JP2006014380A - 周波数偏差検出方法 - Google Patents

Abstract

【課題】 演算量が少なくて済む周波数偏差検出方法を提供すること。
【解決手段】 全周波数成分の電力和ｐを全電力算出回路１２４で時間領域信号の電力和から演算し、ＦＦＴ演算は行わず、その代りにＤＦＴ演算回路１２６、１２７により、プリアンブルの２つの周波数成分のみについてＤＦＴ演算を行い、これら２成分の電力ｐ₁、ｐ₂ を求め、電力比(ｐ₁＋ｐ₂)／ｐを算出してプリアンブルパターン識別に用いるようにする。このため、自己相関演算回路１２１と位相検出回路１２２、減算器１２９、それに乗算器１２３で周波数偏差Δｆを演算し、それを周波数偏差補正回路１２８に入力して、周波数偏差を補正している。
【選択図】 図１

Description

本発明は、デジタル無線通信システムの受信装置に係り、特に受信した信号に既知の信号パタ-ンが含まれているか否かを識別する方法に関する。

近年、デジタル情報を無線伝送する際、その情報(２値信号のビット列)を一定のビット数毎に分割し、分割されたビット列を含んで所定の構成がなされたフレームとし、そのフレーム毎に、例えばπ／４シフトＱＰＳＫ方式などによるデジタル変調を施し、デジタル変調された信号として送信する方式のデジタル無線通信システムが知られている。

このとき、このシステムでは、それまで送信をしていなかった状態から、初めて送信機が送信を開始したときの最初のフレームを第１フレームとする。そして以下、これから順に第２フレーム、第３フレーム、……と続いて信号が送信されてゆくようになっている。

一方、このようにフレーム構成された情報を受信するためには、当該信号のフレームに対して同期をとる必要があるが、このとき、上記のシステムでは、受信した信号からフレーム同期をとるようになっており、このため、送信されるフレームには、プリアンブルと呼ばれる規定の形式からなる固定ビットパターンが、予め定められた位置に予め定められた長さで付加されている。

そして、受信機では、第１フレームの信号が受信された際、この第１フレームに含まれているプリアンブルを用い、これに基づき、以後、送信されてくる信号に対して高速同期を行う。ここで、この高速同期とは、非同期の状態から同期を行い、同期した情報を現フレームの復調(検波)動作に反映させる処理のことをいう。

一方、１フレーム期間前のフレームで既に同期が確立されていて、この後、現フレームと１フレーム期間前のフレームの間での変動分に対する同期を行い、同期した情報を次のフレームの復調動作に反映する処理のことを、上記の高速同期に対比させて、通常同期という。

よって、第１フレームは同期バーストとも呼ばれ、このフレームにプリアンブルが含まれている。そこで、受信機は、この第１フレームの同期バーストを用いて高速同期を行い、第２フレーム以降では通常同期を行うことになる。

そうすると、受信機では、高速同期のため、プリアンブルから周波数偏差とシンボルタイミングを検出する必要があり、このためには、まずプリアンブルが含まれている同期バーストを受信しているか否かを判断し、プリアンブルのパターンを識別しなければならない。

このとき、同期バーストのフレームは、通常、１フレーム〜数フレームが連続して送信される。例えば、後述の図４では、第１フレームと第２フレームの２フレームが同期バーストのフレームになっている。

ここで、図２は、ＳＣＰＣ(Single Channel Per Carrier)方式の標準規格であるＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｔ６１による同期バーストフレームのフレーム構造を示したものであるが、この場合、図示のように、リニアライザプリアンブル・ランプアップ部ＬＰ＋Ｒとプリアンブル部Ｐb、通信情報チャネル部ＲＩ、同期ワ−ドパターン部ＳＷ、パラメ−タ情報チャネル部ＰＩ、それにガ−ドタイム部Ｇで構成されている。

次に、図３は、通信チャネルフレームのフレーム構造で、同じくリニアライザプリアンブル・ランプアップ部ＬＰ＋Ｒとプリアンブル部Ｐb、通信情報チャネル部ＲＩ、同期ワ−ドパターン部ＳＷ、それにパラメ−タ情報チャネル部ＰＩを含むが、ここでは、プリアンブル部Ｐb と通信情報チャネル部ＲＩの間に通信チャネル部Ｔch が挿入され、更に同期ワ−ドパターン部ＳＷの後には未定義部ＵＤと通信チャネル部Ｔch が付加されているが、他方、ガ−ドタイム部Ｇは省かれている。

ここで、これら図２と図３において、各々の記号の下に記してある数値は、夫々の領域を構成しているビット(bit)の数を表わし、このとき、プリアンブル部Ｐb は、“１，０，０，１”を繰り返す固定パターンで構成されている。

