（ｋ）＝［ｂ′₁ （ｋ）…−ｆ（ｂ′_n（ｋ））
…ｂ′_N （ｋ）］^Tｑ＝０でｂ ′（ｋ）の要素のｆ（ｂ′_n（ｋ））はｎ番目であ
り、ｆ（ ）はｆ（０）＝０、かつｄ｛ｆ（ｂ′
_n（ｋ）｝／ｄ｛ｂ′_n（ｋ）｝≧０を満たすｂ′
_n（ｋ）を変数とする関数、［ ］ ^Tは転置行列であ
り、この干渉成分Ｈ・Ｂ′（ｋ）を受信ベクトル
ｙ（ｋ）から差し引き差分ベクトルｙ′（ｋ）を求
め、 ここでｙ（ｋ）＝［ｒ^T （ｋ＋Ｑ−１）ｒ^T （ｋ
＋Ｑ−２）…ｒ^T （ｋ）］^Tｒ （ｋ）＝［ｒ₁ （ｋ）ｒ₂ （ｋ）…ｒ_M （ｋ）］^T チャネル行列Ｈ又は参照信号を用いて、差分ベクトル
ｙ′（ｋ）内の残余干渉成分を除去する、ｎ番目の送
信機よりの送信信号の受信信号に対する適応フィルタ係
数ｗ_n （ｋ）を求め、 差分ベクトルｙ′（ｋ）を上記適応フィルタ係数ｗ
_n （ｋ）によりフィルタ処理して、ｎ番目の送信機より
の送信信号に対する干渉除去された受信信号として対数
尤度比を得ることを特徴とするターボ受信方法。

【手続補正３】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】請求項４

【補正方法】変更

【補正内容】

【数４】 Ｈ_{1,(Q-1)・N+n} は上記行列Ｈの１行（Ｑ−１）Ｎ＋
ｎ列成分により算出することを特徴とする請求項３記載
のターボ受信方法。

【手続補正４】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】請求項１０

【補正方法】変更

【補正内容】

【数７】 Ｂ′（ｋ）＝［ｂ′^T（ｋ＋Ｑ−１）…ｂ′
^T（ｋ）…ｂ′^T（ｋ−Ｑ＋１）］^Tｂ ′（ｋ＋ｑ）＝［ｂ′₁ （ｋ＋ｑ）ｂ′₂ （ｋ＋
ｑ）…ｂ′_N （ｋ＋ｑ）］^T ｑ＝Ｑ−１……−Ｑ＋１ ｑ≠０でｂ ′（ｋ）＝［ｂ′₁ （ｋ）…−ｆ（ｂ′_n（ｋ））
…ｂ′_N （ｋ）］^Tｑ＝０でｂ ′（ｋ）の要素のｆ（ｂ′_n（ｋ）はｎ番目であ
り、ｆ（ ）はｆ（０）＝０、かつｄ｛ｆ（ｂ′
_n（ｋ）｝／ｄ｛ｂ′_n（ｋ）｝≧０を満たすｂ′
_n（ｋ）を変数とする関数、［ ］ ^Tは転置行列であ
り、この干渉成分Ｈ・Ｂ′（ｋ）を受信ベクトル
ｙ（ｋ）から差し引き差分ベクトルｙ′（ｋ）を求
め、 ここでｙ（ｋ）＝［ｒ^T （ｋ＋Ｑ−１）ｒ^T （ｋ
＋Ｑ−２）…ｒ^T （ｋ）］^Tｒ （ｋ）＝［ｒ₁ （ｋ）ｒ₂ （ｋ）…ｒ_M （ｋ）］^T 受信ベクトルｙ（ｋ）内の雑音成分の共分散行列を、
ガウス分布の分散σ²と単位行列Ｉから求まるσ²
Ｉとして、

【数８】 により決定した適応フィルタ係数ｗ_n により差分ベク
トルｙ′（ｋ）をフィルタ処理して、ｎ番目の送信機
よりの送信信号に対する干渉が除去された受信信号とし
て対数尤度比を得ることを特徴とするターボ受信方法。

【手続補正５】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】請求項２１

【補正方法】変更

【補正内容】

【数１２】 ｎ＝１，…，Ｎ 各受信信号ｒ_m が入力されて受信ベクトルｙ （ｋ）＝［ｒ^T （ｋ＋Ｑ−１）ｒ^T （ｋ＋Ｑ−
２）…ｒ^T （ｋ）］^Tｒ （ｋ）＝［ｒ₁ （ｋ） ｒ₂ （ｋ）…ｒ_M （ｋ）］
^T ここでｋは離散的時刻、Ｑは各送信電波のマルチパスの
数、ｑ＝０，…，Ｑ−１、［ ］^T は転置行列を表わ
す、 を生成する受信ベクトル生成部と、 Ｎ個の事前情報が入力され、軟判定送信シンボルｂ′_n
（ｋ）（ｎ＝１，…，Ｎ）を生成する軟判定シンボル生
成部と、 各軟判定送信シンボルｂ′₁ （ｋ）〜ｂ′_N （ｋ）が入
力され、ｎ番目の送信機よりの送信信号に対する干渉レ
プリカベクトルＢ ′（ｋ）＝［ｂ′^T（ｋ＋Ｑ−１）…ｂ′
^T（ｋ）…ｂ′^T（ｋ−Ｑ＋１）］^Tｂ ′（ｋ＋ｑ）＝［ｂ′₁ （ｋ＋ｑ）ｂ′₂ （ｋ＋
ｑ）…ｂ′_N （ｋ＋ｑ）］^T ｑ＝Ｑ−１，…，−Ｑ＋１， ｑ≠０でｂ ′（ｋ）＝［ｂ′₁ （ｋ）…−ｆ（ｂ′_n （ｋ））
…ｂ′_N （ｋ）］^Tｑ＝０でｂ ′（ｋ）の要素のｆ（ｂ′_n （ｋ））はｎ番目、ｆ
（ ）はｆ（０）＝０、かつｄ｛ｆ（ｂ′_n （ｋ））｝
／ｄ｛ｂ′_n （ｋ）｝≧０を満すｂ′_n （ｋ）を変数と
する関数であり、を生成するレプリカベクトル生成部
と、 チャネル行列Ｈと干渉レプリカベクトルＢ′（ｋ）
が入力され、ｎ番目の送信機よりの送信信号の受信信号
に対する干渉成分Ｈ・Ｂ′（ｋ）を計算して出力
するフィルタ処理部と、 干渉成分Ｈ・Ｂ′（ｋ）と受信ベクトルｙ
（ｋ）が入力され、差分ベクトルｙ′（ｋ）＝ｙ
（ｋ）−Ｈ・Ｂ′（ｋ）を出力する差演算部と、 チャネル行列Ｈ又は参照信号が入力され、差分ベクト
ルｙ′（ｋ）内の残余干渉成分を除去するｎ番目の送
信機よりの送信信号の受信信号に対する適応フィルタ係
数ｗ_n（ｋ）を求めるフィルタ係数推定部と、 差分ベクトルｙ′（ｋ）と上記適応フィルタ係数ｗ
_n（ｋ）が入力され、ｙ′（ｋ）に対しフィルタ処理
して、ｎ番目の送信機よりの送信信号に対する干渉除去
された受信信号として対数尤度比を得てｎ番目の復号器
へ供給する適応フィルタ部と、 を具備することを特徴とするターボ受信機。

