JP2003210000A - インバータ制御方法およびその装置 - Google Patents
インバータ制御方法およびその装置Info
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- JP2003210000A JP2003210000A JP2002004060A JP2002004060A JP2003210000A JP 2003210000 A JP2003210000 A JP 2003210000A JP 2002004060 A JP2002004060 A JP 2002004060A JP 2002004060 A JP2002004060 A JP 2002004060A JP 2003210000 A JP2003210000 A JP 2003210000A
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【課題】 直接トルク制御の固定子磁束の追従性を改善
し、その応答性を高める。 【解決手段】 トルク指令τ＊、算出されたトルクτ、
回転磁界の大きさ｜λ｜および速度ωeを入力として所
定の演算を行い、トルク分電圧Ｖτを出力するトルク分
電圧演算部４と、磁束指令｜λ｜＊および回転磁界の大
きさ｜λ｜を入力として界磁分電圧ＶRを出力する界磁
分電圧演算部６と、トルク分電圧Ｖτおよび界磁分電圧
ＶRを入力としてμを算出するμ演算部７と、αβ磁束
λα、λβおよびμを入力として位相αβモータ電流ｉ
α、ｉβおよびαβ磁束λα、λβを入力として速度演
算を行い、回転角速度ωeを出力する速度演算部１０
と、直流電圧Ｖdc、トルク分電圧Ｖτ、界磁分電圧
ＶR、位相角φ0および領域番号を入力として所定の演算
を行い、電圧ベクトル出力時間を出力する電圧ベクトル
出力時間演算部１２とを有している。
し、その応答性を高める。 【解決手段】 トルク指令τ＊、算出されたトルクτ、
回転磁界の大きさ｜λ｜および速度ωeを入力として所
定の演算を行い、トルク分電圧Ｖτを出力するトルク分
電圧演算部４と、磁束指令｜λ｜＊および回転磁界の大
きさ｜λ｜を入力として界磁分電圧ＶRを出力する界磁
分電圧演算部６と、トルク分電圧Ｖτおよび界磁分電圧
ＶRを入力としてμを算出するμ演算部７と、αβ磁束
λα、λβおよびμを入力として位相αβモータ電流ｉ
α、ｉβおよびαβ磁束λα、λβを入力として速度演
算を行い、回転角速度ωeを出力する速度演算部１０
と、直流電圧Ｖdc、トルク分電圧Ｖτ、界磁分電圧
ＶR、位相角φ0および領域番号を入力として所定の演算
を行い、電圧ベクトル出力時間を出力する電圧ベクトル
出力時間演算部１２とを有している。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、インバータによ
り駆動されるモータを直接トルク制御すべくインバータ
を制御する方法およびその装置に関する。
り駆動されるモータを直接トルク制御すべくインバータ
を制御する方法およびその装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】回転子に永久磁石を装着したブラシレス
ＤＣモータは誘導モータに比べ高効率で、省エネ運転が
第一に望まれる用途で広く用いられている。
ＤＣモータは誘導モータに比べ高効率で、省エネ運転が
第一に望まれる用途で広く用いられている。
【０００３】このブラシレスＤＣモータは、トルクを制
御するために回転位置（回転子の磁極位置）に同期した
電圧、電流制御が必要である。しかしながら、モータに
回転位置センサを取り付け、その位置信号を用いた制御
システムには、センサによりシステムが高価格、大形に
なる。また、センサ信号線の断線などによる信頼性の低
下やモータとコントローラが離れて設置されるアプリケ
ーションでは、位置センサ情報をコントローラに正確に
伝送できないなどの問題があった。そこで、これら問題
点に対処するために位置センサレスブラシレスＤＣモー
タの研究が進められている。
御するために回転位置（回転子の磁極位置）に同期した
電圧、電流制御が必要である。しかしながら、モータに
回転位置センサを取り付け、その位置信号を用いた制御
システムには、センサによりシステムが高価格、大形に
なる。また、センサ信号線の断線などによる信頼性の低
下やモータとコントローラが離れて設置されるアプリケ
ーションでは、位置センサ情報をコントローラに正確に
伝送できないなどの問題があった。そこで、これら問題
点に対処するために位置センサレスブラシレスＤＣモー
タの研究が進められている。
【０００４】ブラシレスＤＣモータの位置センサレス制
御法は、１）逆起電圧ゼロクロス検出方式、２）モータ
モデル利用方式、および３）直接トルク制御方式に大別
される。
御法は、１）逆起電圧ゼロクロス検出方式、２）モータ
モデル利用方式、および３）直接トルク制御方式に大別
される。
【０００５】前記逆起電圧ゼロクロス検出方式は、モー
タ端子電圧から回転子磁石磁束が誘起する速度起電力を
検出し、位置信号を得て、電圧、電流と回転位置の同期
制御を行う方式である。具体的には、インバータを１２
０゜通電制御して、非励磁相の速度起電力のゼロクロス
を検出する方式、速度起電力に含まれる３次調波成分の
ゼロクロスを検出する方式等がある。検出分解能は何れ
も電気角６０゜である。
タ端子電圧から回転子磁石磁束が誘起する速度起電力を
検出し、位置信号を得て、電圧、電流と回転位置の同期
制御を行う方式である。具体的には、インバータを１２
０゜通電制御して、非励磁相の速度起電力のゼロクロス
を検出する方式、速度起電力に含まれる３次調波成分の
ゼロクロスを検出する方式等がある。検出分解能は何れ
も電気角６０゜である。
【０００６】前記モータモデル利用方式は、モータ端子
電圧、電流を検出し、これら検出量とモータモデルから
位置推定器や検出器を構成し、位置信号を得て、電圧、
電流と回転位置の同期制御を行う方式である。具体的に
は、位置推定器を、オブザーバーやモデル規範適応シス
テムなど現代制御理論に基づいて構成する方式や、回転
子が埋込磁石構造の場合、回転位置によるインダクタン
ス変化を高周波リプルから検出するよう構成する方式等
がある。検出分解能は、電気角数゜以下と高分解能であ
る。
電圧、電流を検出し、これら検出量とモータモデルから
位置推定器や検出器を構成し、位置信号を得て、電圧、
電流と回転位置の同期制御を行う方式である。具体的に
は、位置推定器を、オブザーバーやモデル規範適応シス
テムなど現代制御理論に基づいて構成する方式や、回転
子が埋込磁石構造の場合、回転位置によるインダクタン
ス変化を高周波リプルから検出するよう構成する方式等
がある。検出分解能は、電気角数゜以下と高分解能であ
る。
【０００７】前記直接トルク制御方式は、モータ端子電
圧、電流を検出し、これら検出量からモータ１次磁束と
トルクを演算し、これが指令値に追従するように直接イ
ンバータをスイッチング制御する方式である。この方式
は、原理的にトルクを制御するために、位置検出過程を
伴わない。従って、位置や速度を検出するためには別
途、これらの検出、推定手段との組み合わせが必要であ
る。
圧、電流を検出し、これら検出量からモータ１次磁束と
トルクを演算し、これが指令値に追従するように直接イ
ンバータをスイッチング制御する方式である。この方式
は、原理的にトルクを制御するために、位置検出過程を
伴わない。従って、位置や速度を検出するためには別
途、これらの検出、推定手段との組み合わせが必要であ
る。
【０００８】前記方式１）を採用した場合には、インバ
ータ通電波形やモータ電磁構造に制約が伴うという不都
合、位置検出分解能が低いために、トルクの高速応答が
望めないという不都合がある。
ータ通電波形やモータ電磁構造に制約が伴うという不都
合、位置検出分解能が低いために、トルクの高速応答が
望めないという不都合がある。
【０００９】前記方式２）を採用した場合には、モータ
モデルに使うインダクタンス、起電力定数などの機器定
数が温度や磁気飽和等の影響で変化すると位置検出誤差
が発生し、最悪の場合にはモータの制御が不安定になる
という不都合、位置推定器の収束時間によりトルクの応
答速度が制約されるという不都合がある。
モデルに使うインダクタンス、起電力定数などの機器定
数が温度や磁気飽和等の影響で変化すると位置検出誤差
が発生し、最悪の場合にはモータの制御が不安定になる
という不都合、位置推定器の収束時間によりトルクの応
答速度が制約されるという不都合がある。
【００１０】これらに対して、前記方式３）はトルクを
演算し、これが指令値に追従するようにインバータを直
接制御するため、高速トルク応答が安定に得られるとい
う利点、および、演算に必要なモータパラメータが巻線
抵抗のみであるため、磁気飽和による制御性能劣化はな
いという利点を有する。また、パラメータ精度を向上さ
せるためには、巻線抵抗の温度検出もしくは推定器のみ
を追加すればよく、制御性改良を簡単に達成できる。
演算し、これが指令値に追従するようにインバータを直
接制御するため、高速トルク応答が安定に得られるとい
う利点、および、演算に必要なモータパラメータが巻線
抵抗のみであるため、磁気飽和による制御性能劣化はな
いという利点を有する。また、パラメータ精度を向上さ
せるためには、巻線抵抗の温度検出もしくは推定器のみ
を追加すればよく、制御性改良を簡単に達成できる。
【００１１】このような利点に着目して、前記方式３）
は位置センサレスにブラシレスＤＣモータを高速トルク
制御する最良の方法として注目されている。なお、この
方式３）はブラシレスＤＣモータの他に誘導モータやリ
ラクタンスモータの制御方式として採用することもでき
る。
は位置センサレスにブラシレスＤＣモータを高速トルク
制御する最良の方法として注目されている。なお、この
方式３）はブラシレスＤＣモータの他に誘導モータやリ
ラクタンスモータの制御方式として採用することもでき
る。
【００１２】この方式は例えば、特開２００１−８６７
９５号公報で開示されている。
９５号公報で開示されている。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
直接トルク制御方式はトルクと共に制御する固定子磁束
の制御応答性がトルクに比べて劣る問題があった。
直接トルク制御方式はトルクと共に制御する固定子磁束
の制御応答性がトルクに比べて劣る問題があった。
【００１４】以下、従来の直接トルク制御方式を詳述
し、これら問題点を明らかにする。
し、これら問題点を明らかにする。
【００１５】便宜上、数１により３相（ｕ−ｖ−ｗ）を
２相（α−β）に変換する。
２相（α−β）に変換する。
【００１６】
【数１】
【００１７】数１の座標変換を行った場合、３相座標と
２相座標の位相関係と２相座標上で捉えたモータモデル
は図１のようになる。なお、図１中（ａ）は位相関係
を、（ｂ）は２相座標上のモータモデルを、それぞれ示
している。
２相座標の位相関係と２相座標上で捉えたモータモデル
は図１のようになる。なお、図１中（ａ）は位相関係
を、（ｂ）は２相座標上のモータモデルを、それぞれ示
している。
【００１８】図１中ｉα、ｉβは２相に変換された巻線
電流、Ｉfは回転子に組み込んだ永久磁石を模擬する定
電流源、θmはモータ回転子の位置角（電気角）であ
る。
電流、Ｉfは回転子に組み込んだ永久磁石を模擬する定
電流源、θmはモータ回転子の位置角（電気角）であ
る。
【００１９】ここで、モータトルクτは固定子反力とし
て検出できるため、固定子磁束λα、λβと巻線電流ｉ
α、ｉβとの外積演算により求め、数２と記すことがで
きる。なお、ｐはモータ極対数である。
て検出できるため、固定子磁束λα、λβと巻線電流ｉ
α、ｉβとの外積演算により求め、数２と記すことがで
きる。なお、ｐはモータ極対数である。
【００２０】
【数２】
【００２１】一方、固定子磁束は巻線抵抗Ｒでの電圧降
下を端子電圧から差し引いた電圧を積分すれば算出でき
る。すなわち、数３となる。
下を端子電圧から差し引いた電圧を積分すれば算出でき
る。すなわち、数３となる。
【００２２】
【数３】
【００２３】また、α−β固定子磁束ベクトルの合成磁
束｜λ｜、すなわち回転磁界の大きさは、数４となる。
束｜λ｜、すなわち回転磁界の大きさは、数４となる。
【００２４】
【数４】
【００２５】次に、端子電圧、巻線電流の検出値から演