一方、図４は、移動無線通信システムで送信を行う場合の送信パターンの一例で、これはＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｔ６１規格に基づいた送信パターンであり、ここで、ＳＢ₀ とＳＢ₁ は同期バーストフレーム、ＴＣＨ₀、ＴＣＨ₁、ＴＣＨ₂、……、ＴＣＨ_M は主デ−タを載せた通信チャネルフレームであり、数値Ｍは自然数である。

そして、このＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｔ６１規格では、送信を開始するときには、通信チャネルフレームの送信に先立ち、同期バーストフレームをｍ回(ｍは２以上の正の整数)送信することになっている。

例えば、図４では、まず同期バーストフレームを２フレーム送信し、次から送信チャネルフレームの送信を開始し、送信終了となるまで送信することになり、従って、この場合、通話は２フレームの同期バーストとＭフレームの通信チャネルで構成される。そして、このときの通信チャネルのフレーム数Ｍは、通話の長さにより変化する。

ところで、受信機では、上記した高速同期のため、受信信号からプリアンブルを識別し、更にプリアンブルから周波数偏差とシンボルタイミングを検出する必要がある。

ここで、このときのプリアンブルの識別方法と、周波数偏差及びシンボルタイミングの検出方法については、受信信号の周波数スペクトルの算出にＦＦＴ(高速フーリエ変換：Fast Fourier Transform)を用い、ＦＦＴにより全周波数成分の演算を行ってプリアンブルを識別する方法が従来技術として知られている(例えば、特許文献１参照。)。

そして、この従来技術では、プリアンブルパターンの識別と、周波数偏差の検出及びシンボルタイミングの検出に必要なＦＦＴによる全周波数成分の演算を一定時間毎(例えば４シンボル毎)に実行するようようになっている。
特開２００２−２３２５０３号公報

上記従来技術は、プリアンブルの識別と周波数偏差及びシンボルタイミングの検出に膨大な演算量を要する点に配慮がされておらす、システムの実現性にいささか問題があった。

上記したように、従来技術では、プリアンブルパターンの識別と、周波数偏差の検出及びシンボルタイミングの検出を、受信機が非同期の状態のままで行なっているので、ＦＦＴによる全周波数成分の演算を一定時間毎(例えば４シンボル毎)に行わなくてはならない。

また、このとき、周波数偏差検出の精度を上げるためには、ＦＦＴのポイント数(窓長)を増やしたり、補間処理を追加したりする必要があり、従って、上記したように、処理量が膨大になってしまい、システムの実現性に多少の問題が生じてしまうのである。

本発明は、上記した状況に鑑みてなされたもので、その目的は、演算量が少なくて済む周波数偏差検出方法を提供することにある。

上記の目的は、伝送すべき情報にプリアンブルが付加され、デジタル変調された信号を受信し、受信したベースバンド信号から周波数偏差を検出する方法において、前記ベースバンド信号を１シンボル当たりＮ_ov回(Ｎ_ov は２以上の正の整数)オーバーサンプリングし、任意の連続したＮ_winサンプル(Ｎ_winは、２以上の正の整数)のベースバンド信号を抽出し、該抽出したＮ_win サンプルの信号ｘ(n)(ここで、n＝０，１，……，Ｎ_win-1)の自己相関ｒ(m)＝Σｘ(n)ｘ^*(n-m)(Σ：ｎ＝ｍ，ｍ＋１，……，Ｎ_win-1での和、ｍ：負でない整数、＊：複素共役を表す)の内、ｒ(Ｎ_ptnＮ_ov)(Ｎ_ptnは、プリアンブルパターンによって決まる正の整数)を演算し、該ｒ(Ｎ_ptnＮ_ov)の位相θを算出し、該位相θより周波数偏差を算出するようにして達成される。

ここで、この発明は、以下の形態で実施することができる。

＜実施形態１＞
伝送すべき情報にプリアンブルが付加され、デジタル変調された信号を受信し、受信したベースバンド信号から周波数偏差を検出する方法において、受信しているプリアンブル信号がＮ_ptn シンボル毎の繰り返しパターンであり、前記ｒ(Ｎ_ptnＮ_ov)の位相θを算出し、該位相θを用い、シンボルレートをｆb とし、周波数偏差ΔｆをΔｆ＝θｆb/２Ｎ_ptnπとして演算することを特徴とする周波数偏差検出方法。

＜実施形態２＞
実施形態１に記載の周波数偏差検出方法において、受信するベースバンド信号の変調方式がπ／４シフトＱＰＳＫで、プリアンブル信号が１００１(２進数)の繰り返しパターンであり、前記自己相関ｒ(m)の内、ｒ(２ｋＮ_ov)(ここで、ｋは定数で任意の正の整数)を演算し、該ｒ(２ｋＮ_ov)の位相θを算出し、該位相θを用いて周波数偏差ΔｆをΔｆ＝(θ−ｋπ／２)ｆb／４ｋπとして演算することを特徴とする周波数偏差検出方法。

