JP2004135444A - 電力変換装置のスタック構造 - Google Patents
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Abstract
【課題】並列接続されるモジュールのスイッチング波形をほぼ等しくしてスナバ回路を不要とし、ディレーティングを軽減または不要とし、装置の小型，低コスト化を図る。
【解決手段】直流出力端子Ｐ，Ｎがモジュールの一辺側に配置される、例えば電力用半導体モジュール１１ａ，１１ｂ，１２ａ，１２ｂ，１３ａ，１３ｂを２並列（３相２並列）接続する場合、各モジュールの直流出力端子Ｐ，Ｎを互いに向き合うように設置し、直流出力端子間をブスバー１７ａ，１７ｂなどで接続することで、各モジュールの電解コンデンサ１０ａ〜１０ｄからの距離を互いにほぼ等しくする。
【選択図】 図１
【解決手段】直流出力端子Ｐ，Ｎがモジュールの一辺側に配置される、例えば電力用半導体モジュール１１ａ，１１ｂ，１２ａ，１２ｂ，１３ａ，１３ｂを２並列（３相２並列）接続する場合、各モジュールの直流出力端子Ｐ，Ｎを互いに向き合うように設置し、直流出力端子間をブスバー１７ａ，１７ｂなどで接続することで、各モジュールの電解コンデンサ１０ａ〜１０ｄからの距離を互いにほぼ等しくする。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、電力用半導体素子を使用した電力変換装置のスタック構造に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図５に一般的なインバータの回路図を示す。１は直流電源回路、２はモータなどの負荷、３は電力用半導体素子で構成するインバータ部である。ただし、直流電源回路１は交流電源，ダイオード整流器および大容量の電解コンデンサで構成されるのが普通である。また、インバータ３の中の符号４はＩＧＢＴ（絶縁ゲート形バイポーラトランジスタ）、符号５はＩＧＢＴ４に逆並列に接続されたダイオードであり、これらを６回路設けて構成した例を示す。電力用半導体モジュールは通常上下アーム２素子分を１組とするか、または６素子分を１組としており、インバータの場合で素子の並列接続を実施しない場合は、２素子入りモジュールを３並列接続するか、または６素子入りのものをそのまま使用する（図５は６素子入りのものを示す）。
【０００３】
また、装置を大容量化する場合、素子の電流定格を大きくする必要がある。その場合、電流定格の大きい素子の適用や素子の並列接続が必要となる。図６に、２素子入りモジュールを各相毎に２並列接続した場合の回路図を示す。
図７に、正側直流端子（Ｐ端子）６および負側直流端子（Ｎ端子）７が、共にモジュールの或る一辺側（図の左辺側）に配置された２素子入り電力用半導体モジュール（例えば、非特許文献１参照）の外観を示す。このようなモジュールの場合、出力端子８は同図に示すように直流端子の対向側に設置されるのが普通である。なお、符号９は上アーム側，下アーム側ＩＧＢＴのゲート制御端子を示す。
【０００４】
図８に、図７のような２素子入りモジュールを２並列接続した場合の直流電源回路１（電解コンデンサ）とインバータ部のスタック構造図（例）（上面図）を、図９にその１相分の等価回路図をそれぞれ示す。１０ａ〜１０ｄが電解コンデンサ群（通常の大容量装置の場合、耐圧および静電容量を大きくするため、電解コンデンサを並列および／または直列接続する）、１１ａ〜１３ａ，１１ｂ〜１３ｂが２素子入りモジュールで、１１ａと１１ｂ、１２ａと１２ｂ、１３ａと１３ｂがそれぞれ並列接続されている。１４ａと１４ｂは電解コンデンサ群１０ａ〜１０ｄとモジュール１１ａ〜１３ｂ間を接続するブスバーで、絶縁された正側電源と負側電源の２電極からなり、各電極ブスバーとモジュールの各直流端子とを接続する。なお、実際には１１ａと１１ｂ，１２ａと１２ｂ，１３ａと１３ｂの各出力端子間も接続しなければならないが、本質的なことではないので、ここでは図示もその説明も省略する。
【０００５】
【非特許文献１】