算したモータトルクτ、回転磁界の大きさ｜λ｜を指令
値に追従させるためのインバータスイッチング制御方法
について説明する。
算したモータトルクτ、回転磁界の大きさ｜λ｜を指令
値に追従させるためのインバータスイッチング制御方法
について説明する。
【００２６】図２に電圧形インバータ回路を示す。直流
電源Ｖdcの正極側にコレクタを接続した３個の上アーム
トランジスタＴu +、Ｔv +、Ｔw +、負極側にエミッタを接
続した３個の下アームトランジスタＴu -、Ｔv -、Ｔw -、
カソードとアノードがそれぞれトランジスタのコレクタ
とエミッタに接続された６個の環流ダイオードＤu +〜Ｄ
w -で構成されている。また、上アームトランジスタのエ
ミッタと下アームトランジスタのコレクタが接続され、
この接続点が３相負荷の端子に接続される。
電源Ｖdcの正極側にコレクタを接続した３個の上アーム
トランジスタＴu +、Ｔv +、Ｔw +、負極側にエミッタを接
続した３個の下アームトランジスタＴu -、Ｔv -、Ｔw -、
カソードとアノードがそれぞれトランジスタのコレクタ
とエミッタに接続された６個の環流ダイオードＤu +〜Ｄ
w -で構成されている。また、上アームトランジスタのエ
ミッタと下アームトランジスタのコレクタが接続され、
この接続点が３相負荷の端子に接続される。
【００２７】電圧形インバータは回路構成上、直流電源
Ｖdcの短絡が発生しない様に上下アームトランジスタを
排他的にオンオフするため、取りうるスイッチング状態
は表１に示す８通りになる。
Ｖdcの短絡が発生しない様に上下アームトランジスタを
排他的にオンオフするため、取りうるスイッチング状態
は表１に示す８通りになる。
【００２８】
【表１】
【００２９】表１中、Ｖ０〜Ｖ７は各相トランジスタの
オン状態を示すために定義した電圧ベクトルである。な
お、スイッチング状態“１”は上アームトランジスタの
オン状態を、スイッチング状態“０”は上アームトラン
ジスタのオフ状態を、それぞれ表している。
オン状態を示すために定義した電圧ベクトルである。な
お、スイッチング状態“１”は上アームトランジスタの
オン状態を、スイッチング状態“０”は上アームトラン
ジスタのオフ状態を、それぞれ表している。
【００３０】２相座標上で捉えた電圧ベクトルを図３に
示す。これら、２相電圧ｖα、ｖβが共に０の電圧ベク
トルＶ０、Ｖ７（これらを以降、零ベクトルと呼ぶ）と
電圧が０でない６種の電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６を用い、
磁束とトルクを制御する方法について考察する。
示す。これら、２相電圧ｖα、ｖβが共に０の電圧ベク
トルＶ０、Ｖ７（これらを以降、零ベクトルと呼ぶ）と
電圧が０でない６種の電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６を用い、
磁束とトルクを制御する方法について考察する。
【００３１】磁束は電圧の時間積で与えられるので、例
えば、電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６を所定時間出力した場
合、磁束は図４の電圧ベクトルの方向に変化する。そこ
で、図３の様にα−β座標上を６０゜毎に領域Ｉ〜ＶＩ
に分け、それぞれの領域で出力する電圧ベクトルを、例
えば、領域ＩではＶ４とＶ６に制約する。
えば、電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６を所定時間出力した場
合、磁束は図４の電圧ベクトルの方向に変化する。そこ
で、図３の様にα−β座標上を６０゜毎に領域Ｉ〜ＶＩ
に分け、それぞれの領域で出力する電圧ベクトルを、例
えば、領域ＩではＶ４とＶ６に制約する。
【００３２】この領域で電圧ベクトルＶ４、Ｖ６を交互
に選択すれば回転磁界を時計方向に進ませ、回転磁界の
大きさを電圧ベクトルＶ４出力により増加せしめ、電圧
ベクトルＶ６出力により減少せしめることができる。
に選択すれば回転磁界を時計方向に進ませ、回転磁界の
大きさを電圧ベクトルＶ４出力により増加せしめ、電圧
ベクトルＶ６出力により減少せしめることができる。
【００３３】従って、数４により求めた回転磁界の大き
さと指令値を比較し、その大小により、各領域で適切な
電圧ベクトルに切り替えれば、回転磁界の大きさの制御
ができる。
さと指令値を比較し、その大小により、各領域で適切な
電圧ベクトルに切り替えれば、回転磁界の大きさの制御
ができる。
【００３４】また、電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６の大きさは
直流電圧Ｖdc一定であるため、これらのベクトルを切り
替えるだけでは、回転磁界の回転速度を制御することが
できない。
直流電圧Ｖdc一定であるため、これらのベクトルを切り
替えるだけでは、回転磁界の回転速度を制御することが
できない。
【００３５】この速度は、磁束変化がない、すなわち、
磁束の軌跡を停滞させることができる零ベクトルにより
行うことができる。具体的には、数２により算出したト
ルクとトルク指令を比較し、その大小により電圧ベクト
ルと零ベクトルを切り替えていけばよい。これにより、
回転磁界ベクトルと永久磁石磁束ベクトルとの間の位相
差を所望のトルクに対応した値に保ち、両ベクトルの回
転速度を等しくできる。
磁束の軌跡を停滞させることができる零ベクトルにより
行うことができる。具体的には、数２により算出したト
ルクとトルク指令を比較し、その大小により電圧ベクト
ルと零ベクトルを切り替えていけばよい。これにより、
回転磁界ベクトルと永久磁石磁束ベクトルとの間の位相
差を所望のトルクに対応した値に保ち、両ベクトルの回
転速度を等しくできる。
【００３６】図５は磁束、トルクをヒステリシスコンパ
レータにより比較し、その出力に応答してインバータを
スイッチング制御する時の状態を示している。なお、図
５中（ａ）が磁束軌跡を、（ｂ）が領域ＩＩの電圧ベク
トルおよびトルク変化を、それぞれ示している。
レータにより比較し、その出力に応答してインバータを
スイッチング制御する時の状態を示している。なお、図
５中（ａ）が磁束軌跡を、（ｂ）が領域ＩＩの電圧ベク
トルおよびトルク変化を、それぞれ示している。
【００３７】図６は図５の制御性能を得る直接トルク制
御システムのブロック構成｛図６中（ａ）参照｝、磁束
並びにトルクを瞬時比較するヒステリシスコンパレータ
の特性｛図６中（ｂ）（ｃ）参照｝をそれぞれ示してい
る。
御システムのブロック構成｛図６中（ａ）参照｝、磁束
並びにトルクを瞬時比較するヒステリシスコンパレータ
の特性｛図６中（ｂ）（ｃ）参照｝をそれぞれ示してい
る。
【００３８】直接トルク制御システム中、磁束やトルク
はＯＰアンプを使った積分回路やアナログ乗算器で構成
した演算器により瞬時演算を行っている。
はＯＰアンプを使った積分回路やアナログ乗算器で構成
した演算器により瞬時演算を行っている。
【００３９】表２は磁束とトルクのコンパレータ出力に
応答して選択するスイッチングパターン（電圧ベクト
ル）テーブル、表３は領域Ｉ〜ＶＩを判定するためのα
β磁束と磁束の大きさの関係を示している。なお、表２
は通常ＲＯＭに記憶し、コンパレータ出力でルックアッ
プする。
応答して選択するスイッチングパターン（電圧ベクト
ル）テーブル、表３は領域Ｉ〜ＶＩを判定するためのα
β磁束と磁束の大きさの関係を示している。なお、表２
は通常ＲＯＭに記憶し、コンパレータ出力でルックアッ
プする。
【００４０】
【表２】
【００４１】
【表３】
【００４２】なお、これら一連の処理をマイコンにより
ソフトウェア処理することもできる。
ソフトウェア処理することもできる。
【００４３】ここで、領域ＩＩにおいて磁束指令を変化
させたときの様子を考察する。電圧ベクトルＶ６、Ｖ２
を選択した時のα固定子磁束ベクトルとβ固定子磁束ベ
クトルの合成ベクトルの方向（明細書中、この方向を法
線方向と称す。また、このベクトルに直交する方向を接
線方向と称す。）の磁束変化ΔλR（Ｖ６）、ΔλR（Ｖ
２）は、数５と記すことができる。なお、φは固定子磁
束ベクトルのα−β座標上の角度で、β軸方向をφ＝０
°としている。
させたときの様子を考察する。電圧ベクトルＶ６、Ｖ２
を選択した時のα固定子磁束ベクトルとβ固定子磁束ベ
クトルの合成ベクトルの方向（明細書中、この方向を法
線方向と称す。また、このベクトルに直交する方向を接
線方向と称す。）の磁束変化ΔλR（Ｖ６）、ΔλR（Ｖ
２）は、数５と記すことができる。なお、φは固定子磁
束ベクトルのα−β座標上の角度で、β軸方向をφ＝０
°としている。
【００４４】
【数５】
【００４５】数５から、法線方向の磁束変化量ΔλRは
α−β座標上の角度φにより変化することがわかる。ま
た、各電圧ベクトルの出力時間ｔ６，ｔ２はトルク制御
により変化するため、ΔλRはトルクの指令値との偏差
によっても変化することがわかる。
α−β座標上の角度φにより変化することがわかる。ま
た、各電圧ベクトルの出力時間ｔ６，ｔ２はトルク制御
により変化するため、ΔλRはトルクの指令値との偏差
によっても変化することがわかる。
【００４６】例えば、φ０＝０°近傍では、実際の回転
磁界の大きさが指令値に比べ小さいことに応答してＶ６
を選択しても磁束を増加させることができないか、もし
くは、その増加量は極めて少なくなる。
磁界の大きさが指令値に比べ小さいことに応答してＶ６
を選択しても磁束を増加させることができないか、もし
くは、その増加量は極めて少なくなる。
【００４７】これにより、従来の直接トルク制御では回
転磁界の大きさを変化させた場合、十分な追従性を得る
ことができなかった。また、「高入力力率のダイオード
整流回路を持つPMモータのインバータ制御法」、高橋、
電気学会全国大会、１５７、平成１２年で公表されたモ
ータ制御により整流回路の入力電流の通流幅を拡げ、電
源力率の向上を図る技術（具体的には、インバータの直
流電源を供給する整流回路の平滑用コンデンサ容量を従
来に比べ小さく（例えば、1/１００程度）設定し、直流
電源に入力電圧の２倍周波数の大振幅リプルを発生させ
るとともに、固定子磁束の大きさを入力電圧の２倍周波
数で脈動制御）に直接トルク制御を適用した場合に低応
答な磁束制御性能が電源力率向上の妨げになっていた。
転磁界の大きさを変化させた場合、十分な追従性を得る
ことができなかった。また、「高入力力率のダイオード
整流回路を持つPMモータのインバータ制御法」、高橋、
電気学会全国大会、１５７、平成１２年で公表されたモ
ータ制御により整流回路の入力電流の通流幅を拡げ、電
源力率の向上を図る技術（具体的には、インバータの直
流電源を供給する整流回路の平滑用コンデンサ容量を従
来に比べ小さく（例えば、1/１００程度）設定し、直流
電源に入力電圧の２倍周波数の大振幅リプルを発生させ
るとともに、固定子磁束の大きさを入力電圧の２倍周波
数で脈動制御）に直接トルク制御を適用した場合に低応
答な磁束制御性能が電源力率向上の妨げになっていた。
【００４８】
【発明の目的】この発明は上記の問題点に鑑みてなされ
たものであり、直接トルク制御の固定子磁束の指令値に
対する追従性を改善し、その応答性を高めることができ
るインバータ制御方法およびその装置を提供することを
第１の目的としている。
たものであり、直接トルク制御の固定子磁束の指令値に
対する追従性を改善し、その応答性を高めることができ
るインバータ制御方法およびその装置を提供することを
第１の目的としている。
【００４９】また、固定子磁束の大きさを入力電圧の２
倍周波数で脈動制御することで整流回路の入力電流の通
流幅を拡げ、電源力率の向上を図るインバータ制御方法
およびその装置を提供することを第２の目的としてい
る。
倍周波数で脈動制御することで整流回路の入力電流の通
流幅を拡げ、電源力率の向上を図るインバータ制御方法
およびその装置を提供することを第２の目的としてい
る。
【００５０】
【課題を解決するための手段】請求項１のインバータ制
御方法は、インバータに接続された交流モータの線電流
および端子電圧を検出し、これらの検出値を基にモータ
トルクおよび固定子磁束の大きさを演算し、これらの演
算結果と対応する指令値とにより前記インバータの出力
電圧を制御するに当たって、前記モータトルクと対応す
る指令値との偏差に基づき第１の電圧の大きさを演算
し、固定子磁束の大きさと対応する指令値との偏差に基
