JP2006014465A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 交流入力電源がオフ時に、誤動作や他の部品が破壊やダメージを受けることなく、安全に動作停止することができるスイッチング電源装置を実現する。
【解決手段】 他励式にて、ＦＥＴＱ１を制御して、直流入力を所望する電圧に安定化して直流出力として出力するための制御回路１２を設ける。前記直流入力により制御回路１２を起動するための起動用電源を生成する各起動用抵抗Ｒ１、Ｒ２を互いにシリーズに接続して設ける。前記直流入力の電圧をモニターし、上記電圧が所定値以下となると、第一制御信号を出力する電圧検出回路２を設ける。制御回路１２は、前記第一制御信号の入力によりＦＥＴＱ１の制御を一時停止するためのミュート部を備える。電圧検出回路２は、各起動用抵抗Ｒ１、Ｒ２間の接続点の直流をモニターする。
【選択図】 図１

Description

本発明は、起動回路を有する制御回路を備えた、他励式のＡＣ−ＤＣコンバータといったスイッチング電源装置に関するものである。

従来、スイッチング電源装置は、電圧変換効率を高め、かつ小型化・軽量化が可能なものとして知られている。これは、スイッチング電源装置においては、トランスの一次側の巻線を流れる電流を高周波数にてスイッチング（断接）することで、トランスの二次側に流れる交流を制御して所望する電圧に変換することから、上記トランスでの変換効率を向上でき、また上記トランスを小型化・軽量化できるからである。

上記スイッチング電源装置には、上記スイッチングを制御するための制御ＩＣを用いた他励式のスイッチング制御のものと、この制御ＩＣを使用しない自励式のスイッチング制御のものとが知られている。

このような他励式のスイッチング制御を用いたスイッチング電源装置の第一従来例を図６に示す。上記スイッチング電源装置は、交流入力を整流回路（Ｄ１〜Ｄ４）で整流した直流を主スイッチング素子Ｑ１で任意の周波数にてスイッチングした交流が、トランスＴ１の一次側主巻線Ｎ１に印加され、トランスＴ１の二次側巻線Ｎ２から所望する電圧の交流を整流用ダイオードＤ６および平滑用コンデンサＣ５を介し直流に変換して出力するものである。

このとき、二次側の直流電圧を検出する出力電圧検出部２１からフォトカプラＰＣを介してフィードバックされる出力電圧情報に応じて前記主スイッチング素子Ｑ１を、例えばＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御する制御回路（制御手段）２２が制御ＩＣとして設けられていることで、前記直流の出力電圧を所望とする値に安定化できるようになっている。

上記スイッチング電源装置においては、制御回路２２に対する電源（補助電源）として、入力初期時には整流回路（Ｄ１〜Ｄ４）および平滑用コンデンサＣ３により整流した直流を各抵抗Ｒ１、Ｒ２による所定電圧の直流、出力安定時にはトランスＴ１の１次側副巻線Ｎ３からの交流を整流用ダイオードＤ６および平滑用コンデンサＣ５により整流した所定電圧の直流が使用されている。各抵抗Ｒ１、Ｒ２については、耐圧を考慮して複数使用されている。

ところが、第一従来例のスイッチング電源装置は、入力電圧が低下すると、補助電源電圧も低下するため、制御回路２２による主スイッチング素子Ｑ１のスイッチング制御が不安定となって、定常時よりスイッチングロスが増大化し、また主スイッチング素子Ｑ１が破壊される危険性も生じるという不都合を有している。

そこで、上記不都合を回避するために、低電圧シャットダウン機能が付加されているスイッチング電源回路が第二従来例として知られている。第二従来例のスイッチング電源回路においては、例えば図７に示すように、整流回路（Ｄ１〜Ｄ４）および平滑用コンデンサＣ３により整流した直流の電圧を検出する電圧検出回路４１と、電圧検出回路４１からの出力信号により、制御回路２２への補助電源の直流をショートによりオフするためのスイッチ回路３１とが設けられている。

電圧検出回路４１は、各ツエナーダイオードＺＤ１、ＺＤ２と各抵抗Ｒ３、Ｒ４とを互いにシリーズに接続して有している。ツエナーダイオードＺＤ１の他の端子は、平滑用コンデンサＣ３とトランスＴ１の一次側主巻線Ｎ１との間に接続されている。抵抗Ｒ４の他の端子はアースされている。ツエナーダイオードＺＤ２と抵抗Ｒ３との中点に一方の端子が接続されたダイオードＤ５を備えている。

