JP2003258681A

JP2003258681A - マッチドフィルタ装置及び相関検出方法並びに受信装置

Info

Publication number: JP2003258681A
Application number: JP2002053900A
Authority: JP
Inventors: Manabu Nitta; 学新田
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2002-02-28
Filing date: 2002-02-28
Publication date: 2003-09-12

Abstract

(57)【要約】【課題】外部又は内部に設けられる特定のハードウェ
ア等に起因するノイズの影響を除去し、スペクトラム拡
散信号における拡散符号の相関のピークを正確に且つ容
易に検出することができるマッチドフィルタを提供す
る。【解決手段】ＧＰＳ受信機における同期捕捉部に適用
されるディジタルマッチドフィルタ１００は、メモリ１
０２によってバッファリングされたＩＦ信号を読み出し
てＦＦＴ処理を施すＦＦＴ処理部１０３と、このＦＦＴ
処理部１０３によってＦＦＴ処理が施されて得られた周
波数領域信号のうち所定の閾値を超える強度を示すスペ
クトル成分を除去するリミッタ１０４と、ＧＰＳ衛星か
らのＲＦ信号における拡散符号と同じ拡散符号を発生す
る拡散符号発生器１０６と、この拡散符号発生器１０６
によって発生された拡散符号に対してＦＦＴ処理を施す
ＦＦＴ処理部１０７とを有する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、スペクトラム拡散
信号を復調する際に、スペクトラム拡散信号における拡
散符号の位相を検出するために、拡散符号と自己が発生
する拡散符号との相関を検出するマッチドフィルタ装置
及び相関検出方法、並びにこれらのマッチドフィルタ装
置及び相関検出方法を適用した受信装置であっていわゆ
るＧＮＳＳ（Global Navigation Satellites System）
における衛星からの信号を受信して自己の位置及び速度
を算出する受信装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、人工衛星を利用して地上における
移動体の位置を測定するＧＮＳＳシステムが普及しつつ
ある。このＧＮＳＳシステムとしては、例えば全地球測
位システム（Global Positioning System；以下、ＧＰ
Ｓという。）がある。このＧＰＳシステムにおいて、Ｇ
ＰＳ衛星からの信号を受信するＧＰＳ受信機は、少なく
とも４個以上のＧＰＳ衛星からの信号を受信して、その
受信信号に基づいて当該ＧＰＳ受信機の位置を算出し、
ユーザに報知することが基本機能である。

【０００３】すなわち、ＧＰＳ受信機は、各ＧＰＳ衛星
からの信号を復調して各ＧＰＳ衛星の軌道情報を取得
し、各ＧＰＳ衛星の軌道及び時間情報と受信信号の遅延
時間とに基づいて、当該ＧＰＳ受信機の３次元位置を連
立方程式によって導出するものである。なお、ＧＰＳシ
ステムにおいて、受信信号を得るＧＰＳ衛星が少なくと
も４個必要となるのは、ＧＰＳ受信機が備える時計によ
る内部時間とＧＰＳ衛星が備える原子時計による時間と
の間に誤差があり、その誤差の影響を除去した３次元位
置と正確な時刻との４つの未知パラメータを算出するた
めには、少なくとも４個のＧＰＳ衛星からの擬似距離が
必要となることによる。

【０００４】ＧＰＳシステムにおいては、民生用のＧＰ
Ｓ受信機を用いる場合には、ＧＰＳ衛星（Navstar）か
らのＬ１帯、Ｃ／Ａ（Clear and Acquisition）コード
と呼ばれるスペクトラム拡散信号電波を受信して、測位
演算を行う。

【０００５】このＬ１帯、Ｃ／Ａコードと呼ばれる送信
信号は、送信信号速度、すなわち、チップレートが１．
０２３ＭＨｚであり、例えばいわゆるＧｏｌｄ符号等の
符号長が１０２３の擬似ランダムノイズ（Pseudo-rando
m Noise；ＰＮ）系列の拡散符号で、５０ｂｐｓのデー
タを直接拡散した信号により、周波数が１５７５．４２
ＭＨｚの搬送波（以下、キャリアという。）に対して２
相位相変調方式（Binary Phase Shift Keying；以下、
ＢＰＳＫ変調方式という。）に基づく変調を施した信号
である。この場合、符号長が１０２３であることから、
Ｃ／Ａコードは、図１２中１段目に示すように、拡散符
号が１０２３チップを１周期として、すなわち、１周期
＝１ミリ秒（msec）として、繰り返すものとなる。

【０００６】このＣ／Ａコードの拡散符号は、ＧＰＳ衛
星毎に異なっているが、どのＧＰＳ衛星が、どの拡散符
号を用いるかは、予めＧＰＳ受信機によって検知できる
ようになされている。また、ＧＰＳ受信機は、後述する
航法メッセージにより、どのＧＰＳ衛星からの信号をそ
の地点及びその時点で受信することができるかが把握で
きるようになされている。そのため、ＧＰＳ受信機は、
例えば３次元測位であれば、その地点及びその時点で取
得することができる少なくとも４個以上のＧＰＳ衛星か
らの電波を受信してスペクトラム逆拡散を施し、測位演
算を行うことにより、自己の位置を算出する。

【０００７】また、ＧＰＳ衛星からの信号データの１ビ
ットは、同図中２段目に示すように、拡散符号の２０周
期分、すなわち、２０ミリ秒単位として伝送される。す
なわち、データの伝送速度は、上述したように、５０ｂ
ｐｓである。さらに、拡散符号の１周期分の１０２３チ
ップは、ビットが"１"であるときと"０"であるときとで
は、反転したものとなる。

【０００８】さらに、ＧＰＳ衛星からの信号は、同図中
３段目に示すように、３０ビット、すなわち、６００ミ
リ秒で１ワードを形成する。さらにまた、ＧＰＳ衛星か
らの信号は、同図中４段目に示すように、１０ワード、
すなわち、６秒で１サブフレームを形成する。そして、
ＧＰＳ衛星からの信号には、同図中５段目に示すよう
に、１サブフレームの先頭のワードに、データが更新さ
れたときであっても常に規定のビットパターンとされる
プリアンブルが挿入され、このプリアンブルに後続して
データが伝送されてくる。

【０００９】さらにまた、ＧＰＳ衛星からの信号は、５
サブフレーム、すなわち、３０秒で１フレームを形成す
る。そして、ＧＰＳ衛星からの信号においては、上述し
た航法メッセージが、この１フレームのデータ単位で伝
送されてくる。

【００１０】この１フレームのデータのうちの始めの３
個のサブフレームは、エフェメリス（Ephemeris）情報
と呼ばれるＧＰＳ衛星固有の情報である。このエフェメ
リス情報には、ＧＰＳ衛星の軌道を求めるためのパラメ
ータと、ＧＰＳ衛星からの信号の送出時刻とが含まれ
る。

【００１１】全てのＧＰＳ衛星は、原子時計を備えるこ
とによって共通の時刻情報を用いており、エフェメリス
情報に含まれるＧＰＳ衛星からの信号の送出時刻は、原
子時計の１秒単位とされている。また、ＧＰＳ衛星の拡
散符号は、原子時計に同期したものとして生成される。

【００１２】エフェメリス情報に含まれる軌道情報は、
数時間毎に更新されるが、その更新が行われるまでは同
一の情報となる。そのため、ＧＰＳ受信機は、エフェメ
リス情報に含まれる軌道情報をメモリに保持しておくこ
とにより、数時間は同じ軌道情報を精度よく使用するこ
とができる。なお、ＧＰＳ衛星からの信号の送出時刻
は、ＴＯＷ（Time Of Week）情報として６秒毎に更新さ
れる。

【００１３】一方、１フレームのデータのうちの残りの
２個のサブフレームの航法メッセージは、アルマナック
（Almanac）情報と呼ばれる全てのＧＰＳ衛星から共通
に送信される情報である。このアルマナック情報は、全
情報を取得するために２５フレーム分必要となるもので
あり、各ＧＰＳ衛星のおおよその位置情報や、どのＧＰ
Ｓ衛星が使用可能であるのかを示す情報等から構成され
る。このアルマナック情報は、数日毎に更新されるが、
その更新が行われるまでは同一の情報となる。そのた
め、ＧＰＳ受信機は、アルマナック情報をメモリに保持
しておくことにより、数日は同じ情報を精度よく使用す
ることができる。しかし、ＧＰＳ受信機は、精度は多少
落ちるものの、数か月の間、同じアルマナック情報を使
用することもできる。

【００１４】ＧＰＳ受信機は、ＧＰＳ衛星からの信号を
受信して上述したデータを得るために、まず、キャリア
を除去した後、受信しようとするＧＰＳ衛星で用いられ
ているＣ／Ａコードと同じ拡散符号を用いて、そのＧＰ
Ｓ衛星からの信号について、Ｃ／Ａコードの位相同期を
とることによってＧＰＳ衛星からの信号を捕捉し、スペ
クトラム逆拡散を行う。ＧＰＳ受信機は、Ｃ／Ａコード
との位相同期をとってスペクトラム逆拡散を行うと、ビ
ットが検出され、ＧＰＳ衛星からの信号に基づいて時刻
情報等を含む航法メッセージを取得することが可能とな
る。

【００１５】ＧＰＳ受信機は、ＧＰＳ衛星からの信号の
捕捉をＣ／Ａコードの位相同期探索によって行うが、こ
の位相同期探索として、自己が発生する拡散符号とＧＰ
Ｓ衛星からの受信信号の拡散符号との相関を検出し、例
えば、その相関検出結果の相関値が予め定められた値よ
りも大きい場合に、両者が同期しているものと判定す
る。そして、ＧＰＳ受信機は、同期がとれていないもの
と判定した場合には、何らかの同期手法を用いて、自己
が発生する拡散符号の位相を制御し、受信信号の拡散符
号と同期させるようにしている。

【００１６】ところで、ＧＰＳ衛星からの信号は、上述
したように、データを拡散符号で拡散した信号によって
キャリアをＢＰＳＫ変調方式に基づいて変調した信号で
ある。したがって、ＧＰＳ受信機は、ＧＰＳ衛星からの
信号を受信するには、拡散符号のみならず、キャリア及
びデータの同期をとる必要があるが、拡散符号とキャリ
アの同期を独立に行うことはできない。

【００１７】また、ＧＰＳ受信機は、通常、受信信号の
キャリア周波数を数ＭＨｚ以内の中間周波数（Intermed
iate Frequency；以下、ＩＦという。）に変換すること
によって受信信号をＩＦ信号に変換し、このＩＦ信号で
上述した同期検出処理を行う。このＩＦ信号におけるキ
ャリア（以下、ＩＦキャリアという。）には、主に、Ｇ
ＰＳ衛星の移動速度に応じたドップラシフトによる周波
数誤差分と、受信信号をＩＦ信号に変換する際にＧＰＳ
受信機の内部で生成する局部発振器の周波数誤差分とが
含まれる。

【００１８】したがって、ＧＰＳ受信機においては、こ
れらの周波数誤差要因によってＩＦキャリア周波数が未
知であることから、その周波数のサーチが必要となる。
また、拡散符号の１周期内での同期点（同期位相）は、
ＧＰＳ受信機とＧＰＳ衛星との位置関係に依存すること
に起因して未知であることから、ＧＰＳ受信機において
は、上述したように、何らかの同期手法が必要となる。

【００１９】従来のＧＰＳ受信機では、キャリアについ
ての周波数サーチと、スライディング相関器による同期
捕捉、ＤＬＬ（Delay Locked Loop）及びコスタスルー
プによる同期保持とを組み合わせた同期手法を用いてい
る。以下、この同期手法について説明する。

【００２０】ＧＰＳ受信機の拡散符号の発生器を駆動す
るクロックは、当該ＧＰＳ受信機に用意されている基準
周波数発振器を分周したものが一般に用いられる。この
基準周波数発振器としては、高精度の水晶発振器が用い
られ、ＧＰＳ受信機は、この基準周波数発振器の出力に
基づいて、ＧＰＳ衛星からの受信信号をＩＦ信号に変換
するために用いる局部発振信号を生成する。

【００２１】ここで、周波数サーチについての処理内容
を図１３に示す。ＧＰＳ受信機は、拡散符号の発生器を
駆動するクロック信号の周波数が、ある周波数ｆ１であ
るときの拡散符号についての位相同期探索を行う。すな
わち、ＧＰＳ受信機は、拡散符号の位相を１チップずつ
順次ずらしていくことによって各チップ位相のときのＧ
ＰＳ衛星からの受信信号と拡散符号との相関を検出し、
相関のピークを検出することにより、同期がとれる位相
を検出する。また、ＧＰＳ受信機は、クロック信号の周
波数がｆ１であるときにおいて、１０２３チップ分の位
相探索の全てで同期する位相が存在しない場合には、例
えば基準周波数発振器に対する分周比を変化させ、クロ
ック信号の周波数を他の周波数ｆ２に変更し、同様に１
０２３チップ分の位相探索を行う。ＧＰＳ受信機は、こ
のような動作を、クロック信号の周波数をステップ的に
変化させて繰り返すことによって周波数サーチを実現す
る。