づき第２の電圧の大きさを演算し、第１の電圧と第２の
電圧のそれぞれの大きさに基づきインバータの出力電圧
の大きさもしくは位相を演算し、これらに基づいてイン
バータを制御する方法である。
御方法は、インバータに接続された交流モータの線電流
および端子電圧を検出し、これらの検出値を基にモータ
トルクおよび固定子磁束の大きさを演算し、これらの演
算結果と対応する指令値とにより前記インバータの出力
電圧を制御するに当たって、前記モータトルクと対応す
る指令値との偏差に基づき第１の電圧の大きさを演算
し、固定子磁束の大きさと対応する指令値との偏差に基
づき第２の電圧の大きさを演算し、第１の電圧と第２の
電圧のそれぞれの大きさに基づきインバータの出力電圧
の大きさもしくは位相を演算し、これらに基づいてイン
バータを制御する方法である。
【００５１】請求項２のインバータ制御方法は、前記線
電流および端子電圧の検出値を、モータ固定子の所定の
方向に固定された２軸が互いに直交する直交座標系上の
値に変換し、変換された電流値および電圧値によりモー
タトルクおよび直交座標系上の固定子磁束ベクトルを演
算する方法である。
電流および端子電圧の検出値を、モータ固定子の所定の
方向に固定された２軸が互いに直交する直交座標系上の
値に変換し、変換された電流値および電圧値によりモー
タトルクおよび直交座標系上の固定子磁束ベクトルを演
算する方法である。
【００５２】請求項３のインバータ制御方法は、前記直
交座標系上の２つの固定子磁束ベクトルの合成ベクトル
の方向とこの合成ベクトルに直交する方向とをそれぞれ
特定し、前記モータトルクと対応する指令値との偏差に
より前記合成ベクトルに直交する方向に出力する第１の
電圧の大きさを演算し、前記合成ベクトルの大きさと対
応する指令値との偏差により前記合成ベクトルの方向に
出力する第２の電圧の大きさを演算し、これら第１の電
圧の大きさと第２の電圧の大きさとに基づきインバータ
の出力電圧の大きさもしくは位相を演算する方法であ
る。
交座標系上の２つの固定子磁束ベクトルの合成ベクトル
の方向とこの合成ベクトルに直交する方向とをそれぞれ
特定し、前記モータトルクと対応する指令値との偏差に
より前記合成ベクトルに直交する方向に出力する第１の
電圧の大きさを演算し、前記合成ベクトルの大きさと対
応する指令値との偏差により前記合成ベクトルの方向に
出力する第２の電圧の大きさを演算し、これら第１の電
圧の大きさと第２の電圧の大きさとに基づきインバータ
の出力電圧の大きさもしくは位相を演算する方法であ
る。
【００５３】請求項４のインバータ制御方法は、回転子
の回転角速度ωeを演算し、前記合成ベクトルの大きさ
｜λ｜を演算し、モータトルクと対応する指令値との偏
差Δτを演算し、所定の比例ゲインＧを用いて、 Ｖτ＝（２1/2・｜λ｜・ωe＋Ｇ・Δτ） の演算を行って前記第１の電圧の大きさＶτを算出する
方法である。
の回転角速度ωeを演算し、前記合成ベクトルの大きさ
｜λ｜を演算し、モータトルクと対応する指令値との偏
差Δτを演算し、所定の比例ゲインＧを用いて、 Ｖτ＝（２1/2・｜λ｜・ωe＋Ｇ・Δτ） の演算を行って前記第１の電圧の大きさＶτを算出する
方法である。
【００５４】請求項５のインバータ制御方法は、前記合
成ベクトルの大きさ｜λ｜と対応する指令値｜λ｜＊と
の偏差ΔλRを演算し、インバータのキャリア周期Ｔcを
用いて、 ＶR＝（｜λ｜＊−｜λ｜）／Ｔc＝ΔλR／Ｔc の演算を行って前記第２の電圧の大きさＶRを算出する
方法である。
成ベクトルの大きさ｜λ｜と対応する指令値｜λ｜＊と
の偏差ΔλRを演算し、インバータのキャリア周期Ｔcを
用いて、 ＶR＝（｜λ｜＊−｜λ｜）／Ｔc＝ΔλR／Ｔc の演算を行って前記第２の電圧の大きさＶRを算出する
方法である。
【００５５】請求項６のインバータ制御方法は、前記合
成ベクトルの前記直交座標系上に設けた第１の基準ライ
ンとのなす角φを演算し、前記合成ベクトルに直交する
方向に出力する第１の電圧と前記合成ベクトルの方向に
出力する第２の電圧とに基づきこれら電圧を合成し、合
成電圧の前記合成ベクトルに直交する方向に設けた第２
の基準ラインとのなす角μを演算し、前記角φと角μと
に基づきインバータの出力電圧の位相を演算する方法で
ある。
成ベクトルの前記直交座標系上に設けた第１の基準ライ
ンとのなす角φを演算し、前記合成ベクトルに直交する
方向に出力する第１の電圧と前記合成ベクトルの方向に
出力する第２の電圧とに基づきこれら電圧を合成し、合
成電圧の前記合成ベクトルに直交する方向に設けた第２
の基準ラインとのなす角μを演算し、前記角φと角μと
に基づきインバータの出力電圧の位相を演算する方法で
ある。
【００５６】請求項７のインバータ制御方法は、前記第
１の電圧の大きさＶτと第２の電圧の大きさＶRとに基
づき、 Ｖ1＝（Ｖτ2＋ＶR 2）1/2 の演算を行ってインバータの出力電圧の大きさＶ1を算
出する方法である。
１の電圧の大きさＶτと第２の電圧の大きさＶRとに基
づき、 Ｖ1＝（Ｖτ2＋ＶR 2）1/2 の演算を行ってインバータの出力電圧の大きさＶ1を算
出する方法である。
【００５７】請求項８のインバータ制御方法は、入力電
圧の２倍の周波数で脈動する整流電圧を出力する整流回
路をインバータの直流電源とし、前記固定子磁束の大き
さを入力電圧の２倍の周波数で脈動制御する方法であ
る。
圧の２倍の周波数で脈動する整流電圧を出力する整流回
路をインバータの直流電源とし、前記固定子磁束の大き
さを入力電圧の２倍の周波数で脈動制御する方法であ
る。
【００５８】請求項９のインバータ制御装置は、インバ
ータに接続された交流モータの線電流および端子電圧を
検出し、これらの検出値を基にモータトルクおよび固定
子磁束の大きさを演算し、これらの演算結果と対応する
指令値とにより前記インバータの出力電圧を制御するも
のにおいて、前記モータトルクと対応する指令値との偏
差に基づき第１の電圧の大きさを演算する第１電圧演算
手段と、固定子磁束の大きさと対応する指令値との偏差
に基づき第２の電圧の大きさを演算する第２電圧演算手
段と、第１の電圧と第２の電圧のそれぞれの大きさに基
づきインバータの出力電圧の大きさもしくは位相を演算
する出力演算手段と、これらに基づいてインバータを制
御するインバータ制御手段とを含むものである。
ータに接続された交流モータの線電流および端子電圧を
検出し、これらの検出値を基にモータトルクおよび固定
子磁束の大きさを演算し、これらの演算結果と対応する
指令値とにより前記インバータの出力電圧を制御するも
のにおいて、前記モータトルクと対応する指令値との偏
差に基づき第１の電圧の大きさを演算する第１電圧演算
手段と、固定子磁束の大きさと対応する指令値との偏差
に基づき第２の電圧の大きさを演算する第２電圧演算手
段と、第１の電圧と第２の電圧のそれぞれの大きさに基
づきインバータの出力電圧の大きさもしくは位相を演算
する出力演算手段と、これらに基づいてインバータを制
御するインバータ制御手段とを含むものである。
【００５９】請求項１０のインバータ制御装置は、前記
線電流および端子電圧の検出値を、モータ固定子の所定
の方向に固定された２軸が互いに直交する直交座標系上
の値に変換する座標変換手段と、変換された電流値およ
び電圧値によりモータトルクおよび直交座標系上の固定
子磁束ベクトルを演算するモータトルク、固定子磁束ベ
クトル演算手段とをさらに含むものである。
線電流および端子電圧の検出値を、モータ固定子の所定
の方向に固定された２軸が互いに直交する直交座標系上
の値に変換する座標変換手段と、変換された電流値およ
び電圧値によりモータトルクおよび直交座標系上の固定
子磁束ベクトルを演算するモータトルク、固定子磁束ベ
クトル演算手段とをさらに含むものである。
【００６０】請求項１１のインバータ制御装置は、前記
直交座標系上の２つの固定子磁束ベクトルの合成ベクト
ルの方向とこの合成ベクトルに直交する方向とをそれぞ
れ特定する方向特定手段をさらに含み、前記第１電圧演
算手段として、前記モータトルクと対応する指令値との
偏差により前記合成ベクトルに直交する第１の電圧の大
きさを演算するものを採用し、前記第２電圧演算手段と
して、前記合成ベクトルの大きさと対応する指令値との
偏差により前記合成ベクトルの方向に出力する第２の電
圧の大きさを演算するものを採用し、前記出力演算手段
として、これら第１の電圧の大きさと第２の電圧の大き
さとに基づきインバータの出力電圧の大きさもしくは位
相を演算するものを採用するものである。
直交座標系上の２つの固定子磁束ベクトルの合成ベクト
ルの方向とこの合成ベクトルに直交する方向とをそれぞ
れ特定する方向特定手段をさらに含み、前記第１電圧演
算手段として、前記モータトルクと対応する指令値との
偏差により前記合成ベクトルに直交する第１の電圧の大
きさを演算するものを採用し、前記第２電圧演算手段と
して、前記合成ベクトルの大きさと対応する指令値との
偏差により前記合成ベクトルの方向に出力する第２の電
圧の大きさを演算するものを採用し、前記出力演算手段
として、これら第１の電圧の大きさと第２の電圧の大き
さとに基づきインバータの出力電圧の大きさもしくは位
相を演算するものを採用するものである。
【００６１】請求項１２のインバータ制御装置は、回転
子の回転角速度ωeを演算する回転角速度演算手段と、
前記合成ベクトルの大きさ｜λ｜を演算する合成ベクト
ル演算手段と、モータトルクと対応する指令値との偏差
Δτを演算するトルク偏差演算手段とをさらに含み、前
記第１電圧演算手段として、所定の比例ゲインＧを用い
て、 Ｖτ＝（２1/2・｜λ｜・ωe＋Ｇ・Δτ） の演算を行って前記第１の電圧の大きさＶτを算出する
ものを採用するものである。
子の回転角速度ωeを演算する回転角速度演算手段と、
前記合成ベクトルの大きさ｜λ｜を演算する合成ベクト
ル演算手段と、モータトルクと対応する指令値との偏差
Δτを演算するトルク偏差演算手段とをさらに含み、前
記第１電圧演算手段として、所定の比例ゲインＧを用い
て、 Ｖτ＝（２1/2・｜λ｜・ωe＋Ｇ・Δτ） の演算を行って前記第１の電圧の大きさＶτを算出する
ものを採用するものである。
【００６２】請求項１３のインバータ制御装置は、前記
合成ベクトルの大きさ｜λ｜と対応する指令値｜λ｜＊
との偏差ΔλRを演算する合成ベクトル偏差演算手段を
さらに含み、前記第２電圧演算手段として、インバータ
のキャリア周期Ｔcを用いて、 ＶR＝（｜λ｜＊−｜λ｜）／Ｔc＝ΔλR／Ｔc の演算を行って前記第２の電圧の大きさＶRを算出する
ものを採用するものである。
合成ベクトルの大きさ｜λ｜と対応する指令値｜λ｜＊
との偏差ΔλRを演算する合成ベクトル偏差演算手段を
さらに含み、前記第２電圧演算手段として、インバータ
のキャリア周期Ｔcを用いて、 ＶR＝（｜λ｜＊−｜λ｜）／Ｔc＝ΔλR／Ｔc の演算を行って前記第２の電圧の大きさＶRを算出する
ものを採用するものである。
【００６３】請求項１４のインバータ制御装置は、前記
合成ベクトルの前記直交座標系上に設けた第１の基準ラ
インとのなす角φを演算する第１角度演算手段と、前記
合成ベクトルに直交する方向に出力する第１の電圧と前
記合成ベクトルの方向に出力する第２の電圧とに基づき
これら電圧を合成し、合成電圧の前記合成ベクトルに直
交する方向に設けた第２の基準ラインとのなす角μを演
算する第２角度演算手段とをさらに含み、前記出力演算
手段として、前記角φと角μとに基づきインバータの出
力電圧の位相を演算するものを採用するものである。
合成ベクトルの前記直交座標系上に設けた第１の基準ラ
インとのなす角φを演算する第１角度演算手段と、前記
合成ベクトルに直交する方向に出力する第１の電圧と前
記合成ベクトルの方向に出力する第２の電圧とに基づき
これら電圧を合成し、合成電圧の前記合成ベクトルに直
交する方向に設けた第２の基準ラインとのなす角μを演
算する第２角度演算手段とをさらに含み、前記出力演算
手段として、前記角φと角μとに基づきインバータの出
力電圧の位相を演算するものを採用するものである。
【００６４】請求項１５のインバータ制御装置は、前記
出力演算手段として、前記第１の電圧の大きさＶτと第
２の電圧の大きさＶRとに基づき、 Ｖ1＝（Ｖτ2＋ＶR 2）1/2 の演算を行ってインバータの出力電圧の大きさＶ1を算
出するものを採用するものである。
出力演算手段として、前記第１の電圧の大きさＶτと第
