JP2003199344A - スイッチ回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 トランジスタのターンオン直前に発生する回
生電流を流すために必要とされていた高耐圧ダンパーダ
イオードを省略すること。 【解決手段】 バイポーラトランジスタとＦＥＴとがカ
スケード接続されたスイッチ回路において、上記トラン
ジスタのベース−エミッタ間に対し、逆方向電流経路が
形成されるよう、ベース側にカソード、エミッタ側にア
ノードとなるようにダイオードを接続する。また、上記
ＦＥＴに対しても、逆方向電流経路が形成されるように
ダイオードを並列に接続する。これにより、回生電流を
これらのダイオードを介して流すことが可能となり、こ
のダイオードとしては低耐圧品を選定することが可能と
なる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、例えば電源回路と
してのスイッチングコンバータ等にスイッチング回路と
して備えられるスイッチ回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来、低耐圧ＭＯＳ−ＦＥＴと高耐圧バ
イポーラトランジスタを直列に接続することで、低オン
電圧と高速スイッチング特性を兼ね備えることが出来
る、カスケード接続の電力用スイッチの構成が知られて
いる。このカスケード接続の電力用スイッチは、例えば
電圧共振形コンバータに採用して電源回路を構成するこ
とができる。

【０００３】図５は、カスケード接続の電力用スイッチ
構成を採る電圧共振形コンバータを備えた、従来におけ
る電源回路の構成例を示す図である。先ず、この図５に
おいて、入力電源Ｖinは、例えば、商用交流電源として
の交流入力電圧を整流平滑する等により、直流入力電圧
が生成されていることを表している。そして、このよう
に生成される直流入力電圧（Ｖin）を入力して断続する
電圧共振形コンバータにおいて、図示するようにスイッ
チング素子Ｑ1とスイッチング素子Ｑ2がカスケード接続
されたスイッチ回路が設けられている。スイッチング素
子Ｑ1としては、例えば高耐圧のバイポーラトランジス
タ（ＢＪＴ：接合型トランジスタ）が選定され、また、
スイッチング素子Ｑ2としては、例えばスイッチング素
子Ｑ1よりも低耐圧のＭＯＳ−ＦＥＴが選定される。こ
のようにカスケード接続されたスイッチ回路のスイッチ
ング素子Ｑ2のゲートには、後述する制御・ドライブ回
路１から出力されるドライブ電圧が印加される。

【０００４】上記スイッチ回路には、図示するように一
次側並列共振コンデンサＣrが並列に接続される。ま
た、入力電源Ｖｉｎの正極端子と、コンバータトランス
ＰＩＴの一次側巻線Ｎｐとの間には、共振インダクタＬ
rが接続されている。そして、これら一次側並列共振コ
ンデンサＣrと共振インダクタＬr（及び一次側巻線Ｎp
の漏洩インダクタンス）とによっては、一次側並列共振
回路を形成しており、この図に示す電源回路の一次側に
おいては、電圧共振形コンバータとしての動作が得られ
るようにされる。

【０００５】上記スイッチ回路のスイッチング素子Ｑ1
のベースには、図示するようにベース抵抗Ｒbとスイッ
チ回路駆動のための駆動（ドライブ）電源Ｖddの直列接
続回路が直列に接続され、この駆動電源Ｖddの負極側は
一次側アースに接地される。駆動電源Ｖddは、スイッチ
ング素子Ｑ1のベースに対しバイアス電圧としての直流
電圧が供給されていることを表している。そして、この
駆動電源Ｖddには、バイパスコンデンサＣddが並列に接
続され、これによりスイッチング素子Ｑ1のストレージ
期間に対応して電流を流すための経路が形成される。

【０００６】上記スイッチ回路（Ｑ1−Ｑ2）に対して
は、逆方向電流経路を形成するためのダンパーダイオー
ドＤpが並列に設けられる。このダンパーダイオードＤp
は、図示するように一次側並列共振コンデンサＣrに対
しても並列に接続されることとなる。

【０００７】コンバータトランスＰＩＴの一次側巻線Ｎ
pには、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力が供給
されることで、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周
波数に対応する周期の交番電圧が発生する。そして、こ
のようにして得られた交番電圧は一次側巻線Ｎpから二
次側巻線Ｎsに励起される。

【０００８】コンバータトランスＰＩＴの二次側におい
ては、二次側巻線Ｎsの一方の端部に対して二次側整流
ダイオードＤoのアノードが接続され、この二次側整流
ダイオードＤoのカソードには平滑コンデンサＣoの正極
端子に接続される。これによりこのコンバータトランス
ＰＩＴの二次側においては半波整流回路が形成され、平
滑コンデンサＣoの両端には二次側直流出力電圧Ｅo1が
得られることとなる。この二次側直流出力電圧Ｅo1は、
図示しない負荷に供給される。

