JP2003189603A - 高周波電力増幅回路用の電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ＧＳＭ系とＣＤＭＡ系のような複数の方式に
よる通信が可能な携帯電話機に使用できしかも低消費電
力化が可能な高周波電力増幅回路の電源回路を実現す
る。 【解決手段】 高周波電力増幅回路（２１０，２２０）
に電源電圧を供給する電源回路（２３０）を、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ（２３２）と電圧制御用トランジスタ（２
３１）と該電圧制御用トランジスタを制御する制御回路
（２３３）とから構成し、ＣＤＭＡ系携帯電話機に使用
される場合には低出力時にＤＣ−ＤＣコンバータで生成
された電源電圧を高周波電力増幅回路に供給し、高出力
時には電圧制御用トランジスタをオンさせてバッテリー
電圧を直接高周波電力増幅回路に供給する一方、ＧＳＭ
系の携帯電話機に使用される場合には低出力時にＤＣ−
ＤＣコンバータで生成された電源電圧を高周波電力増幅
回路に供給し、高出力時には電圧制御用トランジスタ
を、出力レベルを指定する信号に基づいてコントロール
回路で制御して高周波電力増幅回路に供給される電源電
圧を生成させるようにした。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、携帯電話機等の無
線通信装置に使用される高周波電力増幅回路の電源回路
に適用して有効な技術に関し、特にＧＳＭ（Global Sys
tem for Mobile Communication）方式やＣＤＭＡ（Code
Division Multiple Access）方式など複数の方式の携
帯電話機に利用可能な電源回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】現在、携帯電話機の高周波電力増幅回路
用電源回路としては、ＣＤＭＡ系のシステムにおいては
ＤＣ−ＤＣコンバータのような電圧変換回路とＭＯＳＦ
ＥＴなどからなる電源スイッチとを組み合わせて、出力
電力が低い時は電源スイッチをオフさせてＤＣ−ＤＣコ
ンバータで降圧した電圧を使用し、出力電力が高い時は
ＤＣ−ＤＣコンバータをオフさせ電源スイッチをオンさ
せてバッテリー電圧をそのまま高周波電力増幅回路に電
源電圧として供給することでシステム全体としての電力
効率を向上させるようにした技術がある。

【０００３】一方、ＧＳＭ系のシステムにおいては、出
力電力がＣＤＭＡに比べて高いためＤＣ−ＤＣコンバー
タを使用する電源回路はなく、出力のＤＣレベルを検出
し通話に必要な出力電力となるように、出力パワー素子
のゲートバイアス電圧を生成するゲートバイアス回路に
フィードバックをかけるＡＰＣ（Automatic Power Cont
rol）回路が設けられている（例えば特開２０００−１
５１３１０号）。このような制御方式は一般にクローズ
ドループ方式と呼ばれている。

【０００４】しかしながら、上記クローズドループ方式
による出力電力の制御方式は、ＡＰＣ回路を設ける必要
があるため、その分回路規模が大きくなり実装密度を低
下させるという問題点がある。そこで、出力レベルを指
示する信号に基づいて該信号に比例して出力レベルが変
化するように出力パワーＦＥＴの電源電圧を制御するこ
とによって出力パワーＦＥＴをリニア動作させ、高周波
電力増幅回路の出力のリニアリティを保証するようにし
た方式がある。この方式は、オープンループ方式と呼ば
れ、クローズドループ方式に比べて回路規模を小さくで
きるという利点がある。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】現在、ＣＤＭＡ系の携
帯電話機では、複雑な制御が行なえない標準のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータが用いられている。しかしながら、今後、
携帯電話機はより一層の多機能化が進むと考えられる
が、標準のＤＣ−ＤＣコンバータを用いて電源回路を構
成していたのではこのように多機能化に対応することが
困難になるとともに、標準の電子部品を利用して複雑な
制御が可能な電源回路を構成しようとすると、部品点数
が多くなり実装密度が低下して携帯電話機の小型化が困
難になる。また、携帯電話機はかなり低消費電力化が達
成されるようになって来ているが、さらなる低消費電力
化に対する要求も強い。従来、低消費電力化は高周波電
力増幅回路の効率を高めることに主眼が置かれていた
が、高周波電力増幅回路の効率の向上のみでは充分な低
消費電力化を達成することができない。

【０００６】本発明の目的は、低消費電力化が可能であ
り、これによって携帯電話機の通話時間および電池寿命
を長くすることができる高周波電力増幅回路の電源回路
を提供することにある。本発明の他の目的は、ＧＳＭ系
とＣＤＭＡ系のような複数の方式による通信が可能な携
帯電話機に使用できしかも低消費電力化が可能な高周波
電力増幅回路の電源回路を提供することにある。本発明
のさらに他の目的は、携帯電話機の多機能化に伴ない複
雑な制御が可能な電源回路を構成する場合に、部品点数
を抑えコンパクトな電源回路を構成できる高周波電力増
幅回路の電源回路を提供することにある。本発明の前記
ならびにそのほかの目的と新規な特徴は、本明細書の記
述および添付図面からあきらかになるであろう。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本願において開示される
発明のうち代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下
記のとおりである。すなわち、高周波電力増幅回路に電
源電圧を供給する電源回路を、ＤＣ−ＤＣコンバータの
ようなスイッチング電源方式の電圧変換回路とＦＥＴの
ような電圧制御用トランジスタと該電圧制御用トランジ
スタを制御する電源制御回路とから構成し、ＣＤＭＡ系
携帯電話機に使用される場合には低出力時にＤＣ−ＤＣ
コンバータで生成された電源電圧を高周波電力増幅回路
に供給し、高出力時には電圧制御用トランジスタをオン
させてバッテリー電圧を直接高周波電力増幅回路に供給
する一方、ＧＳＭ系の携帯電話機に使用される場合には
低出力時にＤＣ−ＤＣコンバータで生成された電源電圧
を高周波電力増幅回路に供給し、高出力時には電圧制御
用トランジスタを、出力レベルを指定する信号に基づい
てコントロール回路で制御して高周波電力増幅回路に供
給される電源電圧を生成させるようにしたものである。

【０００８】上記した手段によれば、高周波電力増幅回
路の電源回路を、例えばＣＤＭＡ系の携帯電話機とＧＳ
Ｍ系の携帯電話機とで共用することができる。これによ
って、２以上の方式の通信が可能に構成された携帯電話
機の電源回路を構成する部品数を減らすことができ、電
話機を小型化することができるとともに、ＧＳＭ方式の
通信では低出力時における効率が向上されるため、消費
電流が減少し、この電源回路を使用した携帯電話機にお
いては通話時間および電池寿命を長くすることができ
る。