スイッチ回路３１は、抵抗Ｒ５と、スイッチとしてのトランジスタＱ２とを有している。抵抗Ｒ５は、制御回路２２の補助電源とトランジスタＱ２のエミッタとの間に接続されている。トランジスタＱ２のベースにはダイオードＤ５の他方の端子が接続されている。トランジスタＱ２のコレクタはアースされている。

次に、第二従来例のスイッチング電源回路の動作について説明する。電圧検出回路４１は、ブリッジダイオードでの整流後に接続されており、ＡＣ入力電圧が通常の動作状態のＡＣ１００Ｖ入力から電源がオフになると、電源入力電圧から零ボルトに向かって降下する途中、各ツエナーダイオードＺＤ１、ＺＤ２のツエナー電圧以下になり、各ツエナーダイオードＺＤ１、ＺＤ２の電流がゼロになりスイッチング用のダイオードＤ５のカソード側の電圧がアノード側より低くなってダイオードＤ５から各抵抗Ｒ３、Ｒ４を介してアースに電流が流れる。

そして、トランジスタＱ２のベース電圧がエミッタ電圧より低くなってトランジスタＱ２がオンして抵抗Ｒ５とトランジスタＱ２のエミッタ・コレクタを通してアースに電流が流れ、制御回路２２の補助電源（Ｖｃｃ）の電圧がトランジスタＱ１の飽和電圧の０．２Ｖ程度に下がり制御回路２２は動作停止する。これにより、第二従来例のスイッチング電源回路は、低電圧シャットダウン機能を有している。

第三従来例として、特開平５−８３９３３号公報に記載のスイッチング電源が挙げられる。第三従来例のスイッチング電源は、整流平滑回路の出力端子に一端を接続した第１の抵抗Ｒ_１と、抵抗Ｒ_１の他端に一端を接続した第２〜４の抵抗Ｒ_２〜Ｒ_４と、抵抗Ｒ_２の他端に、カソードを接続した第１のツエナーダイオードＺ_１と、ベースをツエナーダイオードＺ_１のアノードにコレクタを抵抗Ｒ_３の他端に接続した第１のＮＰＮトランジスタＱ_１と、ベースをトランジスタＱ_１のコレクタに、コレクタを抵抗Ｒ_４の他端に接続した第２のＮＰＮトランジスタＱ_２と、トランジスタＱ_２のコレクタに一端を接続した第５の抵抗Ｒ_５と、ベースを抵抗Ｒ_５の他端にエミッタをスイッチング制御回路の基準電圧端子に接続した第１のＰＮＰトランジスタＱ_３と、一端をトランジスタＱ_３のコレクタに他端をスイッチング制御回路のデッドタイム制御端子に接続した第６の抵抗Ｒ_６とからなる交流電圧検出回路を設けたものである。
特開平５−８３９３３号公報（公開日：１９９３年４月２日）

上記第二従来例のスイッチング電源回路の問題点を、その動作図である図８を用いて説明する。上記第二従来例のスイッチング電源回路では、入力電源オフ時（平滑用コンデンサＣ３の電圧が降下し始めたとき）、出力端子Ｐ３の電圧もオフするが、約３秒後に出力電圧にパルスが現れて、後段に接続される機器が誤動作する（例えば、音響機器の場合、ボツ音がスピーカから発生する）という問題点が生じている。

この問題点の動作メカニズムは、入力電源オフ後、出力電圧が降下して第二従来例のスイッチング電源回路におけるトランスＴ１の１次側副巻線Ｎ３に発生する電圧も同時に降下し、制御回路２２のＶｃｃ電圧も降下して制御回路２２が一旦動作停止する。次に、平滑用コンデンサＣ３に残っていた電気が各抵抗Ｒ１、Ｒ２を介して流れ込み制御回路２２のＶｃｃ電圧が動作図の図８のごとく上昇して、約３秒後に制御回路２２が起動して出力に電圧が発生する。このとき入力電源はオフされたままであるため出力電圧はすぐに降下してしまう。

