JP2004165685A - 光受容回路 - Google Patents

Abstract

【課題】小さいな光強度の識別を必要とする光素子のアプリケーションにおいて、十分な信号対雑音比を得ること。
【解決手段】光素子のベースノードにおける電圧レベルを安定化させるサーボ回路を設け、ナビゲーションセンサ24、26の総面積に対する受光面積の割合を高くする。サーボ回路は、３つのMOSトランジスタ50、52および54によって形成されている。これら３つのトランジスタ50、52、54は、フォトトランジスタ36の出力のための共通ゲート段を有するバイアス点増幅器を形成する。光素子回路40で生成される電流を積分コンデンサ30に適正に伝達するために、フォトダイオード34の逆電圧をほぼ一定のレベルに維持する。
【選択図】図３

Description

本発明は、低い光レベルで動作するように構成された光受容回路に関し、信号対雑音比が比較的小さい条件で得られる光受容体情報の信頼性を向上するための回路に関する。

ある面上の装置の経路を正確に判定することは、さまざまな技術分野において重要である。たとえば、走査されたオリジナルの画像（原画）の忠実な表現を得なければならない場合、そのオリジナル画像上での走査装置の移動に関する正確な情報がなければならない。通常、スキャナによって取得される捕捉画像は画素データ配列であり、これがデジタルフォーマットでメモリに記憶される。歪みのない画像を得るためには、オリジナル画像をこの画素データ配列に忠実にマップングしなければならない。

特許文献１は、オリジナル画像とある方向の光素子アレーとの間の相対運動を判定するための相互相関関数の使用を説明している。この発明は、この一次元的方法が、二次元平面内における平行移動、回転および拡大・縮小を追跡するように、オリジナル画像とアレーとの間の二次元相対運動のベクトルを判定するように拡張され得ることに言及している。

上述の特許文献１には、光センサアレーを用いたオリジナル画像の“署名”部分の収集を説明している。かかる署名部分は、オリジナル画像の表面のきめや他の光学的特性を照射し、撮像することによって得られる。光の強度は表面のきめの変動に応じて画素ごとに変動する。オリジナル画像の表面の画像の相関関係を得ることによって、アレーとオリジナル画像との間の相対運動を確認することができる。

上述の特許文献１の技術によるシステムの構成の重要な要素は、それぞれの光素子の信号対雑音比をオリジナル画像の署名部分を確実に判定し得るように十分高く維持する回路である。信号が白い紙のきめのわずかな変動の結果生じる画素間の反射率の差である場合、反射率の変動は約６パーセントにすぎない。全体的解像度を高くするためには各光素子の信号対雑音比を比較的低くしなければならず、ここで所望の信号は媒体の反射率の小さな変化であり、主要なノイズ項は、反射率が固定された部分に起因するフォトダイオードのショットノイズである。有効な情報を得ようとすれば、ノイズ信号は用紙の反射率の変動信号の６パーセント未満でなければならない。
米国特許第５，１４９，９８０号明細書

このため、アプリケーション情報として光強度の小さな差を用いるアプリケーション、すなわち、レベル差の小さい光を受けて、光素子信号の確実な使用を可能とする光受容回路および光素子回路が必要とされている。

そこで、小さな光強度の識別を必要とする光素子のアプリケーションにおいて十分な信号対雑音比を得るための２段階からなる改善をもたらす回路を採用する。第一に、この回路においてはその総面積に対する光受容体の面積の割合が高く、第二には、この回路を信号のうち演算回路に転送される部分を増大させるように構成する。
すなわち、本発明の光受容回路は、光エネルギを受けて電気的信号を生成する光受容回路であって、（１）増幅回路と光受容体を有する回路であって、この回路がエミッタノードとベースノードとを有し、前記光受容体が光エネルギを受けて前記ベースノードに電流を生成する光素子回路と、（２）前記光受容体による光エネルギの受容中に前記ベースノードの電圧を動的に安定化させる手段であって、前記ベースノードから前記エミッタノードへの帰還ループを含むサーボ手段とを備える。