【０００９】制御・ドライブ回路１は、上記のようにし
て得られる二次側直流出力電圧Ｅo1を入力し、この電圧
Ｅo1のレベルに応じて可変させた周波数により、スイッ
チング素子Ｑ2のゲートに対してドライブ信号としての
ゲート電圧を印加するようにして、スイッチング素子Ｑ
２を駆動する。これにより、例えば二次側直流出力電圧
Ｅo1のレベルに応じてスイッチング素子Ｑ1のスイッチ
ング周波数も可変されるように駆動制御されることにな
る。そして、このようにしてスイッチング素子Ｑ1のス
イッチング周波数を制御することによって、共振インピ
ーダンスを変化させ、二次側直流出力電圧の安定化を図
るようにされる。

【００１０】上記したような構成を採る従来の電源回路
における要部の動作波形を図６に示す。まず、図示する
期間ｔ１は、Ｑ2がオンする期間を示している。この期
間ｔ１においては、制御・ドライブ回路１からスイッチ
ング素子Ｑ２のゲートに対して、（スイッチング素子Ｑ
2を）オンとするためのドライブ信号が印加される。こ
れにより、期間ｔ１においてスイッチング素子Ｑ2に流
れる電流ＩQ2は、図６（ｃ）に示すように正極性の領域
にて増加するような波形が得られる。そして、ドライブ
電源Ｖddがベースに供給されているスイッチング素子Ｑ
1は、このようにスイッチング素子Ｑ2がオンすることに
よって導通し、図６（ｂ）に示すようにして、コレクタ
電流ＩQ1が流れるようになる。

【００１１】また、この期間ｔ１において、このように
スイッチング素子Ｑ1が導通してオンとなり、コレクタ
電流ＩQ1が流れることによっては、入力電源Ｖinから、
共振インダクタＬrとコンバータトランスＰＩＴの一次
側巻線Ｎpとを介し、励磁電流が流れるようになり、コ
ンバータトランスＰＩＴの一次側巻線Ｎpに励磁エネル
ギーが蓄積される。このようにして蓄積されたエネルギ
ーが、交番電圧として二次側に励起される。

【００１２】次に、期間ｔ２に至ると、制御・ドライブ
回路１からスイッチング素子Ｑ２のゲートに対して、ス
イッチング素子Ｑ２をオフとするためのドライブ信号が
出力される。なお、スイッチング素子Ｑ２をオフとする
ためのドライブ信号は期間ｔ２から期間ｔ４まで継続し
て出力される。このようにして、期間ｔ２が開始される
と、スイッチング素子Ｑ2がオフとなるのに伴い、スイ
ッチング素子Ｑ1のベースには正極性の電流は流れなく
なる。しかしながら、このスイッチング素子Ｑ1には、
オン期間に流れた電流により蓄積キャリアが生じている
ので、蓄積時間が消滅する期間ｔ３開始時点まではオン
状態を持続する。つまり、この期間ｔ２はスイッチング
素子Ｑ1のストレージ期間となる。このため、この期間
ｔ２のストレージ期間には、一次側巻線Ｎpに流れる励
磁電流は、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ→ベース→
バイパスコンデンサＣddを介して入力電源Ｖinのマイナ
ス端子へ流入するようになる。このようにスイッチング
素子Ｑ1のコレクタ→ベース→バイパスコンデンサＣdd
を介して電流が流れることにより、オン期間にＱ1に発
生した蓄積キャリアがすべて消滅すると、スイッチング
素子Ｑ1はオフとなる。

【００１３】次に、スイッチング素子Ｑ1がオフとなっ
て以降の期間ｔ３における動作は次のようになる。先
ず、この期間ｔ３の前半の期間においては、共振インダ
クタＬrを介して流れる電流は、引き続き一次側並列共
振コンデンサＣrを充電するようにされ、このとき一次
側並列共振コンデンサＣrに流れる電流ＩCrは、図６
（ｅ）に示すような波形が得られる。

【００１４】また、コンバータトランスＰＩＴの二次側
巻線Ｎsには誘起電圧が発生し、この期間ｔ３において
は、ほぼ半周期分に対応する誘起電圧が得られる。これ
により整流ダイオードＤoが導通し、図６（ｆ）に示す
ようにして整流電流Ｉoが流れるようにされる。そし
て、この整流電流Ｉoにより平滑コンデンサＣoが充電さ
れることで、二次側直流出力電圧ＥO1を得る。

