JP2004282974A - 電動機の制御装置およびそれを用いた空気調和機 - Google Patents
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Abstract
【課題】電動機の出力トルク（出力電圧波形）を最適に維持する電動機の制御装置を得ることを目的とする。
【解決手段】直流電源にシャント抵抗部を介して接続され、前記直流電圧を交流電圧に変換して電動機へ供給するインバータ回路と、このインバータ回路の電源側電流を前記シャント抵抗部を介して検出する電流検出回路と、前記インバータ回路の負荷側電流を検出して当該負荷側電流のゲインを演算する負荷側ゲイン演算部と、この負荷側ゲイン演算部の前記負荷側電流のゲインと前記電源側電流のゲインとを比較し、この比較結果で前記電源側電流と前記負荷側電流とのゲイン差が所定以下の時は、前記電源側電流のゲインに基づいて前記インバータ回路の交流電圧波形を制御する制御装置と、を備えたものである。
【選択図】 図１
【解決手段】直流電源にシャント抵抗部を介して接続され、前記直流電圧を交流電圧に変換して電動機へ供給するインバータ回路と、このインバータ回路の電源側電流を前記シャント抵抗部を介して検出する電流検出回路と、前記インバータ回路の負荷側電流を検出して当該負荷側電流のゲインを演算する負荷側ゲイン演算部と、この負荷側ゲイン演算部の前記負荷側電流のゲインと前記電源側電流のゲインとを比較し、この比較結果で前記電源側電流と前記負荷側電流とのゲイン差が所定以下の時は、前記電源側電流のゲインに基づいて前記インバータ回路の交流電圧波形を制御する制御装置と、を備えたものである。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明はインバータを用いた電動機の電流検出装置およびそれを用いた空気調和機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の電動機の制御装置は、インバータ回路から電動機へ流れる電流をＡＣＣＴ等の電流センサで検出し、この検出電流に基づいてインバータ回路から出力される交流電圧波形を制御しているため、特に、電動機の低下回転速度時に発生するセンサの磁気飽和の影響を受けた状態で運転するものとなっていた。
なお、このＡＣＣＴセンサの代わりにＤＣＣＴカレントトランス（以下：ＤＣＣＴ）を使用し、正確に電流を検出して安定した運転を行うようにしても良いが、価格が高くなる。
【０００３】
また、インバータ回路の電源側にシャント抵抗２を用いて、このシャント抵抗２に発生する電源側電流でインバータ回路から出力される交流電圧波形を制御するものもあるが、このようなものでは電源側電流にノイズが重畳した時は、このノイズが重畳した電源側電流で制御するため、出力交流電圧波形の大きさ、位相がズレた状態の電動機の回転数で運転している（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
【特許文献１】
特開平３−２３０７６７号公報（第３−５頁、第１図）
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
上記説明したように、従来の電動機の制御装置においては、センサの磁気飽和の影響を受けた状態で運転されたり、或いはノイズが重畳した状態で運転されるため、安定した運転ができないという問題があった。
【０００６】
この発明は、上記のような問題点を解決するためになされたもので、電動機の出力トルク（出力電圧波形）を最適に維持する電動機の制御装置を得ることを目的とする。
【０００７】
また、電動機の出力トルク（出力電圧波形）を最適に維持しながら電気的損失を防止する電動機の制御装置を得ることを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
この発明の電動機の制御装置又はそれを用いた空気調和機においては、直流電源にシャント抵抗部を介して接続され、前記直流電圧を交流電圧に変換して電動機へ供給するインバータ回路と、このインバータ回路の電源側電流を前記シャント抵抗部を介して検出する電流検出回路と、前記インバータ回路の負荷側電流を検出して当該負荷側電流のゲインを演算する負荷側ゲイン演算部と、この負荷側ゲイン演算部の前記負荷側電流のゲインと前記電源側電流のゲインとを比較し、この比較結果で前記電源側電流と前記負荷側電流とのゲイン差が所定以下の時は、前記電源側電流のゲインに基づいて前記インバータ回路の交流電圧波形を制御する制御装置と、を備えたものである。
【０００９】
また、前記制御装置が、前記ゲイン差が所定以上の時は、前記負荷側電流のゲインに基づいて前記インバータ回路の交流電圧波形を制御する制御装置と、を備えたものである。
【００１０】
また、前記電流検出回路が、前記インバータ回路のスイッチング素子切替動作直前のタイミングで前記電源側電流を検出するものである。
【００１１】
また、直流電源にシャント抵抗部を介して接続され、前記直流電圧を交流電圧に変換して電動機へ供給するインバータ回路と、このインバータ回路の電源側電流を前記シャント抵抗部を介して検出する電流検出回路と、前記インバータ回路の負荷側電流を検出して当該負荷側電流のゲインを演算する負荷側ゲイン演算部と、この負荷側ゲイン演算部の前記負荷側電流又は前記電源側電流のゲインに基づいて前記インバータ回路の交流電圧波形を制御する制御装置と、を備え、前記制御装置が、前記電動機の回転数が予め設定された回転数以上の時は、前記負荷側電流のゲインを基に、また、前記電動機の回転数が予め設定された回転数以下の時は、前記電源側電流のゲインを基に制御するものである。
【００１２】
また、直流電源にシャント抵抗部を介して接続され、前記直流電圧を交流電圧に変換して電動機へ供給するインバータ回路と、このインバータ回路の電源側電流を前記シャント抵抗部を介して検出する電流検出回路と、前記インバータ回路の負荷側電流を検出して当該負荷側電流のゲインを演算する負荷側ゲイン演算部と、この負荷側ゲイン演算部の前記負荷側電流又は前記電源側電流のゲインに基づいて前記インバータ回路の交流電圧波形を制御する制御装置と、を備え、前記制御装置が、前記電動機の電流が予め設定された電流以上の時は、前記負荷側電流のゲインを基に、また、前記電動機の電流が予め設定された電流以下の時は、前記電源側電流のゲインを基に制御するものである。
【００１３】
また、直流電源にシャント抵抗部を介して接続され、前記直流電圧を交流電圧に変換して電動機へ供給するインバータ回路と、このインバータ回路の電源側電流を前記シャント抵抗部を介して検出する電流検出回路と、前記インバータ回路の負荷側電流を検出して当該負荷側電流のゲインを演算する負荷側ゲイン演算部と、この負荷側ゲイン演算部の前記負荷側電流又は前記電源側電流のゲインに基づいて前記インバータ回路の交流電圧波形を制御する制御装置と、を備え、前記制御装置が、前記電源側電流の位相角度が予め設定された位相角度以内の時は、前記負荷側電流のゲインを基に、また、前記位相角度が予め設定された位相角度以外の時は、前記電源側電流のゲインを基に制御するものである。
【００１４】
また、増幅器が、前記電流検出回路と前記制御装置との間に設けられ、前記シャント抵抗部の抵抗値を小さくした分だけ前記電源側電流を増幅するものである。
【００１５】
また、前記請求項１から７の電動機の制御装置が、圧縮機の電動機に用いられたものである。
【００１６】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
この発明の実施の形態１について図１を用いながら説明する。
この図において、１は直流電源、２はこの直流電源１のグランド相に設けられたシャント抵抗、３はこのシャント抵抗２に発生する電源側電流（電圧信号含）を検出する電流検出回路、４はこの電流検出回路３を介して直流電源に接続され、直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路であり、このインバータ回路４は３相電圧波形を生成する各スイッチング素子（Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐ，Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎ）を具備している。