具体的には、サーボ回路を用いてフォトトランジスタのエミッタノードを介してベースノードがバイアスされる。ベースノードはこれによってほぼ一定の電圧に保たれ、その結果光エネルギを受けた結果として生じる光電流は、フォトトランジスタの寄生キャパシタンスの充放電には用いられず、画素記憶コンデンサに流れる。フォトトランジスタを用いることによって、フォトダイオード出力の電流利得が得られる。その結果、この光素子は低い光レベルでの動作や光強度の小さな差によって処理すべきデータが定義されるアプリケーションにおける動作に、より適したものとなる。

このサーボ回路は、フォトトランジスタのベースノードにおける電圧変動がエミッタノードにおける逆の電圧変動に変換される負帰還ループである。本発明では、ベースノードが第１のトランジスタのゲートに接続される。第１のトランジスタのドレインは高インピーダンスを生じるトランジスタ等の一定電流のソースに接続される。このトランジスタのドレインは、この動作においてソースフォロワとして機能する第２のトランジスタのゲートにも接続される。第２のトランジスタのソースはフォトトランジスタのエミッタノードに接続され、ドレインはリセットスイッチを介して定電圧源に選択的に接続される。なお、このリセットスイッチは、Ｐチャンネルトランジスタとすることができる。

このフォトトランジスタのコレクタと第２のトランジスタのドレインとの間に積分コンデンサを接続することができる。受光の結果として光電流が発生すると、この積分コンデンサが充電される。この積分コンデンサは、読出し線に選択的に接続され、伝達増幅器によって出力される。本発明では、この伝達増幅器は１列の光素子の積分コンデンサに順次接続され、したがって１つの伝達増幅器が１列の光素子全部に対処する。

このサーボ回路を設けることによって、ある特定の光素子の積分コンデンサの充電を効率的に行なうことができる。第１のトランジスタはこのフォトトランジスタのベースノードの電圧をモニターする。このベースノード電圧が増大すると、この増大は第２のトランジスタのゲートに印加され、第２のトランジスタはソースホロワとしてはたらいてこの電荷をエミッタノードに印加する。このフォトトランジスタのベースには直流負荷による制約がないためこの効果はベースノードに及ぼされる。

この総面積に対して比較的高い光受容体の面積の割合は、多数の要因によって達成される。１つの要因は、比較的少数の部品を用いたベース電圧を安定させるためのサーボ回路の構成である。他の要因は、１つの伝達増幅器を用いて光素子の列全体に対処する点である。また、他の要因は、光素子対回路を形成することによる伝達増幅器への読出し線等の共通の回路経路の効率的な共用である。それぞれの光素子対回路は異なる受光領域を有し、またそれら受光領域の間に動作回路を有する。ここで問題とする信号は、隣り合う光素子の間の出力差である。したがって、個々の積分コンデンサを読み出すためのスイッチング回路は、電荷注入補償回路を設けることなく動作させることができる。これは、１つの光素子からの注入効果が、隣接する光素子と一致し、差信号から取り除かれるためである。

本発明の利点は、光素子のサーボ回路がフォトトランジスタのベース上にバイアス点を維持し、その結果光によって誘起される電流が適当な積分コンデンサに効率的に供給されることである。他の利点は、受光領域の割合を高くすることができることである。基板PNPトランジスタを用いてフォトダイオードからの電流レベルが増強され、その結果積分コンデンサを光素子間での再現性を得られるだけ大きくすることができる。

本発明は、増幅回路と光受容体とを有する光素子回路がエミッタノードとベースノードとを有し、光受容体が光エネルギを受けてベースノードに電流を生成し、光受容体による光エネルギの受容中にベースノードの電圧を動的に安定化させるサーボ手段が、ベースノードからエミッタノードへの帰還ループを形成しているので、光強度の小さな差を用いるアプリケーションにおいて、すなわち、レベル差の小さい光を受けて光素子信号の確実な使用を可能とすることができる。

