JP2004201338A

JP2004201338A - 送信機および伝送方法

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Publication number: JP2004201338A
Application number: JP2004033589A
Authority: JP
Inventors: Takeshi Kawabe; 武司川辺; Shozo Komaki; 省三小牧; Minoru Okada; 実岡田
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 2004-02-10
Filing date: 2004-02-10
Publication date: 2004-07-15

Abstract

【課題】ガード区間長を越える伝搬遅延が生じても、良好な受信特性を得る直交周波数多重変調信号受信機を提供すると共に、該受信機を利用することにより、複数の直交周波数多重変調信号を合成して伝送する、空間分割多重化方法を提供するものである。
【解決手段】アダプティブアレーアンテナを用い、複数のアンテナで受信された信号のガード区間の信号より周期自己相関関数を推定し、また、複数のアンテナ間の周期相互相関関数を推定し、これらの信号より干渉信号の除去を行い、受信信号の補償を行う。また、複数の直交周波数多重変調信号を合成して伝送し、該直交周波数多重変調信号受信機で受信することにより、合成されて伝送された信号を分離して受信できる。
【選択図】図１

Description

本発明は、ディジタル無線伝送の受信機および伝送方法に係わり、特に直交周波数多重変調方法（以下、ＯＦＤＭという）における受信機、及びその受信機を用いた空間分割多重伝送方法に関するものである。

地上波ディジタル放送、高速ディジタル移動無線伝送、あるいは、サブキャリヤ伝送において、マルチパスひずみに強いＯＦＤＭが検討されている。

ＯＦＤＭは、伝送ディジタルデータをシンボル期間の逆数の周波数間隔で並ぶ複数の搬送波を用いて周波数多重する方法であり、このとき用いる搬送波は、約１０００本から８０００本程度である。

また、各々の搬送波は、多値ＱＡＭ等で変調されており、帯域の利用効率が高い方法でもある。

図１１は、従来のＯＦＤＭによる伝送方法の構成である。

図１１において、送信機（２）では、入力端子１から入力された２進ディジタル信号は、ディジタル変調器（３）により位相変調（以下、ＰＳＫ（ＰｈａｓｅＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ）という）信号、または、直交振幅変調（以下、ＱＡＭ（ＱｕａｄｒａｔｕｒｅＡｍｐｌｉｔｕｄｅＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）という）信号の等価低域シンボルに変調される。

該変調シンボルは、直並列変換器（４）に入力され、伝送速度が入力シンボル系列の伝送速度の１／ＮであるＮ個のシンボル系列に変換される。この系列は、逆離散フーリエ変換器（以下、ＩＤＦＴ（ＩｎｖｅｒｓｅｄＤｉｓｃｒｅｔｅＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）という）（５）により、対応する周波数の副搬送波を変調し、合成されて出力される。

該出力信号は、シンボル周期の逆数の周波数間隔で並ぶ複数の変調信号の和の信号となっている。

前記ＩＤＦＴ（５）の出力信号には、ガード区間挿入部（６）により直交周波数多重変調信号の観測区間の末尾と同一の波形を有するガード区間が挿入され、送信される。

一方、受信機（７）では、前記送信機（２）と逆の操作を行い、送信データ系列の推定を行う。

まず、ガード区間除去部（８）においてガード区間信号が取り除かれ、離散フーリエ変換器（以下、ＤＦＴ（ＤｉｓｃｒｅｔｅＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）という）（９）に入力される。該ＤＦＴ（９）では、受信信号が各サブチャネルに対応する等価低域受信信号に分離され、Ｎ個のシンボルからなる並列データとして出力される。

このシンボルは、並直列変換器（１０）によりもとの直列データに変換され、ディジタル復調器（１１）により、前記ＰＳＫ信号または前記ＱＡＭ信号の復調が行われ、受信データ出力端子（１２）より出力される。

ここで、ガード区間とは、ＯＦＤＭは各サブチャネルの伝送速度が十分小さいため、マルチパス遅延波による影響を受けにくいが、更に、遅延波による符号間干渉を完全に取り除き、デジタル伝送において品質の高い情報を送ることができるようにするために設けているものであり、本来伝送したい有効なシンボルの前に緩衝データ部分として無効なシンボルを付加する形態をとっている。

