JP2004201439A - 電圧変換システム、残留電荷消費方法および残留電荷の消費をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体 - Google Patents
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Abstract
【課題】放電抵抗を介さずに残留電荷を消費可能な電圧変換システムを提供する。
【解決手段】制御装置３０は、信号ＰＷＭＢ１を生成して昇圧コンバータ１２へ出力する。昇圧コンバータ１２は、信号ＰＷＭＢ１に応じて、コンデンサＣ２に蓄積された電力を直流電源Ｂにチャージバックする。そして、電流センサー１８からの直流電流ＢＣＲＴが所定値よりも小さくなると、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２がオフされ、制御装置３０は、信号ＰＷＤＣＨ１を生成して昇圧コンバータ１２へ出力する。そして、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２は、信号ＰＷＤＣＨ１に応じてオン／オフされ、コンデンサＣ１の残留電荷が昇圧コンバータ１２による昇圧動作によって消費され、コンデンサＣ２の残留電荷が昇圧コンバータ１２による降圧動作によって消費される。
【選択図】 図１
【解決手段】制御装置３０は、信号ＰＷＭＢ１を生成して昇圧コンバータ１２へ出力する。昇圧コンバータ１２は、信号ＰＷＭＢ１に応じて、コンデンサＣ２に蓄積された電力を直流電源Ｂにチャージバックする。そして、電流センサー１８からの直流電流ＢＣＲＴが所定値よりも小さくなると、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２がオフされ、制御装置３０は、信号ＰＷＤＣＨ１を生成して昇圧コンバータ１２へ出力する。そして、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２は、信号ＰＷＤＣＨ１に応じてオン／オフされ、コンデンサＣ１の残留電荷が昇圧コンバータ１２による昇圧動作によって消費され、コンデンサＣ２の残留電荷が昇圧コンバータ１２による降圧動作によって消費される。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、コンデンサの残留電荷を消費可能な電圧変換システム、残留電荷消費方法および残留電荷の消費をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
最近、環境に配慮した自動車としてハイブリッド自動車（Ｈｙｂｒｉｄ Ｖｅｈｉｃｌｅ）および電気自動車（Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｖｅｈｉｃｌｅ）が大きな注目を集めている。そして、ハイブリッド自動車は、一部、実用化されている。
【０００３】
このハイブリッド自動車は、従来のエンジンに加え、直流電源とインバータとインバータによって駆動されるモータとを動力源とする自動車である。つまり、エンジンを駆動することにより動力源を得るとともに、直流電源からの直流電圧をインバータによって交流電圧に変換し、その変換した交流電圧によりモータを回転することによって動力源を得るものである。また、電気自動車は、直流電源とインバータとインバータによって駆動されるモータとを動力源とする自動車である。
【０００４】
このようなハイブリッド自動車または電気自動車は、たとえば、図２５に示すようなモータ駆動装置３００を搭載している。図２５を参照して、モータ駆動装置３００は、直流電源Ｂと、システムリレーＳＲと、コンデンサ３０９，３２０と、昇圧コンバータ３１０と、インバータ３３０とを備える。
【０００５】
昇圧コンバータ３１０は、リアクトル３１１と、ＮＰＮトランジスタ３１２，３１３と、ダイオード３１４，３１５とを含む。
【０００６】
ＮＰＮトランジスタ３１２，３１３は、インバータ３３０の電源ラインとアースラインとの間に直列に接続される。ＮＰＮトランジスタ３１２は、コレクタが電源ラインに接続され、エミッタがＮＰＮトランジスタ３１３のコレクタに接続される。ＮＰＮトランジスタ３１３のエミッタは、アースラインに接続される。
【０００７】
ダイオード３１４，３１５は、ＮＰＮトランジスタのエミッタ側からコレクタ側へ電流が流れるようにそれぞれＮＰＮトランジスタ３１２，３１３に並列に接続される。
【０００８】
リアクトル３１１は、その一方端が直流電源Ｂの電源ラインに接続され、他方端がＮＰＮトランジスタ３１２とＮＰＮトランジスタ３１３との中間点に接続される。
【０００９】
直流電源Ｂは、直流電圧を出力する。システムリレーＳＲは、制御装置（図示せず）からの制御信号によってオンされると、直流電源Ｂから出力された直流電圧を昇圧コンバータ１２へ供給する。コンデンサ３０９は、直流電源Ｂから出力された直流電圧を平滑化する。昇圧コンバータ３１０は、制御装置（図示せず）によってＮＰＮトランジスタ３１２，３１３がオン／オフされ、直流電源Ｂから供給された直流電圧を昇圧して出力電圧をインバータ３３０に供給する。また、昇圧コンバータ３１０は、モータ駆動装置３００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時、交流モータＭ１によって発電され、インバータ３３０によって変換された直流電圧を降圧して直流電源Ｂへ供給する。コンデンサ３２０は、昇圧コンバータ３１０から供給された直流電圧を平滑化する。
【００１０】
インバータ３３０は、昇圧コンバータ３１０から直流電圧が供給されると制御装置（図示せず）からの制御に基づいて直流電圧を交流電圧に変換して交流モータＭ１を駆動する。これにより、交流モータＭ１は、トルク指令値によって指定されたトルクを発生するように駆動される。また、インバータ３３０は、モータ駆動装置３００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時、交流モータＭ１が発電した交流電圧を制御装置（図示せず）からの制御に基づいて直流電圧に変換し、その変換した直流電圧をコンデンサ３２０を介して昇圧コンバータ３１０へ供給する。
【００１１】
このように、モータ駆動装置３００は、直流電源Ｂから出力された直流電圧を昇圧して交流モータＭ１を駆動するとともに、交流モータＭ１が発電した電力により直流電源Ｂを充電する。
【００１２】
そして、特許第３０９７４８２号公報においては、モータ駆動装置３００が停止されるとき、コンデンサ３２０の残留電荷は直流電源Ｂにチャージバックされる。
【００１３】
【特許文献１】
特許第３０９７４８２号公報
【００１４】
【特許文献２】
特開平１１−３３２２４８号公報
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、従来のモータ駆動装置においては、インバータの入力側に配置されたコンデンサの残留電荷を直流電源にチャージバックする場合、コンデンサの両端の電圧が直流電源の電圧以下になるとチャージバックできず、コンデンサの残留電荷を消費できないという問題が生じる。
【００１６】
この場合、放電抵抗によりコンデンサの残留電荷を消費することも想定されるが、放電抵抗を設置すると、コストが高くなるという問題が生じる。また、別の補機類等に放電することも想定されるが、補機類に放電させる場合、補機類に放電抵抗相当の耐電圧性能を与える必要があり、コストが高くなるという問題が生じる。
【００１７】
そこで、この発明は、かかる問題を解決するためになされたものであり、その目的は、放電抵抗を介さずに残留電荷を消費可能な電圧変換システムを提供することである。
【００１８】
また、この発明の別の目的は、放電抵抗を介さずに残留電荷を消費する残留電荷消費方法を提供することである。
【００１９】
さらに、この発明の別の目的は、放電抵抗を介さない残留電荷の消費をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体を提供することである。
【００２０】
【課題を解決するための手段および発明の効果】
この発明によれば、電圧変換システムは、電源と、インバータと、電圧変換器と、第１および第２のコンデンサと、制御手段とを備える。電圧変換器は、電源とインバータとの間に接続される。第１のコンデンサは、電圧変換器の電源側に挿入される。第２のコンデンサは、電圧変換器のインバータ側に挿入される。制御手段は、停止信号に応じて、第１のコンデンサの残留電荷および第２のコンデンサの残留電荷を消費するように、電圧変換器を制御する。
【００２１】
好ましくは、制御手段は、第１のコンデンサの残留電荷を電圧変換器による昇圧動作によって消費し、第２のコンデンサの残留電荷を電圧変換器による降圧動作によって消費するように、電圧変換器を制御する。
【００２２】
好ましくは、制御手段は、昇圧動作および降圧動作を、所定時間の間、交互に繰返すように電圧変換器を制御する。
【００２３】
好ましくは、制御手段は、第１のコンデンサの第１の電圧、または第２のコンデンサの第２の電圧が電源の電圧以下であるとき、第１および第２のコンデンサの残留電荷を消費するように電圧変換器を制御する。
【００２４】
好ましくは、電圧変換器は、第１および第２のアームと、リアクトルとを含む。第１のアームは、第１のコンデンサ側に配置され、第１および第２のスイッチング素子を含む。第２のアームは、第２のコンデンサ側に配置され、第３および第４のスイッチング素子を含む。リアクトルは、一方端が第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子との中間点に接続され、他方端が第３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子との中間点に接続される。そして、制御手段は、昇圧動作および降圧動作を交互に行なうように第１から第４のスイッチング素子をスイッチング制御する。
【００２５】
好ましくは、制御手段は、第１のコンデンサの第１の電圧、または第２のコンデンサの第２の電圧の低下に伴い、キャリア周波数を低くして第１および第４のスイッチング素子をスイッチング制御する。
【００２６】
好ましくは、制御手段は、第１の電圧または第２の電圧に対応するキャリア周波数により第１および第４のスイッチング素子をスイッチング制御する。
【００２７】
好ましくは、電圧変換システムは、第１および第２の電圧センサーをさらに備える。第１の電圧センサーは、第１のコンデンサの第１の電圧を検出する。第２の電圧センサーは、第２のコンデンサの第２の電圧を検出する。そして、制御手段は、第１の電圧または第２の電圧とキャリア周波数との関係をマップとして保持しており、第１の電圧センサーから受けた第１の電圧、または第２の電圧センサーから受けた第２の電圧に対応してキャリア周波数をマップを参照して抽出し、その抽出したキャリア周波数により第１および第４のスイッチング素子をスイッチング制御する。
【００２８】
好ましくは、制御手段は、通常動作時の駆動電圧よりも低い駆動電圧を用いて第１から前記第４のスイッチング素子をスイッチング制御する。
【００２９】
好ましくは、制御手段は、通常動作時のキャリア周波数よりも低いキャリア周波数により第１および第４のスイッチング素子をスイッチング制御する。
【００３０】
好ましくは、電圧変換システムは、インダクタンス変更手段をさらに備える。インダクタンス変更手段は、第１のコンデンサの第１の電圧、または第２のコンデンサの第２の電圧の低下に伴い、リアクトルのインダクタンスを小さくする。
【００３１】
好ましくは、インダクタンス変更手段は、第１の電圧または第２の電圧の低下に伴い、リアクトルのコイルの巻き数を減少する。
【００３２】
好ましくは、インダクタンス変更手段は、コイルの巻き数を第１の電圧または第２の電圧に対応した巻き数に変更する。
【００３３】
好ましくは、制御手段は、キャリア周波数を高くして第１から第４のスイッチング素子をスイッチング制御する。
【００３４】
好ましくは、電圧変換器は、アームと、リアクトルとを含む、アームは、第２のコンデンサ側に配置され、第１および第２のスイッチング素子を含む。リアクトルは、一方端が第１のコンデンサの正極に接続され、他方端が第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子との中間点に接続される。そして、制御手段は、昇圧動作および降圧動作を交互に行なうように第１および第２のスイッチング素子を制御する。
【００３５】
好ましくは、制御手段は、第１のコンデンサの第１の電圧、または第２のコンデンサの第２の電圧の低下に伴い、キャリア周波数を低くして第１および第２のスイッチング素子をスイッチング制御する。
【００３６】
好ましくは、制御手段は、第１の電圧または第２の電圧に対応するキャリア周波数により第１および第２のスイッチング素子をスイッチング制御する。
【００３７】
好ましくは、電圧変換システムは、第１および第２の電圧センサーをさらに備える。第１の電圧センサーは、第１のコンデンサの第１の電圧を検出する。第２の電圧センサーは、第２のコンデンサの第２の電圧を検出する。そして、制御手段は、第１の電圧または第２の電圧とキャリア周波数との関係をマップとして保持しており、第１の電圧センサーから受けた第１の電圧、または第２の電圧センサーから受けた第２の電圧に対応してキャリア周波数をマップを参照して抽出し、その抽出したキャリア周波数により第１および第２のスイッチング素子をスイッチング制御する。
【００３８】
好ましくは、制御手段は、通常動作時の駆動電圧よりも低い駆動電圧を用いて第１および第２のスイッチング素子を制御する。
【００３９】
好ましくは、制御手段は、通常動作時のキャリア周波数よりも低いキャリア周波数により第１および第２のスイッチング素子をスイッチング制御する。
【００４０】
好ましくは、電圧変換器は、双方向の昇降圧コンバータである。
好ましくは、制御手段は、電源への電気経路が遮断されると、昇圧動作および降圧動作を交互に行なうように電圧変換器を制御する。
【００４１】
好ましくは、制御手段は、電源を切離した後、第１のコンデンサの残留電荷および第２のコンデンサの残留電荷を消費するように電圧変換器を制御する。
【００４２】
また、この発明によれば、残留電荷消費方法は、電圧変換器の入力側に設けられた第１のコンデンサおよび電圧変換器の出力側に設けられた第２のコンデンサの残留電荷を消費する残留電荷消費方法であって、第１のコンデンサの残留電荷を電圧変換器による昇圧動作により消費する第１のステップと、第２のコンデンサの残留電荷を電圧変換器による降圧動作により消費する第２のステップと、昇圧動作と降圧動作とを、所定の時間、交互に繰返す第３のステップとを含む。
【００４３】
好ましくは、電圧変換器は、第１および第２のアームと、リアクトルとを含む。第１のアームは、第１のコンデンサ側に配置され、第１および第２のスイッチング素子を含む。第２のアームは、第２のコンデンサ側に配置され、第３および第４のスイッチング素子を含む。リアクトルは、一方端が第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子との中間点に接続され、他方端が第３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子との中間点に接続される。そして、第１のステップにおいて、第２および第３のスイッチング素子はオフされ、第１および第４のスイッチング素子はオンされる。また、第２のステップにおいて、第１および第４のスイッチング素子はオフされ、第２および第３のスイッチング素子はオンされる。
【００４４】
好ましくは、第１から第４のスイッチング素子は、第１のコンデンサの第１の電圧、または第２のコンデンサの第２の電圧の低下に伴い、キャリア周波数を低くしてスイッチング制御される。
【００４５】
好ましくは、第１から第４のスイッチング素子は、通常動作時の駆動電圧よりも低い駆動電圧によりスイッチング制御される。
【００４６】
好ましくは、第１から第４のスイッチング素子は、第１のコンデンサの第１の電圧、または第２のコンデンサの第２の電圧の低下に伴い、キャリア周波数を低くしてスイッチング制御される。
【００４７】
好ましくは、第１および第２のステップにおいて、第１のコンデンサの第１の電圧、または第２のコンデンサの第２の電圧の低下に伴い、リアクトルのインダクタンスは減少される。
【００４８】
好ましくは、第１から第４のスイッチング素子は、キャリア周波数を高くしてスイッチング制御される。
【００４９】
好ましくは、電圧変換器は、アームと、リアクトルとを含む。アームは、第２のコンデンサ側に配置され、第１および第２のスイッチング素子を含む。リアクトルは、一方端が第１のコンデンサの正極に接続され、他方端が第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子との中間点に接続される。そして、第１のステップにおいて、第１のスイッチング素子はオフされ、第２のスイッチング素子はオンされる。また、第２のステップにおいて、第１のスイッチング素子はオンされ、第２のスイッチング素子はオフされる。
【００５０】
好ましくは、第１および第２のスイッチング素子は、第１のコンデンサの第１の電圧、または第２のコンデンサの第２の電圧の低下に伴い、キャリア周波数を低くしてスイッチング制御される。
【００５１】
好ましくは、第１および第２のスイッチング素子は、通常動作時の駆動電圧よりも低い駆動電圧によりスイッチング制御される。
【００５２】
好ましくは、第１および第２のスイッチング素子は、第１のコンデンサの第１の電圧、または第２のコンデンサの第２の電圧の低下に伴い、さらに、キャリア周波数を低くしてスイッチング制御される。
【００５３】
好ましくは、第１および第２のステップにおいて、第１のコンデンサの第１の電圧、または第２のコンデンサの第２の電圧の低下に伴い、リアクトルのインダクタンスは減少される。
【００５４】
好ましくは、第１および第２のスイッチング素子は、キャリア周波数を高くしてスイッチング制御される。
【００５５】
好ましくは、残留電荷消費方法は、第１、第２および第３のステップが実行される前に、第１のコンデンサを介して電圧変換器に直流電圧を供給する電源を切離す第４のステップをさらに含む。
【００５６】
さらに、この発明によれば、電圧変換器の入力側に設けられた第１のコンデンサおよび電圧変換器の出力側に設けられた第２のコンデンサの残留電荷の消費をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体は、第１のコンデンサの残留電荷を電圧変換器による昇圧動作により消費する第１のステップと、第２のコンデンサの残留電荷を電圧変換器による降圧動作により消費する第２のステップと、昇圧動作と降圧動作とを、所定の時間、交互に繰返す第３のステップとをコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体である。
【００５７】
好ましくは、電圧変換器は、第１および第２のアームと、リアクトルとを含む。第１のアームは、第１のコンデンサ側に配置され、第１および第２のスイッチング素子を含む。第２のアームは、第２のコンデンサ側に配置され、第３および第４のスイッチング素子を含む。リアクトルは、一方端が第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子との中間点に接続され、他方端が第３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子との中間点に接続される。そして、第１のステップにおいて、第２および第３のスイッチング素子はオフされ、第１および第４のスイッチング素子はオンされる。また、第２のステップにおいて、第１および第４のスイッチング素子はオフされ、第２および第３のスイッチング素子はオンされる。
【００５８】
好ましくは、第１から第４のスイッチング素子は、第１のコンデンサの第１の電圧、または第２のコンデンサの第２の電圧の低下に伴い、キャリア周波数を低くしてスイッチング制御される。
【００５９】
好ましくは、第１から第４のスイッチング素子は、通常動作時の駆動電圧よりも低い駆動電圧によりスイッチング制御される。
【００６０】
好ましくは、第１から第４のスイッチング素子は、第１のコンデンサの第１の電圧、または第２のコンデンサの第２の電圧の低下に伴い、さらに、キャリア周波数を低くしてスイッチング制御される。
【００６１】
好ましくは、第１および第２のステップにおいて、第１のコンデンサの第１の電圧、または第２のコンデンサの第２の電圧の低下に伴い、リアクトルのインダクタンスは減少される。
【００６２】
好ましくは、第１から第４のスイッチング素子は、キャリア周波数を高くしてスイッチング制御される。
【００６３】
好ましくは、電圧変換器は、アームと、リアクトルとを含む。アームは、第２のコンデンサ側に配置され、第１および第２のスイッチング素子を含む。リアクトルは、一方端が第１のコンデンサの正極に接続され、他方端が第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子との中間点に接続される。そして、第１のステップにおいて、第１のスイッチング素子はオフされ、第２のスイッチング素子はオンされる。また、第２のステップにおいて、第１のスイッチング素子はオンされ、第２のスイッチング素子はオフされる。
【００６４】
好ましくは、第１および第２のスイッチング素子は、第１のコンデンサの第１の電圧、または第２のコンデンサの第２の電圧の低下に伴い、キャリア周波数を低くしてスイッチング制御される。
【００６５】
好ましくは、第１および第２のスイッチング素子は、通常動作時の駆動電圧よりも低い駆動電圧によりスイッチング制御される。
【００６６】
好ましくは、第１および第２のスイッチング素子は、第１のコンデンサの第１の電圧、または第２のコンデンサの第２の電圧の低下に伴い、さらに、キャリア周波数を低くしてスイッチング制御される。
【００６７】
好ましくは、第１および第２のステップにおいて、第１のコンデンサの第１の電圧、または第２のコンデンサの第２の電圧の低下に伴い、リアクトルのインダクタンスは減少される。
【００６８】
好ましくは、第１および第２のスイッチング素子は、キャリア周波数を高くしてスイッチング制御される。
【００６９】
好ましくは、プログラムは、第１、第２および第３のステップを実行させる前に、第１のコンデンサを介して電圧変換器に直流電圧を供給する電源を切離す第４のステップをさらにコンピュータに実行させる。
【００７０】
この発明においては、電圧変換器の入力側および出力側に設けられた２つのコンデンサの残留電荷は、電圧変換器による昇圧動作と降圧動作とを交互に繰返すことにより消費される。
【００７１】
したがって、この発明によれば、新たな部品を設けなくてもコンデンサの残留電荷を消費できる。
【００７２】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。
【００７３】
［実施の形態１］
図１を参照して、この発明の実施の形態１による電圧変換システム１００は、直流電源Ｂと、電圧センサー１０Ａ，１１，１３と、温度センサー１０Ｂと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、コンデンサＣ１，Ｃ２と、昇圧コンバータ１２と、インバータ１４と、電流センサー１８，２４と、制御装置３０とを備える。
【００７４】
交流モータＭ１は、ハイブリッド自動車または電気自動車の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動モータである。あるいは、このモータはエンジンにて駆動される発電機の機能を持つように、そして、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。
【００７５】
昇圧コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２は、インバータ１４の電源ラインとアースラインとの間に直列に接続される。ＮＰＮトランジスタＱ１は、コレクタが電源ラインに接続され、エミッタがＮＰＮトランジスタＱ２のコレクタに接続される。また、ＮＰＮトランジスタＱ２のエミッタは、アースラインに接続される。
【００７６】
各ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２のエミッタ−コレクタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流が流れるように、それぞれ、ダイオードＤ１，Ｄ２が接続されている。
【００７７】
リアクトルＬ１は、一方端が直流電源Ｂの電源ラインに接続され、他方端がＮＰＮトランジスタＱ１とＮＰＮトランジスタＱ２との中間点、すなわち、ＮＰＮトランジスタＱ１のエミッタとＮＰＮトランジスタＱ２のコレクタとの間に接続される。
【００７８】
インバータ１４は、Ｕ相アーム１５と、Ｖ相アーム１６と、Ｗ相アーム１７とから成る。Ｕ相アーム１５、Ｖ相アーム１６、およびＷ相アーム１７は、インバータ１４の電源ラインとアースラインとの間に並列に設けられる。
【００７９】
Ｕ相アーム１５は、直列接続されたＮＰＮトランジスタＱ３，Ｑ４から成り、Ｖ相アーム１６は、直列接続されたＮＰＮトランジスタＱ５，Ｑ６から成り、Ｗ相アーム１７は、直列接続されたＮＰＮトランジスタＱ７，Ｑ８から成る。また、各ＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８のエミッタ−コレクタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。
【００８０】
各相アームの中間点は、交流モータＭ１の各相コイルの各相端に接続されている。すなわち、交流モータＭ１は、３相の永久磁石モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中点に共通接続されて構成され、Ｕ相コイルの他端がＮＰＮトランジスタＱ３，Ｑ４の中間点に、Ｖ相コイルの他端がＮＰＮトランジスタＱ５，Ｑ６の中間点に、Ｗ相コイルの他端がＮＰＮトランジスタＱ７，Ｑ８の中間点にそれぞれ接続されている。
【００８１】
直流電源Ｂは、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池から成る。電圧センサー１０Ａは、直流電源Ｂから出力される直流電圧Ｖｂを検出し、その検出した直流電圧Ｖｂを制御装置３０へ出力する。温度センサー１０Ｂは、直流電源Ｂの温度Ｔｂを検出し、その検出した温度Ｔｂを制御装置３０へ出力する。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。より具体的には、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からのＨ（論理ハイ）レベルの信号ＳＥによりオンされ、制御装置３０からのＬ（論理ロー）レベルの信号ＳＥによりオフされる。
【００８２】
コンデンサＣ１は、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２のスイッチング時のリプル電圧を吸収する。電圧センサー１１は、コンデンサＣ１の両端の電圧Ｖｃ１を検出し、その検出した電圧Ｖｃ１を制御装置３０へ出力する。
【００８３】
昇圧コンバータ１２は、直流電源Ｂから供給された直流電圧Ｖｂを昇圧してインバータ１４へ供給する。より具体的には、昇圧コンバータ１２は、制御装置３０から信号ＰＷＭＵ１を受けると、信号ＰＷＭＵ１によってＮＰＮトランジスタＱ２がオンされた期間に応じて直流電圧を昇圧してインバータ１４に供給する。この場合、ＮＰＮトランジスタＱ１は、信号ＰＷＭＵ１によってオフされている。
【００８４】
また、昇圧コンバータ１２は、制御装置３０から信号ＰＷＭＤ１を受けると、コンデンサＣ２を介してインバータ１４から供給された直流電圧を降圧して直流電源Ｂを充電する。
【００８５】
さらに、昇圧コンバータ１２は、制御装置３０から信号ＰＷＭＢ１を受けると、コンデンサＣ２に蓄積された電力を直流電源Ｂへチャージバックする。
【００８６】
さらに、昇圧コンバータ１２は、制御装置３０から信号ＰＷＤＣＨ１を受けると、信号ＰＷＤＣＨ１によってＮＰＮトランジスタＱ２がオンされた期間に応じてコンデンサＣ１の残留電荷を消費し、信号ＰＷＤＣＨ１によってＮＰＮトランジスタＱ１がオンされた期間に応じてコンデンサＣ２の残留電荷を消費する。
【００８７】
コンデンサＣ２は、昇圧コンバータ１２およびインバータ１４でスイッチング時に発生するリプル電圧を吸収する。
【００８８】
電圧センサー１３は、コンデンサＣ２の両端の電圧Ｖｃ２、すなわち、昇圧コンバータ１２の出力電圧（インバータ１４の入力電圧に相当する。）を検出し、その検出した電圧Ｖｃ２を制御装置３０へ出力する。
【００８９】
インバータ１４は、昇圧コンバータ１２から直流電圧が供給されると制御装置３０からの信号ＰＷＭＩに基づいて直流電圧を交流電圧に変換して交流モータＭ１を駆動する。これにより、交流モータＭ１は、トルク指令値ＴＲによって指定されたトルクを発生するように駆動される。また、インバータ１４は、電圧変換システム１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時、交流モータＭ１が発電した交流電圧を制御装置３０からの信号ＰＷＭＣに基づいて直流電圧に変換し、その変換した直流電圧をコンデンサＣ２を介して昇圧コンバータ１２へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、ハイブリッド自動車または電気自動車を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。
【００９０】
電流センサー１８は、直流電源Ｂを充電するときの電流ＢＣＲＴを検出し、その検出した電流ＢＣＲＴを制御装置３０へ出力する。電流センサー２４は、交流モータＭ１に流れるモータ電流ＭＣＲＴを検出し、その検出したモータ電流ＭＣＲＴを制御装置３０へ出力する。
【００９１】
制御装置３０は、外部に設けられたＥＣＵ（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｕｎｉｔ）から入力されたトルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮ、電圧センサー１０Ａからの直流電圧Ｖｂ、電圧センサー１３からの出力電圧Ｖｃ２、および電流センサー２４からのモータ電流ＭＣＲＴに基づいて、後述する方法により昇圧コンバータ１２を駆動するための信号ＰＷＭＵ１とインバータ１４を駆動するための信号ＰＷＭＩとを生成し、その生成した信号ＰＷＭＵ１および信号ＰＷＭＩをそれぞれ昇圧コンバータ１２およびインバータ１４へ出力する。
