JP2005507202A - 自動バイアス供給源調節機構を有する可変利得増幅器 - Google Patents

Abstract

自動バイアス供給源調節機構を有する高利得広帯域ＲＦ増幅器（１２０）。増幅器（１２０）は、共通ソース接続（１０６）と増幅器信号入力ＲＦＩＮとの間に接続されたＦＥＴ（１０８）によってバイアスをかけられる共通ソース接続（１０６）を有する電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）対（１０２、１０４）を含んでいる。デバイス（１０８）のゲートにバイアス電圧「ＶＢ１」が印加され、ＦＥＴ対（１０２、１０４）のゲートに自動利得制御電圧「ＶＡＧＣ」が印加される。自動バイアス供給源回路（１２２）は、抵抗器（１２４、１２６）、キャパシタ（１２８）、および増幅器（１３０）を含む能動負荷である。キャパシタ（１２８）は、増幅器（１３０）の負入力（１３２）と出力（１３４）との間に接続されている。正の入力に負荷基準電圧（ＶＯ）が印加される。抵抗器（１２４）は、増幅器（１３０）の出力（１３４）とＦＥＴ（１０４）のドレーンの増幅器出力（１３６）との間に接続されている。抵抗器（１２６）は、ＦＥＴ（１０４）のドレーンの出力（１３６）と増幅器（１３０）の負入力（１３２）との間に接続され、負信号フィードバックを与える。