【手続補正６】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００２２

【補正方法】変更

【補正内容】

【００２２】第２発明によれば、第１発明において、ｑ
＝０の場合に、ｂ ′（ｋ）＝［ｂ′₁ （ｋ）…−ｆ（ｂ′_n （ｋ））
…ｂ′_N （ｋ）］^Tｂ ′（ｋ）の要素のｆ（ｂ′_n （ｋ）はｎ番目であ
り、ｆ（ ）はｆ（０）＝０、かつｄ｛ｆ（ｂ′
_n （ｋ）｝／ｄ｛ｂ′_n （ｋ）｝≧０を満たすｂ′
_n （ｋ）を変数とする関数とすることを特徴とする。第
３発明によれば、等化処理を複数段階に分けて行い、後
段程、等化出力の系列の数を少なくする。

【手続補正７】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００５２

【補正方法】変更

【補正内容】

【００５２】式（２９）中のｂ′（ｋ）、つまり式（３
１）を次式に変更する。 ｂ′（ｋ）＝［ｂ′₁ （ｋ） ｂ′₂ （ｋ）… ｂ′_n-1 （ｋ） −ｆ（ｂ′_n （ｋ）） ｂ′_n+1 （ｋ） …ｂ′_N （ｋ）］ （４３） ただし、ｆ（ｂ′_n （ｋ））はｂ′_n （ｋ）を入力とす
る任意の関数 このようにすることにより、検出する信号ｂ_n （ｋ）に
関しても誤り訂正復号結果を反映させることが可能とな
る。つまりｂ′_n （ｋ）＝０とすることなく（ｂ′
_n （ｋ）に応じた適当な値を加算することにより、例え
ば、雑音や干渉信号に埋ずもれた検出する信号を強調す
ることになって、ｂ_n （ｋ）を正しく検出することがで
きる。

【手続補正８】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００５５

【補正方法】変更

【補正内容】

【００５５】Ｂ ′（ｋ）＝［ｂ ′（ｋ＋Ｑ−１）…
ｂ ′（ｋ）…ｂ ′（ｋ−Ｑ＋１）］^T ｂ ′（ｋ＋ｑ）＝［ｂ′₁ （ｋ＋ｑ）ｂ′₂ （ｋ＋
ｑ）…ｂ′_N （ｋ＋ｑ）］^T ｑ＝Ｑ−１，…，−
Ｑ＋１ ， ｑ≠０で ｂ ′（ｋ）＝［ｂ′₁ （ｋ）…−ｆ（ｂ′_n （ｋ））
…ｂ′_N （ｋ）］^T ｑ＝０で、−ｆ（ｂ′_n （ｋ））はｂ ′（ｋ）のｎ番
目の要素

【手続補正９】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図９

【補正方法】変更

【補正内容】

【図９】

【手続補正１０】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図１９

【補正方法】変更

【補正内容】

【図１９】

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 冨里 繁 東京都千代田区永田町二丁目11番１号 株 式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ内 (72)発明者 松本 正 東京都千代田区永田町二丁目11番１号 株 式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ内 Ｆターム(参考） 5K014 AA01 BA10 EA01 FA16 HA10 5K022 EE01 EE14 EE31 5K046 AA05 EE06 EE19 EE47 EF13

