JP2003189630A - インバータ用試験装置及び回転角信号発生装置 - Google Patents
インバータ用試験装置及び回転角信号発生装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 モータの回転軸等の回転角を示す信号を得た
い場合に、レゾルバを用いることなく、回転角信号を仮
想的に得るようにする。 【解決手段】 入力端子４０に入力された仮想の角速度
はモータ極数Ｐと乗算され、乗算出力が積分されること
により角度信号Ｐθとなる。この信号Ｐθでｓｉｎ信号
発生器４３及びｃｏｓ信号発生器４４を駆動することに
より、ｓｉｎＰθ信号、ｃｏｓＰθ信号が得られる。こ
れらの信号にレゾルバの変圧比Ｋが乗算され、Ｋｓｉｎ
Ｐθ信号及びＫｃｏｓＰθ信号となる。入力端子４７に
励磁信号Ｅ11＝Ｅｓｉｎωｔが入力され、ＫｓｉｎＰθ
信号と乗算され、出力端子４９にＥ12＝ＫＥｓｉｎωｔ
・ｃｏｓＰθが回転角信号として出力される。励磁信号
Ｅ11とＫｃｏｓＰθ信号とが乗算され、出力端子５１に
Ｅ13＝ＫＥｓｉｎωｔ・ｓｉｎＰθが回転角信号として
出力される。
い場合に、レゾルバを用いることなく、回転角信号を仮
想的に得るようにする。 【解決手段】 入力端子４０に入力された仮想の角速度
はモータ極数Ｐと乗算され、乗算出力が積分されること
により角度信号Ｐθとなる。この信号Ｐθでｓｉｎ信号
発生器４３及びｃｏｓ信号発生器４４を駆動することに
より、ｓｉｎＰθ信号、ｃｏｓＰθ信号が得られる。こ
れらの信号にレゾルバの変圧比Ｋが乗算され、Ｋｓｉｎ
Ｐθ信号及びＫｃｏｓＰθ信号となる。入力端子４７に
励磁信号Ｅ11＝Ｅｓｉｎωｔが入力され、ＫｓｉｎＰθ
信号と乗算され、出力端子４９にＥ12＝ＫＥｓｉｎωｔ
・ｃｏｓＰθが回転角信号として出力される。励磁信号
Ｅ11とＫｃｏｓＰθ信号とが乗算され、出力端子５１に
Ｅ13＝ＫＥｓｉｎωｔ・ｓｉｎＰθが回転角信号として
出力される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、モータを負荷とす
るインバータの試験を行うインバータ試験装置及びモー
タ軸等の回転体の回転角を示す信号を模擬的に発生する
回転角信号発生装置に関するものである。
るインバータの試験を行うインバータ試験装置及びモー
タ軸等の回転体の回転角を示す信号を模擬的に発生する
回転角信号発生装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図７はモータを負荷とする従来のインバ
ータ試験装置の一例を示す回路構成図である。図７にお
いて、被試験インバータ１００の交流出力端子のＵ相、
Ｖ相、Ｗ相に複数の抵抗Ｒ、インダクタンスＬ及びスイ
ッチからなる疑似負荷回路２００をそれぞれ接続すると
共に、電流制御方式の場合には、モータの角度センサ３
００を設けたものである。
ータ試験装置の一例を示す回路構成図である。図７にお
いて、被試験インバータ１００の交流出力端子のＵ相、
Ｖ相、Ｗ相に複数の抵抗Ｒ、インダクタンスＬ及びスイ
ッチからなる疑似負荷回路２００をそれぞれ接続すると
共に、電流制御方式の場合には、モータの角度センサ３
００を設けたものである。
【０００３】次に動作について説明する。一般にインバ
ータの制御方式は、電流制御ループによる電流制御方式
と電流制御ループを持たない電圧制御方式（Ｖ／Ｆ制御
等）とに大別される。電流制御方式の場合は、角度セン
サ３００で検出したモータ回転子の位置を示す角度θm
（位相）に対して、運転条件に応じた角度θm ＋θc で
振幅ｉc の所定電流が流れるように被試験インバータ１
００が制御される。このとき、被試験インバータ１００
の出力電圧の角度（電流に対する位相）と振幅が実際の
負荷であるモータの運転時と同等になるように、各疑似
負荷回路２００のスイッチを切り換えてＲ，Ｌを選択す
る。尚、角度センサ３００として、例えばレゾルバ、エ
ンコーダ等を用い、上記角度θm が得られるように、角
度センサ３００を数ワット程度の小型のモータ（図示せ
ず）を用いて回すことにより、角度センサ３００よりθ
m に応じた角度センサ信号Ｓθを模擬的に発生するよう
になされる。
ータの制御方式は、電流制御ループによる電流制御方式
と電流制御ループを持たない電圧制御方式（Ｖ／Ｆ制御
等）とに大別される。電流制御方式の場合は、角度セン
サ３００で検出したモータ回転子の位置を示す角度θm
（位相）に対して、運転条件に応じた角度θm ＋θc で
振幅ｉc の所定電流が流れるように被試験インバータ１
００が制御される。このとき、被試験インバータ１００
の出力電圧の角度（電流に対する位相）と振幅が実際の
負荷であるモータの運転時と同等になるように、各疑似
負荷回路２００のスイッチを切り換えてＲ，Ｌを選択す
る。尚、角度センサ３００として、例えばレゾルバ、エ
ンコーダ等を用い、上記角度θm が得られるように、角
度センサ３００を数ワット程度の小型のモータ（図示せ
ず）を用いて回すことにより、角度センサ３００よりθ
m に応じた角度センサ信号Ｓθを模擬的に発生するよう
になされる。
【０００４】また、電圧制御方式の場合は、運転条件に
応じた角速度（出力周波数）と振幅の電圧が被試験イン
バータ１００から出力される。このとき、被試験インバ
ータ１００の出力電流の角度（電圧に対する位相）と振
幅がモータの運転時と同等になるように、各疑似負荷回
路２００のスイッチを切り換えてＲ，Ｌを選択する。
尚、電圧制御方式の場合は、角度センサ３００は省略さ
れる。
応じた角速度（出力周波数）と振幅の電圧が被試験イン
バータ１００から出力される。このとき、被試験インバ
ータ１００の出力電流の角度（電圧に対する位相）と振
幅がモータの運転時と同等になるように、各疑似負荷回
路２００のスイッチを切り換えてＲ，Ｌを選択する。
尚、電圧制御方式の場合は、角度センサ３００は省略さ
れる。
【０００５】上記のようにモータの運転状況に応じた電
圧・電流の振幅、位相、力率、トルクが得られるように
Ｒ−Ｌを切り換えながら試験を行うことにより、発熱や
電圧・電流波形等をチェックし、被試験インバータ１０
０の評価を行う。
圧・電流の振幅、位相、力率、トルクが得られるように
Ｒ−Ｌを切り換えながら試験を行うことにより、発熱や
電圧・電流波形等をチェックし、被試験インバータ１０
０の評価を行う。
【０００６】次に、上記角度センサ３００として用いら
れる従来のレゾルバについて原理的に説明する。レゾル
バには、大きく分けて１相励磁／２相出力方式（振幅変
調型）と、２相励磁／１相出力方式（位相変調型）とが
ある。
れる従来のレゾルバについて原理的に説明する。レゾル
バには、大きく分けて１相励磁／２相出力方式（振幅変
調型）と、２相励磁／１相出力方式（位相変調型）とが
ある。
【０００７】図８に従来の１相励磁／２相出力方式によ
るレゾルバの原理を示す。図８において、回転トランス
２０の２次側にはロータの巻線２１、２２が回転可能に
設けられている。これに対してステータには電気的に９
０°ずれた２相の巻線２３、２４が設けられている。
るレゾルバの原理を示す。図８において、回転トランス