【００１５】ここで、図５においても説明したように、
一次側並列共振コンデンサＣrは共振インダクタＬrとと
もに共振回路を構成する。このため、この期間ｔ３の後
半において、一次側並列共振コンデンサＣrの充電電流
は、放電に転じることとなる。このようにして、期間ｔ
３において一次側並列共振コンデンサＣrに対する充放
電が行われることで、一次側並列共振コンデンサＣrの
両端電圧である一次側共振電圧Ｖ1としては、図６
（ａ）に示すようにして、期間ｔ３において、正弦波状
の共振パルスとなる波形が得られる。そして、一次側並
列共振コンデンサＣrに対しては、並列にダンパーダイ
オードＤpが接続されていることから、期間ｔ３に発生
する共振パルスとしての一次側共振電圧Ｖ1が、ダンパ
ーダイオードＤpの両端に印加されることとなる。

【００１６】そして、図６（ａ）に示すこの共振電圧Ｖ
1がゼロレベルに達した以降の期間ｔ４においては、ダ
ンパーダイオードＤpは順バイアスされることにより導
通する。このようにダンパーダイオードＤpが導通する
ことによっては、このダンパーダイオードＤpには、図
６（ｄ）に示すようにしてダンパー電流ＩDpが流れるこ
とになる。そして、ダンパーダイオードＤpに流れる電
流ＩDpは、一次側巻線Ｎp→インダクタＬrを介して電源
Ｖinに対して回生電流として流れる。

【００１７】この期間ｔ４終了時においては、制御・ド
ライブ回路１により再びスイッチング素子Ｑ2のゲート
にオンとするためのドライブ信号が印加するようにさ
れ、再びスイッチング素子Ｑ1がオンとなるようにされ
る。このようにして、図５で説明した回路においては、
上記期間ｔ１〜ｔ４の動作が繰り返されるようになり、
ゼロ電圧スイッチングが実現される。

【００１８】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上記図６の
説明からもわかるように、図５に示したようなカスケー
ド接続の電力用スイッチ構成を採る従来の電源回路にお
いては、回生電流を流すために、カスケード接続された
スイッチング素子Ｑ2とスイッチング素子Ｑ1とから成る
スイッチ回路に対し、逆並列にダンパーダイオードＤp
を接続している。そして、このダンパーダイオードＤp
としては、上述もしたように共振電圧が印加されること
になるために高耐圧品が必要となる。

【００１９】しかしながら、このようにダンパーダイオ
ードＤpとして高耐圧品が選定されることによっては、
このような高耐圧品は一般的に高価であることにより、
例えば図５に示した従来の電源回路を製造する際は、回
路製造コストの削減が図られないという問題があった。

【００２０】また、このようにダンパーダイオードＤp
が高耐圧品とされることによっては、沿面距離を取るた
めのスペースも必要となり、回路面積の縮小化が図られ
ないという問題もあった。

【００２１】

【課題を解決するための手段】そこで、本発明としては
以上のような問題点に鑑み、スイッチ回路として以下の
ように構成することとした。すなわち、バイポーラトラ
ンジスタである第１のスイッチング素子と、ボディダイ
オードがソース−ドレイン間に並列に接続された電界効
果トランジスタである第２のスイッチング素子とを、カ
スケード接続して形成され、直流電圧を入力してスイッ
チングを行うスイッチ回路部と、上記第１のスイッチン
グ素子のエミッタに対してアノードが接続され、上記第
１のスイッチング素子のベースに対してカソードが接続
されるようにして設けられるダイオード素子とを備える
ようにした。

【００２２】上記構成によるスイッチ回路においては、
第２のスイッチング素子のボディダイオードと、第１の
スイッチング素子のベース−エミッタ間に設けられるダ
イオード素子とによって、逆方向電流経路が形成され
る。そして、上記構成によるスイッチ回路を、例えば電
圧共振形スイッチングコンバータに用いた場合には、第
１のスイッチング素子のターンオン直前に生じる回生電
流を、上記逆方向電流経路を介し、さらに第１のスイッ
チング素子のベース−コレクタを介して流すようにする
ことが可能となる。

【００２３】また、このようにスイッチング素子のベー
ス−エミッタ間に設けられるダイオード素子の逆耐圧
は、トランジスタのベース−エミッタ間電圧のみとなる
ことにより、上記構成によるスイッチ回路においては、
上記ダイオード素子として、低耐圧品のダイオードを選
定することが可能となる。

【００２４】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態として
のスイッチ回路について説明する。本実施の形態では、
このスイッチ回路が、電源回路における電圧共振形スイ
ッチングコンバータに用いられる場合を例として挙げ
る。