【０００９】また、高周波電力増幅回路の出力レベルを
検出して該高周波電力増幅回路のバイアス電圧を制御可
能に構成されたＣＤＭＡ系携帯電話機に使用される高周
波電力増幅回路用の電源回路を、ＤＣ−ＤＣコンバータ
と電圧制御用トランジスタと該電圧制御用トランジスタ
を制御する制御回路とから構成し、上記高周波電力増幅
回路の出力レベルを検出して該高周波電力増幅回路のバ
イアス電圧を制御する第１のモードもしくはシステム
（クローズドループ）では低出力時にＤＣ−ＤＣコンバ
ータで生成された電源電圧を高周波電力増幅回路に供給
し、高出力時には上記電圧制御用トランジスタをオンさ
せてバッテリー電圧を直接高周波電力増幅回路に供給す
る一方、上記高周波電力増幅回路の出力レベルの検出信
号によらず高周波電力増幅回路の電源電圧を制御する第
２のモードもしくはシステム（オープンループ）では、
出力レベルを指定する信号に基づいて上記電圧制御用ト
ランジスタを制御して、出力レベルを指定する信号に応
じた電源電圧を発生して高周波電力増幅回路に供給する
ようにする。

【００１０】上記した手段によれば、高周波電力増幅回
路の電源回路を、例えばＧＳＭ系の携帯電話機であって
クローズドループ方式で送信するモードもしくはシステ
ムと、オープンドループ方式で送信するモードもしくは
システムとで共用することができる。これによって、２
以上の方式の通信が可能に構成された携帯電話機の電源
回路を構成する部品数を減らすことができ、電話機を小
型化することができる。また、望ましくは、上記ＤＣ−
ＤＣコンバータの出力端子にフェライトビーズをインダ
クタとして使用したフィルタ回路を設ける。これによ
り、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング動作によって
生じるノイズをカットすることができるようになる。

【００１１】さらに、望ましくは、出力レベルを指定す
る信号に基づいて電圧制御用トランジスタを制御する電
源制御回路として、出力レベルを指定する信号に応じた
電圧を出力するアンプ（演算増幅回路）と、該アンプの
出力に基づいてゲートが制御されてドレインから出力パ
ワーＦＥＴの電源電圧を出力するＭＯＳＦＥＴとからな
り、該ＭＯＳＦＥＴのドレイン電圧を上記アンプにフィ
ードバックさせることで所望の電源電圧を発生するよう
に構成された回路を使用する。そして、クローズドルー
プ方式で電圧制御用トランジスタをオン、オフ制御する
際に、上記アンプの出力をフル振幅させてオン、オフ制
御させるようにする。これによって、制御信号に対する
応答性が向上される。

【００１２】さらに、上記ＤＣ−ＤＣコンバータとし
て、電圧入力端子と基準電位端子との間に直列に接続さ
れた第１のスイッチ素子および第２のスイッチ素子を相
補的にオン、オフ制御して、前記第１のスイッチ素子と
第２のスイッチ素子との接続ノードと出力端子との間に
接続されるインダクタに対して電流を流して前記電圧入
力端子に印加されている電圧を降圧した電圧を出力させ
るように構成された同期整流型の回路を用いる場合にお
いて、前記出力レベルを指定する信号が所定のレベル以
下を指示しているときは、前記第２のスイッチ素子をオ
ンさせないように制御し前記第１のスイッチ素子のスイ
ッチング動作で所望の電圧を出力させるようにする。こ
れにより、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力が電源電圧（Ｖ
ｄｄ）と負電位（−０．７Ｖ）の間で変動するようにな
り、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作マージンを向上させる
ことができる。

【００１３】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態を詳細に説明する。なお、本発明の実施の形態
を説明するための全図において、同一機能を有するもの
には同一符号を付けて説明する。図１は、本発明を、Ｇ
ＳＭ系とＣＤＭＡ系の２つの方式による送受信が可能な
携帯電話機に適用した場合のシステムの一実施例を示
す。なお、ここでＧＳＭ系とはデータ多重化方式として
ＴＤＭＡ（Time Division Multiple Access）方式を採
用し、変調方式としてＧＭＳＫ（Gaussian filtered Mi
nimum Shift Keying）方式を採用する通信方式を意味す
る。また、ＣＤＭＡ系とは、データ多重化方式としてＣ
ＤＭＡ（Code Division Multiple Access）方式を採用
する携帯電話のシステムを意味する。

【００１４】図１において、ＡＮＴは信号電波の送受信
用アンテナ、１００はアンテナＡＮＴに接続されたフロ
ントエンド部、２００は送信信号を増幅して出力する高
周波電力増幅回路およびその電源回路を含む高周波増幅
部、３００は音声信号をベースバンド信号に変換したり
受信信号を音声信号に変換したり送受信の切替え信号や
変調方式あるいはモードの切替え信号を生成したりする
ベースバンド回路と受信信号を復調しベースバンド信号
を生成したり送信信号を変調したりする変復調回路から
なるベースバンド＆変復調部である。ベースバンド＆変
復調部３００は、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）
やマイクロプロセッサ、半導体メモリなど複数のＬＳＩ
やＩＣで構成される。

【００１５】フロントエンド部１００は、高周波増幅部
２００のＧＳＭ用送信出力端子に接続されて高調波を減
衰させるロウパスフィルタ１１０、送受信切替え用のス
イッチ回路１２０、ＧＳＭ系の信号とＣＤＭＡ系の信号
の分波を行なう分波器１３０、高周波増幅部２００のＣ
ＤＭＡ用送信出力端子と上記分波器１３０との間に接続
されたアイソレータ１４０などから構成され、これらの
回路および素子は１つのセラミック基板もしくはプリン
ト配線基板上に実装されてモジュールとして構成するこ
とができる。上記送受信切替え用のスイッチ回路１２０
の切替え信号ＣＮＴはベースバンド＆変復調部３００か
ら供給される。受信信号Ｒｘ(GSM),Ｒｘ(CDMA)は、ノイ
ズや妨害波を除去するフィルタＦＬＴ１，ＦＬＴ２を介
してベースバンド＆変復調部３００へ供給される。

【００１６】高周波増幅部２００は、ＧＳＭ用の高周波
電力増幅回路２１０と、ＣＤＭＡ用の高周波電力増幅回
路２２０と、これらの共通の電源回路２３０と、ベース
バンド＆変復調部３００から出力されるＣＤＭＡ用の送
信信号を増幅する利得可変アンプ２４０と、所望の周波
数帯の信号のみ通過させるＳＡＷフィルタ２５０と、Ｃ
ＤＭＡ用の高周波電力増幅回路２２０の出力レベルを検
出するカップラ２６０と、該カップラ２６０により検出
された出力レベルとベースバンド＆変復調部３００から
供給される出力レベルを指定する信号とを比較して出力
レベルが指定レベルに一致するように利得可変アンプ２
４０のゲインを制御する自動パワー制御回路２７０など
を含んでいる。