次に、本発明の好適な実施の形態を図面を用いて説明する。
図１は、本実施の形態のオリジナル上の蛇行する経路を追跡するハンドヘルド走査装置10の斜視図である。この図１において、携帯式ハンドヘルド走査装置10は、オリジナル14上の蛇行する経路を追跡したものとして示されている。オリジナル14は紙片とすることができるが、本実施の形態は他の画像担持物にも適用することができる。携帯式ハンドヘルド走査装置10を使用するとき、紙の繊維等の固有の組織構造の位置を追跡し、その結果得られる位置情報を用いて画像データを調整することができる。しかし、本実施の形態は他のアプリケーションにも適用することができる。

携帯式ハンドヘルド走査装置10は、好適には自給式であり、バッテリーによって動作する。しかし、この携帯式ハンドヘルド走査装置10は、外部電源あるいはコンピュータあるいはネットワークのデータポートへの接続部を有する。この携帯式ハンドヘルド走査装置10は画像表示装置16を含む。この画像表示装置16は、捕捉された画像をほぼ即時に見ることができるものである。

携帯式ハンドヘルド走査装置10は、３つの自由度を与えるものであり、そのうち２つは平行移動における自由度であり、他の１つは回転における自由度である。第１の自由度は、オリジナル14上での左右移動（X軸移動）である。第２の自由度は、オリジナル14上での上下移動（Y軸移動）である。第３の自由度は、装置を画像センサ素子の直線アレーの回転がオリジナル14の縁に対して位置ずれした状態で動作させることができることである（θ軸移動）。すなわち、撮像素子の直線アレーに、装置の平行移動の方向に直角でない迎角を持たせることができる。

図２は、図１の携帯式ハンドヘルド走査装置10の撮像・ナビゲーションセンサの底面図である。図１および図２に示すように、携帯式ハンドヘルド走査装置10の底面18には、オリジナル14と撮像センサ22との間に適切な接触を維持するための回転部材20が設けられている。この撮像センサ22の両端には、ナビゲーションセンサ24および26が配置されている。これらのナビゲーションセンサ24、26は、回転部材20に取り付けられているため、撮像センサ22に対して一定した位置にある。

物理的に小型にするために、撮像センサ22は、密着型画像装置とすることが好適であるが、小型化の重要度が低い、あるいは小さい画像を必要とするアプリケーションでは、１未満の倍率の投影光学系を用いたセンサを採用することができる。小型撮像装置には、通常SELFOCの商標（日本板硝子の登録商標）で販売されているレンズが用いられる。これに比べ一般的ではないが、撮像レンズを用いず光源と隣接面センサの交互配列要素を用いて密着型撮像を行なうことも可能である。走査アプリケーション用の従来の撮像センサを使用することができる。撮像センサ22は、光源、照射光学系、および画像転送光学系を有するユニットの一部とすることができる。

図１には、蛇行する経路12が、４スワッスと数分の１スワッス、すなわちオリジナル14上の横方向のパスを有するものとして示されている。ほとんどのアプリケーションに使用できる撮像センサ22の長さは、25 mmから100 mmの範囲内である。ステッチ（縫い合わせ）処理を用いて走査されたオリジナルの忠実な表現を生成するために、スワッスには重複部分がなければならない。

携帯式ハンドヘルド走査装置10は、少なくとも１つのナビゲーションセンサ24あるいは26を有する。本実施の形態においては、携帯式ハンドヘルド走査装置10が１対のナビゲーションセンサ24、26を有し、それらは撮像センサ22の両端に設けられる。互いに直交するように取り付けられた光素子の一次元アレーを用いることもできるが、各ナビゲーションセンサ24、26を素子の二次元アレーとする実施例の方がはるかに好適である。ナビゲーションセンサ24、26は、オリジナル14に対する携帯式ハンドヘルド走査装置10の移動を追跡することに用いられる。

各ナビゲーションセンサ24、26は、読出し・信号処理回路を含む集積回路基板上に形成された光素子のアレーである。40μmの画素距離の範囲に必要な位置精度は2.0μmである。この非常に高い位置精度を得るには、素子間で十分な差を有する信号を得るために個々の光素子の長さを数十μm以下としなければならない。本実施の形態においては、紙のオリジナル14上の所望の画素サイズは40μmであり、撮像光学系によって1.5倍の倍率が得られる。したがって、ナビゲーションセンサ24、26の受光素子は、60μｍ×60μmである。各ナビゲーションセンサ24、26は、64の列と32の行を有するアレーである。