【００２５】図１は、本実施の形態としてのスイッチ回
路を備える電源回路の構成を示す回路図である。先ず、
図１において、入力電源Ｖinは、例えば、商用交流電源
としての交流入力電圧を整流平滑する等により、直流入
力電圧が生成されていることを表している。そして、こ
のように生成される直流入力電圧（Ｖin）を入力して断
続する電圧共振形コンバータとして、図示するようにス
イッチング素子Ｑ1とスイッチング素子Ｑ2がカスケード
接続されたスイッチ回路が設けられている。スイッチン
グ素子Ｑ1としては、例えば高耐圧のバイポーラトラン
ジスタ（ＢＪＴ：接合型トランジスタ）が選定され、ま
た、スイッチング素子Ｑ2としては、例えばスイッチン
グ素子Ｑ1よりも低耐圧のＭＯＳ−ＦＥＴが選定され
る。

【００２６】上記スイッチング素子Ｑ2のソース−ドレ
イン間には、ダンパーダイオードＤ1が並列に接続され
る。このダンパーダイオードＤ1は、スイッチング素子
Ｑ2に内蔵されるボディダイオードとされる。また、こ
のようにカスケード接続されたスイッチ回路のスイッチ
ング素子Ｑ2のゲートには、後述する制御・ドライブ回
路１から出力されるドライブ電圧が印加される。

【００２７】上記スイッチング素子Ｑ1のベース−エミ
ッタ間にはダイオードＤbeが接続される。図示するよう
に、このダイオードＤbeのアノードはスイッチング素子
Ｑ1のエミッタ側と接続され、カソードがベース側に接
続される。

【００２８】この図１に示すスイッチ回路において、上
記したようにしてスイッチング素子Ｑ2、スイッチング
素子Ｑ1のそれぞれに対してダンパーダイオードＤ1、ダ
イオードＤbeが接続されることで、逆方向電流経路が形
成されることとなる。そして、この逆方向電流経路に
は、スイッチング素子Ｑ1のターンオン直前の期間にお
いて発生する回生電流が流れるようにされるのでるが、
これについては後述する。

【００２９】上記スイッチ回路に対しては、図示するよ
うに一次側並列共振コンデンサＣrが並列に接続され
る。そして、この一次側並列共振コンデンサＣrに対し
ては、図示するように共振インダクタＬrが並列に接続
されている。これら一次側並列共振コンデンサＣrと共
振インダクタＬrによっては、一次側並列共振コンデン
サＣrのキャパシタンスと共振インダクタＬrのインダク
タンス（及び一次側巻線Ｎｐの漏洩インダクタンス）と
によって一次側並列共振回路が形成され、この図に示す
電源回路の一次側においては、電圧共振形コンバータと
しての動作が得られるようになる。

【００３０】上記スイッチ回路のスイッチング素子Ｑ1
のベースには、図示するようにベース抵抗Ｒbとドライ
ブ電源Ｖddの直列接続回路が直列に接続され、このドラ
イブ電源Ｖddの負極側は一次側アースに接地される。ド
ライブ電源Ｖddは、スイッチ回路のドライブ電源であ
り、バイアス電圧としての直流入力電圧が生成されてい
ることを表している。そして、スイッチング素子Ｑ1の
ベースに対して、このバイアス電圧がベース抵抗Ｒbを
介して供給されることにより、スイッチング素子Ｑ1に
ベース電流が流入するようにされる。

【００３１】バイパスコンデンサＣddは、このドライブ
電源Ｖddに対して並列に接続され、これによりスイッチ
ング素子Ｑ1のストレージ期間に流れる負極性の電流を
入力電源Ｖinに流すための経路が形成されることとな
る。

【００３２】コンバータトランスＰＩＴの一次側巻線Ｎ
pには、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力が供給
され、この一次側巻線Ｎpには、スイッチング素子Ｑ1の
スイッチング周波数に対応する周期の交番電圧が発生す
る。そして、このようにして得られた交番電圧は一次側
巻線Ｎpから二次側巻線Ｎsに励起される。

【００３３】コンバータトランスＰＩＴの二次側におい
ては、二次側巻線Ｎsの一方の端部に対して二次側整流
ダイオードＤoのアノードが接続され、この二次側整流
ダイオードＤoのカソードには平滑コンデンサＣoの正極
端子に接続される。これにより、このコンバータトラン
スＰＩＴの二次側においては半波整流回路が形成され、
平滑コンデンサＣoの両端には二次側直流出力電圧Ｅo1
が得られることとなる。この二次側直流出力電圧Ｅo1
は、図示しない負荷側に供給される。