２の電圧の大きさＶRとに基づき、 Ｖ1＝（Ｖτ2＋ＶR 2）1/2 の演算を行ってインバータの出力電圧の大きさＶ1を算
出するものを採用するものである。
【００６５】請求項１６のインバータ制御装置は、入力
電圧の２倍の周波数で脈動する整流電圧を出力する整流
回路をインバータの直流電源とし、前記固定子磁束の大
きさを入力電圧の２倍の周波数で脈動制御する脈動制御
手段をさらに含むものである。
電圧の２倍の周波数で脈動する整流電圧を出力する整流
回路をインバータの直流電源とし、前記固定子磁束の大
きさを入力電圧の２倍の周波数で脈動制御する脈動制御
手段をさらに含むものである。
【００６６】
【作用】請求項１のインバータ制御方法であれば、イン
バータに接続された交流モータの線電流および端子電圧
を検出し、これらの検出値を基にモータトルクおよび固
定子磁束の大きさを演算し、これらの演算結果と対応す
る指令値とにより前記インバータの出力電圧を制御する
に当たって、前記モータトルクと対応する指令値との偏
差に基づき第１の電圧の大きさを演算し、固定子磁束の
大きさと対応する指令値との偏差に基づき第２の電圧の
大きさを演算し、第１の電圧と第２の電圧のそれぞれの
大きさに基づきインバータの出力電圧の大きさもしくは
位相を演算し、これらに基づいてインバータを制御する
のであるから、指令トルクと実トルクとの偏差の大きさ
や固定子磁束ベクトルの座標系上の角度に拘わらず、そ
の大きさを確実に制御することができ、ひいては、直接
トルク制御の固定子磁束の追従性を向上させ、応答性を
高めることができる。
バータに接続された交流モータの線電流および端子電圧
を検出し、これらの検出値を基にモータトルクおよび固
定子磁束の大きさを演算し、これらの演算結果と対応す
る指令値とにより前記インバータの出力電圧を制御する
に当たって、前記モータトルクと対応する指令値との偏
差に基づき第１の電圧の大きさを演算し、固定子磁束の
大きさと対応する指令値との偏差に基づき第２の電圧の
大きさを演算し、第１の電圧と第２の電圧のそれぞれの
大きさに基づきインバータの出力電圧の大きさもしくは
位相を演算し、これらに基づいてインバータを制御する
のであるから、指令トルクと実トルクとの偏差の大きさ
や固定子磁束ベクトルの座標系上の角度に拘わらず、そ
の大きさを確実に制御することができ、ひいては、直接
トルク制御の固定子磁束の追従性を向上させ、応答性を
高めることができる。
【００６７】請求項２のインバータ制御方法であれば、
前記線電流および端子電圧の検出値を、モータ固定子の
所定の方向に固定された２軸が互いに直交する直交座標
系上の値に変換し、変換された電流値および電圧値によ
りモータトルクおよび直交座標系上の固定子磁束ベクト
ルを演算するのであるから、演算を簡単化することがで
きるほか、請求項１と同様の作用を達成することができ
る。
前記線電流および端子電圧の検出値を、モータ固定子の
所定の方向に固定された２軸が互いに直交する直交座標
系上の値に変換し、変換された電流値および電圧値によ
りモータトルクおよび直交座標系上の固定子磁束ベクト
ルを演算するのであるから、演算を簡単化することがで
きるほか、請求項１と同様の作用を達成することができ
る。
【００６８】請求項３のインバータ制御方法であれば、
前記直交座標系上の２つの固定子磁束ベクトルの合成ベ
クトルの方向とこの合成ベクトルに直交する方向とをそ
れぞれ特定し、前記モータトルクと対応する指令値との
偏差により前記合成ベクトルに直交する方向に出力する
第１の電圧の大きさを演算し、前記合成ベクトルの大き
さと対応する指令値との偏差により前記合成ベクトルの
方向に出力する第２の電圧の大きさを演算し、これら第
１の電圧の大きさと第２の電圧の大きさとに基づきイン
バータの出力電圧の大きさもしくは位相を演算するので
あるから、請求項２と同様の作用を達成することができ
る。
前記直交座標系上の２つの固定子磁束ベクトルの合成ベ
クトルの方向とこの合成ベクトルに直交する方向とをそ
れぞれ特定し、前記モータトルクと対応する指令値との
偏差により前記合成ベクトルに直交する方向に出力する
第１の電圧の大きさを演算し、前記合成ベクトルの大き
さと対応する指令値との偏差により前記合成ベクトルの
方向に出力する第２の電圧の大きさを演算し、これら第
１の電圧の大きさと第２の電圧の大きさとに基づきイン
バータの出力電圧の大きさもしくは位相を演算するので
あるから、請求項２と同様の作用を達成することができ
る。
【００６９】請求項４のインバータ制御方法であれば、
回転子の回転角速度ωeを演算し、前記合成ベクトルの
大きさ｜λ｜を演算し、モータトルクと対応する指令値
との偏差Δτを演算し、所定の比例ゲインＧを用いて、 Ｖτ＝（２1/2・｜λ｜・ωe＋Ｇ・Δτ） の演算を行って前記第１の電圧の大きさＶτを算出する
のであるから、請求項３と同様の作用を達成することが
できる。
回転子の回転角速度ωeを演算し、前記合成ベクトルの
大きさ｜λ｜を演算し、モータトルクと対応する指令値
との偏差Δτを演算し、所定の比例ゲインＧを用いて、 Ｖτ＝（２1/2・｜λ｜・ωe＋Ｇ・Δτ） の演算を行って前記第１の電圧の大きさＶτを算出する
のであるから、請求項３と同様の作用を達成することが
できる。
【００７０】請求項５のインバータ制御方法であれば、
前記合成ベクトルの大きさ｜λ｜と対応する指令値｜λ
｜＊との偏差ΔλRを演算し、インバータのキャリア周
期Ｔcを用いて、 ＶR＝（｜λ｜＊−｜λ｜）／Ｔc＝ΔλR／Ｔc の演算を行って前記第２の電圧の大きさＶRを算出する
のであるから、請求項３と同様の作用を達成することが
できる。
前記合成ベクトルの大きさ｜λ｜と対応する指令値｜λ
｜＊との偏差ΔλRを演算し、インバータのキャリア周
期Ｔcを用いて、 ＶR＝（｜λ｜＊−｜λ｜）／Ｔc＝ΔλR／Ｔc の演算を行って前記第２の電圧の大きさＶRを算出する
のであるから、請求項３と同様の作用を達成することが
できる。
【００７１】請求項６のインバータ制御方法であれば、
前記合成ベクトルの前記直交座標系上に設けた第１の基
準ラインとのなす角φを演算し、前記合成ベクトルに直
交する方向に出力する第１の電圧と前記合成ベクトルの
方向に出力する第２の電圧とに基づきこれら電圧を合成
し、合成電圧の前記合成ベクトルに直交する方向に設け
た第２の基準ラインとのなす角μを演算し、前記角φと
角μとに基づきインバータの出力電圧の位相を演算する
のであるから、両角度に基づいて請求項３から請求項５
の何れかと同様の作用を達成することができる。
前記合成ベクトルの前記直交座標系上に設けた第１の基
準ラインとのなす角φを演算し、前記合成ベクトルに直
交する方向に出力する第１の電圧と前記合成ベクトルの
方向に出力する第２の電圧とに基づきこれら電圧を合成
し、合成電圧の前記合成ベクトルに直交する方向に設け
た第２の基準ラインとのなす角μを演算し、前記角φと
角μとに基づきインバータの出力電圧の位相を演算する
のであるから、両角度に基づいて請求項３から請求項５
の何れかと同様の作用を達成することができる。
【００７２】請求項７のインバータ制御方法であれば、
前記第１の電圧の大きさＶτと第２の電圧の大きさＶR
とに基づき、 Ｖ1＝（Ｖτ2＋ＶR 2）1/2 の演算を行ってインバータの出力電圧の大きさＶ1を算
出するのであるから、請求項３から請求項５の何れかと
同様の作用を達成することができる。
前記第１の電圧の大きさＶτと第２の電圧の大きさＶR
とに基づき、 Ｖ1＝（Ｖτ2＋ＶR 2）1/2 の演算を行ってインバータの出力電圧の大きさＶ1を算
出するのであるから、請求項３から請求項５の何れかと
同様の作用を達成することができる。
【００７３】請求項８のインバータ制御方法であれば、
入力電圧の２倍の周波数で脈動する整流電圧を出力する
整流回路をインバータの直流電源とし、前記固定子磁束
の大きさを入力電圧の２倍の周波数で脈動制御するので
あるから、高入力力率化を達成できるほか、請求項１か
ら請求項７の何れかと同様の作用を達成することができ
る。
入力電圧の２倍の周波数で脈動する整流電圧を出力する
整流回路をインバータの直流電源とし、前記固定子磁束
の大きさを入力電圧の２倍の周波数で脈動制御するので
あるから、高入力力率化を達成できるほか、請求項１か
ら請求項７の何れかと同様の作用を達成することができ
る。
【００７４】請求項９のインバータ制御装置であれば、
インバータに接続された交流モータの線電流および端子
電圧を検出し、これらの検出値を基にモータトルクおよ
び固定子磁束の大きさを演算し、これらの演算結果と対
応する指令値とにより前記インバータの出力電圧を制御
するに当たって、第１電圧演算手段により前記モータト
ルクと対応する指令値との偏差に基づき第１の電圧の大
きさを演算し、第２電圧演算手段により固定子磁束の大
きさと対応する指令値との偏差に基づき第２の電圧の大
きさを演算し、出力演算手段により第１の電圧と第２の
電圧のそれぞれの大きさに基づきインバータの出力電圧
の大きさもしくは位相を演算し、インバータ制御手段に
よりこれらに基づいてインバータを制御することができ
る。
インバータに接続された交流モータの線電流および端子
電圧を検出し、これらの検出値を基にモータトルクおよ
び固定子磁束の大きさを演算し、これらの演算結果と対
応する指令値とにより前記インバータの出力電圧を制御
するに当たって、第１電圧演算手段により前記モータト
ルクと対応する指令値との偏差に基づき第１の電圧の大
きさを演算し、第２電圧演算手段により固定子磁束の大
きさと対応する指令値との偏差に基づき第２の電圧の大
きさを演算し、出力演算手段により第１の電圧と第２の
電圧のそれぞれの大きさに基づきインバータの出力電圧
の大きさもしくは位相を演算し、インバータ制御手段に
よりこれらに基づいてインバータを制御することができ
る。
【００７５】したがって、指令トルクと実トルクとの偏
差の大きさや固定子磁束ベクトルの座標系上の角度に拘
わらず、その大きさを確実に制御することができ、ひい
ては、直接トルク制御の固定子磁束の追従性を向上さ
せ、応答性を高めることができる。
差の大きさや固定子磁束ベクトルの座標系上の角度に拘
わらず、その大きさを確実に制御することができ、ひい
ては、直接トルク制御の固定子磁束の追従性を向上さ
せ、応答性を高めることができる。
【００７６】請求項１０のインバータ制御装置であれ
ば、前記線電流および端子電圧の検出値を、モータ固定
子の所定の方向に固定された２軸が互いに直交する直交
座標系上の値に変換する座標変換手段と、変換された電
流値および電圧値によりモータトルクおよび直交座標系
上の固定子磁束ベクトルを演算するモータトルク、固定
子磁束ベクトル演算手段とをさらに含むのであるから、
演算を簡単化することができるほか、請求項９と同様の
作用を達成することができる。
ば、前記線電流および端子電圧の検出値を、モータ固定
子の所定の方向に固定された２軸が互いに直交する直交
座標系上の値に変換する座標変換手段と、変換された電
流値および電圧値によりモータトルクおよび直交座標系
上の固定子磁束ベクトルを演算するモータトルク、固定
子磁束ベクトル演算手段とをさらに含むのであるから、
演算を簡単化することができるほか、請求項９と同様の
作用を達成することができる。
【００７７】請求項１１のインバータ制御装置であれ
ば、前記直交座標系上の２つの固定子磁束ベクトルの合
成ベクトルの方向とこの合成ベクトルに直交する方向と
をそれぞれ特定する方向特定手段をさらに含み、前記第
１電圧演算手段として、前記モータトルクと対応する指
令値との偏差により前記合成ベクトルに直交する方向に
出力する第１の電圧の大きさを演算するものを採用し、
前記第２電圧演算手段として、前記合成ベクトルの大き
さと対応する指令値との偏差により前記合成ベクトルの
方向に出力する第２の電圧の大きさを演算するものを採
用し、前記出力演算手段として、これら第１の電圧の大
きさと第２の電圧の大きさとに基づきインバータの出力
電圧の大きさもしくは位相を演算するのであるから、請
求項１０と同様の作用を達成することができる。
ば、前記直交座標系上の２つの固定子磁束ベクトルの合
成ベクトルの方向とこの合成ベクトルに直交する方向と
をそれぞれ特定する方向特定手段をさらに含み、前記第
１電圧演算手段として、前記モータトルクと対応する指
令値との偏差により前記合成ベクトルに直交する方向に
出力する第１の電圧の大きさを演算するものを採用し、