Description

【技術分野】
【０００１】
本発明は、広帯域線形増幅器に関し、特に、抵抗負荷をかけられる広帯域高周波数線形増幅器に関する。
【背景技術】
【０００２】
広帯域マルチチャネル通信システムには、搬送波の相互作用が起こる頻度が高いために起こる２次的および３次的な影響を回避するために高度の線形性を有する広帯域増幅器が必要である。したがって、増幅器の線形性を最大にするには２次的および３次的な影響を最小限に抑えなければならない。通常、大きな入力信号を補償するために、利得を少なくし、均一な利得を犠牲にして信号の線形性を拡張するある形の自動利得制御が含まれる。
【０００３】
残念なことに、代表的な集積回路増幅器では、出力電流は一方向に流れ、すなわち、電源から電源リターンまたはグランドに流れるので、このような従来技術の増幅器は通常、電流を抵抗負荷まで／抵抗負荷から離れる、方向に流し、したがって増幅器のＤＣ動作点が著しく変化する。このように動作点が変動すると、増幅器の線形性が不十分になり、増幅器の利得範囲が制限される。抵抗負荷に向かう電流が大きすぎる場合、出力電圧が著しく低下する可能性があり、増幅器が飽和し、線形性が不十分になると共に、増幅器信号応答および帯域幅が劣化する恐れがある。出力抵抗負荷に向かう電流が小さすぎる場合、出力電圧が著しく上昇し、デバイスの破滅的な故障が起こる可能性がある。
【０００４】
したがって、広帯域マルチチャネル増幅器の負荷バイアスを安定させ、増幅器を所望の動作バイアス点に維持する必要がある。
前記およびその他の目的、態様、および利点は、図面を参照することによって、好ましい実施形態についての以下の詳細な説明からよりよく理解されよう。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００５】
次に、図面、特に図１を参照すると、負荷抵抗器（Ｒ_Ｌ）１１２によって受動負荷がかけられた代表的なこのような従来技術の広帯域増幅器１００が示されている。差動電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）対１０２、１０４は、共通ソース接続１０６を有している。ＦＥＴ１０８は、入力１１０と共通ソース接続１０６との間にソース・ドレーン接合されている。ＦＥＴ１０２、１０４のゲート間に差動利得制御電圧（Ｖ_ＡＧＣ）が印加される。ＦＥＴ１０８のゲートにバイアス電圧Ｖ_Ｂ１が印加される。ＦＥＴ１０２のドレーンは供給電圧（Ｖ_ｄｄ）に直接接合され、ＦＥＴ１０４のドレーンは増幅器出力（ＯＵＴ）に接合されている。負荷抵抗器Ｒ_Ｌ１１２は、Ｖ_ｄｄと増幅器出力との間に接続されている。
【０００６】
増幅器の線形性は、増幅器デバイス・バイアス状態、特に各増幅器デバイスのデバイス・ドレーン・ソース間電圧（Ｖ_ｄｓ）の関数である。寄生デバイス・キャパシタンス、固有抵抗、および増幅器の過励振によって非線形性が導入されることがある。増幅器の過励振が起こるのは、増幅器デバイスのドレーン・ソース電圧が非常に低くなり、デバイスが飽和状態でなくなり、増幅器の線形性および／または帯域幅が劣化したときである。
【０００７】
理想的には、増幅器の動作範囲全体にわたって、すべての３つのＦＥＴ１０２、１０４、および１０８に、飽和領域で動作するようにバイアスをかける。飽和時には、各デバイスのドレーン・ソース電圧（Ｖ_ｄｓ）は、そのゲート・ソース間電圧（Ｖ_ｇｓ）から特定のデバイスのしきい値電圧（Ｖ_Ｔ）を引いた電圧よりも高くなる。すなわち、次式が成立する。
【０００８】
Ｖ_ｄｓ＞Ｖ_ｇｓ−Ｖ_Ｔ
定常状態では、次式が成立する。
Ｖ_ｏｕｔ＝Ｖ_ｄｄ−Ｉ_ｄｓ＊Ｒ_Ｌ
飽和状態のＦＥＴは、電圧制御電流源として働き、デバイス・ドレーン・ソース電流（Ｉ_ｄｓ）は（Ｖ_ｇｓ−Ｖ_Ｔ）^２にほぼ正比例し、Ｖ_ｄｓに依存しない。小信号用途（すなわち、信号の範囲が信号応答範囲の小さな一部である用途）の場合、ＦＥＴドレーン電流の変化（）Ｉ_ｄｓ）は次式によって近似し得る。
【０００９】
ΔＩ_ｄｓ≒ΓΔＶ_ｇｓ
したがって、出力電圧Ｖ_ｏｕｔの変動、すなわち）Ｖ_ｏｕｔである出力信号は、−∋）Ｖ_ｇｓに比例し、ここで∋はデバイス・トランスコンダクタンスである。Ｖ_ｇｓはゲート・バイアス電圧Ｖ_Ｂｇ、各ＦＥＴのソース電圧、および入力信号Ｖ_ＲＦＩＮの関数である。ＦＥＴ１０８のソースを駆動するあらゆる入力信号は実際上、ＦＥＴ１０８のゲートで反転され、したがって、次式が成立する。
【００１０】
ΔＶ_ｇｓ＝−Ｖ_ＲＦＩＮ
および
ΔＶ_ｏｕｔ≒ΓＶ_ＲＦＩＮＲ_Ｌ
しかし、Ｖ_Ｔは部分的に、ソース基板間バイアスの関数である。Ｖ_ｇｓはゲート・バイアス電圧（ＦＥＴ１０８ではＶ_Ｂ１、ＦＥＴ１０２、１０４では利得制御電圧Ｖ_ＡＧＣ）および特定の各ＦＥＴのソース電圧の関数である。Ｖ_ＡＧＣは、電流をＦＥＴ１０４またはＦＥＴ１０２を通して出力負荷抵抗器１１２に向ける利得・バイアス点をＦＥＴ１０２、１０４に設定する。したがって、ＦＥＴ１０８では、次式が成立し、
【００１１】
【数１】

上式で、∋_１０８はＦＥＴ１０８のトランスコンダクタンスであり、ＦＥＴ１０４では、次式が成立し、
【００１２】
【数２】

上式で、∋_１０２および∋_１０４はそれぞれ、ＦＥＴ１０２および１０４のトランスコンダクタンスであり、さらにＶ_ＡＧＣに比例する。この場合、増幅器出力Ｖ_ｏｕｔは次式に等しい。
【００１３】
【数３】