【００１７】電源回路２３０は、バッテリー４００と高
周波電力増幅回路２１０および２２０の電源端子との間
に接続された電圧制御用のＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２３
１と、バッテリー４００の電圧Ｖｂを降圧するＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ２３２と、上記ＭＯＳＦＥＴ２３１および
ＤＣ−ＤＣコンバータ２３２の制御信号を生成する電源
制御回路２３３と、ＤＣ−ＤＣコンバータ２３２の出力
端子と高周波電力増幅回路２１０および２２０の電源端
子との間に接続されたインダクタ２３４と、発生された
電源電圧を安定化させる平滑コンデンサ２３５などから
構成される。

【００１８】この実施例では、電圧制御用のＰチャネル
ＭＯＳＦＥＴ２３１とインダクタ２３４と平滑コンデン
サ２３５は各々ディスクリートの電子部品で構成され、
ＤＣ−ＤＣコンバータ２３２と電源制御回路２３３は半
導体集積回路（ＩＣ）として構成されており、このＩＣ
と上記ＦＥＴ２３１やインダクタ２３４、平滑コンデン
サ２３５などのディスクリートの電子部品は、１つのセ
ラミック基板に実装されて電源モジュールとして構成さ
れる。

【００１９】なお、上記利得可変アンプ２４０と自動パ
ワー制御回路２７０も１つの半導体チップ上に半導体集
積回路として構成することができる。また、この半導体
集積回路と高周波電力増幅回路２２０とは別のモジュー
ル（いわゆるＲＦモジュール）として構成されているも
のを使用することができる。カップラ２６０は、フロン
トエンド部１００がモジュールとして構成される場合、
当該フロントエンド・モジュールのセラミック基板上に
形成された信号伝達用のマイクロストリップ線路および
これと誘電体層を挟んで対向するように形成された導電
体層より構成することができる。

【００２０】図２は、上記高周波電力増幅回路２１０
（２２０）の回路構成例を示す。この実施例の高周波電
力増幅回路２１０（２２０）は、能動素子として複数の
電界効果トランジスタ（以下、単にトランジスタとも呼
称する）を順次従属接続して回路的に多段構成にした構
造になっている。すなわち、初段トランジスタＱ１のド
レイン端子に中段トランジスタＱ２のゲート端子を接続
し、この中段トランジスタＱ２のドレイン端子に終段ト
ランジスタＱ３のゲート端子を接続した３段構成になっ
ている。

【００２１】図２の高周波電力増幅回路２１０（２２
０）は、初段トランジスタＱ１のゲート端子に容量素子
Ｃ１を介して高周波信号Ｐｉｎが入力され、終段トラン
ジスタＱ３のドレイン端子が容量素子Ｃ４を介して出力
端子Ｐｏｕｔに接続されており、高周波入力信号Ｐｉｎ
の直流成分をカットし交流成分を増幅して出力する。そ
して、このときの出力レベルがバイアス制御電圧Ｖａｂ
ｃと電源回路２３０からの電源電圧Ｖｄｄによって制御
される。バイアス制御電圧Ｖａｂｃは、抵抗Ｒ１，Ｒ
２，Ｒ３を介してトランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３のゲー
トに供給され、バイアス電圧Ｖｇ１，Ｖｇ２，Ｖｇ３が
印加される。バイアス制御電圧Ｖａｂｃは、出力レベル
に応じて例えばベースバンド＆変復調部３００から供給
される。

【００２２】なお、図２において、符号ＭＳ１〜ＭＳ６
はそれぞれ各段間のインピーダンスの整合をとるための
インダクタとして働くマイクロストリップ線路、ＭＳ７
〜ＭＳ９は電源制御回路２２１との間のインピーダンス
を整合させるマイクロストリップ線路である。マイクロ
ストリップ線路ＭＳ１〜ＭＳ６と直列に接続されたコン
デンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４は、電源電圧Ｖｄｄとゲ
ートバイアス電圧（Ｖg1，Ｖg2，Ｖg3）の直流電圧を遮
断する働きがある。

【００２３】特に制限されるものでないが、高周波電力
増幅回路２１０（２２０）は、終段トランジスタＱ３が
ディスクリートの部品（出力パワーＭＯＳＦＥＴ等）で
構成され、初段および中段のトランジスタＱ１，Ｑ２お
よび抵抗Ｒ１，Ｒ２は１つの半導体チップ上に半導体集
積回路として構成される。また、コンデンサＣ１，Ｃ
２，Ｃ３，Ｃ４は、外付け素子として接続される。上記
マイクロストリップ線路ＭＳ１〜ＭＳ９は、例えばトラ
ンジスタＱ１，Ｑ２やバイアス回路１４を構成する抵抗
Ｒ１〜Ｒ３が形成された半導体チップが搭載されるセラ
ミック基板上に、所望のインダクタンス値となるように
形成された銅などの導電層パターンで構成される。

【００２４】図３には、前記電源回路２３０のより詳細
な構成例が示されている。この実施例の電源回路は、Ｇ
ＳＭ系のクローズドループ・システム、ＧＳＭ系のオー
プンループ・システムさらにはＣＤＭＡシステムのいず
れにも使用できかついずれのシステムに使用された場合
にも、高周波電力増幅回路の消費電力を低減させること
ができるように回路的に工夫されている。

【００２５】図３において、ＲampはＧＳＭ系のシステ
ムでベースバンド＆変復調部３００から供給される出力
レベルを指定する制御信号である。電源制御回路２３３
は、Ｒampを入力とするオペアンプ（演算増幅回路）Ｏ
ＰＡと、該オペアンプＯＰＡの出力によって制御されド
レイン端子から出力電圧Ｖｄｄが取り出されるようにさ
れたＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２３１のドレイン端子から
上記オペアンプＯＰ１の非反転入力端子にフィードバッ
クをかけるＣＲ回路からなる帰還回路ＦＤＣと、ベース
バンド＆変復調部３００から供給される制御信号ＳＨＤ
Ｎ，CONT０、CONT１、CONT２に基づいて上記オペアンプ
ＯＰＡやＤＣ−ＤＣコンバータ２３２の活性化信号を生
成するコントロールロジックＣＴＬとから構成されてい
る。特に制限されるものでないが、出力レベル制御信号
Ｒampはパルスとして入力され、そのパルスの振幅のレ
ベルが要求出力レベルの大きさを表わすように生成され
る。