【００９２】
信号ＰＷＭＵ１は、直流電源Ｂからの直流電圧Ｖｂを出力電圧Ｖｃ２に変換する場合に昇圧コンバータ１２を駆動するための信号である。そして、制御装置３０は、昇圧コンバータ１２が直流電圧Ｖｂを出力電圧Ｖｃ２に変換する場合に、出力電圧Ｖｃ２をフィードバック制御し、出力電圧Ｖｃ２が指令された電圧指令Ｖｄｃｃｏｍになるように昇圧コンバータ１２を駆動するための信号ＰＷＭＵ１を生成する。信号ＰＷＭＵ１の生成方法については後述する。
【００９３】
また、制御装置３０は、ハイブリッド自動車または電気自動車が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、交流モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換するための信号ＰＷＭＣを生成してインバータ１４へ出力する。この場合、インバータ１４のＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８は、信号ＰＷＭＣによってスイッチング制御される。これにより、インバータ１４は、交流モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換して昇圧コンバータ１２へ供給する。
【００９４】
さらに、制御装置３０は、ハイブリッド自動車または電気自動車が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するための信号ＰＷＭＤ１を生成し、その生成した信号ＰＷＭＤ１を昇圧コンバータ１２へ出力する。これにより、交流モータＭ１が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、降圧されて直流電源Ｂに供給される。
【００９５】
さらに、制御装置３０は、電圧変換システム１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車が停止されると、イグニッションキーがオフされたことを示す信号ＩＧＯＦＦを外部ＥＣＵから受ける。そして、制御装置３０は、信号ＩＧＯＦＦを受けると、電圧センサー１０Ａからの電圧Ｖｂと電圧センサー１３からの電圧Ｖｃ２とに基づいて、電圧Ｖｃ２が電圧Ｖｂとの間で所定の関係を満たすとき、コンデンサＣ２に蓄積された電力を直流電源Ｂにチャージバックするように昇圧コンバータ１２を制御する。
【００９６】
なお、コンデンサＣ２に蓄積された電力を直流電源Ｂにチャージバックする場合、制御装置３０は、昇圧コンバータ１２がコンデンサＣ２の両端の電圧Ｖｃ２を降圧して直流電源Ｂに供給するための信号ＰＷＭＢ１を生成して昇圧コンバータ１２へ出力する。コンデンサＣ２に蓄積された電力をチャージバックする場合の条件および詳細な動作については後述する。
【００９７】
さらに、制御装置３０は、コンデンサＣ２に蓄積された電力を直流電源Ｂにチャージバック中に電流センサー１８からの直流電流ＢＣＲＴが所定値αよりも小さくなると、Ｌレベルの信号ＳＥを生成してシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２へ出力するとともに、信号ＰＷＤＣＨ１を生成して昇圧コンバータ１２へ出力する。
【００９８】
さらに、制御装置３０は、信号ＰＷＤＣＨ１を生成して昇圧コンバータ１２へ出力した後、電圧センサー１１からの電圧Ｖｃ１および電圧センサー１３からの電圧Ｖｃ２が所定値βよりも小さくなると、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２を停止するための信号ＳＴＰを生成して昇圧コンバータ１２へ出力する。
【００９９】
さらに、制御装置３０は、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２をオン／オフするための信号ＳＥを生成してシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２へ出力する。
【０１００】
図２は、制御装置３０の機能ブロック図である。図２を参照して、制御装置３０は、モータトルク制御手段３０１と、電圧変換制御手段３０２とを含む。
【０１０１】
モータトルク制御手段３０１は、トルク指令値ＴＲ（車両におけるアクセルペダルの踏み込み度合い、ハイブリッド車両においてはエンジンの動作状態をも考慮しながらモータに与えるべきトルク指令を演算して得られている）、直流電源Ｂから出力された直流電圧Ｖｂ、モータ電流ＭＣＲＴ、モータ回転数ＭＲＮおよび出力電圧Ｖｃ２に基づいて、交流モータＭ１の駆動時、後述する方法により昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をオン／オフするための信号ＰＷＭＵ１と、インバータ１４のＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８をオン／オフするための信号ＰＷＭＩとを生成し、その生成した信号ＰＷＭＵ１および信号ＰＷＭＩをそれぞれ昇圧コンバータ１２およびインバータ１４へ出力する。
【０１０２】
電圧変換制御手段３０２は、回生制動時、ハイブリッド自動車または電気自動車が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、交流モータＭ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換するための信号ＰＷＭＣを生成してインバータ１４へ出力する。
【０１０３】
また、電圧変換制御手段３０２は、回生制動時、信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するための信号ＰＷＭＤ１を生成し、その生成した信号ＰＷＭＤ１を昇圧コンバータ１２へ出力する。このように、昇圧コンバータ１２は、直流電圧を降圧するための信号ＰＷＭＤ１により電圧を降圧させることもできるので、双方向コンバータの機能を有するものである。
【０１０４】
さらに、電圧変換制御手段３０２は、イグニッションキーがオフされたことを示す信号ＩＧＯＦＦを外部ＥＣＵから受けると、電流センサー１８からの電流ＢＣＲＴの積算値と温度センサー１０Ｂからの温度Ｔｂとに基づいて、直流電源Ｂの残容量を求める。そして、電圧変換制御手段３０２は、信号ＩＧＯＦＦ、直流電源Ｂの残容量、電圧センサー１３からの電圧Ｖｃ２、および電圧センサー１０Ａからの電圧Ｖｂに基づいて、コンデンサＣ２に蓄積された直流電圧を直流電源Ｂへチャージバックさせるときのチャージバック条件を満たすか否かを判定し、チャージバック条件を満たすとき、コンデンサＣ２に蓄積された直流電圧を直流電源Ｂへチャージバックさせるための信号ＰＷＭＢ１を生成して昇圧コンバータ１２へ出力する。チャージバック条件については後述する。
【０１０５】
さらに、電圧変換制御手段３０２は、コンデンサＣ２に蓄積された直流電圧のチャージバック中に、電流センサー１８からの直流電流ＢＣＲＴが所定値αよりも小さくなると、Ｌレベルの信号ＳＥを生成してシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２へ出力するとともに、信号ＰＷＤＣＨ１を生成して昇圧コンバータ１２へ出力する。
【０１０６】
さらに、電圧変換制御手段３０２は、信号ＰＷＤＣＨ１を生成して昇圧コンバータ１２へ出力した後、電圧センサー１１からの電圧Ｖｃ１および電圧センサー１３からの電圧Ｖｃ２が所定値βよりも小さくなると、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２を停止するための信号ＳＴＰを生成して昇圧コンバータ１２へ出力する。
【０１０７】
図３は、モータトルク制御手段３０１の機能ブロック図である。図３を参照して、モータトルク制御手段３０１は、モータ制御用相電圧演算部４０と、インバータ用ＰＷＭ信号変換部４２と、インバータ入力電圧指令演算部５０と、コンバータ用デューティー比演算部５２と、コンバータ用ＰＷＭ信号変換部５４とを含む。
【０１０８】
モータ制御用相電圧演算部４０は、昇圧コンバータ１２の出力電圧Ｖｃ２、すなわち、インバータ１４への入力電圧を電圧センサー１３から受け、交流モータＭ１の各相に流れるモータ電流ＭＣＲＴを電流センサー２４から受け、トルク指令値ＴＲを外部ＥＣＵから受ける。そして、モータ制御用相電圧演算部４０は、これらの入力される信号に基づいて、交流モータＭ１の各相のコイルに印加する電圧を計算し、その計算した結果をインバータ用ＰＷＭ信号変換部４２へ供給する。
【０１０９】
インバータ用ＰＷＭ信号変換部４２は、モータ制御用相電圧演算部４０から受けた計算結果に基づいて、実際にインバータ１４の各ＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８をオン／オフするための信号ＰＷＭＩを生成し、その生成した信号ＰＷＭＩをインバータ１４の各ＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８へ出力する。
【０１１０】
これにより、各ＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８は、スイッチング制御され、交流モータＭ１が指令されたトルクを出力するように交流モータＭ１の各相に流す電流を制御する。このようにして、モータ駆動電流が制御され、トルク指令値ＴＲに応じたモータトルクが出力される。
【０１１１】
一方、インバータ入力電圧指令演算部５０は、トルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮに基づいてインバータ入力電圧の最適値（目標値）を演算し、その演算した最適値をコンバータ用デューティー比演算部５２へ出力する。
【０１１２】
コンバータ用デューティー比演算部５２は、電圧センサー１０Ａから出力された直流電圧Ｖｂ（「バッテリ電圧Ｖｂ」とも言う。）に基づいて、電圧センサー１３からの入力電圧Ｖｃ２を、インバータ入力電圧指令演算部５０から出力される最適値に設定するためのデューティー比を演算する。
【０１１３】
コンバータ用ＰＷＭ信号変換部５４は、コンバータ用デューティー比演算部５２からのデューティー比に基づいて昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をオン／オフするための信号ＰＷＭＵ１を生成し、その生成した信号ＰＷＭＵ１を昇圧コンバータ１２へ出力する。
【０１１４】
なお、昇圧コンバータ１２の下側のＮＰＮトランジスタＱ２のオンデューティーを大きくすることによりリアクトルＬ１における電力蓄積が大きくなるため、より高電圧の出力を得ることができる。一方、上側のＮＰＮトランジスタＱ１のオンデューティーを大きくすることにより電源ラインの電圧が下がる。そこで、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２のデューティー比を制御することで、電源ラインの電圧を直流電源Ｂの出力電圧以上の任意の電圧に制御可能である。
【０１１５】
コンデンサＣ２に蓄積された電力を直流電源Ｂにチャージバックさせるときのチャージバック条件について説明する。チャージバック条件は、
（１）イグニッションキーがオフされていること
（２）直流電源Ｂの残容量が所定量以下であること
（３）コンデンサＣ２の両端の電圧Ｖｃ２と直流電源Ｂの出力電圧Ｖｂとの電圧差Ｖｃ２−Ｖｂが所定値γ以上であること
の全ての条件が満たされることである。
【０１１６】
チャージバックの１つの条件である「イグニッションキーがオフされていること」は、制御装置３０が外部ＥＣＵから信号ＩＧＯＦＦを受けることによって満たされる。
【０１１７】
また、チャージバックの場合の１つの条件である「直流電源Ｂの残容量が所定量以下であること」は、電流センサー１８からの電流ＢＣＲＴを積算した積算値と、温度センサー１０Ｂからの直流電源Ｂの温度Ｔｂとに基づいて直流電源Ｂの現在の容量ＳＯＣ（Ｓｔａｔｅ Ｏｆ Ｃｈａｒｇｅ）を求めることにより判定される。
【０１１８】
より具体的には、電圧変換制御手段３０２は、電流センサー１８からの電流ＢＣＲＴを積算し、その積算値に基づいて直流電源Ｂの現在の容量ＳＯＣを推定する。そして、電圧変換制御手段３０２は、積算した積算値を温度センサー１０Ｂからの温度Ｔｂによって補正することにより直流電源Ｂの残容量を検出し、残容量が所定量以下であるか否かを判定する。
【０１１９】
電流センサー１８からの電流ＢＣＲＴを積算した積算値を温度により補正するのは次の理由による。直流電源Ｂの出力電圧Ｖｂおよび容量ＳＯＣは、図４に示す関係を満たす。すなわち、出力電圧Ｖｂと容量ＳＯＣとの関係は、直流電源Ｂの温度Ｔｂによって曲線ｋ１〜ｋ３のように変化する。特に、容量ＳＯＣが満充電量の２０〜８０％になるときの電圧Ｖｂと容量ＳＯＣとの関係は直流電源Ｂの温度Ｔｂによって大きく変化する。したがって、電流ＢＣＲＴを積算した積算値は、電流ＢＣＲＴが直流電源Ｂから流れ出るとき直流電源Ｂから放電された容量を意味し、電流ＢＣＲＴが直流電源Ｂに供給されるとき直流電源Ｂが充電された容量を意味するので、積算値から推定した現在の容量ＳＯＣが満充電量の２０〜８０％の範囲に入るとき、その推定した現在の容量ＳＯＣが曲線ｋ１〜ｋ３のいずれの曲線上にあるかを温度Ｔｂによって補正する必要がある。この場合、積算値から推定した現在の容量ＳＯＣを温度Ｔｂにより補正することは、積算値が直流電源Ｂに充放電された容量を意味するので、積算値を補正することに相当する。
【０１２０】
電圧変換制御手段３０２は、図４に示す電圧Ｖｂと容量ＳＯＣとの関係を示す曲線ｋ１〜ｋ３を保持しており、電流センサー１８からの電流ＢＣＲＴを積算し、その積算した積算値を温度Ｔｂによって補正して直流電源Ｂの残容量を求める。そして、電圧変換制御手段３０２は、その求めた残容量が所定量以下であるか否かを判定する。
【０１２１】
電圧変換制御手段３０２は、電圧センサー１３からの電圧Ｖｃ２と電圧センサー１０Ａからの電圧Ｖｂとの差が所定値γ以上であるか否かを判定するが、所定値γは、コンデンサＣ２に蓄積された電力を有効利用できない程度に決定される。また、所定値γは、電圧センサー１０Ａと電圧センサー１３との誤差に相当するように決定されてもよい。
【０１２２】
なお、電圧変換制御手段３０２は、コンデンサＣ２の両端の電圧Ｖｃ２が直流電源Ｂの出力電圧Ｖｂよりも所定値γ以上であると判定したとき、コンデンサＣ２に蓄積された電力を直流電源Ｂにチャージバックすることにしたのは、有効利用可能な電力を直流電源Ｂにチャージバックするためである。
【０１２３】
電圧変換制御手段３０２は、コンデンサＣ２に蓄積された電力の直流電源Ｂへのチャージバック中に電流センサー１８からの直流電流ＢＣＲＴが所定値αよりも小さくなると、Ｌレベルの信号ＳＥを生成してシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２へ出力するとともに、信号ＰＷＤＣＨ１を生成して昇圧コンバータ１２へ出力する。
【０１２４】
信号ＰＷＤＣＨ１は、昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１とＮＰＮトランジスタＱ２とを交互にオン／オフ（すなわち、スイッチング制御）するための信号である。
【０１２５】
したがって、直流電源Ｂへチャージバックされる直流電流ＢＣＲＴが所定値αよりも小さくなると、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２がオフされ、昇圧コンバータ１２は、信号ＰＷＤＣＨ１によってＮＰＮトランジスタＱ２がオンされた期間に応じてコンデンサＣ１の残留電荷を消費し、信号ＰＷＤＣＨ１によってＮＰＮトランジスタＱ１がオンされた期間に応じてコンデンサＣ２の残留電荷を消費する。つまり、信号ＰＷＤＣＨ１によって、ＮＰＮトランジスタＱ１がオフされ、ＮＰＮトランジスタＱ２がオンされると、ＮＰＮトランジスタＱ２がオンされた期間、コンデンサＣ１に蓄積された電荷は、リアクトルＬ１およびＮＰＮトランジスタＱ２を介してアースラインに流れる。そして、リアクトルＬ１における損失とＮＰＮトランジスタＱ２における損失とによって、コンデンサＣ１の残留電荷は消費される。また、信号ＰＷＤＣＨ１によって、ＮＰＮトランジスタＱ２がオフされ、ＮＰＮトランジスタＱ１がオンされると、ＮＰＮトランジスタＱ１がオンされた期間、コンデンサＣ２に蓄積された電荷は、ＮＰＮトランジスタＱ１およびリアクトルＬ１を介して直流電源Ｂの電源ラインに流れる。そして、ＮＰＮトランジスタＱ１における損失とリアクトルＬ１における損失とによって、コンデンサＣ２の残留電荷は消費される。
【０１２６】
なお、信号ＰＷＤＣＨ１によってＮＰＮトランジスタＱ１がオフされ、ＮＰＮトランジスタＱ２がオンされたときに昇圧コンバータ１２が行なう動作は、直流電源Ｂからの直流電圧Ｖｂを出力電圧Ｖｃ２に昇圧するときの昇圧動作と同じであるので、信号ＰＷＤＣＨ１によってコンデンサＣ１の残留電荷を消費する動作を「昇圧動作による残留電荷の消費」と言う。また、信号ＰＷＤＣＨ１によってＮＰＮトランジスタＱ１がオンされ、ＮＰＮトランジスタＱ２がオフされたときに昇圧コンバータ１２が行なう動作は、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するときの降圧動作と同じであるので、信号ＰＷＤＣＨ１によってコンデンサＣ２の残留電荷を消費する動作を「降圧動作による残留電荷の消費」と言う。
【０１２７】
このように、この発明は、コンデンサＣ２に蓄積された電力を直流電源Ｂへチャージバックした後、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２をオフし、昇圧動作によってコンデンサＣ１の残留電荷を消費し、降圧動作によってコンデンサＣ２の残留電荷を消費することを特徴とする。
【０１２８】
これにより、放電抵抗を新たに設けることなく、昇圧コンバータ１２を用いてコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を消費できる。
【０１２９】
そして、昇圧コンバータ１２を構成するリアクトルＬ１およびＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２を用いてコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を消費する場合、好ましくは、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をスイッチング制御するときのキャリア周波数ｆｃ１は、電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２に応じて変えられる。
【０１３０】
コンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を消費しているときのコンデンサＣ１，Ｃ２の両端の電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２、すなわち、コンデンサＣ１，Ｃ２の残電圧とキャリア周波数ｆｃ１との間には、図５の直線ｋ４によって表わされる関係が成立する。つまり、コンデンサＣ１，Ｃ２の残電圧（Ｖｃ１，Ｖｃ２）は、キャリア周波数ｆｃ１と比例関係を有する。
【０１３１】
電圧変換制御手段３０２は、図５の直線ｋ４によって表わされる関係をマップとして保持しており、電圧センサー１１からの電圧Ｖｃ１または電圧センサー１３からの電圧Ｖｃ２を受けると、電圧Ｖｃ１またはＶｃ２に対応するキャリア周波数ｆｃ１をマップを参照して抽出し、その抽出したキャリア周波数ｆｃ１を有する信号ＰＷＤＣＨ１を生成して昇圧コンバータ１２へ出力する。
【０１３２】
したがって、電圧Ｖｃ１または電圧Ｖｃ２が低下するに伴い、コンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を消費するときのＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をスイッチング制御するキャリア周波数ｆｃ１は低下する。
【０１３３】
このように、電圧Ｖｃ１または電圧Ｖｃ２の低下とともにキャリア周波数ｆｃ１を低くするのは、コンデンサＣ１またはＣ２の残電圧が低下すると、リアクトルＬ１およびＮＰＮトランジスタＱ２またはＮＰＮトランジスタＱ１およびリアクトルＬ１を介して流れる電流は少なくなるため、キャリア周波数ｆｃ１を低くしてリアクトルＬ１およびＮＰＮトランジスタＱ２またはＮＰＮトランジスタＱ１およびリアクトルＬ１に流れる電流を増加させるように制御し、リアクトルＬ１およびＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２における損失を増加させるためである。
【０１３４】
上述したように、この発明は、コンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷をリアクトルＬ１およびＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２における損失によって消費することを特徴とする。したがって、この発明においては、好ましくは、通常動作時の駆動電圧よりも低い駆動電圧によってＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をオンする。すなわち、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をオンするときにＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２のベースに印加する電圧を通常動作時よりも低くしてＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２のオン抵抗を大きくする。これにより、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２における損失をさらに増加させることができ、コンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷をより速く消費できる。
【０１３５】
この場合、電圧変換制御手段３０２は、信号ＰＷＤＣＨ１の振幅を信号ＰＷＭＵ１，ＰＷＭＤ１の振幅よりも低くして信号ＰＷＤＣＨ１を生成する。これにより、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２は、オン抵抗を通常動作時よりも大きくしてコンデンサＣ１，Ｃ２からの電流を流す。
【０１３６】
また、通常動作時の駆動電圧よりも低い駆動電圧によってＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２を駆動する場合、さらに、図５の直線ｋ４によって表わされる関係を用いて、電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２に対応するキャリア周波数ｆｃ１を抽出してＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をスイッチング制御する。この場合、電圧Ｖｃ１またはＶｃ２の低下に伴い、キャリア周波数ｆｃ１を低くするのは、上述した理由と同じ理由による。
【０１３７】
図６および図７を参照して、実施の形態１における残留電荷を消費する動作について説明する。一連の動作が開始されると、電圧変換制御手段３０２は、外部ＥＣＵから信号ＩＧＯＦＦを受ける（ステップＳ１）。そして、電圧変換制御手段３０２は、信号ＩＧＯＦＦに応じて、上述したチャージバック条件が満たされているか否かを判定し、チャージバック条件が満たされているとき信号ＰＷＭＢ１を生成して昇圧コンバータ１２へ出力する。これにより、コンデンサＣ２に蓄積された電力は、直流電源Ｂへチャージバックされる（ステップＳ２）。
【０１３８】
その後、電圧変換制御手段３０２は、電流センサー１８からの直流電圧ＢＣＲＴ（「チャージバック電流」とも言う。以下同じ。）が所定値αよりも小さいか否かを判定する（ステップＳ３）。そして、ステップＳ３において、チャージバック電流ＢＣＲＴが所定値α以上であるとき、ステップＳ２，Ｓ３が繰返し実行される。
【０１３９】
ステップＳ３において、チャージバック電流ＢＣＲＴが所定値αよりも小さいと判定されると、電圧変換制御手段３０２は、チャージバックを停止するように昇圧コンバータ１２を制御する（ステップＳ４）。すなわち、電圧変換制御手段３０２は、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２を停止するための信号ＳＴＰを生成して昇圧コンバータ１２へ出力する。これにより、昇圧コンバータ１２は停止され、コンデンサＣ２に蓄積された電力の直流電源Ｂへのチャージバックは停止される。
【０１４０】
そして、電圧変換制御手段３０２は、Ｌレベルの信号ＳＥを生成してシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２へ出力する。これにより、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２はオフされる（ステップＳ５）。そして、直流電源Ｂが切離される。
【０１４１】
その後、昇圧コンバータ１２のスイッチングによるコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷の消費が行なわれる（ステップＳ６）。図７を参照して、図６のステップＳ６の詳細な動作について説明する。図６に示すステップＳ５の後、電圧変換制御手段３０２は、信号ＰＷＤＣＨ１を生成して昇圧コンバータ１２へ出力する。これによって、ＮＰＮトランジスタＱ１はオフされ、ＮＰＮトランジスタＱ２はオンされる。そして、コンデンサＣ１の残留電荷がリアクトルＬ１およびＮＰＮトランジスタＱ２における損失によって消費される（ステップＳ６１）。
【０１４２】
その後、ＮＰＮトランジスタＱ１がオンされ、ＮＰＮトランジスタＱ２がオフされる。そして、コンデンサＣ２の残留電荷がＮＰＮトランジスタＱ１およびリアクトルＬ１における損失によって消費される（ステップＳ６２）。これにより、図６に示すステップＳ６の動作が終了する。
【０１４３】
再び図６を参照して、ステップＳ６の後、電圧変換制御手段３０２は、コンデンサＣ１，Ｃ２の残電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２が所定値βよりも小さいか否かを判定する（ステップＳ７）。そして、残電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２が所定値β以上であるとき、ステップＳ６，Ｓ７が繰返し実行される。
【０１４４】
なお、ステップＳ６が繰返し実行される場合、上述したように、残電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２の低下に伴い、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をスイッチング制御するキャリア周波数ｆｃ１を低くしてもよい。また、ステップＳ６が繰返し実行される場合、上述したように、通常動作時の駆動電圧よりも低い駆動電圧によってＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２を駆動するようにしてもよい。
【０１４５】
ステップＳ７において、コンデンサＣ１，Ｃ２の残電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２が所定値βよりも小さいと判定されたとき、電圧変換制御手段３０２は、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をオフするための信号ＳＴＰを生成して昇圧コンバータ１２へ出力する。これにより、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２はオフされ、昇圧コンバータ１２は停止する（ステップＳ８）。その後、システムがオフされて（ステップＳ９）、一連の動作が終了する。
【０１４６】
なお、この発明による残留電荷消費方法は、図６および図７に示すフローチャートに従ってコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を消費する残留電荷消費方法である。
【０１４７】
また、実施の形態１におけるコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を消費する動作の制御は、実際には、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）によって実行され、ＣＰＵは、図６および図７に示すフローチャートの各ステップを備えるプログラムをＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）から読出し、その読出したプログラムを実行して図６および図７に示すフローチャートに従ってコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を消費する。
【０１４８】
したがって、ＲＯＭは、図６および図７に示すフローチャートの各ステップを備えるプログラムを記録したコンピュータ（ＣＰＵ）読取り可能な記録媒体に相当する。
【０１４９】
再び、図１を参照して、電圧変換システム１００における全体動作について説明する。全体の動作が開始されると、制御装置３０は、Ｈレベルの信号ＳＥを生成してシステムリレーＳＲ１，２へ出力し、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２がオンされる。直流電源Ｂは、直流電圧ＶｂをシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２を介して昇圧コンバータ１２へ出力する。
【０１５０】