ナビゲーションセンサ24、26の動作において、求める信号はオリジナル14の表面の変化によって発生する画素間の反射率の差である。表面の変化とは、白い紙のきめの変化であり、反射率の変動は白い紙の基本的反射率の約６パーセントに過ぎない。したがって、全体的解像度を高くするには、各光素子の信号対雑音比を約２とする。主要なノイズ項は、反射率の固定部分によって発生する光素子信号のショットノイズである。走行方向を判定すべきときには、ノイズ信号は用紙の反射率変動の６パーセント未満でなければならない。本実施の形態は、各光素子のベースノードにおける電圧レベルを安定化させるサーボ回路を設け、ナビゲーションセンサ24、26の総面積に対する受光面積の割合を高くすることによってこの問題を解決する。

図３は、光素子回路40の概略図である。図４は光素子対回路のより詳細な回路図である。入射光は電流に変換され、この電流がサンプリング期間中に積分される。記憶された値は周期的に読み出され、処理シーケンスの次のステップにおいて利用可能となる。積分サイクルの始めに、リセットスイッチ28が“オン”され、積分コンデンサ30が、3.25ボルトにリセットされる。図４に示すように、リセットスイッチ28は、Ｐチャネルトランジスタ28であり、このトランジスタ28は第１のリセット線32を介してこのトランジスタ28のゲートにローレベルを印加することによって“オン”される。フォトダイオード34を用いて生成される光電流は、PNPトランジスタ36によって増幅される。これらのフォトダイオード34およびトランジスタ36は、寄生キャパシタンス38とともに光素子回路40を形成する。増幅された光電流によって積分コンデンサ30が1.75ボルトのレベルまで下向きに充電される。サンプリング期間の終わりに、読出しスイッチ42が“オン”され、記憶された値が読出し線44上を伝達増幅器46に出力される。図４に示すように、この読出しスイッチは、読出し制御線48によって制御されるｎチャネルトランジスタである。

光素子回路40のフォトダイオード34は、光子を受けて電流を生成する。このフォトダイオード34は、PNPトランジスタ36のベースに接続されている。逆バイアスダイオードキャパシタンス38は、寄生キャパシタンスであり、0.16 pFとすることができる。32×64の素子アレーを設ける上述の実施の形態では、このフォトダイオード34上の光出力は1.1 nWと判定された。これによってダイオードの電流源に0.6 nAの電流が発生する。このように電流レベルが低いため、一定の光電流の約６パーセントに過ぎない光変動信号によってノイズと十分区別し得る電圧差を確実に発生させるには増幅が必要である。

光素子回路40のPNPトランジスタ36は、この光電流を増幅する。このトランジスタ36による増幅によって、光素子間での再現性を容易に得られる積分コンデンサ30の使用が可能になる。増幅を行なわないと、フォトダイオード34からの低い電流で２ボルトの揺れ、たとえば10 fFを得るためには積分器として非常に小さいコンデンサが必要になる。寄生があるため、これを素子間で再生することは困難である。光素子のレイアウトをダイオードから基板PNP素子に変更することは電流増幅を行なう簡便な方法である。β値を18とすることによって出力エミッタ電流は11.4 nAに増大する。したがって、0.20 pFの積分コンデンサ30を用いることができる。これによって再生が容易になるが、必要面積が過大になるほど大きな
ものではない。

図３に示す回路に注意を要することは、出力電流、したがって積分コンデンサ30の電圧の決定にβへの直接的依存性が生じることである。しかし、試験の結果、ユニット間の回路の整合は良好であり、β依存性の影響は小さいことがわかった。

３つのMOSトランジスタ50、52および54によって、サーボ回路が形成される。これら３つのトランジスタ50、52、54は、フォトトランジスタ36の出力のための共通ゲート段を有するバイアス点増幅器を形成する。光素子回路40で生成される電流を積分コンデンサ30に適正に伝達するためには、フォトダイオードの逆電圧（すなわち、トランジスタのベース電圧）をほぼ一定のレベルに維持しなければならない。ベースノード56の電圧が変化すると、光電流は少なくとも部分的には基板PNPトランジスタ36によって増幅される電流とはならずにダイオードキャパシタンス38の充放電において消費される。