【００２２】そして、ＧＰＳ受信機は、このような周波
数サーチを行うことによって同期可能とされるクロック
信号の周波数を検出すると、そのクロック信号の周波数
で最終的な拡散符号の位相同期を行う。これにより、Ｇ
ＰＳ受信機は、水晶発振器の発振周波数にずれがある場
合であっても、ＧＰＳ衛星からの信号を捕捉することが
可能となる。

【００２３】しかしながら、このような従来の同期手法
は、原理的には高速同期には不向きである。ＧＰＳ受信
機においては、拡散符号及びＩＦキャリアの同期に時間
を要すると反応が遅くなり、使用上において不便を生じ
る。そのため、実際のＧＰＳ受信機においては、この欠
点を補うため、多チャンネル化して並列処理によって同
期捕捉までの時間を短縮している。

【００２４】一方、上述したスライディング相関を用い
た手法に代わってスペクトラム拡散信号の同期捕捉を高
速に行う手法としては、マッチドフィルタの利用があ
る。マッチドフィルタは、いわゆるトランスバーサルフ
ィルタによってディジタル的に実現可能である。また、
マッチドフィルタとしては、近年のＤＳＰ（Digital Si
gnal Processor）に代表されるハードウェアの能力の向
上により、高速フーリエ変換（Fast Fourier Transfor
m；以下、ＦＦＴという。）を利用したディジタルマッ
チドフィルタによって拡散符号の同期を高速に行う手法
が実現されている。後者は、古くから知られる相関計算
の高速化手法に基づくものである。

【００２５】ＧＰＳ受信機は、これらのマッチドフィル
タを用いることにより、相関がある場合には、例えば図
１４に出力波形の１周期分を示すように、相関のピーク
を検出する。このピークの位置は、拡散符号の先頭を示
すものである。ＧＰＳ受信機は、このピークを検出する
ことにより、同期を捕捉、すなわち、受信信号における
拡散符号の位相を検出することができる。また、ＧＰＳ
受信機は、例えば上述したＦＦＴを利用したディジタル
マッチドフィルタを用い、ＦＦＴの周波数領域での操作
を行うことにより、拡散符号の位相とともにＩＦキャリ
ア周波数を検出することができる。そして、ＧＰＳ受信
機は、拡散符号の位相を擬似距離に換算し、少なくとも
４個のＧＰＳ衛星が検出された場合には当該ＧＰＳ受信
機の位置を算出することができ、また、ＩＦキャリア周
波数に基づいて当該ＧＰＳ受信機の速度を算出すること
ができる。

【００２６】

【発明が解決しようとする課題】ところで、ＧＰＳ受信
機においては、上述したように、同期捕捉を行うため
に、ＦＦＴを利用したディジタルマッチドフィルタを用
いることがある。

【００２７】具体的には、図１５に示すように、ディジ
タルマッチドフィルタ３００は、ＧＰＳ衛星から送信さ
れてきたＲＦ信号を受信するアンテナ４０１及びＲＦ信
号をＩＦ信号に変換する周波数変換部４０２によって得
られるＩＦ信号を、所定のサンプリング周波数で入力信
号をサンプリングするサンプラ３０１によってサンプリ
ングした上で入力する。ディジタルマッチドフィルタ３
００は、サンプラ３０１によってサンプリングされたＩ
Ｆ信号をバッファリングするメモリ３０２と、このメモ
リ３０２によってバッファリングされたＩＦ信号を読み
出してＦＦＴ処理を施すＦＦＴ処理部３０３と、このＦ
ＦＴ処理部３０３によってＦＦＴ処理が施されて得られ
た周波数領域信号をバッファリングするメモリ３０４
と、ＧＰＳ衛星からのＲＦ信号における拡散符号と同じ
拡散符号を発生する拡散符号発生器３０５と、この拡散
符号発生器３０５によって発生された拡散符号に対して
ＦＦＴ処理を施すＦＦＴ処理部３０６と、このＦＦＴ処
理部３０６によってＦＦＴ処理が施されて得られた周波
数領域信号をバッファリングするメモリ３０７と、メモ
リ３０４にバッファリングされている周波数領域信号と
メモリ３０７にバッファリングされている周波数領域信
号とのうちいずれか一方の複素共役と他方とを乗算する
乗算器３０８と、この乗算器３０８によって乗算された
周波数領域信号に対して逆ＦＦＴ（Inversed Fast Four
ier Transform；以下、ＩＦＦＴという。）処理を施す
ＩＦＦＴ処理部３０９と、このＩＦＦＴ処理部３０９に
よってＩＦＦＴ処理が施されて得られた相互相関関数に
基づいてＧＰＳ衛星からのＲＦ信号における拡散符号と
拡散符号発生器３０５によって発生された拡散符号との
相関のピークを検出するピーク検出器３１０とを有す
る。

【００２８】このようなディジタルマッチドフィルタ３
００は、実際には、ＦＦＴ処理部３０３，３０６、拡散
符号発生器３０５、乗算器３０８、ＩＦＦＴ処理部３０
９、及びピーク検出器３１０の各部をＤＳＰによって実
行されるソフトウェアとして実装される。

【００２９】このようなディジタルマッチドフィルタ３
００は、演算能力の高いＤＳＰによって処理を行うこと
により、拡散符号と同期した位相において相関のピーク
を検出し、拡散符号の同期点を判別することができる。

【００３０】しかしながら、ＤＳＰのような演算能力の
高いハードウェアは、信号処理に高速化を可能にするも
のの、当該ハードウェア自身がノイズ源となり、周囲の
機器に悪影響を及ぼすことがある。また、このようなハ
ードウェアは、周囲のみならず自己にもノイズ源として
作用することがある。この影響は、アナログ信号を受信
するＧＰＳ受信機の場合には、特に顕著に現れる。

【００３１】例えば、ＤＳＰによって実装されるディジ
タルマッチドフィルタ３００を備えるＧＰＳ受信機によ
って受信したＩＦ信号に対してＦＦＴ処理を施して得ら
れる周波数領域信号のスペクトル関数は、図１６に示す
ように、当該ＧＰＳ受信機自身によって発生したノイズ
が特定周波数のピークとして現れるものとなる。

【００３２】ＧＰＳ受信機においては、このようなノイ
ズの影響を受けたＲＦ信号をそのまま処理した場合に
は、ノイズによる影響が大きく、正確な測位が困難とな
ることが多い。具体的には、ＲＦ信号を変換して得られ
た図１６にスペクトル関数を示すＩＦ信号について、デ
ィジタルマッチドフィルタ３００を用いて拡散符号の位
相を検出する場合には、ＩＦＦＴ処理部３０９によって
ＩＦＦＴ処理を施して得られる相互相関関数を示す出力
波形は、例えば図１７に示すように、振幅が大きい特定
の低周波成分が重畳したＳ／Ｎ（Signal to Noise rati
o）が極めて低いものとなる。ＧＰＳ受信機は、このよ
うな相互相関関数を示す出力波形を得た場合には、同図
中ｎ_ｐで表されるべき相関のピークを検出することがで
きないことは明らかである。

【００３３】このようなノイズを除去する手法として
は、特許第２９３７５７８号公報に記載されているもの
がある。この手法は、受信したスペクトラム拡散信号に
対してＦＦＴ処理を施してノイズ成分を検出し、この検
出結果に基づいて、ノイズ波形を形成し、さらに、この
ノイズ波形に基づいて、時間領域でスペクトラム拡散信
号からノイズ成分を除去するものである。

【００３４】しかしながら、この手法は、受信したスペ
クトラム拡散信号に送受信間で重畳したノイズを除去す
ることを目的とするものであり、ディジタルマッチドフ
ィルタ等の特定のハードウェアに起因するノイズには対
応することができない。また、この手法は、ノイズを除
去するために、ＦＦＴ処理やノイズ波形の形成といった
処理を行う手段を別途設ける必要があることから、大幅
に規模が大きくなり、また、ＤＳＰ等のハードウェアに
よってこの手段を実現する場合には、上述したように、
自身がノイズ源となることも考えられる。

【００３５】したがって、ＧＰＳ受信機としては、外部
又は内部に設けられる特定のハードウェア等に起因する
ノイズの影響を除去し、拡散符号の相関のピークを正確
に検出するための対策が待望されていた。

【００３６】この問題は、ＧＰＳ受信機に限ったもので
はなく、ＧＰＳ信号と同様のスペクトラム拡散で直接拡
散方式の変調方式を採用する移動体通信全般に共通のも
のである。

【００３７】本発明は、このような実情に鑑みてなされ
たものであり、外部又は内部に設けられる特定のハード
ウェア等に起因するノイズの影響を除去し、スペクトラ
ム拡散信号における拡散符号の相関のピークを正確に且
つ容易に検出することができるマッチドフィルタ装置及
び相関検出方法を提供することを目的とする。また、本
発明は、これらのマッチドフィルタ装置及び相関検出方
法を適用し、高感度化及び高精度化を図ることができる
受信装置を提供することを目的とする。

【００３８】

【課題を解決するための手段】上述した目的を達成する
本発明にかかるマッチドフィルタ装置は、入力されたス
ペクトラム拡散信号における拡散符号の位相を検出する
ために、拡散符号と自己が発生する拡散符号との相関を
検出するマッチドフィルタ装置であって、スペクトラム
拡散信号が所定のサンプリング周波数でサンプリングさ
れて入力されたデータに対して高速フーリエ変換処理を
施す第１の高速フーリエ変換処理手段と、スペクトラム
拡散信号における拡散符号と同じ拡散符号を発生する拡
散符号発生手段と、この拡散符号発生手段によって発生
された拡散符号に対して高速フーリエ変換処理を施す第
２の高速フーリエ変換処理手段と、少なくとも第１の高
速フーリエ変換処理手段によって高速フーリエ変換処理
が施されて得られた周波数領域信号のうち所定の閾値を
超える強度を示すスペクトル成分を除去する制限手段と
を備えることを特徴としている。

【００３９】このような本発明にかかるマッチドフィル
タ装置は、制限手段によって少なくとも第１の高速フー
リエ変換処理手段によって高速フーリエ変換処理が施さ
れて得られた周波数領域信号のうち所定の閾値を超える
強度を示すスペクトル成分を除去する。

【００４０】また、上述した目的を達成する本発明にか
かる相関検出方法は、入力されたスペクトラム拡散信号
における拡散符号の位相を検出するために、拡散符号と
自己が発生する拡散符号との相関を検出する相関検出方
法であって、スペクトラム拡散信号が所定のサンプリン
グ周波数でサンプリングされて入力されたデータに対し
て高速フーリエ変換処理を施す工程と、スペクトラム拡
散信号における拡散符号と同じ拡散符号を発生する工程
と、発生された拡散符号に対して高速フーリエ変換処理
を施す工程と、少なくとも入力されたデータに対する高
速フーリエ変換処理が施されて得られた周波数領域信号
のうち所定の閾値を超える強度を示すスペクトル成分を
除去する工程とを備えることを特徴としている。

【００４１】このような本発明にかかる相関検出方法
は、少なくとも入力されたデータに対する高速フーリエ
変換処理が施されて得られた周波数領域信号のうち所定
の閾値を超える強度を示すスペクトル成分を除去する。

【００４２】さらに、上述した目的を達成する本発明に
かかる受信装置は、衛星からの信号を受信して自己の位
置及び速度を算出する受信装置であって、衛星からの信
号を受信する受信手段と、この受信手段によって受信し
た受信信号の周波数を所定の中間周波数に変換する周波
数変換手段と、この周波数変換手段によって得られた中
間周波数信号における拡散符号の位相を検出する同期捕
捉と中間周波数信号におけるキャリア周波数の検出とを
行う同期捕捉手段と、この同期捕捉手段によって検出さ
れた拡散符号の位相及び同期捕捉手段によって検出され
たキャリア周波数を、複数の衛星に対応して独立に設け
られた複数のチャンネルのそれぞれに対して衛星毎に割
り当てて設定し、設定した拡散符号の位相及びキャリア
周波数を初期値として、拡散符号とキャリアとの同期保
持を行うとともに、中間周波数信号に含まれるメッセー
ジの復調を行う同期保持手段とを備え、スペクトラム拡
散信号である中間周波数信号における拡散符号の位相を
検出するために、拡散符号と自己が発生する拡散符号と
の相関を検出する同期捕捉手段は、中間周波数信号が所
定のサンプリング周波数でサンプリングされて入力され
たデータに対して高速フーリエ変換処理を施す第１の高
速フーリエ変換処理手段と、中間周波数信号における拡
散符号と同じ拡散符号を発生する拡散符号発生手段と、
この拡散符号発生手段によって発生された拡散符号に対
して高速フーリエ変換処理を施す第２の高速フーリエ変
換処理手段と、少なくとも第１の高速フーリエ変換処理
手段によって高速フーリエ変換処理が施されて得られた
周波数領域信号のうち所定の閾値を超える強度を示すス
ペクトル成分を除去する制限手段とを有するマッチドフ
ィルタを用いて構成されることを特徴としている。