電圧センサー１０Ａは、直流電源Ｂから出力される直流電圧Ｖｂを検出し、その検出した直流電圧Ｖｂを制御装置３０へ出力する。また、電圧センサー１１は、コンデンサＣ１の両端の電圧Ｖｃ１を検出し、その検出した電圧Ｖｃ１を制御装置３０へ出力する。電圧センサー１３は、コンデンサＣ２の両端の電圧Ｖｃ２を検出し、その検出した電圧Ｖｃ２を制御装置３０へ出力する。さらに、電流センサー１８は、直流電源Ｂから流出または流入する電流ＢＣＲＴを検出して制御装置３０へ出力し、温度センサー１０Ｂは直流電源Ｂの温度Ｔｂを検出して制御装置３０へ出力する。さらに、電流センサー２４は、交流モータＭ１に流れるモータ電流ＭＣＲＴを検出して制御装置３０へ出力する。そして、制御装置３０は、外部ＥＣＵからトルク指令値ＴＲ、およびモータ回転数ＭＲＮを受ける。
【０１５１】
そうすると、制御装置３０は、直流電圧Ｖｂ、電圧Ｖｃ２、モータ電流ＭＣＲＴ、トルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮに基づいて、上述した方法により信号ＰＷＭＩを生成し、その生成した信号ＰＷＭＩをインバータ１４へ出力する。また、制御装置３０は、直流電圧Ｖｂ、電圧Ｖｃ２、モータ電流ＭＣＲＴ、トルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮに基づいて、上述した方法により昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をスイッチング制御するための信号ＰＷＭＵ１を生成し、その生成した信号ＰＷＭＵ１を昇圧コンバータ１２へ出力する。
【０１５２】
そうすると、昇圧コンバータ１２は、信号ＰＷＭＵ１に応じて、直流電源Ｂからの直流電圧Ｖｂを昇圧し、その昇圧した直流電圧をインバータ１４に供給する。そして、インバータ１４は、昇圧コンバータ１２から供給された直流電圧を制御装置３０からの信号ＰＷＭＩによって交流電圧に変換して交流モータＭ１を駆動する。これによって、交流モータＭ１は、トルク指令値ＴＲによって指定されたトルクを発生する。
【０１５３】
また、電圧変換システム１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時、制御装置３０は、外部ＥＣＵから信号ＲＧＥを受け、その受けた信号ＲＧＥに応じて、信号ＰＷＭＣを生成してインバータ１４へ出力し、信号ＰＷＭＤ１を生成して昇圧コンバータ１２へ出力する。
【０１５４】
そうすると、インバータ１４は、交流モータＭ１が発電した交流電圧を信号ＰＷＭＣに応じて直流電圧に変換し、その変換した直流電圧をコンデンサＣ２を介して昇圧コンバータ１２へ供給する。そして、昇圧コンバータ１２は、インバータ１４からの直流電圧を受け、その受けた直流電圧を信号ＰＷＭＤ１によって降圧し、その降圧した直流電圧を直流電源Ｂに供給する。これにより、交流モータＭ１によって発電された電力が直流電源Ｂに充電される。
【０１５５】
さらに、電圧変換システム１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車が停止されたとき、制御装置３０は、外部ＥＣＵから信号ＩＧＯＦＦを受け、その受けた信号ＩＧＯＦＦに応じて、上述した方法によって、チャージバック条件を満たすか否かを判定する。
【０１５６】
そして、制御装置３０は、チャージバック条件を満たすと判定した場合、インバータ１４を停止するとともに、信号ＰＷＭＢ１を生成して昇圧コンバータ１２へ出力し、コンデンサＣ２に蓄積された電力を直流電源Ｂにチャージバックする。
【０１５７】
そして、電流センサー１８からの直流電流ＢＣＲＴ、すなわち、直流電源Ｂへのチャージバック電流ＢＣＲＴが所定値αよりも小さくなると、制御装置３０は、信号ＳＴＰを生成して昇圧コンバータ１２へ出力するとともに、Ｌレベルの信号ＳＥを生成してシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２へ出力する。
【０１５８】
その後、制御装置３０は、信号ＰＷＤＣＨ１を生成して昇圧コンバータ１２へ出力する。これにより、コンデンサＣ１の残留電荷は、上述した昇圧動作によって消費され、コンデンサＣ２の残留電荷は、上述した降圧動作によって消費される。そして、コンデンサＣ１，Ｃ２の残電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２が所定値βよりも低くなると、制御装置３０は、信号ＳＴＰを生成して昇圧コンバータ１２へ出力する。そして、電圧変換システム１００が停止される。
【０１５９】
このように、この発明においては、コンデンサＣ２に蓄積された電力の直流電源Ｂへのチャージバックが完了すると、昇圧コンバータ１２による昇圧動作および降圧動作によってそれぞれコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を消費する。
【０１６０】
したがって、放電抵抗を新たに設けなくても、コンデンサＣ１、Ｃ２の残留電荷を消費できる。
【０１６１】
実施の形態１によれば、電圧変換システムは、昇圧コンバータと、昇圧コンバータの入力側に設けられたコンデンサＣ１と、昇圧コンバータの出力側に設けられたコンデンサＣ２と、昇圧動作と降圧動作とを交互に行なうように昇圧コンバータを制御する制御装置とを備えるので、新たな部品を設けなくてもコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を消費できる。
【０１６２】
［実施の形態２］
図８を参照して、実施の形態２による電圧変換システム１００Ａは、電圧変換システム１００の昇圧コンバータ１２を昇圧コンバータ１２Ａに代え、制御装置３０を制御装置３０Ａに代えたものであり、その他は、電圧変換システム１００と同じである。
【０１６３】
昇圧コンバータ１２Ａは、昇圧コンバータ１２のリアクトルＬ１をリアクトルＬ２に代えたものであり、その他は、昇圧コンバータ１２と同じである。リアクトルＬ２は、インダクタンスを変化可能なリアクトルである。
【０１６４】
制御装置３０Ａは、制御装置３０の機能に加え、コンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷の消費動作が開始されると、信号ＥＸＣを生成して昇圧コンバータ１２ＡのリアクトルＬ２へ出力する。信号ＥＸＣは、コンデンサＣ１，Ｃ２の残電圧に応じてリアクトルＬ２のコイルの巻き数を減少するための信号である。
【０１６５】
図９を参照して、制御装置３０Ａは、制御装置３０の電圧変換制御手段３０２を電圧変換制御手段３０２Ａに代えたものであり、その他は、制御装置３０と同じである。電圧変換制御手段３０２Ａは、電圧変換制御手段３０２の機能に加え、信号ＥＸＣを生成して昇圧コンバータ１２ＡのリアクトルＬ２へ出力する。すなわち、電圧変換制御手段３０２Ａは、信号ＰＷＤＣＨ１を生成して昇圧コンバータ１２Ａへ出力し、コンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を昇圧動作および降圧動作によって消費するように昇圧コンバータ１２Ａを制御しているときに、コンデンサＣ１，Ｃ２の残電圧に応じてリアクトルＬ２のコイルの巻き数を減少するための信号ＥＸＣを生成してリアクトルＬ２へ出力する。
【０１６６】
コンデンサＣ１，Ｃ２の残電圧（Ｖｃ１，Ｖｃ２）が低下すると、リアクトルＬ２に直流電流が流れにくくなるので、コンデンサＣ１，Ｃ２の残電圧が低下するに伴い、リアクトルＬ２のインダクタンスを小さくする。これにより、コンデンサＣ１，Ｃ２の残電圧が低下しても、直流電流がリアクトルＬ２に流れ易くなり、コンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷をより速く消費できる。
【０１６７】
したがって、この実施の形態２においては、コンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を昇圧コンバータ１２Ａの昇圧動作および降圧動作によって消費する場合、昇圧コンバータ１２Ａに含まれるリアクトルＬ２のインダクタンスをコンデンサＣ１，Ｃ２の残電圧の低下に伴って小さくすることを特徴とする。
【０１６８】
リアクトルＬ２のインダクタンスとコンデンサＣ１，Ｃ２の残電圧（Ｖｃ１，Ｖｃ２）との間には、図１０の直線ｋ５によって表わされる関係が成立する。また、リアクトルＬ２のコイルの巻き数ｎとインダクタンスとの間には、図１１の曲線ｋ６によって表わされる関係が成立する。
【０１６９】
したがって、電圧変換制御手段３０２Ａは、図１０に示す直線ｋ５の関係と図１１に示す曲線ｋ６の関係とをそれぞれマップとして保持しており、電圧センサー１１からの電圧Ｖｃ１または電圧センサー１３からの電圧Ｖｃ２に対応するインダクタンスを直線ｋ５から抽出し、その抽出したインダクタンスに対応する巻き数ｎを曲線ｋ６から抽出する。そして、電圧変換制御手段３０２Ａは、リアクトルＬ２のコイルの巻き数を、抽出した巻き数ｎに変更するための信号ＥＸＣを生成してリアクトルＬ２へ出力する。
【０１７０】
そして、インダクタンスを小さくしてコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を消費する場合、好ましくは、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をスイッチング制御するキャリア周波数をコンデンサＣ１，Ｃ２の残電圧に応じて高くする。
【０１７１】
この場合、コンデンサＣ１，Ｃ２の残電圧とキャリア周波数との間には、図１２に示す直線ｋ７の関係が成立する。図１２を参照して、キャリア周波数ｆｃ２は、コンデンサＣ１，Ｃ２の残電圧が高くなると低くなり、コンデンサＣ１，Ｃ２の残電圧が低くなると高くなる。インダクタンスを小さくしてコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を消費する場合、コンデンサＣ１，Ｃ２の残電圧の低下に伴い、キャリア周波数ｆｃ２を高くしてＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をスイッチング制御するのは、インダクタンスを小さくしてリアクトルＬ２に流れる電流を増加してリアクトルＬ２における損失を増加するとともに、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をスイッチング制御するときのキャリア周波数ｆｃ２を高くしてＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２のスイッチング損失を増加させ、コンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷をより速く消費するためである。
【０１７２】
したがって、電圧変換制御手段３０２Ａは、図１２に示す直線ｋ７の関係をマップとして保持しており、電圧センサー１１からの電圧Ｖｃ１または電圧センサー１３からの電圧Ｖｃ２に対応したキャリア周波数ｆｃ２を、保持したマップを参照して抽出する。そして、電圧変換制御手段３０２Ａは、抽出したキャリア周波数ｆｃ２を用いて信号ＰＷＤＣＨ１を生成して昇圧コンバータ１２Ａへ出力する。
【０１７３】
図１３を参照して、リアクトルＬ２は、コア２と、コイル３Ａ，３Ｂと、巻数切換部４とを含む。コア２は、直線部２３Ａ，２３Ｂおよび湾曲部２３Ｃ，２３Ｄからなる。直線部２３Ａ，２３Ｂおよび湾曲部２３Ｃ，２３Ｄは、一部にギャップ２１，２２を形成するように環状形状に配置される。そして、ギャップ２１，２２は、たとえば、ガラスのエポキシ材から成る。
【０１７４】
コイル３Ａは、コア２の一方の直線部２３Ａに銅線を巻くことにより作製され、コイル３Ｂは、コア２の他方の直線部２３Ｂに銅線を巻くことにより作製される。コイル３Ａは、配線３Ｃによりコイル３Ｂと接続される。これにより、コイル３Ａ，３Ｂは直列に接続される。
【０１７５】
巻数切換部４は、接点切換部４Ａを有する。接点切換部４Ａは、制御装置３０Ａからの信号ＥＸＣに応じて、コイル３Ａ，３Ｂの巻き数がコンデンサＣ１，Ｃ２の残電圧に対応した巻き数になるように接点を切換える。そして、巻数切換部４は、配線５によって端子６Ｂに接続される。
【０１７６】
図１４を参照して、接点切換部４Ａは、接点４１１〜４１ｍ（ｍは自然数）と、スイッチ４２０とを含む。接点４１１は、コイル３Ａ，３Ｂの巻き数がｎ１になる端子（図示せず）に接続される。接点４１２は、コイル３Ａ，３Ｂの巻き数がｎ２（＜ｎ１）になる端子（図示せず）に接続される。以下、同様にして、接点４１３，・・・，４１ｍは、巻き数がそれぞれｎ３（＜ｎ２），・・・，ｎｍになる端子（図示せず）に接続される。そして、スイッチ４２０は、制御装置３０Ａからの信号ＥＸＣに応じて、コイルの巻き数がコンデンサＣ１，Ｃ２の残電圧に応じた巻き数になる接点（接点４１１〜４１ｍのいずれか）に切換えられる。そして、スイッチ４２０は、配線５に接続される。
【０１７７】
再び、図１３を参照して、コイル３Ａは、電流が矢印１３Ａの方向に流れるように巻回され、コイル３Ｂは、電流が矢印１４Ａの方向に流れるように巻回される。そして、端子６Ａから端子６Ｂの方向に電流が流されると、コイル３Ａには矢印１３Ａで示す方向に電流が流れ、コイル３Ｂには矢印１４Ａで示す方向に電流が流れる。
【０１７８】
そうすると、コイル３Ａ，３Ｂに電流が流れることにより発生した磁束は、ギャップ２１を矢印１５Ａの方向に通過し、ギャップ２２を矢印１６Ａの方向に通過する。つまり、発生した磁束は、環状形状のコア２中を一周する方向に移動する。そして、リアクトルＬ２は、巻数切換部４によって切換えられた巻き数に応じたインダクタンスを有する。
【０１７９】
電圧変換制御手段３０２ＡにおけるコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を消費する動作は、図１５および図１６に示すフローチャートに従って行なわれる。図１５に示すフローチャートは、図６に示すフローチャートのステップＳ６をステップＳ６Ａに代えたものであり、その他は、図６に示すフローチャートと同じである。
【０１８０】
図１６は、図１５に示すフローチャートのステップＳ６Ａの動作を説明するためのフローチャートである。図１６を参照して、図１５に示すステップＳ５の後、電圧変換制御手段３０２Ａは、電圧センサー１１からの電圧Ｖｃ１または電圧センサー１３からの電圧Ｖｃ２に対応したリアクトルＬ２のコイル３Ａ，３Ｂの巻き数を、保持したマップを参照して抽出する（ステップＳ５９）。
【０１８１】
そして、電圧変換制御手段３０２Ａは、コイル３Ａ，３Ｂの巻き数を、抽出した巻き数に変更するための信号ＥＸＣを生成してリアクトルＬ２へ出力する。
【０１８２】
そうすると、リアクトルＬ２において、巻数切換部４Ａは、電圧変換制御手段３０２Ａからの信号ＥＸＣに応じて、スイッチ４２０を接点４１１〜４１ｍのいずれかに切換え、コイル３Ａ，３Ｂの巻き数をコンデンサＣ１，Ｃ２の残電圧に対応した巻き数に設定する（ステップＳ６０）。その後、上述したステップＳ６１，Ｓ６２が実行され、コンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷が消費される。
【０１８３】
なお、ステップＳ６Ａが繰返し実行される場合、上述したように、残電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２の低下に伴い、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をスイッチング制御するキャリア周波数ｆｃ２を高くしてもよい。
【０１８４】
その他は、上述したとおりである。
なお、この発明による残留電荷消費方法は、図１５および図１６に示すフローチャートに従ってコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を消費する残留電荷消費方法である。
【０１８５】
また、実施の形態２におけるコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を消費する動作の制御は、実際には、ＣＰＵによって実行され、ＣＰＵは、図１５および図１６に示すフローチャートの各ステップを備えるプログラムをＲＯＭから読出し、その読出したプログラムを実行して図１５および図１６に示すフローチャートに従ってコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を消費する。
【０１８６】
したがって、ＲＯＭは、図１５および図１６に示すフローチャートの各ステップを備えるプログラムを記録したコンピュータ（ＣＰＵ）読取り可能な記録媒体に相当する。
【０１８７】
電圧変換システム１００Ａにおける全体動作は、電圧変換システム１００におけるコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を消費する動作を、実施の形態２におけるコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を消費する動作に代えたものであり、その他は、電圧変換システム１００の動作と同じである。
【０１８８】
なお、上記においては、リアクトルＬ２のコイル３Ａ，３Ｂの巻き数を変更してインダクタンスを変更すると説明したが、この発明においては、これに限らず、コイル３Ａ，３Ｂの巻き数を変更する以外の方法により、リアクトルＬ２のインダクタンスを変更してもよい。そして、この発明は、一般に、リアクトルＬ２のインダクタンスをコンデンサＣ１，Ｃ２の残電圧に対応したインダクタンスに設定してコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を消費するものに適用される。
【０１８９】
また、信号ＥＸＣを生成してリアクトルＬ２へ出力する電圧変換制御手段３０２Ａおよび巻数切換部４は、「インダクタンス変更手段」を構成する。
【０１９０】
その他は、実施の形態１と同じである。
実施の形態２によれば、電圧変換システムは、昇圧コンバータと、昇圧コンバータの入力側に設けられたコンデンサＣ１と、昇圧コンバータの出力側に設けられたコンデンサＣ２と、リアクトルのインダクタンスを小さくして昇圧動作と降圧動作とを交互に行なうように昇圧コンバータを制御する制御装置とを備えるので、新たな部品を設けなくてもコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷をより速く消費できる。
【０１９１】
［実施の形態３］
図１７を参照して、実施の形態３による電圧変換システム１００Ｂは、電圧変換システム１００の昇圧コンバータ１２をコンバータ１２Ｂに代え、制御装置３０を制御装置３０Ｂに代えたものであり、その他は、電圧変換システム１００と同じである。
【０１９２】
コンバータ１２Ｂは、リアクトルＬ１と、ＮＰＮトランジスタＱ０１〜Ｑ０４と、ダイオードＤ０１〜Ｄ０４とを含む。
【０１９３】
ＮＰＮトランジスタＱ０１，Ｑ０２は、直流電源Ｂの電源ライン２５とアースライン２６との間に直列に接続される。ＮＰＮトランジスタＱ０１は、コレクタが電源ライン２５に接続され、エミッタがＮＰＮトランジスタＱ０２のコレクタに接続される。また、ＮＰＮトランジスタＱ０２のエミッタは、アースライン２６に接続される。
【０１９４】
ＮＰＮトランジスタＱ０３，Ｑ０４は、インバータ１４の電源ライン２７とアースライン２８との間に直列に接続される。ＮＰＮトランジスタＱ０３は、コレクタが電源ライン２７に接続され、エミッタがＮＰＮトランジスタＱ０４のコレクタに接続される。また、ＮＰＮトランジスタＱ０４のエミッタは、アースライン２８に接続される。
【０１９５】
また、各ＮＰＮトランジスタＱ０１〜Ｑ０４は、エミッタ側からコレクタ側へ電流が流れるように、それぞれ、ダイオードＤ０１〜Ｄ０４が接続される。
【０１９６】
リアクトルＬ１は、一方端がＮＰＮトランジスタＱ０１のエミッタとＮＰＮトランジスタＱ０２のコレクタとに接続され、他方端がＮＰＮトランジスタＱ０３のエミッタとＮＰＮトランジスタＱ０４のコレクタとに接続される。
【０１９７】
コンバータ１２Ｂにおいては、ＮＰＮトランジスタＱ０１は、ＮＰＮトランジスタＱ０４と同時にオン／オフされ、ＮＰＮトランジスタＱ０２は、ＮＰＮトランジスタＱ０３と同時にオン／オフされる。
【０１９８】
コンバータ１２Ｂは、直流電源Ｂから供給された直流電圧Ｖｂの電圧レベルを変更してインバータ１４へ供給する。より具体的には、コンバータ１２Ｂは、制御装置３０Ｂから信号ＰＷＭＵ２を受けると、信号ＰＷＭＵ２によってＮＰＮトランジスタＱ０１，Ｑ０４がオンされた期間に応じて直流電圧の電圧レベルを変更してインバータ１４に供給する。
【０１９９】
また、コンバータ１２Ｂは、制御装置３０Ｂから信号ＰＷＭＤ２を受けると、インバータ１４から供給された直流電圧の電圧レベルを変更して直流電源Ｂを充電する。
【０２００】
制御装置３０Ｂは、外部ＥＣＵから入力されたトルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮ、電圧センサー１０Ａからの直流電圧Ｖｂ、電圧センサー１３からの出力電圧Ｖｃ２、および電流センサー２４からのモータ電流ＭＣＲＴに基づいて、後述する方法によりコンバータ１２Ｂを駆動するための信号ＰＷＭＵ２とインバータ１４を駆動するための信号ＰＷＭＩとを生成し、その生成した信号ＰＷＭＵ２および信号ＰＷＭＩをそれぞれコンバータ１２Ｂおよびインバータ１４へ出力する。
【０２０１】
信号ＰＷＭＵ２は、直流電源Ｂからの直流電圧Ｖｂを出力電圧Ｖｃ２に変換する場合にコンバータ１２Ｂを駆動するための信号である。そして、制御装置３０Ｂは、コンバータ１２Ｂが直流電圧Ｖｂを出力電圧Ｖｃ２に変換する場合に、出力電圧Ｖｃ２をフィードバック制御し、出力電圧Ｖｃ２が指令された電圧指令Ｖｄｃｃｏｍになるようにコンバータ１２Ｂを駆動するための信号ＰＷＭＵ２を生成する。信号ＰＷＭＵ２の生成方法は、上述した信号ＰＷＭＵ１の生成方法と同じである。
【０２０２】
また、制御装置３０Ｂは、ハイブリッド自動車または電気自動車が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、交流モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換するための信号ＰＷＭＣを生成してインバータ１４へ出力する。この場合、インバータ１４のＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８は、信号ＰＷＭＣによってスイッチング制御される。これにより、インバータ１４は、交流モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換してコンバータ１２Ｂへ供給する。
【０２０３】
さらに、制御装置３０Ｂは、ハイブリッド自動車または電気自動車が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するための信号ＰＷＭＤ２を生成し、その生成した信号ＰＷＭＤ２をコンバータ１２Ｂへ出力する。これにより、交流モータＭ１が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、電圧レベルが変更されて直流電源Ｂに供給される。
【０２０４】
さらに、制御装置３０Ｂは、電圧変換システム１００Ｂが搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車が停止されると、イグニッションキーがオフされたことを示す信号ＩＧＯＦＦを外部ＥＣＵから受ける。そして、制御装置３０Ｂは、信号ＩＧＯＦＦを受けると、電圧センサー１０Ａからの電圧Ｖｂと電圧センサー１３からの電圧Ｖｃ２とに基づいて、電圧Ｖｃ２が電圧Ｖｂとの間で所定の関係を満たすとき、コンデンサＣ２に蓄積された電力を直流電源Ｂにチャージバックするための信号ＰＷＭＢ２を生成してコンバータ１２Ｂへ出力する。
【０２０５】
さらに、制御装置３０Ｂは、コンデンサＣ２に蓄積された電力を直流電源Ｂにチャージバック中に電流センサー１８からの直流電流ＢＣＲＴが所定値αよりも小さくなると、Ｌレベルの信号ＳＥを生成してシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２へ出力するとともに、信号ＰＷＤＣＨ２を生成してコンバータ１２Ｂへ出力する。
【０２０６】
さらに、制御装置３０Ｂは、信号ＰＷＤＣＨ２を生成してコンバータ１２Ｂへ出力した後、電圧センサー１１からの電圧Ｖｃ１および電圧センサー１３からの電圧Ｖｃ２が所定値βよりも小さくなると、ＮＰＮトランジスタＱ０１〜Ｑ０４を停止するための信号ＳＴＰを生成してコンバータ１２Ｂへ出力する。
【０２０７】
さらに、制御装置３０Ｂは、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２をオン／オフするための信号ＳＥを生成してシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２へ出力する。
【０２０８】
信号ＰＷＤＣＨ２は、コンバータ１２ＢのＮＰＮトランジスタＱ０１およびＱ０４とＮＰＮトランジスタＱ０２およびＱ０３とを交互にオン／オフ（すなわち、スイッチング制御）するための信号である。
【０２０９】
したがって、直流電源Ｂへチャージバックされる直流電流ＢＣＲＴが所定値αよりも小さくなると、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２がオフされ、コンバータ１２Ｂは、信号ＰＷＤＣＨ２によってＮＰＮトランジスタＱ０１およびＱ０４がオンされた期間に応じてコンデンサＣ１の残留電荷を消費し、信号ＰＷＤＣＨ２によってＮＰＮトランジスタＱ０２およびＱ０３がオンされた期間に応じてコンデンサＣ２の残留電荷を消費する。つまり、信号ＰＷＤＣＨ２によって、ＮＰＮトランジスタＱ０２およびＱ０３がオフされ、ＮＰＮトランジスタＱ０１およびＱ０４がオンされると、ＮＰＮトランジスタＱ０１およびＱ０４がオンされた期間、コンデンサＣ１に蓄積された電荷は、ＮＰＮトランジスタＱ０１、リアクトルＬ１およびＮＰＮトランジスタＱ０４を介してアースライン２６，２８に流れる。そして、リアクトルＬ１における損失とＮＰＮトランジスタＱ０１およびＱ０４における損失とによって、コンデンサＣ１の残留電荷は消費される。また、信号ＰＷＤＣＨ２によって、ＮＰＮトランジスタＱ０１およびＱ０４がオフされ、ＮＰＮトランジスタＱ０２およびＱ０３がオンされると、ＮＰＮトランジスタＱ０２およびＱ０３がオンされた期間、コンデンサＣ２に蓄積された電荷は、ＮＰＮトランジスタＱ０３、リアクトルＬ１およびＮＰＮトランジスタＱ０２を介して電源ライン２５に流れる。そして、ＮＰＮトランジスタＱ０２およびＱ０３における損失とリアクトルＬ１における損失とによって、コンデンサＣ２の残留電荷は消費される。
【０２１０】
なお、信号ＰＷＤＣＨ２によってＮＰＮトランジスタＱ０２，Ｑ０３がオフされ、ＮＰＮトランジスタＱ０１，Ｑ０４がオンされたときにコンバータ１２Ｂが行なう動作は、直流電源Ｂからの直流電圧Ｖｂを出力電圧Ｖｃ２に昇圧するときの昇圧動作と同じであるので、信号ＰＷＤＣＨ２によってコンデンサＣ１の残留電荷を消費する動作を「昇圧動作による残留電荷の消費」と言う。また、信号ＰＷＤＣＨ２によってＮＰＮトランジスタＱ０２，Ｑ０３がオンされ、ＮＰＮトランジスタＱ０１，Ｑ０４がオフされたときにコンバータ１２Ｂが行なう動作は、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するときの降圧動作と同じであるので、信号ＰＷＤＣＨ２によってコンデンサＣ２の残留電荷を消費する動作を「降圧動作による残留電荷の消費」と言う。
【０２１１】
実施の形態３における残留電荷を消費する動作は、図１８および図１９に示すフローチャートに従って行なわれる。図１８に示すフローチャートは、図６に示すフローチャートのステップＳ６をステップＳ６Ｂに代えたものであり、その他は、図６に示すフローチャートと同じである。
【０２１２】
図１９は、図１８に示すフローチャートのステップＳ６Ｂの動作を説明するためのフローチャートである。図１９を参照して、図１８に示すフローチャートのステップＳ５の後、制御装置３０Ｂは、信号ＰＷＤＣＨ２を生成してコンバータ１２Ｂへ出力する。
【０２１３】
そうすると、ＮＰＮトランジスタＱ０１，Ｑ０４はオンされ、ＮＰＮトランジスタＱ０２，Ｑ０３はオフされる。そして、コンデンサＣ１の残留電荷は、リアクトルＬ１およびＮＰＮトランジスタＱ０１，Ｑ０４における損失によって消費される（ステップＳ７１）。
【０２１４】
その後、ＮＰＮトランジスタＱ０２，Ｑ０３がオンされ、ＮＰＮトランジスタＱ０１，Ｑ０４がオフされる。そして、コンデンサＣ２の残留電荷がＮＰＮトランジスタＱ０２，Ｑ０３およびリアクトルＬ１における損失によって消費される（ステップＳ７２）。これにより、図１８に示すステップＳ６Ｂの動作が終了する。
【０２１５】
なお、ステップＳ６Ｂが繰返し実行される場合、上述したように、コンデンサＣ１，Ｃ２の残電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２の低下に伴い、ＮＰＮトランジスタＱ０１〜Ｑ０４をスイッチング制御するキャリア周波数ｆｃ１を低くしてもよい。また、ステップＳ６Ｂが繰返し実行される場合、上述したように、通常動作時の駆動電圧よりも低い駆動電圧によってＮＰＮトランジスタＱ０１〜Ｑ０４を駆動するようにしてもよい。
【０２１６】
この発明による残留電荷消費方法は、図１８および図１９に示すフローチャートに従ってコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を消費する残留電荷消費方法である。
【０２１７】
また、実施の形態３におけるコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を消費する動作の制御は、実際には、ＣＰＵによって実行され、ＣＰＵは、図１８および図１９に示すフローチャートの各ステップを備えるプログラムをＲＯＭから読出し、その読出したプログラムを実行して図１８および図１９に示すフローチャートに従ってコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を消費する。
【０２１８】
したがって、ＲＯＭは、図１８および図１９に示すフローチャートの各ステップを備えるプログラムを記録したコンピュータ（ＣＰＵ）読取り可能な記録媒体に相当する。
【０２１９】