Claims (35)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ２以上の整数Ｎ個の送信機からの信号を
   受信するターボ受信方法であって、 １以上の整数Ｍ個の受信信号ｒ_m と、既知信号とから、
   チャネル値ｈ_mn（ｑ）及びチャネル行列Ｈを計算し、
   ここで、ｍ＝１，…，Ｍ、ｎ＝１，…，Ｎ、ｑ＝０，
   …，Ｑ−１、Ｑは各送信電波のマルチパスの数 Ｎ個の事前情報λ₂ ［ｂ_n （ｋ）］から軟判定送信シン
   ボルｂ′_n （ｋ）を求め、ここでｋは離散的時刻、 チャネル値ｈ_mn（ｑ）と軟判定送信シンボルｂ′
   _n （ｋ）を用いて、ｎ番目の送信機の送信信号に対する
   干渉成分Ｈ・Ｂ′（ｋ）を計算し、 ここで 【数１】 Ｂ′（ｋ）＝［ｂ′^T（ｋ＋Ｑ−１）…ｂ′
   ^T（ｋ）…ｂ′^T（ｋ−Ｑ＋１）］^Tｂ ′（ｋ＋ｑ）＝［ｂ′₁ （ｋ＋ｑ）ｂ′₂ （ｋ＋
   ｑ）…ｂ′_N （ｋ＋ｑ）］^T ｑ＝Ｑ−１……−Ｑ＋１ ｑ≠０でｂ ′（ｋ）＝［ｂ′₁ （ｋ）…０…ｂ′_N （ｋ）］^T
   ｑ＝０でｂ ′（ｋ）の要素のゼロはｎ番目であり、［ ］ ^Tは
   転置行列であり、 この干渉成分Ｈ・Ｂ′（ｋ）を受信ベクトルｙ
   （ｋ）から差し引き差分ベクトルｙ′（ｋ）を求め、 ここでｙ（ｋ）＝［ｒ^T （ｋ＋Ｑ−１）ｒ^T （ｋ
   ＋Ｑ−２）…ｒ^T （ｋ）］^Tｒ （ｋ）＝［ｒ₁ （ｋ）ｒ₂ （ｋ）…ｒ_M （ｋ）］^T チャネル行列Ｈ又は参照信号を用いて、差分ベクトル
   ｙ′（ｋ）内の残余干渉成分を除去する、ｎ番目の送
   信機よりの送信信号の受信信号に対する適応フィルタ係
   数ｗ_n （ｋ）を求め、 差分ベクトルｙ′（ｋ）を上記適応フィルタ係数ｗ
   _n （ｋ）によりフィルタ処理して、ｎ番目の送信機より
   の送信信号に対する干渉除去された受信信号として対数
   尤度比を得ることを特徴とするターボ受信方法。
2. 【請求項２】 受信ベクトルｙ（ｋ）中の雑音成分の
   共分散行列をＵとして、軟判定送信シンボルｂ′
   _n（ｋ）、上記チャネル行列Ｈと、を用いて、上記適
   応フィルタｗ_n （ｋ）を ｗ_n （ｋ）＝（ＨＧ（ｋ）Ｈ^H ＋Ｕ）^-1ｈ ここで、 Ｇ（ｋ）＝diag［Ｄ（ｋ＋Ｑ−１）…Ｄ（ｋ）…Ｄ（ｋ−Ｑ＋１）］ Ｄ（ｋ＋ｑ）＝diag［１−ｂ′² ₁（ｋ＋ｑ），…，１−ｂ′ ² _n（ｋ＋ｑ） ，…，１−ｂ′ ² ₁（ｋ＋ｑ）］ ｑ＝Ｑ−１…−Ｑ＋１，ｑ≠０で、 ＝diag［１−ｂ′² ₁（ｋ＋ｑ），…，１，…，１−ｂ′_N ² （ ｋ＋ｑ）］ ｑ＝０で、 【数２】 Ｈ_{1,(Q-1)・N+n} は上記行列Ｈの１行（Ｑ−１）Ｎ＋
   ｎ列成分により算出することを特徴とする請求項１記載
   のターボ受信方法。
3. 【請求項３】 ２以上の整数Ｎ個の送信機からの信号を
   受信するターボ受信方法であって、 １以上の整数Ｍ個の受信信号ｒ_m と、既知信号とから、
   チャネル値ｈ_mn（ｑ）及びチャネル行列Ｈを計算し、
   ここでｍ＝１，…，Ｍ、ｎ＝１，…，Ｎ、ｑ＝０，…，
   Ｑ−１、Ｑは各送信電波のマルチパスの数 Ｎ個の事前情報λ₂ ［ｂ_n （ｋ）］から軟判定送信シン
   ボルｂ′_n （ｋ）を求め、ここでｋは離散的時刻、 チャネル値ｈ_mn（ｑ）と軟判定送信シンボルｂ′
   _n （ｋ）を用いて、ｎ番目の送信機の送信信号に対する
   干渉成分Ｈ・Ｂ′（ｋ）を計算し、 ここで 【数３】 Ｂ′（ｋ）＝［ｂ′^T（ｋ＋Ｑ−１）…ｂ′
   ^T（ｋ）…ｂ′^T（ｋ−Ｑ＋１）］^Tｂ ′（ｋ＋ｑ）＝［ｂ′₁ （ｋ＋ｑ）ｂ′₂ （ｋ＋
   ｑ）…ｂ′_N （ｋ＋ｑ）］^T ｑ＝Ｑ−１……−Ｑ＋１ ｑ≠０でｂ ′（ｋ）＝［ｂ′₁ （ｋ）…ｆ（ｂ′_n（ｋ））…
   ｂ′_N （ｋ）］^T ｑ＝０でｂ ′（ｋ）の要素のｆ（ｂ′_n（ｋ））はｎ番目であ
   り、ｆ（ ）はｆ（０）＝０、かつｄ｛ｆ（ｂ′
   _n（ｋ）｝／ｄ｛ｂ′_n（ｋ）｝≧０を満たすｂ′
   _n（ｋ）を変数とする関数、［ ］ ^Tは転置行列であ
   り、 この干渉成分Ｈ・Ｂ′（ｋ）を受信ベクトルｙ
   （ｋ）から差し引き差分ベクトルｙ′（ｋ）を求め、 ここでｙ（ｋ）＝［ｒ^T （ｋ＋Ｑ−１）ｒ^T （ｋ
   ＋Ｑ−２）…ｒ^T （ｋ）］^Tｒ （ｋ）＝［ｒ₁ （ｋ）ｒ₂ （ｋ）…ｒ_M （ｋ）］^T チャネル行列Ｈ又は参照信号を用いて、差分ベクトル
   ｙ′（ｋ）内の残余干渉成分を除去する、ｎ番目の送
   信機よりの送信信号の受信信号に対する適応フィルタ係
   数ｗ_n （ｋ）を求め、 差分ベクトルｙ′（ｋ）を上記適応フィルタ係数ｗ
   _n （ｋ）によりフィルタ処理して、ｎ番目の送信機より
   の送信信号に対する干渉除去された受信信号として対数
   尤度比を得ることを特徴とするターボ受信方法。
4. 【請求項４】 上記受信ベクトルｙ（ｋ）中の雑音成
   分の共分散行列をＵとして、軟判定送信シンボルｂ′_n
   （ｋ）、上記チャネル行列Ｈを用いて、上記適応フィ