ノード56におけるトランジスタベース電圧は、３つのMOSトランジスタ50、52および54によってほぼ一定のレベルに維持される。所望の動作を得る上で、図３および図４の実施の形態において、このほぼ一定の電圧レベルはコレクタノード58におけるAVSSより上のNMOSしきい値レベルにほぼ等しい。３つのMOSトランジスタ50、52、54は、トランジスタ52がPNPトランジスタのエミッタノード62に対するソースホロワとして動作することによって負帰還ループとして動作する。したがって、ベース電圧はこのトランジスタのエミッタ電圧によって制御される。これが可能なのは、ベース電圧すなわちフォトダイオード出力が非常に高い直流インピーダンスレベルを有するためである。試験時に、このエミッタ制御のバイアス回路は有効に機能した。出力の面からみれば、MOSトランジスタ52は、トランジスタのエミッタノード62とベースノード56とをPHTO1ノード64の電圧の揺れから、さらに絶縁するという追加的な利点を有する共通ゲート段である。

図５は、上述の図４のタイミング図である。図３、図４および図５に示すように、ある期間において、PHOTO1ノード64の出力電圧は、3.25ボルトすなわちVBB1に維持される。リセット切換えトランジスタ28がこの3.25ボルトを発生する。スイッチングトランジスタが電気的に“オン”であるとき、CGN1ノード66は約2.6ボルトに保たれ、エミッタノード62は約1.4ボルトに保たれる。ノード56のベース電圧は1.0ボルト近辺である。

対象となる媒体を照射する光源が“オン”されると、トランジスタ36のベースからAVSSに接続されたコレクタノード58に約0.6 nAの光電流が発生する。このシーケンスの開始から0.7 μ秒後に、第１のリセット線32すなわちRST1Bのリセット信号がハイレベルになり、これによってリセットスイッチ28が“オフ”される。その結果、フォトトランジスタ36のエミッタ電流が第２のｎチャネルトランジスタ70と並列な第１のｎチャネルトランジスタ68のゲートチャネルキャパシタンスによって形成される容量性構造から引っ張られるために、PHOTO1ノード64における出力が線形に降下する。この電圧範囲は3.25Vから1.75Vである。その結果、第１のｎチャネルトランジスタ68と第２のｎチャネルトランジスタ70のゲートは、これらの素子のゲート-チャンネルキャパシタンスが素子のしきい値レベルより上になるように高く保たれる。

リセットスイッチ28が“オフ”である積分時間中、エミッタノード62とベースノード56の電圧は上述した負帰還ループによって安定した状態に保たれる。ベースノードの電圧は約２ mVの範囲内にとどまる。

約20マイクロ秒の積分時間後、読出しスイッチ42が“オン”され、読出し制御線48によってトランジスタ42に正のゲートパルスが送られる。この正のゲートパルスの持続時間は約200 nsである。伝達増幅器46の動作によってPHOTO1ノード64が1.75ボルトまで引っ張られる。これによって伝達増幅器におけるコンデンサ72への信号の伝達が行なわれる。この伝達処理が終わると、読出し制御線48は、ローに戻り、第１のリセット線32もまたローになる。その結果リセットスイッチ28が“オン”になり、PHOTO1ノード64は3.25ボルトに引き戻される。

図６は、図４の回路のレイアウト例である。図４および図６に示すように、上述したナビゲーションセンサ24、26のそれぞれは、光素子対回路としてレイアウトされる素子アレーである。60μm×60μmの２つのユニットが、これら２つのユニットの間でいくつかの共通信号を共用しうるように製作される。これによって、相互接続に要する面積が低減される。その結果、光素子の受光面積を増大することができる。たとえば、受光面積を総面積の40パーセントとすることができる。最小限のスイッチングおよびサーボ増幅回路を用いることによって、従来のフォトダイオードとアナログ処理を組み合わせた方法に比べて高い“フィルファクター”を得ることができる。