【００１７】
また、５はこのインバータ回路４に接続された圧縮機等の電動機、６はこの電動機５とインバータ回路４との配線間に設けられたインバータ回路４の負荷側電流を検出する電流センサ部６ａ（例えばＡＣＣＴ）を具備し、このセンサ部６ａからの負荷側電流のゲイン値を演算する負荷側ゲイン演算部、７はこの負荷側ゲイン演算部６の演算結果（負荷側電流ゲイン値）と電流検出回路３の電流から演算した電源側電流のゲイン値とを比較し、この比較結果に基づいて電動機５ヘの出力電圧波形を負荷側電流のゲイン値で制御したり、或いは電源側電流のゲイン値で制御したりするインバータ制御部である。
【００１８】
次に、このように構成された動作について図１から３を用いて説明する。
まず、直流電源１が投入されると、図３の如く、インバータ回路４のスイッチング素子は正弦波ベクトル法に基づいて駆動される。
その結果、シャント抵抗２に発生する電流信号又は電圧信号は図３の如くなる。
なお、この図におけるカッコ内の３桁の数字（１００）は左から順にＵ、Ｖ、Ｗの各相のＯＮ−ＯＦＦ状態を示した数字であり、この数字が１であれば、上アームのスイッチング素子がＯＮで下アームのスイッチング素子がＯＦＦ状態であることを示し、この数字が０であれば、下アームのスイッチング素子がＯＮで上アームのスイッチング素子がＯＦＦ状態になっていることを示す。
また、この図において、スイッチング素子の上下アーム短絡防止時間であるデッドタイム（Ｔｄ）は説明を簡単にするため省略している。
【００１９】
また、この電動機５を順方向（時計回り方向）へ回転させて正弦波電流を発生させるためには、インバータ回路４の出力電圧ＶｋのベクトルをＡ→Ｂ→…→Ｆ→Ａの順で回転するようにスイッチング素子の動作を正弦波ベクトル法に基づいてインバータ制御部７は制御する。
【００２０】
その結果、Ｖｋベクトルが図３のＡ区間内にある時は、このＶｋベクトルは図４の如く、Ａ区間両端の（１００）ベクトルと（１１０）ベクトルの合成によって生成されると共に、その回転角度θに対する各相の電源電流の検出タイミング時間ｔ１、ｔ２、ｔ３、ｔ４は下記の（１）式から（３）式の通りとなるので、検出タイミング時間と回転角度との関係からＶｋベクトル（電流×電圧）を求めることができる。
【００２１】
以下に、これらの式を記載する。
Ｋ＝Ｖｉｎ／Ｖｄｃ
ａ１＝ｔ１×２＋ｔ４＝（１−Ｋｓｉｎ（θ＋６０°））・Ｔ （１）
ａ２＝ｔ２×２＝Ｋ・Ｔ・ｓｉｎ（６０°―θ） （２）
ａ３＝ｔ３×２＝Ｋ・Ｔ・ｓｉｎθ （３）
なお、これらの式において、Ｖｉｎは電動機への印加電圧、Ｖｄｃは母線電圧、Ｔはキャリア周期を示す。
【００２２】
しかも、このＶｋベクトルがＡ区間（０°から６０°）のｔ１にある時は、正弦波ベクトル法に基づいてインバータ制御部７は図３の如くスイッチング素子Ｕｐ、Ｖｐ、ＷｐをＯＦＦにする指令を出し、また、ｔ４にある時は、スイッチング素子Ｕｎ、Ｖｎ、ＷｎをＯＦＦにする指令を出すので、ベクトルがゼロとなり、電流がシャント抵抗２に流れなくなるため、電流検出回路３はゼロ電流を検出する。言い換えれば、電流を検出しない。
【００２３】
しかし、このＡ区間のｔ２において、インバータ制御部７はＵｐ，Ｖｎ，Ｗｎ相のスイッチング素子をＯＮにする指令を出し、かつ、その位相角度が小さいので、ｔ２の時間が長くなり、その結果、図３の如く、電流検出回路３はインバータ回路のＵ相の電源側電流を精度良く検出することになる。
また、ｔ３においては、Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｎ相のスイッチング素をＯＮにする指令を出し、かつ、その位相角度が小さいので、その結果、ｔ３の時間が長くなり、電流検出回路３はインバータ回路のＷ相の電源側電流を精度良く検出することになる。
【００２４】
次に、これらの検出した電源側電流をインバータ制御部７へ送信するので、これらのデータを受信したインバータ制御部７は、Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０の式に入れ、Ｖ相の電流Ｉｖを算出して求め、各相の電流を把握する。
【００２５】
次に、このＡ区間の動作が終了すると、インバータ制御部７は、次の区間Ｂ以降の区間においても同じように、正弦波ベクトル法に基づいて各スイチング素子を駆動させ、全ての区間ＡからＦにおけるＵ、Ｖ、Ｗ相の各電流を把握する。
【００２６】
一方、負荷側ゲイン演算部６は、電動機線（インバータ回路の負荷側線）に設けられたＡＣＣＴ又はＤＣＣＴ等の電流検出ぶ６ａが検出した電動機電流値（負荷側電流値）からゲイン値Ａを下記のようにして求め、この求めたゲイン値Ａをインバータ制御部７へ送信する。
【００２７】
即ち、一般的に、ゲインＡは電動機電流をＩ、その時の位相角度をθとすると、その時の電動機電流は図２の如く正弦波に近い波形となり、それらの互いの関係は近似的にＩ＝Ａ×ｓｉｎθの関係が成立し、しかも、この式の位相角度θは電動機の回転数が決まれば、決まる角速度ωと時間ｔとから、θ＝ω×ｔの式を用いて求めることができるので、電動機に要求された回転数におけるキャリア周期の微少時間毎の電流データを電流センサ部６ａで検出し、その検出結果と前述の求めた位相角度θとから上記式からゲインＡを求め、この求めたゲイン値Ａをインバータ制御部７へ送信する。
【００２８】
次に、この負荷側ゲイン演算部６から送信されたゲイン値Ａと、前述のシャント抵抗２に発生した電流値から求めたゲインをインバータ制御部７は比較するために、そのインバータ制御部７の電源側ゲイン算出部７ａで、前述のシャント抵抗２に発生したある相（Ｕ相でも、Ｖ相でもＷ相でも構わない）の電源側電流Ｉとその位相角度θを、Ａｓ＝Ｉ÷ｓｉｎθに代入して、電源側電流のゲインＡｓを算出し、この算出したゲインＡｓと負荷側ゲイン演算部６からのゲインＡとを比較して、両者の差が所定上大きい場合は、シャント抵抗２の電流にノイズが重畳して、ゲインズレが生じたとインバータ制御部７は判断し、インバータ回路の負荷側ゲインＡの電流を基に、インバータ回路からの出力電圧波形（出力電圧の大きさと位相）をインバータ制御部７はスイッチング素子の動作を介して制御するので、ノイズの影響を受けずに精度の良い電動機の制御を行うことができる。
【００２９】
また、ゲインＡとＡｓの差が所定以下の時は、ゲインＡｓの電流に基づいてインバータ回路からの出力電圧波形（出力電圧の大きさと位相）をインバータ制御部７はスイッチング素子の動作を介して制御するので、言い換えれば、ＡＣＣＴ又はＤＣＣＴ等から検出した電流ゲインＡ に基づいて制御しないので、特に低速回転時における電流センサ部６ａ（ＡＣＣＴ等）の磁気飽和の影響を受けたり、或いは高価なセンサを用いずに、電動機の動作を精度良く制御することとなる。
【００３０】
以上説明したように、この実施の形態１における電動機の制御装置においては、インバータ制御部７が、ＡＣＣＴ又はＤＣＣＴ等の電流から算出した電動機線のゲインＡとシャント抵抗２の電流から算出したゲインＡｓとを比較し、この比較結果で両者に所定以上の差がある時は、電動機へ供給する電圧波形をゲインＡに基づいて制御し、所定以上の差がない時は、ゲインＡｓに基づいて制御するようにしたので、シャント抵抗２のノイズの影響を受けたり、或いは、電流検出センサ部６ａ（ＡＣＣＴ等）の磁気飽和の影響を受けたりすることなく、電気的損失を防止しながら電動機の動作を最適に維持する経済的な電動機の制御装置が得られる。
【００３１】
なお、前述の算出ゲインＡにバラツキが見られ、電流変動に比べて充分に処理時間が取れる場合は、算出ゲインＡの平均値を求め、この求めた平均ゲイン値ＡＶで処理するようにすると、更に精度が良くなる。
【００３２】