この時、付加する無効なシンボルは有効シンボルの一部を用い、全体の数十分の一から数分の一の期間にあたる。

以下、前記ガード区間について図１２を用いて概説する。

図１２は、ＯＦＤＭの変調信号波形の概形を示す図であるが、同図に示すようにＯＦＤＭの変調信号波形は、ガード区間と観測区間の２つの区間より構成されており、該ガード区間には、観測区間信号の末尾と同じ波形が挿入されている。

このガード区間を設けることにより、ガード区間長以内の遅延時間の遅延波による干渉を防ぎ、伝送特性の劣化を抑えることができる。

しかし、ＯＦＤＭは、ガード区間長を越える遅延時間の遅延波が存在すると、隣接するサブチャネル間の直交性が失われて符号間干渉が生じるため、伝送特性が著しく劣化する。

また、同一周波数に存在する他の送信信号による干渉については、単一搬送波を用いる従来の伝送方法と同様、その影響を取り除くことは不可能であった。

このような課題に対して、複数のアンテナにより受信した信号を合成することにより干渉を取り除くアダプティブアレーアンテナ技術が提案されている。

しかし、アダプティブアレーによる干渉除去を行うためには、既知トレーニング系列を用いて長時間、伝搬路推定を行う必要があり、周波数利用効率の改善や高速に伝搬路特性が変動する環境への適用は困難であるという問題があった。

また、ＣＭＡアダプティブアレーアンテナと呼ばれるトレーニング系列を用いない手法が提案されているが、この方法は、変調信号の振幅が一定である必要があり、振幅が大きく変動するＯＦＤＭへ適用することは困難であるという問題があった。

本発明は、係る課題に対して、希望受信波と干渉波との到来方向や伝搬損失の違いに着目し、干渉を受けたＯＦＤＭによる信号から干渉信号成分を取り除き伝送特性を改善する、ＯＦＤＭの受信機を提供するものであり、また、複数の同一のＯＦＤＭによる信号の合成された受信信号から、それぞれの信号を分離し復調を行う、空間分割多重化伝送方法を提供するものである。

本願の第１の発明は、複数の直交周波数多重変調された信号を用いてデータを無線伝送する送信機において、シンボルクロック発生器により、複数の同一の直交周波数多重変調送信機の出力信号の同期をとる手段と、前記複数の同一の直交周波数多重変調送信機の出力信号をそれぞれ異なった遅延時間だけ遅延させて送信する手段を具備することを特徴とする。

本願の第２の発明は、複数の直交周波数多重変調された信号を用いてデータを無線伝送する送信機であり、シンボルクロック発生器により、複数の同一の直交周波数多重変調送信機の出力信号の同期をとる手段と、前記複数の同一の直交周波数多重変調送信機の出力信号をそれぞれ異なった遅延時間だけ遅延させて送信する手段を具備する送信機と、直交周波数多重変調方法を用いて無線伝送されたデータを受信する受信機であり、前記伝送されたデータを複数のアンテナで受信する受信手段と、前記受信手段により受信された複数の受信信号より、重み係数を計算する重み推定手段と、該重み推定手段に同期信号を入力する手段と、前記受信手段により受信された複数の受信信号に、前記重み係数を掛ける乗算手段と、前記乗算手段により求められた積の和を求める加算手段を具備する受信機を用いた伝送方法であって、前記送信機で信号を送信する工程と、該送信された信号を受信し、該受信信号より、前記複数の同一の直交周波数多重変調送信機の出力信号の同期を検出する工程と、該検出された同期を、それぞれ異なった遅延時間だけ遅延させる工程と、該それぞれ異なった遅延時間だけ遅延させた前記検出された同期により、複数の前記受信機の同期をとり、前記複数の同一の直交周波数多重変調送信機のそれぞれの出力信号を、前記複数の受信機より取り出す工程より成ることを特徴とする。