再び、図１７を参照して、電圧変換システム１００Ｂにおける全体動作について説明する。一連の動作が開始されると、制御装置３０Ｂは、Ｈレベルの信号ＳＥを生成してシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２へ出力するとともに、交流モータＭ１がトルク指令値ＴＲによって指定されたトルクを発生するようにコンバータ１２Ｂおよびインバータ１４を制御するための信号ＰＷＭＵ２および信号ＰＷＭＩを生成してそれぞれコンバータ１２Ｂおよびインバータ１４へ出力する。
【０２２０】
そして、直流電源Ｂは直流電圧Ｖｂを出力し、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は直流電圧Ｖｂをコンバータ１２Ｂへ供給する。
【０２２１】
そうすると、コンバータ１２ＢのＮＰＮトランジスタＱ０１〜Ｑ０４は、制御装置３０Ｂからの信号ＰＷＭＵ２に応じてオン／オフされ、ＮＰＮトランジスタＱ０１，Ｑ０４のオンデューティーに応じた直流電流がリアクトルＬ１に流れる。そして、コンバータ１２Ｂは、直流電源Ｂからの直流電圧Ｖｂを出力電圧Ｖｃ２に変換し、その変換した出力電圧Ｖｃ２をインバータ１４に供給する。
【０２２２】
インバータ１４のＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８は、制御装置３０Ｂからの信号ＰＷＭＩに従ってオン／オフされ、インバータ１４は、直流電圧を交流電圧に変換し、トルク指令値ＴＲによって指定されたトルクを交流モータＭ１が出力するように交流モータＭ１のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に所定の交流電流を流す。これにより、交流モータＭ１は、トルク指令値ＴＲによって指定されたトルクを出力する。
【０２２３】
電圧変換システム１００Ｂが搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車が回生制動モードになった場合、制御装置３０Ｂは、回生制動モードになったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受け、信号ＰＷＭＣおよび信号ＰＷＭＤ２を生成してそれぞれインバータ１４およびコンバータ１２Ｂへ出力する。
【０２２４】
交流モータＭ１は、交流電圧を発電し、その発電した交流電圧をインバータ１４へ供給する。そして、インバータ１４は、制御装置３０Ｂからの信号ＰＷＭＣに従って、交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧をコンバータ１２Ｂへ供給する。
【０２２５】
コンバータ１２Ｂは、制御装置３０Ｂからの信号ＰＷＭＤ２に従って直流電圧の電圧レベルを変更して直流電源Ｂに供給し、直流電源Ｂを充電する。
【０２２６】
そして、電流センサー１８からの直流電流ＢＣＲＴ、すなわち、直流電源Ｂへのチャージバック電流ＢＣＲＴが所定値αよりも小さくなると、制御装置３０Ｂは、信号ＳＴＰを生成してコンバータ１２Ｂへ出力するとともに、Ｌレベルの信号ＳＥを生成してシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２へ出力する。
【０２２７】
その後、制御装置３０Ｂは、信号ＰＷＤＣＨ２を生成してコンバータ１２Ｂへ出力する。これにより、コンデンサＣ１の残留電荷は、上述した昇圧動作によって消費され、コンデンサＣ２の残留電荷は、上述した降圧動作によって消費される。そして、コンデンサＣ１，Ｃ２の残電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２が所定値βよりも低くなると、制御装置３０Ｂは、信号ＳＴＰを生成してコンバータ１２Ｂへ出力する。そして、電圧変換システム１００Ｂが停止される。
【０２２８】
その他は、実施の形態１と同じである。
実施の形態３によれば、電圧変換システムは、昇圧コンバータと、昇圧コンバータの入力側に設けられたコンデンサＣ１と、昇圧コンバータの出力側に設けられたコンデンサＣ２と、昇圧動作と降圧動作とを交互に行なうように昇圧コンバータを制御する制御装置とを備え、昇圧動作および降圧動作は、２つのＮＰＮトランジスタおよびリアクトルを用いて行なわれるので、新たな部品を設けなくてもコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷をより速く消費できる。
【０２２９】
［実施の形態４］
図２０を参照して、実施の形態４による電圧変換システム１００Ｃは、電圧変換システム１００Ｂのコンバータ１２Ｂをコンバータ１２Ｃに代え、制御装置３０Ｂを制御装置３０Ｃに代えたものであり、その他は、電圧変換システム１００Ｂと同じである。
【０２３０】
コンバータ１２Ｃは、コンバータ１２ＢのリアクトルＬ１をリアクトルＬ２に代えたものであり、その他は、コンバータ１２Ｂと同じである。つまり、コンバータ１２Ｃは、コンバータ１２Ｂにおいて、リアクトルのインダクタンスを可変にしたものである。
【０２３１】
制御装置３０Ｃは、制御装置３０Ｂの機能に、制御装置３０Ａの信号ＥＸＣを生成してコンバータ１２Ｃへ出力する機能を追加した機能を有する。
【０２３２】
つまり、実施の形態４は、実施の形態３に実施の形態２を適用したものに相当する。
【０２３３】
実施の形態４におけるコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を消費する動作は、図２１および図２２に示すフローチャートに従って行なわれる。図２１に示すフローチャートは、図１８に示すフローチャートのステップＳ６ＢをステップＳ６Ｃに代えたものであり、その他は、図１８に示すフローチャートと同じである。
【０２３４】
図２２は、図２１に示すフローチャートのステップＳ６Ｃの動作を説明するためのフローチャートである。図２２に示すフローチャートは、上述した図１６に示すフローチャートのステップＳ５９，Ｓ６０を実行した後に、上述した図１９に示すフローチャートのステップＳ７１，Ｓ７２を実行するフローチャートである。したがって、詳細な説明を省略する。
【０２３５】
なお、ステップＳ６Ｃが繰返し実行される場合、上述したように、残電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２の低下に伴い、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をスイッチング制御するキャリア周波数ｆｃ２を高くしてもよい。
【０２３６】
その他は、上述したとおりである。
なお、この発明による残留電荷消費方法は、図２１および図２２に示すフローチャートに従ってコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を消費する残留電荷消費方法である。
【０２３７】
また、実施の形態４におけるコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を消費する動作の制御は、実際には、ＣＰＵによって実行され、ＣＰＵは、図２１および図２２に示すフローチャートの各ステップを備えるプログラムをＲＯＭから読出し、その読出したプログラムを実行して図２１および図２２に示すフローチャートに従ってコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を消費する。
【０２３８】
したがって、ＲＯＭは、図２１および図２２に示すフローチャートの各ステップを備えるプログラムを記録したコンピュータ（ＣＰＵ）読取り可能な記録媒体に相当する。
【０２３９】
電圧変換システム１００Ｃにおける全体動作は、電圧変換システム１００ＢにおけるコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を消費する動作を、実施の形態４におけるコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を消費する動作に代えたものであり、その他は、電圧変換システム１００Ｂの動作と同じである。
【０２４０】
その他は、実施の形態２，３と同じである。
実施の形態４によれば、電圧変換システムは、昇圧コンバータと、昇圧コンバータの入力側に設けられたコンデンサＣ１と、昇圧コンバータの出力側に設けられたコンデンサＣ２と、リアクトルのインダクタンスを小さくして昇圧動作と降圧動作とを交互に行なうように昇圧コンバータを制御する制御装置とを備え、昇圧動作および降圧動作は、２つのＮＰＮトランジスタおよびリアクトルを用いて行なわれるので、新たな部品を設けなくてもコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷をより速く消費できる。
【０２４１】
なお、この発明による電圧変換システムは、図２３に示す電圧変換システム１００Ｄであってもよい。図２３を参照して、電圧変換システム１００Ｄは、電圧変換システム１００にコイル６０、整流回路６１および補機バッテリ６２を追加し、電圧変換システム１００の制御装置３０を制御装置３０Ｄに代えたものであり、その他は、電圧変換システム１００と同じである。
【０２４２】
コイル６０は、リアクトルＬ１のコイルに対向して設けられる。整流回路６１は、コイル６０の両端に発生した電圧を受け、その受けた電圧を整流して補機バッテリ６２を充電する。補機バッテリ６２は、ハイブリッド自動車または電気自動車に搭載されるライト等の補機を駆動するためのバッテリである。
【０２４３】
制御装置３０Ｄは、制御装置３０の信号ＰＷＤＣＨ１を生成して昇圧コンバータ１２へ出力する機能を、信号ＰＷＤＣＨ３を生成して昇圧コンバータ１２へ出力する機能に代えたものであり、その他は、制御装置３０と同じである。
【０２４４】
制御装置３０Ｄは、コンデンサＣ２に蓄積された電力を直流電源Ｂにチャージバック中に電流センサー１８からの直流電流ＢＣＲＴが所定値αよりも小さくなると、チャージバックを停止し、Ｌレベルの信号ＳＥを生成してシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２へ出力した後に、信号ＰＷＤＣＨ３を生成して昇圧コンバータ１２へ出力する。
【０２４５】
信号ＰＷＤＣＨ３は、昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１をオンし、ＮＰＮトランジスタＱ２をオフするための信号である。したがって、昇圧コンバータ１２は、制御装置３０Ｄから信号ＰＷＤＣＨ３を受けると、コンデンサＣ２の残留電荷をリアクトルＬ１に蓄積する。そうすると、リアクトルＬ１の両端に電圧が発生し、その発生した電圧は、リアクトルＬ１のコイルとコイル６０とによって電圧変換される。そして、整流回路６１は、コイル６０の両端に発生した電圧を整流して補機バッテリ６２を充電する。
【０２４６】
リアクトルＬ１の両端に発生した電圧をリアクトルＬ１のコイルとコイル６０とにより電圧変換することにより、コンデンサＣ２の残留電荷が減少し、コンデンサＣ２の両端の電圧Ｖｃ２がコンデンサＣ１の両端の電圧Ｖｃ１まで低下すると、コンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷がリアクトルＬ１に蓄積され、コイル６０へ電圧変換される。そして、コンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷は、コンデンサＣ１，Ｃ２の両端の電圧が所定値βよりも低くなるまで、補機バッテリ６２を充電するためにコイル６０へ電圧変換される。
【０２４７】
このように、電圧変換システム１００Ｄは、リアクトルＬ１に蓄積された電圧をコイル６０、整流回路６１および補機バッテリ６２の２次側へ電圧変換することによりコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を消費する。
【０２４８】
その他は、上述したとおりである。
また、この発明による電圧変換システムは、図２４に示す電圧変換システムであってもよい。図２４を参照して、電圧変換システム１００Ｅは、電圧変換システム１００Ｂにコイル６０、整流回路６１および補機バッテリ６２を追加し、電圧変換システム１００Ｂの制御装置３０Ｂを制御装置３０Ｅに代えたものであり、その他は、電圧変換システム１００Ｂと同じである。
【０２４９】
コイル６０、整流回路６１および補機バッテリ６２については上述したとおりである。
【０２５０】
制御装置３０Ｅは、制御装置３０Ｂの信号ＰＷＤＣＨ２を生成してコンバータ１２Ｂへ出力する機能を、信号ＰＷＤＣＨ４を生成してコンバータ１２Ｂへ出力する機能に代えたものであり、その他は、制御装置３０Ｂと同じである。
【０２５１】
信号ＰＷＤＣＨ４は、コンバータ１２ＢのＮＰＮトランジスタＱ０１，Ｑ０３をオンし、ＮＰＮトランジスタＱ０２，Ｑ０４をオフするための信号である。したがって、コンバータ１２Ｂは、制御装置３０Ｅから信号ＰＷＤＣＨ４を受けると、電圧変換システム１００Ｄにおける動作と同じ動作によってコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷をリアクトルＬ１に蓄積し、リアクトルＬ１の両端に発生した電圧をコイル６０、整流回路６１および補機バッテリ６２の２次側へ電圧変換することによりコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を消費する。
【０２５２】
その他は、上述したとおりである。
なお、モータ駆動装置１００Ｄ，１００Ｅにおいては、リアクトルＬ１をリアクトルＬ２に代えてもよい。その場合、制御装置３０Ｄ，３０Ｅは、リアクトルＬ２のコイル３Ａ，３Ｂの巻き数を変更するための信号ＥＸＣを生成してリアクトルＬ２へ出力する。
【０２５３】
また、上記においては、交流モータが１個の場合について説明したが、この発明は、これに限らず、複数の交流モータを駆動する電圧変換システムについても適用可能である。その場合、複数の交流モータに対応して設けられた複数のインバータは、コンデンサＣ２の両端に並列に接続される。そして、複数のインバータの各々は、コンデンサＣ２を介して昇圧コンバータ１２，１２Ａまたはコンバータ１２Ｂ，１２Ｃから受けた出力電圧Ｖｃ２を交流電圧に変換して対応する交流モータを駆動する。
【０２５４】
さらに、昇圧コンバータ１２，１２Ａ、コンバータ１２Ｂ，１２Ｃおよびインバータ１４を構成するスイッチング素子は、ＮＰＮトランジスタに限られるものではなく、ＭＯＳトランジスタであってもよい。
【０２５５】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施の形態１による電圧変換システムの概略ブロック図である。
【図２】図１に示す制御装置の機能ブロック図である。
【図３】図２に示すモータトルク制御手段の機能を説明するための機能ブロック図である。
【図４】図１に示す直流電源の出力電圧と電池容量との関係図である。
【図５】図１に示すコンデンサの残電圧とキャリア周波数との関係を示す図である。
【図６】実施の形態１におけるコンデンサの残留電荷を消費する動作を説明するためのフローチャートである。
【図７】図６に示すフローチャートのステップＳ６の動作を説明するためのフローチャートである。
【図８】実施の形態２による電圧変換システムの概略ブロック図である。
【図９】図８に示す制御装置の機能ブロック図である。
【図１０】図８に示すリアクトルのインダクタンスとコンデンサの残電圧との関係を示す図である。
【図１１】図８に示すリアクトルにおけるインダクタンスと巻き数との関係を示す図である。
【図１２】キャリア周波数とコンデンサの残電圧との関係を示す図である。
【図１３】図８に示すリアクトルの斜視図である。
【図１４】図１３に示す巻数切換部の拡大図である。
【図１５】実施の形態２におけるコンデンサの残留電荷を消費する動作を説明するためのフローチャートである。
【図１６】図１５に示すフローチャートのステップＳ６Ａの動作を説明するためのフローチャートである。
【図１７】実施の形態３による電圧変換システムの概略ブロック図である。
【図１８】実施の形態３におけるコンデンサの残留電荷を消費する動作を説明するためのフローチャートである。
【図１９】図１８に示すフローチャートのステップＳ６Ｂの動作を説明するためのフローチャートである。
【図２０】実施の形態４による電圧変換システムの概略ブロック図である。
【図２１】実施の形態４におけるコンデンサの残留電荷を消費する動作を説明するためのフローチャートである。
【図２２】図２１に示すフローチャートのステップＳ６Ｃの動作を説明するためのフローチャートである。
【図２３】この発明による電圧変換システムの他の概略ブロック図である。
【図２４】この発明による電圧変換システムのさらに他の概略ブロック図である。
【図２５】従来のモータ駆動装置の概略ブロック図である。
【符号の説明】
２ コア、３Ａ，３Ｂ，６０ コイル、３Ｃ，５ 配線、４ 巻数切換部、４Ａ 接点切換部、６Ａ，６Ｂ 端子、１０Ａ，１１，１３ 電圧センサー、１０Ｂ 温度センサー、１２，１２Ａ，３１０ 昇圧コンバータ、１２Ｂ，１２Ｃ コンバータ、１３Ａ，１４Ａ，１５Ａ，１６Ａ 矢印、１４，３３０ インバータ、１５ Ｕ相アーム、１６ Ｖ相アーム、１７ Ｗ相アーム、１８，２４ 電流センサー、２１，２２ ギャップ、２３Ａ，２３Ｂ 直線部、２３Ｃ，２３Ｄ湾曲部、２５，２７ 電源ライン、２６，２８ アースライン、３０，３０Ａ，３０Ｂ，３０Ｃ，３０Ｄ，３０Ｅ 制御装置、４０ モータ制御用相電圧演算部、４２ インバータ用ＰＷＭ信号変換部、５０ インバータ入力電圧指令演算部、５２ コンバータ用デューティー比演算部、５４ コンバータ用ＰＷＭ信号変換部、６１ 整流回路、６２ 補機バッテリ、１００，１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃ，１００Ｄ，１００Ｅ 電圧変換システム、３００ モータ駆動装置、３１２，３１３，Ｑ１〜Ｑ８，Ｑ０１〜Ｑ０４ ＮＰＮトランジスタ、３１４，３１５，Ｄ１〜Ｄ８，Ｄ０１〜Ｄ０４ ダイオード、３０１ モータトルク制御手段、３０２，３０２Ａ 電圧変換制御手段、４１１〜４１ｍ 接点、４２０ スイッチ、Ｂ 直流電源、ＳＲ１，ＳＲ２ システムリレー、Ｃ１，Ｃ２，３０９，３２０ コンデンサ、Ｌ１，Ｌ２，３１１ リアクトル、Ｍ１ 交流モータ。
【発明の属する技術分野】
この発明は、コンデンサの残留電荷を消費可能な電圧変換システム、残留電荷消費方法および残留電荷の消費をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
最近、環境に配慮した自動車としてハイブリッド自動車（Ｈｙｂｒｉｄ Ｖｅｈｉｃｌｅ）および電気自動車（Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｖｅｈｉｃｌｅ）が大きな注目を集めている。そして、ハイブリッド自動車は、一部、実用化されている。
【０００３】
このハイブリッド自動車は、従来のエンジンに加え、直流電源とインバータとインバータによって駆動されるモータとを動力源とする自動車である。つまり、エンジンを駆動することにより動力源を得るとともに、直流電源からの直流電圧をインバータによって交流電圧に変換し、その変換した交流電圧によりモータを回転することによって動力源を得るものである。また、電気自動車は、直流電源とインバータとインバータによって駆動されるモータとを動力源とする自動車である。
【０００４】
このようなハイブリッド自動車または電気自動車は、たとえば、図２５に示すようなモータ駆動装置３００を搭載している。図２５を参照して、モータ駆動装置３００は、直流電源Ｂと、システムリレーＳＲと、コンデンサ３０９，３２０と、昇圧コンバータ３１０と、インバータ３３０とを備える。
【０００５】
昇圧コンバータ３１０は、リアクトル３１１と、ＮＰＮトランジスタ３１２，３１３と、ダイオード３１４，３１５とを含む。
【０００６】
ＮＰＮトランジスタ３１２，３１３は、インバータ３３０の電源ラインとアースラインとの間に直列に接続される。ＮＰＮトランジスタ３１２は、コレクタが電源ラインに接続され、エミッタがＮＰＮトランジスタ３１３のコレクタに接続される。ＮＰＮトランジスタ３１３のエミッタは、アースラインに接続される。
【０００７】
ダイオード３１４，３１５は、ＮＰＮトランジスタのエミッタ側からコレクタ側へ電流が流れるようにそれぞれＮＰＮトランジスタ３１２，３１３に並列に接続される。
【０００８】
リアクトル３１１は、その一方端が直流電源Ｂの電源ラインに接続され、他方端がＮＰＮトランジスタ３１２とＮＰＮトランジスタ３１３との中間点に接続される。
【０００９】
直流電源Ｂは、直流電圧を出力する。システムリレーＳＲは、制御装置（図示せず）からの制御信号によってオンされると、直流電源Ｂから出力された直流電圧を昇圧コンバータ１２へ供給する。コンデンサ３０９は、直流電源Ｂから出力された直流電圧を平滑化する。昇圧コンバータ３１０は、制御装置（図示せず）によってＮＰＮトランジスタ３１２，３１３がオン／オフされ、直流電源Ｂから供給された直流電圧を昇圧して出力電圧をインバータ３３０に供給する。また、昇圧コンバータ３１０は、モータ駆動装置３００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時、交流モータＭ１によって発電され、インバータ３３０によって変換された直流電圧を降圧して直流電源Ｂへ供給する。コンデンサ３２０は、昇圧コンバータ３１０から供給された直流電圧を平滑化する。
【００１０】
インバータ３３０は、昇圧コンバータ３１０から直流電圧が供給されると制御装置（図示せず）からの制御に基づいて直流電圧を交流電圧に変換して交流モータＭ１を駆動する。これにより、交流モータＭ１は、トルク指令値によって指定されたトルクを発生するように駆動される。また、インバータ３３０は、モータ駆動装置３００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時、交流モータＭ１が発電した交流電圧を制御装置（図示せず）からの制御に基づいて直流電圧に変換し、その変換した直流電圧をコンデンサ３２０を介して昇圧コンバータ３１０へ供給する。
【００１１】
このように、モータ駆動装置３００は、直流電源Ｂから出力された直流電圧を昇圧して交流モータＭ１を駆動するとともに、交流モータＭ１が発電した電力により直流電源Ｂを充電する。
【００１２】
そして、特許第３０９７４８２号公報においては、モータ駆動装置３００が停止されるとき、コンデンサ３２０の残留電荷は直流電源Ｂにチャージバックされる。
【００１３】
【特許文献１】
特許第３０９７４８２号公報
【００１４】
【特許文献２】
特開平１１−３３２２４８号公報
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、従来のモータ駆動装置においては、インバータの入力側に配置されたコンデンサの残留電荷を直流電源にチャージバックする場合、コンデンサの両端の電圧が直流電源の電圧以下になるとチャージバックできず、コンデンサの残留電荷を消費できないという問題が生じる。
【００１６】
この場合、放電抵抗によりコンデンサの残留電荷を消費することも想定されるが、放電抵抗を設置すると、コストが高くなるという問題が生じる。また、別の補機類等に放電することも想定されるが、補機類に放電させる場合、補機類に放電抵抗相当の耐電圧性能を与える必要があり、コストが高くなるという問題が生じる。
【００１７】
そこで、この発明は、かかる問題を解決するためになされたものであり、その目的は、放電抵抗を介さずに残留電荷を消費可能な電圧変換システムを提供することである。
【００１８】
また、この発明の別の目的は、放電抵抗を介さずに残留電荷を消費する残留電荷消費方法を提供することである。
【００１９】
さらに、この発明の別の目的は、放電抵抗を介さない残留電荷の消費をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体を提供することである。
【００２０】
【課題を解決するための手段および発明の効果】
この発明によれば、電圧変換システムは、電源と、インバータと、電圧変換器と、第１および第２のコンデンサと、制御手段とを備える。電圧変換器は、電源とインバータとの間に接続される。第１のコンデンサは、電圧変換器の電源側に挿入される。第２のコンデンサは、電圧変換器のインバータ側に挿入される。制御手段は、停止信号に応じて、第１のコンデンサの残留電荷および第２のコンデンサの残留電荷を消費するように、電圧変換器を制御する。
【００２１】
好ましくは、制御手段は、第１のコンデンサの残留電荷を電圧変換器による昇圧動作によって消費し、第２のコンデンサの残留電荷を電圧変換器による降圧動作によって消費するように、電圧変換器を制御する。
【００２２】
好ましくは、制御手段は、昇圧動作および降圧動作を、所定時間の間、交互に繰返すように電圧変換器を制御する。
【００２３】
好ましくは、制御手段は、第１のコンデンサの第１の電圧、または第２のコンデンサの第２の電圧が電源の電圧以下であるとき、第１および第２のコンデンサの残留電荷を消費するように電圧変換器を制御する。
【００２４】
好ましくは、電圧変換器は、第１および第２のアームと、リアクトルとを含む。第１のアームは、第１のコンデンサ側に配置され、第１および第２のスイッチング素子を含む。第２のアームは、第２のコンデンサ側に配置され、第３および第４のスイッチング素子を含む。リアクトルは、一方端が第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子との中間点に接続され、他方端が第３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子との中間点に接続される。そして、制御手段は、昇圧動作および降圧動作を交互に行なうように第１から第４のスイッチング素子をスイッチング制御する。
【００２５】
好ましくは、制御手段は、第１のコンデンサの第１の電圧、または第２のコンデンサの第２の電圧の低下に伴い、キャリア周波数を低くして第１および第４のスイッチング素子をスイッチング制御する。
【００２６】
好ましくは、制御手段は、第１の電圧または第２の電圧に対応するキャリア周波数により第１および第４のスイッチング素子をスイッチング制御する。
【００２７】
好ましくは、電圧変換システムは、第１および第２の電圧センサーをさらに備える。第１の電圧センサーは、第１のコンデンサの第１の電圧を検出する。第２の電圧センサーは、第２のコンデンサの第２の電圧を検出する。そして、制御手段は、第１の電圧または第２の電圧とキャリア周波数との関係をマップとして保持しており、第１の電圧センサーから受けた第１の電圧、または第２の電圧センサーから受けた第２の電圧に対応してキャリア周波数をマップを参照して抽出し、その抽出したキャリア周波数により第１および第４のスイッチング素子をスイッチング制御する。
【００２８】
好ましくは、制御手段は、通常動作時の駆動電圧よりも低い駆動電圧を用いて第１から前記第４のスイッチング素子をスイッチング制御する。
【００２９】
好ましくは、制御手段は、通常動作時のキャリア周波数よりも低いキャリア周波数により第１および第４のスイッチング素子をスイッチング制御する。
【００３０】
好ましくは、電圧変換システムは、インダクタンス変更手段をさらに備える。インダクタンス変更手段は、第１のコンデンサの第１の電圧、または第２のコンデンサの第２の電圧の低下に伴い、リアクトルのインダクタンスを小さくする。
【００３１】
好ましくは、インダクタンス変更手段は、第１の電圧または第２の電圧の低下に伴い、リアクトルのコイルの巻き数を減少する。
【００３２】
好ましくは、インダクタンス変更手段は、コイルの巻き数を第１の電圧または第２の電圧に対応した巻き数に変更する。
【００３３】
好ましくは、制御手段は、キャリア周波数を高くして第１から第４のスイッチング素子をスイッチング制御する。
【００３４】
好ましくは、電圧変換器は、アームと、リアクトルとを含む、アームは、第２のコンデンサ側に配置され、第１および第２のスイッチング素子を含む。リアクトルは、一方端が第１のコンデンサの正極に接続され、他方端が第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子との中間点に接続される。そして、制御手段は、昇圧動作および降圧動作を交互に行なうように第１および第２のスイッチング素子を制御する。
【００３５】
好ましくは、制御手段は、第１のコンデンサの第１の電圧、または第２のコンデンサの第２の電圧の低下に伴い、キャリア周波数を低くして第１および第２のスイッチング素子をスイッチング制御する。
【００３６】
好ましくは、制御手段は、第１の電圧または第２の電圧に対応するキャリア周波数により第１および第２のスイッチング素子をスイッチング制御する。
【００３７】
好ましくは、電圧変換システムは、第１および第２の電圧センサーをさらに備える。第１の電圧センサーは、第１のコンデンサの第１の電圧を検出する。第２の電圧センサーは、第２のコンデンサの第２の電圧を検出する。そして、制御手段は、第１の電圧または第２の電圧とキャリア周波数との関係をマップとして保持しており、第１の電圧センサーから受けた第１の電圧、または第２の電圧センサーから受けた第２の電圧に対応してキャリア周波数をマップを参照して抽出し、その抽出したキャリア周波数により第１および第２のスイッチング素子をスイッチング制御する。
【００３８】
好ましくは、制御手段は、通常動作時の駆動電圧よりも低い駆動電圧を用いて第１および第２のスイッチング素子を制御する。
【００３９】
好ましくは、制御手段は、通常動作時のキャリア周波数よりも低いキャリア周波数により第１および第２のスイッチング素子をスイッチング制御する。
【００４０】
好ましくは、電圧変換器は、双方向の昇降圧コンバータである。
好ましくは、制御手段は、電源への電気経路が遮断されると、昇圧動作および降圧動作を交互に行なうように電圧変換器を制御する。
【００４１】
好ましくは、制御手段は、電源を切離した後、第１のコンデンサの残留電荷および第２のコンデンサの残留電荷を消費するように電圧変換器を制御する。
【００４２】
また、この発明によれば、残留電荷消費方法は、電圧変換器の入力側に設けられた第１のコンデンサおよび電圧変換器の出力側に設けられた第２のコンデンサの残留電荷を消費する残留電荷消費方法であって、第１のコンデンサの残留電荷を電圧変換器による昇圧動作により消費する第１のステップと、第２のコンデンサの残留電荷を電圧変換器による降圧動作により消費する第２のステップと、昇圧動作と降圧動作とを、所定の時間、交互に繰返す第３のステップとを含む。