上式は小さな信号には成立するが、より大きな信号では線形性問題が生じ、小信号近似が無効になり、Ｉ_ｄｓを（Ｖ_ＧＳ−Ｖ_Ｔ）^２に比例するとみなさなければならない。したがって、この上記の関係は、出力がその線形動作範囲内であり、すなわちＶ_{ＡＧＣ＋−}Ｖ_Ｔ＜Ｖ_ｏｕｔ＜Ｖ_ｄｄであり、かつ平均信号成分が零であり、すなわちＶ_ＲＦＩＮ＝０であるかぎり成立する。
【００１４】
利得は、Ｖ_ＡＧＣまたはバイアス電圧Ｖ_Ｂ１（Ｖ_{ｄｓ１０８}を変化させる）を変化させることによって変化させることができる。これらの基準電圧のいずれかの変化は、出力動作点に反映され、増幅器の線形性に影響を与える可能性がある。Ｖ_Ｂ１またはＶ_ＡＧＣを高くすると、ＦＥＴ１０２、１０４、および１０８の１つまたはすべてについてＶ_ｄｓが低くなり、したがって、十分な入力信号によって、影響を受けるデバイスは飽和状態でなくなり、デバイス・キャパシタンスが増し、増幅器線形性が不十分になる。さらに、平均信号成分が零でないとき動作点はシフトする。あらうる非零平均信号成分はＤＣ動作点シフトとして反映される。
【００１５】
したがって、上記に指摘したように、ＦＥＴ１０４は、増幅器が過励振されるように最初のバイアス点を設定したことによるか、それとも出力信号によって起こるバイアス点シフトによるものかにかかわらず、出力信号がＶ_{ＡＧＣ＋−}Ｖ_Ｔよりも低くなるような動作点の場合に飽和状態でなくなる。さらに、前述のように、バイアス点は、デバイス１０２または１０４がオフになり、潜在的な出力電圧（Ｖ_ｄｄ）のすべてまたはほぼすべてがオフ・デバイス全体にわたって検知されるようにシフトする可能性がある。したがって、オフ・デバイスについては、Ｖ_ｄｓがデバイス破壊電圧を超え、ＦＥＴ１０４および１０２のいずれかまたは両方を破壊する恐れがある。
【００１６】
簡単に言えば、上述のように、増幅器１００には、一定の電流がＦＥＴ１０８を通って流れ、ＲＦＩＮにおけるあらゆる信号変動によって、デバイス１０４を通る電流の線形変動が生じるように、バイアスがかけられる。デバイス１０４を通る電流の線形変動は、負荷抵抗器１１２の両端間の電圧降下に反映され、その結果、出力電圧、すなわちＶ_ｄｄ−Ｉ_{ｄｓ１０４}Ｒ_Ｌに反映される。Ｖ_ＡＧＣは、デバイス１０４のゲート電圧を高くすると、デバイス１０２のゲート電圧が低くなり、したがって、デバイス１０８を通る電流が一定になり、１０６における電圧が一定になるように印加される差動電圧である。したがって、デバイス１０４および１０２は電流を出力と電源のいずれかに向ける。Ｖ_ＡＧＣを高くし、すなわち、Ｖ_ｄｄに近い値に設定すると、ＦＥＴ１０４においてＶ_ｄｓの出力電圧スイングが小さくなり、それによって増幅器の線形範囲が狭くなり、その結果、増幅器線形性が得られる。これに対して、小信号用途でＶ_ＡＧＣを低くすると、増幅器の動作点が高くなり、Ｖ_ｏｕｔがＶ_ｄｄに近い値にバイアスされ、ＦＥＴ１０２および１０４のゲート・ドレーン電位が高くなる。Ｖ_ｄｄが十分に高い場合、ゲート・ドレーン電位は、デバイスの破滅的な故障が起こるほど高くなる可能性がある。
【００１７】
図２は、自動バイアス供給源調節機構を有する高利得広帯域幅増幅器１２０の好ましい実施形態の概略図である。能動負荷１２２は、増幅器出力のＤＣバイアス・シフトに応答して能動的に調整される負荷供給を与える。増幅器１２０は、共通ソース接続１０６に接続され、かつ増幅器ＦＥＴ１０８のドレーンに接続された一対の差動電界トランジスタ（ＦＥＴ）１０２、１０４を含んでいる。共通ソース接続１０６と増幅器信号入力ＲＦＩＮとの間に増幅器ＦＥＴ１０８が接続されている。バイアス・デバイス１０８のゲートにバイアス電圧（Ｖ_Ｂ１）が印加され、差動ＦＥＴ対１０２、１０４のゲートに自動利得制御電圧（Ｖ_ＡＧＣ）が差動的に印加される。