また、これ以外のゲインの選定方法として、負荷側ゲイン演算部６のゲインＡとシャント抵抗に基づくゲインＡｓとに大きな差が無い場合は両者の平均値をゲイン値として選定し、この選定結果の電動機電流Ｉに基づいて制御するようにしても良い。
即ち、Ｉ＝１／２×（Ａ＋Ａｓ）×ｓｉｎθの算出結果基づいて制御するようにしてもほぼ同じ効果が得られる。
【００３３】
実施の形態２．
この実施の形態２においては、実施の形態１において、電流検出回路３がインバータ回路の電源側電流を検出する時，スイッチング素子のオン・オフ動作によって生じるノイズの影響を除去するようにしたものである。
【００３４】
次に、この動作について説明する。
まず、インバータ制御部７から出力されたスイッチング素子のオン・オフ駆動信号を受けて、電流検出回路３がインバータ回路４の電源側電流を検出する時、図６に示すように、スイッチングの切替え（タイマーの切替え）直後、言い換えれば、タイマーｔ２からｔ３に、ｔ３からｔ４に切替えた後に電源側電流を検出すると、スイッチングによるノイズが発生し、このノイズを含んだ電流を検出することになる。しかも、このノイズは切替後に徐々に減衰するものの、図６の如くしばらく残存するため、結局はノイズの影響を受けた電流を検出することになる。
【００３５】
しかし、タイマー切替え前の検出タイミングでは、図５の如くノイズが発生せず、ノイズの影響を受けないため、このタイミングで電流検出回路３が電源側電流を検出し、この検出結果からインバータ制御部が電源側ゲインを演算するようにすると、ノイズの影響を受けないゲインが得られることになる。
【００３６】
なお、このように電流を検出しても、タイマー幅（例えばｔ３）が短ければ、ｔ４直前のｔ３で電流を検出しても、ｔ３への切替後のノイズが残存し、この残存ノイズが重畳して電流の大きさや位相がずれたりする可能性もあるため、各相（Ｕ、Ｖ、Ｗ）における負荷側ゲイン演算部の負荷側電流のゲインＡと電源側電流のゲインＡｓとを比較して、ＡとＡｓの差が大きい場合は、Ａを基に、インバータ回路の出力電圧波形を制御し、ＡとＡｓの差が小さい時は、Ａｓを基に制御すると、ノイズや磁気飽和の影響を受けないで済む。
【００３７】
以上説明したように、スイッチングの切替前に電源側電流を検出し、この検出結果からゲインＡを算出し、この算出結果Ａを基にＡｓと比較するようにすると、ノイズの影響を受けずに正確な電流を検出して制御するようになるため、電動機の動作を精度良く制御する電動機の制御装置が得られることになる。
【００３８】
実施の形態３
この実施の形態３においては、図６の如く、電動機の回転数や電流値、或いは位相角度からゲインを電源側電流のゲインＡｓへ切換えたり、或いは、負荷側電流のゲインＡへ切換えたりして、インバータ回路の出力電圧波形を制御するものである。
なお、図６はゲインの切替手段を表した図である。
【００３９】
次に、この動作について説明する。
まず、インバータ制御部７がシャント抵抗２により検出した電源側電流のゲインＡｓと負荷側電流のゲインＡとが異なると判断した時には、図６のゲイン切替えスイッチ１６をオンにして、シャント抵抗２により検出した電流のゲインＡｓを負荷側ゲイン演算部６が算出したゲインＡに置き換える。
なお、このスイッチ１６をオンにするタイミングは、電動機の回転数が予め設定された回転数よりも高くなったり、或いは、電動機の電流値が予め設定された電流値よりも大きくなったり、或いは、図３の位相角度が６０°毎の切替区間の所定の付近角度に来た場合等である。
【００４０】
即ち、例えば、電動機の回転数（周波数）が予め設定された回転数よりも高くなった状態で、特に、電流センサとして磁気飽和成分を持つＡＣＣＴを使用した場合は、シャント抵抗２によって発生する電源側電流に比べて、電流の検出精度が良くなるため、ＡＣＣＴで検出した負荷側電流に基づいてインバータ回路の出力電圧波形を制御した方が良いからである。
【００４１】
また、電流値が予め設定された電流値も大きい場合は、スイッチング素子へ流れる電流が大きくなり、その結果、ノイズが減衰するまでの時間が長くなり、シャント抵抗２により検出した電源側電流に、ノイズが重畳し易くなり、検出精度が低下する恐れがあるので、負荷側電流に基づいてインバータ回路の出力電圧波形を制御した方が良いからである。
【００４２】
また、位相角度が図３の６０°毎の区間切替え付近にある時は、即ち、図７の斜線範囲内（予め設定された以内）にある時は、検出時間が制約され、電源側電流の検出精度が低下するため、やはり、負荷側電流に基づいてインバータ回路の出力電圧波形を制御した方が良いからである。
【００４３】
しかし、これらの電動機の回転数や電流値が予め設定された以下の時、或いは位相角度が予め設定された以外の時は、逆に、検出手段（ＡＣＣＴ）の磁気飽和成分の影響で精度が悪くなるため、電源側電流のゲインＡｓに基づいてインバータ回路の出力電圧波形を制御した方が良い。
【００４４】
以上説明したように、電動機の回転数や電流値、或いは位相角度が予め設定された範囲以内の時は、電源側電流のゲインＡｓに基づいてインバータ回路の出力電圧波形を制御し、また、電動機の回転数や電流値、或いは位相角度が予め設定された範囲以外の時は、負荷側電流に基づいてインバータ回路の出力電圧波形を制御するようにしたので、簡単な制御で、ノイズや磁気飽和の影響を受けずに精度良く電圧波形を出力するようになるため、信頼性が高く、使い勝手の良い電動機の制御装置が得られる。
【００４５】
実施の形態４．
この実施の形態４においては、実施の形態１から３において、図８の如く、電流検出回路３の電源側電流を自在に可変増幅する増幅器１０を設け、この増幅器１０により電動機５の負荷容量に応じてシャント抵抗２の抵抗値を調整できるようにしたものである。
【００４６】
まず、一般的に、増幅器はノイズの影響を受けや易く、しかも、増幅器８を挿入すると、シャント抵抗２単体の時に比べてノイズも増幅され、ノイズレベルが大きくなり、検出電流信号が隠蔽されてしまうので、電流を精度良く検出できなくなる。
【００４７】
また、一般的に、シャント抵抗２は電動機の負荷容量に応じて選定されるものの、その選定シャント抵抗値は、負荷容量が大きい時には、電流レベルも大きくなるため、小さな値のシャント抵抗が選定され、逆に、負荷容量が小さい時には、電流レベルが小さくなるため、検出精度の関係から大きな値のシャント抵抗が選定され、ほぼ同じ検出レベルとなるように選定されているので、特に、負荷容量が大きい時にはシャント抵抗による発熱量が多くなり、熱損失が多くなる。
【００４８】
従って、シャント抵抗の熱損失を小さくしながら、増幅率を上げてもノイズの影響を受けないでインバータ回路の出力電圧波形を精度良く制御するためには、電流検出回路３の電源側電流を可変自在に増幅する増幅器１０を設け、かつシャント抵抗２の抵抗値を、例えば、増幅器１０がない時のシャント抵抗値よりも数倍小さな値（ミリΩ）となるようにして、この小さなシャント抵抗に発生する電源側電流を増幅器１０によって上げ、この上げた電源側電流と負荷側電流とをインバータ制御部７が比較し、この比較結果で両者に所定以上の差がない時は、電動機へ供給する電圧波形をゲイン Ａｓに基づいて制御し、所定以上の差がある時は、ゲインＡに基づいて制御するようにする。
【００４９】
即ち、シャント抵抗２がノイズの影響を受けて電源側電流が大きくなつた時は、電動機へ供給する電圧波形をゲインＡに基づいて制御し、また、シャント抵抗２がノイズの影響を受け無い時はゲイン Ａｓに基づいて制御するため、電気的熱損失を防止しながらノイズや磁気飽和の影響を排除して電動機の動作を最適に維持する経済的な電動機の制御装置が得られる。
【００５０】
実施の形態５．
この実施の形態５においては、図９の如く、実施の形態１から４のいずれかの電動機の制御装置を空気調和機の圧縮機の電動機に用いたものである。
【００５１】
なお、このようにすると、室内温度や外気温度、或いは空気調和機の機能が冷房から暖房に変わったり、負荷変動が激しく変化しても、圧縮機の電動機の動作を最適に維持できるため、信頼性の高い空気調和機が得られる。