次に、上記第二従来例のスイッチング電源回路は入力電圧がオフ時に平滑用コンデンサＣ３の整流電圧が各ツエナーダイオードＺＤ１、ＺＤ２のツエナー電圧より降下したときに制御回路２２が動作を停止する。この問題点としては一般的にツエナーダイオードＺＤ１とツエナーダイオードＺＤ２のツエナー電圧は上限で３６Ｖ程度であるために、平滑用コンデンサＣ３の電圧が７２Ｖ以下になったときに、動作するのである（入力電源電圧に換算すると約５０Ｖ）。

しかしながら、この場合では、入力電源電圧が２３０Ｖのとき、入力電圧が５０Ｖに降下しないと動作しないことになる。この場合５０Ｖ動作時のトランジスタＱ１やヒューズを流れる電流は電圧の降下に反比例して増加するためにヒューズが切れたりトランジスタＱ１が破壊されたりすることがある。

さらに、トランスＴ１の１次側副巻線Ｎ３の端子に発生する電圧の出力インピーダンスは低いため、トランジスタＱ２に流れ込む電流が大きくなることによりトランジスタＱ２が破壊されることもある。このような問題点は、前記第三従来例のスイッチング電源においても同様に生じるものである。

本発明に係るスイッチング電源装置は、上記課題を解決するために、他励式にて、主スイッチング素子を制御して、直流入力を所望する電圧に安定化して直流出力として出力するための制御手段を有するスイッチング電源装置において、前記直流入力により前記制御手段を起動するための起動用電源を生成する複数の起動用抵抗を互いにシリーズに接続して有している起動用電源回路と、前記直流入力の電圧をツエナーダイオードにより検出し、上記電圧値が所定値以下となると、第一制御信号を出力する電圧検出スイッチ回路とを備え、前記制御手段は、前記第一制御信号の入力により前記主スイッチング素子の制御を一時停止するためのミュート部を備え、前記電圧検出スイッチ回路は、前記起動用電源回路における複数の起動用抵抗間の接続点の何れかの直流を前記ツエナーダイオードによりモニターするようになっていることを特徴としている。

上記構成によれば、前記電圧検出スイッチ回路が、前記起動回路の複数の抵抗間の接続点の直流をモニターすることで、電圧検出スイッチ回路に入力され、検出される直流の電圧を低下させることができる。これにより、上記構成は、ツエナーダイオードやスイッチ素子の耐圧が小さいものを用いることができて、従来のように耐圧を確保するために複数のツエナーダイオードを互いにシリーズに用いる必要がなくなり、回路構成を簡便化できる。

さらに、上記構成は、制御手段への補助電源のための整流回路に使用されるコンデンサと、電圧検出スイッチ回路との間に、複数の起動用抵抗の少なくとも一つの起動用抵抗が介在した上で、第一制御信号を前記制御手段のミュート部のミュート端子に入力して、主スイッチング素子への制御を停止するから、制御手段への補助電源のための整流回路に使用されるコンデンサの影響を防止できて、従来生じていた、主トランジスタ素子の破壊や他の電子装置への悪影響を回避できる。

上記スイッチング電源装置では、前記電圧検出スイッチ回路は、前記ツエナーダイオードの検出結果に応じて作動して前記第一制御信号を出力するためのスイッチ素子とを有していてもよい。

上記スイッチング電源装置においては、前記スイッチ素子は、トランジスタで有り、前記電圧検出スイッチ回路は、前記トランジスタの保護用のダイオードを、前記ツエナーダイオードと前記トランジスタとの間に備えていてもよい。

上記構成によれば、保護用のダイオードを備えたことで、用いるスイッチ素子のトランジスタの耐圧が小さくできて、低コスト化や小型化できる。

上記スイッチング電源装置では、前記電圧検出スイッチ回路は、前記ツエナーダイオードに対する第一のバイアス抵抗を有していてもよい。

上記構成によれば、第一のバイアス抵抗を有することにより、用いるツエナーダイオードの耐圧の小さいものを使用できて、低コスト化や小型化できる。

上記スイッチング電源装置においては、印加電圧を分圧により低減するための、第二のバイアス抵抗を有していてもよい。

上記構成によれば、さらに、第二のバイアス抵抗を有することにより、用いるツエナーダイオードの耐圧のさらに小さいものを使用できて、低コスト化や小型化できる。

上記スイッチング電源装置では、前記電圧検出スイッチ回路は、過電流防止のための電流制限用抵抗を備えていてもよい。

上記スイッチング電源装置においては、さらに、交流入力から、前記直流入力を生成するための入力側整流回路を備えていてもよい。

上記スイッチング電源装置では、Ｖｉｎが交流入力の電圧を示し、Ｖｚｄ１がツエナーダイオードのツエナー電圧を示し、ｋが前記制御を一時停止する、交流入力の電圧の低下率の設定値を示すとき、前記起動用電源回路における、電圧が検出される接続点の前後の第一の起動抵抗と第２の起動抵抗との比（Ｒ１／Ｒ２）が、下記の式（１）に基づき、
Ｒ１／Ｒ２＝（（Ｖｉｎ×√２×ｋ）／Ｖｚｄ１）−１ …式（１）
設定されていてもよい。