【００４３】
好ましくは、電圧変換器は、第１および第２のアームと、リアクトルとを含む。第１のアームは、第１のコンデンサ側に配置され、第１および第２のスイッチング素子を含む。第２のアームは、第２のコンデンサ側に配置され、第３および第４のスイッチング素子を含む。リアクトルは、一方端が第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子との中間点に接続され、他方端が第３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子との中間点に接続される。そして、第１のステップにおいて、第２および第３のスイッチング素子はオフされ、第１および第４のスイッチング素子はオンされる。また、第２のステップにおいて、第１および第４のスイッチング素子はオフされ、第２および第３のスイッチング素子はオンされる。
【００４４】
好ましくは、第１から第４のスイッチング素子は、第１のコンデンサの第１の電圧、または第２のコンデンサの第２の電圧の低下に伴い、キャリア周波数を低くしてスイッチング制御される。
【００４５】
好ましくは、第１から第４のスイッチング素子は、通常動作時の駆動電圧よりも低い駆動電圧によりスイッチング制御される。
【００４６】
好ましくは、第１から第４のスイッチング素子は、第１のコンデンサの第１の電圧、または第２のコンデンサの第２の電圧の低下に伴い、キャリア周波数を低くしてスイッチング制御される。
【００４７】
好ましくは、第１および第２のステップにおいて、第１のコンデンサの第１の電圧、または第２のコンデンサの第２の電圧の低下に伴い、リアクトルのインダクタンスは減少される。
【００４８】
好ましくは、第１から第４のスイッチング素子は、キャリア周波数を高くしてスイッチング制御される。
【００４９】
好ましくは、電圧変換器は、アームと、リアクトルとを含む。アームは、第２のコンデンサ側に配置され、第１および第２のスイッチング素子を含む。リアクトルは、一方端が第１のコンデンサの正極に接続され、他方端が第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子との中間点に接続される。そして、第１のステップにおいて、第１のスイッチング素子はオフされ、第２のスイッチング素子はオンされる。また、第２のステップにおいて、第１のスイッチング素子はオンされ、第２のスイッチング素子はオフされる。
【００５０】
好ましくは、第１および第２のスイッチング素子は、第１のコンデンサの第１の電圧、または第２のコンデンサの第２の電圧の低下に伴い、キャリア周波数を低くしてスイッチング制御される。
【００５１】
好ましくは、第１および第２のスイッチング素子は、通常動作時の駆動電圧よりも低い駆動電圧によりスイッチング制御される。
【００５２】
好ましくは、第１および第２のスイッチング素子は、第１のコンデンサの第１の電圧、または第２のコンデンサの第２の電圧の低下に伴い、さらに、キャリア周波数を低くしてスイッチング制御される。
【００５３】
好ましくは、第１および第２のステップにおいて、第１のコンデンサの第１の電圧、または第２のコンデンサの第２の電圧の低下に伴い、リアクトルのインダクタンスは減少される。
【００５４】
好ましくは、第１および第２のスイッチング素子は、キャリア周波数を高くしてスイッチング制御される。
【００５５】
好ましくは、残留電荷消費方法は、第１、第２および第３のステップが実行される前に、第１のコンデンサを介して電圧変換器に直流電圧を供給する電源を切離す第４のステップをさらに含む。
【００５６】
さらに、この発明によれば、電圧変換器の入力側に設けられた第１のコンデンサおよび電圧変換器の出力側に設けられた第２のコンデンサの残留電荷の消費をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体は、第１のコンデンサの残留電荷を電圧変換器による昇圧動作により消費する第１のステップと、第２のコンデンサの残留電荷を電圧変換器による降圧動作により消費する第２のステップと、昇圧動作と降圧動作とを、所定の時間、交互に繰返す第３のステップとをコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体である。
【００５７】
好ましくは、電圧変換器は、第１および第２のアームと、リアクトルとを含む。第１のアームは、第１のコンデンサ側に配置され、第１および第２のスイッチング素子を含む。第２のアームは、第２のコンデンサ側に配置され、第３および第４のスイッチング素子を含む。リアクトルは、一方端が第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子との中間点に接続され、他方端が第３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子との中間点に接続される。そして、第１のステップにおいて、第２および第３のスイッチング素子はオフされ、第１および第４のスイッチング素子はオンされる。また、第２のステップにおいて、第１および第４のスイッチング素子はオフされ、第２および第３のスイッチング素子はオンされる。
【００５８】
好ましくは、第１から第４のスイッチング素子は、第１のコンデンサの第１の電圧、または第２のコンデンサの第２の電圧の低下に伴い、キャリア周波数を低くしてスイッチング制御される。
【００５９】
好ましくは、第１から第４のスイッチング素子は、通常動作時の駆動電圧よりも低い駆動電圧によりスイッチング制御される。
【００６０】
好ましくは、第１から第４のスイッチング素子は、第１のコンデンサの第１の電圧、または第２のコンデンサの第２の電圧の低下に伴い、さらに、キャリア周波数を低くしてスイッチング制御される。
【００６１】
好ましくは、第１および第２のステップにおいて、第１のコンデンサの第１の電圧、または第２のコンデンサの第２の電圧の低下に伴い、リアクトルのインダクタンスは減少される。
【００６２】
好ましくは、第１から第４のスイッチング素子は、キャリア周波数を高くしてスイッチング制御される。
【００６３】
好ましくは、電圧変換器は、アームと、リアクトルとを含む。アームは、第２のコンデンサ側に配置され、第１および第２のスイッチング素子を含む。リアクトルは、一方端が第１のコンデンサの正極に接続され、他方端が第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子との中間点に接続される。そして、第１のステップにおいて、第１のスイッチング素子はオフされ、第２のスイッチング素子はオンされる。また、第２のステップにおいて、第１のスイッチング素子はオンされ、第２のスイッチング素子はオフされる。
【００６４】
好ましくは、第１および第２のスイッチング素子は、第１のコンデンサの第１の電圧、または第２のコンデンサの第２の電圧の低下に伴い、キャリア周波数を低くしてスイッチング制御される。
【００６５】
好ましくは、第１および第２のスイッチング素子は、通常動作時の駆動電圧よりも低い駆動電圧によりスイッチング制御される。
【００６６】
好ましくは、第１および第２のスイッチング素子は、第１のコンデンサの第１の電圧、または第２のコンデンサの第２の電圧の低下に伴い、さらに、キャリア周波数を低くしてスイッチング制御される。
【００６７】
好ましくは、第１および第２のステップにおいて、第１のコンデンサの第１の電圧、または第２のコンデンサの第２の電圧の低下に伴い、リアクトルのインダクタンスは減少される。
【００６８】
好ましくは、第１および第２のスイッチング素子は、キャリア周波数を高くしてスイッチング制御される。
【００６９】
好ましくは、プログラムは、第１、第２および第３のステップを実行させる前に、第１のコンデンサを介して電圧変換器に直流電圧を供給する電源を切離す第４のステップをさらにコンピュータに実行させる。
【００７０】
この発明においては、電圧変換器の入力側および出力側に設けられた２つのコンデンサの残留電荷は、電圧変換器による昇圧動作と降圧動作とを交互に繰返すことにより消費される。
【００７１】
したがって、この発明によれば、新たな部品を設けなくてもコンデンサの残留電荷を消費できる。
【００７２】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。
【００７３】
［実施の形態１］
図１を参照して、この発明の実施の形態１による電圧変換システム１００は、直流電源Ｂと、電圧センサー１０Ａ，１１，１３と、温度センサー１０Ｂと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、コンデンサＣ１，Ｃ２と、昇圧コンバータ１２と、インバータ１４と、電流センサー１８，２４と、制御装置３０とを備える。
【００７４】
交流モータＭ１は、ハイブリッド自動車または電気自動車の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動モータである。あるいは、このモータはエンジンにて駆動される発電機の機能を持つように、そして、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。
【００７５】
昇圧コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２は、インバータ１４の電源ラインとアースラインとの間に直列に接続される。ＮＰＮトランジスタＱ１は、コレクタが電源ラインに接続され、エミッタがＮＰＮトランジスタＱ２のコレクタに接続される。また、ＮＰＮトランジスタＱ２のエミッタは、アースラインに接続される。
【００７６】
各ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２のエミッタ−コレクタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流が流れるように、それぞれ、ダイオードＤ１，Ｄ２が接続されている。
【００７７】
リアクトルＬ１は、一方端が直流電源Ｂの電源ラインに接続され、他方端がＮＰＮトランジスタＱ１とＮＰＮトランジスタＱ２との中間点、すなわち、ＮＰＮトランジスタＱ１のエミッタとＮＰＮトランジスタＱ２のコレクタとの間に接続される。
【００７８】
インバータ１４は、Ｕ相アーム１５と、Ｖ相アーム１６と、Ｗ相アーム１７とから成る。Ｕ相アーム１５、Ｖ相アーム１６、およびＷ相アーム１７は、インバータ１４の電源ラインとアースラインとの間に並列に設けられる。
【００７９】
Ｕ相アーム１５は、直列接続されたＮＰＮトランジスタＱ３，Ｑ４から成り、Ｖ相アーム１６は、直列接続されたＮＰＮトランジスタＱ５，Ｑ６から成り、Ｗ相アーム１７は、直列接続されたＮＰＮトランジスタＱ７，Ｑ８から成る。また、各ＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８のエミッタ−コレクタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。
【００８０】
各相アームの中間点は、交流モータＭ１の各相コイルの各相端に接続されている。すなわち、交流モータＭ１は、３相の永久磁石モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中点に共通接続されて構成され、Ｕ相コイルの他端がＮＰＮトランジスタＱ３，Ｑ４の中間点に、Ｖ相コイルの他端がＮＰＮトランジスタＱ５，Ｑ６の中間点に、Ｗ相コイルの他端がＮＰＮトランジスタＱ７，Ｑ８の中間点にそれぞれ接続されている。
【００８１】
直流電源Ｂは、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池から成る。電圧センサー１０Ａは、直流電源Ｂから出力される直流電圧Ｖｂを検出し、その検出した直流電圧Ｖｂを制御装置３０へ出力する。温度センサー１０Ｂは、直流電源Ｂの温度Ｔｂを検出し、その検出した温度Ｔｂを制御装置３０へ出力する。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。より具体的には、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からのＨ（論理ハイ）レベルの信号ＳＥによりオンされ、制御装置３０からのＬ（論理ロー）レベルの信号ＳＥによりオフされる。
【００８２】
コンデンサＣ１は、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２のスイッチング時のリプル電圧を吸収する。電圧センサー１１は、コンデンサＣ１の両端の電圧Ｖｃ１を検出し、その検出した電圧Ｖｃ１を制御装置３０へ出力する。
【００８３】
昇圧コンバータ１２は、直流電源Ｂから供給された直流電圧Ｖｂを昇圧してインバータ１４へ供給する。より具体的には、昇圧コンバータ１２は、制御装置３０から信号ＰＷＭＵ１を受けると、信号ＰＷＭＵ１によってＮＰＮトランジスタＱ２がオンされた期間に応じて直流電圧を昇圧してインバータ１４に供給する。この場合、ＮＰＮトランジスタＱ１は、信号ＰＷＭＵ１によってオフされている。
【００８４】
また、昇圧コンバータ１２は、制御装置３０から信号ＰＷＭＤ１を受けると、コンデンサＣ２を介してインバータ１４から供給された直流電圧を降圧して直流電源Ｂを充電する。
【００８５】
さらに、昇圧コンバータ１２は、制御装置３０から信号ＰＷＭＢ１を受けると、コンデンサＣ２に蓄積された電力を直流電源Ｂへチャージバックする。
【００８６】
さらに、昇圧コンバータ１２は、制御装置３０から信号ＰＷＤＣＨ１を受けると、信号ＰＷＤＣＨ１によってＮＰＮトランジスタＱ２がオンされた期間に応じてコンデンサＣ１の残留電荷を消費し、信号ＰＷＤＣＨ１によってＮＰＮトランジスタＱ１がオンされた期間に応じてコンデンサＣ２の残留電荷を消費する。
【００８７】
コンデンサＣ２は、昇圧コンバータ１２およびインバータ１４でスイッチング時に発生するリプル電圧を吸収する。
【００８８】
電圧センサー１３は、コンデンサＣ２の両端の電圧Ｖｃ２、すなわち、昇圧コンバータ１２の出力電圧（インバータ１４の入力電圧に相当する。）を検出し、その検出した電圧Ｖｃ２を制御装置３０へ出力する。
【００８９】
インバータ１４は、昇圧コンバータ１２から直流電圧が供給されると制御装置３０からの信号ＰＷＭＩに基づいて直流電圧を交流電圧に変換して交流モータＭ１を駆動する。これにより、交流モータＭ１は、トルク指令値ＴＲによって指定されたトルクを発生するように駆動される。また、インバータ１４は、電圧変換システム１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時、交流モータＭ１が発電した交流電圧を制御装置３０からの信号ＰＷＭＣに基づいて直流電圧に変換し、その変換した直流電圧をコンデンサＣ２を介して昇圧コンバータ１２へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、ハイブリッド自動車または電気自動車を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。
【００９０】
電流センサー１８は、直流電源Ｂを充電するときの電流ＢＣＲＴを検出し、その検出した電流ＢＣＲＴを制御装置３０へ出力する。電流センサー２４は、交流モータＭ１に流れるモータ電流ＭＣＲＴを検出し、その検出したモータ電流ＭＣＲＴを制御装置３０へ出力する。
【００９１】
制御装置３０は、外部に設けられたＥＣＵ（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｕｎｉｔ）から入力されたトルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮ、電圧センサー１０Ａからの直流電圧Ｖｂ、電圧センサー１３からの出力電圧Ｖｃ２、および電流センサー２４からのモータ電流ＭＣＲＴに基づいて、後述する方法により昇圧コンバータ１２を駆動するための信号ＰＷＭＵ１とインバータ１４を駆動するための信号ＰＷＭＩとを生成し、その生成した信号ＰＷＭＵ１および信号ＰＷＭＩをそれぞれ昇圧コンバータ１２およびインバータ１４へ出力する。
【００９２】
信号ＰＷＭＵ１は、直流電源Ｂからの直流電圧Ｖｂを出力電圧Ｖｃ２に変換する場合に昇圧コンバータ１２を駆動するための信号である。そして、制御装置３０は、昇圧コンバータ１２が直流電圧Ｖｂを出力電圧Ｖｃ２に変換する場合に、出力電圧Ｖｃ２をフィードバック制御し、出力電圧Ｖｃ２が指令された電圧指令Ｖｄｃｃｏｍになるように昇圧コンバータ１２を駆動するための信号ＰＷＭＵ１を生成する。信号ＰＷＭＵ１の生成方法については後述する。
【００９３】
また、制御装置３０は、ハイブリッド自動車または電気自動車が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、交流モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換するための信号ＰＷＭＣを生成してインバータ１４へ出力する。この場合、インバータ１４のＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８は、信号ＰＷＭＣによってスイッチング制御される。これにより、インバータ１４は、交流モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換して昇圧コンバータ１２へ供給する。
【００９４】
さらに、制御装置３０は、ハイブリッド自動車または電気自動車が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するための信号ＰＷＭＤ１を生成し、その生成した信号ＰＷＭＤ１を昇圧コンバータ１２へ出力する。これにより、交流モータＭ１が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、降圧されて直流電源Ｂに供給される。
【００９５】
さらに、制御装置３０は、電圧変換システム１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車が停止されると、イグニッションキーがオフされたことを示す信号ＩＧＯＦＦを外部ＥＣＵから受ける。そして、制御装置３０は、信号ＩＧＯＦＦを受けると、電圧センサー１０Ａからの電圧Ｖｂと電圧センサー１３からの電圧Ｖｃ２とに基づいて、電圧Ｖｃ２が電圧Ｖｂとの間で所定の関係を満たすとき、コンデンサＣ２に蓄積された電力を直流電源Ｂにチャージバックするように昇圧コンバータ１２を制御する。
【００９６】
なお、コンデンサＣ２に蓄積された電力を直流電源Ｂにチャージバックする場合、制御装置３０は、昇圧コンバータ１２がコンデンサＣ２の両端の電圧Ｖｃ２を降圧して直流電源Ｂに供給するための信号ＰＷＭＢ１を生成して昇圧コンバータ１２へ出力する。コンデンサＣ２に蓄積された電力をチャージバックする場合の条件および詳細な動作については後述する。
【００９７】
さらに、制御装置３０は、コンデンサＣ２に蓄積された電力を直流電源Ｂにチャージバック中に電流センサー１８からの直流電流ＢＣＲＴが所定値αよりも小さくなると、Ｌレベルの信号ＳＥを生成してシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２へ出力するとともに、信号ＰＷＤＣＨ１を生成して昇圧コンバータ１２へ出力する。
【００９８】
さらに、制御装置３０は、信号ＰＷＤＣＨ１を生成して昇圧コンバータ１２へ出力した後、電圧センサー１１からの電圧Ｖｃ１および電圧センサー１３からの電圧Ｖｃ２が所定値βよりも小さくなると、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２を停止するための信号ＳＴＰを生成して昇圧コンバータ１２へ出力する。
【００９９】
さらに、制御装置３０は、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２をオン／オフするための信号ＳＥを生成してシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２へ出力する。
【０１００】
図２は、制御装置３０の機能ブロック図である。図２を参照して、制御装置３０は、モータトルク制御手段３０１と、電圧変換制御手段３０２とを含む。
【０１０１】
モータトルク制御手段３０１は、トルク指令値ＴＲ（車両におけるアクセルペダルの踏み込み度合い、ハイブリッド車両においてはエンジンの動作状態をも考慮しながらモータに与えるべきトルク指令を演算して得られている）、直流電源Ｂから出力された直流電圧Ｖｂ、モータ電流ＭＣＲＴ、モータ回転数ＭＲＮおよび出力電圧Ｖｃ２に基づいて、交流モータＭ１の駆動時、後述する方法により昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をオン／オフするための信号ＰＷＭＵ１と、インバータ１４のＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８をオン／オフするための信号ＰＷＭＩとを生成し、その生成した信号ＰＷＭＵ１および信号ＰＷＭＩをそれぞれ昇圧コンバータ１２およびインバータ１４へ出力する。
【０１０２】
電圧変換制御手段３０２は、回生制動時、ハイブリッド自動車または電気自動車が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、交流モータＭ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換するための信号ＰＷＭＣを生成してインバータ１４へ出力する。
【０１０３】
また、電圧変換制御手段３０２は、回生制動時、信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するための信号ＰＷＭＤ１を生成し、その生成した信号ＰＷＭＤ１を昇圧コンバータ１２へ出力する。このように、昇圧コンバータ１２は、直流電圧を降圧するための信号ＰＷＭＤ１により電圧を降圧させることもできるので、双方向コンバータの機能を有するものである。
【０１０４】
さらに、電圧変換制御手段３０２は、イグニッションキーがオフされたことを示す信号ＩＧＯＦＦを外部ＥＣＵから受けると、電流センサー１８からの電流ＢＣＲＴの積算値と温度センサー１０Ｂからの温度Ｔｂとに基づいて、直流電源Ｂの残容量を求める。そして、電圧変換制御手段３０２は、信号ＩＧＯＦＦ、直流電源Ｂの残容量、電圧センサー１３からの電圧Ｖｃ２、および電圧センサー１０Ａからの電圧Ｖｂに基づいて、コンデンサＣ２に蓄積された直流電圧を直流電源Ｂへチャージバックさせるときのチャージバック条件を満たすか否かを判定し、チャージバック条件を満たすとき、コンデンサＣ２に蓄積された直流電圧を直流電源Ｂへチャージバックさせるための信号ＰＷＭＢ１を生成して昇圧コンバータ１２へ出力する。チャージバック条件については後述する。
【０１０５】
さらに、電圧変換制御手段３０２は、コンデンサＣ２に蓄積された直流電圧のチャージバック中に、電流センサー１８からの直流電流ＢＣＲＴが所定値αよりも小さくなると、Ｌレベルの信号ＳＥを生成してシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２へ出力するとともに、信号ＰＷＤＣＨ１を生成して昇圧コンバータ１２へ出力する。
【０１０６】
さらに、電圧変換制御手段３０２は、信号ＰＷＤＣＨ１を生成して昇圧コンバータ１２へ出力した後、電圧センサー１１からの電圧Ｖｃ１および電圧センサー１３からの電圧Ｖｃ２が所定値βよりも小さくなると、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２を停止するための信号ＳＴＰを生成して昇圧コンバータ１２へ出力する。
【０１０７】
図３は、モータトルク制御手段３０１の機能ブロック図である。図３を参照して、モータトルク制御手段３０１は、モータ制御用相電圧演算部４０と、インバータ用ＰＷＭ信号変換部４２と、インバータ入力電圧指令演算部５０と、コンバータ用デューティー比演算部５２と、コンバータ用ＰＷＭ信号変換部５４とを含む。
【０１０８】
モータ制御用相電圧演算部４０は、昇圧コンバータ１２の出力電圧Ｖｃ２、すなわち、インバータ１４への入力電圧を電圧センサー１３から受け、交流モータＭ１の各相に流れるモータ電流ＭＣＲＴを電流センサー２４から受け、トルク指令値ＴＲを外部ＥＣＵから受ける。そして、モータ制御用相電圧演算部４０は、これらの入力される信号に基づいて、交流モータＭ１の各相のコイルに印加する電圧を計算し、その計算した結果をインバータ用ＰＷＭ信号変換部４２へ供給する。
【０１０９】
インバータ用ＰＷＭ信号変換部４２は、モータ制御用相電圧演算部４０から受けた計算結果に基づいて、実際にインバータ１４の各ＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８をオン／オフするための信号ＰＷＭＩを生成し、その生成した信号ＰＷＭＩをインバータ１４の各ＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８へ出力する。
【０１１０】
これにより、各ＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８は、スイッチング制御され、交流モータＭ１が指令されたトルクを出力するように交流モータＭ１の各相に流す電流を制御する。このようにして、モータ駆動電流が制御され、トルク指令値ＴＲに応じたモータトルクが出力される。
【０１１１】
一方、インバータ入力電圧指令演算部５０は、トルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮに基づいてインバータ入力電圧の最適値（目標値）を演算し、その演算した最適値をコンバータ用デューティー比演算部５２へ出力する。
【０１１２】
コンバータ用デューティー比演算部５２は、電圧センサー１０Ａから出力された直流電圧Ｖｂ（「バッテリ電圧Ｖｂ」とも言う。）に基づいて、電圧センサー１３からの入力電圧Ｖｃ２を、インバータ入力電圧指令演算部５０から出力される最適値に設定するためのデューティー比を演算する。
【０１１３】
コンバータ用ＰＷＭ信号変換部５４は、コンバータ用デューティー比演算部５２からのデューティー比に基づいて昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をオン／オフするための信号ＰＷＭＵ１を生成し、その生成した信号ＰＷＭＵ１を昇圧コンバータ１２へ出力する。
【０１１４】
なお、昇圧コンバータ１２の下側のＮＰＮトランジスタＱ２のオンデューティーを大きくすることによりリアクトルＬ１における電力蓄積が大きくなるため、より高電圧の出力を得ることができる。一方、上側のＮＰＮトランジスタＱ１のオンデューティーを大きくすることにより電源ラインの電圧が下がる。そこで、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２のデューティー比を制御することで、電源ラインの電圧を直流電源Ｂの出力電圧以上の任意の電圧に制御可能である。
【０１１５】
コンデンサＣ２に蓄積された電力を直流電源Ｂにチャージバックさせるときのチャージバック条件について説明する。チャージバック条件は、
（１）イグニッションキーがオフされていること
（２）直流電源Ｂの残容量が所定量以下であること
（３）コンデンサＣ２の両端の電圧Ｖｃ２と直流電源Ｂの出力電圧Ｖｂとの電圧差Ｖｃ２−Ｖｂが所定値γ以上であること
の全ての条件が満たされることである。
【０１１６】
チャージバックの１つの条件である「イグニッションキーがオフされていること」は、制御装置３０が外部ＥＣＵから信号ＩＧＯＦＦを受けることによって満たされる。
【０１１７】
また、チャージバックの場合の１つの条件である「直流電源Ｂの残容量が所定量以下であること」は、電流センサー１８からの電流ＢＣＲＴを積算した積算値と、温度センサー１０Ｂからの直流電源Ｂの温度Ｔｂとに基づいて直流電源Ｂの現在の容量ＳＯＣ（Ｓｔａｔｅ Ｏｆ Ｃｈａｒｇｅ）を求めることにより判定される。
【０１１８】
より具体的には、電圧変換制御手段３０２は、電流センサー１８からの電流ＢＣＲＴを積算し、その積算値に基づいて直流電源Ｂの現在の容量ＳＯＣを推定する。そして、電圧変換制御手段３０２は、積算した積算値を温度センサー１０Ｂからの温度Ｔｂによって補正することにより直流電源Ｂの残容量を検出し、残容量が所定量以下であるか否かを判定する。
【０１１９】
電流センサー１８からの電流ＢＣＲＴを積算した積算値を温度により補正するのは次の理由による。直流電源Ｂの出力電圧Ｖｂおよび容量ＳＯＣは、図４に示す関係を満たす。すなわち、出力電圧Ｖｂと容量ＳＯＣとの関係は、直流電源Ｂの温度Ｔｂによって曲線ｋ１〜ｋ３のように変化する。特に、容量ＳＯＣが満充電量の２０〜８０％になるときの電圧Ｖｂと容量ＳＯＣとの関係は直流電源Ｂの温度Ｔｂによって大きく変化する。したがって、電流ＢＣＲＴを積算した積算値は、電流ＢＣＲＴが直流電源Ｂから流れ出るとき直流電源Ｂから放電された容量を意味し、電流ＢＣＲＴが直流電源Ｂに供給されるとき直流電源Ｂが充電された容量を意味するので、積算値から推定した現在の容量ＳＯＣが満充電量の２０〜８０％の範囲に入るとき、その推定した現在の容量ＳＯＣが曲線ｋ１〜ｋ３のいずれの曲線上にあるかを温度Ｔｂによって補正する必要がある。この場合、積算値から推定した現在の容量ＳＯＣを温度Ｔｂにより補正することは、積算値が直流電源Ｂに充放電された容量を意味するので、積算値を補正することに相当する。
【０１２０】
電圧変換制御手段３０２は、図４に示す電圧Ｖｂと容量ＳＯＣとの関係を示す曲線ｋ１〜ｋ３を保持しており、電流センサー１８からの電流ＢＣＲＴを積算し、その積算した積算値を温度Ｔｂによって補正して直流電源Ｂの残容量を求める。そして、電圧変換制御手段３０２は、その求めた残容量が所定量以下であるか否かを判定する。
【０１２１】
電圧変換制御手段３０２は、電圧センサー１３からの電圧Ｖｃ２と電圧センサー１０Ａからの電圧Ｖｂとの差が所定値γ以上であるか否かを判定するが、所定値γは、コンデンサＣ２に蓄積された電力を有効利用できない程度に決定される。また、所定値γは、電圧センサー１０Ａと電圧センサー１３との誤差に相当するように決定されてもよい。
【０１２２】