【００２６】ＤＣ−ＤＣコンバータ２３２は、バンドギ
ャップリファランス回路のような基準電圧Ｖｒｅｆを発
生する基準発生回路ＶＲＧと、電源電圧端子Ｖｂと接地
点ＧＮＤとの間に直列に接続されたＭＯＳＦＥＴからな
るスイッチＳＷ１，ＳＷ２と、該スイッチＳＷ１，ＳＷ
２のゲートに印加されてこれらをオン、オフ制御する信
号（制御パルス）と該制御パルスの生成に必要なクロッ
ク信号を生成するクロック生成＆ＰＷＭ制御回路ＣＰＣ
と、上記基準電圧Ｖｒｅｆと出力電圧をフィードバック
した電圧とを比較してクロック生成＆ＰＷＭ制御回路Ｃ
ＰＣに対する制御信号を生成するコンパレータＣＭＰな
どから構成されている。

【００２７】この実施例の電源回路２３０は、出力電圧
ＶｄｄがＣＲ回路ＦＤＣを介してオペアンプＯＰＡの非
反転入力端子にフィードバックされることにより、ベー
スバンド＆変復調部３００から供給される制御信号ＳＨ
ＤＮがハイレベルにされてオペアンプＯＰＡが動作され
るＧＳＭ系のオープンループ・モードで、ＰチャネルＭ
ＯＳＦＥＴ２３１のゲート電圧を制御することによって
入力電圧Ｒampに対してほぼリニアに変化する電圧Ｖｄ
ｄを出力することができる。

【００２８】また、ＣＤＭＡ系の動作モードで、要求出
力レベルが低い時はコントロールロジックＣＴＬからの
制御信号ＳＨＤＮでＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２３１をオ
フさせてＤＣ−ＤＣコンバータ２３２をオンさせること
でＤＣ−ＤＣコンバータ２３２からの電圧を出力させる
一方、要求出力レベルが高い時はＤＣ−ＤＣコンバータ
２３２をオフさせＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２３１を完全
なオン状態にさせてバッテリー４００の電圧Ｖｂをスル
ー状態で出力させることができる。なお、上記出力ＭＯ
ＳＦＥＴ２３１としてＰチャネル型が使用されているの
は、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴに比べて出力電源電圧Ｖ
ｄｄをバッテリー電圧Ｖｂの近くまで上げることができ
るためである。これにより、電力ロスを小さくすること
ができる。

【００２９】さらに、この実施例の電源回路２３０で
は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２３２を動作させて降圧され
た電圧を供給する場合、要求出力レベルに応じて出力電
圧Ｖｄｄを複数段階（例えば２段階）に切り替えるよう
にされている。出力電圧Ｖｄｄの切り替えは、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ２３２の出力電圧をコンパレータＣＭＰに
フィードバックする経路の途中にブリーダ抵抗Ｒｂ１，
Ｒｂ２，Ｒｂ３を設けて出力電圧を抵抗比で分割し、ベ
ースバンド＆変復調部３００から供給される制御信号CO
NT０〜CONT２に基づいてコントロールロジックＣＴＬで
生成される制御信号によってコンパレータＣＭＰの反転
入力側のスイッチＳＷＣを切り替えてブリーダ抵抗で分
割された電圧の何れかを選択してフィードバックさせる
ことで行なうようにされている。図３には、図示の都合
上、出力レベルを２段階に切り替えるブリーダ抵抗Ｒｂ
１，Ｒｂ２，Ｒｂ３とスイッチＳＷＣを示したが、実施
例では３段階に切り替えられるように構成されている。

【００３０】図４は図１の携帯電話機のＣＤＭＡ系を動
作させる場合のシステム構成を、また、図５は図１の携
帯電話機のＧＳＭ系をオープンループ方式で動作させる
場合のシステム構成を、さらに、図６は上記電源回路２
３０をＧＳＭ系クローズドループ方式の携帯電話機に適
用する場合のシステム構成例を示す。また、表１は、各
システムにおいてベースバンド＆変復調部３００から電
源回路２３０に供給される制御信号CONT０〜CONT２およ
びＳＨＤＮの組合せと出力状態と電源回路の動作状態と
の関係の一例を示す。ＣＤＭＡ系のシステムとＧＳＭ系
オープンループ方式のシステムにおける制御信号CONT０
〜CONT２およびＳＨＤＮの組合せと出力状態と電源回路
の動作状態との関係は同一である。ただし、それぞれの
システムにおける出力電圧Ｖｄｄは、電源回路に外付け
されるブリーダ抵抗Ｒｂ１〜Ｒｂ３の抵抗比を変えるこ
とによって所望のレベルとなるように設定することがで
きる。

【００３１】

【表１】

【００３２】上記電源回路２３０をＣＤＭＡ系の携帯電
話機に適用する場合のシステム構成例を示している図４
のシステムにおいては、ＧＳＭ系の高周波電力増幅回路
２１０と送受信切替えスイッチ１２０、フィルタ１１
０，ＦＬＴ１が不用、もしくは非動作状態とされる。

【００３３】電源回路２３０においては、コントロール
ロジックＣＴＬがベースバンド＆変復調部３００から供
給される制御信号ＳＨＤＮに従ってオペアンプＯＰＡを
非動作状態にさせるとともに、要求出力レベルが低い時
はＤＣ−ＤＣコンバータ２３２を動作させて降圧された
電圧を高周波電力増幅回路２２０の電源電圧Ｖｄｄとし
て供給する。また、要求出力レベルが高い時は、コント
ロールロジックＣＴＬがＤＣ−ＤＣコンバータ２３２を
オフさせて代わりにＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２３１をオ
ンさせてバッテリー電圧Ｖｂをそのまま高周波電力増幅
回路２２０の電源電圧Ｖｄｄとして供給する。このと
き、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２３１をオンさせる信号
は、コントロールロジックＣＴＬで生成しそれを直接Ｐ
チャネルＭＯＳＦＥＴ２３１のゲート端子に供給しても
良いが、オペアンプＯＰＡをバッファもしくはコンパレ
ータとして動作させて、オペアンプＯＰＡの出力でＰチ
ャネルＭＯＳＦＥＴ２３１を完全なオン状態（バッテリ
ー電圧スルー状態）にさせるようにしてもよい。

【００３４】このような制御は、例えばオープンループ
で出力レベル制御信号Ｒampが入力されるオペアンプＯ
ＰＡの反転入力端子をＶｄｄにプルアップしておいて、
ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２３１をオフさせたいときはコ
ントロールロジックＣＴＬからオペアンプＯＰＡの非反
転入力端子にＶｄｄを供給し、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ
２３１をオンさせたいときは非反転入力端子に接地電位
を供給することで行なうことができる。ＰチャネルＭＯ
ＳＦＥＴ２３１は比較的サイズの大きな素子であって、
ゲート容量も大きいので、ＭＯＳＦＥＴで構成されたコ
ントロールロジックＣＴＬで直接ＰチャネルＭＯＳＦＥ
Ｔ２３１をオン、オフ制御するよりも、オペアンプＯＰ
Ａを介してＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２３１を制御する方
がオン、オフ動作を高速化することができる。