＜実施形態３＞
実施形態１に記載の周波数偏差検出方法において、受信するベースバンド信号の変調方式がπ／４シフトＱＰＳＫで、プリアンブル信号が０１１０(２進数)の繰り返しパターンであり、前記自己相関ｒ(m)の内、ｒ(２ｋＮ_ov)(ここで、ｋは定数で任意の正の整数)を演算し、該ｒ(２ｋＮ_ov)の位相θを算出し、該位相θを用いて周波数偏差ΔｆをΔｆ＝(θ−ｋπ／２)ｆb／４ｋπとして演算することを特徴とする周波数偏差検出方法。

＜実施形態４＞
実施形態１に記載の周波数偏差検出方法において、受信するベースバンド信号の変調方式がＱＰＳＫ又はまたはＱＡＭで、プリアンブル信号が対角する２つの最外角点を１シンボル置きに繰り返すパターンであり、前記自己相関ｒ(m)の内、ｒ(２ｋＮ_ov)(ここで、ｋは定数で任意の正の整数)を演算し、該ｒ(２ｋＮ_ov)の位相θを算出し、該位相θを用いて周波数偏差ΔｆをΔｆ＝θｆb／４ｋπとして演算することを特徴とする周波数偏差検出方法。

本発明によれば、受信ベースバンド信号の自己相関には、シンボルタイミングの同期状態に関わらず、入力ベースバンド信号の周期性を示すピーク値が存在するため、シンボルタイミングの同期状態に関わらず周波数偏差を検出することができる。

ここで、本発明による周波数偏差検出方法の実施形態について説明する前に、プリアンブルパターンについて説明する。

なお、以下の説明では、特に断らない限り、プリアンブルパターンについて、それは変調方式がπ／４シフトＱＰＳＫ方式で、１００１(２進数)の４ビットを繰り返すものとする。

そうすると、このプリアンブルパターンの周波数成分は、上記した特許文献１にも示されているように(特許文献１の図８)、ロ-ルオフ率αが０．５以下の場合、Ｘ₁＝−(３／８)ω_b とＸ₂＝(１／８)ω_b の２成分が全電力の大部分を占めている。ここで、ω_b＝２πｆ_b であり、ｆ_b はシンボルレート(シンボル／秒)である。

そこで、上述の従来技術では、この点に着目し、Ｘ₁ 成分の電力ｐ₁＝|Ｘ₁|²とＸ₂ 成分の電力ｐ₂＝|Ｘ₂|² の和ｐ₁＋ｐ₂ に対する全周波数成分の電力和ｐの比(ｐ₁＋ｐ₂)／ｐを所定の閾値(しきい値)と比較してプリアンブルパターンを識別していた。

しかし、ここで観点を変えてみると、上記した全周波数成分の電力和ｐの演算は、後述するように、時間領域信号の電力和に置き換えることができる。

そこで、本発明では、ＦＦＴ演算は行わず、時間領域信号の電力和により全周波数成分の電力和ｐを演算し、Ｘ₁ 成分とＸ₂ 成分の２成分についてだけＤＦＴ(離散フーリエ変換：Discrete Fourier Transform)演算を行い、これらから電力ｐ₁、ｐ₂ を求め、比(ｐ₁＋ｐ₂)／ｐを算出するようにしたものであり、これにより演算量の削減が図れることになるのである。

但し、このようにＸ₁ 成分とＸ₂ 成分のみのＤＦＴ演算をするためには、入力信号の周波数偏差が補償されている必要がある。このため、本発明では、別途、自己相関により周波数偏差を検出し、これにより周波数偏差を補償した上でＤＦＴ演算するようにしている。

そこで、まず、上述の時間領域信号の電力和により周波数領域の電力和が算出できる点について説明し、次に、プリアンブル信号の自己相関により周波数偏差が検出できる点について説明し、その後、本発明の実施形態について説明する。

いま、ＤＦＴのためのポイント数をＮとすると、Ｎ個の信号ｘ(0)、ｘ(1)、……ｘ(N-1)のＤＦＴは式(1)となる。

そして、上記Ｘ(k)(k=0、1、……、N-1)の電力和ｐは式(2)で表わせる。

この式(2)の|Ｘ(k)|² は、Ｘ(k)とその複素共役Ｘ^*(k)の積になるので、次の式(3)が成立する。なお、ここで、Ｘ^*(k)に付されている符号＊は複素共役を表わす。ここで、この複素共役とは虚数部の符号が反転されていることをいう。

そこで、式(2)の|Ｘ(k)|² に式(3)を代入すると、電力和ｐは、次の式(4)となる。

ここで、この式(4)のＳ_n,m は、初項ａ₁＝Ｗ_N ^(n-m)0＝１、公比ｒ＝Ｗ_N ^(n-m)の初項から第Ｎ項までの等比級数の和であり、これは、次の式(5)公式で求められる。