   ルタｗ_n （ｋ）を ｗ_n （ｋ）＝（ＨＧ（ｋ）Ｈ^H ＋Ｕ）^-1ｈ ここで、 Ｇ（ｋ）＝diag［Ｄ（ｋ＋Ｑ−１）…Ｄ（ｋ）…Ｄ（ｋ−Ｑ＋１）］ Ｄ（ｋ＋ｑ）＝diag［１−ｂ′² ₁（ｋ＋ｑ），…，１−ｂ′ ² _n（ｋ＋ｑ） ，…，１−ｂ′ ² ₁（ｋ＋ｑ）］ ｑ＝Ｑ−１…−Ｑ＋１，ｑ≠０で、 ＝diag［１−ｂ′² ₁（ｋ＋ｑ），…，１−ｂ′² _n-1（ｋ），１ ＋２Ｅ［ｆ（ｂ′_n（ｋ）］＋Ｅ［ｆ（ｂ′_n（ｋ）²］，１−ｂ′² _n+1（ｋ）， …，１−ｂ′ ² _N（ｋ＋ｑ）］ ｑ＝０で Ｅ［ ］は平均を表わす。 【数４】 Ｈ_{1,(Q-1)・N+n} は上記行列Ｈの１行（Ｑ−１）Ｎ＋
   ｎ列成分により算出することを特徴とする請求項３記載
   のターボ受信方法。
5. 【請求項５】 上記適応フィルタｗ_n （ｋ）の計算に
   おける逆行列演算を逆行列の補助定理を用いて行うこと
   を特徴とする請求項２又は４に記載のターボ受信方法。
6. 【請求項６】 受信ベクトルｙ（ｋ）内の雑音成分の
   共分散行列Ｕをガウス分布の分散値σ²と単位行列から
   求まるσ²Ｉとすることを特徴とする請求項１乃至５
   の何れかに記載のターボ受信方法。
7. 【請求項７】 上記受信ベクトルｙ（ｋ）内の雑音成
   分の共分散行列Ｕを、上記受信ベクトルｙ（ｋ）、上
   記推定チャネル行列Ｈ、を用い、 Ｕ＾＝Σ_k=0 ^Tr（ｙ（ｋ）−Ｈ＾・Ｂ（ｋ））
   ・（ｙ（ｋ）−Ｈ＾・Ｂ（ｋ））^HＢ （ｋ）＝［ｂ^T （ｋ＋Ｑ−１）…ｂ^T （ｋ）…
   ｂ^T （ｋ−Ｑ＋１）］^Tｂ （ｋ＋ｑ）＝［ｂ₁ （ｋ＋ｑ）…ｂ_N （ｋ＋ｑ）］
   ^T （ｑ＝−Ｑ＋１…Ｑ−１） Ｔｒは参照信号の長さとすることを特徴とする請求項１
   乃至５の何れかに記載のターボ受信方法。
8. 【請求項８】 上記Ｄ（ｋ＋ｑ）を０と近似し、上記Ｄ
   （ｋ）をｄｉａｇ［０，…，１，…，０］で近似するこ
   とを特徴とする請求項２乃至７の何れかに記載のターボ
   受信方法。
9. 【請求項９】 ２以上の整数Ｎ個の送信機からの信号を
   受信するターボ受信方法であって、 １以上の整数Ｍ個の受信信号ｒ_m と、既知信号とから、
   チャネル値ｈ_mn（ｑ）及びチャネル行列Ｈを計算し、
   ここで、ｍ＝１，…，Ｍ、ｎ＝１，…，Ｎ、ｑ＝０，
   …，Ｑ−１、Ｑは各送信電波のマルチパスの数 Ｎ個の事前情報λ₂ ［ｂ_n （ｋ）］から軟判定送信シン
   ボルｂ′_n （ｋ）を求め、ここでｋは離散的時刻、 チャネル値ｈ_mn（ｑ）と軟判定送信シンボルｂ′
   _n （ｋ）を用いて、ｎ番目の送信機の送信信号に対する
   干渉成分Ｈ・Ｂ′（ｋ）を計算し、 ここで 【数５】 Ｂ′（ｋ）＝［ｂ′^T（ｋ＋Ｑ−１）…ｂ′
   ^T（ｋ）…ｂ′^T（ｋ−Ｑ＋１）］^Tｂ ′（ｋ＋ｑ）＝［ｂ′₁ （ｋ＋ｑ）ｂ′₂ （ｋ＋
   ｑ）…ｂ′_N （ｋ＋ｑ）］^T ｑ＝Ｑ−１……−Ｑ＋１ ｑ≠０でｂ ′（ｋ）＝［ｂ′₁ （ｋ）…０…ｂ′_N （ｋ）］^T
   ｑ＝０でｂ ′（ｋ）の要素のゼロはｎ番目であり、［ ］ ^Tは
   転置行列であり、 この干渉成分Ｈ・Ｂ′（ｋ）を受信ベクトルｙ
   （ｋ）から差し引き差分ベクトルｙ′（ｋ）を求め、 ここでｙ（ｋ）＝［ｒ^T （ｋ＋Ｑ−１）ｒ^T （ｋ
   ＋Ｑ−２）…ｒ^T （ｋ）］^Tｒ （ｋ）＝［ｒ₁ （ｋ）ｒ₂ （ｋ）…ｒ_M （ｋ）］^T 受信ベクトルｙ（ｋ）内の雑音成分の共分散行列を、
   ガウス分布の分散σ²と単位行列Ｉから求まるσ²
   Ｉとして、 【数６】 により決定した適応フィルタ係数ｗ_n により差分ベク
   トルｙ′（ｋ）をフィルタ処理して、ｎ番目の送信機
   よりの送信信号に対する干渉が除去された受信信号とし
   て対数尤度比を得ることを特徴とするターボ受信方法。
10. 【請求項１０】 ２以上の整数Ｎ個の送信機からの信号
    を受信するターボ受信方法であって、 １以上の整数Ｍ個の受信信号ｒ_m と、既知信号とから、
    チャネル値ｈ_mn（ｑ）及びチャネル行列Ｈを計算し、
    ここでｍ＝１，…，Ｍ、ｎ＝１，…，Ｎ、ｑ＝０，…，
    Ｑ−１、Ｑは各送信電波のマルチパスの数 Ｎ個の事前情報λ₂ ［ｂ_n （ｋ）］から軟判定送信シン
    ボルｂ′_n （ｋ）を求め、ここでｋは離散的時刻、 チャネル値ｈ_mn（ｑ）と軟判定送信シンボルｂ′
    _n （ｋ）を用いて、ｎ番目の送信機の送信信号に対する
    干渉成分Ｈ・Ｂ′（ｋ）を計算し、 ここで 【数７】 Ｂ′（ｋ）＝［ｂ′^T（ｋ＋Ｑ−１）…ｂ′
    ^T（ｋ）…ｂ′^T（ｋ−Ｑ＋１）］^Tｂ ′（ｋ＋ｑ）＝［ｂ′₁ （ｋ＋ｑ）ｂ′₂ （ｋ＋
    ｑ）…ｂ′_N （ｋ＋ｑ）］^T ｑ＝Ｑ−１……−Ｑ＋１ ｑ≠０でｂ ′（ｋ）＝［ｂ′₁ （ｋ）…ｆ（ｂ′_n（ｋ））…
    ｂ′_N （ｋ）］^T ｑ＝０でｂ ′（ｋ）の要素のｆ（ｂ′_n（ｋ）はｎ番目であ
    り、ｆ（ ）はｆ（０）＝０、かつｄ｛ｆ（ｂ′
    _n（ｋ）｝／ｄ｛ｂ′_n（ｋ）｝≧０を満たすｂ′
    _n（ｋ）を変数とする関数、［ ］ ^Tは転置行列であ
    り、 この干渉成分Ｈ・Ｂ′（ｋ）を受信ベクトルｙ
    （ｋ）から差し引き差分ベクトルｙ′（ｋ）を求め、 ここでｙ（ｋ）＝［ｒ^T （ｋ＋Ｑ−１）ｒ^T （ｋ
    ＋Ｑ−２）…ｒ^T （ｋ）］^Tｒ （ｋ）＝［ｒ₁ （ｋ）ｒ₂ （ｋ）…ｒ_M （ｋ）］^T 受信ベクトルｙ（ｋ）内の雑音成分の共分散行列を、
    ガウス分布の分散σ²と単位行列Ｉから求まるσ²
    Ｉとして、 【数８】 により決定した適応フィルタ係数ｗ_n により差分ベク
    トルｙ′（ｋ）をフィルタ処理して、ｎ番目の送信機