【００３４】制御・ドライブ回路１は、スイッチ回路
（Ｑ１−Ｑ２）をスイッチング駆動すると共に、スイッ
チ回路のスイッチング周波数を可変制御して定電圧化を
図るために設けられる。つまり、制御・ドライブ回路１
では、スイッチング素子Ｑ２を所要のスイッチング周波
数によりオン／オフ制御するためのドライブ信号をゲー
ト電圧として印加する。これにより、スイッチング素子
Ｑ２はドライブ信号に応じた周波数によりオン／オフす
るスイッチング動作を行うことになる。このようにして
スイッチング素子Ｑ２がスイッチング動作を行うこと
で、このスイッチング素子Ｑ２に対してカスケード接続
されたスイッチング素子Ｑ１も同じスイッチング周波数
によってオンオフするスイッチング動作を行う。また、
制御・ドライブ回路１は、二次側直流出力電圧Ｅo1を入
力し、この二次側直流出力電圧Ｅo1のレベル変化に応じ
てドライブ信号の周波数を可変するようにされる。この
ようにしてドライブ信号の周波数が可変されると、スイ
ッチ回路（Ｑ１−Ｑ２）のスイッチング周波数も可変さ
れることになる。このようにしてスイッチ回路のスイッ
チング周波数が可変されることで、共振インピーダンス
が変化し、二次側直流出力電圧Ｅo1のレベルが可変制御
されることになる。このようにして、スイッチング素子
Ｑ1のスイッチング周波数を制御することによって、二
次側直流出力電圧の安定化が図られる。

【００３５】以上のように構成される電源回路における
各部の動作波形を図２に示す。まず、図示する期間ｔ１
は、Ｑ2がオンする期間を示している。この期間ｔ１に
おいては、制御・ドライブ回路１からスイッチング素子
Ｑ２のゲートに対して、オンとするためのドライブ信号
が印加される。従って、このときのスイッチング素子Ｑ
2に流れる電流ＩQ2は、図２（ｃ）に示すように正極性
の領域にて増加するような波形が得られる。そして、ド
ライブ電源Ｖddがベースに供給されているスイッチング
素子Ｑ1は、このようにスイッチング素子Ｑ2がオンする
ことによって導通し、図２（ｂ）に示すようにしてコレ
クタ電流ＩQ1が流れるようになる。

【００３６】また、期間ｔ１において、このようにスイ
ッチング素子Ｑ1が導通してオンとなり、コレクタ電流
ＩQ1が流れることによっては、入力電源Ｖinから、共振
インダクタＬrとコンバータトランスＰＩＴの一次側巻
線Ｎpとを介し、励磁電流が流れるようになり、コンバ
ータトランスＰＩＴの一次側巻線Ｎpに励磁エネルギー
が蓄積される。このようにして蓄積されたエネルギー
が、交番電圧として二次側に励起される。

【００３７】次に、期間ｔ２に至ると、制御・ドライブ
回路１からスイッチング素子Ｑ２のゲートに対して、ス
イッチング素子Ｑ２をオフとするためのドライブ信号が
出力される。なお、スイッチング素子Ｑ２をオフとする
ためのドライブ信号は期間ｔ２から期間ｔ４まで継続し
て出力される。このようにして、期間ｔ２が開始される
と、スイッチング素子Ｑ2がオフとなるのに伴い、スイ
ッチング素子Ｑ1のベースには正極性の電流は流れなく
なる。しかしながら、このスイッチング素子Ｑ1には、
オン期間に流れた電流により蓄積キャリアが生じている
ので、蓄積時間が消滅する期間ｔ３開始時点まではオン
状態を持続する。つまり、この期間ｔ２はスイッチング
素子Ｑ1のストレージ期間となる。このため、このスト
レージ期間としての期間ｔ２においては、一次側巻線Ｎ
pに流れる励磁電流は、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ
→ベース→バイパスコンデンサＣddを介して入力電源Ｖ
inのマイナス端子へ流入するようになる。このようにス
イッチング素子Ｑ1のコレクタ→ベース→バイパスコン
デンサＣddを介して電流が流れることにより、オン期間
にＱ1に発生した蓄積キャリアが消滅し、スイッチング
素子Ｑ1はオフとなる。

【００３８】次に、スイッチング素子Ｑ1がオフとなっ
てから以降の期間ｔ３においては、コンバータトランス
ＰＩＴの二次側巻線Ｎsには誘起電圧が発生し、この期
間ｔ３においては、ほぼ半周期分に対応する誘起電圧が
得られる。これにより整流ダイオードＤoが導通し、図
２（ｆ）に示すようにして整流電流Ｉoが流れるように
される。そして、この整流電流Ｉoにより平滑コンデン
サＣoが充電されることで、二次側直流出力電圧ＥO1を
得る。