２０の２次側にはロータの巻線２１、２２が回転可能に
設けられている。これに対してステータには電気的に９
０°ずれた２相の巻線２３、２４が設けられている。
【０００８】ロータを角度θだけ回転させた状態で、回
転トランス２０の１次側に励磁電圧Ｅ11として、 Ｅ11＝Ｅｓｉｎωｔ……（１） を加えると、２次側の巻線２１、２２を介してステータ
の巻線２３、２４には、それぞれ Ｅ12＝ＫＥｓｉｎωｔ・ｃｏｓＰθ……（２） Ｅ13＝ＫＥｓｉｎωｔ・ｓｉｎＰθ……（３） Ｋ：全体の変圧比 Ｐ：軸倍角（モータの極数） θ：回転角 の誘起電圧が発生する。
転トランス２０の１次側に励磁電圧Ｅ11として、 Ｅ11＝Ｅｓｉｎωｔ……（１） を加えると、２次側の巻線２１、２２を介してステータ
の巻線２３、２４には、それぞれ Ｅ12＝ＫＥｓｉｎωｔ・ｃｏｓＰθ……（２） Ｅ13＝ＫＥｓｉｎωｔ・ｓｉｎＰθ……（３） Ｋ：全体の変圧比 Ｐ：軸倍角（モータの極数） θ：回転角 の誘起電圧が発生する。
【０００９】従って、誘起電圧電圧Ｅ12，Ｅ13により、
ロータの回転角θを得ることができ、これに基づいて図
７の角度センサ３００としてレゾルバを用いた場合のモ
ータの角度センサ信号Ｓθを模擬的に得ることができ
る。
ロータの回転角θを得ることができ、これに基づいて図
７の角度センサ３００としてレゾルバを用いた場合のモ
ータの角度センサ信号Ｓθを模擬的に得ることができ
る。
【００１０】図９に従来の２相励磁／１相出力方式によ
るレゾルバの原理を示す。図９において、回転トランス
３０の１次側にはロータの巻線３１が回転可能に設けら
れている。これに対してステータには電気的に９０°ず
れた２相の巻線３２、３３が設けられている。
るレゾルバの原理を示す。図９において、回転トランス
３０の１次側にはロータの巻線３１が回転可能に設けら
れている。これに対してステータには電気的に９０°ず
れた２相の巻線３２、３３が設けられている。
【００１１】ロータを角度θだけ回転させた状態で、ス
テータの巻線３２、３３に位相が９０°異なる励磁電圧
Ｅ22，Ｅ23として Ｅ22＝Ｅｓｉｎωｔ……（４） Ｅ23＝Ｅｃｏｓωｔ……（５） を加えると、ロータの巻線３１を介して回転トランス３
０の２次側に、 Ｅ21＝Ｋ（Ｅ22ｃｏｓＰθ−Ｅ23ｓｉｎＰθ） ＝Ｋ（Ｅｓｉｎωｔ・ｃｏｓＰθ−Ｅｃｏｓωｔ・ｓｉｎＰθ） ＝ＫＥｓｉｎ（ωｔ−Ｐθ）……（６） の誘起電圧が発生する。
テータの巻線３２、３３に位相が９０°異なる励磁電圧
Ｅ22，Ｅ23として Ｅ22＝Ｅｓｉｎωｔ……（４） Ｅ23＝Ｅｃｏｓωｔ……（５） を加えると、ロータの巻線３１を介して回転トランス３
０の２次側に、 Ｅ21＝Ｋ（Ｅ22ｃｏｓＰθ−Ｅ23ｓｉｎＰθ） ＝Ｋ（Ｅｓｉｎωｔ・ｃｏｓＰθ−Ｅｃｏｓωｔ・ｓｉｎＰθ） ＝ＫＥｓｉｎ（ωｔ−Ｐθ）……（６） の誘起電圧が発生する。
【００１２】従って、この誘起電圧電圧Ｅ21により、ロ
ータの回転角θを得ることができ、これに基づいて図７
の角度センサ３００としてレゾルバを用いた場合のモー
タの角度センサ信号Ｓθを模擬的に得ることができる。
ータの回転角θを得ることができ、これに基づいて図７
の角度センサ３００としてレゾルバを用いた場合のモー
タの角度センサ信号Ｓθを模擬的に得ることができる。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来のインバータ試験装置では、 １、モータの力行運転での試験が行われるが、回生運転
での試験は不可能 ２、力行運転での様々の運転条件に対応可能とするに
は、疑似負荷回路２００を構成するＲ，Ｌ，スイッチの
数を多くする必要があり、このため構成が複雑になり、
重量も含めて装置が大型化し、コストもかかる。 ３、試験時の電力は全て熱になり、無駄になってしま
う。 ４、定常時の特性に合わせてＲ，Ｌを選択するので、過
渡時の特性をモータ運転時と同じにすることができな
い。
来のインバータ試験装置では、 １、モータの力行運転での試験が行われるが、回生運転
での試験は不可能 ２、力行運転での様々の運転条件に対応可能とするに
は、疑似負荷回路２００を構成するＲ，Ｌ，スイッチの
数を多くする必要があり、このため構成が複雑になり、
重量も含めて装置が大型化し、コストもかかる。 ３、試験時の電力は全て熱になり、無駄になってしま
う。 ４、定常時の特性に合わせてＲ，Ｌを選択するので、過
渡時の特性をモータ運転時と同じにすることができな
い。
【００１４】５、電流制御方式の場合、角度センサ３０
０にレゾルバを用いた場合、角度センサ信号Ｓθを発生
させるために、レゾルバのロータを予め角度θだけ回転
させた状態とするために、小型モータ等の手段を別に用
意しなければならない。等々の問題があった。
０にレゾルバを用いた場合、角度センサ信号Ｓθを発生
させるために、レゾルバのロータを予め角度θだけ回転
させた状態とするために、小型モータ等の手段を別に用
意しなければならない。等々の問題があった。
【００１５】本発明は上記の問題を解決するためになさ
れたもので、実際にモータを接続することなくモータの
運転を模擬的に行うことにより、インバータの試験を行
うことを第１の目的としている。
れたもので、実際にモータを接続することなくモータの
運転を模擬的に行うことにより、インバータの試験を行
うことを第１の目的としている。
【００１６】また、レゾルバによる回転角信号を模擬的
に発生させるための回転角信号発生装置を提供すること
を第２の目的としている。
に発生させるための回転角信号発生装置を提供すること
を第２の目的としている。
【００１７】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、本発明によるインバータ試験装置は、被試験用の
第１のインバータの疑似負荷となる第２のインバータ
と、第１のインバータの交流出力が１次側に入力され、
第２のインバータの交流出力が２次側に入力されるトラ
ンスと、第１のインバータの出力電流を第１のインバー
タの仮想する負荷であるモータの設定された回転数に応
じて所定の値に制御すると共に、回転数とモータ定数と
検出された第１のインバータの出力電圧・電流に基づい
て第２のインバータの出力電圧の振幅・位相を所定に制
御する制御手段とを設けたものである。
めに、本発明によるインバータ試験装置は、被試験用の
第１のインバータの疑似負荷となる第２のインバータ
と、第１のインバータの交流出力が１次側に入力され、
第２のインバータの交流出力が２次側に入力されるトラ
ンスと、第１のインバータの出力電流を第１のインバー
タの仮想する負荷であるモータの設定された回転数に応
じて所定の値に制御すると共に、回転数とモータ定数と
検出された第１のインバータの出力電圧・電流に基づい
て第２のインバータの出力電圧の振幅・位相を所定に制
御する制御手段とを設けたものである。
【００１８】また、本発明による回転角信号発生装置
は、パラメータとして入力される角度θに基づいてＥｓ
ｉｎθ信号を発生する第１の信号発生手段と、パラメー
タとして入力される角度θからＥｃｏｓθ信号を発生す
る第２の信号発生手段と、前記Ｅｓｉｎθ信号と所定の