【００１８】
能動負荷１２２は、抵抗器１２４、１２６、キャパシタ１２８、および差動増幅器１３０を含み、自動バイアス供給源を形成する。キャパシタ１２８は、差動増幅器１３０の負入力１３２と差動増幅器１３０の出力１３４との間に接続されている。正入力に負荷基準電圧ＶＯが与えられる。差動増幅器１３０の出力１３４とＦＥＴ１０４のドレーンの所の高利得広帯域増幅器出力１３６との間に抵抗器１２４が接続されている。出力１３６におけるＦＥＴ１０４のドレーンの所の出力と差動増幅器１３０の負入力１３２との間に抵抗器１２６が接続されており、増幅器負荷フィードバックを与える。
【００１９】
差動増幅器１３０は、出力１３６の所のバイアス・シフトに応答して抵抗器１２４に負荷電流を供給し、差動増幅器１２０の出力１３６の所のＤＣ電圧を基準電圧ＶＯに等しいレベルに維持し、すなわち、Ｖ_ＦＯＵＴ＝ＶＯにする。抵抗器１２６とキャパシタ１２８は、ＦＯＵＴの所の無線周波数（ＲＦ）信号（Ｖ_ＦＯＵＴ）を補償し、補償されたＤＣバイアス成分を出力１３６に送る積分抵抗器を形成している。入力信号がないとき、Ｖ_ｏｕｔ１３６はＶＯであり、すなわち、Ｖ_ｏｕｔ＝Ｖ_ＦＯＵＴ＝ＶＯであり、したがって、出力ＤＣ成分はＶＯである。入力ＲＦＩＮに信号が印加されると、ＤＣ成分は、たとえば信号デューティ・サイクルによってシフトする可能性がある。増幅器１３０は、負荷抵抗器１２４の駆動を増大／低下させるあらゆるそのようなシフトを補償し、ＤＣ出力成分をＶＯに維持する。したがって、能動負荷１２２は、信号によって起こるあらゆるそのようなシフトを補償するように増幅器１２０バイアス点を自動で調整する。
【００２０】
有利なことに、無線周波数（ＲＦ）集積回路チップ上の能動負荷１２２の自動バイアス供給源調節機構を有する高利得広帯域幅増幅器１２０を含めることにより、能動負荷は、ＲＦ増幅器のオンチップ電圧を調節することによって増幅器出力ＤＣ動作点を調整する。増幅器出力の静止電圧成分またはＤＣ電圧成分は、高利得広帯域増幅器１２０の利得設定にかかわらずＶＯに維持される。したがって、出力信号範囲全体にわたって増幅器線形性を維持しつつ増幅器の動作範囲および利得を増大させることができる。
【００２１】
したがって、本発明の高利得広帯域増幅器１２０は、予想される動作範囲にわたって帯域幅および線形性を最大にする。さらに、能動負荷１２２は、集積回路チップ上のＲＦ増幅器用の負荷として用いられる際に、追加的なチップ面積をほとんど使用せず、したがって、ＲＦ増幅器回路のコストを上げることはない。したがって、本発明の広帯域ＲＦ増幅器は、高周波数、すなわちＲＦで利得が低くなるというすでに経験されている問題の低コスト解決策である。
【００２２】
本発明を好ましい実施形態に関して説明したが、当業者には、本発明を添付の特許請求の範囲の趣旨および範囲内で修正して実施し得ることが認識されよう。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】負荷抵抗器による受動負荷を有する代表的な従来技術の広帯域増幅器を示す図。
【図２】自動バイアス供給源調節機構を有する高利得広帯域幅増幅器の好ましい実施形態の概略図。