    よりの送信信号に対する干渉が除去された受信信号とし
    て対数尤度比を得ることを特徴とするターボ受信方法。
11. 【請求項１１】 ２以上の整数Ｎ個の送信機からの送信
    信号を受信するターボ受信方法であって、 １以上の整数Ｍ個の受信信号と既知信号とから受信信号
    の伝送特性であるチャネル値を求め、 Ｎ個の事前情報から軟判定送信シンボルをそれぞれ推定
    し、 Ｎ個の送信信号をそれぞれ１乃至複数個の送信信号より
    なるＬ個（Ｌ≦Ｎ）の送信信号群に分割し、その各送信
    信号群について、軟判定送信シンボル及びチャネル値よ
    りなるチャネル行列を用いて、他の送信信号群からの干
    渉をそれぞれ除去したＬ個の等化信号と、その等化信号
    の伝送特性とそれぞれ対応する等化後のチャネル情報を
    求め、 これらＬ組の等化信号とそのチャネル情報の各組につい
    て、その等化信号群を受信信号とし、チャネル情報をチ
    ャネル値とし、その構成送信信号が複数個の場合は、そ
    の構成送信信号を更に１乃至複数個の送信信号よりなる
    複数の送信信号群に分割して軟判定送信シンボルを用い
    て、その送信信号群について、他の送信信号群からの干
    渉をそれぞれ除去した等化信号と等化後のチャネル情報
    を求め、構成送信信号が１個の場合はその等化信号とチ
    ャネル情報と軟判定送信シンボルを用いて、その送信信
    号自体のマルチパスによる干渉を除去し、 全ての等化信号の構成送信信号が１個になるまで上記分
    割、干渉除去及び等化後のチャネル情報の生成を繰り返
    し、最終的に各送信信号についてそれ自体のマルチパス
    による干渉を除去した等化信号を求め、又は上記等化信
    号及びそのチャネル情報の組についてその等化信号の構
    成送信信号ごとにその送信信号相互間干渉及び自身の符
    号間干渉を除去した等化信号を求めることを特徴とする
    ターボ受信方法。
12. 【請求項１２】 上記各送信信号群について、軟判定送
    信シンボル及びチャネルを用いて、他の送信信号群から
    の干渉レプリカをそれぞれ生成し、受信信号から干渉レ
    プリカをそれぞれ差引いてそれぞれ差分信号を求め、上
    記チャネル値と軟判定送信シンボルから干渉剰余成分除
    去用フィルタ特性及び上記等化後のチャネル情報を、各
    差分信号ごとに求め、その干渉剰余成分除去用フィルタ
    特性により対応する差分信号をフィルタ処理して、上記
    等化信号を得ることを特徴とする請求項１１記載のター
    ボ受信方法。
13. 【請求項１３】 上記受信信号ｒ₁ （ｋ），…，ｒ
    _M （ｋ）から受信ベクトルｙ （ｋ）＝［ｒ^T （ｋ＋Ｑ−１）ｒ^T （ｋ＋Ｑ−
    ２）…ｒ^T （ｋ）］^Tｒ （ｋ）＝［ｒ₁ （ｋ）ｒ₂ （ｋ）…ｒ_M （ｋ）］^T ［ ］^T は転置行列を表わすを求め、 上記伝送特性をチャネル行列Ｈとして 【数９】 Ｈ（ｑ）＝［ｈ₁ （ｑ）…ｈ_N （ｑ）］ｈ_n （ｑ）＝［ｈ_1n（ｑ）…ｈ_Mn（ｑ）］^T ｍ＝１，…，Ｍ，ｎ＝１，…，Ｎ，マルチパスの数をＱ
    とし、ｑ＝０，…，Ｑ−１であり、ｈ_mn（ｑ）は受信信
    号ｒ_m に含まれる第ｎ送信機からのパスｑのチャネル値
    であり、を求め、 上記軟判定送信シンボルをｂ′_n （ｋ）とし、上記１つ
    の送信信号群についてその構成を第１乃至第Ｕ送信信
    号、ここでＵはＮ＞Ｕ≧１なる整数であり、上記他の送
    信信号群よりの干渉レプリカをＨ・Ｂ′（ｋ）に
    より計算し、 ここでＢ′（ｋ）＝［ｂ′^T （ｋ＋Ｑ−１）…
    ｂ′^T （ｋ）…ｂ′^T（ｋ−Ｑ＋１）］^Tｂ ′（ｋ＋ｑ）＝［ｂ′₁ （ｋ＋ｑ）ｂ′₂ （ｋ＋
    ｑ）…ｂ′_n （ｋ＋ｑ）…ｂ′_N （ｋ＋ｑ）］^T ：ｑ＝
    Ｑ−１，…１でｂ ′（ｋ＋ｑ）＝［０…０ ｂ_u+1′（ｋ＋ｑ）…
    ｂ′_N （ｋ＋ｑ）］^T：ｑ＝０，…，−Ｑ＋１で、ｂ ′（ｋ＋ｑ）中の０の要素の数はＵ個であり、 この干渉レプリカＨ・Ｂ′（ｋ）を上記受信ベクト
    ルｙ（ｋ）から引算して上記差分ベクトルｙ′
    _g （ｋ）を求めることを特徴とする請求項１２記載のタ
    ーボ受信方法。
14. 【請求項１４】 上記等化信号とそのチャネル情報に対
    し、更に干渉除去を行う際に、その等化信号が先に受け
    た干渉除去処理の際のマルチパスの数を小とすることを
    特徴とする請求項１１又は１２記載のターボ受信方法。
15. 【請求項１５】 上記受信信号ｒ₁ （ｋ），…，ｒ
    _M （ｋ）から受信ベクトルｙ （ｋ）＝［ｒ^T （ｋ＋Ｑ−１）ｒ^T （ｋ＋Ｑ−
    ２）…ｒ^T （ｋ）］^Tｒ （ｋ）＝［ｒ₁ （ｋ）ｒ₂ （ｋ）…ｒ_M （ｋ）］^T ［ ］^T は転置行列を表わすを求め、 上記伝送特性をチャネル行列Ｈとして 【数１０】 Ｈ（ｑ）＝［ｈ₁ （ｑ）…ｈ_N （ｑ）］ｈ_n （ｑ）＝［ｈ_1n（ｑ）…ｈ_Mn（ｑ）］^T ｍ＝１，…，Ｍ，ｎ＝１，…，Ｎ，マルチパスの数をＱ
    とし、ｑ＝０，…，Ｑ−１であり、ｈ_mn（ｑ）は受信信
    号ｒ_m に含まれる第ｎ送信機からのパスｑのチャネル値
    であり、を求め、 上記軟判定送信シンボルをｂ′_n （ｋ）とし、上記１つ