励磁信号Ｅｓｉｎωｔとを乗算することにより、第１の
回転角信号を出力する第１の乗算手段と、前記Ｅｃｏｓ
θ信号と前記励磁信号とを乗算することにより、第２の
回転角信号を出力する第２の乗算手段とを設けたもので
ある。
は、パラメータとして入力される角度θに基づいてＥｓ
ｉｎθ信号を発生する第１の信号発生手段と、パラメー
タとして入力される角度θからＥｃｏｓθ信号を発生す
る第２の信号発生手段と、前記Ｅｓｉｎθ信号と所定の
励磁信号Ｅｓｉｎωｔとを乗算することにより、第１の
回転角信号を出力する第１の乗算手段と、前記Ｅｃｏｓ
θ信号と前記励磁信号とを乗算することにより、第２の
回転角信号を出力する第２の乗算手段とを設けたもので
ある。
【００１９】また、本発明による回転角信号発生装置
は、所定の励磁信号Ｅｓｉｎθ信号又はＥｃｏｓθ信号
の位相を検出する検出手段と、パラメータとして入力さ
れる角度θと前記検出手段で検出された励磁信号の位相
とを加算する加算手段と、前記加算手段の加算出力に基
づいてＥｓｉｎ（ωｔ−θ）で表される回転角信号を発
生する信号発生手段とを設けたものである。
は、所定の励磁信号Ｅｓｉｎθ信号又はＥｃｏｓθ信号
の位相を検出する検出手段と、パラメータとして入力さ
れる角度θと前記検出手段で検出された励磁信号の位相
とを加算する加算手段と、前記加算手段の加算出力に基
づいてＥｓｉｎ（ωｔ−θ）で表される回転角信号を発
生する信号発生手段とを設けたものである。
【００２０】
【作用】従って、本発明によるインバータ試験装置よれ
ば、モータの回転数とモータ定数を制御手段に設定する
と共に、第１のインバータの出力電流・電圧を検出し、
制御手段は、モータ回転数に応じて第１のインバータの
出力電流を所定の値に制御すると共に、モータ回転数、
モータ定数及び出力電流・電圧に基づいて第２のインバ
ータの出力電圧の振幅・位相を制御することにより、実
際のモータを接続することなく、モータを接続したのと
同様の運転状態を模擬的に実現することができる。
ば、モータの回転数とモータ定数を制御手段に設定する
と共に、第１のインバータの出力電流・電圧を検出し、
制御手段は、モータ回転数に応じて第１のインバータの
出力電流を所定の値に制御すると共に、モータ回転数、
モータ定数及び出力電流・電圧に基づいて第２のインバ
ータの出力電圧の振幅・位相を制御することにより、実
際のモータを接続することなく、モータを接続したのと
同様の運転状態を模擬的に実現することができる。
【００２１】また、本発明による回転角信号発生装置に
よれば、角度θを入力することにより、その角度θを表
す回転角信号を模擬的に得ることができる。
よれば、角度θを入力することにより、その角度θを表
す回転角信号を模擬的に得ることができる。
【００２２】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
を参照して説明する。図１は本発明の第１の実施の形態
によるインバータ試験装置を示す回路構成図である。本
試験装置は、ＩＰＭモータ（埋込磁石型同期モータ）を
実際の負荷として想定した場合の電流制御方式によるも
のであり、図示のように、被試験インバータ１（以下、
インバータ１と言う）に対して疑似負荷用インバータ２
（以下、インバータ２と言う）を用いている。インバー
タ１、２としては、小型化に有利な電圧（源）型インバ
ータが用いられる。
を参照して説明する。図１は本発明の第１の実施の形態
によるインバータ試験装置を示す回路構成図である。本
試験装置は、ＩＰＭモータ（埋込磁石型同期モータ）を
実際の負荷として想定した場合の電流制御方式によるも
のであり、図示のように、被試験インバータ１（以下、
インバータ１と言う）に対して疑似負荷用インバータ２
（以下、インバータ２と言う）を用いている。インバー
タ１、２としては、小型化に有利な電圧（源）型インバ
ータが用いられる。
【００２３】図１において、商用交流電源３からの交流
電圧はトランス４を介して整流回路５で直流電圧に変換
され、試験電圧調整用のチョッパ回路６で調整された
後、インバータ１に供給される。また、上記直流電圧は
インバータ２にも供給される。インバータ１の交流出力
端子からは、ＰＷＭ変調された矩形波電圧としてのＰＷ
Ｍ1 信号が出力される。このＰＷＭ1 信号は、インダク
タンスＬからなるフィルタ７により正弦波に変換されて
トランス８の１次側に加えられる。インバータ２の交流
出力端子からは、ＰＷＭ変調された矩形波電圧としての
ＰＷＭ2 信号が出力される。このＰＷＭ2 信号は、イン
ダクタンスｌ、コンデンサｃ、抵抗ｒからなるフィルタ
９を介して基本波の正弦波が取り出され、トランス８の
２次側に加えられる。尚、フィルタ７におけるインダク
タンスＬは、負荷としてのモータのインダクタンスに相
当するものである。
電圧はトランス４を介して整流回路５で直流電圧に変換
され、試験電圧調整用のチョッパ回路６で調整された
後、インバータ１に供給される。また、上記直流電圧は
インバータ２にも供給される。インバータ１の交流出力
端子からは、ＰＷＭ変調された矩形波電圧としてのＰＷ
Ｍ1 信号が出力される。このＰＷＭ1 信号は、インダク
タンスＬからなるフィルタ７により正弦波に変換されて
トランス８の１次側に加えられる。インバータ２の交流
出力端子からは、ＰＷＭ変調された矩形波電圧としての
ＰＷＭ2 信号が出力される。このＰＷＭ2 信号は、イン
ダクタンスｌ、コンデンサｃ、抵抗ｒからなるフィルタ
９を介して基本波の正弦波が取り出され、トランス８の
２次側に加えられる。尚、フィルタ７におけるインダク
タンスＬは、負荷としてのモータのインダクタンスに相
当するものである。
【００２４】インバータ１から出力される上記ＰＷＭ1
信号のＵ相及びＷ相の各電流ｉu ，ｉw （電流制御方式
により所定の値に制御される）が変流器１０で検出され
てモータ模擬運転制御部１１に加えられる。また、上記
ＰＷＭ1 信号をフィルタ７を通じて得られる正弦波の電
圧ｖu ′，ｖw ′が検出されてモータ模擬運転制御部１
１に加えられる。
信号のＵ相及びＷ相の各電流ｉu ，ｉw （電流制御方式
により所定の値に制御される）が変流器１０で検出され
てモータ模擬運転制御部１１に加えられる。また、上記
ＰＷＭ1 信号をフィルタ７を通じて得られる正弦波の電
圧ｖu ′，ｖw ′が検出されてモータ模擬運転制御部１
１に加えられる。
【００２５】モータ模擬運転制御部１１には、負荷とし
てのモータの運転条件とモータ特性が入力され設定され
る。運転条件としては、所望のモータ速度Ｎ、トルク
（負荷）、制御モード等である。モータ特性としては、
モータ定数や電圧変換方程式である。モータ定数は、モ
ータ等価回路の各構成要素である。ＩＰＭモータの場合
のモータ定数としては、モータの電機子抵抗Ｒ、モータ
固定子上のｄ，ｑ直交座標軸におけるｄ軸上のモータイ
ンダクタンＬd とｑ軸上のモータインダクタンスＬq 、
モータ誘起電圧定数φa 及びフィルタ７のインダクタン
スＬが入力される。また、モータ模擬運転制御部１１に
は、角度センサ模擬制御部１２が設けられている。この
角度センサ模擬制御部１２は、後述する本発明による模
擬回転位置信号発生装置である。