【００４３】このような本発明にかかる受信装置は、同
期捕捉手段における制限手段によって少なくとも第１の
高速フーリエ変換処理手段によって高速フーリエ変換処
理が施されて得られた周波数領域信号のうち所定の閾値
を超える強度を示すスペクトル成分を除去する。

【００４４】

【発明の実施の形態】以下、本発明を適用した具体的な
実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明す
る。

【００４５】この実施の形態は、人工衛星を利用して地
上における移動体の位置を測定するいわゆるＧＮＳＳ
（Global Navigation Satellites System）システムの
一種である全地球測位システム（Global Positioning S
ystem；以下、ＧＰＳという。）を適用したものであ
り、少なくとも４個以上のＧＰＳ衛星からの信号を受信
して、その受信信号に基づいて自己の位置を算出するＧ
ＰＳ受信機である。このＧＰＳ受信機は、Ｌ１帯、Ｃ／
Ａ（Clear and Acquisition）コードと呼ばれるスペク
トラム拡散信号電波を受信信号として受信するものであ
って、ディジタルマッチドフィルタを用いてスペクトラ
ム拡散信号の同期捕捉を行う際に、発生したノイズを適
切に除去し、相関のピークを正確に検出することができ
るものである。

【００４６】なお、このＧＰＳ受信機１０は、図１に示
すように、受信した受信信号を復調する際に、自己が発
生する擬似ランダムノイズ（Pseudo-random Noise；Ｐ
Ｎ）系列の拡散符号と受信信号における拡散符号との同
期を捕捉する機能と、拡散符号と搬送波（以下、キャリ
アという。）との同期を保持する機能とを分離すること
により、小さい回路規模のもとに、同期捕捉を高速化す
ることができるものである。

【００４７】以下では、まず、同期捕捉の機能と同期保
持の機能とを分離したＧＰＳ受信機１０の全体的な構成
について説明した後、同期捕捉部２４及び同期保持部２
５による処理について詳述し、さらにその後、同期捕捉
部２４の具体的な構成について詳述するものとする。

【００４８】まず、ＧＰＳ受信機の全体的な構成につい
て説明する。

【００４９】ＧＰＳ受信機１０は、同図に示すように、
所定の発振周波数を有する発振信号Ｄ１を生成する水晶
発振器（X'tal Oscillator；以下、ＸＯという。）１１
と、このＸＯ１１とは異なる所定の発振周波数Ｆ_ＯＳＣ
を有する発振信号Ｄ２を生成する温度補償型水晶発振器
（Temperature Compensated X'tal Oscillator；以下、
ＴＣＸＯという。）１２と、このＴＣＸＯ１２から供給
される発振信号Ｄ２を逓倍（multiply）及び／又は分周
（divide）する逓倍／分周器１３とを備える。

【００５０】ＸＯ１１は、例えば３２．７６８ｋＨｚ程
度の所定の発振周波数を有する発振信号Ｄ１を生成す
る。ＸＯ１１は、生成した発振信号Ｄ１を後述するＲＴ
Ｃ（Real Time Clock）２７に供給する。

【００５１】ＴＣＸＯ１２は、ＸＯ１１とは異なる例え
ば１８．４１４ＭＨｚ程度の所定の発振周波数Ｆ_ＯＳＣ
を有する発振信号Ｄ２を生成する。ＴＣＸＯ１２は、生
成した発振信号Ｄ２を逓倍／分周器１３、及び後述する
周波数シンセサイザ１８等に供給する。

【００５２】逓倍／分周器１３は、後述するＣＰＵ（Ce
ntral Processing Unit）２６から供給される制御信号
Ｄ３に基づいて、ＴＣＸＯ１２から供給される発振信号
Ｄ２を、所定の逓倍率で逓倍し、及び／又は所定の分周
比で分周する。逓倍／分周器１３は、逓倍及び／又は分
周した発振信号Ｄ４を後述する同期捕捉部２４、後述す
る同期保持部２５、ＣＰＵ２６、後述するタイマ２８、
及び後述するメモリ２９に供給する。

【００５３】また、ＧＰＳ受信機１０は、ＧＰＳ衛星か
ら送信されてきたＲＦ（Radio Frequency）信号を受信
するアンテナ１４と、このアンテナ１４によって受信さ
れた受信ＲＦ信号Ｄ５を増幅するローノイズ・アンプ
（Low Noise Amplifier；以下、ＬＮＡという。）１５
と、このＬＮＡ１５によって増幅された増幅ＲＦ信号Ｄ
６のうち所定の周波数帯域成分を通過させる帯域通過フ
ィルタ（Band Pass Filter；以下、ＢＰＦという。）１
６と、このＢＰＦ１６によって通過された増幅ＲＦ信号
Ｄ７をさらに増幅する増幅器１７と、ＴＣＸＯ１２から
供給される発振信号Ｄ２に基づいて所定の周波数Ｆ_ＬＯ
を有する局部発振信号Ｄ１０を生成する周波数シンセサ
イザ１８と、増幅器１７によって増幅された所定の周波
数Ｆ_ＲＦを有する増幅ＲＦ信号Ｄ８に対して周波数シン
セサイザ１８から供給された局部発振信号Ｄ１０を乗算
するミキサ１９と、このミキサ１９によって乗算される
ことによってダウンコンバートされた所定の周波数Ｆ
_ＩＦを有する中間周波数（Intermediate Frequency；以
下、ＩＦという。）信号Ｄ１１を増幅する増幅器２０
と、この増幅器２０によって増幅された増幅ＩＦ信号Ｄ
１２のうち所定の周波数帯域成分を通過させる低域通過
フィルタ（Low Pass Filter；以下、ＬＰＦという。）
２１と、このＬＰＦ２１によって通過されたアナログ形
式の増幅ＩＦ信号Ｄ１３をディジタル形式の増幅ＩＦ信
号Ｄ１４に変換するアナログ／ディジタル変換器（Anal
og/Digital Converter；以下、Ａ／Ｄという。）２２と
を備える。

【００５４】アンテナ１４は、ＧＰＳ衛星から送信され
てきた周波数が１５７５．４２ＭＨｚのキャリアが拡散
されたＲＦ信号を受信する。このアンテナ１４によって
受信された受信ＲＦ信号Ｄ５は、ＬＮＡ１５に供給され
る。

【００５５】ＬＮＡ１５は、アンテナ１４によって受信
された受信ＲＦ信号Ｄ５を増幅する。ＬＮＡ１５は、増
幅した増幅ＲＦ信号Ｄ６をＢＰＦ１６に供給する。

【００５６】ＢＰＦ１６は、いわゆるＳＡＷ（Surface
Acoustic Wave）フィルタからなり、ＬＮＡ１５によっ
て増幅された増幅ＲＦ信号Ｄ６のうち所定の周波数帯域
成分を通過させる。このＢＰＦ１６によって通過された
増幅ＲＦ信号Ｄ７は、増幅器１７に供給される。

【００５７】増幅器１７は、ＢＰＦ１６によって通過さ
れた増幅ＲＦ信号Ｄ７をさらに増幅する。増幅器１７
は、増幅した所定の周波数Ｆ_ＲＦ、すなわち、１５７
５．４２ＭＨｚの増幅ＲＦ信号Ｄ８をミキサ１９に供給
する。

【００５８】周波数シンセサイザ１８は、ＣＰＵ２６か
ら供給される制御信号Ｄ９による制御のもとに、ＴＣＸ
Ｏ１２から供給される発振信号Ｄ２に基づいて所定の周
波数Ｆ_ＬＯを有する局部発振信号Ｄ１０を生成する。周
波数シンセサイザ１８は、生成した局部発振信号Ｄ１０
をミキサ１９に供給する。

【００５９】ミキサ１９は、増幅器１７によって増幅さ
れた所定の周波数Ｆ_ＲＦを有する増幅ＲＦ信号Ｄ８に対
して周波数シンセサイザ１８から供給された局部発振信
号Ｄ１０を乗算することによって増幅ＲＦ信号Ｄ８をダ
ウンコンバートし、例えば１．０２３ＭＨｚ程度の所定
の周波数Ｆ_ＩＦを有するＩＦ信号Ｄ１１を生成する。こ
のミキサ１９によって生成されたＩＦ信号Ｄ１１は、増
幅器２０に供給される。

【００６０】増幅器２０は、ミキサ１９によってダウン
コンバートされたＩＦ信号Ｄ１１を増幅する。増幅器２
０は、増幅した増幅ＩＦ信号Ｄ１２をＬＰＦ２１に供給
する。

【００６１】ＬＰＦ２１は、増幅器２０によって増幅さ
れた増幅ＩＦ信号Ｄ１２のうち所定の周波数よりも低域
成分を通過させる。このＬＰＦ２１によって通過された
増幅ＩＦ信号Ｄ１３は、Ａ／Ｄ２２に供給される。

【００６２】Ａ／Ｄ２２は、ＬＰＦ２１によって通過さ
れたアナログ形式の増幅ＩＦ信号Ｄ１３をディジタル形
式の増幅ＩＦ信号Ｄ１４に変換する。このＡ／Ｄ２２に
よって変換された増幅ＩＦ信号Ｄ１４は、同期捕捉部２
４及び同期保持部２５に供給される。

【００６３】なお、ＧＰＳ受信機１０においては、これ
らの各部のうち、ＬＮＡ１５、ＢＰＦ１６、増幅器１
７，２０、周波数シンセサイザ１８、ミキサ１９、ＬＰ
Ｆ２１、及びＡ／Ｄ２２は、アンテナ１４によって受信
された１５７５．４２ＭＨｚの高い周波数を有する受信
ＲＦ信号Ｄ５を、ディジタル信号処理が施しやすいよう
に、例えば１．０２３ＭＨｚ程度の低い周波数Ｆ_ＩＦを
有する増幅ＩＦ信号Ｄ１４にダウンコンバートする周波
数変換部２３として構成される。

【００６４】さらに、ＧＰＳ受信機１０は、自己が発生
する拡散符号とＡ／Ｄ２２から供給される増幅ＩＦ信号
Ｄ１４における拡散符号との同期捕捉及び増幅ＩＦ信号
Ｄ１４におけるキャリア周波数の検出を行う同期捕捉部
２４と、Ａ／Ｄ２２から供給される増幅ＩＦ信号Ｄ１４
における拡散符号とキャリアとの同期保持及びメッセー
ジの復調を行う同期保持部２５と、各部を統括的に制御
して各種演算処理を行うＣＰＵ２６と、ＸＯ１１から供
給される発振信号Ｄ１に基づいて時間を計測するＲＴＣ
２７と、ＣＰＵ２６の内部時計としてのタイマ２８と、
ＲＡＭ（RandomAccess Memory）やＲＯＭ（Read Only M
emory）等からなるメモリ２９とを備える。

【００６５】同期捕捉部２４は、詳細は後述するが、Ｃ
ＰＵ２６の制御のもとに、逓倍／分周器１３から供給さ
れる逓倍及び／又は分周された発振信号Ｄ４に基づい
て、Ａ／Ｄ２２から供給される増幅ＩＦ信号Ｄ１４にお
ける拡散符号の同期捕捉を行うとともに、増幅ＩＦ信号
Ｄ１４におけるキャリア周波数の検出を行う。このと
き、同期捕捉部２４は、後述するように、粗い精度での
同期捕捉を行う。同期捕捉部２４は、検出したＧＰＳ衛
星を識別するための衛星番号、拡散符号の位相、及びキ
ャリア周波数を同期保持部２５及びＣＰＵ２６に供給す
る。

【００６６】同期保持部２５は、詳細は後述するが、Ｃ
ＰＵ２６の制御のもとに、逓倍／分周器１３から供給さ
れる逓倍及び／又は分周された発振信号Ｄ４に基づい
て、Ａ／Ｄ２２から供給される増幅ＩＦ信号Ｄ１４にお
ける拡散符号とキャリアとの同期保持を行うとともに、
増幅ＩＦ信号Ｄ１４に含まれる航法メッセージの復調を
行う。このとき、同期保持部２５は、後述するように、
同期捕捉部２４から供給される衛星番号、拡散符号の位
相、及びキャリア周波数を初期値として動作を開始す
る。同期保持部２５は、複数のＧＰＳ衛星からの増幅Ｉ
Ｆ信号Ｄ１４についての同期保持を並列的に行い、検出
した拡散符号の位相、キャリア周波数、及び航法メッセ
ージをＣＰＵ２６に供給する。