本発明に係るスイッチング電源装置は、以上のように、起動回路は、複数の抵抗を互いにシリーズに接続して有しており、前記制御手段は、前記主スイッチング素子の制御を一時停止するためのミュート部を備え、前記電圧検出スイッチ回路は、前記起動回路の複数の抵抗間の接続点の直流をツエナーダイオードにてモニターするようになっており、かつ、前記停止制御信号が前記ミュート部のミュート端子に入力されるようになっている構成である。

それゆえ、上記構成では、前記電圧検出スイッチ回路が、前記起動回路の複数の抵抗間の接続点の直流をモニターすることで、電圧検出スイッチ回路に入力され、検出される直流の電圧を低下させて、ツエナーダイオードやスイッチ素子の耐圧が小さいものを用いることができて、従来のように耐圧を確保するために複数のツエナーダイオードをシリーズに用いる必要がなくなり、回路構成を簡便化できる。

その上、上記構成は、停止制御信号を前記制御手段のミュート部のミュート端子に入力して、主スイッチング素子の制御を停止するから、制御手段への補助電源のための支流回路に使用されるコンデンサの影響を、前記起動回路の複数の抵抗間の接続点の直流をモニターすることで防止できて、従来生じていた、主トランジスタ素子の破壊や他の電子装置への悪影響を回避できるという効果を奏する。

本発明に係るスイッチング電源装置の実施の各形態について図１ないし図５に基づいて説明すると以下の通りである。

（実施の第一形態）
本発明に係る実施の第一形態のスイッチング電源装置には、図１に示すように、例えば１００Ｖ、６０Ｈｚの商用の交流電源が入力される各入力端子Ｐ１、Ｐ２と、各入力端子Ｐ１、Ｐ２からの交流がヒューズを介して入力されるラインフィルタＬ１と、ラインフィルタＬ１の前後にそれぞれ設けられたノイズ除去用の各ラインコンデンサＣ１、Ｃ２とが設けられている。なお、上記商用の交流電源の電圧としては、他に、１１７Ｖや２００Ｖや２２０Ｖなどが挙げられる。

上記スイッチング電源装置では、ラインフィルタＬ１からのノイズが除去された交流入力が入力される、ホイーストンブリッジ型に組み合わされた各ダイオードＤ１〜Ｄ４と、各ダイオードＤ１〜Ｄ４からのリップル成分を備えた直流をさらに整流して、上記交流入力から直流入力を出力するための平滑用コンデンサＣ３とが設けられている。

また、上記スイッチング電源装置においては、平滑用コンデンサＣ３からの直流入力が入力される一次側主巻線Ｎ１と一次側主巻線Ｎ１とは極性が逆方向となる二次側巻線Ｎ２と、補助電源用の一次側副巻線Ｎ３とを有するトランスＴ１が設けられている。一次側副巻線Ｎ３は、上記トランスＴ１において、一次側主巻線Ｎ１と極性が順方向にて形成されている。

さらに、トランスＴ１の一次側主巻線Ｎ１に接続されて、上記一次側主巻線Ｎ１に流れる電流をスイッチング（断接）する電界効果型トランジスタであるＦＥＴ（主スイッチング素子）Ｑ１が、直流入力から負荷へ印加される負荷電圧を所望値に設定するために所定の周波数の交流に変換するように設けられている。本実施の形態では、上記ＦＥＴＱ１は、Ｎ型であるが必要に応じてＰ型も使用可能であり、さらに、スイッチング機能を有していれば、他のタイプの、例えばバイポーラトランジスタも使用可能である。

よって、ＦＥＴＱ１のドレインは、一次側主巻線Ｎ１のアース側に接続され、ＦＥＴＱ１のソースが各ダイオードＤ１〜Ｄ４のアース側に接続され、ＦＥＴＱ１のゲート（制御端子）が後述する制御回路１２の出力端子ＯＵＴに接続されている。