ここで、公比ｒが１となるのは、ｎ−ｍがＮの整数倍(ｎ−ｍ＝０、±Ｎ、±２Ｎ、……)の場合であり、式(4)ではｎ＝０、１、……、Ｎ−１、ｍ＝０、１、……、Ｎ−１であるから、|ｎ−ｍ|≦Ｎ−１であり、ｒ＝１となるのは、ｎ−ｍ＝０、すなわちｎ＝ｍの場合だけであり、このｎ＝ｍの場合は、ｒ＝Ｗ_N ⁰＝１であるから、式(5)より次の式(6)が成立する。

一方、ｎ≠ｍの場合は、ｒ＝Ｗ_N ⁰≠１であるから、同じく式(5)より、こんどは次の式(7)が成立する。

この式(7)において、ｎ、ｍは整数(ｎ≠ｍ)であるから、２π(ｎ−ｍ)は２πの整数倍であり、従って、次の式(8)が成立する。

また、このとき、ｎ−ｍ＝±１、±２、……、±(Ｎ−１)であるから、−２π＜２π(ｎ−ｍ)／Ｎ＜２πとなり、且つ、２π(ｎ−ｍ)／Ｎ≠０なので、次の式(9)が成立する。

従って、この場合、式(7)の分子＝０、分母≠０となるから、ｎ≠ｍのとき、式(10)が成立する。

そこで、式(6)と式(10)を纏めて表わすと式(11)となる。

そして、式(4)は、式(12)となる。

以上の結果、時間領域の信号ｘ(n)(n=0、1、2、……、N-1)の電力和|ｘ(0)|²＋|ｘ(1)|²＋……＋|ｘ(N-1)|² に、ＤＦＴのポイント数Ｎを乗算してやれば、全周波数成分Ｘ(k)(k=0、1、2、……、N-1)の電力和ｐ＝|Ｘ(0)|²＋|Ｘ(1)|²＋……＋|Ｘ(N-1)|² の演算が得られることが判り、従って、時間領域信号の電力和により周波数領域の電力和が算出できるのである。

次に、プリアンブル信号の自己相関により周波数偏差が検出できる点について説明する。

いま、入力ベースバンド信号の任意のＮサンプルを連続して取り出し、それらをｓ(0)、ｓ(1)、……、ｓ(N-1)とすると、その自己相関は次の式(13)で表わせる。

ここで、ｍは負でない整数、ｓ^*(n)の＊は複素共役を表わし、複素共役とは虚数部の符号を反転することをいう。

このとき、プリアンブルのベースバンド信号は、上述した従来技術にも示されるように(特許文献１の図５)、８シンボル周期の信号で、２シンボル毎に点対称であるため、ｒ(m)の振幅２乗値|ｒ(m)|² は、ｍ＝０、２Ｎ_ov、４Ｎ_ov、……と２シンボル毎に値がピ-クとなる。

ここで、Ｎ_ov はオーバーサンプル比で、１シンボル当りのオーバーサンプル 数である。そして、この信号は、周波数偏差が無い場合、２シンボル前の瞬時値に対する位相差が常にπ／２で、かつｓ(n)＝ｓ(ｎ−２Ｎ_ov)ｅ^jπ/2 であり、従って、式(14)が成立する。

そうすると、式(13)の自己相関の２シンボル毎のピーク値は式(15)で表わすことができ、ｒ(0)の位相は０、ｒ(２Ｎ_ov)の位相はπ／２、ｒ(４Ｎ_ov)の位相は πというように、ピーク値は２シンボル毎にπ／２ずつ位相が回転する。

ここで、受信信号にΔｆ(Hz)の周波数偏差がある場合、１シンボルで２πΔｆ／ｆ_b(ラジアン)の位相回転が受信信号に加わるため、２ｋシンボルでは４ｋπ Δｆ／ｆ_bの位相回転が加わり、式(16)で示すようになる。

そこで、自己相関の２シンボル毎のピーク値は、式(17)に示すようになる。

また、ｒ(２ｋＮ_ov)の位相は、式(18)に示すようになる。
（数１８）
θ＝arg{r(2kNov)}=kπ/2+4kπΔf/f_b ……式(18)

ここで、arg{ｒ(２ｋＮ_ov)}はｒ(２ｋＮ_ov)の位相を表わす。

よって、周波数偏差Δｆは、自己相関のピーク値ｒ(２ｋＮ_ov)の位相θを用いて、式(19)により算出でき、従って、プリアンブル信号の自己相関により周波数偏差が検出できるのである。

次に、本発明による周波数偏差検出方法の一実施の形態が適用される受信機の本体について、一例として図５により説明する。

この図５に示した受信機は、上述の従来技術にも示されているもので、図示してないアンテナで受信された信号は入力端子１１０１に供給され、高周波回路１１０２に入力される。