なお、電圧変換制御手段３０２は、コンデンサＣ２の両端の電圧Ｖｃ２が直流電源Ｂの出力電圧Ｖｂよりも所定値γ以上であると判定したとき、コンデンサＣ２に蓄積された電力を直流電源Ｂにチャージバックすることにしたのは、有効利用可能な電力を直流電源Ｂにチャージバックするためである。
【０１２３】
電圧変換制御手段３０２は、コンデンサＣ２に蓄積された電力の直流電源Ｂへのチャージバック中に電流センサー１８からの直流電流ＢＣＲＴが所定値αよりも小さくなると、Ｌレベルの信号ＳＥを生成してシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２へ出力するとともに、信号ＰＷＤＣＨ１を生成して昇圧コンバータ１２へ出力する。
【０１２４】
信号ＰＷＤＣＨ１は、昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１とＮＰＮトランジスタＱ２とを交互にオン／オフ（すなわち、スイッチング制御）するための信号である。
【０１２５】
したがって、直流電源Ｂへチャージバックされる直流電流ＢＣＲＴが所定値αよりも小さくなると、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２がオフされ、昇圧コンバータ１２は、信号ＰＷＤＣＨ１によってＮＰＮトランジスタＱ２がオンされた期間に応じてコンデンサＣ１の残留電荷を消費し、信号ＰＷＤＣＨ１によってＮＰＮトランジスタＱ１がオンされた期間に応じてコンデンサＣ２の残留電荷を消費する。つまり、信号ＰＷＤＣＨ１によって、ＮＰＮトランジスタＱ１がオフされ、ＮＰＮトランジスタＱ２がオンされると、ＮＰＮトランジスタＱ２がオンされた期間、コンデンサＣ１に蓄積された電荷は、リアクトルＬ１およびＮＰＮトランジスタＱ２を介してアースラインに流れる。そして、リアクトルＬ１における損失とＮＰＮトランジスタＱ２における損失とによって、コンデンサＣ１の残留電荷は消費される。また、信号ＰＷＤＣＨ１によって、ＮＰＮトランジスタＱ２がオフされ、ＮＰＮトランジスタＱ１がオンされると、ＮＰＮトランジスタＱ１がオンされた期間、コンデンサＣ２に蓄積された電荷は、ＮＰＮトランジスタＱ１およびリアクトルＬ１を介して直流電源Ｂの電源ラインに流れる。そして、ＮＰＮトランジスタＱ１における損失とリアクトルＬ１における損失とによって、コンデンサＣ２の残留電荷は消費される。
【０１２６】
なお、信号ＰＷＤＣＨ１によってＮＰＮトランジスタＱ１がオフされ、ＮＰＮトランジスタＱ２がオンされたときに昇圧コンバータ１２が行なう動作は、直流電源Ｂからの直流電圧Ｖｂを出力電圧Ｖｃ２に昇圧するときの昇圧動作と同じであるので、信号ＰＷＤＣＨ１によってコンデンサＣ１の残留電荷を消費する動作を「昇圧動作による残留電荷の消費」と言う。また、信号ＰＷＤＣＨ１によってＮＰＮトランジスタＱ１がオンされ、ＮＰＮトランジスタＱ２がオフされたときに昇圧コンバータ１２が行なう動作は、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するときの降圧動作と同じであるので、信号ＰＷＤＣＨ１によってコンデンサＣ２の残留電荷を消費する動作を「降圧動作による残留電荷の消費」と言う。
【０１２７】
このように、この発明は、コンデンサＣ２に蓄積された電力を直流電源Ｂへチャージバックした後、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２をオフし、昇圧動作によってコンデンサＣ１の残留電荷を消費し、降圧動作によってコンデンサＣ２の残留電荷を消費することを特徴とする。
【０１２８】
これにより、放電抵抗を新たに設けることなく、昇圧コンバータ１２を用いてコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を消費できる。
【０１２９】
そして、昇圧コンバータ１２を構成するリアクトルＬ１およびＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２を用いてコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を消費する場合、好ましくは、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をスイッチング制御するときのキャリア周波数ｆｃ１は、電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２に応じて変えられる。
【０１３０】
コンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を消費しているときのコンデンサＣ１，Ｃ２の両端の電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２、すなわち、コンデンサＣ１，Ｃ２の残電圧とキャリア周波数ｆｃ１との間には、図５の直線ｋ４によって表わされる関係が成立する。つまり、コンデンサＣ１，Ｃ２の残電圧（Ｖｃ１，Ｖｃ２）は、キャリア周波数ｆｃ１と比例関係を有する。
【０１３１】
電圧変換制御手段３０２は、図５の直線ｋ４によって表わされる関係をマップとして保持しており、電圧センサー１１からの電圧Ｖｃ１または電圧センサー１３からの電圧Ｖｃ２を受けると、電圧Ｖｃ１またはＶｃ２に対応するキャリア周波数ｆｃ１をマップを参照して抽出し、その抽出したキャリア周波数ｆｃ１を有する信号ＰＷＤＣＨ１を生成して昇圧コンバータ１２へ出力する。
【０１３２】
したがって、電圧Ｖｃ１または電圧Ｖｃ２が低下するに伴い、コンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を消費するときのＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をスイッチング制御するキャリア周波数ｆｃ１は低下する。
【０１３３】
このように、電圧Ｖｃ１または電圧Ｖｃ２の低下とともにキャリア周波数ｆｃ１を低くするのは、コンデンサＣ１またはＣ２の残電圧が低下すると、リアクトルＬ１およびＮＰＮトランジスタＱ２またはＮＰＮトランジスタＱ１およびリアクトルＬ１を介して流れる電流は少なくなるため、キャリア周波数ｆｃ１を低くしてリアクトルＬ１およびＮＰＮトランジスタＱ２またはＮＰＮトランジスタＱ１およびリアクトルＬ１に流れる電流を増加させるように制御し、リアクトルＬ１およびＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２における損失を増加させるためである。
【０１３４】
上述したように、この発明は、コンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷をリアクトルＬ１およびＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２における損失によって消費することを特徴とする。したがって、この発明においては、好ましくは、通常動作時の駆動電圧よりも低い駆動電圧によってＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をオンする。すなわち、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をオンするときにＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２のベースに印加する電圧を通常動作時よりも低くしてＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２のオン抵抗を大きくする。これにより、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２における損失をさらに増加させることができ、コンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷をより速く消費できる。
【０１３５】
この場合、電圧変換制御手段３０２は、信号ＰＷＤＣＨ１の振幅を信号ＰＷＭＵ１，ＰＷＭＤ１の振幅よりも低くして信号ＰＷＤＣＨ１を生成する。これにより、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２は、オン抵抗を通常動作時よりも大きくしてコンデンサＣ１，Ｃ２からの電流を流す。
【０１３６】
また、通常動作時の駆動電圧よりも低い駆動電圧によってＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２を駆動する場合、さらに、図５の直線ｋ４によって表わされる関係を用いて、電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２に対応するキャリア周波数ｆｃ１を抽出してＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をスイッチング制御する。この場合、電圧Ｖｃ１またはＶｃ２の低下に伴い、キャリア周波数ｆｃ１を低くするのは、上述した理由と同じ理由による。
【０１３７】
図６および図７を参照して、実施の形態１における残留電荷を消費する動作について説明する。一連の動作が開始されると、電圧変換制御手段３０２は、外部ＥＣＵから信号ＩＧＯＦＦを受ける（ステップＳ１）。そして、電圧変換制御手段３０２は、信号ＩＧＯＦＦに応じて、上述したチャージバック条件が満たされているか否かを判定し、チャージバック条件が満たされているとき信号ＰＷＭＢ１を生成して昇圧コンバータ１２へ出力する。これにより、コンデンサＣ２に蓄積された電力は、直流電源Ｂへチャージバックされる（ステップＳ２）。
【０１３８】
その後、電圧変換制御手段３０２は、電流センサー１８からの直流電圧ＢＣＲＴ（「チャージバック電流」とも言う。以下同じ。）が所定値αよりも小さいか否かを判定する（ステップＳ３）。そして、ステップＳ３において、チャージバック電流ＢＣＲＴが所定値α以上であるとき、ステップＳ２，Ｓ３が繰返し実行される。
【０１３９】
ステップＳ３において、チャージバック電流ＢＣＲＴが所定値αよりも小さいと判定されると、電圧変換制御手段３０２は、チャージバックを停止するように昇圧コンバータ１２を制御する（ステップＳ４）。すなわち、電圧変換制御手段３０２は、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２を停止するための信号ＳＴＰを生成して昇圧コンバータ１２へ出力する。これにより、昇圧コンバータ１２は停止され、コンデンサＣ２に蓄積された電力の直流電源Ｂへのチャージバックは停止される。
【０１４０】
そして、電圧変換制御手段３０２は、Ｌレベルの信号ＳＥを生成してシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２へ出力する。これにより、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２はオフされる（ステップＳ５）。そして、直流電源Ｂが切離される。
【０１４１】
その後、昇圧コンバータ１２のスイッチングによるコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷の消費が行なわれる（ステップＳ６）。図７を参照して、図６のステップＳ６の詳細な動作について説明する。図６に示すステップＳ５の後、電圧変換制御手段３０２は、信号ＰＷＤＣＨ１を生成して昇圧コンバータ１２へ出力する。これによって、ＮＰＮトランジスタＱ１はオフされ、ＮＰＮトランジスタＱ２はオンされる。そして、コンデンサＣ１の残留電荷がリアクトルＬ１およびＮＰＮトランジスタＱ２における損失によって消費される（ステップＳ６１）。
【０１４２】
その後、ＮＰＮトランジスタＱ１がオンされ、ＮＰＮトランジスタＱ２がオフされる。そして、コンデンサＣ２の残留電荷がＮＰＮトランジスタＱ１およびリアクトルＬ１における損失によって消費される（ステップＳ６２）。これにより、図６に示すステップＳ６の動作が終了する。
【０１４３】
再び図６を参照して、ステップＳ６の後、電圧変換制御手段３０２は、コンデンサＣ１，Ｃ２の残電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２が所定値βよりも小さいか否かを判定する（ステップＳ７）。そして、残電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２が所定値β以上であるとき、ステップＳ６，Ｓ７が繰返し実行される。
【０１４４】
なお、ステップＳ６が繰返し実行される場合、上述したように、残電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２の低下に伴い、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をスイッチング制御するキャリア周波数ｆｃ１を低くしてもよい。また、ステップＳ６が繰返し実行される場合、上述したように、通常動作時の駆動電圧よりも低い駆動電圧によってＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２を駆動するようにしてもよい。
【０１４５】
ステップＳ７において、コンデンサＣ１，Ｃ２の残電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２が所定値βよりも小さいと判定されたとき、電圧変換制御手段３０２は、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をオフするための信号ＳＴＰを生成して昇圧コンバータ１２へ出力する。これにより、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２はオフされ、昇圧コンバータ１２は停止する（ステップＳ８）。その後、システムがオフされて（ステップＳ９）、一連の動作が終了する。
【０１４６】
なお、この発明による残留電荷消費方法は、図６および図７に示すフローチャートに従ってコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を消費する残留電荷消費方法である。
【０１４７】
また、実施の形態１におけるコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を消費する動作の制御は、実際には、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）によって実行され、ＣＰＵは、図６および図７に示すフローチャートの各ステップを備えるプログラムをＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）から読出し、その読出したプログラムを実行して図６および図７に示すフローチャートに従ってコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を消費する。
【０１４８】
したがって、ＲＯＭは、図６および図７に示すフローチャートの各ステップを備えるプログラムを記録したコンピュータ（ＣＰＵ）読取り可能な記録媒体に相当する。
【０１４９】
再び、図１を参照して、電圧変換システム１００における全体動作について説明する。全体の動作が開始されると、制御装置３０は、Ｈレベルの信号ＳＥを生成してシステムリレーＳＲ１，２へ出力し、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２がオンされる。直流電源Ｂは、直流電圧ＶｂをシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２を介して昇圧コンバータ１２へ出力する。
【０１５０】
電圧センサー１０Ａは、直流電源Ｂから出力される直流電圧Ｖｂを検出し、その検出した直流電圧Ｖｂを制御装置３０へ出力する。また、電圧センサー１１は、コンデンサＣ１の両端の電圧Ｖｃ１を検出し、その検出した電圧Ｖｃ１を制御装置３０へ出力する。電圧センサー１３は、コンデンサＣ２の両端の電圧Ｖｃ２を検出し、その検出した電圧Ｖｃ２を制御装置３０へ出力する。さらに、電流センサー１８は、直流電源Ｂから流出または流入する電流ＢＣＲＴを検出して制御装置３０へ出力し、温度センサー１０Ｂは直流電源Ｂの温度Ｔｂを検出して制御装置３０へ出力する。さらに、電流センサー２４は、交流モータＭ１に流れるモータ電流ＭＣＲＴを検出して制御装置３０へ出力する。そして、制御装置３０は、外部ＥＣＵからトルク指令値ＴＲ、およびモータ回転数ＭＲＮを受ける。
【０１５１】
そうすると、制御装置３０は、直流電圧Ｖｂ、電圧Ｖｃ２、モータ電流ＭＣＲＴ、トルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮに基づいて、上述した方法により信号ＰＷＭＩを生成し、その生成した信号ＰＷＭＩをインバータ１４へ出力する。また、制御装置３０は、直流電圧Ｖｂ、電圧Ｖｃ２、モータ電流ＭＣＲＴ、トルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮに基づいて、上述した方法により昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をスイッチング制御するための信号ＰＷＭＵ１を生成し、その生成した信号ＰＷＭＵ１を昇圧コンバータ１２へ出力する。
【０１５２】
そうすると、昇圧コンバータ１２は、信号ＰＷＭＵ１に応じて、直流電源Ｂからの直流電圧Ｖｂを昇圧し、その昇圧した直流電圧をインバータ１４に供給する。そして、インバータ１４は、昇圧コンバータ１２から供給された直流電圧を制御装置３０からの信号ＰＷＭＩによって交流電圧に変換して交流モータＭ１を駆動する。これによって、交流モータＭ１は、トルク指令値ＴＲによって指定されたトルクを発生する。
【０１５３】
また、電圧変換システム１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時、制御装置３０は、外部ＥＣＵから信号ＲＧＥを受け、その受けた信号ＲＧＥに応じて、信号ＰＷＭＣを生成してインバータ１４へ出力し、信号ＰＷＭＤ１を生成して昇圧コンバータ１２へ出力する。
【０１５４】
そうすると、インバータ１４は、交流モータＭ１が発電した交流電圧を信号ＰＷＭＣに応じて直流電圧に変換し、その変換した直流電圧をコンデンサＣ２を介して昇圧コンバータ１２へ供給する。そして、昇圧コンバータ１２は、インバータ１４からの直流電圧を受け、その受けた直流電圧を信号ＰＷＭＤ１によって降圧し、その降圧した直流電圧を直流電源Ｂに供給する。これにより、交流モータＭ１によって発電された電力が直流電源Ｂに充電される。
【０１５５】
さらに、電圧変換システム１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車が停止されたとき、制御装置３０は、外部ＥＣＵから信号ＩＧＯＦＦを受け、その受けた信号ＩＧＯＦＦに応じて、上述した方法によって、チャージバック条件を満たすか否かを判定する。
【０１５６】
そして、制御装置３０は、チャージバック条件を満たすと判定した場合、インバータ１４を停止するとともに、信号ＰＷＭＢ１を生成して昇圧コンバータ１２へ出力し、コンデンサＣ２に蓄積された電力を直流電源Ｂにチャージバックする。
【０１５７】
そして、電流センサー１８からの直流電流ＢＣＲＴ、すなわち、直流電源Ｂへのチャージバック電流ＢＣＲＴが所定値αよりも小さくなると、制御装置３０は、信号ＳＴＰを生成して昇圧コンバータ１２へ出力するとともに、Ｌレベルの信号ＳＥを生成してシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２へ出力する。
【０１５８】
その後、制御装置３０は、信号ＰＷＤＣＨ１を生成して昇圧コンバータ１２へ出力する。これにより、コンデンサＣ１の残留電荷は、上述した昇圧動作によって消費され、コンデンサＣ２の残留電荷は、上述した降圧動作によって消費される。そして、コンデンサＣ１，Ｃ２の残電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２が所定値βよりも低くなると、制御装置３０は、信号ＳＴＰを生成して昇圧コンバータ１２へ出力する。そして、電圧変換システム１００が停止される。
【０１５９】
このように、この発明においては、コンデンサＣ２に蓄積された電力の直流電源Ｂへのチャージバックが完了すると、昇圧コンバータ１２による昇圧動作および降圧動作によってそれぞれコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を消費する。
【０１６０】
したがって、放電抵抗を新たに設けなくても、コンデンサＣ１、Ｃ２の残留電荷を消費できる。
【０１６１】
実施の形態１によれば、電圧変換システムは、昇圧コンバータと、昇圧コンバータの入力側に設けられたコンデンサＣ１と、昇圧コンバータの出力側に設けられたコンデンサＣ２と、昇圧動作と降圧動作とを交互に行なうように昇圧コンバータを制御する制御装置とを備えるので、新たな部品を設けなくてもコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を消費できる。
【０１６２】
［実施の形態２］
図８を参照して、実施の形態２による電圧変換システム１００Ａは、電圧変換システム１００の昇圧コンバータ１２を昇圧コンバータ１２Ａに代え、制御装置３０を制御装置３０Ａに代えたものであり、その他は、電圧変換システム１００と同じである。
【０１６３】
昇圧コンバータ１２Ａは、昇圧コンバータ１２のリアクトルＬ１をリアクトルＬ２に代えたものであり、その他は、昇圧コンバータ１２と同じである。リアクトルＬ２は、インダクタンスを変化可能なリアクトルである。
【０１６４】
制御装置３０Ａは、制御装置３０の機能に加え、コンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷の消費動作が開始されると、信号ＥＸＣを生成して昇圧コンバータ１２ＡのリアクトルＬ２へ出力する。信号ＥＸＣは、コンデンサＣ１，Ｃ２の残電圧に応じてリアクトルＬ２のコイルの巻き数を減少するための信号である。
【０１６５】
図９を参照して、制御装置３０Ａは、制御装置３０の電圧変換制御手段３０２を電圧変換制御手段３０２Ａに代えたものであり、その他は、制御装置３０と同じである。電圧変換制御手段３０２Ａは、電圧変換制御手段３０２の機能に加え、信号ＥＸＣを生成して昇圧コンバータ１２ＡのリアクトルＬ２へ出力する。すなわち、電圧変換制御手段３０２Ａは、信号ＰＷＤＣＨ１を生成して昇圧コンバータ１２Ａへ出力し、コンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を昇圧動作および降圧動作によって消費するように昇圧コンバータ１２Ａを制御しているときに、コンデンサＣ１，Ｃ２の残電圧に応じてリアクトルＬ２のコイルの巻き数を減少するための信号ＥＸＣを生成してリアクトルＬ２へ出力する。
【０１６６】
コンデンサＣ１，Ｃ２の残電圧（Ｖｃ１，Ｖｃ２）が低下すると、リアクトルＬ２に直流電流が流れにくくなるので、コンデンサＣ１，Ｃ２の残電圧が低下するに伴い、リアクトルＬ２のインダクタンスを小さくする。これにより、コンデンサＣ１，Ｃ２の残電圧が低下しても、直流電流がリアクトルＬ２に流れ易くなり、コンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷をより速く消費できる。
【０１６７】
したがって、この実施の形態２においては、コンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を昇圧コンバータ１２Ａの昇圧動作および降圧動作によって消費する場合、昇圧コンバータ１２Ａに含まれるリアクトルＬ２のインダクタンスをコンデンサＣ１，Ｃ２の残電圧の低下に伴って小さくすることを特徴とする。
【０１６８】
リアクトルＬ２のインダクタンスとコンデンサＣ１，Ｃ２の残電圧（Ｖｃ１，Ｖｃ２）との間には、図１０の直線ｋ５によって表わされる関係が成立する。また、リアクトルＬ２のコイルの巻き数ｎとインダクタンスとの間には、図１１の曲線ｋ６によって表わされる関係が成立する。
【０１６９】
したがって、電圧変換制御手段３０２Ａは、図１０に示す直線ｋ５の関係と図１１に示す曲線ｋ６の関係とをそれぞれマップとして保持しており、電圧センサー１１からの電圧Ｖｃ１または電圧センサー１３からの電圧Ｖｃ２に対応するインダクタンスを直線ｋ５から抽出し、その抽出したインダクタンスに対応する巻き数ｎを曲線ｋ６から抽出する。そして、電圧変換制御手段３０２Ａは、リアクトルＬ２のコイルの巻き数を、抽出した巻き数ｎに変更するための信号ＥＸＣを生成してリアクトルＬ２へ出力する。
【０１７０】
そして、インダクタンスを小さくしてコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を消費する場合、好ましくは、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をスイッチング制御するキャリア周波数をコンデンサＣ１，Ｃ２の残電圧に応じて高くする。
【０１７１】
この場合、コンデンサＣ１，Ｃ２の残電圧とキャリア周波数との間には、図１２に示す直線ｋ７の関係が成立する。図１２を参照して、キャリア周波数ｆｃ２は、コンデンサＣ１，Ｃ２の残電圧が高くなると低くなり、コンデンサＣ１，Ｃ２の残電圧が低くなると高くなる。インダクタンスを小さくしてコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を消費する場合、コンデンサＣ１，Ｃ２の残電圧の低下に伴い、キャリア周波数ｆｃ２を高くしてＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をスイッチング制御するのは、インダクタンスを小さくしてリアクトルＬ２に流れる電流を増加してリアクトルＬ２における損失を増加するとともに、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をスイッチング制御するときのキャリア周波数ｆｃ２を高くしてＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２のスイッチング損失を増加させ、コンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷をより速く消費するためである。
【０１７２】
したがって、電圧変換制御手段３０２Ａは、図１２に示す直線ｋ７の関係をマップとして保持しており、電圧センサー１１からの電圧Ｖｃ１または電圧センサー１３からの電圧Ｖｃ２に対応したキャリア周波数ｆｃ２を、保持したマップを参照して抽出する。そして、電圧変換制御手段３０２Ａは、抽出したキャリア周波数ｆｃ２を用いて信号ＰＷＤＣＨ１を生成して昇圧コンバータ１２Ａへ出力する。
【０１７３】
図１３を参照して、リアクトルＬ２は、コア２と、コイル３Ａ，３Ｂと、巻数切換部４とを含む。コア２は、直線部２３Ａ，２３Ｂおよび湾曲部２３Ｃ，２３Ｄからなる。直線部２３Ａ，２３Ｂおよび湾曲部２３Ｃ，２３Ｄは、一部にギャップ２１，２２を形成するように環状形状に配置される。そして、ギャップ２１，２２は、たとえば、ガラスのエポキシ材から成る。
【０１７４】
コイル３Ａは、コア２の一方の直線部２３Ａに銅線を巻くことにより作製され、コイル３Ｂは、コア２の他方の直線部２３Ｂに銅線を巻くことにより作製される。コイル３Ａは、配線３Ｃによりコイル３Ｂと接続される。これにより、コイル３Ａ，３Ｂは直列に接続される。
【０１７５】
巻数切換部４は、接点切換部４Ａを有する。接点切換部４Ａは、制御装置３０Ａからの信号ＥＸＣに応じて、コイル３Ａ，３Ｂの巻き数がコンデンサＣ１，Ｃ２の残電圧に対応した巻き数になるように接点を切換える。そして、巻数切換部４は、配線５によって端子６Ｂに接続される。
【０１７６】
図１４を参照して、接点切換部４Ａは、接点４１１〜４１ｍ（ｍは自然数）と、スイッチ４２０とを含む。接点４１１は、コイル３Ａ，３Ｂの巻き数がｎ１になる端子（図示せず）に接続される。接点４１２は、コイル３Ａ，３Ｂの巻き数がｎ２（＜ｎ１）になる端子（図示せず）に接続される。以下、同様にして、接点４１３，・・・，４１ｍは、巻き数がそれぞれｎ３（＜ｎ２），・・・，ｎｍになる端子（図示せず）に接続される。そして、スイッチ４２０は、制御装置３０Ａからの信号ＥＸＣに応じて、コイルの巻き数がコンデンサＣ１，Ｃ２の残電圧に応じた巻き数になる接点（接点４１１〜４１ｍのいずれか）に切換えられる。そして、スイッチ４２０は、配線５に接続される。
【０１７７】
再び、図１３を参照して、コイル３Ａは、電流が矢印１３Ａの方向に流れるように巻回され、コイル３Ｂは、電流が矢印１４Ａの方向に流れるように巻回される。そして、端子６Ａから端子６Ｂの方向に電流が流されると、コイル３Ａには矢印１３Ａで示す方向に電流が流れ、コイル３Ｂには矢印１４Ａで示す方向に電流が流れる。
【０１７８】
そうすると、コイル３Ａ，３Ｂに電流が流れることにより発生した磁束は、ギャップ２１を矢印１５Ａの方向に通過し、ギャップ２２を矢印１６Ａの方向に通過する。つまり、発生した磁束は、環状形状のコア２中を一周する方向に移動する。そして、リアクトルＬ２は、巻数切換部４によって切換えられた巻き数に応じたインダクタンスを有する。
【０１７９】
電圧変換制御手段３０２ＡにおけるコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を消費する動作は、図１５および図１６に示すフローチャートに従って行なわれる。図１５に示すフローチャートは、図６に示すフローチャートのステップＳ６をステップＳ６Ａに代えたものであり、その他は、図６に示すフローチャートと同じである。
【０１８０】
図１６は、図１５に示すフローチャートのステップＳ６Ａの動作を説明するためのフローチャートである。図１６を参照して、図１５に示すステップＳ５の後、電圧変換制御手段３０２Ａは、電圧センサー１１からの電圧Ｖｃ１または電圧センサー１３からの電圧Ｖｃ２に対応したリアクトルＬ２のコイル３Ａ，３Ｂの巻き数を、保持したマップを参照して抽出する（ステップＳ５９）。
【０１８１】
そして、電圧変換制御手段３０２Ａは、コイル３Ａ，３Ｂの巻き数を、抽出した巻き数に変更するための信号ＥＸＣを生成してリアクトルＬ２へ出力する。
【０１８２】