【００３９】また、この期間ｔ３においては、共振イン
ダクタＬrを介して流れる電流は、引き続き一次側並列
共振コンデンサＣrを充電するようにされ、このとき一
次側並列共振コンデンサＣrに流れる電流ＩCrは、図２
（ｅ）に示すような波形が得られる。また、これに伴
い、一次側並列共振コンデンサＣrの両端には、図２
（ａ）に示すようにして一次側共振電圧Ｖ1が発生す
る。そして、このようにして発生した共振電圧Ｖ1は、
一次側並列共振コンデンサＣrと並列接続されているス
イッチ回路に対して印加されることとなる。

【００４０】上記期間ｔ３において、期間ｔ３開始後あ
る期間を経過すると、一次側並列共振コンデンサＣrの
充電電流が放電に転じることとなり、これに伴って、図
２（ａ）に示すように一次側並列共振コンデンサＣrの
両端電圧である共振電圧Ｖ1としては正極性の領域にお
いて減少する波形が得られるようになる。そして、この
共振電圧Ｖ1がゼロレベルに達した以降の期間ｔ４にお
いては、これまで共振電圧Ｖ1が印加されていたスイッ
チ回路において、逆方向電流経路を形成するダンパーダ
イオードＤ1−ダイオードＤbeの直列回路が順バイアス
されることとなる。これに伴い、ダイオードＤbeには図
２（ｄ）に示すような電流Ｉbeが流れることになる。こ
のダイオードＤbeに流れる電流Ｉbeは、スイッチング素
子Ｑ1のベース−コレクタ間のＰＮ接合→一次側巻線Ｎp
→インダクタＬrを介して流れるようになり、この電流
は回生電流として電源Ｖinに流入する。

【００４１】期間ｔ４終了時においては、図１で説明し
た制御・ドライブ回路１により再びスイッチング素子Ｑ
2のゲートにオンドライブ信号が印加するようにされ、
スイッチング素子Ｑ1がオンとなるようにされる。この
ようにして、図１で説明した回路においては、上記期間
ｔ１〜ｔ４の動作が繰り返されるようになり、ゼロ電圧
スイッチングが実現されるようになる。

【００４２】上述もしたように、本実施の形態のスイッ
チ回路においては、スイッチング素子Ｑ2と並列にダン
パーダイオードＤ1を接続し、さらに、スイッチング素
子Ｑ1のベース−エミッタ間にダイオードＤbeを接続す
ることで、逆方向電流経路を形成するようにしている。
そして、このようにして逆方向電流経路を形成すること
により、この経路にスイッチング素子Ｑ1のターンオン
直前の期間（図２における期間ｔ４）に発生する回生電
流を流すことが可能となるようにしている。これによ
り、例えば本実施の形態のスイッチ回路を用いる電源回
路には、従来必要とされていた高耐圧のダンパーダイオ
ードＤpを不要とした構成を採ることが可能となる。

【００４３】また、図２の動作説明からも理解されるよ
うに、本実施の形態のスイッチ回路においては、共振電
圧Ｖ1に対するスイッチング素子Ｑ1の耐圧は、ベース−
コレクタ間のＰＮ接合で確保することができるようにな
る。そして、このように逆方向電流経路を形成するダイ
オードＤbeの逆耐圧は、図１に示した構成からも理解さ
れるように、スイッチング素子Ｑ1のベース−エミッタ
間電圧のみとなる。すなわち、このダイオードＤbeとし
ては、低耐圧品のものを選定できることとなる。

【００４４】また、上記のようにスイッチング素子Ｑ1
のベース−エミッタ間にダイオードＤbeが設けられ、回
生電流がスイッチング素子Ｑ1のベース−コレクタ間の
ＰＮ接合を介して流れるようにされることによっては、
スイッチング素子Ｑ1に蓄積キャリアが発生するように
なる。このため、図２で説明した期間ｔ４が終了し、再
びスイッチング素子Ｑ2がオンとなる期間ｔ１におい
て、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間に順
方向電流が流れようとする際は、従来よりも少ないベー
ス電流でコレクタ電流を流すことが可能となる。このた
め、本実施の形態のスイッチ回路によっては、スイッチ
ング素子Ｑ1のベース電源Ｖddを、従来に比してより低
電力に抑えることが可能となる。また、これにより、ド
ライブ損失削減による高効率化、及びドライブ回路の実
際の構成の簡素化が図られる結果となる。なお、この効
果について、図１に示した構成による実験を行ったとこ
ろ、スイッチング素子Ｑ1のベース電流は約２割削減さ
れる結果となった。