そして、この高周波回路１１０２で周波数変換され、無線周波数から中間周波数に変換されてＡ／Ｄ変換器１１０３に供給され、ここでサンプリングされ、量子化されてデジタル信号に変換さた上で乗算器１１０４−１、１１０４−２に並列に入力される。

このとき、正弦波発生回路１１０６は、角周波数ωの正弦波信号cosωt を発生し、これを乗算器１１０４−１にはそのまま供給し、乗算器１１０５には、移相器１１０５を介して位相をπ／２(ラジアン)進め、正弦波信号−cosωt としてから供給する。

そこで、乗算器１１０４−１は、Ａ／Ｄ変換器１１０３の出力と正弦波発生回路１１０６の出力の積を演算し、乗算器１１０４−２では、Ａ／Ｄ変換器１１０３の出力と移相器１１０５の出力の積を演算する。

このとき、これら乗算器１１０４−１、１１０４−２の出力には不要な高周波成分が含まれている。そこで、各々の出力をローパスフィルタ１１０７−１、１１０７−２に入力し、不要成分を除去してから夫々ロールオフフィルタ１１０８−１、１１０８−２に供給する。

これらロールオフフィルタ１１０８−１、１１０８−２では、入力された信号の帯域を制限してベースバンド信号を得、夫々をベースバンド信号出力端子１１０９−１、１１０９−２に供給する。

このとき、一方のベースバンド信号出力端子１１０９−１から出力される信号はベースバンド信号の同相成分を表わし、他方のベースバンド信号出力端子１１０９−１から出力される信号はベースバンド信号の直交成分を表わしており、従って、ベースバンド信号は、同相成分を実数部とし、直交成分を虚数部とする複素数信号である。

そこで、これらベースバンド信号出力端子１１０９−１、１１０９−２に現われたベースバンド信号が図示してない受信機の復調部を含む信号処理系に供給され、伝送されてきた情報が再生されることになるのであるが、このとき、これらベースバンド信号出力端子１１０９−１、１１０９−２に現われたベースバンド信号から、上記したプリアンブルパターンの識別と周波数偏差が検出されることになる。

ここで、図１が本発明の一実施形態で、上記したベースバンド信号出力端子１１０９−１、１１０９−２に現われたベースバンド信号は、この図における入力端子１０１に入力される。

このとき、ベースバンド信号は、上記したように、同相成分と直交成分からなる複素数信号であるが、ここでは、説明を簡単にするため、１個の入力端子１０１だけ示してある。

ここで、この信号は、上記したように、１シンボル当たりＮ_ov 回、サンプリングされたベースバンド信号で、このとき、Ｎ_ov は２以上の正整数である。

なお、この図１において、入力端子１０１とシフトレジスタ１１４、スイッチ１１３、窓掛け回路１０２、プリアンブルパターン識別回路１０７、それにシンボルタイミング検出回路１０９は、上記した従来技術(特許文献１の図１)と同じなので、詳しい説明は省略する。

図１において、まず、スイッチ１１３は、一定の時間間隔Ｎ_step のサンプル周期に１回閉じ、これにより、シフトレジスタ１１４からＮ_win サンプルのデータｓ(0)、ｓ(1)、……、ｓ(Ｎ_win−１)が取り出され、自己相関演算回路１２１と周波数偏差補正回路１２８に入力される。

このとき、例えばオーバーサンプル比Ｎ_ov＝２、Ｎ_step＝８、Ｎ_win＝６４である。ここで、Ｎ_win はシフトレジスタ１１４の段数であり、従って正の整数である。

そして、まず、自己相関演算回路１２１は、スイッチ１１３により取り出されてくるｓ(0)、ｓ(1)、……、ｓ(Ｎ_win-1)のＮ_win 個のサンプルについて、自己相関ｒ(m)の内のｒ(２Ｎ_ov)を、上記した式(13)により演算し、その演算値(複素数)を位相検出回路１２２に入力する。

そこで、位相検出回路１２２は、入力された自己相関ｒ(２Ｎ_ov)の位相θを、上記した式(18)により、−π≦θ＜πの範囲で検出し、減算器１２９の(＋)側入力端子に入力し、ここで、入力された位相θから定数値π／２を減算し、−π≦θ−π／２＜πの範囲で位相θ−π／２を演算し、乗算器１２３の一方の入力端子に供給する。

つまり、この減算器１２９では、位相θからπ／２を減算した結果がθ−π／２＜−πとなったとき、この減算結果に２πを加算して乗算器１２３の一方の入力端子に入力することになる。

乗算器１２３では、入力された位相θ−π／２に定数値ｆ_b／４πを乗算して周波数偏差Δｆを演算し、それを周波数偏差補正回路１２８に入力する。このときの処理は式(19)で説明した通りであり、演算した周波数偏差Δｆは周波数偏差出力端子１１１にも供給され、必要に応じて外部に出力される。