    の送信信号群についてその構成を第１乃至第Ｕ送信信号
    とし、ここでＵはＮ＞Ｕ≧１なる整数であり、この送信
    信号群に対し干渉除去処理された等化信号に対する干渉
    除去処理におけるマルチパスの数をＱ′＜Ｑとし、上記
    他の送信信号群よりの干渉レプリカをＨ・Ｂ′
    （ｋ）により計算し、 ここでＢ ′（ｋ）＝［ｂ′^T （ｋ＋Ｑ−１）…ｂ′
    ^T （ｋ）…ｂ′^T （ｋ−Ｑ＋１）］^Tｂ ′（ｋ＋ｑ）＝［ｂ′₁ （ｋ＋ｑ）ｂ′₂ （ｋ＋
    ｑ）…ｂ′_n （ｋ＋ｑ）…ｂ′_N （ｋ＋ｑ）］^T ：ｑ＝
    Ｑ−１，…１でｂ ′（ｋ＋ｑ）＝［０…０ ｂ′_u+1（ｋ＋ｑ）…
    ｂ′_N （ｋ＋ｑ）］^T：ｑ＝０，…，−Ｑ′＋１ｂ ′（ｋ＋ｑ）中の０の要素数はＵ個であり、ｂ ′（ｋ＋ｑ）＝［ｂ′₁ （ｋ＋ｑ）…ｂ′_n （ｋ＋
    ｑ）…ｂ′_N （ｋ＋ｑ）］^T ：ｑ＝Ｑ′，…，−Ｑ＋１ この干渉レプリカＨ・Ｂ′（ｋ）を上記受信ベクト
    ルｙ（ｋ）から引算して差分ベクトルｙ′_g （ｋ）
    を求ることを特徴とする請求項１４記載のターボ受信方
    法。
16. 【請求項１６】 ターボ受信処理の２回目以後の繰り返
    し処理において、既知信号と前回の処理で得られた送信
    符号化シンボル硬判定出力とを参照信号とし、この参照
    信号と受信信号とを用いて、上記チャネル行列を計算す
    ることを特徴とする請求項１乃至１５の何れかに記載の
    ターボ受信方法。
17. 【請求項１７】 前回の処理で得られた送信符号化シン
    ボル硬判定出力中の確からしさが所定値以上のものを参
    照信号として上記チャネル行列の計算に用いることを特
    徴とする請求項１６記載のターボ受信方法。
18. 【請求項１８】 上記Ｎ個の事前情報λ₂ ［ｂ
    _n （ｋ）］は上記Ｎ個の送信機と対応したＮ個の復号器
    より得たものであり、上記ｎ番目の送信信号に対する干
    渉除去された受信信号としての対数尤度比を対応する復
    号器へ供給することを特徴とする請求項１乃至１７の何
    れかに記載のターボ受信方法。
19. 【請求項１９】 上記Ｎ個の送信信号は、１つの情報系
    列をＮ個の並列の系列としてＮ個の送信機によりそれぞ
    れ送信した信号であり、上記Ｎ個の事前情報λ₂ ［ｂ_n
    （ｋ）］は１個の復号器よりの事前情報λ₂ ［ｂ
    （ｊ）］を直列−並列変換したものであり、上記Ｎ個の
    送信信号に対する干渉除去された受信信号としてのＮ個
    の対数尤度比を並列−直列変換して上記復号器へ供給す
    ることを特徴とする請求項１乃至１７の何れかに記載の
    ターボ受信方法。
20. 【請求項２０】 ２以上の整数Ｎ個の送信機からの信号
    を受信するターボ受信機であって、 １以上の整数Ｍ個の受信信号ｒ_mを得る受信信号生成部
    と、ここでｍ＝１，…，Ｍ 各受信信号ｒ_mと既知信号の参照信号とが入力され、チ
    ャネル値ｈ_mn（ｑ）及びチャネル行列Ｈを計算するチ
    ャネル推定器と、 ここで 【数１１】 ｎ＝１，…，Ｎ 各受信信号ｒ_m が入力されて受信ベクトルｙ （ｋ）＝［ｒ^T （ｋ＋Ｑ−１）ｒ^T （ｋ＋Ｑ−
    ２）…ｒ^T （ｋ）］ ^Tｒ （ｋ）＝［ｒ₁ （ｋ） ｒ₂ （ｋ）…ｒ_M （ｋ）］
    ^T ここでｋは離散的時刻、Ｑは各送信電波のマルチパスの
    数、ｑ＝０，…，Ｑ−１、［ ］^T は転置行列を表わ
    す、を生成する受信ベクトル生成部と、 Ｎ個の事前情報が入力され、軟判定送信シンボルｂ′_n
    （ｋ）を生成する軟判定シンボル生成部と、 各軟判定送信シンボルｂ′₁ （ｋ）〜ｂ′_N （ｋ）が入
    力され、ｎ番目の送信信号に対する干渉レプリカベクト
    ルＢ ′（ｋ）＝［ｂ′^T（ｋ＋Ｑ−１）…ｂ′
    ^T（ｋ）…ｂ′^T（ｋ−Ｑ＋１）］^Tｂ ′（ｋ＋ｑ）＝［ｂ′₁ （ｋ＋ｑ）ｂ′₂ （ｋ＋
    ｑ）…ｂ′_N （ｋ＋ｑ）］^T ｑ＝Ｑ−１，…，−Ｑ＋１ ， ｑ≠０でｂ ′（ｋ）＝［ｂ′₁ （ｋ）…０…ｂ′_N （ｋ）］^T
    ｑ＝０でｂ ′（ｋ）の要素のゼロはｎ番目、 を生成するレプリカベクトル生成部と、 チャネル行列Ｈと干渉レプリカベクトルＢ′（ｋ）
    が入力され、ｎ番目の送信信号の受信信号に対する干渉
    成分Ｈ・Ｂ′（ｋ）を計算して出力するフィルタ
    処理部と、 干渉成分Ｈ・Ｂ′（ｋ）と受信ベクトルｙ
    （ｋ）が入力され、差分ベクトルｙ′（ｋ）＝ｙ
    （ｋ）−Ｈ・Ｂ′（ｋ）を出力する差演算部と、 チャネル行列Ｈ又は参照信号が入力され、差分ベクト
    ルｙ′（ｋ）内の残余干渉成分を除去するｎ番目の送
    信機よりの送信信号の受信信号に対する適応フィルタ係
    数ｗ_n（ｋ）を求めるフィルタ係数推定部と、 差分ベクトルｙ′（ｋ）と上記適応フィルタ係数ｗ
    _n（ｋ）が入力され、ｙ′（ｋ）に対しフィルタ処理
    して、ｎ番目の送信機よりの送信信号に対する干渉除去
    された受信信号として対数尤度比を得てｎ番目の復号器
    へ供給する適応フィルタ部と、を具備することを特徴と
    するターボ受信機。
21. 【請求項２１】 ２以上の整数Ｎ個の送信機からの信号
    を受信するターボ受信機であって、 １以上の整数Ｍ個の受信信号ｒ_mを得る受信信号生成部