本願の第３の発明は、前記同期の検出方法として、周期自己相関関数を用いることを特徴とする。

以上のように、本発明によれば、ＯＦＤＭによる信号が、同一周波数において送信された他の変調信号、または、ガード区間長を越える長い遅延時間を持つ遅延波による干渉を受けたとしても、その干渉を取り除くことができ、干渉による伝送特性の劣化を改善する効果がある。

また、ＯＦＤＭでは、ガード区間と観測区間の末尾で同一の波形が伝送されることを利用して、該２つの区間の波形を比較することにより、振幅が変動するＯＦＤＭによる信号でも、トレーニング系列を用いる必要がなくなり、これにより高速に伝送路特性が変動するような環境への適用も可能となる。

また、同一周波数により複数の直交周波数多重変調信号を同時に空間多重して伝送を行うことが可能となり、周波数利用効率を飛躍的に向上させる効果があり、これに伴い、伝送コストの削減も図ることができる。

以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。

図１は、本発明の第１の実施の形態であり、ＯＦＤＭ送信機（３１）、本発明に係わるＯＦＤＭ受信機（３６）および伝搬路環境を示すシステム図である。

図１において、ＯＦＤＭ送信機（３１）より送信アンテナ（３２）を通して送信された送信信号は、伝搬路によりＫ−１個の干渉を受け、ＯＦＤＭ受信機（３６）にて受信される。

ＯＦＤＭ受信機（３６）では、Ｌ個の受信アンテナ（３３、３４、３５）により、それぞれ独立に前記送信信号が受信される。

希望送信信号をｘ1、干渉信号をｘk（ｋ＝２、３、．．．、Ｋ）とすれば、前記Ｌ個の受信アンテナ（３３、３４、３５）で受信された受信信号はベクトル形式によりベクトルｙ＝［ｙ1、ｙ2、．．．、ｙL］Tとして次式で書き表すことができる。

ここで、ベクトルＣk＝［Ｃk1、Ｃk2、．．．、ＣkL］Tは、干渉信号ｘkの複素包絡線変動ベクトル、Ｃklは干渉信号ｘkがｌ番目のブランチで受信された時の複素包絡線変動を表す。

ＯＦＤＭ受信機（３６）では、前記受信信号ベクトルｙから希望送信信号ｘ1の平均二乗誤差最小推定値（以下、希望信号推定値という）を求めることにより干渉除去を行い、復調を行う。

図２に前記ＯＦＤＭ受信機（３６）のブロック図を示し、前記希望信号推定値を得るための動作を説明する。

図２において、入力端子（４１、４２、４３）より入力される信号は、それぞれ前記図１のＬ個の受信アンテナ（３３、３４、３５）で受信された信号であり、該入力端子（４１、４２、４３）より入力された受信信号は、重み推定部（４９）および乗算器（４４、４５、４６）に入力される。

受信信号は、それぞれ前記乗算器（４４、４５、４６）により前記重み推定部（４９）で検出された値により重み付けされた後、加算器（４７）で加算されることにより、前記希望信号推定値が求められる。

以下、前記希望信号推定値を求める原理について説明する。

前記希望信号推定値は、次式により表される。

ここで、ベクトルＨ＝［ｈ1、ｈ2、．．．、ｈL］Tは重みベクトルであり、次式で与えられる。

ここで、ａは定数であり、

は、ｘとベクトルｙの相互相関行列であり、

は、ベクトルｙの自己相関行列である。

従って、該重みベクトルＨが求まれば、前記希望信号推定値を求めることができる。

該重みベクトルＨの推定は、重み推定部（４９）にて行われる。

以下、重み推定部（４９）の動作を説明する。

まず、周期自己相関推定器（５０）により、周期自己相関関数を求める。

周期自己相関推定器（５０）の構成を図３に示す。

図３において、入力端子（６１）より入力された受信信号は、遅延器（６２）により観測時間ｔsだけ遅延を加えられる。前記遅延器（６２）の出力信号は、複素共役演算部（６３）に入力され、複素共役信号が求められる。前記複素共役演算部（６３）の出力信号は、前記入力端子（６１）から入力された受信信号と共に、複素乗算器（６４）に入力される。