【００４５】さらに、図１で説明したように、本実施の
形態のスイッチ回路は、スイッチング素子Ｑ2に逆並列
に接続されるダンパーダイオードＤ1として、スイッチ
ング素子Ｑ2が内蔵するボディダイオードを選定するも
のである。すなわち、本実施の形態としてのスイッチ回
路の実際の構成としては、このダンパーダイオードＤ1
として、特に構成部品は不要になることとなる。従っ
て、この場合、例えば従来の電源回路の構成に対し、高
耐圧品のダンパーダイオードＤpに代えて、低耐圧品の
ダイオードＤbeをスイッチング素子Ｑ1のベース−エミ
ッタ間に設けるという変更を行うことのみで、以上で説
明したような効果を得ることが可能となる。

【００４６】また、本実施の形態のスイッチ回路として
は、変形例として、図３に示すような構成とされる電源
回路に用いられ得る。なお、この図３において、既に図
１で説明した部分については同一の符号を付して説明を
省略する。

【００４７】まず、この図３において示す電源回路は、
図１で説明した回路の二次側において、コンバータトラ
ンスＰＩＴの二次側巻線Ｎsに対して二次側並列共振コ
ンデンサＣ2を並列に接続するものである。すなわち、
この図３に示す電源回路においては、このコンデンサＣ
2のキャパシタンスと、二次側巻線Ｎsのインダクタンス
とによって、二次側においても並列共振回路が形成され
るようにするものである。つまり、この図３に示す回路
は、一次側及び二次側において並列共振回路が形成され
ることで、一次側と二次側とで共振動作が得られること
になる。つまり、いわゆる複合共振形スイッチングコン
バータとしての動作が得られるものである。なお、本出
願人は、先に複合共振形スイッチングコンバータを各種
提案し、出願している。そして、このようにして先に出
願された複合共振形スイッチングコンバータとしては、
二次側に直列共振回路を備えた構成も提案している。本
実施の形態のスイッチ回路を備える複合共振形スイッチ
ングコンバータとしても、二次側に直列共振回路を備え
た構成が採用されて構わないものとされる。そして、こ
の図に示す電源回路におけるスイッチ回路としては、図
１で説明したスイッチ回路と同様の動作が得られるもの
である。

【００４８】また、本実施の形態のスイッチ回路として
は、他の変形例として、水平偏向回路に応用することも
可能である。この変形例について図４を参照して説明す
る。まず、図４（ａ）には、従来としてのスイッチ回路
を備えた場合の水平偏向回路の構成が示されている。ド
ライブ回路２は、スイッチ回路にドライブ電源を供給す
るとともに、スイッチ回路を駆動制御する。このスイッ
チ回路は、図５に示したスイッチ回路と同様に、バイポ
ーラトランジスタであるスイッチング素子Ｑ1と、ＭＯ
Ｓ−ＦＥＴであるスイッチング素子Ｑ2とをカスケード
接続し、またスイッチ素子Ｑ２に対してボディダイオー
ドを逆並列接続して形成される。そして、このスイッチ
回路に対して、偏向ヨーク（偏向コイル）としてのイン
ダクタＬy、共振コンデンサＣr、及びダンパーダイオー
ドＤｐが並列に接続される。そして、インダクタＬy、
共振コンデンサＣrによって並列共振回路を形成してい
る。このような構成では、スイッチ回路がオフとなる期
間内において生じる並列共振電圧パルスがダンパーダイ
オードＤpに印加されることとなって、ダンパーダイオ
ードＤpとしては高耐圧品が必要とされていた。つま
り、図５に示す回路と同様の問題を有していることにな
る。

【００４９】そこで、図４（ｂ）に示すようにして、こ
の水平偏向回路に本実施の形態のスイッチ回路を用いた
構成とする。これにより、水平偏向回路においても、ス
イッチング素子Ｑ1がターンオンする直前の期間に発生
する回生電流が、ダンパーダイオードＤ1→ダイオード
Ｄbe→スイッチング素子Ｑ1のベース−コレクタＰＮ接
合を介して流れるようにする。このような構成とすれ
ば、先の各実施の形態と同様にして、水平偏向回路にお
いて従来必要とされていたダンパーダイオードＤpが省
略されることになる。また、この場合にも、ダイオード
Ｄbeにかかる逆方向電圧は、スイッチング素子Ｑ１のベ
ース−エミッタ間電圧となるので、低耐圧品を選定でき
る。即ち、これまでの実施の形態と同様の効果が得られ
るものである。

【００５０】なお、本実施の形態では、スイッチ回路が
用いられる電源回路の構成として、電圧共振形コンバー
タの構成を例に挙げて説明したが、本実施の形態として
は、電圧共振形コンバータ以外の構成が採られても構わ
ないものである。また、本実施の形態のスイッチ回路と
しては、例えば偏向回路に代表されるように、スイッチ
ングコンバータ以外であってもスイッチング動作を行う
回路に対しても適用できるものである。