【００５２】
【発明の効果】
この発明は、以上説明したように構成されているので、以下に示すような効果を奏する。
【００５３】
直流電源にシャント抵抗部を介して接続され、前記直流電圧を交流電圧に変換して電動機へ供給するインバータ回路と、このインバータ回路の電源側電流を前記シャント抵抗部を介して検出する電流検出回路と、前記インバータ回路の負荷側電流を検出して当該負荷側電流のゲインを演算する負荷側ゲイン演算部と、この負荷側ゲイン演算部の前記負荷側電流のゲインと前記電源側電流のゲインとを比較し、この比較結果で前記電源側電流と前記負荷側電流とのゲイン差が所定以下の時は、前記電源側電流のゲインに基づいて前記インバータ回路の交流電圧波形を制御する制御装置と、を備えたので、電流検出センサ部６ａ（ＡＣＣＴ等）の磁気飽和の影響を受けることなく、電動機の動作を最適に維持する経済的な電動機の制御装置が得られる。
【００５４】
また、前記制御装置が、前記ゲイン差が所定以上の時は、前記負荷側電流のゲインに基づいて前記インバータ回路の交流電圧波形を制御する制御装置と、を備えたので、シャント抵抗のノイズの影響を受けることなく、電動機の動作を最適に維持する経済的な電動機の制御装置が得られる。
【００５５】
また、前記電流検出回路が、前記インバータ回路のスイッチング素子切替動作直前のタイミングで前記電源側電流を検出するので、更に、ノイズの影響を受けずに、電動機の動作を最適に維持する電動機の制御装置が得られる。
【００５６】
また、直流電源にシャント抵抗部を介して接続され、前記直流電圧を交流電圧に変換して電動機へ供給するインバータ回路と、このインバータ回路の電源側電流を前記シャント抵抗部を介して検出する電流検出回路と、前記インバータ回路の負荷側電流を検出して当該負荷側電流のゲインを演算する負荷側ゲイン演算部と、この負荷側ゲイン演算部の前記負荷側電流又は前記電源側電流のゲインに基づいて前記インバータ回路の交流電圧波形を制御する制御装置と、を備え、前記制御装置が、前記電動機の回転数が予め設定された回転数以上の時は、前記負荷側電流のゲインを基に、また、前記電動機の回転数が予め設定された回転数以下の時は、前記電源側電流のゲインを基に制御するので、簡単な制御で、ノイズや磁気飽和の影響を受けずに精度良く電圧波形を出力するようになるため、信頼性が高く、使い勝手の良い電動機の制御装置が得られる。
【００５７】
また、直流電源にシャント抵抗部を介して接続され、前記直流電圧を交流電圧に変換して電動機へ供給するインバータ回路と、このインバータ回路の電源側電流を前記シャント抵抗部を介して検出する電流検出回路と、前記インバータ回路の負荷側電流を検出して当該負荷側電流のゲインを演算する負荷側ゲイン演算部と、この負荷側ゲイン演算部の前記負荷側電流又は前記電源側電流のゲインに基づいて前記インバータ回路の交流電圧波形を制御する制御装置と、を備え、前記制御装置が、前記電動機の電流が予め設定された電流以上の時は、前記負荷側電流のゲインを基に、また、前記電動機の電流が予め設定された電流以下の時は、前記電源側電流のゲインを基に制御するので、簡単な制御で、ノイズや磁気飽和の影響を受けずに精度良く電圧波形を出力するようになるため、信頼性が高く、使い勝手の良い電動機の制御装置が得られる。
【００５８】
また、直流電源にシャント抵抗部を介して接続され、前記直流電圧を交流電圧に変換して電動機へ供給するインバータ回路と、このインバータ回路の電源側電流を前記シャント抵抗部を介して検出する電流検出回路と、前記インバータ回路の負荷側電流を検出して当該負荷側電流のゲインを演算する負荷側ゲイン演算部と、この負荷側ゲイン演算部の前記負荷側電流又は前記電源側電流のゲインに基づいて前記インバータ回路の交流電圧波形を制御する制御装置と、を備え、前記制御装置が、前記電源側電流の位相角度が予め設定された位相角度以内の時は、前記負荷側電流のゲインを基に、また、前記位相角度が予め設定された位相角度以外の時は、前記電源側電流のゲインを基に制御するので、簡単な制御で、ノイズや磁気飽和の影響を受けずに精度良く電圧波形を出力するようになるため、信頼性が高く、使い勝手の良い電動機の制御装置が得られる。
【００５９】
また、増幅器が、前記電流検出回路と前記制御装置との間に設けられ、前記シャント抵抗部の抵抗値を小さくした分だけ前記電源側電流を増幅するので、熱損失を防止しながらノイズや磁気飽和の影響を排除して電動機の動作を最適に維持する経済的な電動機の制御装置が得られる。
【００６０】
また、前記請求項１から７の電動機の制御装置が、圧縮機の電動機に用いられたので、負荷変動が激しく変化しても、圧縮機の電動機の動作を最適に維持できる信頼性の高い空気調和機が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１における電動機の制御装置の構成図である。
【図２】この発明の実施の形態１における負荷側電流の波形図である。
【図３】この発明の空間ベクトル制御法のタイマーと電源電流との関係を示した図で、（ａ）はＶｋベクトル区間の説明図、（ｂ）はＡ区間のタイマーと電源電流との関係を示した説明図、（ｃ）はＢ区間のタイマーと電源電流との関係を示した説明図、（ｄ）はＣ区間のタイマーと電源電流との関係を示した説明図、（ｅ）はＤ区間のタイマーと電源電流との関係を示した説明図、（ｆ）はＥ区間のタイマーと電源電流との関係を示した説明図、（ｇ）はＦ区間のタイマーと電源電流との関係を示した説明図である。
【図４】この発明の実施の形態１における位相角度に対する波形の大きさを示した図である。
【図５】この発明の実施の形態２におけるスイッチング駆動タイミングとノイズ発生との関係を示した図である。
【図６】この発明の実施の形態３における切替手段の概略構成形図である。
【図７】この発明の実施の形態３における位相角度に対するスイッチング駆動タイミングの範囲を示した図である。
【図８】この発明の実施の形態４における増幅手段の概略構成形図である。
【図９】この発明の実施の形態５における本願発明の電動機の制御装置を用いた空気調和機の構成図である。
【符号の説明】
１ 直流電源， ２ シャント抵抗， ３ 電流検出回路， ４ インバータ回路， ５ 電動機， ６ 負荷側ゲイン演算部、 ７ インバータ制御部、 ７ａ 算出部、１０ 増幅器。
【発明の属する技術分野】
この発明はインバータを用いた電動機の電流検出装置およびそれを用いた空気調和機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の電動機の制御装置は、インバータ回路から電動機へ流れる電流をＡＣＣＴ等の電流センサで検出し、この検出電流に基づいてインバータ回路から出力される交流電圧波形を制御しているため、特に、電動機の低下回転速度時に発生するセンサの磁気飽和の影響を受けた状態で運転するものとなっていた。
なお、このＡＣＣＴセンサの代わりにＤＣＣＴカレントトランス（以下：ＤＣＣＴ）を使用し、正確に電流を検出して安定した運転を行うようにしても良いが、価格が高くなる。
【０００３】
また、インバータ回路の電源側にシャント抵抗２を用いて、このシャント抵抗２に発生する電源側電流でインバータ回路から出力される交流電圧波形を制御するものもあるが、このようなものでは電源側電流にノイズが重畳した時は、このノイズが重畳した電源側電流で制御するため、出力交流電圧波形の大きさ、位相がズレた状態の電動機の回転数で運転している（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
【特許文献１】
特開平３−２３０７６７号公報（第３−５頁、第１図）
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
上記説明したように、従来の電動機の制御装置においては、センサの磁気飽和の影響を受けた状態で運転されたり、或いはノイズが重畳した状態で運転されるため、安定した運転ができないという問題があった。
【０００６】