ＭＩＴＳＵＢＩＳＨＩ＜ＩＧＢＴ ＭＯＤＵＬＥ＞ＣＭ９００ＤＵ−２４ＮＦ「ＡＰＰＬＩＣＡＴＩＯＮ ＮＯＴＥ」，三菱電機（株）発行カタログ，２００２年４月２６日
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
図８のようなスタック構造の場合、例えばモジュール１１ａと１１ｂとは電気回路上では並列接続されているが、構造上は電解コンデンサからの距離が異なっている。これを等価回路として示すのが、図９である。すなわち、モジュール１１ａ側は電解コンデンサと近接しているため、配線インダクタンス１５ａ，１６ａは小さいのに対し、モジュール１１ｂ側は電解コンデンサからの配線長が長いため、インダクタンス１５ｂ，１６ｂが大きくなる。このインダクタンスが大きい分だけターンオフ時に高いサージ電圧が発生したり、また並列接続されている１１ａと１１ｂ間ではスイッチング波形の相違によって、スイッチング損失にアンバランスが発生する。
【０００７】
そのため、従来はサージ電圧を抑えるためスナバ回路を接続したり、装置設計において並列接続時に大きなディレーティングが必要となり、装置の大型化，コストアップを招くと言う問題がある。
したがって、この発明の課題は、並列接続されるモジュールのスイッチング波形をほぼ等しくしてスナバ回路を不要とし、ディレーティングを軽減または不要とし、装置の小型，低コスト化を図ることにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
このような課題を解決するため、請求項１の発明では、スイッチング素子とこれに逆並列接続されたダイオードとを１アームとして２アーム直列に接続してモールド化した１相分または多相分のスイッチングモジュールを有し、かつ、このスイッチングモジュールの正側および負側の直流端子が共にスイッチングモジュールの或る一辺側に配置されたスイッチングモジュールを２並列以上組み合わせてなる電力変換装置のスタック構造において、
並列接続される前記スイッチングモジュール同士を、前記正側および負側の直流端子がそれぞれ互いに向き合うように設置することを特徴とする。
この請求項１の発明では、並列設置される前記スイッチングモジュールの正側および負側の直流端子間をそれぞれ金属電極で接続するとともに、この金属電極間に絶縁物を挟んだラミネート構造とすることができる（請求項２の発明）。
【０００９】
【発明の実施の形態】
図１はこの発明の第１の実施の形態を示す構成図で、２素子入りモジュールが２並列の場合の例である。
図示のように、モジュール１１ａ〜１３ｂの直流端子（Ｐ端子とＮ端子）側を向かい合わせにし、それぞれの端子をＰ電極とＮ電極をラミネート構造としたＴ形のブスバー１７ａ，１７ｂに接続して構成される。なお、Ｐ電極とＮ電極間には絶縁物が介在するが、図示は省略されている。このようにすることで、並列接続されるＩＧＢＴ（１１ａと１１ｂ，１２ａと１２ｂ，１３ａと１３ｂ）間では電解コンデンサ１０ａ〜１０ｄからの距離がほぼ等しくなる。
【００１０】
図２に図１の１相分の等価回路図を示す。これは図９と同じであるが、従来は異なっていた配線インダクタンス１８ａと１８ｂ、１９ａと１９ｂがこの回路ではほぼ等しくなっている点で異なる。
また、図３にブスバーの形状を十字形とし、ＩＧＢＴを電解コンデンサを挟んで設置した図１の変形例を示す。
【００１１】
図４に２素子入りモジュールが３並列の場合の例を示す。
図示のように、並列接続されるＩＧＢＴ（１１ａと１１ｂと１１ｃ，１２ａと１２ｂと１２ｃ，１３ａと１３ｂと１３ｃ）を、電解コンデンサからの距離がほぼ等しくなるところに設置して構成される。このようにすることで図１の場合と同様、並列接続されるＩＧＢＴについては電解コンデンサからの距離がほぼ等しくなるため、配線インダクタンス値もほぼ等しくすることができる。
【００１２】
４並列以上のものも基本的には同様であり、並列接続されるＩＧＢＴのＰ，Ｎ端子を向かい合わせ、密集させて設置することで実現できる。また、以上では２素子入りモジュールの場合について説明したが、４素子や６素子入りモジュールについても同様にして適用することができる。
【００１３】