    と、ここでｍ＝１，…，Ｍ Ｎ個の復号器と、 各受信信号ｒ_mと、既知信号の参照信号とが入力され、
    チャネル値ｈ_mn（ｑ）及びチャネル行列Ｈを計算する
    チャネル推定器と、 ここで 【数１２】 ｎ＝１，…，Ｎ 各受信信号ｒ_m が入力されて受信ベクトルｙ （ｋ）＝［ｒ^T （ｋ＋Ｑ−１）ｒ^T （ｋ＋Ｑ−
    ２）…ｒ^T （ｋ）］ ^Tｒ （ｋ）＝［ｒ₁ （ｋ） ｒ₂ （ｋ）…ｒ_M （ｋ）］
    ^T ここでｋは離散的時刻、Ｑは各送信電波のマルチパスの
    数、ｑ＝０，…，Ｑ−１、［ ］^T は転置行列を表わ
    す、を生成する受信ベクトル生成部と、 Ｎ個の事前情報が入力され、軟判定送信シンボルｂ′_n
    （ｋ）（ｎ＝１，…，Ｎ）を生成する軟判定シンボル生
    成部と、 各軟判定送信シンボルｂ′₁ （ｋ）〜ｂ′_N （ｋ）が入
    力され、ｎ番目の送信機よりの送信信号に対する干渉レ
    プリカベクトルＢ ′（ｋ）＝［ｂ′^T（ｋ＋Ｑ−１）…ｂ′
    ^T（ｋ）…ｂ′^T（ｋ−Ｑ＋１）］^Tｂ ′（ｋ＋ｑ）＝［ｂ′₁ （ｋ＋ｑ）ｂ′₂ （ｋ＋
    ｑ）…ｂ′_N （ｋ＋ｑ）］^T ｑ＝Ｑ−１，…，−Ｑ＋１， ｑ≠０でｂ ′（ｋ）＝［ｂ′₁ （ｋ）…ｆ（ｂ′_n （ｋ））…
    ｂ′_N （ｋ）］^T ｑ＝０でｂ ′（ｋ）の要素のｆ（ｂ′_n （ｋ））はｎ番目、ｆ
    （ ）はｆ（０）＝０、かつｄ｛ｆ（ｂ′_n （ｋ））｝
    ／ｄ｛ｂ′_n （ｋ）｝≧０を満すｂ′_n （ｋ）を変数と
    する関数であり、を生成するレプリカベクトル生成部
    と、 チャネル行列Ｈと干渉レプリカベクトルＢ′（ｋ）
    が入力され、ｎ番目の送信機よりの送信信号の受信信号
    に対する干渉成分Ｈ・Ｂ′（ｋ）を計算して出力
    するフィルタ処理部と、 干渉成分Ｈ・Ｂ′（ｋ）と受信ベクトルｙ
    （ｋ）が入力され、差分ベクトルｙ′（ｋ）＝ｙ
    （ｋ）−Ｈ・Ｂ′（ｋ）を出力する差演算部と、 チャネル行列Ｈ又は参照信号が入力され、差分ベクト
    ルｙ′（ｋ）内の残余干渉成分を除去するｎ番目の送
    信機よりの送信信号の受信信号に対する適応フィルタ係
    数ｗ_n（ｋ）を求めるフィルタ係数推定部と、 差分ベクトルｙ′（ｋ）と上記適応フィルタ係数ｗ
    _n（ｋ）が入力され、ｙ′（ｋ）に対しフィルタ処理
    して、ｎ番目の送信機よりの送信信号に対する干渉除去
    された受信信号として対数尤度比を得てｎ番目の復号器
    へ供給する適応フィルタ部と、を具備することを特徴と
    するターボ受信機。
22. 【請求項２２】 ２以上の整数Ｎ個の送信機から送信信
    号を受信するターボ受信機であって、 １以上の整数Ｍ個の受信信号を生成する受信信号生成部
    と、 上記Ｍ個の受信信号と既知信号の参照信号が入力され、
    その伝送特性であるチャネル値を推定するチャネル推定
    器と、 上記Ｍ個の受信信号と、上記チャネル値Ｎ個の事前情報
    とが入力され、１乃至複数の上記送信機の送信信号ごと
    に、他の送信機の送信信号による干渉成分を除去した等
    化信号と、その等化信号と対応する等化後のチャネル情
    報との複数組を出力する前段等化器と、 上記前段等化器より上記等化信号とそのチャネル情報の
    組と、その等化信号の構成送信信号と対応する事前情報
    とがそれぞれ入力され、その等化信号から、構成送信信
    号のそれぞれについてそのマルチパスによる符号間干渉
    又はこれとその構成信号中の他の送信信号との相互干渉
    とを除去して対数尤度比を出力する複数の後段等化器
    と、を具備するターボ受信機。
23. 【請求項２３】 ２以上の整数Ｎ個の送信機から送信信
    号を受信するターボ受信機であって、 １以上の整数Ｍ個の受信信号を生成する受信信号生成部
    と、 上記Ｍ個の受信信号と既知信号の参照信号が入力され、
    その伝送特性であるチャネル値を推定するチャネル推定
    器と、 上記Ｍ個の受信信号と、上記チャネル値とＮ個の事前情
    報とが入力され、１乃至複数の上記送信機の送信信号ご
    とに、他の送信機の送信信号による干渉成分を除去した
    等化信号と、その等化信号と対応する等化後のチャネル
    情報との複数組を出力する前段等化器と、 上記前段等化器より上記等化信号とそのチャネル情報の
    組とその等化信号を構成する複数の送信信号と対応する
    事前情報とが入力され、その等化信号の複数の構成送信
    信号中の１乃至複数の送信信号ごとに、その構成送信信
    号中の他の他送信信号による干渉成分を除去した等化信
    号と、その等化信号と対応する等化後のチャネル情報と
    の複数組を出力する複数の後段等化器を具備するターボ
    受信機。
24. 【請求項２４】 復号器よりの硬判定送信シンボルが、
    これにより更新記憶される前回シンボル記憶部と、ター
    ボ受信処理の２回目以後の繰り返し処理において、前回
    シンボル記憶部から硬判定送信シンボルを読み出し、参
    照信号としてチャネル推定器へ供給する手段とを備える
    ことを特徴とする請求項２０乃至２３の何れかに記載の
    ターボ受信機。
25. 【請求項２５】 軟判定送信シンボルが入力され、しき