てのモータの運転条件とモータ特性が入力され設定され
る。運転条件としては、所望のモータ速度Ｎ、トルク
（負荷）、制御モード等である。モータ特性としては、
モータ定数や電圧変換方程式である。モータ定数は、モ
ータ等価回路の各構成要素である。ＩＰＭモータの場合
のモータ定数としては、モータの電機子抵抗Ｒ、モータ
固定子上のｄ，ｑ直交座標軸におけるｄ軸上のモータイ
ンダクタンＬd とｑ軸上のモータインダクタンスＬq 、
モータ誘起電圧定数φa 及びフィルタ７のインダクタン
スＬが入力される。また、モータ模擬運転制御部１１に
は、角度センサ模擬制御部１２が設けられている。この
角度センサ模擬制御部１２は、後述する本発明による模
擬回転位置信号発生装置である。
【００２６】次にインバータ１の試験について原理的に
説明する。インバータ１とインバータ２をインピーダン
スを介して接続された２つの交流電圧源として考えた場
合、インバータ１、２の各出力電圧の関係によってイン
バータ１から見たインピーダンスが変化する。このイン
ピーダンスはモータの負荷インピーダンスに相当する。
例えば各出力電圧を同相とすれば、インバータ１の負荷
インピーダンスは、各出力電圧の振幅に応じた抵抗成分
となる。また、インバータ１の出力電圧の位相に対して
電流が９０°遅れるようにインバータ２の出力電圧を制
御すれば、負荷インピーダンスはインダクタンス成分と
なる。即ち、インバータ１の出力電圧に対してインバー
タ２の出力電圧の振幅・位相を制御することにより、負
荷インピーダンスが可変となる。
説明する。インバータ１とインバータ２をインピーダン
スを介して接続された２つの交流電圧源として考えた場
合、インバータ１、２の各出力電圧の関係によってイン
バータ１から見たインピーダンスが変化する。このイン
ピーダンスはモータの負荷インピーダンスに相当する。
例えば各出力電圧を同相とすれば、インバータ１の負荷
インピーダンスは、各出力電圧の振幅に応じた抵抗成分
となる。また、インバータ１の出力電圧の位相に対して
電流が９０°遅れるようにインバータ２の出力電圧を制
御すれば、負荷インピーダンスはインダクタンス成分と
なる。即ち、インバータ１の出力電圧に対してインバー
タ２の出力電圧の振幅・位相を制御することにより、負
荷インピーダンスが可変となる。
【００２７】従って、本実施の形態によれば、疑似負荷
としてのインバータ２の出力電圧の振幅・位相を制御す
ることにより、実際の負荷であるモータを模擬的に運転
した状態を実現することができる。これにより、任意の
運転条件で任意の負荷におけるインバータ１の試験を行
うことができる。
としてのインバータ２の出力電圧の振幅・位相を制御す
ることにより、実際の負荷であるモータを模擬的に運転
した状態を実現することができる。これにより、任意の
運転条件で任意の負荷におけるインバータ１の試験を行
うことができる。
【００２８】次に、実際の試験動作について説明する。
電流制御方式によるインバータ１の試験を行う場合は、
インバータ１の出力電流ｉu ，ｉw は、インバータ２の
出力電圧に関わらず所定の値に制御される。尚、図示の
インバータ１は、電流制御を行うための制御回路を含む
ものとする。モータ模擬運転制御部１１には、前述した
運転条件であるＮとモータ定数であるＲ，Ｌd ，Ｌq ，
Ｌ，φa がオペレータにより入力設定される。角度セン
サ模擬制御部１２は、Ｎに応じた模擬角度センサ信号Ｓ
θを出力し、インバータ１はこの模擬角度センサ信号Ｓ
θに基づいて出力電流が所定の値に制御される。
電流制御方式によるインバータ１の試験を行う場合は、
インバータ１の出力電流ｉu ，ｉw は、インバータ２の
出力電圧に関わらず所定の値に制御される。尚、図示の
インバータ１は、電流制御を行うための制御回路を含む
ものとする。モータ模擬運転制御部１１には、前述した
運転条件であるＮとモータ定数であるＲ，Ｌd ，Ｌq ，
Ｌ，φa がオペレータにより入力設定される。角度セン
サ模擬制御部１２は、Ｎに応じた模擬角度センサ信号Ｓ
θを出力し、インバータ１はこの模擬角度センサ信号Ｓ
θに基づいて出力電流が所定の値に制御される。
【００２９】また、モータ模擬運転制御部１は、運転条
件Ｎ，モータ定数Ｒ，Ｌd ，Ｌq ，Ｌ，φa に基づいて
インバータ２をスイッチングするゲート信号を生成して
出力し、インバータ２はこのゲート信号に応じて動作す
る。即ち、インバータ２は、インバータ１の動作に応じ
た電圧・電流の振幅・位相となるように制御されること
になる。モータ模擬運転制御部１１は、インバータ１の
出力電流ｉu ，ｉw 及び出力電圧ｖu ′，ｖw ′を見な
がら制御を行う。出力電圧ｖu ′，ｖw ′の振幅・位相
は、負荷により決まる。
件Ｎ，モータ定数Ｒ，Ｌd ，Ｌq ，Ｌ，φa に基づいて
インバータ２をスイッチングするゲート信号を生成して
出力し、インバータ２はこのゲート信号に応じて動作す
る。即ち、インバータ２は、インバータ１の動作に応じ
た電圧・電流の振幅・位相となるように制御されること
になる。モータ模擬運転制御部１１は、インバータ１の
出力電流ｉu ，ｉw 及び出力電圧ｖu ′，ｖw ′を見な
がら制御を行う。出力電圧ｖu ′，ｖw ′の振幅・位相
は、負荷により決まる。
【００３０】即ち、インバータ１の出力電流が一定の状
態において、出力電圧の振幅・位相が所望となるように
インバータ２の出力電圧の振幅・位相を制御することに
より、インバータ１にあたかもモータが接続されている
かのような状態でインバータ１の試験を行うことができ
る。以上により、モータの任意の運転条件に応じて任意
の力率、負荷のインピーダンスを設定して、インバータ
１の試験を行うことができる。
態において、出力電圧の振幅・位相が所望となるように
インバータ２の出力電圧の振幅・位相を制御することに
より、インバータ１にあたかもモータが接続されている
かのような状態でインバータ１の試験を行うことができ
る。以上により、モータの任意の運転条件に応じて任意
の力率、負荷のインピーダンスを設定して、インバータ
１の試験を行うことができる。
【００３１】次に、本実施の形態においては、インバー
タ１とインバータ２との間にトランス８を設けることに
より、インバータ１の３相出力電圧の中性点変動の影響
をなくし、良好な制御が行われるようにしている。即
ち、インバータにおいては、図２（ａ）に示すように、
出力電圧（線間電圧）の範囲を広げるために、中性点電
圧変動回路１５により中性点電圧を所定のタイミングで
変動させることがある。この場合、負荷がモータの場合
は、中性点電圧がどのように変動してもモータへの影響
はないが、図２（ｂ）のように負荷がインバータ２の場
合は、中性点電圧変動回路１５、１６により中性点電圧
を変動させると、その影響によりインバータ１とインバ
ータ２との間で電流ｉx が流れてしまう。この電流ｉx
をゼロに制御することは困難である。そこで、本実施の
形態においては、トランス８を設けることにより、上記
電流ｉx を遮断するようにしている。
タ１とインバータ２との間にトランス８を設けることに
より、インバータ１の３相出力電圧の中性点変動の影響
をなくし、良好な制御が行われるようにしている。即