そうすると、リアクトルＬ２において、巻数切換部４Ａは、電圧変換制御手段３０２Ａからの信号ＥＸＣに応じて、スイッチ４２０を接点４１１〜４１ｍのいずれかに切換え、コイル３Ａ，３Ｂの巻き数をコンデンサＣ１，Ｃ２の残電圧に対応した巻き数に設定する（ステップＳ６０）。その後、上述したステップＳ６１，Ｓ６２が実行され、コンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷が消費される。
【０１８３】
なお、ステップＳ６Ａが繰返し実行される場合、上述したように、残電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２の低下に伴い、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をスイッチング制御するキャリア周波数ｆｃ２を高くしてもよい。
【０１８４】
その他は、上述したとおりである。
なお、この発明による残留電荷消費方法は、図１５および図１６に示すフローチャートに従ってコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を消費する残留電荷消費方法である。
【０１８５】
また、実施の形態２におけるコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を消費する動作の制御は、実際には、ＣＰＵによって実行され、ＣＰＵは、図１５および図１６に示すフローチャートの各ステップを備えるプログラムをＲＯＭから読出し、その読出したプログラムを実行して図１５および図１６に示すフローチャートに従ってコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を消費する。
【０１８６】
したがって、ＲＯＭは、図１５および図１６に示すフローチャートの各ステップを備えるプログラムを記録したコンピュータ（ＣＰＵ）読取り可能な記録媒体に相当する。
【０１８７】
電圧変換システム１００Ａにおける全体動作は、電圧変換システム１００におけるコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を消費する動作を、実施の形態２におけるコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を消費する動作に代えたものであり、その他は、電圧変換システム１００の動作と同じである。
【０１８８】
なお、上記においては、リアクトルＬ２のコイル３Ａ，３Ｂの巻き数を変更してインダクタンスを変更すると説明したが、この発明においては、これに限らず、コイル３Ａ，３Ｂの巻き数を変更する以外の方法により、リアクトルＬ２のインダクタンスを変更してもよい。そして、この発明は、一般に、リアクトルＬ２のインダクタンスをコンデンサＣ１，Ｃ２の残電圧に対応したインダクタンスに設定してコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を消費するものに適用される。
【０１８９】
また、信号ＥＸＣを生成してリアクトルＬ２へ出力する電圧変換制御手段３０２Ａおよび巻数切換部４は、「インダクタンス変更手段」を構成する。
【０１９０】
その他は、実施の形態１と同じである。
実施の形態２によれば、電圧変換システムは、昇圧コンバータと、昇圧コンバータの入力側に設けられたコンデンサＣ１と、昇圧コンバータの出力側に設けられたコンデンサＣ２と、リアクトルのインダクタンスを小さくして昇圧動作と降圧動作とを交互に行なうように昇圧コンバータを制御する制御装置とを備えるので、新たな部品を設けなくてもコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷をより速く消費できる。
【０１９１】
［実施の形態３］
図１７を参照して、実施の形態３による電圧変換システム１００Ｂは、電圧変換システム１００の昇圧コンバータ１２をコンバータ１２Ｂに代え、制御装置３０を制御装置３０Ｂに代えたものであり、その他は、電圧変換システム１００と同じである。
【０１９２】
コンバータ１２Ｂは、リアクトルＬ１と、ＮＰＮトランジスタＱ０１〜Ｑ０４と、ダイオードＤ０１〜Ｄ０４とを含む。
【０１９３】
ＮＰＮトランジスタＱ０１，Ｑ０２は、直流電源Ｂの電源ライン２５とアースライン２６との間に直列に接続される。ＮＰＮトランジスタＱ０１は、コレクタが電源ライン２５に接続され、エミッタがＮＰＮトランジスタＱ０２のコレクタに接続される。また、ＮＰＮトランジスタＱ０２のエミッタは、アースライン２６に接続される。
【０１９４】
ＮＰＮトランジスタＱ０３，Ｑ０４は、インバータ１４の電源ライン２７とアースライン２８との間に直列に接続される。ＮＰＮトランジスタＱ０３は、コレクタが電源ライン２７に接続され、エミッタがＮＰＮトランジスタＱ０４のコレクタに接続される。また、ＮＰＮトランジスタＱ０４のエミッタは、アースライン２８に接続される。
【０１９５】
また、各ＮＰＮトランジスタＱ０１〜Ｑ０４は、エミッタ側からコレクタ側へ電流が流れるように、それぞれ、ダイオードＤ０１〜Ｄ０４が接続される。
【０１９６】
リアクトルＬ１は、一方端がＮＰＮトランジスタＱ０１のエミッタとＮＰＮトランジスタＱ０２のコレクタとに接続され、他方端がＮＰＮトランジスタＱ０３のエミッタとＮＰＮトランジスタＱ０４のコレクタとに接続される。
【０１９７】
コンバータ１２Ｂにおいては、ＮＰＮトランジスタＱ０１は、ＮＰＮトランジスタＱ０４と同時にオン／オフされ、ＮＰＮトランジスタＱ０２は、ＮＰＮトランジスタＱ０３と同時にオン／オフされる。
【０１９８】
コンバータ１２Ｂは、直流電源Ｂから供給された直流電圧Ｖｂの電圧レベルを変更してインバータ１４へ供給する。より具体的には、コンバータ１２Ｂは、制御装置３０Ｂから信号ＰＷＭＵ２を受けると、信号ＰＷＭＵ２によってＮＰＮトランジスタＱ０１，Ｑ０４がオンされた期間に応じて直流電圧の電圧レベルを変更してインバータ１４に供給する。
【０１９９】
また、コンバータ１２Ｂは、制御装置３０Ｂから信号ＰＷＭＤ２を受けると、インバータ１４から供給された直流電圧の電圧レベルを変更して直流電源Ｂを充電する。
【０２００】
制御装置３０Ｂは、外部ＥＣＵから入力されたトルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮ、電圧センサー１０Ａからの直流電圧Ｖｂ、電圧センサー１３からの出力電圧Ｖｃ２、および電流センサー２４からのモータ電流ＭＣＲＴに基づいて、後述する方法によりコンバータ１２Ｂを駆動するための信号ＰＷＭＵ２とインバータ１４を駆動するための信号ＰＷＭＩとを生成し、その生成した信号ＰＷＭＵ２および信号ＰＷＭＩをそれぞれコンバータ１２Ｂおよびインバータ１４へ出力する。
【０２０１】
信号ＰＷＭＵ２は、直流電源Ｂからの直流電圧Ｖｂを出力電圧Ｖｃ２に変換する場合にコンバータ１２Ｂを駆動するための信号である。そして、制御装置３０Ｂは、コンバータ１２Ｂが直流電圧Ｖｂを出力電圧Ｖｃ２に変換する場合に、出力電圧Ｖｃ２をフィードバック制御し、出力電圧Ｖｃ２が指令された電圧指令Ｖｄｃｃｏｍになるようにコンバータ１２Ｂを駆動するための信号ＰＷＭＵ２を生成する。信号ＰＷＭＵ２の生成方法は、上述した信号ＰＷＭＵ１の生成方法と同じである。
【０２０２】
また、制御装置３０Ｂは、ハイブリッド自動車または電気自動車が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、交流モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換するための信号ＰＷＭＣを生成してインバータ１４へ出力する。この場合、インバータ１４のＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８は、信号ＰＷＭＣによってスイッチング制御される。これにより、インバータ１４は、交流モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換してコンバータ１２Ｂへ供給する。
【０２０３】
さらに、制御装置３０Ｂは、ハイブリッド自動車または電気自動車が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するための信号ＰＷＭＤ２を生成し、その生成した信号ＰＷＭＤ２をコンバータ１２Ｂへ出力する。これにより、交流モータＭ１が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、電圧レベルが変更されて直流電源Ｂに供給される。
【０２０４】
さらに、制御装置３０Ｂは、電圧変換システム１００Ｂが搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車が停止されると、イグニッションキーがオフされたことを示す信号ＩＧＯＦＦを外部ＥＣＵから受ける。そして、制御装置３０Ｂは、信号ＩＧＯＦＦを受けると、電圧センサー１０Ａからの電圧Ｖｂと電圧センサー１３からの電圧Ｖｃ２とに基づいて、電圧Ｖｃ２が電圧Ｖｂとの間で所定の関係を満たすとき、コンデンサＣ２に蓄積された電力を直流電源Ｂにチャージバックするための信号ＰＷＭＢ２を生成してコンバータ１２Ｂへ出力する。
【０２０５】
さらに、制御装置３０Ｂは、コンデンサＣ２に蓄積された電力を直流電源Ｂにチャージバック中に電流センサー１８からの直流電流ＢＣＲＴが所定値αよりも小さくなると、Ｌレベルの信号ＳＥを生成してシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２へ出力するとともに、信号ＰＷＤＣＨ２を生成してコンバータ１２Ｂへ出力する。
【０２０６】
さらに、制御装置３０Ｂは、信号ＰＷＤＣＨ２を生成してコンバータ１２Ｂへ出力した後、電圧センサー１１からの電圧Ｖｃ１および電圧センサー１３からの電圧Ｖｃ２が所定値βよりも小さくなると、ＮＰＮトランジスタＱ０１〜Ｑ０４を停止するための信号ＳＴＰを生成してコンバータ１２Ｂへ出力する。
【０２０７】
さらに、制御装置３０Ｂは、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２をオン／オフするための信号ＳＥを生成してシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２へ出力する。
【０２０８】
信号ＰＷＤＣＨ２は、コンバータ１２ＢのＮＰＮトランジスタＱ０１およびＱ０４とＮＰＮトランジスタＱ０２およびＱ０３とを交互にオン／オフ（すなわち、スイッチング制御）するための信号である。
【０２０９】
したがって、直流電源Ｂへチャージバックされる直流電流ＢＣＲＴが所定値αよりも小さくなると、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２がオフされ、コンバータ１２Ｂは、信号ＰＷＤＣＨ２によってＮＰＮトランジスタＱ０１およびＱ０４がオンされた期間に応じてコンデンサＣ１の残留電荷を消費し、信号ＰＷＤＣＨ２によってＮＰＮトランジスタＱ０２およびＱ０３がオンされた期間に応じてコンデンサＣ２の残留電荷を消費する。つまり、信号ＰＷＤＣＨ２によって、ＮＰＮトランジスタＱ０２およびＱ０３がオフされ、ＮＰＮトランジスタＱ０１およびＱ０４がオンされると、ＮＰＮトランジスタＱ０１およびＱ０４がオンされた期間、コンデンサＣ１に蓄積された電荷は、ＮＰＮトランジスタＱ０１、リアクトルＬ１およびＮＰＮトランジスタＱ０４を介してアースライン２６，２８に流れる。そして、リアクトルＬ１における損失とＮＰＮトランジスタＱ０１およびＱ０４における損失とによって、コンデンサＣ１の残留電荷は消費される。また、信号ＰＷＤＣＨ２によって、ＮＰＮトランジスタＱ０１およびＱ０４がオフされ、ＮＰＮトランジスタＱ０２およびＱ０３がオンされると、ＮＰＮトランジスタＱ０２およびＱ０３がオンされた期間、コンデンサＣ２に蓄積された電荷は、ＮＰＮトランジスタＱ０３、リアクトルＬ１およびＮＰＮトランジスタＱ０２を介して電源ライン２５に流れる。そして、ＮＰＮトランジスタＱ０２およびＱ０３における損失とリアクトルＬ１における損失とによって、コンデンサＣ２の残留電荷は消費される。
【０２１０】
なお、信号ＰＷＤＣＨ２によってＮＰＮトランジスタＱ０２，Ｑ０３がオフされ、ＮＰＮトランジスタＱ０１，Ｑ０４がオンされたときにコンバータ１２Ｂが行なう動作は、直流電源Ｂからの直流電圧Ｖｂを出力電圧Ｖｃ２に昇圧するときの昇圧動作と同じであるので、信号ＰＷＤＣＨ２によってコンデンサＣ１の残留電荷を消費する動作を「昇圧動作による残留電荷の消費」と言う。また、信号ＰＷＤＣＨ２によってＮＰＮトランジスタＱ０２，Ｑ０３がオンされ、ＮＰＮトランジスタＱ０１，Ｑ０４がオフされたときにコンバータ１２Ｂが行なう動作は、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するときの降圧動作と同じであるので、信号ＰＷＤＣＨ２によってコンデンサＣ２の残留電荷を消費する動作を「降圧動作による残留電荷の消費」と言う。
【０２１１】
実施の形態３における残留電荷を消費する動作は、図１８および図１９に示すフローチャートに従って行なわれる。図１８に示すフローチャートは、図６に示すフローチャートのステップＳ６をステップＳ６Ｂに代えたものであり、その他は、図６に示すフローチャートと同じである。
【０２１２】
図１９は、図１８に示すフローチャートのステップＳ６Ｂの動作を説明するためのフローチャートである。図１９を参照して、図１８に示すフローチャートのステップＳ５の後、制御装置３０Ｂは、信号ＰＷＤＣＨ２を生成してコンバータ１２Ｂへ出力する。
【０２１３】
そうすると、ＮＰＮトランジスタＱ０１，Ｑ０４はオンされ、ＮＰＮトランジスタＱ０２，Ｑ０３はオフされる。そして、コンデンサＣ１の残留電荷は、リアクトルＬ１およびＮＰＮトランジスタＱ０１，Ｑ０４における損失によって消費される（ステップＳ７１）。
【０２１４】
その後、ＮＰＮトランジスタＱ０２，Ｑ０３がオンされ、ＮＰＮトランジスタＱ０１，Ｑ０４がオフされる。そして、コンデンサＣ２の残留電荷がＮＰＮトランジスタＱ０２，Ｑ０３およびリアクトルＬ１における損失によって消費される（ステップＳ７２）。これにより、図１８に示すステップＳ６Ｂの動作が終了する。
【０２１５】
なお、ステップＳ６Ｂが繰返し実行される場合、上述したように、コンデンサＣ１，Ｃ２の残電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２の低下に伴い、ＮＰＮトランジスタＱ０１〜Ｑ０４をスイッチング制御するキャリア周波数ｆｃ１を低くしてもよい。また、ステップＳ６Ｂが繰返し実行される場合、上述したように、通常動作時の駆動電圧よりも低い駆動電圧によってＮＰＮトランジスタＱ０１〜Ｑ０４を駆動するようにしてもよい。
【０２１６】
この発明による残留電荷消費方法は、図１８および図１９に示すフローチャートに従ってコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を消費する残留電荷消費方法である。
【０２１７】
また、実施の形態３におけるコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を消費する動作の制御は、実際には、ＣＰＵによって実行され、ＣＰＵは、図１８および図１９に示すフローチャートの各ステップを備えるプログラムをＲＯＭから読出し、その読出したプログラムを実行して図１８および図１９に示すフローチャートに従ってコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を消費する。
【０２１８】
したがって、ＲＯＭは、図１８および図１９に示すフローチャートの各ステップを備えるプログラムを記録したコンピュータ（ＣＰＵ）読取り可能な記録媒体に相当する。
【０２１９】
再び、図１７を参照して、電圧変換システム１００Ｂにおける全体動作について説明する。一連の動作が開始されると、制御装置３０Ｂは、Ｈレベルの信号ＳＥを生成してシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２へ出力するとともに、交流モータＭ１がトルク指令値ＴＲによって指定されたトルクを発生するようにコンバータ１２Ｂおよびインバータ１４を制御するための信号ＰＷＭＵ２および信号ＰＷＭＩを生成してそれぞれコンバータ１２Ｂおよびインバータ１４へ出力する。
【０２２０】
そして、直流電源Ｂは直流電圧Ｖｂを出力し、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は直流電圧Ｖｂをコンバータ１２Ｂへ供給する。
【０２２１】
そうすると、コンバータ１２ＢのＮＰＮトランジスタＱ０１〜Ｑ０４は、制御装置３０Ｂからの信号ＰＷＭＵ２に応じてオン／オフされ、ＮＰＮトランジスタＱ０１，Ｑ０４のオンデューティーに応じた直流電流がリアクトルＬ１に流れる。そして、コンバータ１２Ｂは、直流電源Ｂからの直流電圧Ｖｂを出力電圧Ｖｃ２に変換し、その変換した出力電圧Ｖｃ２をインバータ１４に供給する。
【０２２２】
インバータ１４のＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８は、制御装置３０Ｂからの信号ＰＷＭＩに従ってオン／オフされ、インバータ１４は、直流電圧を交流電圧に変換し、トルク指令値ＴＲによって指定されたトルクを交流モータＭ１が出力するように交流モータＭ１のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に所定の交流電流を流す。これにより、交流モータＭ１は、トルク指令値ＴＲによって指定されたトルクを出力する。
【０２２３】
電圧変換システム１００Ｂが搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車が回生制動モードになった場合、制御装置３０Ｂは、回生制動モードになったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受け、信号ＰＷＭＣおよび信号ＰＷＭＤ２を生成してそれぞれインバータ１４およびコンバータ１２Ｂへ出力する。
【０２２４】
交流モータＭ１は、交流電圧を発電し、その発電した交流電圧をインバータ１４へ供給する。そして、インバータ１４は、制御装置３０Ｂからの信号ＰＷＭＣに従って、交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧をコンバータ１２Ｂへ供給する。
【０２２５】
コンバータ１２Ｂは、制御装置３０Ｂからの信号ＰＷＭＤ２に従って直流電圧の電圧レベルを変更して直流電源Ｂに供給し、直流電源Ｂを充電する。
【０２２６】
そして、電流センサー１８からの直流電流ＢＣＲＴ、すなわち、直流電源Ｂへのチャージバック電流ＢＣＲＴが所定値αよりも小さくなると、制御装置３０Ｂは、信号ＳＴＰを生成してコンバータ１２Ｂへ出力するとともに、Ｌレベルの信号ＳＥを生成してシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２へ出力する。
【０２２７】
その後、制御装置３０Ｂは、信号ＰＷＤＣＨ２を生成してコンバータ１２Ｂへ出力する。これにより、コンデンサＣ１の残留電荷は、上述した昇圧動作によって消費され、コンデンサＣ２の残留電荷は、上述した降圧動作によって消費される。そして、コンデンサＣ１，Ｃ２の残電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２が所定値βよりも低くなると、制御装置３０Ｂは、信号ＳＴＰを生成してコンバータ１２Ｂへ出力する。そして、電圧変換システム１００Ｂが停止される。
【０２２８】
その他は、実施の形態１と同じである。
実施の形態３によれば、電圧変換システムは、昇圧コンバータと、昇圧コンバータの入力側に設けられたコンデンサＣ１と、昇圧コンバータの出力側に設けられたコンデンサＣ２と、昇圧動作と降圧動作とを交互に行なうように昇圧コンバータを制御する制御装置とを備え、昇圧動作および降圧動作は、２つのＮＰＮトランジスタおよびリアクトルを用いて行なわれるので、新たな部品を設けなくてもコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷をより速く消費できる。
【０２２９】
［実施の形態４］
図２０を参照して、実施の形態４による電圧変換システム１００Ｃは、電圧変換システム１００Ｂのコンバータ１２Ｂをコンバータ１２Ｃに代え、制御装置３０Ｂを制御装置３０Ｃに代えたものであり、その他は、電圧変換システム１００Ｂと同じである。
【０２３０】
コンバータ１２Ｃは、コンバータ１２ＢのリアクトルＬ１をリアクトルＬ２に代えたものであり、その他は、コンバータ１２Ｂと同じである。つまり、コンバータ１２Ｃは、コンバータ１２Ｂにおいて、リアクトルのインダクタンスを可変にしたものである。
【０２３１】
制御装置３０Ｃは、制御装置３０Ｂの機能に、制御装置３０Ａの信号ＥＸＣを生成してコンバータ１２Ｃへ出力する機能を追加した機能を有する。
【０２３２】
つまり、実施の形態４は、実施の形態３に実施の形態２を適用したものに相当する。
【０２３３】
実施の形態４におけるコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を消費する動作は、図２１および図２２に示すフローチャートに従って行なわれる。図２１に示すフローチャートは、図１８に示すフローチャートのステップＳ６ＢをステップＳ６Ｃに代えたものであり、その他は、図１８に示すフローチャートと同じである。
【０２３４】
図２２は、図２１に示すフローチャートのステップＳ６Ｃの動作を説明するためのフローチャートである。図２２に示すフローチャートは、上述した図１６に示すフローチャートのステップＳ５９，Ｓ６０を実行した後に、上述した図１９に示すフローチャートのステップＳ７１，Ｓ７２を実行するフローチャートである。したがって、詳細な説明を省略する。
【０２３５】
なお、ステップＳ６Ｃが繰返し実行される場合、上述したように、残電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２の低下に伴い、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をスイッチング制御するキャリア周波数ｆｃ２を高くしてもよい。
【０２３６】
その他は、上述したとおりである。
なお、この発明による残留電荷消費方法は、図２１および図２２に示すフローチャートに従ってコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を消費する残留電荷消費方法である。
【０２３７】
また、実施の形態４におけるコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を消費する動作の制御は、実際には、ＣＰＵによって実行され、ＣＰＵは、図２１および図２２に示すフローチャートの各ステップを備えるプログラムをＲＯＭから読出し、その読出したプログラムを実行して図２１および図２２に示すフローチャートに従ってコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を消費する。
【０２３８】
したがって、ＲＯＭは、図２１および図２２に示すフローチャートの各ステップを備えるプログラムを記録したコンピュータ（ＣＰＵ）読取り可能な記録媒体に相当する。
【０２３９】
電圧変換システム１００Ｃにおける全体動作は、電圧変換システム１００ＢにおけるコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を消費する動作を、実施の形態４におけるコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を消費する動作に代えたものであり、その他は、電圧変換システム１００Ｂの動作と同じである。
【０２４０】
その他は、実施の形態２，３と同じである。
実施の形態４によれば、電圧変換システムは、昇圧コンバータと、昇圧コンバータの入力側に設けられたコンデンサＣ１と、昇圧コンバータの出力側に設けられたコンデンサＣ２と、リアクトルのインダクタンスを小さくして昇圧動作と降圧動作とを交互に行なうように昇圧コンバータを制御する制御装置とを備え、昇圧動作および降圧動作は、２つのＮＰＮトランジスタおよびリアクトルを用いて行なわれるので、新たな部品を設けなくてもコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷をより速く消費できる。
【０２４１】
なお、この発明による電圧変換システムは、図２３に示す電圧変換システム１００Ｄであってもよい。図２３を参照して、電圧変換システム１００Ｄは、電圧変換システム１００にコイル６０、整流回路６１および補機バッテリ６２を追加し、電圧変換システム１００の制御装置３０を制御装置３０Ｄに代えたものであり、その他は、電圧変換システム１００と同じである。
【０２４２】
コイル６０は、リアクトルＬ１のコイルに対向して設けられる。整流回路６１は、コイル６０の両端に発生した電圧を受け、その受けた電圧を整流して補機バッテリ６２を充電する。補機バッテリ６２は、ハイブリッド自動車または電気自動車に搭載されるライト等の補機を駆動するためのバッテリである。
【０２４３】
制御装置３０Ｄは、制御装置３０の信号ＰＷＤＣＨ１を生成して昇圧コンバータ１２へ出力する機能を、信号ＰＷＤＣＨ３を生成して昇圧コンバータ１２へ出力する機能に代えたものであり、その他は、制御装置３０と同じである。
【０２４４】
制御装置３０Ｄは、コンデンサＣ２に蓄積された電力を直流電源Ｂにチャージバック中に電流センサー１８からの直流電流ＢＣＲＴが所定値αよりも小さくなると、チャージバックを停止し、Ｌレベルの信号ＳＥを生成してシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２へ出力した後に、信号ＰＷＤＣＨ３を生成して昇圧コンバータ１２へ出力する。
【０２４５】
信号ＰＷＤＣＨ３は、昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１をオンし、ＮＰＮトランジスタＱ２をオフするための信号である。したがって、昇圧コンバータ１２は、制御装置３０Ｄから信号ＰＷＤＣＨ３を受けると、コンデンサＣ２の残留電荷をリアクトルＬ１に蓄積する。そうすると、リアクトルＬ１の両端に電圧が発生し、その発生した電圧は、リアクトルＬ１のコイルとコイル６０とによって電圧変換される。そして、整流回路６１は、コイル６０の両端に発生した電圧を整流して補機バッテリ６２を充電する。
【０２４６】
リアクトルＬ１の両端に発生した電圧をリアクトルＬ１のコイルとコイル６０とにより電圧変換することにより、コンデンサＣ２の残留電荷が減少し、コンデンサＣ２の両端の電圧Ｖｃ２がコンデンサＣ１の両端の電圧Ｖｃ１まで低下すると、コンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷がリアクトルＬ１に蓄積され、コイル６０へ電圧変換される。そして、コンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷は、コンデンサＣ１，Ｃ２の両端の電圧が所定値βよりも低くなるまで、補機バッテリ６２を充電するためにコイル６０へ電圧変換される。
【０２４７】
このように、電圧変換システム１００Ｄは、リアクトルＬ１に蓄積された電圧をコイル６０、整流回路６１および補機バッテリ６２の２次側へ電圧変換することによりコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を消費する。
【０２４８】
その他は、上述したとおりである。
また、この発明による電圧変換システムは、図２４に示す電圧変換システムであってもよい。図２４を参照して、電圧変換システム１００Ｅは、電圧変換システム１００Ｂにコイル６０、整流回路６１および補機バッテリ６２を追加し、電圧変換システム１００Ｂの制御装置３０Ｂを制御装置３０Ｅに代えたものであり、その他は、電圧変換システム１００Ｂと同じである。
【０２４９】
コイル６０、整流回路６１および補機バッテリ６２については上述したとおりである。
【０２５０】
制御装置３０Ｅは、制御装置３０Ｂの信号ＰＷＤＣＨ２を生成してコンバータ１２Ｂへ出力する機能を、信号ＰＷＤＣＨ４を生成してコンバータ１２Ｂへ出力する機能に代えたものであり、その他は、制御装置３０Ｂと同じである。
【０２５１】
信号ＰＷＤＣＨ４は、コンバータ１２ＢのＮＰＮトランジスタＱ０１，Ｑ０３をオンし、ＮＰＮトランジスタＱ０２，Ｑ０４をオフするための信号である。したがって、コンバータ１２Ｂは、制御装置３０Ｅから信号ＰＷＤＣＨ４を受けると、電圧変換システム１００Ｄにおける動作と同じ動作によってコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷をリアクトルＬ１に蓄積し、リアクトルＬ１の両端に発生した電圧をコイル６０、整流回路６１および補機バッテリ６２の２次側へ電圧変換することによりコンデンサＣ１，Ｃ２の残留電荷を消費する。
【０２５２】
その他は、上述したとおりである。
なお、モータ駆動装置１００Ｄ，１００Ｅにおいては、リアクトルＬ１をリアクトルＬ２に代えてもよい。その場合、制御装置３０Ｄ，３０Ｅは、リアクトルＬ２のコイル３Ａ，３Ｂの巻き数を変更するための信号ＥＸＣを生成してリアクトルＬ２へ出力する。
【０２５３】
また、上記においては、交流モータが１個の場合について説明したが、この発明は、これに限らず、複数の交流モータを駆動する電圧変換システムについても適用可能である。その場合、複数の交流モータに対応して設けられた複数のインバータは、コンデンサＣ２の両端に並列に接続される。そして、複数のインバータの各々は、コンデンサＣ２を介して昇圧コンバータ１２，１２Ａまたはコンバータ１２Ｂ，１２Ｃから受けた出力電圧Ｖｃ２を交流電圧に変換して対応する交流モータを駆動する。
【０２５４】
さらに、昇圧コンバータ１２，１２Ａ、コンバータ１２Ｂ，１２Ｃおよびインバータ１４を構成するスイッチング素子は、ＮＰＮトランジスタに限られるものではなく、ＭＯＳトランジスタであってもよい。
【０２５５】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施の形態１による電圧変換システムの概略ブロック図である。
【図２】図１に示す制御装置の機能ブロック図である。
【図３】図２に示すモータトルク制御手段の機能を説明するための機能ブロック図である。