【００６７】ＣＰＵ２６は、同期保持部２５から供給さ
れる拡散符号の位相、キャリア周波数、及び航法メッセ
ージを取得し、これらの各種情報に基づいて、当該ＧＰ
Ｓ受信機１０の位置及び速度を算出するとともに、航法
メッセージから得られるＧＰＳ衛星の正確な時間情報に
基づいて、当該ＧＰＳ受信機１０の時間情報を補正する
といったＧＰＳに関する各種演算処理を行う。また、Ｃ
ＰＵ２６は、当該ＧＰＳ受信機１０の各部及び各種ペリ
フェラル、並びに外部との入出力（Input/Output）に関
する制御を統括的に行う。

【００６８】ＲＴＣ２７は、ＸＯ１１から供給される発
振信号Ｄ１に基づいて、時間を計測する。このＲＴＣ２
７によって計測される時間情報は、ＧＰＳ衛星の正確な
時間情報が得られるまでの間に代用されるものであっ
て、ＧＰＳ衛星の正確な時間情報を得たＣＰＵ２６がＸ
Ｏ１１を制御することによって適宜補正される。

【００６９】タイマ２８は、ＣＰＵ２６の内部時計とし
て機能するものであり、各部の動作に必要となる各種タ
イミング信号の生成及び時間参照に用いられる。例え
ば、ＧＰＳ受信機１０においては、同期捕捉部２４が同
期捕捉した拡散符号の位相に合わせて同期保持部２５が
後述する拡散符号発生器の動作を開始させるタイミング
を、このタイマ２８によって参照する。

【００７０】メモリ２９は、ＲＡＭやＲＯＭ等からな
る。メモリ２９においては、ＣＰＵ２６等による各種処
理を行う際のワークエリアとしてＲＡＭが用いられると
ともに、入力した各種データをバッファリングする際
や、演算過程で生成される中間データ及び演算結果デー
タを保持する際にもＲＡＭが用いられる。また、メモリ
２９においては、各種プログラムや固定データ等を記憶
する手段としてＲＯＭが用いられる。

【００７１】なお、ＧＰＳ受信機１０においては、これ
らの同期捕捉部２４、同期保持部２５、ＣＰＵ２６、Ｒ
ＴＣ２７、タイマ２８、メモリ２９は、ベースバンド処
理部として構成される。

【００７２】このような各部を備えるＧＰＳ受信機１０
においては、少なくとも、ＸＯ１１、ＴＣＸＯ１２、ア
ンテナ１４、ＬＮＡ１５、及びＢＰＦ１６を除く各部
を、集積回路化した１チップからなる復調回路３０とし
て構成することができる。

【００７３】ＧＰＳ受信機１０は、少なくとも４個以上
のＧＰＳ衛星からのＲＦ信号を受信して、このＲＦ信号
を周波数変換部２３によってＩＦ信号に変換した後、同
期捕捉部２４によって拡散符号の同期捕捉及びキャリア
周波数の検出を行い、同期保持部２５によって拡散符号
とキャリアとの同期保持及び航法メッセージの復調を行
う。そして、ＧＰＳ受信機１０は、拡散符号の位相、キ
ャリア周波数、及び航法メッセージに基づいて、ＣＰＵ
２６によって当該ＧＰＳ受信機１０の位置及び速度を算
出する。

【００７４】さて、以下では、このようなＧＰＳ受信機
１０における同期捕捉部２４及び同期保持部２５による
処理について詳述する。ＧＰＳ受信機１０は、上述した
ように、同期捕捉の機能と同期保持の機能とを、同期捕
捉部２４及び同期保持部２５に分離したものである。こ
こでは、このように機能を分離した理由についても併せ
て説明する。

【００７５】同期捕捉部２４は、拡散符号の同期捕捉を
高速に行うためにマッチドフィルタを利用する。具体的
には、同期捕捉部２４は、マッチドフィルタとして、詳
細は後述するが、高速フーリエ変換（Fast Fourier Tra
nsform；以下、ＦＦＴという。）を利用したディジタル
マッチドフィルタを用いることができる。このディジタ
ルマッチドフィルタは、実際には、ＦＦＴ処理やピーク
検出等の処理がＤＳＰ（Digital Signal Processor）に
よって実行されるソフトウェアとして実装される。

【００７６】同期捕捉部２４は、ディジタルマッチドフ
ィルタとして構成することにより、拡散符号と同期した
位相において相関のピークを検出し、拡散符号の同期点
を判別する。同期捕捉部２４は、例えば、１．０２３Ｍ
ＨｚのＩＦ信号を４．０９６ＭＨｚでサンプリングし、
ＤＳＰによってディジタルマッチドフィルタと等価な演
算を行うことにより、拡散符号の同期捕捉、すなわち、
ＩＦ信号における拡散符号の位相検出を１／４チップの
精度で行うことができる。また、この同期捕捉部２４
は、入力したＩＦ信号をバッファリングするためのＲＡ
Ｍの容量が１６ミリ秒分であるものとすると、ＤＳＰに
よってＦＦＴの周波数領域での操作を行うことにより、
１／１６ｋＨｚ（±１／３２ｋＨｚ）の精度で、ＩＦ信
号におけるキャリア（以下、ＩＦキャリアという。）周
波数を検出することができる。同期捕捉部２４は、ＲＡ
Ｍに記憶したＩＦ信号には複数のＧＰＳ衛星からの信号
が含まれていることから、各ＧＰＳ衛星の拡散符号との
相関を算出することにより、複数のＧＰＳ衛星を検出す
ることができる。

【００７７】ＧＰＳ受信機１０は、この同期捕捉部２４
によって検出した少なくとも４個以上のＧＰＳ衛星に対
する拡散符号の位相とキャリア周波数とに基づいて、当
該ＧＰＳ受信機１０の位置と速度とを算出することがで
きる。

【００７８】ただし、ＧＰＳ受信機１０においては、拡
散符号の位相検出精度としての上述した１／４チップ、
及びキャリア周波数の検出精度としての１／１６ｋＨｚ
のもとに得られる当該ＧＰＳ受信機１０の位置及び速度
の算出結果は十分な精度とは言い難いものである。ＧＰ
Ｓ受信機１０においては、精度を向上させるためには、
ＩＦ信号のサンプリング周波数を高くする、ＩＦ信号を
記憶する時間長を長くする、といった処理が必要となる
が、これにともない、ＲＡＭ等のメモリの容量が増大
し、且つ、拡散符号の位相及びキャリア周波数を検出す
るまでの処理時間が長くなる事態が想定される。また、
ＧＰＳ受信機１０においては、同期捕捉部２４が外部か
ら航法メッセージを受け取らないものとすると、少なく
とも４個以上のＧＰＳ衛星からの航法メッセージを２０
ミリ秒毎に復調する必要があることから、ＤＳＰは、常
に、同期の検出と航法メッセージの復調とを極めて高速
に行う必要がある。これらの問題は、ハードウェアのサ
イズの膨大化によるコストアップと消費電力の増大化を
招来する。

【００７９】そこで、ＧＰＳ受信機１０においては、粗
い精度での同期捕捉を同期捕捉部２４によって行い、複
数のＧＰＳ衛星の同期保持及び航法メッセージの復調を
同期保持部２５によって行う。

【００８０】同期捕捉部２４は、検出したＧＰＳ衛星の
衛星番号、その拡散符号の位相、及びキャリア周波数を
同期保持部２５に供給する。一方、同期保持部２５は、
同期捕捉部２４から供給されるこれらの各種情報を初期
値として動作を開始する。同期保持部２５は、拡散符号
の位相に基づいて、後述するＤＬＬ（Delay Locked Loo
p）の回路で生成する拡散符号の開始タイミングを合わ
せる。なお、ＧＰＳ受信機１０は、生成する拡散符号と
して、検出したＧＰＳ衛星の衛星番号に対応するものを
設定する。このとき、ＧＰＳ受信機１０においては、ド
ップラシフト、及びＴＣＸＯ１２等の発振器によって生
成される発振信号の発振周波数の誤差の影響を受ける
が、基本的に拡散符号は１ミリ秒の周期で繰り返される
ものであることから、ＤＬＬの回路で生成する拡散符号
の開始タイミングは、１ミリ秒の整数倍ずらしても構わ
ない。

【００８１】なお、ＩＦキャリア周波数は、ＩＦ信号を
上述したＲＡＭ等のメモリに取り込むためのサンプリン
グクロックを生成しているＴＣＸＯ１２の誤差を含むこ
とから、上述した分解能の問題を除去したとしても、正
確な値、すなわち、キャリア周波数とドップラシフト量
との和ではない。しかしながら、ＧＰＳ受信機１０にお
いては、同期捕捉部２４と同期保持部２５とが同じ発振
器、すなわち、ＴＣＸＯ１２を発振源とするクロックで
動作している場合には、両者で全く同じ周波数誤差を有
することから、同期保持部２５が同期捕捉部２４によっ
て検出されたＩＦキャリア周波数を初期値として動作を
開始することには何らの問題がない。

【００８２】同期保持部２５は、複数のＧＰＳ衛星の同
期保持を並列的に行うことから、例えば図２に示すよう
に、複数個の独立したチャンネル回路５１_１，５１_２，
・・・，５１_Ｎを有する。チャンネル回路５１_１，５１
_２，・・・，５１_Ｎは、それぞれ、コントロール・レジ
スタ５２の設定によって同期捕捉部２４による個々の検
出結果に対して割り当てられる。

【００８３】チャンネル回路５１_１，５１_２，・・・，
５１_Ｎは、それぞれ、図３に示すように、従来のＧＰＳ
受信機における同期捕捉及び同期保持の双方を実現する
ＩＦキャリア同期用のコスタスループ６１と拡散符号同
期用のＤＬＬ６２とを組み合わせた回路と基本的には同
様に構成される。

【００８４】すなわち、チャンネル回路５１_１，５
１_２，・・・，５１_Ｎにおいては、それぞれ、同図に示
すように、コスタスループ６１には、上述したアンテナ
１４及び周波数変換部２３によって得られる増幅ＩＦ信
号Ｄ１４に対応するＩＦ信号に対して、後述する拡散符
号発生器（PN Generator；以下、ＰＮＧという。）８８
によって発生された位相がＰ（Prompt）とされる拡散符
号が乗算器６３によって乗算された信号が入力される。
一方、チャンネル回路５１_１，５１_２，・・・，５１_Ｎ
においては、それぞれ、ＤＬＬ６２には、上述したアン
テナ１４及び周波数変換部２３によって得られる増幅Ｉ
Ｆ信号Ｄ１４に対応するＩＦ信号が入力される。

【００８５】コスタスループ６１においては、入力され
た信号に対して、ＮＣＯ（NumericControlled Oscillat
or）６４によって生成された再生キャリアのうちのサイ
ン成分（同相成分）が乗算器６５によって乗算される一
方、ＮＣＯ６４によって生成された再生キャリアのうち
のコサイン成分（直交成分）が乗算器６６によって乗算
される。コスタスループ６１においては、乗算器６５に
よって得られた同相成分の信号のうち所定の周波数帯域
成分がＬＰＦ６７によって通過され、この信号が位相検
出器７０、２値化回路７１及び２乗和算出回路７２に供
給される。一方、コスタスループ６１においては、乗算
器６６によって得られた直交成分の信号のうち所定の周
波数帯域成分がＬＰＦ６８によって通過され、この信号
が位相検出器７０及び２乗和算出回路７２に供給され
る。コスタスループ６１においては、ＬＰＦ６７，６８
のそれぞれから出力された信号に基づいて位相検出器７
０によって検出された位相情報がループフィルタ６９を
介してＮＣＯ６４に供給される。また、コスタスループ
６１においては、ＬＰＦ６７，６８のそれぞれから出力
された信号が２乗和算出回路７２に供給され、この２乗
和算出回路７２によって算出された２乗和（Ｉ^２＋
Ｑ^２）が、位相がＰとされる拡散符号についての相関値
（Ｐ）として出力される。さらに、コスタスループ６１
においては、ＬＰＦ６７から出力された信号が２値化回
路７１に供給され、２値化されて得られた情報が航法メ
ッセージとして出力される。

【００８６】一方、ＤＬＬ６２においては、入力された
ＩＦ信号に対して、ＰＮＧ８８によって発生された位相
がＰよりも進んだＥ（Early）とされる拡散符号が乗算
器７３によって乗算されるとともに、ＰＮＧ８８によっ
て発生された位相がＰよりも遅れたＬ（Late）とされる
拡散符号が乗算器７４によって乗算される。ＤＬＬ６２
においては、乗算器７３によって得られた信号に対し
て、コスタスループ６１におけるＮＣＯ６４によって生
成された再生キャリアのうちのサイン成分が乗算器７５
によって乗算されるとともに、ＮＣＯ６４によって生成
された再生キャリアのうちのコサイン成分が乗算器７６
によって乗算される。そして、ＤＬＬ６２においては、
乗算器７５によって得られた同相成分の信号のうち所定
の周波数帯域成分がＬＰＦ７７によって通過され、この
信号が２乗和算出回路７９に供給される。一方、ＤＬＬ
６２においては、乗算器７６によって得られた直交成分
の信号のうち所定の周波数帯域成分がＬＰＦ７８によっ
て通過され、この信号が２乗和算出回路７９に供給され
る。また、ＤＬＬ６２においては、乗算器７４によって
得られた信号に対して、コスタスループ６１におけるＮ
ＣＯ６４によって生成された再生キャリアのうちのサイ
ン成分が乗算器８０によって乗算されるとともに、ＮＣ
Ｏ６４によって生成された再生キャリアのうちのコサイ
ン成分が乗算器８１によって乗算される。そして、ＤＬ
Ｌ６２においては、乗算器８０によって得られた同相成
分の信号のうち所定の周波数帯域成分がＬＰＦ８２によ
って通過され、この信号が２乗和算出回路８４に供給さ
れる。一方、ＤＬＬ６２においては、乗算器８１によっ
て得られた直交成分の信号のうち所定の周波数帯域成分
がＬＰＦ８３によって通過され、この信号が２乗和算出
回路８４に供給される。