一方、上記トランスＴ１の二次側巻線Ｎ２には、二次側巻線Ｎ２から出力される、昇圧または降圧されて電圧が所望値に調整された出力交流を整流して直流出力として出力するための整流用ダイオードＤ６および平滑用コンデンサＣ５と、上記直流出力を外部に取り出すための各出力端子Ｐ３、Ｐ４とが設けられている。さらに、各出力端子Ｐ３、Ｐ４に対しパラレルに接続された出力電圧検出部１１が上記直流出力の電圧を検出するために設けられている。さらに、上記トランスＴ１の二次側巻線Ｎ２では、出力電圧検出部１１にて検出された出力電圧値を、非接触な光学的に一次側に伝達するためのフォトカプラＰＣの発光部ＰＣａが取り付けられている。

前記制御回路１２は、フォトカプラＰＣの受光部ＰＣｂからの、出力電圧値を示す検知信号がフィードバック端子ＦＢに入力されて、その検知信号に基づきＦＥＴＱ１のゲートへの制御信号（スイッチングパルス信号）つまりＦＥＴＱ１のスイッチング動作すなわちスイッチング周波数やスイッチングパルス信号のデューティー比を変える、例えばＰＷＭ制御できるようになっている制御ＩＣである。

制御回路１２には、前述の出力端子ＯＵＴとフィードバック端子ＦＢとの他に、少なくとも、電源端子Ｖｃｃと、ミュート端子Ｍとが設けられている。電源端子Ｖｃｃは、制御回路１２を駆動するための電源電圧（１２Ｖ〜２５Ｖ）を印加するためのものである。

トランスＴ１の一次側副巻線Ｎ３には、制御回路１２の電源端子Ｖｃｃに所定電圧の直流を補助電源として供給できるように、整流用ダイオードＤ６と平滑用コンデンサＣ４とが設けられている。平滑用コンデンサＣ４は、整流用および起動時の各起動用抵抗Ｒ１、Ｒ２からの起動電流蓄積用コンデンサである。

さらに、制御回路１２の電源端子Ｖｃｃには、制御回路１２の起動用のために、各ダイオードＤ１〜Ｄ４からの直流入力から各起動用抵抗Ｒ１、Ｒ２を介して生成された所定電圧の直流も入力されるようになっている。

そして、本発明のスイッチング電源装置では、制御回路１２に対し、予め設定された停止制御信号（第一制御信号）の入力により、ＦＥＴＱ１のスイッチング動作を一時停止するミュート機能（ミュート部）が付与されており、かつ、各ダイオードＤ１〜Ｄ４からの直流の電圧をモニターするための電圧検出回路２と、その電圧検出回路２からの検出信号により停止制御信号を出力するためのスイッチ回路１とが設けられている。

上記ミュート機能のためのミュート端子Ｍでは、その動作インピーダンスが数キロオームに設定されている。ミュート端子Ｍは、それに印加されている電圧が、所定値、例えば０．４Ｖ〜１．０Ｖ以下となると、出力端子ＯＵＴからＦＥＴＱ１への制御信号を停止（ミュート）するためのものである。このようなミュート機能を発揮するための一例として、制御回路１２では、ミュート端子Ｍに接続された反転入力端子を有する比較器（図示せず）が設けられている。上記比較器の反転入力端子には、電源電圧が定電流源（３μＡ〜１０μＡ）を介して印加されている。一方、上記比較器の非反転入力端子には、０．４Ｖ〜１．０Ｖの所定の電圧値、例えば０．８Ｖが常時印加されている。

よって、ミュート端子Ｍを、抵抗を介してショートさせることで、上記反転入力端子の電圧を所定の電圧値、例えば０．８Ｖ以下とすることで、上記比較器からの出力を変化させ、その出力の変化により、制御回路１２の出力端子ＯＵＴからのＦＥＴＱ１への制御信号を停止（ミュート）することが可能となる。

電圧検出回路２は、電圧を検出するためのツエナーダイオードＺＤ１のアノード端子と第一のバイアス抵抗Ｒ３とを互いにシリーズに接続して有し、かつ、ツエナーダイオードＺＤ１と第一のバイアス抵抗Ｒ３との接続点に対し、カソード端子が接続されたダイオードＤ５を備えている。ダイオードＤ５は、後述のトランジスタＱ２の耐圧保護用である。