前記第２電圧演算手段として、前記合成ベクトルの大き
さと対応する指令値との偏差により前記合成ベクトルの
方向に出力する第２の電圧の大きさを演算するものを採
用し、前記出力演算手段として、これら第１の電圧の大
きさと第２の電圧の大きさとに基づきインバータの出力
電圧の大きさもしくは位相を演算するのであるから、請
求項１０と同様の作用を達成することができる。
【００７８】請求項１２のインバータ制御装置であれ
ば、回転子の回転角速度ωeを演算する回転角速度演算
手段と、前記合成ベクトルの大きさ｜λ｜を演算する合
成ベクトル演算手段と、モータトルクと対応する指令値
との偏差Δτを演算するトルク偏差演算手段とをさらに
含み、前記第１電圧演算手段として、所定の比例ゲイン
Ｇを用いて、 Ｖτ＝（２1/2・｜λ｜・ωe＋Ｇ・Δτ） の演算を行って前記第１の電圧の大きさＶτを算出する
ものを採用するのであるから、請求項１１と同様の作用
を達成することができる。
ば、回転子の回転角速度ωeを演算する回転角速度演算
手段と、前記合成ベクトルの大きさ｜λ｜を演算する合
成ベクトル演算手段と、モータトルクと対応する指令値
との偏差Δτを演算するトルク偏差演算手段とをさらに
含み、前記第１電圧演算手段として、所定の比例ゲイン
Ｇを用いて、 Ｖτ＝（２1/2・｜λ｜・ωe＋Ｇ・Δτ） の演算を行って前記第１の電圧の大きさＶτを算出する
ものを採用するのであるから、請求項１１と同様の作用
を達成することができる。
【００７９】請求項１３のインバータ制御装置であれ
ば、前記合成ベクトルの大きさ｜λ｜と対応する指令値
｜λ｜＊との偏差ΔλRを演算する合成ベクトル偏差演
算手段をさらに含み、前記第２電圧演算手段として、イ
ンバータのキャリア周期Ｔcを用いて、 ＶR＝（｜λ｜＊−｜λ｜）／Ｔc＝ΔλR／Ｔc の演算を行って前記第２の電圧の大きさＶRを算出する
ものを採用するのであるから、請求項１１と同様の作用
を達成することができる。
ば、前記合成ベクトルの大きさ｜λ｜と対応する指令値
｜λ｜＊との偏差ΔλRを演算する合成ベクトル偏差演
算手段をさらに含み、前記第２電圧演算手段として、イ
ンバータのキャリア周期Ｔcを用いて、 ＶR＝（｜λ｜＊−｜λ｜）／Ｔc＝ΔλR／Ｔc の演算を行って前記第２の電圧の大きさＶRを算出する
ものを採用するのであるから、請求項１１と同様の作用
を達成することができる。
【００８０】請求項１４のインバータ制御装置であれ
ば、前記合成ベクトルの前記直交座標系上に設けた第１
の基準ラインとのなす角φを演算する第１角度演算手段
と、前記合成ベクトルに直交する方向に出力する第１の
電圧と前記合成ベクトルの方向に出力する第２の電圧と
に基づきこれら電圧を合成し、合成電圧の前記合成ベク
トルに直交する方向に設けた第２の基準ラインとのなす
角μを演算する第２角度演算手段とをさらに含み、前記
出力演算手段として、前記角φと角μとに基づきインバ
ータの出力電圧の位相を演算するものを採用するのであ
るから、両角度に基づいて請求項１１から請求項１３の
何れかと同様の作用を達成することができる。
ば、前記合成ベクトルの前記直交座標系上に設けた第１
の基準ラインとのなす角φを演算する第１角度演算手段
と、前記合成ベクトルに直交する方向に出力する第１の
電圧と前記合成ベクトルの方向に出力する第２の電圧と
に基づきこれら電圧を合成し、合成電圧の前記合成ベク
トルに直交する方向に設けた第２の基準ラインとのなす
角μを演算する第２角度演算手段とをさらに含み、前記
出力演算手段として、前記角φと角μとに基づきインバ
ータの出力電圧の位相を演算するものを採用するのであ
るから、両角度に基づいて請求項１１から請求項１３の
何れかと同様の作用を達成することができる。
【００８１】請求項１５のインバータ制御装置であれ
ば、前記出力演算手段として、前記第１の電圧の大きさ
Ｖτと第２の電圧の大きさＶRとに基づき、 Ｖ1＝（Ｖτ2＋ＶR 2）1/2 の演算を行ってインバータの出力電圧の大きさＶ1を算
出するものを採用するのであるから、請求項１１から請
求項１３の何れかと同様の作用を達成することができ
る。
ば、前記出力演算手段として、前記第１の電圧の大きさ
Ｖτと第２の電圧の大きさＶRとに基づき、 Ｖ1＝（Ｖτ2＋ＶR 2）1/2 の演算を行ってインバータの出力電圧の大きさＶ1を算
出するものを採用するのであるから、請求項１１から請
求項１３の何れかと同様の作用を達成することができ
る。
【００８２】請求項１６のインバータ制御装置であれ
ば、入力電圧の２倍の周波数で脈動する整流電圧を出力
する整流回路をインバータの直流電源とし、前記固定子
磁束の大きさを入力電圧の２倍の周波数で脈動制御する
脈動制御手段をさらに含むのであるから、高入力力率化
を達成できるほか、請求項９から請求項１５の何れかと
同様の作用を達成することができる。
ば、入力電圧の２倍の周波数で脈動する整流電圧を出力
する整流回路をインバータの直流電源とし、前記固定子
磁束の大きさを入力電圧の２倍の周波数で脈動制御する
脈動制御手段をさらに含むのであるから、高入力力率化
を達成できるほか、請求項９から請求項１５の何れかと
同様の作用を達成することができる。
【００８３】
【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照して、この
発明の実施態様を詳細に説明する。
発明の実施態様を詳細に説明する。
【００８４】図７はこの発明のインバータ制御方法また
は、インバータ制御装置により制御されるインバータを
用いて交流モータを駆動する交流モータ駆動システムの
構成を示す概略図である。
は、インバータ制御装置により制御されるインバータを
用いて交流モータを駆動する交流モータ駆動システムの
構成を示す概略図である。
【００８５】この交流モータ駆動システムは、商用電源
（入力電圧）を整流回路と平滑用コンデンサを介し、直
流電源を３相インバータに供給することにより３相交流
電力に変換し、この３相交流電力を３相交流モータに供
給することにより3相交流モータを駆動するようにして
いる。そして、３相インバータを制御するためのマイコ
ンを設けている。ここで、３相交流モータとしては、ブ
ラシレスDCモータ、リラクタンスモータ、誘導モータな
どが例示できる。
（入力電圧）を整流回路と平滑用コンデンサを介し、直
流電源を３相インバータに供給することにより３相交流
電力に変換し、この３相交流電力を３相交流モータに供
給することにより3相交流モータを駆動するようにして
いる。そして、３相インバータを制御するためのマイコ
ンを設けている。ここで、３相交流モータとしては、ブ
ラシレスDCモータ、リラクタンスモータ、誘導モータな
どが例示できる。
【００８６】また、前記平滑用コンデンサ容量を従来に
比べ小さく（例えば、１/１００程度）設定することに
より、直流電源に入力電圧の２倍周波数の大振幅リプル
を発生させるとともに、固定子磁束の大きさを入力電圧
の２倍周波数で脈動制御することで整流回路の入力電流
の通流幅を拡げ、電源力率の向上を図ることができる。
比べ小さく（例えば、１/１００程度）設定することに
より、直流電源に入力電圧の２倍周波数の大振幅リプル
を発生させるとともに、固定子磁束の大きさを入力電圧
の２倍周波数で脈動制御することで整流回路の入力電流
の通流幅を拡げ、電源力率の向上を図ることができる。
【００８７】ここで、任意の方向に磁束を変化させる電
圧ベクトルについて考察するに当たり、まず、回転磁界
の接線方向の磁束軌跡を得るための電圧ベクトルの決定
方法について説明する。
圧ベクトルについて考察するに当たり、まず、回転磁界
の接線方向の磁束軌跡を得るための電圧ベクトルの決定
方法について説明する。
【００８８】図８は領域ＩＩについて３種の電圧ベクト
ルにより得られる磁束軌跡（電圧ベクトル時間積）を微
小区間で拡大して示す図である。
ルにより得られる磁束軌跡（電圧ベクトル時間積）を微
小区間で拡大して示す図である。
【００８９】図８においては、仮に、電圧ベクトルＶ
６、Ｖ２並びにＶ７を適宜配置している。図中のＰ0か
らＰ1に至る時間をＴc（これをキャリア周期と呼
ぶ。）、適当な変数をＶ1として、Ｐ0Ｐ1＝Ｖ1・Ｔcの
近似式が成り立つ。そして、電圧ベクトルで構成した三
角形ΔＰ0ｑＰ1に着目し、正弦定理を適用すると、数６
の関係を得る。
６、Ｖ２並びにＶ７を適宜配置している。図中のＰ0か
らＰ1に至る時間をＴc（これをキャリア周期と呼
ぶ。）、適当な変数をＶ1として、Ｐ0Ｐ1＝Ｖ1・Ｔcの
近似式が成り立つ。そして、電圧ベクトルで構成した三
角形ΔＰ0ｑＰ1に着目し、正弦定理を適用すると、数６
の関係を得る。
【００９０】
【数６】
【００９１】そして、Ｔc＝ｔ0＋ｔ6＋ｔ2に留意すれ
ば、数６から数７の関係を得ることができ、ＫSの大き
さにより各電圧ベクトルの出力時間が決まる。
ば、数６から数７の関係を得ることができ、ＫSの大き
さにより各電圧ベクトルの出力時間が決まる。
【００９２】
【数７】
【００９３】ここで、ＫSは数８の関係により定まり、
Ｖ1 がインバータの出力電圧となる。
Ｖ1 がインバータの出力電圧となる。
【００９４】
【数８】
【００９５】従って、数７により３種の電圧ベクトルの
時間配分を決定すれば、回転磁界の接線方向にＫS・Ｖ
dcの電圧ベクトルを出力したのと等価な磁束軌跡を描く
ことができ、ＫSにより回転磁界の接線速度、換言すれ
ば磁界の回転角速度を制御できる。
時間配分を決定すれば、回転磁界の接線方向にＫS・Ｖ
dcの電圧ベクトルを出力したのと等価な磁束軌跡を描く
ことができ、ＫSにより回転磁界の接線速度、換言すれ
ば磁界の回転角速度を制御できる。
【００９６】また、図８に示すパターンの他に電圧ベク
トルの出力順序を入れ替えた図9の様なパターンを採用
することができる。また、各パターンを組み合わせたパ
ターンを種々考えることができる。例えば、図９の
（ａ）と（ｃ）を組み合わせて図１０のパターンを得る
ことができる。
トルの出力順序を入れ替えた図9の様なパターンを採用
することができる。また、各パターンを組み合わせたパ
ターンを種々考えることができる。例えば、図９の
（ａ）と（ｃ）を組み合わせて図１０のパターンを得る
ことができる。
【００９７】他の領域では、表２の列毎に電圧ベクトル
を読み替え、それぞれの電圧ベクトル出力時間配分を数
７から算出すればよい。数７の出力時間に対応する各領
域の電圧ベクトルを表４に示す。ここで、各電圧ベクト
ルの出力順序は図９（ａ）のパターンとした。
を読み替え、それぞれの電圧ベクトル出力時間配分を数
７から算出すればよい。数７の出力時間に対応する各領
域の電圧ベクトルを表４に示す。ここで、各電圧ベクト
ルの出力順序は図９（ａ）のパターンとした。
【００９８】
【表４】
【００９９】また、表４に従った電圧ベクトル選択時、
α−β座標で捉えたインバータ出力電圧は、時間ｔ６だ
け出力する電圧ベクトルに対応するものをＶαmain、Ｖ
βma in、時間ｔ２だけ出力する電圧ベクトルに対応する
ものをＶαSUb、ＶβSUbとして表５の様になる。
α−β座標で捉えたインバータ出力電圧は、時間ｔ６だ
け出力する電圧ベクトルに対応するものをＶαmain、Ｖ
βma in、時間ｔ２だけ出力する電圧ベクトルに対応する
ものをＶαSUb、ＶβSUbとして表５の様になる。
【０１００】
【表５】
【０１０１】位相角φ0は固定子磁束λα、λβにより
表６の通り算出できる。なお、β軸方向をφ＝０°とし
ている。
表６の通り算出できる。なお、β軸方向をφ＝０°とし
ている。
【０１０２】
【表６】
【０１０３】以上の方法では、３種の電圧ベクトルの合
成により得られる磁束ベクトルの方向を回転磁界の接線
方向としたため、法線方向、換言すれば磁束の大きさは
３種の電圧ベクトルの開始点と終了点とで殆ど変化しな
い。
成により得られる磁束ベクトルの方向を回転磁界の接線
方向としたため、法線方向、換言すれば磁束の大きさは
３種の電圧ベクトルの開始点と終了点とで殆ど変化しな
い。
【０１０４】そこで、実トルクと指令値の偏差に基づい
て決まる所望の接線方向の磁束変化量をΔλτ、実固定
子磁束と指令値の偏差に基づいて決まる所望の法線方向
の磁束変化量をΔλRとした時、数９の演算によりφ′
を算出する。なお、μは具体的には表７の様に求めるこ
とができる。
て決まる所望の接線方向の磁束変化量をΔλτ、実固定
子磁束と指令値の偏差に基づいて決まる所望の法線方向