【００３５】高周波電力増幅部では、要求出力レベルが
高い時も低い時も、自動パワー制御回路２７０がカップ
ラ２６０により検出された出力レベルとベースバンド＆
変復調部３００から供給される出力レベルを指定する信
号（Ｒamp’）とを比較して出力レベルが指定レベルに
一致するように利得可変アンプ２４０のゲインを制御し
て高周波送信信号Ｒｆ−ｉｎを高周波電力増幅回路２２
０で増幅して出力する。

【００３６】図１の携帯電話機のＧＳＭ系をオープンル
ープ方式で動作させる場合のシステム構成を示す図５に
おいては、ＣＤＭＡ系の高周波電力増幅回路２２０と、
アイソレータ１４０、分波器１３０、フィルタＦＬＴ２
が不用、もしくは非動作状態とされる。このシステムの
電源回路２３０においては、コントロールロジックＣＴ
Ｌがベースバンド＆変復調部３００から供給される制御
信号ＳＨＤＮに従ってオペアンプＯＰＡを動作状態にさ
せ、オペアンプＯＰＡはベースバンド＆変復調部３００
から供給される出力レベル制御信号Ｒampに従ってＰチ
ャネルＭＯＳＦＥＴ２３１を駆動して、出力レベル制御
信号Ｒampに応じてリニアに変化する電圧Ｖｄｄを生成
し、高周波電力増幅回路２１０に電源電圧Ｖｄｄとして
供給するとともに、ＤＣ−ＤＣコンバータ２３２は非動
作状態にさせる。

【００３７】上記のように制御されるＰチャネルＭＯＳ
ＦＥＴ２３１からの電源電圧Ｖｄｄが高周波電力増幅回
路２１０に供給されることにより、高周波電力増幅回路
２１０の出力Ｖｏｕｔは、入力電圧Ｒampの変化に対し
てほぼ直線的に変化されるようになる。

【００３８】図３に示されている電源回路２３０をＧＳ
Ｍ系クローズドループ方式の携帯電話機に適用する場合
のシステム構成例を示している図６においては、ＣＤＭ
Ａ系の高周波電力増幅回路２２０と、アイソレータ１４
０、分波器１３０、フィルタＦＬＴ２が不用とされる。
その代わりに、高周波電力増幅回路２１０の出力レベル
を検出するカップラ２６０’とこのカップラ２６０’に
より検出された出力レベルとベースバンド＆変復調部３
００から供給される出力レベルを指定する信号Ｒampと
を比較して出力レベルが指定レベルに一致するように高
周波電力増幅回路２１０のバイアス電圧Ｖａｂｃを生成
する自動パワー制御回路２７０’が設けられている。

【００３９】このクローズループのシステムの電源回路
２３０においては、コントロールロジックＣＴＬがベー
スバンド＆変復調部３００から供給される制御信号ＳＨ
ＤＮに従ってオペアンプＯＰＡを非動作状態にさせると
ともに、要求出力レベルが低い時はＤＣ−ＤＣコンバー
タ２３２を動作させて降圧された電圧を高周波電力増幅
回路２１０の電源電圧Ｖｄｄとして供給する。また、要
求出力レベルが高い時は、コントロールロジックＣＴＬ
がＤＣ−ＤＣコンバータ２３２をオフさせて代わりにＰ
チャネルＭＯＳＦＥＴ２３１をオンさせてバッテリー電
圧Ｖｂをそのまま高周波電力増幅回路２１０の電源電圧
Ｖｄｄとして供給する。

【００４０】この場合にも、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２
３１をオンさせる信号は、コントロールロジックＣＴＬ
で生成しそれを直接ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２３１のゲ
ート端子に供給しても良いが、オペアンプＯＰＡをバッ
ファもしくはコンパレータとして動作させて、オペアン
プＯＰＡの出力でＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２３１を完全
なオン状態（バッテリー電圧スルー状態）にさせるよう
にしてもよい。

【００４１】高周波電力増幅部では、要求出力レベルが
高い時も低い時も、自動パワー制御回路２７０’がカッ
プラ２６０’により検出された出力レベルとベースバン
ド＆変復調部３００から供給される出力レベルを指定す
る信号Ｒampとを比較して出力レベルが指定レベルに一
致するように高周波電力増幅回路２１０のバイアス電圧
Ｖａｂｃを生成する。

【００４２】ＤＣ−ＤＣコンバータを使用せずに要求出
力レベルが非常に低い範囲まで上記のようなＰチャネル
ＭＯＳＦＥＴ２３１からの電源電圧Ｖｄｄを高周波電力
増幅回路２１０に供給して動作させると、高周波電力増
幅回路２１０の効率は図７の曲線Ａで示すようになる
が、上記実施例の電源回路を適用して要求出力レベルが
非常に低い領域ではＤＣ−ＤＣコンバータからの電圧を
供給することにより、ＧＳＭ系のクローズドループ方式
のシステムにおける高周波電力増幅回路２１０の効率
は、周波数を８８０ＭＨｚとしＤＣ−ＤＣコンバータ２
３２で例えば３．５Ｖの電源電圧Ｖｄｄを１．５Ｖに降
圧して供給した場合には図７の符号Ｂの曲線のように、
また３．５Ｖの電源電圧Ｖｄｄを１．０Ｖに降圧して供
給した場合には図７の符号Ｃの曲線のようになる。

【００４３】このように本実施例を適用することによ
り、低出力の領域での効率を向上させることができる。
高出力の領域での効率は従来とそれほど変わらなくて
も、携帯電話機は、高出力で使用されることよりも低出
力で使用されることが多いので、実施例のように低出力
の領域での効率が向上されることで、トータルの消費電
力を抑える効果が期待できる。

【００４４】さらに、この実施例のシステムでは、イン
ダクタ２３４と平滑コンデンサ２３５との間にフェライ
トビーズＦＢと容量Ｃ２とからなるフィルタが設けられ
ている。このフィルタによってＤＣ−ＤＣコンバータ２
３２のスイッチング動作で発生するノイズを除去するこ
とができる。

【００４５】さらに、前記実施例の電源回路２３０を利
用した図４または図５のようなシステムにおいて、ＤＣ
−ＤＣコンバータ２３２として同期整流型のコンバータ
を使用し、出力レベルが低い場合に、以下に説明するよ
うな方法でＤＣ−ＤＣコンバータ２３２を制御するとよ
い。これによって動作マージンを向上させることができ
る。

【００４６】図８は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２３２の出
力部の構成を示す。この実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ
２３２は、いわゆる同期整流型と呼ばれるタイプのもの
であり、バッテリーなどから供給される直流電圧が入力
される電源端子Ｖｃｃと接地点のような基準電位端子Ｇ
ＮＤとの間に直列に接続されたＭＯＳＦＥＴからなるス
イッチＳＷ１，ＳＷ２と、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力
端子ＯＵＴとの間に接続されたインダクタＬｘと、イン
ダクタＬｘの他端に接続された平滑容量Ｃｘとから構成
されている。