電圧検出回路２においては、ツエナーダイオードＺＤ１のカソード端子が、各起動用抵抗Ｒ１、Ｒ２の間の接続点に接続されている。つまり、ツエナーダイオードＺＤ１に対しては、各ダイオードＤ１〜Ｄ４からの直流入力を各起動用抵抗Ｒ１、Ｒ２により分圧した直流が印加されることになる。第一のバイアス抵抗Ｒ３の他の端子はトランスＴ１の一次側副巻線Ｎ３のマイナス側に接続されている。

スイッチ回路１は、ダイオードＤ５のアノード端子が、ベースに接続されたトランジスタＱ２と、トランジスタＱ２のエミッタに接続された抵抗Ｒ５とを備えている。抵抗Ｒ５は、トランジスタＱ２の電流制限用抵抗である。トランジスタＱ２のコレクタは、トランスＴ１の一次側副巻線Ｎ３のマイナス側に接続されており、抵抗Ｒ５の他の端子は、制御回路１２のミュート端子Ｍに接続されている。

その上、各起動用抵抗Ｒ１、Ｒ２の各抵抗値の設定は、以下の式（１）にて設定することが好ましい。このような設定は、後述する他の実施の形態でも同様に好ましい。Ｖｉｎは、各入力端子Ｐ１、Ｐ２に印加する交流入力電圧を示し、Ｖｚｄ１は、ツエナーダイオードＺＤ１のツエナー電圧を示す。

Ｒ１／Ｒ２＝（（Ｖｉｎ×√２×ｋ）／Ｖｚｄ１）−１ …式（１）
Ｒ１とＲ２の接続点の電圧（Ｖｒ２）は（（Ｒ２／Ｒ１＋Ｒ２）＊（Ｖｉｎ＊０.７＊√２）となり、トランジスタＱ２がオンして制御回路１２が停止するときのＶｒ２の電圧はＶｚｄ１のツエナー電圧と等しくなることから、式（１）を導き出すことができる。

ｋは、交流入力電圧オフ時より、所定値、例えば７０％に降下したときに制御回路１２が、そのミュート機能を発動させてＦＥＴＱ１の動作を停止させる係数で、この値ｋを変えることで動作停止する電圧を任意の値に設定できる。上記所定値が７０％のときは、ｋ＝０．７となる。

次に、本実施の第一形態の作用・効果について説明する。本実施の形態は、ミュート機能の有する制御回路１２のミュート端子Ｍに対し、入力電源の電圧検出信号である停止制御信号を接続して入力するスイッチ回路１および電圧検出回路２と、各起動用抵抗Ｒ１、Ｒ２の接続点から電圧検出回路１に接続して、さらに好ましくは式（１）の如く各起動用抵抗Ｒ１、Ｒ２の比を設定して組み合わせることである。

本実施の形態では、上記のように設定することで交流入力電圧に対して約７０％（Ｒ１とＲ２の比を変えることで、約７０％の値は任意の値に調整可能となった）となると、ＦＥＴＱ１の動作を強制的に停止させることができて、従来の問題点を回避することが可能となる。すなわち、本実施の形態では、入力電源電圧に関係なくＲ１とＲ２の比を調整することにより、任意の入力電源電圧の低下で制御回路１２を動作停止する回路構成が可能となり、さらに安全に、ＦＥＴＱ１などの部品を破壊することなく動作停止させることができる。

また、電圧検出回路２への直流入力の電圧値の検出のために入力される電圧を、制御回路１２への起動用電源と兼用することで、回路構成の簡便化を図りながら、電圧検出回路２への入力電圧が従来に比較して低くできるため、電圧検出回路２の構成を簡素化することが可能となる。

また、制御回路１２のミュート端子は動作インピーダンスが一般的に数キロオームと高いために、トランジスタＱ２は小型品で耐圧、電流とも低い素子が使用可能となった。また、トランジスタＱ２の破壊の心配が無くなり安全に動作するようになった。

電圧検出回路２の回路は、従来のスイッチング電源回路の電圧検出回路４１の回路よりツエナーダイオードＺＤ２と抵抗Ｒ４とを省くことができる。これは電圧検出回路２への入力電圧が、従来のスイッチング電源回路より低く設定することが可能となったためである。これにより、本実施形態においては、一般的な１／２ワット抵抗の消費電力が少なくなり１個で実現できるようになった。また、ツエナーダイオードも１個で式（１）のとおり可能となる。