【００５１】

【発明の効果】以上のように本発明のスイッチ回路は、
直流電圧を入力してスイッチングを行うスイッチ回路部
として、バイポーラトランジスタ（第１のスイッチング
素子）と、ボディダイオードがソース−ドレイン間に並
列に接続されたＭＯＳ−ＦＥＴ（第２のスイッチング素
子）とをカスケード接続している。そのうえで、上記バ
イポーラトランジスタのベース−エミッタ間にダイオー
ド素子を接続するようにしている。これにより、バイポ
ーラトランジスタのターンオン直前に発生する回生電流
は、ボディダイオード→ベース−エミッタ間ダイオード
→バイポーラトランジスタのベース→コレクタという逆
方向電流経路によって流れるようにされる。

【００５２】このような構成とすることで、例えば従来
において上記回生電流を流す逆方向電流経路経路を形成
するために共振コンデンサに対して並列に接続されてい
た高耐圧のダンパーダイオードは、省略することができ
る。そのうえで本発明では、上記逆方向電流経路を形成
するために、第１のスイッチング素子のベース−エミッ
タ間に接続されるダイオード素子の逆耐圧は、トランジ
スタのベース−エミッタ間電圧のみとなる。このため、
本発明によるスイッチ回路においては、このダイオード
素子として低耐圧品のダイオードを選定することができ
るようになる。このように低耐圧品のダイオードが選定
可能となることによって、本発明のスイッチ回路を用い
た、例えば電源回路等を製造するにあたっては、製造コ
ストの削減、及び沿面距離の省略による回路面積の縮小
化が図られるようになる。

【００５３】また、このようにバイポーラトランジスタ
のベース−エミッタ間にダイオード素子が設けられるこ
とにより、回生電流はベース−コレクタ間のＰＮ接合を
介して流れるようにされる。そして、このように回生電
流が流れるようにされることによっては、バイポーラト
ランジスタのベース−コレクタ間側のＰＮ接合に蓄積キ
ャリアが発生するようになる。このため、このバイポー
ラトランジスタがターンオンし、コレクタ−エミッタ間
に順方向電流が流れようとする際は、従来よりも少ない
ベース電流でコレクタ電流を流すことが可能となる。こ
のため、本発明のスイッチ回路によっては、トランジス
タのドライブ電源を従来に比してより低電力化すること
が可能となる。また、これにより、ドライブ損失削減に
よる高効率化、及びドライブ回路の実際の構成を簡素化
することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態としてのスイッチ回路が用
いられる電源回路の構成を示す図である。

【図２】図１に示した回路の各部の動作波形を示した図
である。

【図３】本実施の形態の変形例を示す図である。

【図４】本実施の形態の他の変形例を示す図である。

【図５】従来におけるスイッチ回路を用いた電源回路の
構成を示す図である。

【図６】図５に示した回路の各部の動作波形を示す図で
ある。

【符号の説明】

Ｑ1 スイッチング素子、Ｑ2 スイッチング素子、Ｖin
入力電源、Ｖdd 駆動（ドライブ）電源、Ｃr 一次
側並列共振コンデンサ、Ｃdd バイパスコンデンサ、Ｃ
o 平滑コンデンサ、Ｃ2 二次側並列共振コンデンサ、
Ｄbe ダイオード、Ｄ1 ダンパーダイオード、Ｄo 整
流ダイオード、Ｌr 共振インダクタンス、ＰＩＴ コ
ンバータトランス、Ｎp 一次側巻線、Ｎs 二次側巻
線、Ｒbベース抵抗、１ 制御・ドライブ回路、２ ド
ライブ回路

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 バイポーラトランジスタである第１のス
   イッチング素子と、ボディダイオードがソース−ドレイ
   ン間に並列に接続された電界効果トランジスタである第
   ２のスイッチング素子とを、カスケード接続して形成さ
   れ、直流電圧を入力してスイッチングを行うスイッチ回
   路部と、 上記第１のスイッチング素子のエミッタに対してアノー
   ドが接続され、上記第１のスイッチング素子のベースに
   対してカソードが接続されるようにして設けられるダイ
   オード素子と、 を備えることを特徴とするスイッチ回路。
2. 【請求項２】 上記スイッチ回路部は、 電圧共振形スイッチングコンバータにおけるスイッチン
   グ回路として備えられる、 ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチ回路。
3. 【請求項３】 上記スイッチ回路部は、 複合共振形スイッチングコンバータにおけるスイッチン
   グ回路として備えられる、 ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチ回路。
4. 【請求項４】 上記スイッチ回路部は、 水平偏向回路におけるスイッチング回路として備えられ
   る、 ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチ回路。