【００４７】そして、スイッチＳＷ１とＳＷ２がクロッ
クＣＬＫ１，ＣＬＫ２によって交互にオンされ、スイッ
チＳＷ２がオフされＳＷ１がオンされると電源端子Ｖｄ
ｄからインダクタＬｘへ電流が流され、ＳＷ１がオフさ
れＳＷ２がオンされると接地点側からインダクタＬｘへ
電流が流されることで、クロックＣＬＫ１，ＣＬＫ２の
周波数とパルス幅に応じた電圧が出力される。上記スイ
ッチＳＷ１，ＳＷ２をオン、オフ制御するクロックＣＬ
Ｋ１，ＣＬＫ２は、ＳＷ１とＳＷ２が同時にオン状態に
されて貫通電流が流れるのを防止するためのデットタイ
ムを有するように形成される。

【００４８】この実施例においては、接地点側のスイッ
チＳＷ２を制御するクロックＣＬＫ２の供給パス上に、
このクロックＣＬＫ２の供給を遮断するためのＮＯＲゲ
ートＧ１が設けられている。このＮＯＲゲートＧ１の他
方の入力端子には前記コントロールロジックＣＴＬなど
から供給されるクロック制御信号ＣＥが入力されてお
り、高周波電力増幅回路の要求出力レベルが小さくなる
と、クロック制御信号ＣＥがハイレベルに変化される。
すると、ＮＯＲゲートＧ１の出力はロウレベルに固定さ
れ、スイッチＳＷ２は連続してオフ状態にされる。その
ため、スイッチＳＷ１がオンからオフに切り替わると、
インダクタＬｘに流れ続けようとする電流は、オフ状態
のスイッチＭＯＳＦＥＴ ＳＷ２のソース領域と基板と
の間のＰＮ接合ダイオードＤs2を通して供給されるよう
になる。

【００４９】その結果、出力端子ＯＵＴの電位Ｖｏは、
接地電位（０Ｖ）よりもダイオードの順方向電圧（約
０．７Ｖ）分だけ低い負電位にされる。これによって、
通常のスイッチング動作時には図９（Ａ）のように電源
電圧Ｖｄｄと接地電位ＧＮＤ間で振幅するＤＣ−ＤＣコ
ンバータの出力は、接地点側のスイッチＳＷ２の制御ク
ロックＣＬＫ２がカットオフされることによって、図９
（Ｂ）のように電源電圧Ｖｄｄと−０．７Ｖの間で変動
するようになる。そのため、ＤＣ−ＤＣコンバータの動
作マージンが向上し、高周波電力増幅回路の要求出力レ
ベルが小さい範囲までＤＣ−ＤＣコンバータが動作可能
となり、最低出力レベルが下げられることによって高周
波電力増幅回路の消費電力を低減させることができる。

【００５０】ところで、図５に示すＧＳＭ系のオープン
ループ方式のシステムにおいて、要求出力レベルが非常
に低い範囲まで上記のようなＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２
３１からの電源電圧Ｖｄｄを高周波電力増幅回路２１０
に供給して動作させると、高周波電力増幅回路２１０の
出力Ｖｏｕｔは、入力電圧Ｒampの変化に対してほぼ直
線的に変化するが、高周波電力増幅回路２１０の効率は
低下してしまう。そこで次に、ＧＳＭ系のオープンルー
プ方式のシステムに使用しても、要求出力レベルが低い
範囲での効率を向上させることができる電源回路の実施
例と、それを使用したＧＳＭ系オープンループ方式のシ
ステムの構成例を、図１０を用いて説明する。

【００５１】図１０の実施例の電源回路は、ＧＳＭ系の
オープンループ方式のシステムにおいても、要求出力レ
ベルが低い範囲では電源回路２３０のＤＣ−ＤＣコンバ
ータ２３２を動作させるようにしたものである。また、
この実施例の電源回路を使用した場合に、各システムに
おいてベースバンド＆変復調部３００から電源回路２３
０に供給される制御信号CONT０〜CONT２およびＳＨＤＮ
の組合せと出力状態と電源回路の動作状態との関係の一
例を表２に示す。

【００５２】

【表２】

【００５３】この実施例を適用することにより、ＧＳＭ
系のオープンループ方式のシステムにおける要求出力レ
ベルが非常に低い領域では、ＤＣ−ＤＣコンバータ２３
２が動作されて電源電圧が高周波電力増幅回路２１０に
供給されるようになるため、電力効率を向上させること
ができるようになる。図１０の実施例の電源回路は、図
３に示されている電源回路と類似の構成を有する。異な
る点は、図３の電源回路では、ＤＣ−ＤＣコンバータ２
３２と電源制御回路２３３とがそれぞれ別個の半導体集
積回路として構成されていたのに対し、この実施例では
ＤＣ−ＤＣコンバータ２３２と電源制御回路２３３の帰
還回路ＦＤＣを除く部分が１つの半導体チップ上に形成
されて電源用半導体集積回路ＰＳＬとして構成されてい
る点にある。

【００５４】また、この実施例では、外付けのＭＯＳＦ
ＥＴ（図３のＭＯＳＦＥＴ２３１）のゲート端子を制御
する信号を出力する端子が２つ設けられ、チップ上には
この２つの端子Ｐ１，Ｐ２を選択的にオペアンプＯＰＡ
の出力端子に接続させるためのスイッチ２３６が設けら
れている。さらに、オペアンプＯＰＡの帰還回路ＦＤＣ
を構成する抵抗Ｒｆｄと容量Ｃｆｄを外付け部品として
接続するための端子Ｐ３が設けられている。切替えスイ
ッチ２３６は、ベースバンド＆変復調部３００から供給
される制御信号CONT０〜CONT２に基づいてコントロール
ロジックＣＴＬから出力される信号によって制御され
る。なお、図面上は明らかでないが、スイッチ２３６が
接続されていない非選択側の端子には電源電圧Ｖｂが印
加されＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２３１Ａ，２３１Ｂのう
ち非選択のＭＯＳＦＥＴはオフ状態にされる。

【００５５】さらに、この実施例では、上記電源用半導
体集積回路と電源供給用のＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２３
１Ａ，２３１Ｂ（PMOS‐A，PMOS‐B）と、抵抗Ｒｆｄお
よび容量Ｃｆｄと、ＤＣ−ＤＣコンバータ２３２の出力
フィードバック用のブリーダ抵抗Ｒｂ１〜Ｒｂ３とが、
１つのセラミック基板上に実装されて電源モジュール２
３０’として構成されている。