図６において、フォトダイオードあるいはそれぞれのフォトトランジスタのベース部はｐ型基板へのｎウェルの拡散によって形成される。このｎウェル領域は図６の破線74および76で示す。ｐ型エピタキシャル層の上に比較的軽くドーピングしたｎウェル領域を組み合わせることによって、所望の光応答特性が得られる。650 nmの波長において、量子効率は約87.8パーセントであった。このレイアウトの目的は総面積に対してｎウェルを最大限にして、全領域に当たる光が光電流に変換される割合を高めることにある。

破線74および76で示すｎウェル領域への２種類の接点が用いられる。ｎアイランドストリップ78および80は、それぞれの光素子のｎウェル領域と接触してフォトダイオードのカソードを形成する。これらもまた基板PNPトランジスタのベース接点である。それぞれの光素子のｎウェル-基板接合部は、このフォトトランジスタのベース-コレクタ接合部を形成する。これらの接点と交互にｐアイランドストリップ82および84が設けられている。これらのｐストリップはこのフォトトランジスタのエミッタ接点を成し、破線74および76によって示すｎウェル領域との接続部を形成する。２つの光素子のそれぞれについて、ベース金属線86および88が、読出し制御線48および90（図４に簡単に示す）まで伸張している。

ｎウェル領域74および76の接点を含まない領域にのみ光をあてなければならない。さらに、図６に示す他の回路に光があたってはならない。したがって、金属層を用いて露出してはならない領域に必要な遮光を施すことができる。

図７は、図４の回路のうちの図６に示す受光領域対の間の部分の拡大図である。図４と図７を比較すると、２つの受光領域の間の領域には、それぞれがリセット線32および94とPHOTO1ノード64および96とに接続された１対のリセット素子28および92が設けられている。また、この中央領域には、上述したように負帰還ループのそれぞれを動作させるために必要な高インピーダンス状態と定電流源を提供するMOSトランジスタ54および92が設けられている。実際に、この中央領域の外には、ゲイントランジスタ50および100と、共通ゲート段と、記憶キャパシタンスを成すトランジスタ68および70のうちの１つしかない（図４において、第２の光素子102の記憶容量トランジスタを符号104および106で示す）。

CMOSスイッチを用いる多くのアプリケーションにおいて、図４および図６に示す回路には、スイッチングとともに電荷注入補償回路が必要である。問題は、スイッチング動作が結合して小さなステップ誤差が生じることである。従来、かかる誤差を防止するために電荷注入補償回路が用いられてきた。しかし、この追加回路は面積損失を生じさせる。このアプリケーションでは、この面積損失によって総面積に対する受光面積の割合が小さくなる。光素子対回路を設け、回路を図６および図７に示すように構成することによって電荷補償回路を削除することができる。この回路の動作は信号出力の差によって行われるため、隣接するユニットを比較してその差を見ることによって電荷注入効果の一次低減が得られる。

受光面積の割合を増大する他の要因としては、光素子の列全体に対して１つの伝達増幅器を用いることがある。上述した実施例では、32行×64列の光素子がある。各行は16の光素子対からなる。各列の最下部には図３に示す伝達素子46等の伝達素子がある。読み出しは一度に１行に対して行なわれる。すなわち、１つの行のすべての素子がアレーの最下部の64列の伝達増幅器によって同時に読み出される。これが完了し、信号が下流の処理回路に伝達されると、次の光素子列が読み出される。この動作を可能にするために、積分と読み出しのタイミングは１つの行から次の行まで、読み出しから再起動まで300 nsの時間だけずらされる。