そこで、周波数偏差補正回路１２８は、乗算器１２３から入力された周波数偏差Δｆを用い、スイッチ１１３から入力されるＮ_win サンプルのベースバンド信号ｓ(0)、ｓ(1)、……、ｓ(N_win-1)について、式(20)に示すように、位相を1サンプルにつき−２πΔｆ／Ｎ_ovｆ_b ラジアンずつ回転させ、周波数偏差を補正する。

こうして、周波数偏差補正回路１２８から入力されたＮ_win サンプル補正信号ｓ'(n)(ｎ＝０、１、２、……、Ｎ_win-1)は、窓掛け回路１０２に入力され、ここで窓(例えばハミング窓：Hamming Window)を掛け、窓掛けされたベースバンド信号ｘ(n)(ｎ＝０、１、２、……、Ｎ_win-1)が全電力算出回路１２４とＤＦＴ演算回路１２６、１２７に入力される。

そして、まず、全電力算出回路１２４では、式(12)で説明したように、入力されたＮ_win サンプルのベースバンド信号ｘ(n)(ｎ＝０、１、２、……、Ｎ_win-1)の全サンプルの振幅２乗値の和|ｘ(0)|²＋|ｘ(1)|²＋……＋|ｘ(N_win-1)|² を演算し、乗算器１２５の一方の入力端子に入力し、ここで定数値Ｎ_win を乗じて乗算結果ｐ＝Ｎ_win{|ｘ(0)|²＋|ｘ(1)|²＋……＋|ｘ(N_win-1)|² }をプリアンブルパターン識別回路１０７に入力する。

一方、ＤＦＴ演算回路１２６は、窓掛け回路１０２から入力されるＮ_win サンプルのベースバンド信号ｘ(n)(ｎ＝０、１、２、……、Ｎ_win-1)についてのＤＦＴ Ｘ(0)、Ｘ(1)、……、Ｘ(N_win-1)の中で、−(３／８)ｆ_b の周波数成分であるＸ₁＝Ｘ(N_win−３Ｎ_win／８Ｎ_ov)についてだけ演算し、その電力ｐ₁＝|Ｘ₁|² をプリアンブルパターン識別回路１０７に入力し、このときの周波数成分Ｘ₁ の位相φ₁ はシンボルタイミング検出回路１０９に入力する。

また、ＤＦＴ演算回路１２７は、窓掛け経路１０２から入力されるＮ_win サンプルのベースバンド信号ｘ(n)(ｎ＝０、１、２、……、Ｎ_win-1)についてのＤＦＴ Ｘ(0)、Ｘ(1)、……、Ｘ(N_win-1)の中で、(１／８)ｆ_b の周波数成分であるＸ₂＝Ｘ(N_win／８Ｎ_ov)についてだけ演算し、その電力ｐ₂＝|Ｘ₂|² をプリアンブルパターン識別回路１０７に入力し、このときの周波数成分Ｘ₂ の位相φ₂ はシンボルタイミング検出回路１０９に入力する。

そこで、まず、プリアンブルパターン識別回路１０７は、乗算器１２５から入力される乗算結果ｐと、ＤＦＴ演算回路１２６、１２７から各々入力される電力ｐ₁、ｐ₂ から、従来技術(特許文献１の図１)と同様にしてプリアンブルパターンの識別を行い、その結果をプリアンブルパターン識別出力端子１１０に供給する。

また、シンボルタイミング検出回路１０９は、ＤＦＴ演算回路１２６、１２７から入力される位相φ₁、φ₂ から、これも従来技術(特許文献１の図１)と同様にしてシンボルタイミングを検出し、その結果をシンボルタイミング出力端子１１２に供給する。

従って、この実施形態によれば、プリアンブルパターン識別出力端子１１０の出力により、プリアンブルのパターンが識別されたことが確認でき、シンボルタイミング出力端子１１２の出力により、シンボルタイミングが確認できるので、受信機は、容易に高速同期をとることができる。

ところで、以上の説明では、自己相関演算回路１２１による自己相関の演算がｒ(２Ｎ_ov)の演算によるものになっているが、ｒ(２Ｎ_ov)の代りにｒ(４Ｎ_ov)、ｒ(６Ｎ_ov)、ｒ(８Ｎ_ov)の演算を用いても良い。

このとき、減算回路１２９で減算すべき値は、式(19)から、ｒ(４Ｎ_ov)の場合はπになり、ｒ(６Ｎ_ov)の場合は(３／２)π、ｒ(８Ｎ_ov)の場合は、０(２πなので０でも良い)となり、また、乗算器１２３で乗ずべき値は、ｒ(４Ｎ_ov)の場合、ｆ_b／８π、ｒ(６Ｎ_ov)の場合でｆ_b／１２π、ｒ(８Ｎ_ov)の場合でｆ_b／１６πとなる。

また、以上の説明は、プリアンブルが１００１(2進数)の繰り返しパターンのときの実施形態についてのものであるが、プリアンブルが０１１０(2進数)の繰り返しパターンのときは次の通りになる。