【００８７】ＤＬＬ６２においては、２乗和算出回路７
９，８４のそれぞれから出力された信号が位相検出器８
５に供給され、これらの信号に基づいて位相検出器８５
によって検出された位相情報がループフィルタ８６を介
してＮＣＯ８７に供給され、さらに、ＮＣＯ８７によっ
て生成された所定の周波数を有する信号に基づいて、Ｐ
ＮＧ８８によって各位相Ｅ，Ｐ，Ｌの拡散符号が発生さ
れる。さらに、ＤＬＬ６２においては、２乗和算出回路
７９によって算出された２乗和（Ｉ^２＋Ｑ^２）が、位相
がＥとされる拡散符号についての相関値（Ｅ）として出
力される一方、２乗和算出回路８４によって算出された
２乗和（Ｉ^２＋Ｑ^２）が、位相がＬとされる拡散符号に
ついての相関値（Ｌ）として出力される。

【００８８】このように、ＩＦキャリア同期用のコスタ
スループ６１と拡散符号同期用のＤＬＬ６２とを組み合
わせた回路と同様に構成されるチャンネル回路５１_１，
５１ _２，・・・，５１_Ｎを有する同期保持部２５におい
ては、動作開始前に、ＧＰＳ衛星の衛星番号、拡散符号
の位相、及びキャリア周波数が初期値として設定され
る。この初期値の設定は、同期捕捉部２４との間で直接
的に通信を行うか、又は、同期捕捉部２４及び当該同期
保持部２５を制御するＣＰＵ２６を介して行うことによ
ってなされる。

【００８９】このような同期保持部２５は、以下のよう
にして拡散符号と同期を合わせる。すなわち、図４に示
すように、同期捕捉部２４がＩＦ信号をＲＡＭ等のメモ
リに取り込むタイミングでタイマを開始させ、同期捕捉
部２４がメモリに記憶しているＩＦ信号に対して拡散符
号の位相ｈを検出すると、同期保持部２５は、この位相
ｈの値を受け取った後、同じタイマによって１ミリ秒の
整数倍からｈだけずらした時点においてＤＬＬ６２によ
って発生する拡散符号を開始させることにより、受信信
号の拡散符号に位相を合わせる。なお、同図における"
ＰＮ"は、ＰＮ系列の符号、すなわち、拡散符号を示し
ている。

【００９０】ここで、従来のコスタスループとＤＬＬと
を組み合わせた回路においては、受信信号における拡散
符号の位相が未知であることから、ＤＬＬによって発生
するＩＦキャリア周波数と拡散符号の周期とを少しずら
し、ＩＦ信号の拡散符号に対して位相をスライドしてい
く過程で、有意な強度の相関がある位相を検出してい
た。そのため、従来の回路においては、位相を検出する
のに、最悪の場合、数ｋＨｚの範囲のキャリア周波数と
符号長が１０２３の拡散符号における全ての位相とに対
して検出を行うことから、同期を確立するまでにかなり
の時間を要していた。

【００９１】これに対して、ＧＰＳ受信機１０において
は、同期保持部２５が従来の回路と基本的には同様の構
成でありながら、同期保持部２５が受け取った拡散符号
の位相とＩＦキャリア周波数との初期値は真値から僅か
にしかずれていないことから、有意な強度の相関がある
位相は、誤差を含めても初期値の近辺に必ず存在する。
したがって、同期保持部２５は、従来の回路と同様に、
まずコスタスループ６１及びＤＬＬ６２におけるループ
フィルタ６９，８６の制御を止めた状態にして、ＮＣＯ
６４，８７のそれぞれによって生成する信号を初期値の
近辺で変化させながら有意な強度の相関を探索し、相関
を検出した後には、ループフィルタ６９，８６のそれぞ
れからの制御に切り替える。これにより、同期保持部２
５は、ＤＬＬ６２による拡散符号の位相の同期確立、及
びコスタスループ６１によるキャリアの位相の同期確立
を極めて短時間に行うことができ、以降、同期を保持し
続けることができる。同期保持部２５においては、ＩＦ
キャリア周波数に対して、ＮＣＯ６４によって生成する
再生キャリアの周波数を数十Ｈｚの誤差範囲で初期値を
設定できることから、ＬＰＦ６７，６８，７７，７８，
８２，８３、及びループフィルタ６９，８６の帯域幅を
当初から狭くすることができ、Ｓ／Ｎ（Signal to Nois
e ratio）が高い状態で同期を確立することができる。

【００９２】ＧＰＳ受信機１０においては、同期保持部
２５を例えば１．０２３ＭＨｚ×１６＝１６．３６８Ｍ
Ｈｚのクロックで動作させ、ＤＬＬ６２において拡散符
号の位相を１／１６．３６８ＭＨｚの時間分解能で検出
すれば、１／１６チップの精度で拡散符号の位相からＧ
ＰＳ衛星までの擬似距離を算出することができ、また、
コスタスループ６１におけるＮＣＯ６４を１Ｈｚ単位で
制御できる構成にすれば、ＩＦキャリア周波数の分解能
は１Ｈｚとなり、ＤＬＬ６２とコスタスループ６１とに
よってこれらの精度で同期を保持することができる。

【００９３】以上のように、ＧＰＳ受信機１０において
は、同期保持部２５によって同期保持が行われると、Ｄ
ＬＬ６２によって発生する拡散符号の位相に基づいて、
当該ＧＰＳ受信機１０の位置を連続的に算出して出力す
ることができるとともに、コスタスループ６１によって
得られるＩＦキャリア周波数に基づいて、当該ＧＰＳ受
信機１０の速度を連続的に算出して出力することができ
る。

【００９４】同期保持部２５は、上述したように、同期
捕捉部２４から受け渡された拡散符号の位相及びＩＦキ
ャリア周波数を初期値とすることにより、これらの初期
値の近辺で有意な強度の相関が得られる位相を探索す
る。これは、ＧＰＳ受信機１０に搭載されているクロッ
ク源の発振器、すなわち、ＴＣＸＯ１２が公称周波数に
対して誤差を有することが１つの理由である。ＧＰＳ受
信機１０においては、ＦＦＴを利用したディジタルマッ
チドフィルタを用いて同期捕捉部２４を構成した場合に
は、ＩＦ信号をメモリに記憶した後、ＤＳＰの処理時間
分遅れて同期保持部２５に検出結果が供給されることか
ら、発振器の公称周波数Ｆ_ＯＳＣとの誤差をΔＦ_ＯＳＣ
とし、ＤＳＰの処理時間をＴ秒とすると、同期保持部２
５に検出結果が供給される時点では、Ｔ×ΔＦ_ＯＳＣ／
Ｆ_ＯＳＣの誤差が生じる。例えば、ＧＰＳ受信機１０に
おいては、Ｔ＝３秒とし、ΔＦ_ＯＳＣ／Ｆ_ＯＳＣが±３
ｐｐｍの範囲内とすると、±９マイクロ秒＝約±９チッ
プ以内の誤差が生じる。このように、ＧＰＳ受信機１０
においては、ＤＳＰの処理時間が長くなると、その分誤
差が大きくなる。

【００９５】また、ＧＰＳ受信機１０においては、ＧＰ
Ｓ衛星と当該ＧＰＳ受信機１０との移動によって生じる
キャリア周波数のドップラシフトも誤差を生じる要因と
なる。ＧＰＳ受信機１０においては、キャリアの周波
数、すなわち、１５７５．４２ＭＨｚをＦ_ＲＦとし、受
信信号のドップラシフトをΔＦ_Ｄとすると、ドップラシ
フトによって拡散符号の周期、すなわち、１ミリ秒は、
ほぼ（１−ΔＦ_Ｄ／Ｆ_Ｒ _Ｆ）倍となり、例えば、＋５〜
−５ｋＨｚの範囲のドップラシフトが生じている場合に
は、３秒間で約−９．５〜９．５マイクロ秒＝約−９．
５〜９．５チップの誤差が生じる。

【００９６】これらの２つの例は、比較的現実に近い値
であり、ＧＰＳ受信機１０においては、発振器の誤差と
ドップラシフトとの両者の要因を併せると、±２０チッ
プ程度の範囲内で誤差が生じることから、この範囲だけ
を探索して相関を検出すればよい。例えば、同期保持部
２５は、同期捕捉部２４から供給される拡散符号の位相
よりも２０チップ分だけ早くＤＬＬ６２によって発生す
る拡散符号を開始させ、そのときの拡散符号の周期とし
て、ＮＣＯ６４，８７の周波数設定を（１＋５／１５７
５．４２０）ミリ秒よりも長めに設定しておけば、ＩＦ
信号に含まれるＧＰＳ衛星からの信号の拡散符号に対す
るスライドが＋２０チップだけずれた時点から開始さ
れ、適当な時間の間、拡散符号同士の位相がスライドし
ている状態で相関の有無を探索することができる。

【００９７】このように、従来においては、ＤＬＬとコ
スタスループとを用いて１０２３チップの範囲で、且
つ、ＩＦキャリア周波数についても発振器の誤差とドッ
プラシフト量との範囲で変化させながら、相関検出を行
っていたのに比較して、ＧＰＳ受信機１０においては、
初期値のキャリア周波数が僅かな誤差しか有さず、相関
を検出する範囲も数十分の１程度で済むことから、同期
保持部２５による同期確立に要する時間を極めて短時間
とすることができる。

【００９８】以上のように、ＧＰＳ受信機１０は、同期
捕捉の機能と同期保持の機能とを分離して構成すること
により、同期捕捉部２４によってＩＦ信号に含まれるＧ
ＰＳ衛星からの信号の拡散符号の位相及びＩＦキャリア
周波数を高速に検出することができ、この検出結果に基
づいて同期保持部２５が速やかに同期保持動作に移行す
ることができる。しかしながら、ＧＰＳ受信機１０にお
いては、ＩＦ信号に含まれる微弱なＧＰＳ衛星の信号を
検出するために処理シーケンスが増える場合、また、電
力消費を抑制するために同期捕捉部２４を低速のクロッ
クで動作させている場合等には、同期捕捉部２４での処
理時間が長くなり、これにともない、同期保持部２５に
よる同期確立までに探索する範囲が広くなり、好ましく
ない。

【００９９】一般に、ＧＰＳ受信機においては、周波数
変換部における局部発振器とベースバンド処理部におけ
る信号処理のクロックを生成する源発振器として、共通
の水晶発振器を用いるが、ＧＰＳ受信機１０において
は、これと同様に、先に図１に示したように、周波数変
換部２３における局部発振器の源発振器と同期捕捉部２
４及び同期保持部２５の動作クロックの源発振器とを、
ＴＣＸＯ１２に共通化する。そして、同期保持部２５
は、同期捕捉部２４によって検出したＩＦキャリア周波
数とＴＣＸＯ１２の公称値に基づく例えば１．０２３Ｍ
Ｈｚの中間周波数Ｆ _ＩＦとの差分をΔＦ_ＩＦとし、１５
７５．４２ＭＨｚであるＧＰＳ衛星からの信号のキャリ
ア周波数をＦ_ＲＦとし、同期捕捉部２４がＩＦ信号をメ
モリに取り込んでから同期捕捉処理に要した時間をＴ秒
とし、拡散符号の位相をｈとすると、図５に示すよう
に、拡散符号の位相ｈをｈ＋Δｈ（Δｈ＝−Ｔ×ΔＦ
_ＩＦ／Ｆ_Ｒ _Ｆ）のように補正する。例えば、ΔＦ_ＩＦ＝
＋３ｋＨｚ、Ｔ＝１０秒の場合には、Δｈ＝−１９マイ
クロ秒＝約−１９チップとなる。同期保持部２５は、こ
のような補正を行うことにより、ＴＣＸＯ１２の発振周
波数Ｆ_ＯＳＣの誤差とドップラシフトとによって生じる
拡散符号の位相のずれを極めて正確に補正することがで
き、同期捕捉部２４による同期捕捉処理に時間を数十秒
要した場合であっても、ほぼ１チップ程度の範囲での探
索で同期を確立することができる。