後続の処理回路への伝達動作は、本実施の形態においては特別なものではない。しかし、ここで図３の伝達増幅器46を概説しておく。伝達増幅器46による伝達の間に、ユニットはリセットされ、積分コンデンサ30はショートされる。この期間中、入力ノードは電圧1.75Vに保持される。リセット動作の前にリセットスイッチが開かれる。次に、選択された光素子からの読み出しスイッチ42が“オン”される。これによって読出し線44に接続された伝達増幅器46の入力（すなわち、この増幅器のマイナス入力）の電圧の正の摂動が発生する。この伝達増幅器46の出力線108において、出力は負になり、伝達コンデンサ７２を介して読出し線から電荷を引っ張る。これによって電圧レベルが1.75Vになる。電荷は保存されるため、積分コンデンサ30をその最終電圧から伝達増幅器46の固定入力の固定された電位（たとえば1.75V）に下げるために必要な電荷の量は積分コンデンサ30から伝達コンデンサ72に引っ張られる。
以上の実施の形態によれば、光素子のサーボ回路（MOSトランジスタ50、52、54からなる回路）がフォトトランジスタ36のベース上にバイアス点を維持し、その結果光によって誘起される電流が適当な積分コンデンサ30に効率的に供給される。また、受光領域の割合を高くすることができる。基板PNPトランジスタ36を用いてフォトダイオード34からの電流レベルが増強される。

以下、本発明の実施の形態を要約して挙げる。
１．光エネルギを受けて電気的信号を生成する光受容回路であって、
増幅回路と光受容体を有する回路であって、この回路がエミッタノードとベースノードとを有し、前記光受容体が光エネルギを受けて前記ベースノードに電流を生成する光素子回路と、
前記光受容体による光エネルギの受容中に前記ベースノードの電圧を動的に安定化させる手段であって、前記ベースノードから前記エミッタノードへの帰還ループを含むサーボ手段とからなる光受容回路。
２．上記１記載の光受容回路において、前記増幅装置がバイポーラトランジスタであり、前記光受容体が前記バイポーラトランジスタのベースを前記バイポーラトランジスタのコレクタに接続するフォトダイオードであり、前記帰還ループが、前記光素子回路の前記ベースノードにおける電圧の変動を前記エミッタノードにおける逆の電圧変動に変換する負帰還ループである光受容回路。
３．上記２記載の光受容回路において、さらに前記フォトダイオードで光エネルギが受容されると充電されるように前記フォトダイオードとバイポーラトランジスタとに接続された積分コンデンサを有する光受容回路。
４．上記１記載の光受容回路において、前記帰還ループが、前記エミッタノードを介して前記ベースノードをバイアスするバイアス手段を含む光受容回路。
５．上記４記載の光受容回路において、前記バイアス手段が、MOSトランジスタで構成されものであって、前記ベースノードに接続されたゲートとドレインとを有する第１のMOSトランジスタを含み、前記MOSトランジスタがさらに前記第１のMOSトランジスタの前記ドレインに接続されたゲートと前記エミッタノードに接続されたソースとを有する第２のMOSトランジスタを含み、これらによって負帰還ループが形成される光受容回路。
６．上記５記載の光受容回路において、前記MOSトランジスタが、前記第１のMOSトランジスタの前記ドレインに接続され電流を供給する第３のMOSトランジスタを含む光受容回路。
７．上記１記載の光受容回路において、さらに前記光受容体による光エネルギの受容によって誘起される電流に応じて充電される前記光素子回路に接続されたコンデンサを有し、このコンデンサが電荷を選択的に判定するための読出し線に接続される光受容回路。
８．上記１記載の光受容回路において、前記光素子回路が、光素子アレー回路の中の１つの素子回路である光受容回路。
９．ベース、エミッタおよびコレクタを有するバイポーラトランジスタと、
前記ベースに接続され光の検出に応じて電流を誘起する光受容体と、
前記ベースに接続されたゲートとドレインとを有する第１のMOSトランジスタおよびこの第１のMOSトランジスタの前記ドレインに接続されたゲートと前記バイポーラトランジスタの前記エミッタに接続されたソースとを有する第２のMOSトランジスタを有する負帰還ループ回路と、
前記光受容体によって誘起される電流に応じて電荷を受けるように接続されるコンデンサとからなる光素子回路。
10．上記９記載の光素子回路において、前記第１のMOSトランジスタの前記ドレインが、ほぼ一定の電流源に接続される光素子回路。
11．上記10記載の光素子回路において、前記電流源からの電流が、導通状態にバイアスされる第３のMOSトランジスタを介して供給される光素子回路。
12．上記９記載の光素子回路において、前記第２のMOSトランジスタが、コンデンサの端子に接続されたドレインを有する光素子回路。
13．上記12記載の光素子回路において、さらに前記コンデンサにリセット電圧を選択的に印加するリセット切換え手段を有する光素子回路。
14．上記９記載の光素子回路において、さらに前記コンデンサの電荷を選択的に読み出す読出し切換え手段を有する光素子回路。
15．光エネルギを受けて電気的信号を生成する光受容回路であって、
第１および第２の光受容体と、この第１および第２の光受容体の間に形成された第１の動作回路とを有する回路であって、前記第１の動作回路が、第１の読出し線および前記第１または第２の光受容体の１つをある特定の時間に前記第１の読出し線に接続する第１の切換え手段を含む第１の光素子対回路と、
第３および第４の光受容体と、その間に形成された第２の動作回路とを有する回路であって、前記第２の動作回路が、前記第１の読出し線に電気的に接続された第２の読出し線およびある特定の時間に前記第３または第４の光受容体のうちの１つに接続する第２の切換え手段を含む第２の光素子対回路と、
前記第１および第２の読出し線に電気的に接続され、処理回路に伝達すべき信号を受ける伝達増幅器とからなる光受容回路。
16．上記15記載の光受容回路において、前記第１および第２の動作回路のそれぞれが電荷注入補償回路を有しない光受容回路。
17．上記16記載の光受容回路において、前記第１および第２の切換え手段が、第１および第２のスイッチングトランジスタを含む光受容回路。
18．上記17記載の光受容回路において、さらに前記伝達増幅器への接続に続いて前記光素子対回路を静的状態に戻すための、前記第１の受容体から第４の光受容体のそれぞれに対するリセット切換えトランジスタを有する光受容回路。