ち、インバータにおいては、図２（ａ）に示すように、
出力電圧（線間電圧）の範囲を広げるために、中性点電
圧変動回路１５により中性点電圧を所定のタイミングで
変動させることがある。この場合、負荷がモータの場合
は、中性点電圧がどのように変動してもモータへの影響
はないが、図２（ｂ）のように負荷がインバータ２の場
合は、中性点電圧変動回路１５、１６により中性点電圧
を変動させると、その影響によりインバータ１とインバ
ータ２との間で電流ｉx が流れてしまう。この電流ｉx
をゼロに制御することは困難である。そこで、本実施の
形態においては、トランス８を設けることにより、上記
電流ｉx を遮断するようにしている。
【００３２】次に、インバータ１、２の各出力電圧はＰ
ＷＭ波形であり、遅れなしでインバータ１の基本波電圧
の振幅と位相を検出することが難しいため、フィルタ
７、９によりＰＷＭ波形を正弦波状にして、トランス８
の１次側の電圧ｖu ′，ｖw ′を検出する。この電圧と
電流ｉu ，ｉw に基づいてインバータ１の出力電圧ｖu
を次式により算出する。 ｖu ＝Ｌ・ｉu ＋ｖu’ ……（７）
ＷＭ波形であり、遅れなしでインバータ１の基本波電圧
の振幅と位相を検出することが難しいため、フィルタ
７、９によりＰＷＭ波形を正弦波状にして、トランス８
の１次側の電圧ｖu ′，ｖw ′を検出する。この電圧と
電流ｉu ，ｉw に基づいてインバータ１の出力電圧ｖu
を次式により算出する。 ｖu ＝Ｌ・ｉu ＋ｖu’ ……（７）
【００３３】負荷がＩＰＭモータの場合は、
【数１】
【００３４】による電圧変換方程式を満足するように制
御が行われる。（８）式において、Ｖd , Ｖq ：ｄ，ｑ
軸の電機子電圧、ｉd , ｉq ：ｄ，ｑ軸の電機子電流、
Ｒ：電機子抵抗、Ｌd , Ｌq ：ｄ，ｑ軸インダクタン
ス、ωm ：角速度（Ｎに対応）、ｐ：ｄ／ｄｔ、φa ：
永久磁石による電機子鎖交磁束の最大値×（３／２の平
方根）、ｐn ：極対数である。Ｔは出力トルクで Ｔ＝〔ｐn ｛φa ｉq ＋（Ｌd −Ｌq ）ｉd ｉq ｝……（９） である。
御が行われる。（８）式において、Ｖd , Ｖq ：ｄ，ｑ
軸の電機子電圧、ｉd , ｉq ：ｄ，ｑ軸の電機子電流、
Ｒ：電機子抵抗、Ｌd , Ｌq ：ｄ，ｑ軸インダクタン
ス、ωm ：角速度（Ｎに対応）、ｐ：ｄ／ｄｔ、φa ：
永久磁石による電機子鎖交磁束の最大値×（３／２の平
方根）、ｐn ：極対数である。Ｔは出力トルクで Ｔ＝〔ｐn ｛φa ｉq ＋（Ｌd −Ｌq ）ｉd ｉq ｝……（９） である。
【００３５】図３は上記（８）式による電圧変換方程式
をハード構成で実現した場合のモータ模擬運転制御部１
１を示すもので、加算器、乗算器、補正回路、微分回
路、２／３回路（３相−２相変換回路）、ＰＷＭ回路１
３等により図示のように構成されている。尚、（８）式
における pＬd , pＬq は過度項であり、実際の運転に
おいては値が小さいので、本実施の形態では無視され
る。
をハード構成で実現した場合のモータ模擬運転制御部１
１を示すもので、加算器、乗算器、補正回路、微分回
路、２／３回路（３相−２相変換回路）、ＰＷＭ回路１
３等により図示のように構成されている。尚、（８）式
における pＬd , pＬq は過度項であり、実際の運転に
おいては値が小さいので、本実施の形態では無視され
る。
【００３６】図３において、上記入力されたＲ，Ｌd ，
Ｌq 、θm （模擬角度センサ信号Ｓθが示すモータ角
度：Ｎに対応），φa ，Ｌ、及び電圧ｖu ′，ｖw ′、
電流ｉu ，ｉw を用いて図示の各演算が行われる。これ
により、相電圧指令Ｖou* ，Ｖov* ，Ｖow* を生成し、
これに基づいてＰＷＭ回路１３よりインバータ２のゲー
ト信号が生成される。
Ｌq 、θm （模擬角度センサ信号Ｓθが示すモータ角
度：Ｎに対応），φa ，Ｌ、及び電圧ｖu ′，ｖw ′、
電流ｉu ，ｉw を用いて図示の各演算が行われる。これ
により、相電圧指令Ｖou* ，Ｖov* ，Ｖow* を生成し、
これに基づいてＰＷＭ回路１３よりインバータ２のゲー
ト信号が生成される。
【００３７】図３において、ｉu ，ｉw をθm を角度補
正した値に基づいて３相−２相変換して直交２軸上のｉ
d ，ｉq を得ると共に、ｖu ′，ｖw ′をθm を角度補
正した値に基づいて３相−２相変換してｖd ，ｖq を得
る。また、Ｌd ，Ｌq と実際のＬとの差分を求め、この
差分とＲ，ｉd ，ｉq に基づいてｖd * ，ｖq * を求め
る。このｖd * ，ｖq * と実際のｖd ，ｖq とを突き合
わせ、その結果をθmを角度補正した値に基づいて２相
−３相変換することにより、Ｖou* ，Ｖov* ，Ｖow* が
得られる。
正した値に基づいて３相−２相変換して直交２軸上のｉ
d ，ｉq を得ると共に、ｖu ′，ｖw ′をθm を角度補
正した値に基づいて３相−２相変換してｖd ，ｖq を得
る。また、Ｌd ，Ｌq と実際のＬとの差分を求め、この
差分とＲ，ｉd ，ｉq に基づいてｖd * ，ｖq * を求め
る。このｖd * ，ｖq * と実際のｖd ，ｖq とを突き合
わせ、その結果をθmを角度補正した値に基づいて２相
−３相変換することにより、Ｖou* ，Ｖov* ，Ｖow* が
得られる。
【００３８】次に、本実施の形態の第２の実施の形態に
ついて説明する。上述した第１の実施の形態では、モー
タ回転数Ｎ（θm ）を予め設定して制御を行っている
が、Ｎを設定せずに、インバータ１の出力電流・電圧か
らモータトルクを計算し、そのトルクと試験で想定する
機械のイナーシャ（重量相当等）からＮ（θm ）を算出
して制御に用いることにより、モータの加減速時の状態
を模擬することができる。即ち、モータが停止している
状態からインバータ１が動作して加速していくとき、ど
のように加速していくのかは、どのようなパターンで電
流・電圧が加えられたかによって決まる。
ついて説明する。上述した第１の実施の形態では、モー
タ回転数Ｎ（θm ）を予め設定して制御を行っている
が、Ｎを設定せずに、インバータ１の出力電流・電圧か
らモータトルクを計算し、そのトルクと試験で想定する
機械のイナーシャ（重量相当等）からＮ（θm ）を算出
して制御に用いることにより、モータの加減速時の状態
を模擬することができる。即ち、モータが停止している
状態からインバータ１が動作して加速していくとき、ど
のように加速していくのかは、どのようなパターンで電
流・電圧が加えられたかによって決まる。
【００３９】例えば、電気自動車を駆動するモータの場
合、モータ模擬運転制御部１１により、入力される出力
電圧・電流（ｖu ′，ｖw ′，ｉu ，ｉw ）によりとれ
だけトルクが出ているかを計算することができ、そのト
ルクに応じてどのように加速していくのかを、車体の重
さ等からモータ軸換算でのイナーシャが分かっていれ
ば、走行抵抗等を考慮して計算することができる。
合、モータ模擬運転制御部１１により、入力される出力
電圧・電流（ｖu ′，ｖw ′，ｉu ，ｉw ）によりとれ
だけトルクが出ているかを計算することができ、そのト
ルクに応じてどのように加速していくのかを、車体の重