この発明は、上記のような問題点を解決するためになされたもので、電動機の出力トルク（出力電圧波形）を最適に維持する電動機の制御装置を得ることを目的とする。
【０００７】
また、電動機の出力トルク（出力電圧波形）を最適に維持しながら電気的損失を防止する電動機の制御装置を得ることを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
この発明の電動機の制御装置又はそれを用いた空気調和機においては、直流電源にシャント抵抗部を介して接続され、前記直流電圧を交流電圧に変換して電動機へ供給するインバータ回路と、このインバータ回路の電源側電流を前記シャント抵抗部を介して検出する電流検出回路と、前記インバータ回路の負荷側電流を検出して当該負荷側電流のゲインを演算する負荷側ゲイン演算部と、この負荷側ゲイン演算部の前記負荷側電流のゲインと前記電源側電流のゲインとを比較し、この比較結果で前記電源側電流と前記負荷側電流とのゲイン差が所定以下の時は、前記電源側電流のゲインに基づいて前記インバータ回路の交流電圧波形を制御する制御装置と、を備えたものである。
【０００９】
また、前記制御装置が、前記ゲイン差が所定以上の時は、前記負荷側電流のゲインに基づいて前記インバータ回路の交流電圧波形を制御する制御装置と、を備えたものである。
【００１０】
また、前記電流検出回路が、前記インバータ回路のスイッチング素子切替動作直前のタイミングで前記電源側電流を検出するものである。
【００１１】
また、直流電源にシャント抵抗部を介して接続され、前記直流電圧を交流電圧に変換して電動機へ供給するインバータ回路と、このインバータ回路の電源側電流を前記シャント抵抗部を介して検出する電流検出回路と、前記インバータ回路の負荷側電流を検出して当該負荷側電流のゲインを演算する負荷側ゲイン演算部と、この負荷側ゲイン演算部の前記負荷側電流又は前記電源側電流のゲインに基づいて前記インバータ回路の交流電圧波形を制御する制御装置と、を備え、前記制御装置が、前記電動機の回転数が予め設定された回転数以上の時は、前記負荷側電流のゲインを基に、また、前記電動機の回転数が予め設定された回転数以下の時は、前記電源側電流のゲインを基に制御するものである。
【００１２】
また、直流電源にシャント抵抗部を介して接続され、前記直流電圧を交流電圧に変換して電動機へ供給するインバータ回路と、このインバータ回路の電源側電流を前記シャント抵抗部を介して検出する電流検出回路と、前記インバータ回路の負荷側電流を検出して当該負荷側電流のゲインを演算する負荷側ゲイン演算部と、この負荷側ゲイン演算部の前記負荷側電流又は前記電源側電流のゲインに基づいて前記インバータ回路の交流電圧波形を制御する制御装置と、を備え、前記制御装置が、前記電動機の電流が予め設定された電流以上の時は、前記負荷側電流のゲインを基に、また、前記電動機の電流が予め設定された電流以下の時は、前記電源側電流のゲインを基に制御するものである。
【００１３】
また、直流電源にシャント抵抗部を介して接続され、前記直流電圧を交流電圧に変換して電動機へ供給するインバータ回路と、このインバータ回路の電源側電流を前記シャント抵抗部を介して検出する電流検出回路と、前記インバータ回路の負荷側電流を検出して当該負荷側電流のゲインを演算する負荷側ゲイン演算部と、この負荷側ゲイン演算部の前記負荷側電流又は前記電源側電流のゲインに基づいて前記インバータ回路の交流電圧波形を制御する制御装置と、を備え、前記制御装置が、前記電源側電流の位相角度が予め設定された位相角度以内の時は、前記負荷側電流のゲインを基に、また、前記位相角度が予め設定された位相角度以外の時は、前記電源側電流のゲインを基に制御するものである。
【００１４】
また、増幅器が、前記電流検出回路と前記制御装置との間に設けられ、前記シャント抵抗部の抵抗値を小さくした分だけ前記電源側電流を増幅するものである。
【００１５】
また、前記請求項１から７の電動機の制御装置が、圧縮機の電動機に用いられたものである。
【００１６】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
この発明の実施の形態１について図１を用いながら説明する。
この図において、１は直流電源、２はこの直流電源１のグランド相に設けられたシャント抵抗、３はこのシャント抵抗２に発生する電源側電流（電圧信号含）を検出する電流検出回路、４はこの電流検出回路３を介して直流電源に接続され、直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路であり、このインバータ回路４は３相電圧波形を生成する各スイッチング素子（Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐ，Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎ）を具備している。
【００１７】
また、５はこのインバータ回路４に接続された圧縮機等の電動機、６はこの電動機５とインバータ回路４との配線間に設けられたインバータ回路４の負荷側電流を検出する電流センサ部６ａ（例えばＡＣＣＴ）を具備し、このセンサ部６ａからの負荷側電流のゲイン値を演算する負荷側ゲイン演算部、７はこの負荷側ゲイン演算部６の演算結果（負荷側電流ゲイン値）と電流検出回路３の電流から演算した電源側電流のゲイン値とを比較し、この比較結果に基づいて電動機５ヘの出力電圧波形を負荷側電流のゲイン値で制御したり、或いは電源側電流のゲイン値で制御したりするインバータ制御部である。
【００１８】
次に、このように構成された動作について図１から３を用いて説明する。
まず、直流電源１が投入されると、図３の如く、インバータ回路４のスイッチング素子は正弦波ベクトル法に基づいて駆動される。
その結果、シャント抵抗２に発生する電流信号又は電圧信号は図３の如くなる。
なお、この図におけるカッコ内の３桁の数字（１００）は左から順にＵ、Ｖ、Ｗの各相のＯＮ−ＯＦＦ状態を示した数字であり、この数字が１であれば、上アームのスイッチング素子がＯＮで下アームのスイッチング素子がＯＦＦ状態であることを示し、この数字が０であれば、下アームのスイッチング素子がＯＮで上アームのスイッチング素子がＯＦＦ状態になっていることを示す。
また、この図において、スイッチング素子の上下アーム短絡防止時間であるデッドタイム（Ｔｄ）は説明を簡単にするため省略している。
【００１９】
また、この電動機５を順方向（時計回り方向）へ回転させて正弦波電流を発生させるためには、インバータ回路４の出力電圧ＶｋのベクトルをＡ→Ｂ→…→Ｆ→Ａの順で回転するようにスイッチング素子の動作を正弦波ベクトル法に基づいてインバータ制御部７は制御する。
【００２０】
その結果、Ｖｋベクトルが図３のＡ区間内にある時は、このＶｋベクトルは図４の如く、Ａ区間両端の（１００）ベクトルと（１１０）ベクトルの合成によって生成されると共に、その回転角度θに対する各相の電源電流の検出タイミング時間ｔ１、ｔ２、ｔ３、ｔ４は下記の（１）式から（３）式の通りとなるので、検出タイミング時間と回転角度との関係からＶｋベクトル（電流×電圧）を求めることができる。
【００２１】
以下に、これらの式を記載する。
Ｋ＝Ｖｉｎ／Ｖｄｃ
ａ１＝ｔ１×２＋ｔ４＝（１−Ｋｓｉｎ（θ＋６０°））・Ｔ （１）
ａ２＝ｔ２×２＝Ｋ・Ｔ・ｓｉｎ（６０°―θ） （２）
ａ３＝ｔ３×２＝Ｋ・Ｔ・ｓｉｎθ （３）
なお、これらの式において、Ｖｉｎは電動機への印加電圧、Ｖｄｃは母線電圧、Ｔはキャリア周期を示す。
【００２２】
しかも、このＶｋベクトルがＡ区間（０°から６０°）のｔ１にある時は、正弦波ベクトル法に基づいてインバータ制御部７は図３の如くスイッチング素子Ｕｐ、Ｖｐ、ＷｐをＯＦＦにする指令を出し、また、ｔ４にある時は、スイッチング素子Ｕｎ、Ｖｎ、ＷｎをＯＦＦにする指令を出すので、ベクトルがゼロとなり、電流がシャント抵抗２に流れなくなるため、電流検出回路３はゼロ電流を検出する。言い換えれば、電流を検出しない。
【００２３】