すなわち、この場合、自己相関ｒ(m)は変り無く、ｒ(0)、ｒ(２Ｎ_ov)、ｒ(４Ｎ_ov)、……の２シンボル毎に振幅２乗値がピークとなるが、この場合は位相が逆になるため、周波数偏差が無い場合、２シンボル前の瞬時値に対する位相差が常に−π／２となる。

従って、ｒ(0)の位相は０、ｒ(２Ｎ_ov)の位相は−π／２、ｒ(４Ｎ_ov)の位相は−πというように、ピーク値の位相が２シンボル毎に−π／２ずつ回転するため、減算回路１２９で減算すべき値は、ｒ(２Ｎ_ov)の場合−π／２、ｒ(４Ｎ_ov)の場合で−π、ｒ(６Ｎ_ov)の場合で−(３／２)π、ｒ(８Ｎ_ov)の場合で０(ここでも、−２πなので０で良い)となる。そして、乗算器１２３で乗ずべき値は、ｒ(２Ｎ_ov)の場合はｆ_b／４π、ｒ(４Ｎ_ov)の場合はｆ_b／８π、ｒ(６Ｎ_ov)の場合はｆ_b／１２π、ｒ(８Ｎ_ov)の場合ではｆ_b／１６πとなる。

また、この場合は、プリアンブルパターンの周波数成分が、−(１／８)ｆ_b と(３／８)ｆ_b になる。そこで、ＤＦＴ演算回路１２６では−(１／８)ｆ_b の周波数成分であるＸ(Ｎ_win−Ｎ_win／８Ｎ_ov)を演算し、ＤＦＴ演算回路１２７では、(３／８)ｆ_b の周波数成分であるＸ(３Ｎ_win/８Ｎ_ov)を演算することになる。

更に、以上の説明は、変調方式がπ／４シフトＱＰＳＫ方式で、プリアンブルが１００１(２進数)の繰り返しパターンのときの実施形態であるが、本発明の実施形態としては、変調方式がＱＰＳＫ方式又はＱＡＭ方式で、上記した従来技術(特許文献１の図４)に示すように、対角する２つの最外角点を１シンボル置きに繰り返すパターンに対応したものも考えられる。

この場合、プリアンブル信号は２シンボル周期の信号で、自己相関ｒ(m)は、ｒ(0)、ｒ(２Ｎ_ov)、ｒ(４Ｎ_ov)、……の２シンボル毎に振幅２乗値がピークとなり、従って、周波数偏差が無い場合、２シンボル前の瞬時値に対して常に同位相になるため、ｒ(２Ｎ_ov)、ｒ(４Ｎ_ov)、……の位相は０である。

そこで、この場合、減算回路１２９は不要で、省略することができる。また、この場合、プリアンブルの周波数成分は±(１／２)ｆ_b になる。そこで、このとき、ＤＦＴ演算回路１２６は−(１／２)ｆ_b の周波数成分であるＸ₁＝Ｘ(N_win−N_win／２N_ov)を演算し、ＤＦＴ演算回路１２７は(１／２)ｆ_b の周波数成分であるＸ２＝Ｘ(Ｎ_win／２Ｎ_ov)を演算することになる。

ところで、上述の実施形態では、自己相関演算回路１２１、位相検出回路１２２、減算器１２９、乗算器１２３による周波数偏差検出と、周波数偏差補正回路１２８による周波数偏差補正が、入力端子１０１に入力される信号がプリアンブル以外の信号のときも行なわれ、この補正結果を用いてプリアンブル識別を行っている。

そうすると、この場合の周波数偏差補正は正しい結果にならず、プリアンブルパターン識別回路１０７によるプリアンブルパターン識別に影響を及ぼすように考えられるかも知れない。

しかし、全電力算出回路１２４の演算結果に関しては、周波数偏差補正回路１２８は入力信号の位相を回転させるだけであり、従って、影響を及ぼす虞れは無い(ｐの値には影響しない)。

また、ＤＦＴ演算回路１２６、１２７の演算に関しては、周波数偏差補正回路１２８により周波数成分がシフトされるので、結果として別の周波数成分の電力が算出されてしまう。

しかし、プリアンブル以外の信号の場合、帯域内では、ガードタイムを除いた期間で全周波数成分がほぼ均等になり、ガードタイムのとき１種の周波数成分になる(オール０がマッピングされているので)かの何れかである。

従って、これら２種の周波数成分が算出されても、それらの電力和が全電力の大部分を占めることはなく、従って、誤検出をもたらすような影響が発生する虞れはない。

ところで、上述した実施形態では、ＦＦＴ出力の全電力算出に代えて窓掛け出力の全電力算出に置き換え、ＦＦＴ演算に代えて２種の周波数成分だけのＤＦＴ演算に置き換えているので、演算量の削減が図られている。