    い値と比較する比較部と、その比較部の出力により制御
    され、硬判定送信シンボル中のその軟判定送信シンボル
    がしきい値以上のものを前回シンボル記憶部へ格納する
    選択部とを備える請求項２４記載のターボ受信機。
26. 【請求項２６】 上記出力されたＮ個の対数尤度比がそ
    れぞれ供給されるＮ個の復号器を備え、上記Ｎ個の復号
    器の出力から上記Ｎ個の事前情報が得られることを特徴
    とする請求項２０乃至２５の何れかに記載のターボ受信
    機。
27. 【請求項２７】 上記Ｎ個の送信信号は１つの情報系列
    をＮ個の並列の系列としてＮ個の送信機よりそれぞれ送
    信された信号であり、上記出力されるＮ個の対数尤度比
    を直列系列に変換する並列−直列変換部と、上記直列系
    列の対数尤度比が入力される復号器と、上記復号器より
    の事前情報をＮ個の並列系列に変換して上記Ｎ個の事前
    情報を得る直列−並列変換部とを備えることを特徴とす
    る請求項２０乃至２５の何れかに記載のターボ受信機。
28. 【請求項２８】 受信信号の伝送路特性としてのチャネ
    ル値を、受信信号と参照信号としての既知信号とから推
    定し、その推定したチャネル値を用いて受信信号を処理
    し、その処理した信号に対し復号処理を行い、同一受信
    信号に対し上記推定したチャネル値を利用した処理と復
    号処理とを繰り返し行う受信方法において、 復号された硬判定情報シンボルの確からしさを、その軟
    判定情報シンボルの値から決定し、確からしさが所定値
    以上の硬判定情報シンボルをも次回のチャネル推定の参
    照信号に用いることを特徴とするターボ受信方法。
29. 【請求項２９】 受信ベクトルｙ（ｋ）内の雑音成分
    の共分散行列として、上記繰り返し毎に、σ² Ｉ（σ
    ² はガウス分布の分散値、Ｉは単位行列）を計算する
    過程を含むことを特徴とする請求項２８記載のターボ受
    信方法。
30. 【請求項３０】 受信信号ベクトルｙ（ｋ）内の雑音
    成分の共分散行列Ｕを、上記繰り返し毎に、推定された
    チャネル行列Ｈ＾と受信信号ベクトルｙ（ｋ）を用
    いて、 Ｕ＾＝Σ_k=0 ^Tr（ｙ（ｋ）−Ｈ＾・Ｂ（ｋ））
    ・（ｙ（ｋ）−Ｈ＾・Ｂ（ｋ））^HＢ （ｋ）＝［ｂ^T （ｋ＋Ｑ−１）…ｂ^T （ｋ）…
    ｂ^T （ｋ−Ｑ＋１）］^Tｂ （ｋ＋ｑ）＝［ｂ₁ （ｋ＋ｑ）…ｂ_N （ｋ＋ｑ）］
    ^T （ｑ＝−Ｑ＋１…Ｑ−１） ｂ₁ （ｋ＋ｑ）からｂ_N （ｋ＋ｑ）は、上記既知信号及
    び上記確からしさが所定値以上の硬判定情報シンボルよ
    りなる参照信号、Ｔｒはその参照信号長であり、を計算
    する過程を含むことを特徴とする請求項２８記載のター
    ボ受信方法。
31. 【請求項３１】 上記推定したチャネル値を利用した処
    理と復号処理との繰り返しは、上記推定したチャネル値
    により線形等化フィルタを決定し、その線形等化フィル
    タにより受信信号を処理し、その処理した信号を復号す
    ることの繰り返しであることを特徴とする請求項２８〜
    ３０の何れかに記載のターボ受信方法。
32. 【請求項３２】 上記推定したチャネル値を利用した処
    理と復号処理との繰り返しは、上記推定したチャネル値
    により、レーク合成処理部内で、各シンボルが伝送路で
    受けた位相回転を補償するレーク合成処理を行い、その
    レーク合成処理された信号をターボデコーダにより復号
    することの繰り返しである、ことを特徴とする請求項２
    ８〜３０の何れかに記載のターボ受信方法。
33. 【請求項３３】 上記推定したチャネル値を利用した処
    理と復号処理との繰り返しは、アダプティブアレーアン
    テナ受信部に対し、上記推定したチャネル値によりアン
    テナ指向特性を決定する重みを設定し、アダプティブア
    レーアンテナ受信部の出力をターボデコーダにより復号
    することの繰り返しであることを特徴とする請求項２８
    〜３０の何れかに記載のターボ受信方法。
34. 【請求項３４】 上記アダプティブアレーアンテナ受信
    部の出力をレーク合成処理部内で、各シンボルが伝送路
    で受けた位相回転を上記推定したチャネル値により補償
    するレーク合成処理を行い、そのレーク合成処理された
    信号を上記ターボデコーダへ供給することを特徴とする
    請求項３３記載のターボ受信方法。
35. 【請求項３５】 受信信号の伝送路特性であるチャネル
    値を、受信信号と参照信号としての既知信号とから推定
    し、その推定したチャネル値を用いて受信信号を処理
    し、その処理した信号に対し復号処理を行い、同一受信
    信号に対し上記推定したチャネル値を利用した処理と復
    号処理とを繰り返し行う受信機において、 復号された硬判定情報シンボルの確からしさが所定値以
    上か否かを、その軟判定情報シンボルの値がしきい値以
    上か否かにより決定する手段と、 その確からしいと決定された硬判定情報シンボルにより
    記憶内容が更新記憶される前回シンボル記憶部を備え、
    次回のチャネル推定の参照信号として前回シンボル記憶
    部の記憶内容が用いられることを特徴とするターボ受信
    機。