前記複素乗算器（６４）の出力信号は、幅Ｄｅｌｔａの矩形インパルス応答を有する矩形窓フィルタ（６５）に入力される。前記矩形窓フィルタ（６５）の出力は、分配スイッチ（６７）に入力される。

サンプリングクロック発生器（６６）より出力されたサンプリングクロック信号は、前記分配スイッチ（６７）に入力され、前記矩形窓フィルタ（６５）の出力は、このクロックタイミングでＮT個の積分器（６８、６９、７０）に分配される。

前記各積分器（６８、６９、７０）では、入力された信号をＭシンボル区間にわたって積分を行う。これにより、ｎ番目の積分器出力は次式で表される。

ここで、ｔsampはサンプリング周期、ｔsは直交周波数多重変調信号の観測区間長、△はガード区間長、Ｔs＝ｔs＋△はシンボル長である。

各積分器出力振幅の概形を図４に示す。

同図の振幅のピーク値がシンボルタイミングに対応している。前記各積分器（６８、６９、７０）出力は、ピーク検出器（７１）に入力され、いずれの積分器出力が最大であるかが検出される。

前記ピーク検出器（７１）の出力は、シンボルタイミング信号出力端子（７３）より出力される。また、セレクタスイッチ（７２）に入力され、前記各積分器（６８、６９、７０）出力の内、最大振幅を有する積分器の出力が選択されて、自己相関関数出力として自己相関関数出力端子（７４）から出力される。ここで、自己相関関数は次式で示される。

次に、入力信号および周期自己相関推定器５０のシンボルタイミング信号出力は、図５に示される周期相互相関推定器（５１、５２）に入力される。

図５において、入力端子（８１）から受信信号＃１が、また入力端子（８２）から受信信号＃２が入力信号として入力される。

前記入力端子（８２）より入力された受信信号＃２は、遅延器（８４）において観測時間ｔsだけ遅延を加えられ、該遅延器（８４）の出力信号は、複素共役演算部（８５）に入力され、複素共役信号が求められる。

該複素共役演算部（８５）の出力信号は、前記入力端子（８１）から入力された受信信号＃１と共に、複素乗算器（８６）に入力され、該複素演算器（８６）出力信号は、幅Ｄｅｌｔａの矩形インパルス応答を有する矩形窓フィルタ（８７）に入力される。

前記矩形窓フィルタ（８７）出力は、シンボルタイミング信号入力端子（８３）より入力されたシンボルタイミング信号により制御されたサンプルホールド回路（８８）により、シンボルタイミング信号の周期で信号レベルが保持される。

サンプルホールド回路（８８）の出力信号は、積分器（８９）に入力され、Ｍシンボル区間にわたって積分を行う。

以上のような過程により演算された周期相互相関関数は、出力端子（９０）より出力される。

以上のような周期相互相関推定器（５１、５２）では、次式で表される周期相互相関関数が演算され、出力される。

ここで、ｔmaxは上記周期自己相関関数推定器出力が最大となる時間、ｔsは直交周波数多重変調信号の観測区間長、△はガード区間長、Ｔ＝ｔs＋△はシンボル長である。

前記周期自己相関および周期相互相関推定器出力信号からなるベクトルは、次式で示されるＲxyの推定値となっている。

また、Ｒyyは、以下の計算より求められる。

ここで、ｒlnは、次式で与えられる。

ここで、ｔsampはサンプリング周期、ｔsはＯＦＤＭの観測区間長、Ｍは整数、Ｔs＝ｔs＋△はシンボル長である。

一方、図２の共分散行列推定器（５３）では、次式により受信信号の共分散行列の要素が推定される。

ここで、Ｔ0は共分散行列推定器（５３）の観測区間、ρnlは推定した共分散行列のｎ行ｌ列要素である。共分散行列推定器（５３）により求められた共分散行列は、図２の逆行列演算部（５４）に入力され、逆行列が求められる。