しかし、このＡ区間のｔ２において、インバータ制御部７はＵｐ，Ｖｎ，Ｗｎ相のスイッチング素子をＯＮにする指令を出し、かつ、その位相角度が小さいので、ｔ２の時間が長くなり、その結果、図３の如く、電流検出回路３はインバータ回路のＵ相の電源側電流を精度良く検出することになる。
また、ｔ３においては、Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｎ相のスイッチング素をＯＮにする指令を出し、かつ、その位相角度が小さいので、その結果、ｔ３の時間が長くなり、電流検出回路３はインバータ回路のＷ相の電源側電流を精度良く検出することになる。
【００２４】
次に、これらの検出した電源側電流をインバータ制御部７へ送信するので、これらのデータを受信したインバータ制御部７は、Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０の式に入れ、Ｖ相の電流Ｉｖを算出して求め、各相の電流を把握する。
【００２５】
次に、このＡ区間の動作が終了すると、インバータ制御部７は、次の区間Ｂ以降の区間においても同じように、正弦波ベクトル法に基づいて各スイチング素子を駆動させ、全ての区間ＡからＦにおけるＵ、Ｖ、Ｗ相の各電流を把握する。
【００２６】
一方、負荷側ゲイン演算部６は、電動機線（インバータ回路の負荷側線）に設けられたＡＣＣＴ又はＤＣＣＴ等の電流検出ぶ６ａが検出した電動機電流値（負荷側電流値）からゲイン値Ａを下記のようにして求め、この求めたゲイン値Ａをインバータ制御部７へ送信する。
【００２７】
即ち、一般的に、ゲインＡは電動機電流をＩ、その時の位相角度をθとすると、その時の電動機電流は図２の如く正弦波に近い波形となり、それらの互いの関係は近似的にＩ＝Ａ×ｓｉｎθの関係が成立し、しかも、この式の位相角度θは電動機の回転数が決まれば、決まる角速度ωと時間ｔとから、θ＝ω×ｔの式を用いて求めることができるので、電動機に要求された回転数におけるキャリア周期の微少時間毎の電流データを電流センサ部６ａで検出し、その検出結果と前述の求めた位相角度θとから上記式からゲインＡを求め、この求めたゲイン値Ａをインバータ制御部７へ送信する。
【００２８】
次に、この負荷側ゲイン演算部６から送信されたゲイン値Ａと、前述のシャント抵抗２に発生した電流値から求めたゲインをインバータ制御部７は比較するために、そのインバータ制御部７の電源側ゲイン算出部７ａで、前述のシャント抵抗２に発生したある相（Ｕ相でも、Ｖ相でもＷ相でも構わない）の電源側電流Ｉとその位相角度θを、Ａｓ＝Ｉ÷ｓｉｎθに代入して、電源側電流のゲインＡｓを算出し、この算出したゲインＡｓと負荷側ゲイン演算部６からのゲインＡとを比較して、両者の差が所定上大きい場合は、シャント抵抗２の電流にノイズが重畳して、ゲインズレが生じたとインバータ制御部７は判断し、インバータ回路の負荷側ゲインＡの電流を基に、インバータ回路からの出力電圧波形（出力電圧の大きさと位相）をインバータ制御部７はスイッチング素子の動作を介して制御するので、ノイズの影響を受けずに精度の良い電動機の制御を行うことができる。
【００２９】
また、ゲインＡとＡｓの差が所定以下の時は、ゲインＡｓの電流に基づいてインバータ回路からの出力電圧波形（出力電圧の大きさと位相）をインバータ制御部７はスイッチング素子の動作を介して制御するので、言い換えれば、ＡＣＣＴ又はＤＣＣＴ等から検出した電流ゲインＡ に基づいて制御しないので、特に低速回転時における電流センサ部６ａ（ＡＣＣＴ等）の磁気飽和の影響を受けたり、或いは高価なセンサを用いずに、電動機の動作を精度良く制御することとなる。
【００３０】
以上説明したように、この実施の形態１における電動機の制御装置においては、インバータ制御部７が、ＡＣＣＴ又はＤＣＣＴ等の電流から算出した電動機線のゲインＡとシャント抵抗２の電流から算出したゲインＡｓとを比較し、この比較結果で両者に所定以上の差がある時は、電動機へ供給する電圧波形をゲインＡに基づいて制御し、所定以上の差がない時は、ゲインＡｓに基づいて制御するようにしたので、シャント抵抗２のノイズの影響を受けたり、或いは、電流検出センサ部６ａ（ＡＣＣＴ等）の磁気飽和の影響を受けたりすることなく、電気的損失を防止しながら電動機の動作を最適に維持する経済的な電動機の制御装置が得られる。
【００３１】
なお、前述の算出ゲインＡにバラツキが見られ、電流変動に比べて充分に処理時間が取れる場合は、算出ゲインＡの平均値を求め、この求めた平均ゲイン値ＡＶで処理するようにすると、更に精度が良くなる。
【００３２】
また、これ以外のゲインの選定方法として、負荷側ゲイン演算部６のゲインＡとシャント抵抗に基づくゲインＡｓとに大きな差が無い場合は両者の平均値をゲイン値として選定し、この選定結果の電動機電流Ｉに基づいて制御するようにしても良い。
即ち、Ｉ＝１／２×（Ａ＋Ａｓ）×ｓｉｎθの算出結果基づいて制御するようにしてもほぼ同じ効果が得られる。
【００３３】
実施の形態２．
この実施の形態２においては、実施の形態１において、電流検出回路３がインバータ回路の電源側電流を検出する時，スイッチング素子のオン・オフ動作によって生じるノイズの影響を除去するようにしたものである。
【００３４】
次に、この動作について説明する。
まず、インバータ制御部７から出力されたスイッチング素子のオン・オフ駆動信号を受けて、電流検出回路３がインバータ回路４の電源側電流を検出する時、図６に示すように、スイッチングの切替え（タイマーの切替え）直後、言い換えれば、タイマーｔ２からｔ３に、ｔ３からｔ４に切替えた後に電源側電流を検出すると、スイッチングによるノイズが発生し、このノイズを含んだ電流を検出することになる。しかも、このノイズは切替後に徐々に減衰するものの、図６の如くしばらく残存するため、結局はノイズの影響を受けた電流を検出することになる。
【００３５】
しかし、タイマー切替え前の検出タイミングでは、図５の如くノイズが発生せず、ノイズの影響を受けないため、このタイミングで電流検出回路３が電源側電流を検出し、この検出結果からインバータ制御部が電源側ゲインを演算するようにすると、ノイズの影響を受けないゲインが得られることになる。
【００３６】
なお、このように電流を検出しても、タイマー幅（例えばｔ３）が短ければ、ｔ４直前のｔ３で電流を検出しても、ｔ３への切替後のノイズが残存し、この残存ノイズが重畳して電流の大きさや位相がずれたりする可能性もあるため、各相（Ｕ、Ｖ、Ｗ）における負荷側ゲイン演算部の負荷側電流のゲインＡと電源側電流のゲインＡｓとを比較して、ＡとＡｓの差が大きい場合は、Ａを基に、インバータ回路の出力電圧波形を制御し、ＡとＡｓの差が小さい時は、Ａｓを基に制御すると、ノイズや磁気飽和の影響を受けないで済む。
【００３７】
以上説明したように、スイッチングの切替前に電源側電流を検出し、この検出結果からゲインＡを算出し、この算出結果Ａを基にＡｓと比較するようにすると、ノイズの影響を受けずに正確な電流を検出して制御するようになるため、電動機の動作を精度良く制御する電動機の制御装置が得られることになる。
【００３８】
実施の形態３
この実施の形態３においては、図６の如く、電動機の回転数や電流値、或いは位相角度からゲインを電源側電流のゲインＡｓへ切換えたり、或いは、負荷側電流のゲインＡへ切換えたりして、インバータ回路の出力電圧波形を制御するものである。
なお、図６はゲインの切替手段を表した図である。
【００３９】
次に、この動作について説明する。
まず、インバータ制御部７がシャント抵抗２により検出した電源側電流のゲインＡｓと負荷側電流のゲインＡとが異なると判断した時には、図６のゲイン切替えスイッチ１６をオンにして、シャント抵抗２により検出した電流のゲインＡｓを負荷側ゲイン演算部６が算出したゲインＡに置き換える。
なお、このスイッチ１６をオンにするタイミングは、電動機の回転数が予め設定された回転数よりも高くなったり、或いは、電動機の電流値が予め設定された電流値よりも大きくなったり、或いは、図３の位相角度が６０°毎の切替区間の所定の付近角度に来た場合等である。
【００４０】