【０１００】このような補正が可能な理由は、以下のと
おりである。

【０１０１】ＧＰＳ受信機１０においては、周波数変換
部２３によってＧＰＳ衛星からの信号の既知であるキャ
リア周波数Ｆ_ＲＦを既知である中間周波数Ｆ_ＩＦに変換
するために、公称発振周波数Ｆ_ＯＳＣのＴＣＸＯ１２に
基づいて周波数シンセサイザ１８によって局部発振周波
数Ｆ_ＬＯ＝Ｎ×Ｆ_ＯＳＣ（Ｎは定数数、Ｎ＞＞１）を生
成し、Ｆ_ＩＦ＝Ｆ_ＲＦ−Ｆ_ＬＯとなるようにする。ここ
で、実際に受信するＧＰＳ衛星からの信号には、中間周
波数Ｆ_ＩＦに対してＴＣＸＯ１２の発振周波数Ｆ_ＯＳＣ
の誤差とドップラシフトとによって生じる誤差ΔＦ_ＩＦ
が加わったものである。すなわち、ＧＰＳ受信機１０に
おいては、ドップラシフト量をΔＦ_Ｄとし、ＴＣＸＯ１
２による公称発振周波数との誤差をΔＦ_ＯＳＣとする
と、Ｆ_ＩＦ＋ΔＦ_ＩＦ＝Ｆ_ＲＦ＋ΔＦ_Ｄ−Ｆ_ＬＯ＝Ｆ_ＲＦ＋
ΔＦ_Ｄ−Ｎ×（Ｆ_ＯＳ _Ｃ＋ΔＦ_ＯＳＣ）となる。したがって、ＧＰＳ受信機１０においては、同
期捕捉部２４が検出するＩＦキャリア周波数は、Ｆ_ＩＦ＋ΔＦ_ＩＦ、ΔＦ_ＩＦ＝ΔＦ_Ｄ−Ｎ×ΔＦ_ＯＳＣとなる。ここで重要なことは、同期捕捉部２４が検出す
ることができるものはΔＦ_ＩＦのみであり、ΔＦ_Ｄ，Δ
Ｆ_ＯＳＣは最初の同期捕捉の段階では未知であるという
ことである。

【０１０２】ここで、ＴＣＸＯ１２によって拡散符号の
１周期長である１ミリ秒を公称発振周波数でタイマがカ
ウントした場合には、誤差ΔＦ_ＯＳＣがあるために、実
際には、１ミリ秒×Ｆ_ＯＳＣ／（Ｆ_ＯＳＣ＋Δ
Ｆ_ＯＳＣ）≒（１−ΔＦ_ＯＳＣ／Ｆ_Ｏ _ＳＣ）ミリ秒とな
る。一方、受信信号における拡散符号の１周期長さは、
ドップラシフト量ΔＦ_Ｄにより、１ミリ秒×Ｆ_ＲＦ／
（Ｆ_ＲＦ＋ΔＦ_Ｄ）≒（１−ΔＦ _Ｄ／Ｆ_ＲＦ）ミリ秒と
なる。したがって、受信信号における拡散符号の１周期
長とＴＣＸＯ１２による公称発振周波数でカウントした
１ミリ秒との比は、（１−ΔＦ_Ｄ／Ｆ_ＲＦ）／（１−ΔＦ_ＯＳＣ／
Ｆ_ＯＳＣ）≒１−ΔＦ_Ｄ／Ｆ_Ｒ _Ｆ＋ΔＦ_ＯＳＣ／Ｆ
_ＯＳＣとなる。さらに、この式における右辺は、変形すると、１−ΔＦ_ＩＦ／Ｆ_ＲＦ＋（ΔＦ_ＯＳＣ／Ｆ_ＯＳＣ）×
（Ｆ_ＩＦ／（Ｎ×Ｆ_ＯＳ _Ｃ））≒１−ΔＦ_ＩＦ／Ｆ_ＲＦとなる。このように、ＧＰＳ受信機１０においては、同
期捕捉部２４にとって未知のパラメータであるΔＦ_Ｄ，
ΔＦ_ＯＳＣを含まない形でかなり良好な近似をすること
ができる。

【０１０３】この結果により、ＧＰＳ受信機１０におい
ては、同期捕捉部２４がＩＦ信号をメモリに取り込んだ
時点から同期捕捉処理を行い、検出した拡散符号の位相
ｈが同期保持部２５に供給されるまでの時間にＴ秒要し
た場合には、このＴ秒の間に同期捕捉部２４が検出した
拡散符号の位相から−Ｔ×ΔＦ_ＩＦ／Ｆ_ＲＦだけずれる
ことになる。したがって、同期保持部２５は、図５に示
したように、同期捕捉部２４から供給された拡散符号の
位相ｈに補正値Δｈ＝−Ｔ×ΔＦ_ＩＦ／Ｆ_ＲＦを加えた
ｈ＋ΔｈによってＤＬＬ６２によって発生する拡散符号
の開始タイミングを合わせることにより、同期捕捉処理
時間に生じた拡散符号の位相のずれを補正することがで
き、これによってほぼ１チップ程度の範囲内において相
関を検出することができ、極めて短時間に同期を確立す
ることができる。ＧＰＳ受信機１０においては、補正値
を例えばＣＰＵ２６によって算出し、その算出結果を同
期保持部２５に供給し、同期保持部２５によって位相を
補正した後に、同期捕捉部２４による同期捕捉処理を開
始すればよい。

【０１０４】このような拡散符号の位相を補正する手法
において必要となる情報は、同期捕捉部２４が検出した
ＩＦキャリア周波数のみであり、ＧＰＳ受信機１０にお
いては、ＴＣＸＯ１２の発振周波数Ｆ_ＯＳＣの誤差もド
ップラシフト量も、情報として不要である。また、ＧＰ
Ｓ受信機１０においては、ＩＦキャリア周波数に依存せ
ず、Ｆ_ＩＦ＝Ｆ_ＲＯ−Ｆ_ＬＯとなるように局部発振周波
数Ｆ_ＬＯを設定する場合であっても、ΔＦ_ＩＦの符号を
変更するのみで済む。

【０１０５】さて、以下では、以上のような同期捕捉部
２４の具体的な構成について説明する。

【０１０６】同期捕捉部２４は、上述したように、拡散
符号の同期捕捉を高速に行うために、ＦＦＴを利用した
ディジタルマッチドフィルタをＤＳＰによって実行され
るソフトウェアとして実装することによって構成され
る。ここで、ＧＰＳ受信機１０においては、受信したＩ
Ｆ信号のおおよその強度が理論的に予め求めることが可
能であることから、この強度を超える成分についてはノ
イズ成分であるものとみなすことができる。そのため、
同期捕捉部２４は、サンプリングされたＩＦ信号に対し
てＦＦＴ処理を施して得られた周波数領域でのデータに
対して、所定の閾値を超える強度を示すスペクトル成分
を除去するためのリミッタを設ける。

【０１０７】具体的には、図６に示すように、ディジタ
ルマッチドフィルタ１００は、上述したアンテナ１４及
び周波数変換部２３によって得られる増幅ＩＦ信号Ｄ１
４に対応するＩＦ信号を、上述したＴＣＸＯ１２によっ
て生成される発振信号Ｄ２に基づく所定のサンプリング
周波数で入力信号をサンプリングするサンプラ１０１に
よってサンプリングした上で入力する。ディジタルマッ
チドフィルタ１００は、サンプラ１０１によってサンプ
リングされた一定時間長のＩＦ信号をバッファリングす
るメモリ１０２と、このメモリ１０２によってバッファ
リングされたＩＦ信号を読み出してＦＦＴ処理を施すＦ
ＦＴ処理部１０３と、このＦＦＴ処理部１０３によって
ＦＦＴ処理が施されて得られた周波数領域信号のうち所
定の閾値を超える強度を示すスペクトル成分を除去する
リミッタ１０４と、このリミッタ１０４を介して得られ
た周波数領域信号をバッファリングするメモリ１０５
と、ＧＰＳ衛星からのＲＦ信号における拡散符号と同じ
拡散符号を発生する拡散符号発生器１０６と、この拡散
符号発生器１０６によって発生された拡散符号に対して
ＦＦＴ処理を施すＦＦＴ処理部１０７と、このＦＦＴ処
理部１０７によってＦＦＴ処理が施されて得られた周波
数領域信号をバッファリングするメモリ１０８と、メモ
リ１０５にバッファリングされている周波数領域信号と
メモリ１０８にバッファリングされている周波数領域信
号とのうちいずれか一方の複素共役と他方とを乗算する
乗算器１０９と、この乗算器１０９によって乗算された
周波数領域信号に対して逆ＦＦＴ（Inversed Fast Four
ier Transform；以下、ＩＦＦＴという。）処理を施す
ＩＦＦＴ処理部１１０と、このＩＦＦＴ処理部１１０に
よってＩＦＦＴ処理が施されて得られた相互相関関数に
基づいてＧＰＳ衛星からのＲＦ信号における拡散符号と
拡散符号発生器１０６によって発生された拡散符号との
相関のピークを検出するピーク検出器１１１とを有す
る。

【０１０８】このようなディジタルマッチドフィルタ１
００は、実際には、ＦＦＴ処理部１０３，１０７、リミ
ッタ１０４、拡散符号発生器１０６、乗算器１０９、Ｉ
ＦＦＴ処理部１１０、及びピーク検出器１１１の各部を
ＤＳＰによって実行されるソフトウェアとして実装され
る。すなわち、ディジタルマッチドフィルタ１００を適
用した同期捕捉部２４は、例えば図７に示すように、上
述したサンプラ１０１に相当するサンプラ１２１と、上
述したメモリ１０２に相当するＲＡＭ１２２と、上述し
たメモリ１０５，１０８とＤＳＰのプログラムエリア及
びワークエリアとを含むＲＡＭ／ＲＯＭ１２３と、上述
したＦＦＴ処理部１０３，１０７、拡散符号発生器１０
６、乗算器１０９、ＩＦＦＴ処理部１１０、及びピーク
検出器１１１の処理を実行するＤＳＰ１２４とから構成
される。なお、このＤＳＰ１２４は、ＣＰＵであっても
よい。

【０１０９】サンプラ１２１は、上述したＴＣＸＯ１２
によって生成される発振信号Ｄ２に基づく所定のサンプ
リング周波数で入力されたＩＦ信号をサンプリングす
る。このとき、サンプラ１２１は、ＤＳＰ１２４若しく
はこれに代わるＣＰＵ、又は上述したメインのＣＰＵ２
６によるサンプリング開始の命令に応じて、ＩＦ信号の
サンプリングを開始する。このサンプラ１２１によって
サンプリングされたＩＦ信号は、ＲＡＭ１２２に書き込
まれてバッファリングされる。

【０１１０】ＲＡＭ１２２は、サンプラ１２１によって
サンプリングされて書き込まれた一定時間長のＩＦ信号
を記憶する。このＲＡＭ１２２に記憶されたＩＦ信号
は、ＤＳＰ１２４又はこれに代わるＣＰＵによって読み
出され、拡散符号との相関検出処理に用いられる。

【０１１１】ＲＡＭ／ＲＯＭ１２３は、各種情報を記憶
するものである。ＲＡＭ／ＲＯＭ１２３のうち、ＲＡＭ
は、検出された相関値を記憶するエリア及びＤＳＰ１２
４又はこれに代わるＣＰＵのワークエリアとして用いら
れる。また、ＲＡＭ／ＲＯＭ１２３のうち、ＲＯＭは、
ＤＳＰ１２４又はこれに代わるＣＰＵによって実行され
るプログラムエリア及び必要なデータを記憶するエリア
として用いられる。なお、ＲＡＭ／ＲＯＭ１２３のうち
のＲＡＭは、ＲＡＭ１２２と物理的に共用してもよく、
同図においては、論理的に異なる記憶素子として図示し
ているにすぎないものである。

【０１１２】ＤＳＰ１２４又はこれに代わるＣＰＵは、
ＣＰＵ２６によって指示されたＧＰＳ衛星に対応する拡
散符号を発生させ、ディジタルマッチドフィルタ１００
と等価な演算を行うことによってＲＡＭ１２２に記憶し
ているＩＦ信号に対する拡散符号の各位相についての相
関値を検出する。ＤＳＰ１２４又はこれに代わるＣＰＵ
は、検出した相関値をＲＡＭ／ＲＯＭ１２３におけるＲ
ＡＭの一部に記憶させる。