【発明の効果】
この発明によれば、並列接続されるモジュール同士を、直流電源である電解コンデンサからの距離がほぼ等しくなるように構成したので、モジュール内素子間のスイッチング波形や損失のアンバランスを解消することが可能となる。これにより装置設計において並列接続時のディレーティングが不要となったり、スナバ回路の省略が可能となり、その結果、装置の小型，低コスト化が実現できるという利点がもたらされる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の第１の実施の形態を示す構成図
【図２】図１の場合の１相分の等価回路図
【図３】図１の変形例を示す構成図
【図４】この発明の第２の実施の形態を示す構成図
【図５】一般的なインバータ回路図
【図６】図５の各相を２素子入りモジュールで構成した回路図
【図７】２素子入りモジュールの外観図
【図８】図７のモジュールを用いたスタック構造図（例）
【図９】図８の場合の１相分の等価回路図
【符号の説明】
１…直流電源回路、２…負荷、３…インバータ部、４…ＩＧＢＴ（絶縁ゲート形バイポーラトランジスタ）、５…ダイオード、６…正側直流端子（Ｐ端子）、７…負正側直流端子（Ｎ端子）、８…出力端子、９…ゲート制御端子、１０ａ〜１０ｄ…電解コンデンサ、１１ａ〜１３ｂ…２素子入りモジュール、１４ａ，１４ｂ，１７ａ，１７ｂ…ブスバー、１５ａ，１６ａ，１８ａ，１９ａ，１５ｂ，１６ｂ，１８ｂ，１９ｂ…配線インダクタンス。
【発明の属する技術分野】
この発明は、電力用半導体素子を使用した電力変換装置のスタック構造に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図５に一般的なインバータの回路図を示す。１は直流電源回路、２はモータなどの負荷、３は電力用半導体素子で構成するインバータ部である。ただし、直流電源回路１は交流電源，ダイオード整流器および大容量の電解コンデンサで構成されるのが普通である。また、インバータ３の中の符号４はＩＧＢＴ（絶縁ゲート形バイポーラトランジスタ）、符号５はＩＧＢＴ４に逆並列に接続されたダイオードであり、これらを６回路設けて構成した例を示す。電力用半導体モジュールは通常上下アーム２素子分を１組とするか、または６素子分を１組としており、インバータの場合で素子の並列接続を実施しない場合は、２素子入りモジュールを３並列接続するか、または６素子入りのものをそのまま使用する（図５は６素子入りのものを示す）。
【０００３】
また、装置を大容量化する場合、素子の電流定格を大きくする必要がある。その場合、電流定格の大きい素子の適用や素子の並列接続が必要となる。図６に、２素子入りモジュールを各相毎に２並列接続した場合の回路図を示す。
図７に、正側直流端子（Ｐ端子）６および負側直流端子（Ｎ端子）７が、共にモジュールの或る一辺側（図の左辺側）に配置された２素子入り電力用半導体モジュール（例えば、非特許文献１参照）の外観を示す。このようなモジュールの場合、出力端子８は同図に示すように直流端子の対向側に設置されるのが普通である。なお、符号９は上アーム側，下アーム側ＩＧＢＴのゲート制御端子を示す。
【０００４】
図８に、図７のような２素子入りモジュールを２並列接続した場合の直流電源回路１（電解コンデンサ）とインバータ部のスタック構造図（例）（上面図）を、図９にその１相分の等価回路図をそれぞれ示す。１０ａ〜１０ｄが電解コンデンサ群（通常の大容量装置の場合、耐圧および静電容量を大きくするため、電解コンデンサを並列および／または直列接続する）、１１ａ〜１３ａ，１１ｂ〜１３ｂが２素子入りモジュールで、１１ａと１１ｂ、１２ａと１２ｂ、１３ａと１３ｂがそれぞれ並列接続されている。１４ａと１４ｂは電解コンデンサ群１０ａ〜１０ｄとモジュール１１ａ〜１３ｂ間を接続するブスバーで、絶縁された正側電源と負側電源の２電極からなり、各電極ブスバーとモジュールの各直流端子とを接続する。なお、実際には１１ａと１１ｂ，１２ａと１２ｂ，１３ａと１３ｂの各出力端子間も接続しなければならないが、本質的なことではないので、ここでは図示もその説明も省略する。
【０００５】