【図４】図１に示す直流電源の出力電圧と電池容量との関係図である。
【図５】図１に示すコンデンサの残電圧とキャリア周波数との関係を示す図である。
【図６】実施の形態１におけるコンデンサの残留電荷を消費する動作を説明するためのフローチャートである。
【図７】図６に示すフローチャートのステップＳ６の動作を説明するためのフローチャートである。
【図８】実施の形態２による電圧変換システムの概略ブロック図である。
【図９】図８に示す制御装置の機能ブロック図である。
【図１０】図８に示すリアクトルのインダクタンスとコンデンサの残電圧との関係を示す図である。
【図１１】図８に示すリアクトルにおけるインダクタンスと巻き数との関係を示す図である。
【図１２】キャリア周波数とコンデンサの残電圧との関係を示す図である。
【図１３】図８に示すリアクトルの斜視図である。
【図１４】図１３に示す巻数切換部の拡大図である。
【図１５】実施の形態２におけるコンデンサの残留電荷を消費する動作を説明するためのフローチャートである。
【図１６】図１５に示すフローチャートのステップＳ６Ａの動作を説明するためのフローチャートである。
【図１７】実施の形態３による電圧変換システムの概略ブロック図である。
【図１８】実施の形態３におけるコンデンサの残留電荷を消費する動作を説明するためのフローチャートである。
【図１９】図１８に示すフローチャートのステップＳ６Ｂの動作を説明するためのフローチャートである。
【図２０】実施の形態４による電圧変換システムの概略ブロック図である。
【図２１】実施の形態４におけるコンデンサの残留電荷を消費する動作を説明するためのフローチャートである。
【図２２】図２１に示すフローチャートのステップＳ６Ｃの動作を説明するためのフローチャートである。
【図２３】この発明による電圧変換システムの他の概略ブロック図である。
【図２４】この発明による電圧変換システムのさらに他の概略ブロック図である。
【図２５】従来のモータ駆動装置の概略ブロック図である。
【符号の説明】
２ コア、３Ａ，３Ｂ，６０ コイル、３Ｃ，５ 配線、４ 巻数切換部、４Ａ 接点切換部、６Ａ，６Ｂ 端子、１０Ａ，１１，１３ 電圧センサー、１０Ｂ 温度センサー、１２，１２Ａ，３１０ 昇圧コンバータ、１２Ｂ，１２Ｃ コンバータ、１３Ａ，１４Ａ，１５Ａ，１６Ａ 矢印、１４，３３０ インバータ、１５ Ｕ相アーム、１６ Ｖ相アーム、１７ Ｗ相アーム、１８，２４ 電流センサー、２１，２２ ギャップ、２３Ａ，２３Ｂ 直線部、２３Ｃ，２３Ｄ湾曲部、２５，２７ 電源ライン、２６，２８ アースライン、３０，３０Ａ，３０Ｂ，３０Ｃ，３０Ｄ，３０Ｅ 制御装置、４０ モータ制御用相電圧演算部、４２ インバータ用ＰＷＭ信号変換部、５０ インバータ入力電圧指令演算部、５２ コンバータ用デューティー比演算部、５４ コンバータ用ＰＷＭ信号変換部、６１ 整流回路、６２ 補機バッテリ、１００，１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃ，１００Ｄ，１００Ｅ 電圧変換システム、３００ モータ駆動装置、３１２，３１３，Ｑ１〜Ｑ８，Ｑ０１〜Ｑ０４ ＮＰＮトランジスタ、３１４，３１５，Ｄ１〜Ｄ８，Ｄ０１〜Ｄ０４ ダイオード、３０１ モータトルク制御手段、３０２，３０２Ａ 電圧変換制御手段、４１１〜４１ｍ 接点、４２０ スイッチ、Ｂ 直流電源、ＳＲ１，ＳＲ２ システムリレー、Ｃ１，Ｃ２，３０９，３２０ コンデンサ、Ｌ１，Ｌ２，３１１ リアクトル、Ｍ１ 交流モータ。
Claims (55)
- 電源と、
インバータと、
前記電源と前記インバータとの間に接続される電圧変換器と、
前記電圧変換器の前記電源側に挿入された第１のコンデンサと、
前記電圧変換器の前記インバータ側に挿入された第２のコンデンサと、
停止信号に応じて、前記第１のコンデンサの残留電荷および前記第２のコンデンサの残留電荷を消費するように、前記電圧変換器を制御する制御手段とを備える電圧変換システム。 - 前記制御手段は、前記第１のコンデンサの残留電荷を前記電圧変換器による昇圧動作によって消費し、前記第２のコンデンサの残留電荷を前記電圧変換器による降圧動作によって消費するように、前記電圧変換器を制御する、請求項１に記載の電圧変換システム。
- 前記制御手段は、前記昇圧動作および前記降圧動作を、所定時間の間、交互に繰返すように前記電圧変換器を制御する、請求項２に記載の電圧変換システム。
- 前記制御手段は、前記第１のコンデンサの第１の電圧、または前記第２のコンデンサの第２の電圧が前記電源の電圧以下であるとき、前記第１および第２のコンデンサの残留電荷を消費するように前記電圧変換器を制御する、請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電圧変換システム。
- 前記電圧変換器は、
前記第１のコンデンサ側に配置され、第１および第２のスイッチング素子を含む第１のアームと、
前記第２のコンデンサ側に配置され、第３および第４のスイッチング素子を含む第２のアームと、
一方端が前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子との中間点に接続され、他方端が前記第３のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子との中間点に接続されたリアクトルとを含み、
前記制御手段は、前記昇圧動作および前記降圧動作を交互に行なうように前記第１から第４のスイッチング素子をスイッチング制御する、請求項２または請求項３に記載の電圧変換システム。 - 前記制御手段は、前記第１のコンデンサの第１の電圧、または前記第２のコンデンサの第２の電圧の低下に伴い、キャリア周波数を低くして前記第１および第４のスイッチング素子をスイッチング制御する、請求項５に記載の電圧変換システム。
- 前記制御手段は、前記第１の電圧または前記第２の電圧に対応するキャリア周波数により前記第１および第４のスイッチング素子をスイッチング制御する、請求項６に記載の電圧変換システム。
- 前記第１の電圧を検出する第１の電圧センサーと、
前記第２の電圧を検出する第２の電圧センサーとをさらに備え、
前記制御手段は、前記第１の電圧または前記第２の電圧と前記キャリア周波数との関係をマップとして保持しており、前記第１の電圧センサーから受けた第１の電圧、または前記第２の電圧センサーから受けた第２の電圧に対応してキャリア周波数を前記マップを参照して抽出し、その抽出したキャリア周波数により前記第１および第４のスイッチング素子をスイッチング制御する、請求項７に記載の電圧変換システム。 - 前記制御手段は、通常動作時の駆動電圧よりも低い駆動電圧を用いて前記第１から前記第４のスイッチング素子をスイッチング制御する、請求項５に記載の電圧変換システム。
- 前記制御手段は、通常動作時のキャリア周波数よりも低いキャリア周波数により前記第１および第４のスイッチング素子をスイッチング制御する、請求項９に記載の電圧変換システム。
- 前記第１のコンデンサの第１の電圧、または前記第２のコンデンサの第２の電圧の低下に伴い、前記リアクトルのインダクタンスを小さくするインダクタンス変更手段をさらに備える、請求項５に記載の電圧変換システム。
- 前記インダクタンス変更手段は、前記第１の電圧または前記第２の電圧の低下に伴い、前記リアクトルのコイルの巻き数を減少する、請求項１１に記載の電圧変換システム。
- 前記インダクタンス変更手段は、前記コイルの巻き数を前記第１の電圧または前記第２の電圧に対応した巻き数に変更する、請求項１２に記載の電圧変換システム。
- 前記制御手段は、キャリア周波数を高くして前記第１から第４のスイッチング素子をスイッチング制御する、請求項１３に記載の電圧変換システム。
- 前記電圧変換器は、
前記第２のコンデンサ側に配置され、第１および第２のスイッチング素子を含むアームと、
一方端が前記第１のコンデンサの正極に接続され、他方端が前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子との中間点に接続されたリアクトルとを含み、
前記制御手段は、前記昇圧動作および前記降圧動作を交互に行なうように前記第１および第２のスイッチング素子を制御する、請求項２または請求項３に記載の電圧変換システム。 - 前記制御手段は、前記第１のコンデンサの第１の電圧、または前記第２のコンデンサの第２の電圧の低下に伴い、キャリア周波数を低くして前記第１および第２のスイッチング素子をスイッチング制御する、請求項１５に記載の電圧変換システム。
- 前記制御手段は、前記第１の電圧または前記第２の電圧に対応するキャリア周波数により前記第１および第２のスイッチング素子をスイッチング制御する、請求項１６に記載の電圧変換システム。
- 前記第１の電圧を検出する第１の電圧センサーと、
前記第２の電圧を検出する第２の電圧センサーとをさらに備え、
前記制御手段は、前記第１の電圧または前記第２の電圧と前記キャリア周波数との関係をマップとして保持しており、前記第１の電圧センサーから受けた第１の電圧、または前記第２の電圧センサーから受けた第２の電圧に対応してキャリア周波数を前記マップを参照して抽出し、その抽出したキャリア周波数により前記第１および第２のスイッチング素子をスイッチング制御する、請求項１７に記載の電圧変換システム。 - 前記制御手段は、通常動作時の駆動電圧よりも低い駆動電圧を用いて前記第１および第２のスイッチング素子を制御する、請求項１５に記載の電圧変換システム。
- 前記制御手段は、通常動作時のキャリア周波数よりも低いキャリア周波数により前記第１および第２のスイッチング素子をスイッチング制御する、請求項１９に記載の電圧変換システム。
- 前記第１のコンデンサの第１の電圧、または前記第２のコンデンサの第２の電圧の低下に伴い、前記リアクトルのインダクタンスを減少するインダクタンス変更手段をさらに備える、請求項１５に記載の電圧変換システム。
- 前記インダクタンス変更手段は、前記第１の電圧または前記第２の電圧の低下に伴い、前記リアクトルのコイルの巻き数を減少する、請求項２１に記載の電圧変換システム。
- 前記インダクタンス変更手段は、前記コイルの巻き数を前記第１の電圧または前記第２の電圧に対応した巻き数に変更する、請求項２２に記載の電圧変換システム。
- 前記制御手段は、キャリア周波数を高くして前記第１および第２のスイッチング素子をスイッチング制御する、請求項２３に記載の電圧変換システム。
- 前記電圧変換器は、双方向の昇降圧コンバータである、請求項２または請求項４に記載の電圧変換システム。
- 前記制御手段は、前記電源への電気経路が遮断されると、前記昇圧動作および前記降圧動作を交互に行なうように前記電圧変換器を制御する、請求項２または請求項４に記載の電圧変換システム。
- 前記制御手段は、前記電源を切離した後、前記第１のコンデンサの残留電荷および前記第２のコンデンサの残留電荷を消費するように前記電圧変換器を制御する、請求項１または請求項２に記載の電圧変換システム。
- 電圧変換器の入力側に設けられた第１のコンデンサおよび前記電圧変換器の出力側に設けられた第２のコンデンサの残留電荷を消費する残留電荷消費方法であって、
前記第１のコンデンサの残留電荷を前記電圧変換器による昇圧動作により消費する第１のステップと、
前記第２のコンデンサの残留電荷を前記電圧変換器による降圧動作により消費する第２のステップと、
前記昇圧動作と前記降圧動作とを、所定の時間、交互に繰返す第３のステップとを含む、残留電荷消費方法。 - 前記電圧変換器は、
前記第１のコンデンサ側に配置され、第１および第２のスイッチング素子を含む第１のアームと、
前記第２のコンデンサ側に配置され、第３および第４のスイッチング素子を含む第２のアームと、
一方端が前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子との中間点に接続され、他方端が前記第３のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子との中間点に接続されたリアクトルとを含み、
前記第１のステップにおいて、前記第２および第３のスイッチング素子はオフされ、前記第１および第４のスイッチング素子はオンされ、
前記第２のステップにおいて、前記第１および第４のスイッチング素子はオフされ、前記第２および第３のスイッチング素子はオンされる、請求項２８に記載の残留電荷消費方法。 - 前記第１から第４のスイッチング素子は、前記第１のコンデンサの第１の電圧、または前記第２のコンデンサの第２の電圧の低下に伴い、キャリア周波数を低くしてスイッチング制御される、請求項２９に記載の残留電荷消費方法。
- 前記第１から第４のスイッチング素子は、通常動作時の駆動電圧よりも低い駆動電圧によりスイッチング制御される、請求項２９に記載の残留電荷消費方法。
- 前記第１から第４のスイッチング素子は、前記第１のコンデンサの第１の電圧、または前記第２のコンデンサの第２の電圧の低下に伴い、キャリア周波数を低くしてスイッチング制御される、請求項３１に記載の残留電荷消費方法。
- 前記第１および第２のステップにおいて、前記第１のコンデンサの第１の電圧、または前記第２のコンデンサの第２の電圧の低下に伴い、前記リアクトルのインダクタンスは減少される、請求項２９に記載の残留電荷消費方法。
- 前記第１から第４のスイッチング素子は、キャリア周波数を高くしてスイッチング制御される、請求項３３に記載の残留電荷消費方法。
- 前記電圧変換器は、
前記第２のコンデンサ側に配置され、第１および第２のスイッチング素子を含むアームと、
一方端が前記第１のコンデンサの正極に接続され、他方端が前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子との中間点に接続されたリアクトルとを含み、
前記第１のステップにおいて、前記第１のスイッチング素子はオフされ、前記第２のスイッチング素子はオンされ、
前記第２のステップにおいて、前記第１のスイッチング素子はオンされ、前記第２のスイッチング素子はオフされる、請求項２８に記載の残留電荷消費方法。 - 前記第１および第２のスイッチング素子は、前記第１のコンデンサの第１の電圧、または前記第２のコンデンサの第２の電圧の低下に伴い、キャリア周波数を低くしてスイッチング制御される、請求項３５に記載の残留電荷消費方法。
- 前記第１および第２のスイッチング素子は、通常動作時の駆動電圧よりも低い駆動電圧によりスイッチング制御される、請求項３５に記載の残留電荷消費方法。
- 前記第１および第２のスイッチング素子は、前記第１のコンデンサの第１の電圧、または前記第２のコンデンサの第２の電圧の低下に伴い、さらに、キャリア周波数を低くしてスイッチング制御される、請求項３７に記載の残留電荷消費方法。
- 前記第１および第２のステップにおいて、前記第１のコンデンサの第１の電圧、または前記第２のコンデンサの第２の電圧の低下に伴い、前記リアクトルのインダクタンスは減少される、請求項３５に記載の残留電荷消費方法。
- 前記第１および第２のスイッチング素子は、キャリア周波数を高くしてスイッチング制御される、請求項３９に記載の残留電荷消費方法。
- 前記第１、第２および第３のステップが実行される前に、前記第１のコンデンサを介して前記電圧変換器に直流電圧を供給する電源を切離す第４のステップをさらに含む、請求項２８に記載の残留電荷消費方法。
- 電圧変換器の入力側に設けられた第１のコンデンサおよび前記電圧変換器の出力側に設けられた第２のコンデンサの残留電荷の消費をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体であって、
前記第１のコンデンサの残留電荷を前記電圧変換器による昇圧動作により消費する第１のステップと、
前記第２のコンデンサの残留電荷を前記電圧変換器による降圧動作により消費する第２のステップと、
前記昇圧動作と前記降圧動作とを、所定の時間、交互に繰返す第３のステップとをコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体。 - 前記電圧変換器は、
前記第１のコンデンサ側に配置され、第１および第２のスイッチング素子を含む第１のアームと、
前記第２のコンデンサ側に配置され、第３および第４のスイッチング素子を含む第２のアームと、
一方端が前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子との中間点に接続され、他方端が前記第３のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子との中間点に接続されたリアクトルとを含み、
前記第１のステップにおいて、前記第２および第３のスイッチング素子はオフされ、前記第１および第４のスイッチング素子はオンされ、
前記第２のステップにおいて、前記第１および第４のスイッチング素子はオフされ、前記第２および第３のスイッチング素子はオンされる、請求項４２に記載のコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体。 - 前記第１から第４のスイッチング素子は、前記第１のコンデンサの第１の電圧、または前記第２のコンデンサの第２の電圧の低下に伴い、キャリア周波数を低くしてスイッチング制御される、請求項４３に記載のコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体。
- 前記第１から第４のスイッチング素子は、通常動作時の駆動電圧よりも低い駆動電圧によりスイッチング制御される、請求項４３に記載のコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体。
- 前記第１から第４のスイッチング素子は、前記第１のコンデンサの第１の電圧、または前記第２のコンデンサの第２の電圧の低下に伴い、さらに、キャリア周波数を低くしてスイッチング制御される、請求項４５に記載のコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体。
- 前記第１および第２のステップにおいて、前記第１のコンデンサの第１の電圧、または前記第２のコンデンサの第２の電圧の低下に伴い、前記リアクトルのインダクタンスは減少される、請求項４３に記載のコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体。
- 前記第１から第４のスイッチング素子は、キャリア周波数を高くしてスイッチング制御される、請求項４７に記載のコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体。
- 前記電圧変換器は、
前記第２のコンデンサ側に配置され、第１および第２のスイッチング素子を含むアームと、
一方端が前記第１のコンデンサの正極に接続され、他方端が前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子との中間点に接続されたリアクトルとを含み、
前記第１のステップにおいて、前記第１のスイッチング素子はオフされ、前記第２のスイッチング素子はオンされ、
前記第２のステップにおいて、前記第１のスイッチング素子はオンされ、前記第２のスイッチング素子はオフされる、請求項４２に記載のコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体。 - 前記第１および第２のスイッチング素子は、前記第１のコンデンサの第１の電圧、または前記第２のコンデンサの第２の電圧の低下に伴い、キャリア周波数を低くしてスイッチング制御される、請求項４９に記載のコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体。
- 前記第１および第２のスイッチング素子は、通常動作時の駆動電圧よりも低い駆動電圧によりスイッチング制御される、請求項４９に記載のコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体。
- 前記第１および第２のスイッチング素子は、前記第１のコンデンサの第１の電圧、または前記第２のコンデンサの第２の電圧の低下に伴い、さらに、キャリア周波数を低くしてスイッチング制御される、請求項５１に記載のコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体。
- 前記第１および第２のステップにおいて、前記第１のコンデンサの第１の電圧、または前記第２のコンデンサの第２の電圧の低下に伴い、前記リアクトルのインダクタンスは減少される、請求項４９に記載のコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体。
- 前記第１および第２のスイッチング素子は、キャリア周波数を高くしてスイッチング制御される、請求項５３に記載のコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体。
- 前記第１、第２および第３のステップを実行させる前に、前記第１のコンデンサを介して前記電圧変換器に直流電圧を供給する電源を切離す第４のステップをさらにコンピュータに実行させる、請求項４２に記載のコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体。
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2007126037A1 (ja) * | 2006-04-24 | 2007-11-08 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | 内燃機関の停止制御装置および停止制御方法 |
| JP2010119175A (ja) * | 2008-11-12 | 2010-05-27 | Honda Motor Co Ltd | Ｄｃ／ｄｃコンバータ装置、燃料電池車両、電気自動車、及びハイブリッド直流電源システム並びに該システムにおけるコンデンサの放電方法 |
| WO2010131340A1 (ja) | 2009-05-13 | 2010-11-18 | トヨタ自動車株式会社 | 車両の電力変換装置およびそれを搭載する車両 |
| WO2010131353A1 (ja) * | 2009-05-15 | 2010-11-18 | トヨタ自動車株式会社 | 電力変換装置、電力変換装置の制御方法およびそれを搭載する車両 |
| WO2011089723A1 (ja) * | 2010-01-25 | 2011-07-28 | トヨタ自動車株式会社 | 電力制御ユニットおよび電力制御ユニットの制御方法 |
| US8878476B2 (en) | 2011-07-14 | 2014-11-04 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Method for discharging charges remaining in capacitor in apparatus |
| EP3264578A1 (en) * | 2016-06-30 | 2018-01-03 | Sungrow Power Supply Co., Ltd. | Discharging method of bus capacitor, controller, dc-dc convertrer and inverter |
| US9950627B2 (en) | 2013-11-07 | 2018-04-24 | Hitachi Automotive Systems, Ltd. | Power conversion device |
| EP2963762B1 (en) | 2014-06-30 | 2021-03-10 | Sungrow Power Supply Co., Ltd. | Floating voltage suppression in a pv-inverter |
| JP2023169687A (ja) * | 2022-05-17 | 2023-11-30 | トヨタ自動車株式会社 | 電源制御装置及び放電方法 |
-
2002
- 2002-12-19 JP JP2002368378A patent/JP2004201439A/ja not_active Withdrawn
Cited By (22)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7822535B2 (en) | 2006-04-24 | 2010-10-26 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Internal combustion engine stop controller and stop control method |
| WO2007126037A1 (ja) * | 2006-04-24 | 2007-11-08 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | 内燃機関の停止制御装置および停止制御方法 |
| JP2010119175A (ja) * | 2008-11-12 | 2010-05-27 | Honda Motor Co Ltd | Ｄｃ／ｄｃコンバータ装置、燃料電池車両、電気自動車、及びハイブリッド直流電源システム並びに該システムにおけるコンデンサの放電方法 |
| WO2010131340A1 (ja) | 2009-05-13 | 2010-11-18 | トヨタ自動車株式会社 | 車両の電力変換装置およびそれを搭載する車両 |
| CN102421626B (zh) * | 2009-05-15 | 2013-01-02 | 丰田自动车株式会社 | 电力转换装置及其控制方法、以及搭载该电力转换装置的车辆 |
| WO2010131353A1 (ja) * | 2009-05-15 | 2010-11-18 | トヨタ自動車株式会社 | 電力変換装置、電力変換装置の制御方法およびそれを搭載する車両 |
| CN102421626A (zh) * | 2009-05-15 | 2012-04-18 | 丰田自动车株式会社 | 电力转换装置及其控制方法、以及搭载该电力转换装置的车辆 |
| US8415825B2 (en) | 2009-05-15 | 2013-04-09 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Power conversion device, method of controlling power conversion device, and vehicle with the same mounted thereon |
| JP5505428B2 (ja) * | 2010-01-25 | 2014-05-28 | トヨタ自動車株式会社 | 電力制御ユニットおよび電力制御ユニットの制御方法 |
| WO2011089723A1 (ja) * | 2010-01-25 | 2011-07-28 | トヨタ自動車株式会社 | 電力制御ユニットおよび電力制御ユニットの制御方法 |
| CN102725948B (zh) * | 2010-01-25 | 2014-10-15 | 丰田自动车株式会社 | 电力控制单元和电力控制单元的控制方法 |
| US8912764B2 (en) | 2010-01-25 | 2014-12-16 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Power control unit and control method for power control unit |
| CN102725948A (zh) * | 2010-01-25 | 2012-10-10 | 丰田自动车株式会社 | 电力控制单元和电力控制单元的控制方法 |
| US8878476B2 (en) | 2011-07-14 | 2014-11-04 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Method for discharging charges remaining in capacitor in apparatus |
| US9950627B2 (en) | 2013-11-07 | 2018-04-24 | Hitachi Automotive Systems, Ltd. | Power conversion device |
| EP2963762B1 (en) | 2014-06-30 | 2021-03-10 | Sungrow Power Supply Co., Ltd. | Floating voltage suppression in a pv-inverter |
| US20180006562A1 (en) * | 2016-06-30 | 2018-01-04 | Sungrow Power Supply Co., Ltd. | Discharging method of bus capacitor, controller, dc-dc converter and inverter |
| JP2018007538A (ja) * | 2016-06-30 | 2018-01-11 | 陽光電源股▲ふん▼有限公司 | バスキャパシタの放電方法、コントローラ、ｄｃ−ｄｃコンバータ及びインバータ |
| US10320294B2 (en) | 2016-06-30 | 2019-06-11 | Sungrow Power Supply Co., Ltd. | Discharging method of bus capacitor, controller, DC-DC converter and inverter |
| EP3264578A1 (en) * | 2016-06-30 | 2018-01-03 | Sungrow Power Supply Co., Ltd. | Discharging method of bus capacitor, controller, dc-dc convertrer and inverter |
| JP2023169687A (ja) * | 2022-05-17 | 2023-11-30 | トヨタ自動車株式会社 | 電源制御装置及び放電方法 |
| JP7552651B2 (ja) | 2022-05-17 | 2024-09-18 | トヨタ自動車株式会社 | 電源制御装置及び放電方法 |
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