Claims (13)

1. 入力で入力信号を受け、出力で出力信号を与える高利得増幅器と、
   前記出力に接続され、かつ前記出力に負荷をかけ、前記出力信号に応答して前記出力負荷を調整する自動バイアス供給源と、からなる広帯域高周波数線形増幅器。
2. 前記自動バイアス供給源は、
   正の入力で基準電圧によってバイアスをかけられる差動増幅器と、
   前記出力と前記差動増幅器の出力との間に接続された負荷抵抗器と、
   前記差動増幅器の前記出力と負の入力との間に接続された積分抵抗器と、
   からなる請求項１に記載の広帯域高周波数増幅器。
3. 前記積分抵抗器は、抵抗器とキャパシタとの間に接続された前記差動増幅器の、出力と負の入力との間に接続された該キャパシタと直列の抵抗器と、からなる請求項２に記載の広帯域高周波数増幅器。
4. 前記高利得増幅器は、
   差動トランジスタ対のそれぞれの第１の導電端末が共通接続点に接続され、該差動トランジスタ対の第１のトランジスタの第２の導電端末が供給電圧に接続され、該差動トランジスタの他方のトランジスタの第２の導電端末が前記出力である、差動トランジスタ対と、
   前記共通接続点と前記入力との間に接続され、第１の導電端末が、前記入力に接続され、第２の導電端末が前記共通接続点に接続されている、入力トランジスタと、
   前記入力トランジスタの制御端末に接続された第１のバイアス電圧と、
   前記差動トランジスタ対の上にある、１対の制御端末間に差動接続された第２のバイアス電圧と、からなる請求項３に記載の広帯域高周波数増幅器。
5. 前記各トランジスタは電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）である請求項４に記載の広帯域高周波数増幅器。
6. 前記各ＦＥＴはｎ型ＦＥＴ（ＮＦＥＴ）である請求項５に記載の広帯域高周波数増幅器。
7. 前記広帯域高周波数増幅器は無線周波数（ＲＦ）増幅器である請求項６に記載の広帯域高周波数増幅器。
8. 広帯域高周波数増幅器を含み、同広帯域高周波数線形増幅器は、
   入力で入力信号を受け、出力で出力信号を与える非反転高利得増幅器と、
   前記出力に接続され、かつ前記出力に負荷をかけ、前記出力信号に応答して前記出力負荷を調整する自動バイアス供給源と、からなる集積回路チップ。
9. 前記自動バイアス供給源は、
   正の入力で基準電圧によってバイアスをかけられる差動増幅器と、
   前記出力と前記差動増幅器の出力との間に接続された負荷抵抗器と、
   前記差動増幅器の前記出力と負の入力との間に接続された低域通過フィルタと、からなる請求項８に記載の集積回路チップ。
10. 前記低域通過フィルタは、前記差動増幅器の出力と負の入力との間に接続された抵抗器と、前記負入力とグランドとの間に接続されたキャパシタとである請求項９に記載の集積回路チップ。
11. 前記非反転高利得増幅器は、
    共通ソース接続を有し、差動電界効果トランジスタ対の第１の電界効果トランジスタのドレーンが供給電圧に接続され、前記差動電界効果トランジスタ対の他方の電界効果トランジスタのドレーンが前記出力である、差動電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）対と、
    前記差動ＦＥＴ対の前記共通ソース接続と前記入力との間にドレーン・ソース接続された入力ＦＥＴと、
    前記入力ＦＥＴのゲートに接続された第１のバイアス電圧と、
    前記差動ＦＥＴ対のそれぞれのゲートに差動接続された自動利得制御電圧と、からなる請求項１０に記載の集積回路チップ。
12. 前記各ＦＥＴはｎ型ＦＥＴ（ＮＦＥＴ）である請求項１１に記載の集積回路。
13. 前記集積回路チップ上の複数の回路は、無線周波数で動作し、前記広帯域高周波数増幅器は無線周波数増幅器である請求項１２に記載の集積回路。

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