即ち、例えば、電動機の回転数（周波数）が予め設定された回転数よりも高くなった状態で、特に、電流センサとして磁気飽和成分を持つＡＣＣＴを使用した場合は、シャント抵抗２によって発生する電源側電流に比べて、電流の検出精度が良くなるため、ＡＣＣＴで検出した負荷側電流に基づいてインバータ回路の出力電圧波形を制御した方が良いからである。
【００４１】
また、電流値が予め設定された電流値も大きい場合は、スイッチング素子へ流れる電流が大きくなり、その結果、ノイズが減衰するまでの時間が長くなり、シャント抵抗２により検出した電源側電流に、ノイズが重畳し易くなり、検出精度が低下する恐れがあるので、負荷側電流に基づいてインバータ回路の出力電圧波形を制御した方が良いからである。
【００４２】
また、位相角度が図３の６０°毎の区間切替え付近にある時は、即ち、図７の斜線範囲内（予め設定された以内）にある時は、検出時間が制約され、電源側電流の検出精度が低下するため、やはり、負荷側電流に基づいてインバータ回路の出力電圧波形を制御した方が良いからである。
【００４３】
しかし、これらの電動機の回転数や電流値が予め設定された以下の時、或いは位相角度が予め設定された以外の時は、逆に、検出手段（ＡＣＣＴ）の磁気飽和成分の影響で精度が悪くなるため、電源側電流のゲインＡｓに基づいてインバータ回路の出力電圧波形を制御した方が良い。
【００４４】
以上説明したように、電動機の回転数や電流値、或いは位相角度が予め設定された範囲以内の時は、電源側電流のゲインＡｓに基づいてインバータ回路の出力電圧波形を制御し、また、電動機の回転数や電流値、或いは位相角度が予め設定された範囲以外の時は、負荷側電流に基づいてインバータ回路の出力電圧波形を制御するようにしたので、簡単な制御で、ノイズや磁気飽和の影響を受けずに精度良く電圧波形を出力するようになるため、信頼性が高く、使い勝手の良い電動機の制御装置が得られる。
【００４５】
実施の形態４．
この実施の形態４においては、実施の形態１から３において、図８の如く、電流検出回路３の電源側電流を自在に可変増幅する増幅器１０を設け、この増幅器１０により電動機５の負荷容量に応じてシャント抵抗２の抵抗値を調整できるようにしたものである。
【００４６】
まず、一般的に、増幅器はノイズの影響を受けや易く、しかも、増幅器８を挿入すると、シャント抵抗２単体の時に比べてノイズも増幅され、ノイズレベルが大きくなり、検出電流信号が隠蔽されてしまうので、電流を精度良く検出できなくなる。
【００４７】
また、一般的に、シャント抵抗２は電動機の負荷容量に応じて選定されるものの、その選定シャント抵抗値は、負荷容量が大きい時には、電流レベルも大きくなるため、小さな値のシャント抵抗が選定され、逆に、負荷容量が小さい時には、電流レベルが小さくなるため、検出精度の関係から大きな値のシャント抵抗が選定され、ほぼ同じ検出レベルとなるように選定されているので、特に、負荷容量が大きい時にはシャント抵抗による発熱量が多くなり、熱損失が多くなる。
【００４８】
従って、シャント抵抗の熱損失を小さくしながら、増幅率を上げてもノイズの影響を受けないでインバータ回路の出力電圧波形を精度良く制御するためには、電流検出回路３の電源側電流を可変自在に増幅する増幅器１０を設け、かつシャント抵抗２の抵抗値を、例えば、増幅器１０がない時のシャント抵抗値よりも数倍小さな値（ミリΩ）となるようにして、この小さなシャント抵抗に発生する電源側電流を増幅器１０によって上げ、この上げた電源側電流と負荷側電流とをインバータ制御部７が比較し、この比較結果で両者に所定以上の差がない時は、電動機へ供給する電圧波形をゲイン Ａｓに基づいて制御し、所定以上の差がある時は、ゲインＡに基づいて制御するようにする。
【００４９】
即ち、シャント抵抗２がノイズの影響を受けて電源側電流が大きくなつた時は、電動機へ供給する電圧波形をゲインＡに基づいて制御し、また、シャント抵抗２がノイズの影響を受け無い時はゲイン Ａｓに基づいて制御するため、電気的熱損失を防止しながらノイズや磁気飽和の影響を排除して電動機の動作を最適に維持する経済的な電動機の制御装置が得られる。
【００５０】
実施の形態５．
この実施の形態５においては、図９の如く、実施の形態１から４のいずれかの電動機の制御装置を空気調和機の圧縮機の電動機に用いたものである。
【００５１】
なお、このようにすると、室内温度や外気温度、或いは空気調和機の機能が冷房から暖房に変わったり、負荷変動が激しく変化しても、圧縮機の電動機の動作を最適に維持できるため、信頼性の高い空気調和機が得られる。
【００５２】
【発明の効果】
この発明は、以上説明したように構成されているので、以下に示すような効果を奏する。
【００５３】
直流電源にシャント抵抗部を介して接続され、前記直流電圧を交流電圧に変換して電動機へ供給するインバータ回路と、このインバータ回路の電源側電流を前記シャント抵抗部を介して検出する電流検出回路と、前記インバータ回路の負荷側電流を検出して当該負荷側電流のゲインを演算する負荷側ゲイン演算部と、この負荷側ゲイン演算部の前記負荷側電流のゲインと前記電源側電流のゲインとを比較し、この比較結果で前記電源側電流と前記負荷側電流とのゲイン差が所定以下の時は、前記電源側電流のゲインに基づいて前記インバータ回路の交流電圧波形を制御する制御装置と、を備えたので、電流検出センサ部６ａ（ＡＣＣＴ等）の磁気飽和の影響を受けることなく、電動機の動作を最適に維持する経済的な電動機の制御装置が得られる。
【００５４】
また、前記制御装置が、前記ゲイン差が所定以上の時は、前記負荷側電流のゲインに基づいて前記インバータ回路の交流電圧波形を制御する制御装置と、を備えたので、シャント抵抗のノイズの影響を受けることなく、電動機の動作を最適に維持する経済的な電動機の制御装置が得られる。
【００５５】
また、前記電流検出回路が、前記インバータ回路のスイッチング素子切替動作直前のタイミングで前記電源側電流を検出するので、更に、ノイズの影響を受けずに、電動機の動作を最適に維持する電動機の制御装置が得られる。
【００５６】
また、直流電源にシャント抵抗部を介して接続され、前記直流電圧を交流電圧に変換して電動機へ供給するインバータ回路と、このインバータ回路の電源側電流を前記シャント抵抗部を介して検出する電流検出回路と、前記インバータ回路の負荷側電流を検出して当該負荷側電流のゲインを演算する負荷側ゲイン演算部と、この負荷側ゲイン演算部の前記負荷側電流又は前記電源側電流のゲインに基づいて前記インバータ回路の交流電圧波形を制御する制御装置と、を備え、前記制御装置が、前記電動機の回転数が予め設定された回転数以上の時は、前記負荷側電流のゲインを基に、また、前記電動機の回転数が予め設定された回転数以下の時は、前記電源側電流のゲインを基に制御するので、簡単な制御で、ノイズや磁気飽和の影響を受けずに精度良く電圧波形を出力するようになるため、信頼性が高く、使い勝手の良い電動機の制御装置が得られる。
【００５７】
また、直流電源にシャント抵抗部を介して接続され、前記直流電圧を交流電圧に変換して電動機へ供給するインバータ回路と、このインバータ回路の電源側電流を前記シャント抵抗部を介して検出する電流検出回路と、前記インバータ回路の負荷側電流を検出して当該負荷側電流のゲインを演算する負荷側ゲイン演算部と、この負荷側ゲイン演算部の前記負荷側電流又は前記電源側電流のゲインに基づいて前記インバータ回路の交流電圧波形を制御する制御装置と、を備え、前記制御装置が、前記電動機の電流が予め設定された電流以上の時は、前記負荷側電流のゲインを基に、また、前記電動機の電流が予め設定された電流以下の時は、前記電源側電流のゲインを基に制御するので、簡単な制御で、ノイズや磁気飽和の影響を受けずに精度良く電圧波形を出力するようになるため、信頼性が高く、使い勝手の良い電動機の制御装置が得られる。
【００５８】