の磁束変化量をΔλRとした時、数９の演算によりφ′
を算出する。なお、μは具体的には表７の様に求めるこ
とができる。
【０１０５】
【数９】
【０１０６】
【表７】
【０１０７】そして、φ′を表８に適用して電圧ベクト
ル選択し、出力時間を算出するための領域番号、および
位相φ0を求める。
ル選択し、出力時間を算出するための領域番号、および
位相φ0を求める。
【０１０８】
【表８】
【０１０９】数９により電圧ベクトルを制御したときの
磁束軌跡を図１１に示す。本発明の方式によれば法線方
向の磁束変化量ΔλRの大きさを加味して、領域（選択
する電圧ベクトル）、および出力位相φ0を制御するた
め、合成して得られる電圧ベクトル時間積の方向（図１
１の矢印ＡＢの角度）が変化する。すなわち、法線方向
の磁束変化量ΔλRは、トルクにより定まる接線方向の磁
束変化量Δλτに依存することなく制御でき、しかも、
電圧ベクトルの合成で得られる電圧ベクトル時間積の方
向、すなわち、磁束変化の方向（図１１中の矢印ＡＢの
角度）を所定の磁束変化量Δλτ、ΔλRが得られる様
に制御できる。
磁束軌跡を図１１に示す。本発明の方式によれば法線方
向の磁束変化量ΔλRの大きさを加味して、領域（選択
する電圧ベクトル）、および出力位相φ0を制御するた
め、合成して得られる電圧ベクトル時間積の方向（図１
１の矢印ＡＢの角度）が変化する。すなわち、法線方向
の磁束変化量ΔλRは、トルクにより定まる接線方向の磁
束変化量Δλτに依存することなく制御でき、しかも、
電圧ベクトルの合成で得られる電圧ベクトル時間積の方
向、すなわち、磁束変化の方向（図１１中の矢印ＡＢの
角度）を所定の磁束変化量Δλτ、ΔλRが得られる様
に制御できる。
【０１１０】これにより、法線方向の磁束の変化量がト
ルク、並びに固定子磁束ベクトルの角度によって変化し
ていた従来法に比べ、法線方向の磁束の追従性、応答性
が格段に高まることがわかる。
ルク、並びに固定子磁束ベクトルの角度によって変化し
ていた従来法に比べ、法線方向の磁束の追従性、応答性
が格段に高まることがわかる。
【０１１１】次に電圧ベクトルの出力時間を決めるＫS
の算出方法の実施例を説明する。
の算出方法の実施例を説明する。
【０１１２】法線方向の磁束変化量ΔλRは、回転磁界
の大きさの指令値｜λ｜*、および実際値｜λ｜から、
数１０と記すことができる。
の大きさの指令値｜λ｜*、および実際値｜λ｜から、
数１０と記すことができる。
【０１１３】
【数１０】
【０１１４】従って、キャリア周期Ｔcの間に出力すべ
きΔλRを得る電圧ＶRは、数１１となる。このＶRを便
宜上、界磁分電圧と呼ぶ。
きΔλRを得る電圧ＶRは、数１１となる。このＶRを便
宜上、界磁分電圧と呼ぶ。
【０１１５】
【数１１】
【０１１６】一方、接線方向の磁束変化量Δλτに対応
した電圧はトルク指令値τ*、および実際値τにより算
出できる。
した電圧はトルク指令値τ*、および実際値τにより算
出できる。
【０１１７】すなわち、モータ実トルクと指令値の偏差
が０の場合は、モータ回転角速度ωе（電気角）とイン
バータ出力電圧角速度、すなわち、回転磁界の角速度を
等しく保つような制御を行い、電圧波形と回転子の同期
状態を保持する。
が０の場合は、モータ回転角速度ωе（電気角）とイン
バータ出力電圧角速度、すなわち、回転磁界の角速度を
等しく保つような制御を行い、電圧波形と回転子の同期
状態を保持する。
【０１１８】この時、回転磁界の大きさ｜λ｜とモータ
の回転角速度ωе（電気角）によりインバータ出力電圧
は、数１２と書き表すことができる。
の回転角速度ωе（電気角）によりインバータ出力電圧
は、数１２と書き表すことができる。
【０１１９】
【数１２】
【０１２０】一方、モータ実トルクと指令値との間に偏
差がある場合には、ＫSを増減させ、すなわち、回転磁
界の角速度を加減速し、モータ回転角速度に追従させる
必要がある。
差がある場合には、ＫSを増減させ、すなわち、回転磁
界の角速度を加減速し、モータ回転角速度に追従させる
必要がある。
【０１２１】そのために、数１３のように、数１２にモ
ータ実トルクと指令値との偏差に比例した電圧を加算す
る。
ータ実トルクと指令値との偏差に比例した電圧を加算す
る。
【０１２２】
【数１３】
【０１２３】ここで、Ｇは適当な比例ゲインである。ま
た、Ｖτを便宜上、トルク分電圧と呼ぶ。
た、Ｖτを便宜上、トルク分電圧と呼ぶ。
【０１２４】数１３から接線方向の磁束変化量Δλτ
は、数１４となる。
は、数１４となる。
【０１２５】
【数１４】
【０１２６】インバータ出力電圧Ｖ1は、数１５と記す
ことができる。
ことができる。
【０１２７】
【数１５】
【０１２８】数１１および数１３を数１５に与えればイ
ンバータ出力電圧Ｖ1を求めることができ、数７、数８
および数１５により各電圧ベクトルの出力時間を演算で
きる。
ンバータ出力電圧Ｖ1を求めることができ、数７、数８
および数１５により各電圧ベクトルの出力時間を演算で
きる。
【０１２９】以上の演算では回転角速度が必要になる。
定常状態の回転角速度ωеは、回転磁界の位相角φを時
間微分することで求めることができる。しかし、この方
法には、トルクを急変させた場合、回転磁界ベクトルと
永久磁石磁束ベクトルとの間に位相差が生じ、両ベクト
ルの回転速度は過渡的には等しくならない問題がある。
定常状態の回転角速度ωеは、回転磁界の位相角φを時
間微分することで求めることができる。しかし、この方
法には、トルクを急変させた場合、回転磁界ベクトルと
永久磁石磁束ベクトルとの間に位相差が生じ、両ベクト
ルの回転速度は過渡的には等しくならない問題がある。
【０１３０】これを解決するには、従来公知の回転子位
置角推定法（「突極型ブラシレスＤＣモータのセンサレ
ス位置推定法と安定性の検討」、陳志謙他、平成１０年
電気学会産業応用部門全国大会、１７９−１８２頁、参
照）により位置角θeを演算し、これを時間微分するこ
とで、過渡状態を含め回転角速度を算出することができ
る。
置角推定法（「突極型ブラシレスＤＣモータのセンサレ
ス位置推定法と安定性の検討」、陳志謙他、平成１０年
電気学会産業応用部門全国大会、１７９−１８２頁、参
照）により位置角θeを演算し、これを時間微分するこ
とで、過渡状態を含め回転角速度を算出することができ
る。
【０１３１】α−β固定子磁束は、ｄ−ｑ軸インダクタ
ンスＬd、Ｌq、および永久磁石の磁束Λにより、数１６
と書き表すことができる。
ンスＬd、Ｌq、および永久磁石の磁束Λにより、数１６
と書き表すことができる。
【０１３２】
【数１６】
【０１３３】数１６より数１７の関係を得る。
【０１３４】
【数１７】
【０１３５】従って、表９により回転子位置角θeを演
算できる。
算できる。
【０１３６】
【表９】
【０１３７】そして、得られた回転子位置角θeの時間
微分により回転子の回転角速度が得られる。
微分により回転子の回転角速度が得られる。
【０１３８】以上の制御をマイコンで行う場合の内部処
理構成を図１２に、処理のフローチャートを図１３に、
それぞれ示す。
理構成を図１２に、処理のフローチャートを図１３に、
それぞれ示す。
【０１３９】図１２に示す直接トルク制御システムは、
２相分のモータ電流および直流電圧ｉu、ｉW、Ｖdcを入
力として、制御処理のインターバルＴc（演算周期はキ
ャリア周期に準ずることが多いため、Ｔcを採用してい
る）に同期してデジタル化されたモータ電流ｉ
u（ｎ）、ｉW（ｎ）および直流電圧Ｖdc（ｎ）を出力す
るＡＤ変換部１と、デジタル化されたモータ電流を入力
としてα−β座標系上でのαβモータ電流ｉα（ｎ）、
ｉβ（ｎ）を出力する３相２相変換部２と、αβモータ
電流ｉα（ｎ）、ｉβ（ｎ）およびαβ磁束λα（ｎ＋
１）、λβ（ｎ＋１）を入力としてトルク演算を行い、
トルクτ（ｎ）を出力するトルク演算部３と、トルク指
令τ＊、算出されたトルクτ（ｎ）、回転磁界の大きさ
｜λ｜（ｎ＋１）および速度ωe（ｎ）を入力として所
定の演算を行い、トルク分電圧Ｖτ（ｎ＋１）を出力す
るトルク分電圧演算部４と、αβ磁束λα（ｎ＋１）、
λβ（ｎ＋１）を入力として回転磁界の大きさ｜λ｜
（ｎ＋１）を算出する回転磁界の大きさ演算部５と、磁
束指令｜λ｜＊および回転磁界の大きさ｜λ｜（ｎ＋
１）を入力として界磁分電圧ＶR（ｎ＋１）を出力する
界磁分電圧演算部６と、トルク分電圧Ｖτ（ｎ＋１）お
よび界磁分電圧ＶR（ｎ＋１）を入力としてμ（ｎ＋
１）を算出するμ演算部７と、αβ磁束λα（ｎ＋
１）、λβ（ｎ＋１）およびμ（ｎ＋１）を入力として
位相演算を行い、位相角φ0（ｎ＋１）および領域番号
を出力する位相演算部８と、αβ磁束λα（ｎ＋１）、
λβ（ｎ＋１）を入力としてαβ磁束λα（ｎ）、λβ
（ｎ）を出力するｚ-1部９と、αβモータ電流ｉα
（ｎ）、ｉβ（ｎ）およびαβ磁束λα（ｎ）、λβ
（ｎ）を入力として速度演算を行い、回転角速度ω
e（ｎ）を出力する速度演算部１０と、直流電圧Ｖ
dc（ｎ）、αβモータ電流ｉα（ｎ）、ｉβ（ｎ）およ
び電圧ベクトル出力時間を入力として所定の演算を行
い、αβ磁束λα（ｎ＋１）、λβ（ｎ＋１）を出力す
るαβ磁束演算部１１と、直流電圧Ｖdc（ｎ）、トルク
分電圧Ｖτ（ｎ＋１）、界磁分電圧ＶR（ｎ＋１）、位
相角φ0（ｎ＋１）および領域番号を入力として所定の
演算を行い、電圧ベクトル出力時間を出力する電圧ベク
トル出力時間演算部１２と、電圧ベクトル出力時間を入
力としてインバータの各相のトランジスタをスイッチン
グさせるインバータ各相トランジスタスイッチング信号
を出力する３相ＰＷＭタイマ部１３とを有している。
２相分のモータ電流および直流電圧ｉu、ｉW、Ｖdcを入
力として、制御処理のインターバルＴc（演算周期はキ
ャリア周期に準ずることが多いため、Ｔcを採用してい
る）に同期してデジタル化されたモータ電流ｉ
u（ｎ）、ｉW（ｎ）および直流電圧Ｖdc（ｎ）を出力す
るＡＤ変換部１と、デジタル化されたモータ電流を入力
としてα−β座標系上でのαβモータ電流ｉα（ｎ）、
ｉβ（ｎ）を出力する３相２相変換部２と、αβモータ
電流ｉα（ｎ）、ｉβ（ｎ）およびαβ磁束λα（ｎ＋
１）、λβ（ｎ＋１）を入力としてトルク演算を行い、
トルクτ（ｎ）を出力するトルク演算部３と、トルク指
令τ＊、算出されたトルクτ（ｎ）、回転磁界の大きさ
｜λ｜（ｎ＋１）および速度ωe（ｎ）を入力として所
定の演算を行い、トルク分電圧Ｖτ（ｎ＋１）を出力す
るトルク分電圧演算部４と、αβ磁束λα（ｎ＋１）、
λβ（ｎ＋１）を入力として回転磁界の大きさ｜λ｜
（ｎ＋１）を算出する回転磁界の大きさ演算部５と、磁
束指令｜λ｜＊および回転磁界の大きさ｜λ｜（ｎ＋
１）を入力として界磁分電圧ＶR（ｎ＋１）を出力する
界磁分電圧演算部６と、トルク分電圧Ｖτ（ｎ＋１）お
よび界磁分電圧ＶR（ｎ＋１）を入力としてμ（ｎ＋
１）を算出するμ演算部７と、αβ磁束λα（ｎ＋
１）、λβ（ｎ＋１）およびμ（ｎ＋１）を入力として
位相演算を行い、位相角φ0（ｎ＋１）および領域番号
を出力する位相演算部８と、αβ磁束λα（ｎ＋１）、
λβ（ｎ＋１）を入力としてαβ磁束λα（ｎ）、λβ
（ｎ）を出力するｚ-1部９と、αβモータ電流ｉα
（ｎ）、ｉβ（ｎ）およびαβ磁束λα（ｎ）、λβ
（ｎ）を入力として速度演算を行い、回転角速度ω
e（ｎ）を出力する速度演算部１０と、直流電圧Ｖ
dc（ｎ）、αβモータ電流ｉα（ｎ）、ｉβ（ｎ）およ
び電圧ベクトル出力時間を入力として所定の演算を行
い、αβ磁束λα（ｎ＋１）、λβ（ｎ＋１）を出力す
るαβ磁束演算部１１と、直流電圧Ｖdc（ｎ）、トルク
分電圧Ｖτ（ｎ＋１）、界磁分電圧ＶR（ｎ＋１）、位
相角φ0（ｎ＋１）および領域番号を入力として所定の
演算を行い、電圧ベクトル出力時間を出力する電圧ベク
トル出力時間演算部１２と、電圧ベクトル出力時間を入
力としてインバータの各相のトランジスタをスイッチン
グさせるインバータ各相トランジスタスイッチング信号
を出力する３相ＰＷＭタイマ部１３とを有している。
【０１４０】なお、ｎはサンプル点を示す。
【０１４１】前記３相２相変換部２においては、数１と
ｉu＋ｉv＋ｉw＝０の関係を用いて、数１８によりαβ
モータ電流ｉα（ｎ）、ｉβ（ｎ）を算出する。
ｉu＋ｉv＋ｉw＝０の関係を用いて、数１８によりαβ
モータ電流ｉα（ｎ）、ｉβ（ｎ）を算出する。
【０１４２】
【数１８】
【０１４３】前記αβ磁束演算部１１（数３の固定子磁