本発明の実施の形態のオリジナル上の蛇行する経路を追跡する携帯式ハンドヘルド走査装置の斜視図である。 図１の携帯式ハンドヘルド走査装置の撮像・ナビゲーションセンサの底面図である。 本実施の形態の負帰還ループを有する光素子回路である。 本実施の形態の光素子対回路の概略図である。 図４の回路のタイミング図である。 図４の回路の回路レイアウトである。 図６の回路の部分拡大図である。

符号の説明

28 リセットスイッチ
30 積分コンデンサ
34 フォトダイオード
36 PNPトランジスタ
38 寄生キャパシタンス
40 光素子回路
42 読出しスイッチ
44 読出し線
46 伝達増幅器
50、52、54 MOSトランジスタ
56 ベースノード
58 コレクタノード
62 エミッタノード
64 PHTO1ノード
72 コンデンサ

Claims (4)

1. 光エネルギを受けることに応じて電気的信号を生成するための回路レイアウトであって、
   第１および第２の光受容体（34）と、この第１および第２の光受容体の間に形成された第１の動作回路とを有する第１の光素子対回路（40と102）であって、前記第１の動作回路が、第１の読出し線（44）と、前記第１または第２の光受容体の１つをある特定の時間に前記第１の読出し線に接続するための第１の切換え手段（48と90）とを含む、第１の光素子対回路（40と102）と、
   第３および第４の光受容体と、その間に形成された第２の動作回路とを有する第２の光素子対回路であって、前記第２の動作回路が、前記第１の読出し線に電気的に接続された第２の読出し線と、ある特定の時間に前記第３または第４の光受容体の１つを接続するための第２の切換え手段とを含む、第２の光素子対回路と、及び
   前記第１および第２の読出し線に電気的に接続され、処理回路に伝達するための信号を受け取るための伝達増幅器とからなる、回路レイアウト。
2. 前記第１および第２の動作回路のそれぞれが、電荷注入補償回路を有しない、請求項１の回路レイアウト。
3. 前記第１および第２の切換え手段のそれぞれが、第１および第２のスイッチングトランジスタ（42）を含む、請求項１または２の回路レイアウト。
4. 前記伝達増幅器（46）への接続に続いて前記光素子対回路を静的状態に戻すための、前記第１、第２、第３、及び第４の受容体のそれぞれに対するリセット切換えトランジスタ（28と92）を含む、請求項１、２、又は３の何れかの回路レイアウト。
   

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