【００５６】表２に示されているように、ＧＳＭオープ
ンループの高出力レベル要求時には、ＰＭＯＳ切替え用
のスイッチ２３６がＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２３１Ａ
（PMOS‐A）側に切り替えられることによりＰチャネル
ＭＯＳＦＥＴ２３１Ａ（PMOS‐A）がオペアンプＯＰＡ
の出力によって制御されてバッテリー４００からの電源
電圧Ｖｂに基づいて、そのときベースバンド＆変復調部
３００から入力されている信号Rampに応じてリニアに変
化する電圧Ｖｄｄを高周波増幅回路２１０に供給する。
このときＤＣ−ＤＣコンバータ２３２は、コントロール
ロジックＣＴＬからの信号によって非動作状態にされ
る。

【００５７】一方、中出力レベル要求時あるいは低出力
レベル要求時には、ＰＭＯＳ切替え用のスイッチ２３６
がＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２３１Ｂ（PMOS‐B）側に切
り替えられることによりＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２３１
Ｂ（PMOS‐B）がオペアンプＯＰＡの出力によって制御
されるとともに、ＤＣ−ＤＣコンバータ２３２はコント
ロールロジックＣＴＬからの信号によって動作状態にさ
れて、ＤＣ−ＤＣコンバータ２３２で生成された降圧電
圧に基づいて、そのときベースバンド＆変復調部３００
から入力されている信号Rampに応じてリニアに変化する
電圧Ｖｄｄを高周波増幅回路２１０に供給する。

【００５８】さらに、この実施例の電源モジュール２３
０’は、図４に示されているようなＣＤＭＡ系のシステ
ムを構成したり、図６に示されているようなＧＳＭ系ク
ローズドループ方式のシステムを構成する場合にも利用
できるように構成されている。具体的には、ＰＭＯＳ切
替え用のスイッチ２３６によって選択された側のＰチャ
ネルＭＯＳＦＥＴ２３１Ａまたは２３１Ｂ（PMOS‐A，P
MOS‐B）がオンされるときに、オペアンプＯＰＡの出力
をフル振幅させることによって、選択側のＭＯＳＦＥＴ
が完全なオン状態にされてレベルをほとんど落とさずに
電圧を供給できるように構成されている。

【００５９】以上本発明者によってなされた発明を実施
例に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に
限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で
種々変更可能であることはいうまでもない。例えば、図
４〜図６を用いた実施例の説明では、各々ＣＤＭＡ系専
用の携帯電話機と、ＧＳＭ系オープンループ方式専用の
携帯電話機と、ＧＳＭ系クローズドループ方式専用の携
帯電話機のシステム構成として説明したが、図１に示さ
れているシステムにおいて、図６に示されているような
ＧＳＭ用高周波電力増幅回路２１０の出力レベルを検出
するカップラ２６０’と、このカップラ２６０’により
検出された出力レベルと要求出力レベルを比較して高周
波電力増幅回路２１０のバイアス電圧Ｖａｂｃを生成す
る自動パワー制御回路２７０’とを付加して、この自動
パワー制御回路２７０’を動作させるクローズドループ
・モードと、前記オペアンプＯＰＡとＰチャネルＭＯＳ
ＦＥＴ２３１とからなるＶｄｄ発生回路を動作させるオ
ープンループ・モード、さらにＣＤＭＡのいずれのモー
ドでも動作可能な携帯電話機として構成することも可能
であり、その場合にも前記電源回路２３０を利用するこ
とができる。

【００６０】また、上記実施例では、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータと電圧制御用トランジスタと該電圧制御用トランジ
スタを制御する電源制御用半導体集積回路とを、セラミ
ック基板のような１つの絶縁基板上に搭載して電源モジ
ュールとして構成した場合を説明したが、電源装置の出
力端子に接続されるインダクタやコンデンサを絶縁基板
内部に形成してこれらを含めて電源モジュールとして構
成するようにしても良い。

【００６１】さらに、上記実施例では、ＧＳＭ系とＣＤ
ＭＡ系の２つの方式の通信が可能な高周波電力増幅回路
の電源回路について説明したが、上記２つの方式の他
に、例えば１７１０〜１７８５ＭＨｚ帯のＤＣＳ（Digi
tal Cellular System）のような周波数帯の信号を扱え
るデュアルバンド方式とＣＤＭＡ系や、さらに１８５０
〜１９１５ＭＨｚ帯のＰＣＳ（Personal Communication
System）の信号を扱えるトリプルバンド方式とＣＤＭ
Ａ系の通信が可能な携帯電話機の高周波電力増幅回路用
の電源回路に適用することができる。

【００６２】尚、本実施例では、SHDN,CONT0,CONT1,CON
T2の各コントロール信号を、ベースバンドから得る方式
を用いているが、実用上、信号ラインを減らしてシリア
ル信号を受けるシステムにし、電源制御用集積回路に判
定回路を設け、同等の切替えを行なう方法も考えられ
る。

【００６３】

【発明の効果】本願において開示される発明のうち代表
的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、以
下のとおりである。すなわち、本発明に従うと、低消費
電力化を実現することができ、その結果、本発明の電源
回路を使用した携帯電話機においては、通話時間および
電池寿命が長くなるという効果がある。また、ＧＳＭ系
とＣＤＭＡ系のような複数の方式による通信が可能な携
帯電話機に使用できしかも低消費電力化が可能な電源回
路を実現することができる。さらに、携帯電話機の多機
能化に伴ない複雑な制御が可能な電源回路を構成する場
合においても、部品点数を抑えコンパクトな電源回路を
構成することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る高周波電力増幅回路用電源回路と
それを使用した携帯電話機のシステムの概略構成を示す
ブロック図である。

【図２】実施例の電源回路から電源電圧の供給を受ける
高周波電力増幅回路の具体例を示す回路構成図である。

【図３】本発明に係る高周波電力増幅回路用電源回路の
一実施例を示す回路構成図である。

【図４】実施例の電源回路を使用したＣＤＭＡ系の携帯
電話機のシステムの概略構成を示すブロック図である。

【図５】実施例の電源回路を使用したＧＳＭ系クローズ
ドループ方式の携帯電話機のシステムの概略構成を示す
ブロック図である。

【図６】実施例の電源回路を使用したＧＳＭ系オープン
ループ方式の携帯電話機のシステムの概略構成を示すブ
ロック図である。

【図７】実施例の電源回路を使用したＧＳＭ系オープン
ループ方式の携帯電話機における高周波電力増幅回路の
入出力特性を示すグラフである。

【図８】実施例の電源回路を構成するＤＣ−ＤＣコンバ
ータの出力段の構成を示す回路図である。

【図９】図７のＤＣ−ＤＣコンバータの出力段の接地点
側の同期整流回路を動作させた場合とカットオフした場
合の出力波形を示す波形図である。

【図１０】本発明に係る高周波電力増幅回路用電源回路
の第２の実施例とそれを使用したＧＳＭ系オープンルー
プ方式の携帯電話機のシステムの概略構成を示すブロッ
ク図である。