【非特許文献１】
ＭＩＴＳＵＢＩＳＨＩ＜ＩＧＢＴ ＭＯＤＵＬＥ＞ＣＭ９００ＤＵ−２４ＮＦ「ＡＰＰＬＩＣＡＴＩＯＮ ＮＯＴＥ」，三菱電機（株）発行カタログ，２００２年４月２６日
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
図８のようなスタック構造の場合、例えばモジュール１１ａと１１ｂとは電気回路上では並列接続されているが、構造上は電解コンデンサからの距離が異なっている。これを等価回路として示すのが、図９である。すなわち、モジュール１１ａ側は電解コンデンサと近接しているため、配線インダクタンス１５ａ，１６ａは小さいのに対し、モジュール１１ｂ側は電解コンデンサからの配線長が長いため、インダクタンス１５ｂ，１６ｂが大きくなる。このインダクタンスが大きい分だけターンオフ時に高いサージ電圧が発生したり、また並列接続されている１１ａと１１ｂ間ではスイッチング波形の相違によって、スイッチング損失にアンバランスが発生する。
【０００７】
そのため、従来はサージ電圧を抑えるためスナバ回路を接続したり、装置設計において並列接続時に大きなディレーティングが必要となり、装置の大型化，コストアップを招くと言う問題がある。
したがって、この発明の課題は、並列接続されるモジュールのスイッチング波形をほぼ等しくしてスナバ回路を不要とし、ディレーティングを軽減または不要とし、装置の小型，低コスト化を図ることにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
このような課題を解決するため、請求項１の発明では、スイッチング素子とこれに逆並列接続されたダイオードとを１アームとして２アーム直列に接続してモールド化した１相分または多相分のスイッチングモジュールを有し、かつ、このスイッチングモジュールの正側および負側の直流端子が共にスイッチングモジュールの或る一辺側に配置されたスイッチングモジュールを２並列以上組み合わせてなる電力変換装置のスタック構造において、
並列接続される前記スイッチングモジュール同士を、前記正側および負側の直流端子がそれぞれ互いに向き合うように設置することを特徴とする。
この請求項１の発明では、並列設置される前記スイッチングモジュールの正側および負側の直流端子間をそれぞれ金属電極で接続するとともに、この金属電極間に絶縁物を挟んだラミネート構造とすることができる（請求項２の発明）。
【０００９】
【発明の実施の形態】
図１はこの発明の第１の実施の形態を示す構成図で、２素子入りモジュールが２並列の場合の例である。
図示のように、モジュール１１ａ〜１３ｂの直流端子（Ｐ端子とＮ端子）側を向かい合わせにし、それぞれの端子をＰ電極とＮ電極をラミネート構造としたＴ形のブスバー１７ａ，１７ｂに接続して構成される。なお、Ｐ電極とＮ電極間には絶縁物が介在するが、図示は省略されている。このようにすることで、並列接続されるＩＧＢＴ（１１ａと１１ｂ，１２ａと１２ｂ，１３ａと１３ｂ）間では電解コンデンサ１０ａ〜１０ｄからの距離がほぼ等しくなる。
【００１０】
図２に図１の１相分の等価回路図を示す。これは図９と同じであるが、従来は異なっていた配線インダクタンス１８ａと１８ｂ、１９ａと１９ｂがこの回路ではほぼ等しくなっている点で異なる。
また、図３にブスバーの形状を十字形とし、ＩＧＢＴを電解コンデンサを挟んで設置した図１の変形例を示す。
【００１１】
図４に２素子入りモジュールが３並列の場合の例を示す。
図示のように、並列接続されるＩＧＢＴ（１１ａと１１ｂと１１ｃ，１２ａと１２ｂと１２ｃ，１３ａと１３ｂと１３ｃ）を、電解コンデンサからの距離がほぼ等しくなるところに設置して構成される。このようにすることで図１の場合と同様、並列接続されるＩＧＢＴについては電解コンデンサからの距離がほぼ等しくなるため、配線インダクタンス値もほぼ等しくすることができる。
【００１２】
４並列以上のものも基本的には同様であり、並列接続されるＩＧＢＴのＰ，Ｎ端子を向かい合わせ、密集させて設置することで実現できる。また、以上では２素子入りモジュールの場合について説明したが、４素子や６素子入りモジュールについても同様にして適用することができる。