さ等からモータ軸換算でのイナーシャが分かっていれ
ば、走行抵抗等を考慮して計算することができる。
【００４０】即ち、計算したトルクとイナーシャ、走行
抵抗等から、どれだけ加速すればどれだけの回転数Ｎと
なり、次にどれだけの回転数Ｎとなるかを計算し、その
Ｎに基づいて模擬角度センサ信号Ｓθを作ってインバー
タ１にフィードバックすることにより、実際にモータを
加減速している状態で様々な試験を行うことができる。
従って、本実施の形態の場合は、モータ模擬運転制御部
１１には、車体重量やイナーシャ、走行抵抗等の機械的
定数が入力設定される。
抵抗等から、どれだけ加速すればどれだけの回転数Ｎと
なり、次にどれだけの回転数Ｎとなるかを計算し、その
Ｎに基づいて模擬角度センサ信号Ｓθを作ってインバー
タ１にフィードバックすることにより、実際にモータを
加減速している状態で様々な試験を行うことができる。
従って、本実施の形態の場合は、モータ模擬運転制御部
１１には、車体重量やイナーシャ、走行抵抗等の機械的
定数が入力設定される。
【００４１】尚、上述した各実施の形態は、ＩＰＭモー
タを負荷とした場合について説明したが、電圧方程式が
あれば、ＩＭモータ（誘導電動機）、ＳＰＭ（表面磁石
同期）モータ等々どのようなモータでも模擬運転可能で
ある。
タを負荷とした場合について説明したが、電圧方程式が
あれば、ＩＭモータ（誘導電動機）、ＳＰＭ（表面磁石
同期）モータ等々どのようなモータでも模擬運転可能で
ある。
【００４２】また、第３の実施の形態として、図１に示
すように、モータ模擬運転制御部１において、第１のイ
ンバータ１の出力電圧・電流とモータ定数からモータの
トルク、速度、回転位置、損失効率、温度等を計算し
て、表示又は出力するように構成してもよい。
すように、モータ模擬運転制御部１において、第１のイ
ンバータ１の出力電圧・電流とモータ定数からモータの
トルク、速度、回転位置、損失効率、温度等を計算し
て、表示又は出力するように構成してもよい。
【００４３】次に、本発明による回転角信号発生装置の
実施の形態について説明する。この回転角信号発生装置
は、例えば図１の角度センサ模擬制御部１２で用いられ
るもので、以下においては、回転体としてのモータ回転
軸の回転角を示す回転角信号を発生する場合について説
明する。
実施の形態について説明する。この回転角信号発生装置
は、例えば図１の角度センサ模擬制御部１２で用いられ
るもので、以下においては、回転体としてのモータ回転
軸の回転角を示す回転角信号を発生する場合について説
明する。
【００４４】図４は回転角信号発生装置の第１の実施の
形態を示すブロック図であり、前述した１相励磁／２相
出力方式（振幅変調型）によるレゾルバを模擬したもの
である。図４において、入力端子４０に、模擬運転され
るモータの角速度を入力する。この角速度は乗算器４１
でモータ極数Ｐと乗算され、その乗算出力が積分器４２
で積分されることにより、図５に示すような角度信号Ｐ
θとなる。
形態を示すブロック図であり、前述した１相励磁／２相
出力方式（振幅変調型）によるレゾルバを模擬したもの
である。図４において、入力端子４０に、模擬運転され
るモータの角速度を入力する。この角速度は乗算器４１
でモータ極数Ｐと乗算され、その乗算出力が積分器４２
で積分されることにより、図５に示すような角度信号Ｐ
θとなる。
【００４５】上記角度信号Ｐθは、ｓｉｎ信号発生器４
３を駆動すると共に、ｃｏｓ信号発生器４４を駆動す
る。これにより、ｓｉｎ信号発生器４３からｓｉｎＰθ
信号が得られ、ｃｏｓ信号発生器４４からｃｏｓＰθ信
号が得られる。これらの信号は次に乗算器４５、４６に
より変圧比Ｋが乗算されて、ＫｓｉｎＰθ信号及びＫｃ
ｏｓＰθ信号となる。
３を駆動すると共に、ｃｏｓ信号発生器４４を駆動す
る。これにより、ｓｉｎ信号発生器４３からｓｉｎＰθ
信号が得られ、ｃｏｓ信号発生器４４からｃｏｓＰθ信
号が得られる。これらの信号は次に乗算器４５、４６に
より変圧比Ｋが乗算されて、ＫｓｉｎＰθ信号及びＫｃ
ｏｓＰθ信号となる。
【００４６】一方、入力端子４７には、図５に示すよう
な前記（１）式による励磁信号Ｅ11＝Ｅｓｉｎωｔが入
力される。この励磁信号Ｅ11と上記ＫｓｉｎＰθ信号と
が乗算型Ｄ／Ａ変換器４８で乗算されることにより、出
力端子４９に前記（２）式で表されるＥ12＝ＫＥｓｉｎ
ωｔ・ｃｏｓＰθ（図５）が出力される。また、上記励
磁信号Ｅ11と上記ＫｃｏｓＰθ信号とが乗算型Ｄ／Ａ変
換器５０で乗算されることにより、出力端子５１に前記
（３）式で表されるＥ13＝ＫＥｓｉｎωｔ・ｓｉｎＰθ
（図５）が回転角信号として出力される。
な前記（１）式による励磁信号Ｅ11＝Ｅｓｉｎωｔが入
力される。この励磁信号Ｅ11と上記ＫｓｉｎＰθ信号と
が乗算型Ｄ／Ａ変換器４８で乗算されることにより、出
力端子４９に前記（２）式で表されるＥ12＝ＫＥｓｉｎ
ωｔ・ｃｏｓＰθ（図５）が出力される。また、上記励
磁信号Ｅ11と上記ＫｃｏｓＰθ信号とが乗算型Ｄ／Ａ変
換器５０で乗算されることにより、出力端子５１に前記
（３）式で表されるＥ13＝ＫＥｓｉｎωｔ・ｓｉｎＰθ
（図５）が回転角信号として出力される。
【００４７】尚、入力端子４７に入力される励磁信号Ｅ
11は図１のインバータ１から入力され、その周波数は使
用するインバータに応じて決められる。また、出力端子
５０、５１に得られる上記信号Ｅ12、Ｅ13はインバータ
１に帰還される。また、ｓｉｎ信号発生器４３、ｃｏｓ
信号発生器４４は、ＣＰＵやＤＳＰ（ディジタル信号処
理装置）等のデジタル回路が用いられる。
11は図１のインバータ１から入力され、その周波数は使
用するインバータに応じて決められる。また、出力端子
５０、５１に得られる上記信号Ｅ12、Ｅ13はインバータ
１に帰還される。また、ｓｉｎ信号発生器４３、ｃｏｓ
信号発生器４４は、ＣＰＵやＤＳＰ（ディジタル信号処
理装置）等のデジタル回路が用いられる。
【００４８】図６は回転角信号発生装置の第２の実施の
形態を示すブロック図であり、前述した２相励磁／１相
出力方式（位相変調型）によるレゾルバを模擬したもの
である。図６において、入力端子６０に、模擬運転され
るモータの角速度を入力する。この角速度は乗算器６１
でモータ極数Ｐと乗算され、その乗算出力が積分器６２
で積分されることにより角度信号Ｐθとなる。
形態を示すブロック図であり、前述した２相励磁／１相
出力方式（位相変調型）によるレゾルバを模擬したもの
である。図６において、入力端子６０に、模擬運転され
るモータの角速度を入力する。この角速度は乗算器６１
でモータ極数Ｐと乗算され、その乗算出力が積分器６２
で積分されることにより角度信号Ｐθとなる。
【００４９】一方、入力端子６３から得られる前記
（４）式（又は（５）式）による励磁信号Ｅ22＝Ｅｓｉ
ｎωｔ（又はＥ23＝Ｅｃｏｓωｔ）は、矩形波変換器６
４で矩形波信号に変換された後、ＰＬＬ回路６５により
その位相θe が検出される。この位相θe と上記角度信
号Ｐθとを加算器６６で加算し、その加算出力によりｓ
ｉｎθ発生器６７を駆動してＥｓｉｎ（ωｔ−Ｐθ）を
得る。さらに、乗算器６８で変圧比Ｋを乗算することに