【０１１３】このようなＤＳＰ１２４を有する同期捕捉
部２４に適用されるディジタルマッチドフィルタ１００
は、サンプラ１０１によってサンプリングされたＩＦ信
号に対してＦＦＴ処理部１０３によってＦＦＴ処理を施
すと、得られた周波数領域信号のうち、所定の閾値を超
える強度を示すスペクトル成分をリミッタ１０４によっ
て除去する。例えば、リミッタ１０４は、閾値を超えた
スペクトル成分については、閾値と同じ値に変更するか
又は値を"０"に変更することによってノイズを除去し、
得られた周波数領域信号をメモリ１０５に書き込む。例
えば、閾値を超えたスペクトル成分の値を"０"に変更す
るリミッタ１０４によって得られる周波数領域信号のス
ペクトル関数は、図８に示すように、特定周波数のピー
クとして現れる当該ＧＰＳ受信機１０自身によって発生
したノイズを示すスペクトル成分が除去されたものとな
る。これにより、ＧＰＳ受信機１０は、大幅にノイズを
軽減することが可能となる。

【０１１４】また、同期捕捉部２４としては、図９に示
すようなディジタルマッチドフィルタ１５０を適用して
もよい。

【０１１５】このディジタルマッチドフィルタ１５０
は、同図に示すように、上述したサンプラ１０１、メモ
リ１０２、ＦＦＴ処理部１０３，１０７、拡散符号発生
器１０６、メモリ１０８、ＩＦＦＴ処理部１１０、及び
ピーク検出器１１１の他に、ＦＦＴ処理部１０３によっ
てＦＦＴ処理が施されて得られた周波数領域信号をバッ
ファリングするメモリ１５１と、このメモリ１５１にバ
ッファリングされている周波数領域信号のうち所定の閾
値を超える強度を示すスペクトル成分を除去するリミッ
タ１５２と、このリミッタ１５２を介して得られた周波
数領域信号とメモリ１０８にバッファリングされている
周波数領域信号とのうちいずれか一方の複素共役と他方
とを乗算する乗算器１５３とを有する。

【０１１６】すなわち、ディジタルマッチドフィルタ１
５０は、上述したディジタルマッチドフィルタ１００に
おけるリミッタ１０４を、ＦＦＴ処理部１０３の直後で
はなく、メモリ１０５に相当するメモリ１５１の直後に
リミッタ１５２として設けたものである。

【０１１７】このようなディジタルマッチドフィルタ１
５０は、ディジタルマッチドフィルタ１００と同様に、
先に図７に示した同期捕捉部２４におけるＤＳＰ１２４
を用いて実装することができる。ディジタルマッチドフ
ィルタ１５０は、サンプラ１０１によってサンプリング
されたＩＦ信号に対してＦＦＴ処理部１０３によってＦ
ＦＴ処理を施し、得られた周波数領域信号をメモリ１５
１に一旦記憶した後、このメモリ１５１に記憶されてい
る周波数領域信号のうち、所定の閾値を超える強度を示
すスペクトル成分をリミッタ１５２によって除去する。
このとき、リミッタ１５２は、リミッタ１０４と同様
に、閾値を超えたスペクトル成分については、例えば閾
値と同じ値に変更するか又は値を"０"に変更することに
よってノイズを除去し、得られた周波数領域信号を乗算
器１５３に供給する。

【０１１８】さらに、同期捕捉部２４としては、図１０
に示すようなディジタルマッチドフィルタ２００を適用
してもよい。

【０１１９】このディジタルマッチドフィルタ２００
は、同図に示すように、上述したサンプラ１０１、メモ
リ１０２，１５１、ＦＦＴ処理部１０３，１０７、拡散
符号発生器１０６、メモリ１０８、乗算器１０９、及び
ピーク検出器１１１の他に、乗算器１０９によって乗算
された周波数領域信号のうち所定の閾値を超える強度を
示すスペクトル成分を除去するリミッタ２０１と、この
リミッタ２０１を介して得られた周波数領域信号に対し
てＩＦＦＴ処理を施すＩＦＦＴ処理部２０２とを有す
る。

【０１２０】すなわち、ディジタルマッチドフィルタ２
００は、上述したディジタルマッチドフィルタ１００に
おけるリミッタ１０４を、ＦＦＴ処理部１０３の直後で
はなく、乗算器１０９の直後にリミッタ２０１として設
けたものである。

【０１２１】このようなディジタルマッチドフィルタ２
００は、ディジタルマッチドフィルタ１００，１５０と
同様に、先に図７に示した同期捕捉部２４におけるＤＳ
Ｐ１２４を用いて実装することができる。ディジタルマ
ッチドフィルタ２００は、サンプラ１０１によってサン
プリングされたＩＦ信号に対してＦＦＴ処理部１０３に
よってＦＦＴ処理を施して得られた周波数領域信号をメ
モリ１５１に一旦記憶し、このメモリ１５１に記憶され
ている周波数領域信号とメモリ１０８に記憶されている
周波数領域信号とのうちいずれか一方の複素共役と他方
とを乗算器１０９によって乗算した後、この乗算器１０
９によって得られた周波数領域信号のうち、所定の閾値
を超える強度を示すスペクトル成分をリミッタ２０１に
よって除去する。このとき、リミッタ２０１は、リミッ
タ１０４，１５２と同様に、閾値を超えたスペクトル成
分については、例えば閾値と同じ値に変更するか又は値
を"０"に変更することによってノイズを除去し、得られ
た周波数領域信号をＩＦＦＴ処理部２０２に供給する。

【０１２２】同期捕捉部２４は、このようなディジタル
マッチドフィルタ１００，１５０，２００を適用するこ
とができる。すなわち、同期捕捉部２４は、サンプリン
グされたＩＦ信号に対してＦＦＴ処理を施した後、周波
数領域信号に対してＩＦＦＴ処理を施すまでの間のいず
れかの箇所にリミッタを設ければよく、周波数領域でノ
イズを除去することを特徴とするものである。ＧＰＳ受
信機１０は、このようなディジタルマッチドフィルタ１
００，１５０，２００を用いた同期捕捉部２４を備える
ことにより、特に回路規模を増大させることなく、外部
又は内部に設けられるＤＳＰ等の特定のハードウェアに
起因するノイズの影響を除去し、拡散符号の相関のピー
クを正確に且つ容易に検出することができる。

【０１２３】先に図８にスペクトル関数を示したリミッ
タによるノイズ除去後の周波数領域信号について、ディ
ジタルマッチドフィルタ１００，１５０，２００のいず
れかを用いて拡散符号の位相を検出した場合には、ＩＦ
ＦＴ処理部１１０，２０２によってＩＦＦＴ処理を施し
て得られる相互相関関数を示す出力波形は、例えば図１
１に示すように、ノイズの影響による特定の周波数成分
が重畳することなく、大幅にノイズが軽減されたＳ／Ｎ
が高いものとなる。したがって、ＧＰＳ受信機１０は、
このような相互相関関数を示す出力波形に基づいて、ピ
ーク検出器１１１によって同図中ｎ_ｐで表す相関のピー
クを正確に且つ容易に検出することができる。

【０１２４】なお、同期捕捉部２４としては、ディジタ
ルマッチドフィルタ１００のように、ＩＦ信号に対して
ＦＦＴ処理を施した直後の周波数領域信号に対して、リ
ミッタによって強度を制限するものが最も好ましい。こ
れは、ＦＦＴ処理の直後の周波数領域信号に対して強度
を制限することにより、周波数領域信号のスペクトル関
数の値を表すビット数をリミッタにおける閾値に基づい
て予め削減することができるからであり、これにともな
い、周波数領域信号を記憶するメモリの容量も削減する
ことができるからである。

【０１２５】以上説明したように、ＧＰＳ受信機１０
は、同期捕捉部２４によって拡散符号の位相を探索する
ための相関値を検出する際に、サンプリングされたＩＦ
信号に対してＦＦＴ処理を施して得られた周波数領域で
のデータに対して、所定の閾値を超える強度を示すスペ
クトル成分を除去することにより、ノイズが多い環境で
あってもＳ／Ｎが改善された信号を得ることができ、相
関のピークを正確に且つ容易に検出することができる。
したがって、ＧＰＳ受信機１０は、高感度化及び高精度
化を図ることができる。

【０１２６】特に、ＧＰＳ受信機１０は、自己がノイズ
源となり、受信した信号に悪影響を及ぼしている場合で
あっても、大規模なハードウェアの変更を行うことな
く、ノイズを軽減することができ、開発コストの削減を
図ることができる。

【０１２７】また、ＧＰＳ受信機１０は、集積回路化し
て構成する場合には、通常ではノイズの影響を鑑みて当
該集積回路の密度を上げることができなかった実情を克
服し、ノイズに拘泥せずに集積度を上げることが可能と
なることから、小型化及び低コスト化を図ることができ
る。

【０１２８】なお、本発明は、上述した実施の形態に限
定されるものではない。例えば、上述した実施の形態で
は、ＧＰＳ受信機１０を用いて説明したが、本発明は、
スペクトラム拡散信号を受信して復調する受信機であれ
ば、いかなるものでも適用することができる。

【０１２９】また、本発明は、受信状況等の各種状態に
応じて、リミッタの機能をオン状態又はオフ状態に切り
替えるようにするようにしてもよい。

【０１３０】さらに、上述した実施の形態では、ＧＰＳ
受信機１０を用いて説明したが、本発明は、衛星を利用
した測位システム、すなわち、ＧＮＳＳシステムを適用
した受信機の機能が組み込まれた電子機器であれば、い
かなるものであっても適用することができる。ＧＮＳＳ
システムとしては、米国における上述したＧＰＳシステ
ムの他、旧ソ連邦におけるＧＬＯＮＡＳＳ（Global Nav
igation Satellites System）や、欧州を中心として開
発が進められているＧＡＬＩＬＥＯ等があるが、本発明
は、これら全てのＧＮＳＳシステムを適用することがで
きるものである。

【０１３１】このように、本発明は、その趣旨を逸脱し
ない範囲で適宜変更が可能であることはいうまでもな
い。

【０１３２】

【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明にか
かるマッチドフィルタ装置は、入力されたスペクトラム
拡散信号における拡散符号の位相を検出するために、拡
散符号と自己が発生する拡散符号との相関を検出するマ
ッチドフィルタ装置であって、スペクトラム拡散信号が
所定のサンプリング周波数でサンプリングされて入力さ
れたデータに対して高速フーリエ変換処理を施す第１の
高速フーリエ変換処理手段と、スペクトラム拡散信号に
おける拡散符号と同じ拡散符号を発生する拡散符号発生
手段と、この拡散符号発生手段によって発生された拡散
符号に対して高速フーリエ変換処理を施す第２の高速フ
ーリエ変換処理手段と、少なくとも第１の高速フーリエ
変換処理手段によって高速フーリエ変換処理が施されて
得られた周波数領域信号のうち所定の閾値を超える強度
を示すスペクトル成分を除去する制限手段とを備える。

【０１３３】したがって、本発明にかかるマッチドフィ
ルタ装置は、制限手段によって少なくとも第１の高速フ
ーリエ変換処理手段によって高速フーリエ変換処理が施
されて得られた周波数領域信号のうち所定の閾値を超え
る強度を示すスペクトル成分を除去することにより、ス
ペクトラム拡散信号における拡散符号の相関のピークを
正確に且つ容易に検出することができる。

【０１３４】また、本発明にかかる相関検出方法は、入
力されたスペクトラム拡散信号における拡散符号の位相
を検出するために、拡散符号と自己が発生する拡散符号
との相関を検出する相関検出方法であって、スペクトラ
ム拡散信号が所定のサンプリング周波数でサンプリング
されて入力されたデータに対して高速フーリエ変換処理
を施す工程と、スペクトラム拡散信号における拡散符号
と同じ拡散符号を発生する工程と、発生された拡散符号
に対して高速フーリエ変換処理を施す工程と、少なくと
も入力されたデータに対する高速フーリエ変換処理が施
されて得られた周波数領域信号のうち所定の閾値を超え
る強度を示すスペクトル成分を除去する工程とを備え
る。

【０１３５】したがって、本発明にかかる相関検出方法
は、少なくとも入力されたデータに対する高速フーリエ
変換処理が施されて得られた周波数領域信号のうち所定
の閾値を超える強度を示すスペクトル成分を除去するこ
とにより、スペクトラム拡散信号における拡散符号の相
関のピークを正確に且つ容易に検出することが可能とな
る。

【０１３６】さらに、本発明にかかる受信装置は、衛星
からの信号を受信して自己の位置及び速度を算出する受
信装置であって、衛星からの信号を受信する受信手段
と、この受信手段によって受信した受信信号の周波数を
所定の中間周波数に変換する周波数変換手段と、この周
波数変換手段によって得られた中間周波数信号における
拡散符号の位相を検出する同期捕捉と中間周波数信号に
おけるキャリア周波数の検出とを行う同期捕捉手段と、
この同期捕捉手段によって検出された拡散符号の位相及
び同期捕捉手段によって検出されたキャリア周波数を、
複数の衛星に対応して独立に設けられた複数のチャンネ
ルのそれぞれに対して衛星毎に割り当てて設定し、設定
した拡散符号の位相及びキャリア周波数を初期値とし
て、拡散符号とキャリアとの同期保持を行うとともに、
中間周波数信号に含まれるメッセージの復調を行う同期
保持手段とを備え、スペクトラム拡散信号である中間周
波数信号における拡散符号の位相を検出するために、拡
散符号と自己が発生する拡散符号との相関を検出する同
期捕捉手段は、中間周波数信号が所定のサンプリング周
波数でサンプリングされて入力されたデータに対して高
速フーリエ変換処理を施す第１の高速フーリエ変換処理
手段と、中間周波数信号における拡散符号と同じ拡散符
号を発生する拡散符号発生手段と、この拡散符号発生手
段によって発生された拡散符号に対して高速フーリエ変
換処理を施す第２の高速フーリエ変換処理手段と、少な
くとも第１の高速フーリエ変換処理手段によって高速フ
ーリエ変換処理が施されて得られた周波数領域信号のう
ち所定の閾値を超える強度を示すスペクトル成分を除去
する制限手段とを有するマッチドフィルタを用いて構成
される。