【００１３】
【発明の効果】
この発明によれば、並列接続されるモジュール同士を、直流電源である電解コンデンサからの距離がほぼ等しくなるように構成したので、モジュール内素子間のスイッチング波形や損失のアンバランスを解消することが可能となる。これにより装置設計において並列接続時のディレーティングが不要となったり、スナバ回路の省略が可能となり、その結果、装置の小型，低コスト化が実現できるという利点がもたらされる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の第１の実施の形態を示す構成図
【図２】図１の場合の１相分の等価回路図
【図３】図１の変形例を示す構成図
【図４】この発明の第２の実施の形態を示す構成図
【図５】一般的なインバータ回路図
【図６】図５の各相を２素子入りモジュールで構成した回路図
【図７】２素子入りモジュールの外観図
【図８】図７のモジュールを用いたスタック構造図（例）
【図９】図８の場合の１相分の等価回路図
【符号の説明】
１…直流電源回路、２…負荷、３…インバータ部、４…ＩＧＢＴ（絶縁ゲート形バイポーラトランジスタ）、５…ダイオード、６…正側直流端子（Ｐ端子）、７…負正側直流端子（Ｎ端子）、８…出力端子、９…ゲート制御端子、１０ａ〜１０ｄ…電解コンデンサ、１１ａ〜１３ｂ…２素子入りモジュール、１４ａ，１４ｂ，１７ａ，１７ｂ…ブスバー、１５ａ，１６ａ，１８ａ，１９ａ，１５ｂ，１６ｂ，１８ｂ，１９ｂ…配線インダクタンス。
Claims (2)
- スイッチング素子とこれに逆並列接続されたダイオードとを１アームとして２アーム直列に接続してモールド化した１相分または多相分のスイッチングモジュールを有し、かつ、このスイッチングモジュールの正側および負側の直流端子が共にスイッチングモジュールの或る一辺側に配置されたスイッチングモジュールを２並列以上組み合わせてなる電力変換装置のスタック構造において、
並列接続される前記スイッチングモジュール同士を、前記正側および負側の直流端子がそれぞれ互いに向き合うように設置することを特徴とする電力変換装置のスタック構造。 - 並列設置される前記スイッチングモジュールの前記正側および負側の直流端子間をそれぞれ金属電極で接続するとともに、この金属電極間に絶縁物を挟んだラミネート構造とすることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置のスタック構造。
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002298385A JP2004135444A (ja) | 2002-10-11 | 2002-10-11 | 電力変換装置のスタック構造 |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| JP2002298385A JP2004135444A (ja) | 2002-10-11 | 2002-10-11 | 電力変換装置のスタック構造 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004135444A true JP2004135444A (ja) | 2004-04-30 |
Family
ID=32287819
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002298385A Pending JP2004135444A (ja) | 2002-10-11 | 2002-10-11 | 電力変換装置のスタック構造 |
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2002
- 2002-10-11 JP JP2002298385A patent/JP2004135444A/ja active Pending
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