従って、式（９）および式（１０）で求められるベクトルと前記逆行列との積を行列乗算部（５５）で計算することにより重みベクトルＨが求められる。

なお、この実施例では、各アンテナ入力への信号の伝搬遅延は同一とし、ｌ＝１についてのみ推定を行っているが、各アンテナ毎に別々にタイミングを推定することにより、伝搬遅延が異なっていても推定は可能である。

次に、空間分割多重伝送方法について説明する。

まず、空間分割多重伝送方法を行う場合の送信機の構成を図６に示す。

図６において、Ｌ個の入力端子（９１、９２、９３）より、それぞれ別々にディジタル信号を入力する。これらのディジタル信号は、Ｌ個のＯＦＤＭ送信機（９５、９６、９７）によりそれぞれ送信信号が生成される。前記各ＯＦＤＭ送信機（９５、９６、９７）のシンボルタイミングは、シンボルクロック（９４）により生成される同期信号により一致している。前記各ＯＦＤＭ送信機（９５、９６、９７）出力は、遅延器（９８、９９）に入力され所定の遅延が与えられる。

前記各ＯＦＤＭ送信機（９５、９６、９７）の出力信号のシンボルタイミングの関係を図７に示す。

送信信号１（１１０）は、出力端子１（１００）より送信されるシンボル長Ｔsを有する信号であり、送信信号２（１１１）は、出力端子２（１０１）より送信されるシンボル長Ｔsを有し、前記送信信号１（１１０）より１／Ｔsだけ遅延した信号である。また、送信信号Ｌ（１１３）は、出力端子Ｌ（１０２）より送信されるシンボル長Ｔsを有し、前記送信信号１（１１０）より（Ｌ−１）／Ｔsだけ遅延した信号である。

これらのＯＦＤＭ送信機（９５、９６、９７）の出力信号は、各々の出力端子（１００、１０１、１０２）より出力され、Ｌ本の独立した送信アンテナより送信される。

次に、空間分割多重伝送方法を行う場合の受信機の構成を図８に示す。

図８において、Ｌ本の独立した受信アンテナにより受信された信号が入力端子（１２０、１２１、１２２）より入力される。入力端子（１２０）より入力された信号は、周期自己相関推定器（１２３）により受信信号の周期自己相関関数が求められる。ここで用いる周期自己相関推定器の構成は、図３の構成と同一である。

空間分割多重伝送では、周期自己相関推定器（１２３）の各積分器出力は、送信機で各ＯＦＤＭ送信機（９５、９６、９７）の出力信号を遅延させたシンボルタイミングに同期して、Ｔs／Ｋ間隔にＫ個のピークを検出する。このうち１つのピークを選択し、シンボルタイミングとして出力する。

このシンボルタイミングの様子を図１０に示す。

このシンボルタイミングは、遅延器（１２７、１２８）によりＴs／Ｋづつ遅延を与えられ各々のＯＦＤＭ受信機（１２４、１２５、１２６）に加えられる。

図８おけるＯＦＤＭ受信機の構成を図９に示す。

図９のＯＦＤＭ受信機では、周期自己相関推定器（１４９）、周期相互相関推定器（１５０、１５１）の動作が、同期信号入力端子（１４３）からの同期信号に同期して動作することを除いて、図２のＯＦＤＭ受信機とほぼ同一の処理が行われる。これにより、多重されて伝送されているＫ個の送信信号が分離されて受信することが可能となる。

地上波ディジタル放送、高速ディジタル移動無線伝送に適用可能である。

本発明の実施の形態における送信機、受信機および伝搬路環境を示すシステム図である。本発明の実施の形態における受信機の構成を示すブロック図である。本発明の周期自己相関関数推定器の構成を示すブロック図である。本発明の周期自己相関関数推定器の積分器出力波形である。本発明の周期相互相関関数推定器の構成を示すブロック図である。本発明の実施の形態における送信機の構成を示すブロック図である。本発明の伝送方法における送信機の送信シンボルタイミングである。本発明の伝送方法における受信機の全体構成を示すブロック図である。本発明の伝送方法における受信機部の内部構成を示すブロック図である。本発明の伝送方法における受信信号の周期自己相関関数の波形である。従来の直交周波数多重変調送信機および受信機の構成を示すブロック図である。直交周波数多重変調信号の信号波形である。