（実施の第二形態）
本実施の第二形態では、図２に示すように、図１に示す電圧検出回路２に対し、ツエナーダイオードＺＤ１と、第一のバイアス抵抗Ｒ３およびダイオードＤ５との間に、第二のバイアス抵抗Ｒ７をシリーズに追加した電圧検出回路３が設けられている。これは、ダイオードＤ５のカソード電圧が第一のバイアス抵抗Ｒ３と第二のバイアス抵抗Ｒ７とにより分圧されて低く設定することが可能となり、耐圧の低いダイオードＤ５が使用できるようになり、低コスト化が可能となる。例えば、従来は５００Ｖ耐圧品のダイオードＤ５を使用していたが、本実施の形態では、一般的な５０Ｖの耐圧品のダイオードＤ５が使用できた結果、安価で小型部品が使用できるようになった。

（実施の第三形態）
本実施の第三形態においては、図３に示すように、図１に示す電圧検出回路２に対し、ダイオードＤ５を省いた電圧検出回路４が設けられている。ところで、従来のスイッチング電源回路では、ダイオードＤ５を省くと、トランジスタＱ２のベース電圧が高すぎて一般部品ではそこまで耐圧の耐えられるものはなかった。本実施の形態では、ダイオードＤ５を省いても、電圧検出回路４への入力電圧を低く設定されているので、トランジスタＱ２において、ベース電圧の耐圧の高いものを採用する必要があるが、一般部品を用いることが可能となった。

本実施の形態は、ミュート機能付の制御回路１２との組み合せによるスイッチング電源装置において、本実施の第一形態よりダイオードＤ５を省いた回路で従来のスイッチング電源装置の回路よりトランジスタＱ２のベース電圧が低くなるので耐圧の高いもの（約１００Ｖ）を採用することにより可能となった。ただし、従来のスイッチング電源回路ではトランジスタＱ２のベース電圧は約３３０Ｖになるので高すぎて一般部品ではそこまでの耐圧に耐えられるものはなかった。特殊部品はあるが部品価格が１０倍程度高く、形状寸法も大きくなる。

（実施の第四形態）
本実施の第四形態においては、図４に示すように、図３に示す電圧検出回路４に対し、トランジスタＱ２への接続点と、第一のバイアス抵抗Ｒ３およびダイオードＤ５との間に、第二のバイアス抵抗Ｒ７を追加した電圧検出回路５が設けられている。本実施の形態では、トランジスタＱ２のベース電圧が第二のバイアス抵抗Ｒ７と第一のバイアス抵抗Ｒ３とで分割されて低くなり、トランジスタＱ２に対し、耐圧の低く、安価な部品が採用できるようになった。

すなわち、本実施の形態においては、ミュート機能付の制御回路１２との組み合せによる電圧検出回路３よりダイオードＤ５を省き、第二のバイアス抵抗Ｒ７を追加したもので、トランジスタＱ２のベース電圧の耐圧が８０Ｖ程度の比較的低いトランジスタを採用することが可能となった。

上記の実施の第一ないし第四の各形態に記載の何れの回路においても、交流入力電源オフ後の直流出力の電圧に、動作図である図５に示すように、スパイクノイズの発生が防止されている。このように交流入力電源電圧が任意の電圧降下時（たとえば７０％に降下した時）において、制御回路１２を強制的に動作停止させることが上記スパイクノイズの発生を防止しながら可能となり、誤動作や他の部品が破壊やダメージを受けることを回避して、制御回路１２およびＦＥＴＱ１の動作を安全に停止することができる。

本発明のスイッチング電源装置は、簡便な回路構成により、誤動作や他の部品に対する破壊やダメージを与えることなく、安全に動作停止することができることによって、オーディオや照明やパソコンなどの電気装置および電子装置の電源として好適に利用できる。

本発明に係るスイッチング電源装置の実施の第一形態を示す回路図である。 本発明に係るスイッチング電源装置の実施の第二形態を示す回路図である。 本発明に係るスイッチング電源装置の実施の第三形態を示す回路図である。 本発明に係るスイッチング電源装置の実施の第四形態を示す回路図である。 上記実施の第一ないし第四の各形態において、交流入力電源オフ後の直流出力の電圧にスパイクノイズが発生しなくなることを示すグラフである。 第一従来例のスイッチング電源装置の回路図である。 第二従来例のスイッチング電源装置の回路図である。 上記第二従来例において、交流入力電源オフ後の直流出力の電圧にスパイクノイズが発生することを示すグラフである。