より、出力端子６９に前記（６）式によるＥ21＝ＫＥｓ
ｉｎ（ωｔ−Ｐθ）が回転角信号として出力される。
（４）式（又は（５）式）による励磁信号Ｅ22＝Ｅｓｉ
ｎωｔ（又はＥ23＝Ｅｃｏｓωｔ）は、矩形波変換器６
４で矩形波信号に変換された後、ＰＬＬ回路６５により
その位相θe が検出される。この位相θe と上記角度信
号Ｐθとを加算器６６で加算し、その加算出力によりｓ
ｉｎθ発生器６７を駆動してＥｓｉｎ（ωｔ−Ｐθ）を
得る。さらに、乗算器６８で変圧比Ｋを乗算することに
より、出力端子６９に前記（６）式によるＥ21＝ＫＥｓ
ｉｎ（ωｔ−Ｐθ）が回転角信号として出力される。
【００５０】尚、入力端子６３に入力される励磁信号Ｅ
22（又はＥ23）は図１のインバータ１から入力され、そ
の周波数は使用するインバータに応じて決められる。ま
た、出力端子６９に得られる回転角信号Ｅ21はインバー
タ１に帰還される。また、ｓｉｎ信号発生器６７、ＰＬ
Ｌ回路６５は、ＣＰＵやＤＳＰ等のデジタル回路が用い
られる。
22（又はＥ23）は図１のインバータ１から入力され、そ
の周波数は使用するインバータに応じて決められる。ま
た、出力端子６９に得られる回転角信号Ｅ21はインバー
タ１に帰還される。また、ｓｉｎ信号発生器６７、ＰＬ
Ｌ回路６５は、ＣＰＵやＤＳＰ等のデジタル回路が用い
られる。
【００５１】上述した回転角信号発生装置は、モータの
回転角信号を発生する場合について説明したが、本発明
の回転角信号発生装置は、これに限らず、一般の回転体
のある回転角を示す信号を模擬的に得る場合に適用する
ことができる。
回転角信号を発生する場合について説明したが、本発明
の回転角信号発生装置は、これに限らず、一般の回転体
のある回転角を示す信号を模擬的に得る場合に適用する
ことができる。
【００５２】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、モ
ータを実際に使用することなく、モータの動作を模擬的
に行いながらインバータの試験を行うことができる。ま
た、従来のＲ−Ｌ負荷の切り換えではできなかった回生
運転試験を行うことができる。また、Ｒ−Ｌ負荷の切り
換えの場合に比べて装置の大幅な省エネルギー化が可能
となる。さらに、電流制御の場合、被試験インバータの
電圧、力率の調整が可能となる。また、被試験インバー
タと疑似負荷用インバータとの間にトランスを設けたこ
とにより、被試験インバータにおける中性点電圧の変動
による影響をなくし、良好な制御を行うことができる。
ータを実際に使用することなく、モータの動作を模擬的
に行いながらインバータの試験を行うことができる。ま
た、従来のＲ−Ｌ負荷の切り換えではできなかった回生
運転試験を行うことができる。また、Ｒ−Ｌ負荷の切り
換えの場合に比べて装置の大幅な省エネルギー化が可能
となる。さらに、電流制御の場合、被試験インバータの
電圧、力率の調整が可能となる。また、被試験インバー
タと疑似負荷用インバータとの間にトランスを設けたこ
とにより、被試験インバータにおける中性点電圧の変動
による影響をなくし、良好な制御を行うことができる。
【００５３】また、本発明による回転角信号発生装置に
よれば、インバータ試験装置等で用いる場合に、モータ
軸等の回転体の回転角θを示す信号を得るために、従来
のようにレゾルバを回転させるための小型モータ等を必
要とせず、角度θを入力することにより、レゾルバを用
いた場合と実質的に同等なその角度θを示す回転角信号
を得ることができる。
よれば、インバータ試験装置等で用いる場合に、モータ
軸等の回転体の回転角θを示す信号を得るために、従来
のようにレゾルバを回転させるための小型モータ等を必
要とせず、角度θを入力することにより、レゾルバを用
いた場合と実質的に同等なその角度θを示す回転角信号
を得ることができる。
【図１】 本発明の第１の実施の形態による電流制御方
式のインバータ試験装置を示す回路構成図である。
式のインバータ試験装置を示す回路構成図である。
【図２】 図１におけるトランス８を設けた理由を説明
するための構成図である。
するための構成図である。
【図３】 電流制御方式におけるモータ模擬運転制御部
のハード構成例を示す構成図である。
のハード構成例を示す構成図である。
【図４】 本発明による回転角信号発生装置の第１の実
施の形態を示すブロック図である。
施の形態を示すブロック図である。
【図５】 同実施の形態による回転角信号発生装置の各
部の信号波形図である。
部の信号波形図である。
【図６】 本発明による回転角信号発生装置の第２の実
施の形態を示すブロック図である。
施の形態を示すブロック図である。
【図７】 従来のインバータ試験装置の一例を示す構成
図である。
図である。
【図８】 従来の１相励磁／２相出力方式によるレゾル
バを示す構成図である。
バを示す構成図である。
【図９】 従来の２相励磁／１相出力方式によるレゾル
バを示す構成図である。
バを示す構成図である。
１ 被試験インバータ ２ 疑似負荷用
インバータ ７ フィルタ ８ トランス ９ フィルタ １０ 変流器 １１ モータ模擬運転制御部 １２ 角度センサ模擬制
御部 １３ ＰＷＭ回路 ４０、４７ 入力端子 ４１ 乗算器 ４２ 積分器 ４３ ｓｉｎθ信号発生器 ４４ ｃｏｓθ信号発生
器 ４５、４６ 乗算器 ４８、５０ 乗算型Ｄ／
Ａ変換器 ４９、５１ 出力端子 ６０、６３ 入力端子 ６１、６８ 乗算器 ６２ 積分器 ６４ 矩形波変換器 ６５ ＰＬＬ回路 ６６ 加算器 ６７ ｓｉｎθ信号発生
器 ６９ 出力端子
インバータ ７ フィルタ ８ トランス ９ フィルタ １０ 変流器 １１ モータ模擬運転制御部 １２ 角度センサ模擬制
御部 １３ ＰＷＭ回路 ４０、４７ 入力端子 ４１ 乗算器 ４２ 積分器 ４３ ｓｉｎθ信号発生器 ４４ ｃｏｓθ信号発生
器 ４５、４６ 乗算器 ４８、５０ 乗算型Ｄ／
Ａ変換器 ４９、５１ 出力端子 ６０、６３ 入力端子 ６１、６８ 乗算器 ６２ 積分器 ６４ 矩形波変換器 ６５ ＰＬＬ回路 ６６ 加算器 ６７ ｓｉｎθ信号発生
器 ６９ 出力端子
Claims (12)
- 【請求項１】 被試験用の第１のインバータの仮想負荷
となる第２のインバータと、 第１のインバータの交流出力が１次側に入力され、第２
のインバータの交流出力が２次側に入力されるトランス
とを具備し、 第１のインバータの出力電流を第一のインバータが仮想
する負荷であるモータの回転数に応じて、所定の値に制
御すると共に、仮想負荷のモータ回転数とモータ定数と
検出された第１のインバータの出力電圧および電流に基
づいて第２のインバータの出力電圧の振幅・および位相
を所定に制御する制御手段とを設けたことを特徴とする
インバータ用試験装置。 - 【請求項２】 前記制御手段は、前記運転条件に含まれ
るモータ回転数に応じて第１のインバータの出力電流を
所定の値に制御すると共に、モータ回転数と前記モータ
特性に含まれるモータ定数と、 前記検出された第１のインバータの出力電圧および電流
に基づいて第２のインバータの出力電圧の振幅および位
相を所定に制御することを特徴とする請求項１記載のイ