【符号の説明】

１００ フロントエンド・モジュール ２００ 高周波増幅部 ２１０，２２０ 高周波電力増幅回路 ２１１〜２１３ 出力パワーＦＥＴ ２１４ バイアス回路 ２３０ 電源回路 ２３１ 電源電圧制御用ＭＯＳＦＥＴ ２３２ 電圧変換回路（ＤＣ−ＤＣコンバータ） ２３３ 電源制御回路 ２４０ 利得可変アンプ ２６０ カップラ ２７０ 自動パワー制御回路 ３００ ベースバンド＆変復調部

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 小泉 智道 東京都小平市上水本町五丁目20番１号 株 式会社日立製作所半導体グループ内 Ｆターム(参考） 5H730 AA14 AS01 BB13 BB57 BB82 BB88 BB96 DD04 FD01 FG05 FG07 FV03 FV05 FV08 XC20

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 インダクタに流れる電流をスイッチング
   制御して所望の電圧を生成する電圧変換回路と、電源か
   らの電圧を受けて制御電圧に応じた電圧を出力する電圧
   制御用トランジスタと、該電圧制御用トランジスタを制
   御する電源制御回路とを備え、１または２以上の半導体
   集積回路と１または２以上の電子部品とが１つの絶縁基
   板に実装されて構成された高周波電力増幅回路用の電源
   装置であって、 第１のモードでは、高出力時に前記電圧変換回路を非動
   作状態にして電圧制御用トランジスタを充分にオンさせ
   て電源からの電圧を電源出力端子へ出力し、低出力時に
   は前記電圧変換回路を動作させて上記電圧変換回路で変
   換された電圧を前記電源出力端子へ出力し、 第２のモードでは、前記電圧変換回路を非動作状態にし
   て出力レベルを指定する第１信号に基づいて前記電圧制
   御用トランジスタを制御して前記第１信号に応じた電圧
   を、前記電源出力端子へ出力するように構成されている
   ことを特徴とする高周波電力増幅回路用の電源装置。
2. 【請求項２】 前記電圧制御用トランジスタはＰチャネ
   ル型電界効果トランジスタであることを特徴とする請求
   項１に記載の高周波電力増幅回路用の電源装置。
3. 【請求項３】 前記電源制御回路は、前記第１信号が第
   １入力端子に入力され第２入力端子には出力電圧に応じ
   た第２信号が帰還され前記第１信号に応じた電圧を出力
   する演算増幅回路により構成されていることを特徴とす
   る請求項２に記載の高周波電力増幅回路用の電源装置。
4. 【請求項４】 前記電圧変換回路の出力端子にフェライ
   トビーズをインダクタとして使用したフィルタ回路が接
   続されてなることを特徴とする請求項１〜３のいずれか
   に記載の高周波電力増幅回路用の電源装置。
5. 【請求項５】 前記電圧変換回路は、電源電圧端子と基
   準電位端子との間に直列に接続された第１のスイッチ素
   子および第２のスイッチ素子を相補的にオン、オフ制御
   して、前記第１のスイッチ素子と第２のスイッチ素子と
   の接続ノードと出力端子との間に接続されたインダクタ
   に対して電流を流して前記電源電圧端子に印加されてい
   る電圧を降圧した電圧を出力させるように構成され、 前記第１信号が所定のレベル以下を指示しているときは
   前記第２のスイッチ素子をオンさせないように制御し前
   記第１のスイッチ素子のスイッチング動作で所望の電圧
   を出力することを特徴とする請求項１〜４のいずれかに
   記載の高周波電力増幅回路用の電源装置。
6. 【請求項６】 前記電圧変換回路の出力端子に接続され
   たインダクタと、該インダクタの他端に接続された平滑
   用の容量素子とが、前記絶縁基板上に実装されてなるこ
   とを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の高周波
   電力増幅回路用の電源装置。
7. 【請求項７】 前記第１のモードは、ＧＳＭ系のクロー
   ズドループ方式に従った送信動作を行なうモードであ
   り、前記第２のモードは、ＧＳＭ系のオープンループ方
   式に従った送信動作を行なうモードであることを特徴と
   する請求項１〜６のいずれかに記載の高周波電力増幅回
   路用の電源装置。
8. 【請求項８】 前記第１のモードは、ＣＤＭＡ方式に従
   った送信動作であり、前記第２のモードは、ＧＳＭ系の
   オープンループ方式に従った送信動作であることを特徴
   とする請求項１〜６のいずれかに記載の高周波電力増幅
   回路用の電源装置。
9. 【請求項９】 インダクタに流れる電流をスイッチング
   制御して所望の電圧を生成する電圧変換回路と、各々ド
   レイン端子が共通の電源出力端子に接続され電源からの
   電圧を制御して前記電源出力端子へ出力する第１と第２
   の電源制御用トランジスタと、これらの電源制御用トラ
   ンジスタを制御する電源制御回路と、前記電源制御回路
   と前記第１と第２の電源制御用トランジスタの制御端子
   との間に設けられいずれか一方の電源制御用トランジス
   タを前記電源制御回路に接続させる切替え回路とを備
   え、１または２以上の半導体集積回路と１または２以上
   の電子部品とが１つの絶縁基板に実装されて構成された
   高周波電力増幅回路用の電源装置であって、 第１のモードでは、高出力時に前記電圧変換回路を非動
   作状態にして、出力レベルを指定する信号に基づいて前
   記第１の電圧制御用トランジスタを制御して電源からの
   電圧を制御して前記電源出力端子へ出力し、低出力時に
   は前記電圧変換回路を動作させるとともに出力レベルを
   指定する信号に基づいて前記第２の電圧制御用トランジ
   スタを制御して前記電圧変換回路からの電圧を制御して
   前記電源出力端子へ出力し、 第２のモードでは、高出力時に前記電圧変換回路を非動
   作状態にして前記第１の電圧制御用トランジスタを介し
   て電源からの電圧を前記電源出力端子へ出力し、低出力
   時には前記電圧変換回路を動作させて上記電圧変換回路
   で変換された電圧を前記第２の電圧制御用トランジスタ
   を介して前記電源出力端子へ出力するように構成されて
   いることを特徴とする高周波電力増幅回路用の電源装
   置。
10. 【請求項１０】 前記電圧変換回路と、前記第１と第２
    の電圧制御用トランジスタを制御する前記電源制御回路
    と、前記切替え回路とは、１つの半導体基板上に半導体
    集積回路として構成され、該半導体集積回路と前記第１
    の電圧制御用トランジスタおよび第２の電圧制御用トラ
    ンジスタとが、１つの絶縁基板に実装されてモジュール
    として構成されていることを特徴とする請求項９に記載
    の高周波電力増幅回路用の電源装置。