符号の説明

１：スイッチ回路
２：電圧検出回路
１１：出力電圧検出部
１２：制御回路（制御手段）
Ｐ１＆Ｐ２：商用電源の交流入力端子
ＨＳ１：ヒューズ
Ｌ１：ラインフィルタ
Ｃ１＆Ｃ２：ラインコンデンサ
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４：整流用ダイオード
Ｃ３：ブロックコンデンサ（整流コンデンサ）
Ｒ１＆Ｒ２：起動用抵抗
ＺＤ１：電圧検出用のツエナーダイオード
Ｒ３＆Ｒ４：ツエナーダイオードＺＤ１のバイアス抵抗
Ｄ５：トランジスタＱ２の耐圧保護用ダイオード
Ｑ２：スイッチ用のトランジスタ
Ｒ５：トランジスタＱ２の電流制限用抵抗
ＰＣ：フォトカプラ
Ｃ４：整流用および起動時の起動抵抗からの起動電流蓄積用コンデンサ
Ｄ６：補助電源整流用ダイオード
Ｎ３：１次側副巻線
Ｎ１：１次側主巻線
Ｑ１：ＳＷ用素子（ＦＥＴ）
Ｎ２：二次側巻線
Ｄ６：出力電圧整流用ダイオード
Ｃ５：出力電圧整流用コンデンサ
Ｐ３＆Ｐ４：直流出力端子

Claims (8)

1. 他励式にて、主スイッチング素子を制御して、直流入力を所望する電圧に安定化して直流出力として出力するための制御手段を有するスイッチング電源装置において、
   前記直流入力により前記制御手段を起動するための起動用電源を生成する複数の起動用抵抗を互いにシリーズに接続して有している起動用電源回路と、
   前記直流入力の電圧をツエナーダイオードにより検出し、上記電圧値が所定値以下となると、第一制御信号を出力する電圧検出スイッチ回路とを備え、
   前記制御手段は、前記第一制御信号の入力により前記主スイッチング素子の制御を一時停止するためのミュート部を備え、
   前記電圧検出スイッチ回路は、前記起動用電源回路における複数の起動用抵抗間の接続点の何れかの直流を前記ツエナーダイオードによりモニターするようになっていることを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記電圧検出スイッチ回路は、前記ツエナーダイオードの検出結果に応じて作動して前記第一制御信号を出力するためのスイッチ素子とを有していることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
3. 前記スイッチ素子は、トランジスタで有り、
   前記電圧検出スイッチ回路は、前記トランジスタの保護用のダイオードを、前記ツエナーダイオードと前記トランジスタとの間に備えていることを特徴とする請求項２記載のスイッチング電源装置。
4. 前記電圧検出スイッチ回路は、前記ツエナーダイオードに対する第一のバイアス抵抗を有していることを特徴とする請求項１ないし３の何れか１項に記載のスイッチング電源装置。
5. 前記電圧検出スイッチ回路に対する印加電圧を分圧により低減するための、第二のバイアス抵抗を有していることを特徴とする請求項４記載のスイッチング電源装置。
6. 前記電圧検出スイッチ回路は、過電流防止のための電流制限用抵抗を備えていることを特徴とする請求項１ないし５の何れか１項に記載のスイッチング電源装置。
7. さらに、交流入力から、前記直流入力を生成するための入力側整流回路を備えていることを特徴とする請求項１ないし６の何れか１項に記載のスイッチング電源装置。
8. Ｖｉｎが交流入力の電圧を示し、Ｖｚｄ１がツエナーダイオードのツエナー電圧を示し、ｋが前記制御を一時停止する、交流入力の電圧の低下率の設定値を示すとき、前記起動用電源回路における、電圧が検出される接続点の前後の第一の起動抵抗と第２の起動抵抗との比（Ｒ１／Ｒ２）が、下記の式（１）に基づき、
   Ｒ１／Ｒ２＝（（Ｖｉｎ×√２×ｋ）／Ｖｚｄ１）−１ …式（１）
   設定されていることを特徴とする請求項７記載のスイッチング電源装置。

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