また、直流電源にシャント抵抗部を介して接続され、前記直流電圧を交流電圧に変換して電動機へ供給するインバータ回路と、このインバータ回路の電源側電流を前記シャント抵抗部を介して検出する電流検出回路と、前記インバータ回路の負荷側電流を検出して当該負荷側電流のゲインを演算する負荷側ゲイン演算部と、この負荷側ゲイン演算部の前記負荷側電流又は前記電源側電流のゲインに基づいて前記インバータ回路の交流電圧波形を制御する制御装置と、を備え、前記制御装置が、前記電源側電流の位相角度が予め設定された位相角度以内の時は、前記負荷側電流のゲインを基に、また、前記位相角度が予め設定された位相角度以外の時は、前記電源側電流のゲインを基に制御するので、簡単な制御で、ノイズや磁気飽和の影響を受けずに精度良く電圧波形を出力するようになるため、信頼性が高く、使い勝手の良い電動機の制御装置が得られる。
【００５９】
また、増幅器が、前記電流検出回路と前記制御装置との間に設けられ、前記シャント抵抗部の抵抗値を小さくした分だけ前記電源側電流を増幅するので、熱損失を防止しながらノイズや磁気飽和の影響を排除して電動機の動作を最適に維持する経済的な電動機の制御装置が得られる。
【００６０】
また、前記請求項１から７の電動機の制御装置が、圧縮機の電動機に用いられたので、負荷変動が激しく変化しても、圧縮機の電動機の動作を最適に維持できる信頼性の高い空気調和機が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１における電動機の制御装置の構成図である。
【図２】この発明の実施の形態１における負荷側電流の波形図である。
【図３】この発明の空間ベクトル制御法のタイマーと電源電流との関係を示した図で、（ａ）はＶｋベクトル区間の説明図、（ｂ）はＡ区間のタイマーと電源電流との関係を示した説明図、（ｃ）はＢ区間のタイマーと電源電流との関係を示した説明図、（ｄ）はＣ区間のタイマーと電源電流との関係を示した説明図、（ｅ）はＤ区間のタイマーと電源電流との関係を示した説明図、（ｆ）はＥ区間のタイマーと電源電流との関係を示した説明図、（ｇ）はＦ区間のタイマーと電源電流との関係を示した説明図である。
【図４】この発明の実施の形態１における位相角度に対する波形の大きさを示した図である。
【図５】この発明の実施の形態２におけるスイッチング駆動タイミングとノイズ発生との関係を示した図である。
【図６】この発明の実施の形態３における切替手段の概略構成形図である。
【図７】この発明の実施の形態３における位相角度に対するスイッチング駆動タイミングの範囲を示した図である。
【図８】この発明の実施の形態４における増幅手段の概略構成形図である。
【図９】この発明の実施の形態５における本願発明の電動機の制御装置を用いた空気調和機の構成図である。
【符号の説明】
１ 直流電源， ２ シャント抵抗， ３ 電流検出回路， ４ インバータ回路， ５ 電動機， ６ 負荷側ゲイン演算部、 ７ インバータ制御部、 ７ａ 算出部、１０ 増幅器。
Claims (8)
- 直流電源にシャント抵抗部を介して接続され、前記直流電圧を交流電圧に変換して電動機へ供給するインバータ回路と、このインバータ回路の電源側電流を前記シャント抵抗部を介して検出する電流検出回路と、前記インバータ回路の負荷側電流を検出して当該負荷側電流のゲインを演算する負荷側ゲイン演算部と、この負荷側ゲイン演算部の前記負荷側電流のゲインと前記電源側電流のゲインとを比較し、この比較結果で前記電源側電流と前記負荷側電流とのゲイン差が所定以下の時は、前記電源側電流のゲインに基づいて前記インバータ回路の交流電圧波形を制御する制御装置と、を備えたことを特徴とする電動機の制御装置。
- 前記制御装置が、前記ゲイン差が所定以上の時は、前記負荷側電流のゲインに基づいて前記インバータ回路の交流電圧波形を制御する制御装置と、を備えたことを特徴とする請求項１に記載の電動機の制御装置。
- 前記電流検出回路が、前記インバータ回路のスイッチング素子切替動作直前のタイミングで前記電源側電流を検出することを特徴とする請求項１又は２に記載の電動機の制御装置。
- 直流電源にシャント抵抗部を介して接続され、前記直流電圧を交流電圧に変換して電動機へ供給するインバータ回路と、このインバータ回路の電源側電流を前記シャント抵抗部を介して検出する電流検出回路と、前記インバータ回路の負荷側電流を検出して当該負荷側電流のゲインを演算する負荷側ゲイン演算部と、この負荷側ゲイン演算部の前記負荷側電流又は前記電源側電流のゲインに基づいて前記インバータ回路の交流電圧波形を制御する制御装置と、を備え、前記制御装置が、前記電動機の回転数が予め設定された回転数以上の時は、前記負荷側電流のゲインを基に、また、前記電動機の回転数が予め設定された回転数以下の時は、前記電源側電流のゲインを基に制御することを特徴とする電動機の制御装置。
- 直流電源にシャント抵抗部を介して接続され、前記直流電圧を交流電圧に変換して電動機へ供給するインバータ回路と、このインバータ回路の電源側電流を前記シャント抵抗部を介して検出する電流検出回路と、前記インバータ回路の負荷側電流を検出して当該負荷側電流のゲインを演算する負荷側ゲイン演算部と、この負荷側ゲイン演算部の前記負荷側電流又は前記電源側電流のゲインに基づいて前記インバータ回路の交流電圧波形を制御する制御装置と、を備え、前記制御装置が、前記電動機の電流が予め設定された電流以上の時は、前記負荷側電流のゲインを基に、また、前記電動機の電流が予め設定された電流以下の時は、前記電源側電流のゲインを基に制御することを特徴とする電動機の制御装置。
- 直流電源にシャント抵抗部を介して接続され、前記直流電圧を交流電圧に変換して電動機へ供給するインバータ回路と、このインバータ回路の電源側電流を前記シャント抵抗部を介して検出する電流検出回路と、前記インバータ回路の負荷側電流を検出して当該負荷側電流のゲインを演算する負荷側ゲイン演算部と、この負荷側ゲイン演算部の前記負荷側電流又は前記電源側電流のゲインに基づいて前記インバータ回路の交流電圧波形を制御する制御装置と、を備え、前記制御装置が、前記電源側電流の位相角度が予め設定された位相角度以内の時は、前記負荷側電流のゲインを基に、また、前記位相角度が予め設定された位相角度以外の時は、前記電源側電流のゲインを基に制御することを特徴とする電動機の制御装置。
- 増幅器が、前記電流検出回路と前記制御装置との間に設けられ、前記シャント抵抗部の抵抗値を小さくした分だけ前記電源側電流を増幅することを特徴とする請求項１から６のいずかに記載の電動機の制御装置。
- 前記請求項１から７の電動機の制御装置が、圧縮機の電動機に用いられたことを特徴とする空気調和機。
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Applications Claiming Priority (1)
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| JP2004282974A true JP2004282974A (ja) | 2004-10-07 |
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Cited By (3)
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|---|---|---|---|---|
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| WO2008035544A1 (fr) | 2006-08-30 | 2008-03-27 | Daikin Industries, Ltd. | Convertisseur de puissance à régulation de courant |
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-
2003
- 2003-03-19 JP JP2003074969A patent/JP2004282974A/ja active Pending
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