束演算）においては、サンプル点ｎで行われた演算結果
が次サンプル点ｎ＋１で電圧に反映されることを勘案
し、数１９の演算によりｎ＋１点での磁束を求める。こ
れにより演算無駄時間が制御へ与える影響を無くすこと
ができる。
束演算）においては、サンプル点ｎで行われた演算結果
が次サンプル点ｎ＋１で電圧に反映されることを勘案
し、数１９の演算によりｎ＋１点での磁束を求める。こ
れにより演算無駄時間が制御へ与える影響を無くすこと
ができる。
【０１４４】
【数１９】
【０１４５】前記回転磁界の大きさ演算部５において
は、数２０の演算を行って回転磁界の大きさ｜λ｜（ｎ
＋１）を算出する
は、数２０の演算を行って回転磁界の大きさ｜λ｜（ｎ
＋１）を算出する
【０１４６】
【数２０】
【０１４７】前記トルク演算部３においては、数２１の
演算を行ってトルクτ（ｎ）を算出する。数２１では、
簡便に予測演算が可能な磁束量のみサンプル点ｎ＋１で
の値を用い、演算遅れの影響を軽減する。
演算を行ってトルクτ（ｎ）を算出する。数２１では、
簡便に予測演算が可能な磁束量のみサンプル点ｎ＋１で
の値を用い、演算遅れの影響を軽減する。
【０１４８】
【数２１】
【０１４９】速度演算部１０においては、数２２により
回転子位置角の演算に必要な諸量を求め、数２３のよう
に位置角のサンプル点間の差分により回転子の回転角速
度ω e（ｎ）を出力する。
回転子位置角の演算に必要な諸量を求め、数２３のよう
に位置角のサンプル点間の差分により回転子の回転角速
度ω e（ｎ）を出力する。
【０１５０】
【数２２】
【０１５１】
【数２３】
【０１５２】なお、機械系の時定数は電気系に比べて十
分長いので、サンプル点ｎの情報を採用しても演算無駄
時間の影響はない。また、得られた速度情報を適当な数
にわたって移動平均処理などの処理をした値を回転速度
情報に用いることもできるし、速度の演算周期をインタ
ーバルＴc以上に設定することもできる。
分長いので、サンプル点ｎの情報を採用しても演算無駄
時間の影響はない。また、得られた速度情報を適当な数
にわたって移動平均処理などの処理をした値を回転速度
情報に用いることもできるし、速度の演算周期をインタ
ーバルＴc以上に設定することもできる。
【０１５３】また、磁気飽和により位置角演算値θ
e（ｎ）に誤差が発生しても、サンプル点近傍で誤差ε
（ｎ）がほぼ同じと仮定すれば、回転角速度ωe（ｎ）
は数２４となる。
e（ｎ）に誤差が発生しても、サンプル点近傍で誤差ε
（ｎ）がほぼ同じと仮定すれば、回転角速度ωe（ｎ）
は数２４となる。
【０１５４】
【数２４】
【０１５５】従って、本発明は、回転子の回転角速度ω
eを演算する過程に、磁気飽和により数２２のＬqが変化
し、位置角θe（ｎ）の演算誤差が発生する従来公知技
術を取り入れたにも拘わらず、本質的に磁気飽和の影響
を受けない。
eを演算する過程に、磁気飽和により数２２のＬqが変化
し、位置角θe（ｎ）の演算誤差が発生する従来公知技
術を取り入れたにも拘わらず、本質的に磁気飽和の影響
を受けない。
【０１５６】前記界磁分電圧演算部５は、数２５の演算
を行って界磁分電圧ＶR（ｎ＋１）を出力する。
を行って界磁分電圧ＶR（ｎ＋１）を出力する。
【０１５７】
【数２５】
【０１５８】前記トルク分電圧演算部４は、数２６の演
算を行ってトルク分電圧Ｖτ（ｎ＋１）を出力する。
算を行ってトルク分電圧Ｖτ（ｎ＋１）を出力する。
【０１５９】
【数２６】
【０１６０】前記μ演算部７は、数２７の演算を行って
μ（ｎ＋１）を出力する。
μ（ｎ＋１）を出力する。
【０１６１】
【数２７】
【０１６２】前記電圧ベクトル出力時間演算部１２にお
いては、数２８の演算を行ってインバータ出力電圧Ｖ1
（ｎ＋１）を算出し、数２９の演算を行ってＫs（ｎ＋
１）を算出し、数３０の演算を行って電圧ベクトル出力
時間を算出する。
いては、数２８の演算を行ってインバータ出力電圧Ｖ1
（ｎ＋１）を算出し、数２９の演算を行ってＫs（ｎ＋
１）を算出し、数３０の演算を行って電圧ベクトル出力
時間を算出する。
【０１６３】
【数２８】
【０１６４】
【数２９】
【０１６５】
【数３０】
【０１６６】図１３から図１５のフローチャートを参照
して直接トルク制御システムの処理を説明する。なお、
この処理は、割り込みタイマから設定した時間毎に出力
される信号をトリガとして所定のインターバルＴcで行
われる。したがって、サンプル点から次のサンプル点ま
での経過時間はＴcである。
して直接トルク制御システムの処理を説明する。なお、
この処理は、割り込みタイマから設定した時間毎に出力
される信号をトリガとして所定のインターバルＴcで行
われる。したがって、サンプル点から次のサンプル点ま
での経過時間はＴcである。
【０１６７】ステップＳＰ１において、磁束指令｜λ｜
＊およびトルク指令τ＊を入力し、ステップＳＰ２にお
いて、ＡＤ変換部１によりデジタル化された直流電圧Ｖ
dc（ｎ）を入力し、ステップＳＰ３において、ＡＤ変換
部１によりデジタル化されたモータ電流ｉu（ｎ）、ｉw
（ｎ）を入力する。
＊およびトルク指令τ＊を入力し、ステップＳＰ２にお
いて、ＡＤ変換部１によりデジタル化された直流電圧Ｖ
dc（ｎ）を入力し、ステップＳＰ３において、ＡＤ変換
部１によりデジタル化されたモータ電流ｉu（ｎ）、ｉw
（ｎ）を入力する。
【０１６８】そして、ステップＳＰ４において、３相２
相変換部２により数１８の演算を行ってαβモータ電流
ｉα（ｎ），ｉβ（ｎ）に変換し、ステップ５におい
て、表５により電圧ベクトルを２相電圧に変換する。
相変換部２により数１８の演算を行ってαβモータ電流
ｉα（ｎ），ｉβ（ｎ）に変換し、ステップ５におい
て、表５により電圧ベクトルを２相電圧に変換する。
【０１６９】次いで、ステップＳＰ６において、αβ磁
束演算部１１により数１９の演算を行ってαβ磁束（固
定子磁束）λα（ｎ＋１）、λβ（ｎ＋１）を算出し、
ステップＳＰ７において、回転磁界の大きさ演算部５に
より数２０の演算を行って回転磁界の大きさ｜λ｜（ｎ
＋１）を算出し、ステップＳＰ８において、トルク演算
部３により数２１の演算を行ってトルクτ（ｎ）を算出
し、ステップＳＰ９において、速度演算部１０により回
転角速度ωe（ｎ）を算出する。
束演算部１１により数１９の演算を行ってαβ磁束（固
定子磁束）λα（ｎ＋１）、λβ（ｎ＋１）を算出し、
ステップＳＰ７において、回転磁界の大きさ演算部５に
より数２０の演算を行って回転磁界の大きさ｜λ｜（ｎ
＋１）を算出し、ステップＳＰ８において、トルク演算
部３により数２１の演算を行ってトルクτ（ｎ）を算出
し、ステップＳＰ９において、速度演算部１０により回
転角速度ωe（ｎ）を算出する。
【０１７０】そして、ステップＳＰ１０において、界磁
分電圧演算部６により数２５の演算を行って界磁分電圧
ＶR（ｎ＋１）を算出し、ステップＳＰ１１において、
トルク分電圧演算部４により数２６の演算を行ってトル
ク分電圧Ｖτ（ｎ＋１）を算出し、ステップＳＰ１２に
おいて、μ演算部７により数２７の演算を行ってμ（ｎ
＋１）を算出し、ステップＳＰ１３において、位相演算
部８により表６および表８を用いて位相角φ0（ｎ＋
１）および領域番号を得て出力する。
分電圧演算部６により数２５の演算を行って界磁分電圧
ＶR（ｎ＋１）を算出し、ステップＳＰ１１において、
トルク分電圧演算部４により数２６の演算を行ってトル
ク分電圧Ｖτ（ｎ＋１）を算出し、ステップＳＰ１２に
おいて、μ演算部７により数２７の演算を行ってμ（ｎ
＋１）を算出し、ステップＳＰ１３において、位相演算
部８により表６および表８を用いて位相角φ0（ｎ＋
１）および領域番号を得て出力する。
【０１７１】そして、電圧ベクトル出力時間演算部１２
により、ステップＳＰ１４において、数２８の演算を行
ってインバータ出力電圧Ｖ1（ｎ＋１）を算出し、ステ
ップＳＰ１５において、数２９の演算を行ってＫs（ｎ
＋１）を算出し、ステップＳＰ１６において、数３０の
演算を行ってパルス幅を算出し、ステップＳＰ１７にお
いて、表４に基づいて各相のパルス幅を３相ＰＷＭタイ
マ部１３にスケジューリングする。
により、ステップＳＰ１４において、数２８の演算を行
ってインバータ出力電圧Ｖ1（ｎ＋１）を算出し、ステ
ップＳＰ１５において、数２９の演算を行ってＫs（ｎ
＋１）を算出し、ステップＳＰ１６において、数３０の
演算を行ってパルス幅を算出し、ステップＳＰ１７にお
いて、表４に基づいて各相のパルス幅を３相ＰＷＭタイ
マ部１３にスケジューリングする。
【０１７２】そして、そのまま元の処理に戻る。したが
って、３相ＰＷＭタイマ部１３にスケジューリングされ
た各相のパルス幅に基づいて次サンプルｎ＋１点からｎ
＋２点までの期間にインバータのトランジスタのオンオ
フ制御が行われる。
って、３相ＰＷＭタイマ部１３にスケジューリングされ
た各相のパルス幅に基づいて次サンプルｎ＋１点からｎ
＋２点までの期間にインバータのトランジスタのオンオ
フ制御が行われる。
【０１７３】なお、ここで例示したPWM法以外を採用す
ることもできる。例えば、出力電圧V 1と位相φ‘（＝φ
−μ）により３相信号波を生成し、これと三角波などの
搬送波を比較するPWM方式などがある。
ることもできる。例えば、出力電圧V 1と位相φ‘（＝φ
−μ）により３相信号波を生成し、これと三角波などの
搬送波を比較するPWM方式などがある。
【０１７４】また、速度演算部１０においては、前記ス
テップ９の処理を詳細に説明する図１５のフローチャー
トに示すように、ステップＳＰ１において、数２２の演
算を行って回転子位置角の演算に必要な諸量を算出し、
ステップＳＰ２において、表９に基づいて回転子の位置
角θe（ｎ）を算出し、ステップＳＰ３において、数２
３の演算を行って回転角速度ωe（ｎ）を算出し、その
まま元の処理に戻る。
テップ９の処理を詳細に説明する図１５のフローチャー
トに示すように、ステップＳＰ１において、数２２の演
算を行って回転子位置角の演算に必要な諸量を算出し、
ステップＳＰ２において、表９に基づいて回転子の位置
角θe（ｎ）を算出し、ステップＳＰ３において、数２
３の演算を行って回転角速度ωe（ｎ）を算出し、その
まま元の処理に戻る。
【０１７５】ただし、速度演算部１０として従来公知の
他の回転位置角もしくは角速度演算方法を採用するもの
を用いることが可能である。
他の回転位置角もしくは角速度演算方法を採用するもの
を用いることが可能である。
【０１７６】また、圧縮機やポンプなどのように急加減
速を繰り返さない用途においては、固定子磁束ベクトル
の位相φの差分演算により角速度を求め、この結果をロ
ーパスフィルタ処理し、回転角速度ωe（ｎ）として採
用することができる。更には、回転位置センサもしく
は、速度センサをモータに取り付けることのできる用途
であれば、これらセンサにより回転角速度ωe（ｎ）を
検出することもできる。
速を繰り返さない用途においては、固定子磁束ベクトル
の位相φの差分演算により角速度を求め、この結果をロ
ーパスフィルタ処理し、回転角速度ωe（ｎ）として採
用することができる。更には、回転位置センサもしく
は、速度センサをモータに取り付けることのできる用途
であれば、これらセンサにより回転角速度ωe（ｎ）を
検出することもできる。
【０１７７】
【発明の効果】請求項１の発明は、指令トルクと実トル
クとの偏差の大きさや固定子磁束ベクトルの座標系上の
角度に拘わらず、その大きさを確実に制御することがで
き、ひいては、直接トルク制御の固定子磁束の追従性を
向上させ、応答性を高めることができるという特有の効
果を奏する。
クとの偏差の大きさや固定子磁束ベクトルの座標系上の
角度に拘わらず、その大きさを確実に制御することがで
き、ひいては、直接トルク制御の固定子磁束の追従性を
向上させ、応答性を高めることができるという特有の効
果を奏する。
【０１７８】請求項２の発明は、演算を簡単化すること
ができるほか、請求項１と同様の効果を奏する。
ができるほか、請求項１と同様の効果を奏する。
【０１７９】請求項３の発明は、請求項２と同様の効果
を奏する。
を奏する。
【０１８０】請求項４の発明は、請求項３と同様の効果
を奏する。
を奏する。
【０１８１】請求項５の発明は、請求項３と同様の効果
を奏する。
を奏する。
【０１８２】請求項６の発明は、両角度に基づいて請求
項３から請求項５の何れかと同様の効果を奏する。
項３から請求項５の何れかと同様の効果を奏する。
【０１８３】請求項７の発明は、請求項３から請求項５