ンバータ用試験装置。 - 【請求項３】 前記モータ定数は、モータ等価回路の各
構成要素の値を含み、前記制御手段は、このモータ定数
を用いた所定の電圧変換式に基づいて制御することを特
徴とする請求項１又２記載のインバータ用試験装置。 - 【請求項４】 前記制御手段は、前記第１のインバータ
の前記モータ定数からモータのトルクを算出し、そのト
ルクと前記モータ特性に含まれる機械的定数からモータ
速度、角度を逐次算出した結果を制御に用いることによ
り、モータの加減速時における運転を模擬することを特
徴とする請求項１、２又は３記載のインバータ用試験装
置。 - 【請求項５】 前記第１、第２のインバータの出力はパ
ルス幅変調信号であり、前記第１のインバータとトラン
スとの間にモータのインダクタンスに相当するインダク
タンスからなるフィルタを設けると共に、前記第２のイ
ンバータとトランスとの間に第２のインバータの出力か
ら基本波を取り出すフィルタを設けたことを特徴とする
請求項１〜４の何れか１項に記載のインバータ用試験装
置。 - 【請求項６】 前記第１のインバータの出力電圧・電流
と前記モータ定数からモータのトルク、速度、回転位
置、損失効率、温度等を計算して、これらの値を表示又
は出力することを特徴とする請求項１〜５の何れか１項
に記載のインバータ用試験装置。 - 【請求項７】 前記制御手段は、入力されるモータ角速
度とモータ極数Ｐとを乗算した値を積分したモータ角度
Ｐθを元に、ＫＥｓｉｎＰθ信号とＫＥｃｏｓＰθ信号
（Ｋ：レゾルバの変圧比）を発生させ、ＫＥｓｉｎＰθ
信号と所定の励磁信号Ｅｓｉｎωｔ信号とを乗算して第
１のモータ回転角信号を得ると共に、ＫＥｃｏｓＰθ信
号と前記励磁信号とを乗算して第２のモータ回転角信号
を出力すると共に、前記第１のインバータは、第１、第
２のモータ回転角信号に基づいて前記出力電流を一定に
制御することを特徴とする請求項１〜６の何れか１項に
記載のインバータ用試験装置。 - 【請求項８】 前記制御手段は、所定の励磁信号Ｅｓｉ
ｎωｔ信号又はＥｃｏｓωｔ信号の位相を検出して、入
力されるモータ角速度とモータ極数Ｐとを乗算した値を
積分したモータ角度Ｐθと前記検出された励磁信号の位
相とを加算し、その加算出力に基づいてＫＥｓｉｎ（ω
ｔ−Ｐθ）（Ｋ：レゾルバの変圧比）で表されるモータ
回転角信号を得ることにより、前記第１のインバータ
は、前記モータ回転角信号に基づいて前記出力電流を一
定に制御することを特徴とする請求項１〜６の何れか１
項に記載のインバータ用試験装置。 - 【請求項９】 パラメータ角度θに基づいてＥｓｉｎθ
信号を発生する第１の信号発生手段と、 前記パラメータ角度θに基づいてＥｃｏｓθ信号を発生
する第２の信号発生手段と、 前記Ｅｓｉｎθ信号と所定の励磁信号Ｅｓｉｎωｔとを
乗算することにより、第１の回転角信号を出力する第１
の乗算手段と、 前記Ｅｃｏｓθ信号と前記励磁信号とを乗算することに
より、第２の回転角信号を出力する第２の乗算手段とを
設けたことを特徴とする回転角信号発生装置。 - 【請求項１０】 所定の励磁信号Ｅｓｉｎθ信号又はＥ
ｃｏｓθ信号の位相を検出する検出手段と、 パラメータ角度θと前記検出手段で検出された励磁信号
の位相とを加算する加算手段と、 前記加算手段の加算出力に基づいてＥｓｉｎ（ωｔ−
θ）で表される回転角信号を発生する信号発生手段とを
設けたことを特徴とする回転角信号発生装置。 - 【請求項１１】 前記パラメータ角度θは、モータ角速
度にモータ極数Ｐを乗算した値Ｐθであることを特徴と
する請求項９又は１０記載の回転角信号発生装置。 - 【請求項１２】 前記回転角信号にレゾルバの変圧比Ｋ
を乗算する乗算手段を設けたことを特徴とする請求項
９、１０又は１１記載の回転角信号発生装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001388528A JP4035991B2 (ja) | 2001-12-20 | 2001-12-20 | インバータ用試験装置及び回転角信号発生装置 |
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| JP2001388528A JP4035991B2 (ja) | 2001-12-20 | 2001-12-20 | インバータ用試験装置及び回転角信号発生装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003189630A true JP2003189630A (ja) | 2003-07-04 |
| JP4035991B2 JP4035991B2 (ja) | 2008-01-23 |
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|---|---|---|---|
| JP2001388528A Expired - Fee Related JP4035991B2 (ja) | 2001-12-20 | 2001-12-20 | インバータ用試験装置及び回転角信号発生装置 |
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| JP (1) | JP4035991B2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005176427A (ja) * | 2003-12-08 | 2005-06-30 | Shinko Electric Co Ltd | インバータ |
| JP2009014358A (ja) * | 2007-06-29 | 2009-01-22 | Fujitsu Ten Ltd | 模擬レゾルバ、モータシミュレータ、及び、モータシミュレーション方法 |
| JP2010172187A (ja) * | 2008-12-27 | 2010-08-05 | Sinfonia Technology Co Ltd | インバータ試験装置及びインバータ試験方法 |
| JP2011101548A (ja) * | 2009-11-09 | 2011-05-19 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | モータ模擬装置 |
| KR101040104B1 (ko) * | 2009-06-30 | 2011-06-09 | 한국전력공사 | 무선 이동형 실시간 디지털 시뮬레이터 |
| JP2011220742A (ja) * | 2010-04-06 | 2011-11-04 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | レゾルバ模擬回路 |
-
2001
- 2001-12-20 JP JP2001388528A patent/JP4035991B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| JP4035991B2 (ja) | 2008-01-23 |
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