符号の説明

１信号入力端子
２ＯＦＤＭ送信機
３変調機
４直並列変換器
５ＩＤＦＴ
６ガード区間挿入部
７ＯＦＤＭ受信機
８ガード区間削除部
９ＤＦＴ
１０並直列変換器
１１復調機
３０信号入力端子
３１ＯＦＤＭ送信機
３２送信アンテナ
３３、３４、３５受信アンテナ
３６ＯＦＤＭ受信機
３７信号出力端子
４１、４２、４３信号入力端子
４４、４５、４６乗算器
４７加算器
４８信号出力端子
４９重み推定部
５０周期自己相関関数推定器
５１、５２周期相互相関推定器
５３共分散行列推定器
５４逆行列演算器
５５行列乗算部
６１信号入力端子
６２遅延器
６３複素共役演算部
６４複素乗算部
６５矩形窓フィルタ
６６サンプリングクロック発生器
６７分配スイッチ
６８、６９、７０積分器
７１ピーク検出器
７２セレクタスイッチ
７３シンボルタイミング出力端子
７４自己相関関数出力端子
８１、８２信号入力端子
８３シンボルタイミング入力端子
８４遅延器
８５複素共役演算部
８６複素乗算部
８７矩形窓フィルタ
８８サンプルホールド回路
８９積分器
９０相互相関関数出力端子
９１、９２、９３信号入力端子
９４シンボルクロック発生器
９５、９６、９７ＯＦＤＭ送信機
９８、９９遅延器
１００、１０１、１０２信号出力端子
１２０、１２１、１２２信号入力端子
１２３周期自己相関関数推定器
１２４、１２５、１２６ＯＦＤＭ受信機
１２７、１２８遅延器
１２９、１３０、１３１信号出力端子
１４０、１４１、１４２信号入力端子
１４３同期信号入力端子
１４４、１４５、１４６乗算器
１４７加算器
１４８信号出力端子
１４９周期自己相関関数推定器
１５０、１５１周期相互相関関数推定器
１５２共分散行列推定器
１５３逆行列演算器
１５４行列乗算部
１５５重み推定部

Claims

複数の直交周波数多重変調された信号を用いてデータを無線伝送する送信機において、
シンボルクロック発生器により、複数の同一の直交周波数多重変調送信機の出力信号の同期をとる手段と、
前記複数の同一の直交周波数多重変調送信機の出力信号をそれぞれ異なった遅延時間だけ遅延させて送信する手段を具備することを特徴とする送信機。
複数の直交周波数多重変調された信号を用いてデータを無線伝送する送信機であり、シンボルクロック発生器により、複数の同一の直交周波数多重変調送信機の出力信号の同期をとる手段と、前記複数の同一の直交周波数多重変調送信機の出力信号をそれぞれ異なった遅延時間だけ遅延させて送信する手段を具備する送信機と、
直交周波数多重変調方法を用いて無線伝送されたデータを受信する受信機であり、前記伝送されたデータを複数のアンテナで受信する受信手段と、前記受信手段により受信された複数の受信信号より、重み係数を計算する重み推定手段と、該重み推定手段に同期信号を入力する手段と、前記受信手段により受信された複数の受信信号に、前記重み係数を掛ける乗算手段と、前記乗算手段により求められた積の和を求める加算手段を具備する受信機を用いた伝送方法であって、
前記送信機で信号を送信する工程と、
該送信された信号を受信し、該受信信号より、前記複数の同一の直交周波数多重変調送信機の出力信号の同期を検出する工程と、
該検出された同期を、それぞれ異なった遅延時間だけ遅延させる工程と、
該それぞれ異なった遅延時間だけ遅延させた前記検出された同期により、複数の前記受信機の同期をとり、前記複数の同一の直交周波数多重変調送信機のそれぞれの出力信号を、前記複数の受信機より取り出す工程より成ることを特徴とする伝送方法。
前記同期の検出方法として、周期自己相関関数を用いることを特徴とする請求項２記載の伝送方法。