の何れかと同様の効果を奏する。
の何れかと同様の効果を奏する。
【０１８４】請求項８の発明は、高入力力率化を達成す
ることができるほか、請求項１から請求項７の何れかと
同様の効果を奏する。
ることができるほか、請求項１から請求項７の何れかと
同様の効果を奏する。
【０１８５】請求項９の発明は、指令トルクと実トルク
との偏差の大きさや固定子磁束ベクトルの座標系上の角
度に拘わらず、その大きさを確実に制御することがで
き、ひいては、直接トルク制御の固定子磁束の追従性を
向上させ、応答性を高めることができるという特有の効
果を奏する。
との偏差の大きさや固定子磁束ベクトルの座標系上の角
度に拘わらず、その大きさを確実に制御することがで
き、ひいては、直接トルク制御の固定子磁束の追従性を
向上させ、応答性を高めることができるという特有の効
果を奏する。
【０１８６】請求項１０の発明は、演算を簡単化するこ
とができるほか、請求項９と同様の効果を奏する。
とができるほか、請求項９と同様の効果を奏する。
【０１８７】請求項１１の発明は、請求項１０と同様の
効果を奏する。
効果を奏する。
【０１８８】請求項１２の発明は、請求項１１と同様の
効果を奏する。
効果を奏する。
【０１８９】請求項１３の発明は、請求項１１と同様の
効果を奏する。
効果を奏する。
【０１９０】請求項１４の発明は、両角度に基づいて請
求項１１から請求項１３の何れかと同様の効果を奏す
る。
求項１１から請求項１３の何れかと同様の効果を奏す
る。
【０１９１】請求項１５の発明は、請求項１１から請求
項１３の何れかと同様の効果を奏する。
項１３の何れかと同様の効果を奏する。
【０１９２】請求項１６の発明は、高入力力率化を達成
することができるほか、請求項９から請求項１５の何れ
かと同様の効果を奏する。
することができるほか、請求項９から請求項１５の何れ
かと同様の効果を奏する。
【図１】３相座標と２相座標との関係を説明する図であ
る。
る。
【図２】電圧形インバータの構成を示す電気回路図であ
る。
る。
【図３】２相座標上の電圧ベクトルを示す図である。
【図４】各電圧ベクトルによる磁束変化方向を示す図で
ある。
ある。
【図５】磁束軌跡と、領域ＩＩの電圧ベクトルおよびト
ルク変化を示す図である。
ルク変化を示す図である。
【図６】従来の直接トルク制御システムの構成を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図７】交流モータ駆動システムの構成を示す概略図で
ある。
ある。
【図８】回転磁界の接線方向の磁束軌跡を得る電圧ベク
トルを示す図である。
トルを示す図である。
【図９】電圧ベクトル出力のパターンを示す図である。
【図１０】電圧ベクトル出力の他のパターンを示す図で
ある。
ある。
【図１１】この発明による磁束軌跡を示す図である。
【図１２】この発明のインバータ制御装置の一実施態様
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図１３】この発明のインバータ制御方法の一実施態様
の一部を説明するフローチャートである。
の一部を説明するフローチャートである。
【図１４】この発明のインバータ制御方法の一実施態様
の残部を説明するフローチャートである。
の残部を説明するフローチャートである。
【図１５】回転角速度演算処理を詳細に説明するフロー
チャートである。
チャートである。
フロントページの続き
(51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考）
Ｈ０２Ｐ 7/63 ３０３ Ｈ０２Ｐ 6/02 ３７１Ｓ
5/408 Ｃ
(72)発明者 山井 広之
滋賀県草津市岡本町字大谷1000番地の２
株式会社ダイキン空調技術研究所内
Ｆターム(参考） 5H560 AA02 AA10 BB04 BB12 DA12
DB20 DC13 EB01 GG04 RR10
SS07 TT07 TT15 UA02 XA01
XA12 XA13
5H576 AA05 AA10 BB09 CC05 DD02
DD04 DD07 DD09 EE01 EE16
FF03 GG10 HA02 HB02 JJ03
JJ04 JJ06 JJ16 JJ23 JJ26
KK06 LL13 LL14 LL22 LL24
LL38 LL41
Claims (16)
- 【請求項１】 インバータに接続された交流モータの線
電流および端子電圧を検出し、これらの検出値を基にモ
ータトルクおよび固定子磁束の大きさを演算し、これら
の演算結果と対応する指令値とにより前記インバータの
出力電圧を制御するインバータ制御方法において、 前記モータトルクと対応する指令値との偏差に基づき第
１の電圧の大きさを演算し、固定子磁束の大きさと対応
する指令値との偏差に基づき第２の電圧の大きさを演算
し、第１の電圧と第２の電圧のそれぞれの大きさに基づ
きインバータの出力電圧の大きさもしくは位相を演算
し、これらに基づいてインバータを制御することを特徴
とするインバータ制御方法。 - 【請求項２】 前記線電流および端子電圧の検出値を、
モータ固定子の所定の方向に固定された２軸が互いに直
交する直交座標系上の値に変換し、変換された電流値お
よび電圧値によりモータトルクおよび直交座標系上の固
定子磁束ベクトルを演算する請求項１に記載のインバー
タ制御方法。 - 【請求項３】 前記直交座標系上の２つの固定子磁束ベ
クトルの合成ベクトルの方向とこの合成ベクトルに直交
する方向とをそれぞれ特定し、前記モータトルクと対応
する指令値との偏差により前記合成ベクトルに直交する
方向に出力する第１の電圧の大きさを演算し、前記合成
ベクトルの大きさと対応する指令値との偏差により前記
合成ベクトルの方向に出力する第２の電圧の大きさを演
算し、これら第１の電圧の大きさと第２の電圧の大きさ
とに基づきインバータの出力電圧の大きさもしくは位相
を演算する請求項２に記載のインバータ制御方法。 - 【請求項４】 回転子の回転角速度ωeを演算し、前記
合成ベクトルの大きさ｜λ｜を演算し、モータトルクと
対応する指令値との偏差Δτを演算し、所定の比例ゲイ
ンＧを用いて、 Ｖτ＝（２1/2・｜λ｜・ωe＋Ｇ・Δτ） の演算を行って前記第１の電圧の大きさＶτを算出する
請求項３に記載のインバータ制御方法。 - 【請求項５】 前記合成ベクトルの大きさ｜λ｜と対応
する指令値｜λ｜＊との偏差ΔλRを演算し、インバー
タのキャリア周期Ｔcを用いて、 ＶR＝（｜λ｜＊−｜λ｜）／Ｔc＝ΔλR／Ｔc の演算を行って前記第２の電圧の大きさＶRを算出する
請求項３に記載のインバータ制御方法。 - 【請求項６】 前記合成ベクトルの前記直交座標系上に
設けた第１の基準ラインとのなす角φを演算し、前記合
成ベクトルに直交する方向に出力する第１の電圧と前記
合成ベクトルの方向に出力する第２の電圧とに基づきこ
れら電圧を合成し、合成電圧の前記合成ベクトルに直交
する方向に設けた第２の基準ラインとのなす角μを演算
し、前記角φと角μとに基づきインバータの出力電圧の
位相を演算する請求項３から請求項５の何れかに記載の
インバータ制御方法。 - 【請求項７】 前記第１の電圧の大きさＶτと第２の電
圧の大きさＶRとに基づき、 Ｖ1＝（Ｖτ2＋ＶR 2）1/2 の演算を行ってインバータの出力電圧の大きさＶ1を算
出する請求項３から請求項５の何れかに記載のインバー
タ制御方法。 - 【請求項８】 入力電圧の２倍の周波数で脈動する整流
電圧を出力する整流回路をインバータの直流電源とし、
前記固定子磁束の大きさを入力電圧の２倍の周波数で脈
動制御する請求項１から請求項７の何れかに記載のイン
バータ制御方法。 - 【請求項９】 インバータに接続された交流モータの線
電流および端子電圧を検出し、これらの検出値を基にモ
ータトルクおよび固定子磁束の大きさを演算し、これら
の演算結果と対応する指令値とにより前記インバータの
出力電圧を制御するインバータ制御装置において、前記
モータトルクと対応する指令値との偏差に基づき第１の
電圧の大きさを演算する第１電圧演算手段と、固定子磁
束の大きさと対応する指令値との偏差に基づき第２の電
圧の大きさを演算する第２電圧演算手段と、第１の電圧
と第２の電圧のそれぞれの大きさに基づきインバータの
出力電圧の大きさもしくは位相を演算する出力演算手段
と、これらに基づいてインバータを制御するインバータ
制御手段とを含むことを特徴とするインバータ制御装
置。 - 【請求項１０】 前記線電流および端子電圧の検出値
を、モータ固定子の所定の方向に固定された２軸が互い
に直交する直交座標系上の値に変換する座標変換手段
と、変換された電流値および電圧値によりモータトルク
および直交座標系上の固定子磁束ベクトルを演算するモ
ータトルク、固定子磁束ベクトル演算手段とをさらに含
む請求項９に記載のインバータ制御装置。 - 【請求項１１】 前記直交座標系上の２つの固定子磁束
ベクトルの合成ベクトルの方向とこの合成ベクトルに直
交する方向とをそれぞれ特定する方向特定手段をさらに
含み、前記第１電圧演算手段は、前記モータトルクと対
応する指令値との偏差により前記合成ベクトルに直交す
る方向に出力する第１の電圧の大きさを演算するもので
あり、前記第２電圧演算手段は、前記合成ベクトルの大
きさと対応する指令値との偏差により前記合成ベクトル
の方向に出力する第２の電圧の大きさを演算するもので
あり、前記出力演算手段は、これら第１の電圧の大きさ
と第２の電圧の大きさとに基づきインバータ（２）の出
力電圧の大きさもしくは位相を演算するものである請求
項１０に記載のインバータ制御装置。 - 【請求項１２】 回転子の回転角速度ωeを演算する回
転角速度演算手段と、前記合成ベクトルの大きさ｜λ｜
を演算する合成ベクトル演算手段と、モータトルクと対
応する指令値との偏差Δτを演算するトルク偏差演算手
段とをさらに含み、前記第１電圧演算手段は、所定の比
例ゲインＧを用いて、 Ｖτ＝（２1/2・｜λ｜・ωe＋Ｇ・Δτ） の演算を行って前記第１の電圧の大きさＶτを算出する
ものである請求項１１に記載のインバータ制御装置。 - 【請求項１３】 前記合成ベクトルの大きさ｜λ｜と対
応する指令値｜λ｜＊との偏差ΔλRを演算する合成ベ
クトル偏差演算手段をさらに含み、前記第２電圧演算手
段は、インバータのキャリア周期Ｔcを用いて、 ＶR＝（｜λ｜＊−｜λ｜）／Ｔc＝ΔλR／Ｔc の演算を行って前記第２の電圧の大きさＶRを算出する
ものである請求項１１に記載のインバータ制御装置。 - 【請求項１４】 前記合成ベクトルの前記直交座標系上
に設けた第１の基準ラインとのなす角φを演算する第１
角度演算手段と、前記合成ベクトルに直交する方向に出
力する第１の電圧と前記合成ベクトルの方向に出力する
第２の電圧とに基づきこれら電圧を合成し、合成電圧の
前記合成ベクトルに直交する方向に設けた第２の基準ラ
インとのなす角μを演算する第２角度演算手段とをさら
に含み、前記出力演算手段は、前記角φと角μとに基づ
きインバータの出力電圧の位相を演算するものである請
求項１１から請求項１３の何れかに記載のインバータ制
御装置。 - 【請求項１５】 前記出力演算手段は、前記第１の電圧
の大きさＶτと第２の電圧の大きさＶRとに基づき、 Ｖ1＝（Ｖτ2＋ＶR 2）1/2 の演算を行ってインバータの出力電圧の大きさＶ1を算
出するものである請求項１１から請求項１３の何れかに
記載のインバータ制御装置。 - 【請求項１６】 入力電圧の２倍の周波数で脈動する整
流電圧を出力する整流回路をインバータの直流電源と
し、前記固定子磁束の大きさを入力電圧の２倍の周波数
で脈動制御する脈動制御手段をさらに含む請求項９から
請求項１５の何れかに記載のインバータ制御装置。
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|---|---|---|---|
| JP2002004060A JP2003210000A (ja) | 2002-01-11 | 2002-01-11 | インバータ制御方法およびその装置 |
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| JP2003210000A true JP2003210000A (ja) | 2003-07-25 |
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