そこで、以下、この点について説明すると、まず、ＦＦＴ演算の場合、ポイント数をＮ_win とすると、２Ｎ_win log₂Ｎ_win 回の積和演算を行う必要があり、従って、従来技術では、窓長Ｎ_win＝６４の場合、２×６４log₂６４＝７６８回、窓長Ｎ_win＝１２８の場合は、２×１２８log₂１２８＝１７９２回の積和演算を必要とした。

一方、上記実施形態では、ＦＦＴ演算を２種の周波数成分によるＤＦＴ演算に置き換えた結果、自己相関演算と位相検出処理が追加されている。しかし、このＤＦＴによる１成分の演算はＮ_win 回の積和演算で済むので、自己相関演算は約Ｎ_win 回の積和演算(正確にはＮ_win−２Ｎ_ov 回)になり、位相検出処理は約３００回程度の積和演算に相当する演算量(ＤＳＰによるソフトウェア処理の場合)になる。

そうすると、上記実施形態の場合、Ｎ_win＝６４のとき、ＤＦＴ演算が２×６４＝１２８回で自己相関演算がＮ_win＝６４回、位相検出処理に３００回、合計６４＋１２８＋３００＝４９２回の積和演算に相当する演算量になり、従来技術の７６８回の演算量に比較して大幅に演算量が低減される。

また、同じくＮ_win＝１２８の場合、ＤＦＴ演算が２×１２８＝２５６回、自己相関演算がＮ_win＝１２８回、位相検出処理に３００回、合計２５６＋１２８＋３００＝６８４回の積和演算に相当する演算量になるので、従来技術の１７９２回の演算量に比較して、更に大幅に演算量が低減されることになり、このことから、上記実施形態の場合、ＤＦＴ(ＦＦＴ)のポイント数Ｎ_win が多くなる程、演算量削減の効果は大きくなることが判る。

ところで、上述した実施形態における入力ベースバンド信号の自己相関には、シンボルタイミングの同期状態に関わらず、入力ベースバンド信号の周期性を示すピーク値が存在する。

従って、上記実施形態においては、自己相関演算回路１２１と位相検出回路１２２、減算器１２９、それに乗算器１２３による周波数偏差の検出を、シンボルタイミングの同期状態に関わらず行うことができる。

更に、上述の実施形態の場合、周波数偏差の検出精度は位相検出回路１２２の処理方法に依存し、ＤＦＴのポイント数(窓長)Ｎ_win には依存しない。

このため、従来技術では、周波数偏差の検出精度を上げるために、ＦＦＴ(或いはＤＦＴ)のポイント数を上げるか、ＦＦＴ(或いはＤＦＴ)出力の補間処理を必要としたが、上述の実施形態ではその必要がなく、この結果、演算量が更に削減できる。

本発明による周波数偏差検出方法の一実施形態を示すブロック図である。 同期バーストフレームのフレーム構造の一例を示す説明図である。 通信チャネルフレームのフレーム構造の一例を示す説明図である。 送信パターンの一例を示す説明図である。 本発明が対象とする受信機の一例を示すブロック図である。

符号の説明

１０１：入力端子
１０２：窓掛け回路
１０７：プリアンブルパターン識別回路
１０９：シンボルタイミング検出回路
１１０：プリアンブルパターン識別出力端子
１１１：周波数偏差出力端子
１１２：シンボルタイミング出力端子
１１３：スイッチ
１１４：シフトレジスタ
１２１：自己相関演算回路
１２２：位相検出回路
１２３：乗算器
１２５：乗算器
１２４：全電力算出回路
１２６：ＤＦＴ演算回路(−(３／８)ｆ_b 成分用)
１２７：ＤＦＴ演算回路((１／８)ｆ_b 成分用)
１２８：周波数偏差補正回路
１２９：減算器

Claims (1)

1. 伝送すべき情報にプリアンブルが付加され、デジタル変調された信号を受信し、受信したベースバンド信号から周波数偏差を検出する方法において、
   前記ベースバンド信号を１シンボル当たりＮ_ov回(Ｎ_ov は２以上の正の整数)オーバーサンプリングし、
   任意の連続したＮ_winサンプル(Ｎ_winは、２以上の正の整数)のベースバンド信号を抽出し、
   該抽出したＮ_win サンプルの信号ｘ(n)(ここで、n＝０，１，……，Ｎ_win-1)の自己相関ｒ(m)＝Σｘ(n)ｘ^*(n-m)(Σ：ｎ＝ｍ，ｍ＋１，……，Ｎ_win-1での和、ｍ：負でない整数、＊：複素共役を表す)の内、ｒ(Ｎ_ptnＮ_ov)(Ｎ_ptnは、プリアンブルパターンによって決まる正の整数)を演算し、
   該ｒ(Ｎ_ptnＮ_ov)の位相θを算出し、該位相θより周波数偏差を算出することを特徴とする周波数偏差検出方法。
   

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