【０１３７】したがって、本発明にかかる受信装置は、
同期捕捉手段における制限手段によって少なくとも第１
の高速フーリエ変換処理手段によって高速フーリエ変換
処理が施されて得られた周波数領域信号のうち所定の閾
値を超える強度を示すスペクトル成分を除去することに
より、スペクトラム拡散信号における拡散符号の相関の
ピークを正確に且つ容易に検出することができ、高感度
化及び高精度化を図ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態として示すＧＰＳ受信機の
構成を説明するブロック図である。

【図２】同ＧＰＳ受信機が備える同期保持部の構成を説
明するブロック図である。

【図３】同ＧＰＳ受信機が備える同期保持部が有するチ
ャンネル回路の構成を説明するブロック図である。

【図４】同ＧＰＳ受信機が備える同期保持部における拡
散符号の位相合わせについて説明するための図である。

【図５】同ＧＰＳ受信機が備える同期保持部における拡
散符号の位相補正について説明するための図である。

【図６】同ＧＰＳ受信機が備える同期捕捉部として適用
することができるＦＦＴを利用したディジタルマッチド
フィルタの構成を説明するブロック図である。

【図７】同ＧＰＳ受信機が備える同期捕捉部として図６
に示すディジタルマッチドフィルタを適用した場合にお
ける実際の実装例を説明するブロック図である。

【図８】同ＧＰＳ受信機が備える同期捕捉部として適用
したディジタルマッチドフィルタによってノイズが除去
された周波数領域信号のスペクトル関数の例を説明する
図である。

【図９】同ＧＰＳ受信機が備える同期捕捉部として適用
することができるＦＦＴを利用した他のディジタルマッ
チドフィルタの構成を説明するブロック図である。

【図１０】同ＧＰＳ受信機が備える同期捕捉部として適
用することができるＦＦＴを利用したさらに他のディジ
タルマッチドフィルタの構成を説明するブロック図であ
る。

【図１１】同ＧＰＳ受信機が備える同期捕捉部によって
検出した相関値の時間変化を示す出力波形の例を説明す
る図である。

【図１２】ＧＰＳ衛星からの信号の構成を説明する図で
ある。

【図１３】従来の拡散符号及びキャリアの同期処理を説
明するための図であって、周波数サーチを説明するため
の図である。

【図１４】ディジタルマッチドフィルタを用いて検出し
た相関値の時間変化を示す出力波形の例を説明する図で
ある。

【図１５】従来のＧＰＳ受信機に適用されるＦＦＴを利
用したディジタルマッチドフィルタの構成を説明するブ
ロック図である。

【図１６】ＩＦ信号に対してＦＦＴ処理を施して得られ
る周波数領域信号のスペクトル関数の例を説明する図で
ある。

【図１７】従来のディジタルマッチドフィルタを用いて
検出した相関値の時間変化を示す出力波形の例を説明す
る図である。

【符号の説明】

１０ＧＰＳ受信機、１１ＸＯ、１２ＴＣＸ
Ｏ、１３逓倍／分周器、１４アンテナ、１５
ＬＮＡ、１６ＢＰＦ、１７，２０増幅器、
１８周波数シンセサイザ、１９ミキサ、２１，
６７，６８，７７，７８，８２，８３ＬＰＦ、２２
Ａ／Ｄ、２３周波数変換部、２４同期捕捉部、
２５同期保持部、２６ＣＰＵ、２７ＲＴ
Ｃ、２８タイマ、２９，１０２，１０５，１０８，
１５１メモリ、３０復調回路、５１，５１_１，
５１_２，・・・，５１_Ｎチャンネル回路、５２コ
ントロール・レジスタ、６１コスタスループ、６
２ＤＬＬ、６３，６５，６６，７３，７４，７５，
７６，８０，８１，１０９，１５３乗算器、６４，
８７ＮＣＯ、６９，８６ループフィルタ、７
０，８５位相検出器、７１２値化回路、７２，
７９，８４２乗和算出回路、８８，１０６拡散符号
発生器、１００，１５０，２００ディジタルマッチ
ドフィルタ、１０１，１２１サンプラ、１０３，１
０７ＦＦＴ処理部、１０４，１５２，２０１リミ
ッタ、１１０，２０２ＩＦＦＴ処理部、１１１
ピーク検出器、１２２ＲＡＭ、１２３ＲＡＭ／
ＲＯＭ、１２４ＤＳＰ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力されたスペクトラム拡散信号におけ
る拡散符号の位相を検出するために、上記拡散符号と自
己が発生する拡散符号との相関を検出するマッチドフィ
ルタ装置であって、上記スペクトラム拡散信号が所定のサンプリング周波数
でサンプリングされて入力されたデータに対して高速フ
ーリエ変換処理を施す第１の高速フーリエ変換処理手段
と、上記スペクトラム拡散信号における拡散符号と同じ拡散
符号を発生する拡散符号発生手段と、上記拡散符号発生手段によって発生された拡散符号に対
して高速フーリエ変換処理を施す第２の高速フーリエ変
換処理手段と、少なくとも上記第１の高速フーリエ変換処理手段によっ
て高速フーリエ変換処理が施されて得られた周波数領域
信号のうち所定の閾値を超える強度を示すスペクトル成
分を除去する制限手段とを備えることを特徴とするマッ
チドフィルタ装置。
【請求項２】上記制限手段は、上記第１の高速フーリ
エ変換処理手段によって高速フーリエ変換処理が施され
て得られた周波数領域信号のうち所定の閾値を超える強
度を示すスペクトル成分を除去することを特徴とする請
求項１記載のマッチドフィルタ装置。
【請求項３】上記制限手段を介して得られた周波数領
域信号を記憶する記憶手段と、上記記憶手段に記憶されている周波数領域信号と上記第
２の高速フーリエ変換処理手段によって高速フーリエ変
換処理が施されて得られた周波数領域信号とのうちいず
れか一方の複素共役と他方とを乗算する乗算手段と、上記乗算手段によって乗算された周波数領域信号に対し
て逆高速フーリエ変換処理を施す逆高速フーリエ変換処
理手段と、上記逆高速フーリエ変換処理手段によって逆高速フーリ
エ変換処理が施されて得られた相互相関関数に基づい
て、上記スペクトラム拡散信号における拡散符号と上記
拡散符号発生手段によって発生された拡散符号との相関
のピークを検出するピーク検出手段とを備えることを特
徴とする請求項２記載のマッチドフィルタ装置。
【請求項４】上記第１の高速フーリエ変換処理手段に
よって高速フーリエ変換処理が施されて得られた周波数
領域信号を記憶する記憶手段を備え、上記制限手段は、上記記憶手段に記憶されている周波数
領域信号のうち所定の閾値を超える強度を示すスペクト
ル成分を除去することを特徴とする請求項１記載のマッ
チドフィルタ装置。
【請求項５】上記制限手段を介して得られた周波数領
域信号と上記第２の高速フーリエ変換処理手段によって
高速フーリエ変換処理が施されて得られた周波数領域信
号とのうちいずれか一方の複素共役と他方とを乗算する
乗算手段と、上記乗算手段によって乗算された周波数領域信号に対し
て逆高速フーリエ変換処理を施す逆高速フーリエ変換処
理手段と、上記逆高速フーリエ変換処理手段によって逆高速フーリ
エ変換処理が施されて得られた相互相関関数に基づい
て、上記スペクトラム拡散信号における拡散符号と上記
拡散符号発生手段によって発生された拡散符号との相関
のピークを検出するピーク検出手段とを備えることを特
徴とする請求項４記載のマッチドフィルタ装置。
【請求項６】上記第１の高速フーリエ変換処理手段に
よって高速フーリエ変換処理が施されて得られた周波数
領域信号を記憶する記憶手段と、上記記憶手段に記憶されている周波数領域信号と上記第
２の高速フーリエ変換処理手段によって高速フーリエ変
換処理が施されて得られた周波数領域信号とのうちいず
れか一方の複素共役と他方とを乗算する乗算手段とを備
え、上記制限手段は、上記乗算手段によって乗算された周波
数領域信号のうち所定の閾値を超える強度を示すスペク
トル成分を除去することを特徴とする請求項１記載のマ
ッチドフィルタ装置。
【請求項７】上記制限手段を介して得られた周波数領
域信号に対して逆高速フーリエ変換処理を施す逆高速フ
ーリエ変換処理手段と、上記逆高速フーリエ変換処理手段によって逆高速フーリ
エ変換処理が施されて得られた相互相関関数に基づい
て、上記スペクトラム拡散信号における拡散符号と上記
拡散符号発生手段によって発生された拡散符号との相関
のピークを検出するピーク検出手段とを備えることを特
徴とする請求項６記載のマッチドフィルタ装置。
【請求項８】上記スペクトラム拡散信号が所定のサン
プリング周波数でサンプリングされたデータを記憶する
記憶手段を備え、上記第１の高速フーリエ変換処理手段は、上記記憶手段
に記憶されているデータを読み出して高速フーリエ変換
処理を施すことを特徴とする請求項１記載のマッチドフ
ィルタ装置。
【請求項９】上記第２の高速フーリエ変換処理手段に
よって高速フーリエ変換処理が施されて得られた周波数
領域信号をバッファリングする記憶手段を備えることを
特徴とする請求項１記載のマッチドフィルタ装置。
【請求項１０】衛星からの信号を受信して自己の位置
及び速度を算出する際に、上記スペクトラム拡散信号に
おける拡散符号の位相を検出する同期捕捉を行うもので
あることを特徴とする請求項１記載のマッチドフィルタ
装置。
【請求項１１】入力されたスペクトラム拡散信号にお
ける拡散符号の位相を検出するために、上記拡散符号と
自己が発生する拡散符号との相関を検出する相関検出方
法であって、上記スペクトラム拡散信号が所定のサンプリング周波数
でサンプリングされて入力されたデータに対して高速フ
ーリエ変換処理を施す工程と、上記スペクトラム拡散信号における拡散符号と同じ拡散
符号を発生する工程と、発生された拡散符号に対して高速フーリエ変換処理を施
す工程と、少なくとも上記入力されたデータに対する高速フーリエ
変換処理が施されて得られた周波数領域信号のうち所定
の閾値を超える強度を示すスペクトル成分を除去する工
程とを備えることを特徴とする相関検出方法。
【請求項１２】衛星からの信号を受信して自己の位置
及び速度を算出する受信装置であって、上記衛星からの信号を受信する受信手段と、上記受信手段によって受信した受信信号の周波数を所定
の中間周波数に変換する周波数変換手段と、上記周波数変換手段によって得られた中間周波数信号に
おける拡散符号の位相を検出する同期捕捉と上記中間周
波数信号におけるキャリア周波数の検出とを行う同期捕
捉手段と、上記同期捕捉手段によって検出された上記拡散符号の位
相及び上記同期捕捉手段によって検出された上記キャリ
ア周波数を、複数の上記衛星に対応して独立に設けられ
た複数のチャンネルのそれぞれに対して上記衛星毎に割
り当てて設定し、設定した上記拡散符号の位相及び上記
キャリア周波数を初期値として、上記拡散符号とキャリ
アとの同期保持を行うとともに、上記中間周波数信号に
含まれるメッセージの復調を行う同期保持手段とを備
え、スペクトラム拡散信号である上記中間周波数信号におけ
る拡散符号の位相を検出するために、上記拡散符号と自
己が発生する拡散符号との相関を検出する上記同期捕捉
手段は、上記中間周波数信号が所定のサンプリング周波数でサン
プリングされて入力されたデータに対して高速フーリエ
変換処理を施す第１の高速フーリエ変換処理手段と、上記中間周波数信号における拡散符号と同じ拡散符号を
発生する拡散符号発生手段と、上記拡散符号発生手段によって発生された拡散符号に対
して高速フーリエ変換処理を施す第２の高速フーリエ変
換処理手段と、少なくとも上記第１の高速フーリエ変換処理手段によっ
て高速フーリエ変換処理が施されて得られた周波数領域
信号のうち所定の閾値を超える強度を示すスペクトル成
分を除去する制限手段とを有するマッチドフィルタを用
いて構成されることを特徴とする受信装置。